JPS61234643A - 直角振幅変調方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、複数個のデータ列で搬送波信号を変調する技
術に関するものであって、更に詳細には、デジタル的に
コード化したデータを使用する直角振幅変調に関するも
のである。

本発明の１つの特定の適用は、モデム（ｍｏｄｅｍ即ち
変・復調器）による電話線を介してのデータ伝送に関す
るものである。典型的に、１，２００ビット／秒の速度
で同時的な２方向通信を与える全二重モデムは、約２　
ｋ　Ｈｚの使用可能な有用な帯域幅を持ったチャンネル
において動作する。

この帯域幅は、信号要素乃至は記号（シンボル）当り１
ビットデータをコード化し且つ各通信方向に対してＩ　
Ｈｚ　／ビット／秒を必要とする二進コード化を使用す
る変調方法にとっては不充分である。従って、見轡けの
１デ一タ速度を減少させその際に使用可能なチャンネル
帯域幅を一層効率的に使用する為には、記号当り１ビッ
ト情報を越えてコード化することが必要となる。この為
に、記号当りに２ビットのデジタル情報をコード化し、
従って各記号は、４個の可能な状態を持った双ビットと
して知られている情報の単位を表す。従って。

１．２００ビット／秒ρ入カデータ速度は、６００　ｂ
ａｕｄ即ち６００記号／秒の記号速度で伝送され、二進
信号方法の帯域幅の約半分を必要とするに過ぎない。

種々の振幅、周波数、ちび位相変調技術が双ビット信号
方法に対して提案されている。その１つの技術で本発明
が関連しているものは、直角振幅変調として知られてい
るセのである。基本的に、直角振幅変調（、Ｑ　Ａ　Ｍ
　）、は、搬送波の位相が９０度異なる２つの搬送波抑
圧振幅変調信号の同時的発生に対しての一般的な用語で
ある。従来のＱＡＭ変調器を第１図にブロック図で赤し
である。それは、２つの同一のフィルタ１０及び１２を
有しており、それらは、夫々、スペクトル的に２つのベ
ースバンドデータ列（ａｎ）と（ｂｎ）とを整形する。

このスペクトル的に整形された信号は、一対の乗算器１
４及び１６内の振幅の等しい２つの周期的でゼロ平均直
角関数（例えば、ｓｉｎωＣｔ及びｃｏｓωｃ１．）を
変調する為に使用される。

該変調された信号は加算器１８内において加算され、そ
の結果得られる信号は、高調波抑圧及び均等化の為に使
用することの可能な変調後（ポスト変調）フィルタ２０
へ供給される。

該２つの入力電圧ａｎ及びｂｎが最大値が＋１の独立し
た連続信号である一般的な場合に、加算の後に得られる
ベクトルは０と１の間の任意の大きさ及び任意の位相角
を持つことが可能である。入力信号が＋１又は−１の値
を持った二進同期ノンリターンツーゼロ信号である特別
の場合には、その結果得られるベクトルは振幅の等しい
４つの可能な定常状態値の１つ及び４５°、１３５°、
２２５°、３１５°の位相角を取る。この変調の特別の
場合は、４状態直角振幅変調（４−ＱＡＭ）、又は別法
として、直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）と呼ばれ
る。

実際的な適用においては、第１図に示したタイプの従来
のＱＡＭ変調の性能は制限されている。

この制限は、主に、２つのアナログフィルタ及び搬送波
抑圧変調器に高精度のトラッキング及び対称性が必要と
され、即ちそれらは理想的に整合されていることが要求
されるという事実から派生するものである。この様な要
求は複雑なフィルタを必要とする。然し乍ら、変調器の
各脚部、及びベースバンドデータ信号に存在することの
ある直流オフセット電圧における成分を完全に整合する
ことが不可能であると、抑圧されない搬送波及び側波成
分が発生する。典型的に、第１図に示したタイプのベー
スバンドＭＯＤＥＭ適用に対しての個別的な変調器は、
約３４−４．０　ｄ　Ｂの搬送波抑圧及び約４０ｄＢの
不所望の側波抑圧を持っている。

第１図に示したアナログＱＡＭ変調器に代るものとして
、ＱＰＳＫ信号も又デジタル技術によって直接的に発生
させることが可能である。ＱＰＳＫ信号を発生させるこ
の様な技術の１つは米国時　゛許第４．．’ｏ４９，９
ｏ９号に開示されている。然し乍ら、該特許に示されて
いる様な技術は、典型的に、結果的に得られる周波数ス
ペクトルを整形する上で制限された柔軟性を与えるに過
ぎない。

従って、その様な技術は厳格な変調後帯域通過フィルタ
操作を必要とすることがある。

本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し、複数個の整合した部
品を必要とすることがなく従って隣接するチャンネルの
投影を与える一方、複雑性を減少させた新規なＱＡＭ変
−器を提供することである。本発明の別の目的とすると
ころは、任意の通過帯域及び停止帯域特性を与える単一
フィルタ構成のみを使用する新規なＱＡＭ変調器を提供
することである。本発明の更に別め目的とするところは
、集積回路製造１こ適した新規なＱＡＭ変調器を提供す
ることである。本発明の更に別の目的とするところは、
不所望の□搬送波、側波、及び高調波信号の抑圧に関し
て優れた性能を与える新規なＱＡＭ変調器を提供するこ
とである。

本発明に依れば、これらの目的及びそれに付随する利点
は、変調関数をデジタル化し且つ単一のフィルタを使用
するこ□とを可能とする為に、スペクトル整形用フィル
タのｉ進向に変調関数を組み込むことによって達成され
る。両方の入力データ列に対して同じフィルタを使用す
ることは、本来的な対称性を与え、その際に整合された
部品の゛必要性を解消する。動作に付いて説明すると、
これらの２つの入力データ信号がサンプルされ且つ有限
インパルス応答フィルタの一部を構成するシフトレジス
タ内に夫々供給される。直角変調は、搬　　　　　□送
波周波数の２倍で該シフトレジスタをマルチプレクス操
作し、次いで該マルチプレクス操作した信号を排他的Ｏ
Ｒゲートを介して搬送波周波数で二進信号へモジュロ−
２加算することによって達成される。次いで、そ払結果
得られる直角変調されだ信号を所望のスペクｌ−ルに従
って重み付けし、加算し、Ｉｌ、つアナログ形態へ変換
して、伝送に適した信号を供給する。

以下、添付の図面を参考に、本発明の具体的実施の態様
に付いて詳細に説明する。以下の本発明の好適実施例の
詳細な説明において、変調用信号を直角位相のオーディ
オ信号とすることが可能な単一側波搬送波抑圧通信に関
連して本発明を使用する特定の例に関して説明する。然
し乍ら、本発明の実際的な適用はこれのみに限定される
べきものではないことは当業者等に明らかである。例え
ば、本発明は、変調用信号が２つのカラー差信号である
カラーＴＶ通信においても使用することが可能である。

本発明の１つの特定の実施例に付いて、双ビットデータ
記号を使用する直角位相偏移キーイングを特に参照して
説明する。前に注記した如く、この場合には、各双ビッ
トは２つのデータ信号の各々における１ピツ１へに関し
ての情報を有しており、従って００，０１．．１１．１
０として表される４個の異なった双ビットが可能である
。これらの４個の可能な状態から得られる４個のベクト
ルを表す位相線図を第２図に示しである。そこに図示し
た如く、各ベクトルは単位振幅を持っており且つ４５．
１３５，２２５．又は３１５°の位相角を持っている。

アナログ電話回線は温度制御通信の為に設計されている
ので、システム幅タイミング基準は各受け取った信号の
絶対的な位相を決定する為には存在しない。従って、４
つの双ビット値が現在の搬送波位相と相対的な位相差と
して搬送波信号上にコード化されている。従って、４つ
の異なった双ビット値は＋９０．Ｏ，−９０，及び１８
０°の位相ステップとして表される。

搬送波信号上に双ビット情報をコード化する為の種々の
フォーマツ１へがある。各シーケンスが連続的に繰り返
される４つの双ピットシーケンスの各々をコード化する
為の２つの入力データ信号の１つの有用な関係を第３図
のタイミング線図に示しである。便宜上、現在の状態に
おいて、フェーザー（ｐｈａｓｏｒ、）は第２図の線図
中の点Ａにあると仮定する。第３ａ図において、この例
においては位相の０°変化で表されている・０１双ビッ
トが図示されている。この場合、２つの入力信号ａｎ及
びｂｎは変化せず、従ってフ、エーザーは点Ａに留まる
。この例においては、１０双ビットは１８０°の位相変
化で図示されている。この場合、ａｎとｂｎの両方が各
記号（シンボル）時間で変化し、且つフェーザーは点Ａ
とＣとの間を交互する。

この例においては、００双ビットは＋９０°の位相変化
で表されている。ａｎとｂｎの入力信号は図示した如く
交互に変化する。従って、フエーザーは点Ａから点Ｂ、
Ｃ，Ｄ、、Ａ等へ移動し、その際に４個の記号毎に３６
０°、即ち１搬送波サイクルが得られる。１１双ビット
の場合、この例においては一９０°の位相変化で表され
ており、ａｎ及びｂ＋ｎ入力信号も交互にしかしＯＯ双
ビットと反対のシーケンスで変化する。従って、フェー
ザーは、点Ａから点り、Ｃ，Ｂ、Ａ等へ移動し、４個の
記号毎に３６０°失う。

本発明の好適実施例においては、帯域制限したｓｉｎ　
ｘ／ｘスペクトル又はデータ通信の為に適したその他の
所望のスペクＩ〜ルを発生する為の入力データ信号のス
ペクトル整形は有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィ
ルタによって実行される。このタイプのフィルタは、就
中、直線位相伝達関数を実現する能力があるので望まし
いものである。

この様なフィルタの一般的な構成を第４図に示しである
。それは、基本的に、遅延線、例えばシフトレジスタ２
１、を有しており、その各段は係数乗算タップ２２へ接
続されている。これらのタップの全てからの出力信号は
加算器２３で結合される。これら全ての信号の加算から
得られるフィルタ出力信号は、第１図の乗算器１４又は
１６の如き乗算器へ供給され、そこで搬送波信号上に変
調される。動作に付いて説明すると、例えば９゜６００
　Ｈｚの適宜のサンプリング速度で入力データ列（ａｎ
）の連続するサンプルを採取し、且つシフトレジスタ２
１の段を介してクロック動作される。各クロックサイク
ルの間に、各サンプルが該フィルタに対しての所望の伝
達関数によって決定される係数によってタップ２２の１
つにおいて重み付けされる。次いで、重み付けされたサ
ンプルが加算されて、所望の出カスベクトルを持ったア
ナログ信号を供給する。該タップに印加される係数乗算
器が中央タップに関して対称的であると、そのフィルタ
の応答は直線位相である。

入力信号（ａｎ）が二進で且つ同期的、即ち各記号期間
の間該信号が一定のままである、場合には、記号期間の
間にその信号に関する全ての情報を得る為には記号期間
当り一度その信号をサンプルすることが必要であるに過
ぎない。該信号のこの特性を利用して該フィルタの構成
を簡単化することが可能である。更に詳細には、記号当
り１つのサンプルのみを採取する場合、成る時刻におい
て記号当り唯１個のレジスタタップがアクティブでるに
過ぎずその信金てのタップはゼロである。

換言すると、Ｎをタップ数としｍを有限インパルス応答
における記号数とし且つｎを記号当りのタップ数として
Ｎ＝ｍｎの場合に、任意の時間においてｍ個のタップの
みを検査することが必要であるに過ぎない。

前述する原理を組み込んだ簡単化したフィルタの例を第
５図に示しである。説明の便宜」ユ、図示例においては
、有限インパルス応答における記号数ｍは４である。任
意の特定の適用の為に選択される実際の数は重み付はタ
ップの動的範囲によって決定されることが理解される。

該フィルタに対するインパルス応答の大きさは、成る数
の記号の後例えば中央タップ等の最大重み付は値□を持
ったタップからの距離が増加すると減少するので、応答
の大きさはそれを分解することが不可能な程度に小さく
なる。例えば、６５個のタップを持った構成において最
大と最少の重み付はファクターの実現可能な比は５０：
１である場合に、ｍに対する適切な選択は４である。

第５図を参照すると、入力データ信号内の４個の最も最
近のピッ１〜ａ　、　−ａ　ａは例えば６００　Ｈｚの
記号速度でｍ段シフトレジスタ２４の４つの膜内にクロ
ック動作される。該シフトレジスタの各膜内にストアさ
れた値は、ｄ、Ｃ，レベルとして、４個の連動スイッチ
２５の入力端子へ夫々印加される。これらのスイッチは
シーケ′ンサ２６によって制御されて、該レジスタの各
段からの出力信号を逐次的に記号毎にｎ個のタップの各
々へ接続させる。図示例においては、ｎ＝１６であり、
従ってタップの全数はＮ＝ｎＸｍ＝６４である。各タッ
プは抵抗２７又はその他の適宜の゛手段によって重み付
けされており、所望のスペクトル整形を提供する。従っ
て、例えば、ｓｊｎ　ｘ／ｘ又はその他の対□称的スペ
クトルが所望される場合には、中央の１つ又はそれ以」
二のタップは最大抵抗値を持ち、且つその他の抵抗の値
は、裁断伝達関数を合成する重み付は関数に従って、該
中央タップからの距離が増加するに従いその他の抵抗の
値は連続的により小さくなる。

スイッチ２５が作動される速度は□入力データ速度の整
数倍であり、従ってｎ個のタッ□プの各々が入カデニタ
信号の各記号期間中に該記号をサンプルする。各タップ
が入力データサイクル毎に一度□アクティブになると、
結果的に得られる入カスペクトルは略平坦であり、且つ
必要な伝達関数は略所望の出カスベクトルと等しく更に
通過帯域において滑らかで且つ単調である。従って、図
示例においては、該スイッチは入力データ速度の１６倍
の周波数で作動される。４個の記号の各々からの重み付
けされた信号は、次いで、接続部２８で加算されてアナ
ログのスペクトル的に整形された信号を供給する。

従来の４−ＱＡＭ変調器においては、このスペクトル的
に整形された信号は乗算器１４へ供給されて、第４図に
示した如く□、搬送波信号を変調する。この変調された
信号は、次いで、同様に整形され且つ変調されている別
の信号と加算されて結果的に得られる直角出力信号を供
給する。然し乍ら、本発明に依れば、搬□送波信号の方
形波特性を利用して、直交変調関数をフィルタ自身の構
成の中に組み込み、その際に２個の別々であるが整合さ
れたフィルタ及び変調器に対する必要性を除去している
。更に詳細には、第４図の回路内の乗算器１４の出力□
端子に現われる信号は、搬送波信号と重み付けしたタッ
プ信号の和との積であり、即ちｃ　（ａｏ’　＋ａ、’
　＋ａ、’　＋、＊　＋　十ａｍ−，’）でＣは搬送波
信号の大きさでａ。　ｊ　ａｌ’　ｌ　ａ２′等は重み
付けしたタップ信号である。然し乍ら、代数的に言えは
、この結果は個々の積の和、即ちｃ　ａｏ’　十ｃ　ａ
、’　十ｃ　ａ２’　＋、Ｈ＋　十ｃ　ａｍ−、と等価
である。従って、乗算（変調）ステップは、個々の重み
付けしたタップ信号を加算する前に実行することが可能
であり、尚その場合も同じ結果を与える。更に、入力シ
ーケンスの両方を共に変調することによって、１つのフ
ィルタのみを使用することが必要であるに過ぎない。

この原理に基づいて動作する変調回路を第６図に示しで
ある。それを参照すると、入力データ信号の１つのビッ
トが１つのシフトレジスタ２４内へ供給され、他のデー
タ信号のものは同様なシフトレジスタ３０内へ供給され
る。２つのシフトレジスタ２４及び３０内の各対応する
段の出力端子は夫々２つの内の１つの乃至は二者択一マ
ルチプレクサ（ｏｎｅ−ｏｆ−ｔｗｏ　ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅｘｅｒ）の２つの入力端子へ接続されている。従って
、２つのデータ信号の各々の最も最近のピッ１−はマル
チプレクサ３２へ供給され、該２つのデータ信号の各々
の第２の最も最近のビットは第２マルチプレクサ３４へ
供給され、以下同様である。これらのマルチプレクサは
搬送波信号の周波数の２倍でクロック動作される。この
様に２つの入力データ信号をマルチプレクス操作するこ
との効果は、位相の合った記号と直角記号とを反対の位
相に選択して、各記号を単極方形波でチョッピングする
ことと等価である。この状態を、シフトレジスタ内のサ
ンプルの各々が二進数１である場合に対して第７ａ図及
び第７ｂ図のタイミング線図に示しである。各マルチプ
レクサからの出力信号は、搬送波周波数及びその奇数高
調波の２倍に等しい中央周波数の周りのベースバンドス
ペクトルの応答である。該２つの記号はマルチプレクス
用クロック信号の反対の位相上で選択されるので１両方
のスペク１−ルが存在し且つ反対の位相である。

この複雑なスペクトルは、第７ｃ図に図示した対称な方
形波搬送波によって乗算される。この乗算は排他的ＯＲ
ゲート３６によって実施される。

各ＯＲゲートは、１つの入力端子においてマルチプレク
サ３２．３４等の１つからの出力信号を受け取り、且つ
その他方の入力端子において方形波搬送波周波数信号を
受け取る。この乗算の効果は、反対位相でマルチプレク
ス操作されたベースバンド信号を包含する上述した偶数
次スペクトル成分を、直角、即ち９０°の奇数倍でマル
チプレクス操作された信号を包含する奇数次スペクトル
成分へ変換させることである。従って、第７ｄ図及び第
７ｅ図から理解される如く、チミツプされた波形と方形
波搬送波との積は直角位相である。

排他的ＯＲ，ゲート３６の出力端子に現われる個別的な
直角変調信号は、所望の伝達関数に従って重み付けさせ
て適宜の出カスベクトルを発生させることが可能である
。例えば、これらの信号は、第８図に示した如く、ＦＩ
Ｒフィルタのタップスイッチ２５へ入力信号として印加
することが可能である。この様な態様で該フィルタの構
造内に変＝２５＝ 調量数を組み込むことにより本来的な対称性が与えられ
、それは良好な搬送波抑圧と不所望の側波の抑圧とを提
供する。

本発明の好適実施例を振幅が一定のままであるデータの
双ビットコード化に関して特に説明したが、本発明の基
礎となる原理はより一般的なコード化方法に同様に適用
可能であることに注意すべきである。例えば、入力シー
ケンスの各要素は、４個の個別的な信号レベルを有して
おり、従って２ビットの情報を有している。これらをコ
ード化して、該ビットの１つを振幅ビットと名付け、且
つ他方のビットを符号ビットと名付けることが可能であ
る。２つの入力シーケンスが結合されると、４ビットの
情報が各記号（即ち、シンボル）期間の間に伝送され、
従って、使用可能なデータは、最大分離及びノイズ対策
の為に、第９図に示した如く配列された１６デ一タ点か
らなる定常状態配置によって表される。

本発明に基づいてこのタイプのデータを処理する為の１
６−ＱＡＭ変調器を第１０図に示してある。この回路に
おいて、２つの入力シーケンスａ及びｂに対する振幅ビ
ットａａ、ｂａ及び符号ビットａｓ、ｂｓは、夫々、４
個のｍ段シフトレジスタ４０−４６内に供給される。各
シーケンスの最初のビットをストアする各レジスタの段
（第１０図においてゼロとして示しである）を参照する
と、これら２つの振幅ビットが変調回路５１内の２つの
内の１つの（］−ｏｆ−２）マルチプレクサ４８の入力
端子へ夫々供給され、且つ２つの符号ビットは同様にマ
ルチプレクサ５０へ供給される。これらのマルチプレク
サは搬送波周波数の２倍に等しい速度で作動される。マ
ルチプレクス操作された符号ビットは排他的ＯＲゲート
５２へ供給され、そこでそれらは、４−ＱＡＭ変調器に
おける如く、搬送波周波数で方形波へモジュロ−２加算
される。

マルチプレクス操作された振幅情報は、スイッチ５４を
制御する為に使用され、該スイッチは２つの異なった電
圧源ｖ１及びｖ２の１つへ選択的に接続される。スイッ
チ５４によって選択される電圧レベルは２つの内の１つ
の乃至は二者択一（即ち、１−ｏｆ−２）選択回路５６
の１つの入力端子へ直接的に印加され、且つインバータ
５８を介して選択回路の別の入力端子へ印加される。該
選択回路は、排他的ＯＲゲート５２からの出力信号によ
って制御される。従って、選択回路５６の出力端子に現
われる信号は、変調器回路５１用の出力信号も構成する
が、振幅ピッ１〜により選択される電圧Ｖ□又はＶ２を
持っており、且つ符号ビットによって決定される極性を
持っている。

シフトレジスタ４０−４６の他の段は同様な変調器回路
６０へ接続されている。これらの回路からの出力信号は
ｍ個の記号入力を持った転換用タップ配列６２へ印加さ
れ、そこで該信号はスペクトル的に整形され且つ結合さ
れて伝送に適した信号を形成する。

ＦＩＲフィルタの前述した説明においては、該フィルタ
及びその動作の理解を容易とする為に種々のタップに重
み付けする為に抵抗を使用する場合を参照した。然し乍
ら、該フィルタは、例えば、Ｒｅｄｄｙ等著のｒＦＩＲ
フィルタのスイッチトキャパシタ実現（Ｓｗｊｔｃｈｅ
ｄ−Ｃａｐａｃｉｔｏｒ’　Ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ　
ｏｆＦＩＲＦｊ、１ｔｅｒｓ、）Ｊ、ＩＩＥＥＥ　トラ
ンズアクション・サーキッツ・アンド・システムズ、Ｖ
ｏｌ、”　ＣＡＳ−３１，１９８４年４月、４１７−４
１９頁の文献に記載されている如き加算用スイッチトキ
ャパシタ積分器を使用して構成することが可能である。

この形態のフィルタは、集積回路の形で変調器を構成す
るのにより適している。

更にこの点に関して、本発明の好適実施例をハードワイ
アード形態の場合に付いて説明したが、本発明の基礎で
ある基本的動作原理は又プログラム制御型マイクロプロ
セサで実現することも可能である。更に詳細には、入力
データ列内のデータの各ビットが検査されてそれが＋１
であるか、０であるか、又は−１であるかが決定される
。全てのゼロでないビットに対しては、第６図の回路の
乗算器３２．３４及び排他的ＯＲゲート３６によって行
われるものと等価な論理操作が行われて、＋１又は−１
の値を持ったデジタルの変調されたビットを発生する。

次いで、これらのビットの各々は、例えば、ルックアッ
プテーブルにストアされている値を参照して重み付けさ
れ、且つ全てのその他のゼロでないサンプルとデジタル
的に加算される。次いで、その加算から得られる値が任
意の適宜のデジタル・アナログ変換器へ供給されて伝送
用の所望の信号を発生する。Ｄ／Ａ変換器の分解能に従
い、この様なアプローチは、スイッチトキャパシタ又は
抵抗重み付けを使用して実際的に実現されるよりも一層
大きな動的範囲を与えることが可能である。

以上、本発明の具体的実施の態様に付いて詳細に説明し
たが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもの
では無く、本発明の技術的範囲を逸脱すること無しに種
々の変形が可能であることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＱ　Ａ’Ｍ変調器を図示するブロック図
、第２図は直角位相偏移キーイ゛ング操作した信号にお
ける４つのデータ点の関係を示したフェーザー線図、第
３図は４つの連続的に繰り返される双ピッ１−シーケン
ス用の２つの二進同期信号のシーケンスを示したタイミ
ング線図、第４図は有限インパルス応答フィルタの一般
的な構成の概略図、第５図は二進同期入力シーケンスと
共に使用することの可能な簡単化した有限インパルス応
答フィルタの部分的概略部分的ブロック回路図、第６図
は４−ＱＡＭ変調器用の変調回路のブロック図、第７図
は第６図の回路における信号の関係を示したタイミング
線図、第８図は第６図の変調回路を第５図のフィルタ構
造内に組み込んで得られる４　−Ｑ　Ａ　Ｍ変調器回路
の概略ブロック図、第９図は信号記号（シンボル）当り
４個のピッ１〜がコード化される状態に対するフエーザ
ー線図、第１０図は１．６−ＱＡＭ変調器のブロック回
路図、である。 （符号の説明） １４．１６：乗算器 ２１：シフトレジスタ ２２：係数乗算タップ ２３：加算器 ２４：ｍ段シフトレジスタ ２５：連動スイッチ ２６：シーケンサ ３２．３４：マルチプレクサ ３６：排他的ＯＲゲート 特許出願人　　　フェアチャイルド　セミコンダクタ　
コーポレーション

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波信号を複数個の二進同期シーケンスで直角振
   幅変調する方法において、該二進同期シーケンスの各々
   の少なくとも１つのビットをストアし、該搬送波信号の
   周波数の整数倍の周波数で該ストアしたビットをマルチ
   プレクス操作してマルチプレクス化した多数ビット信号
   を発生し、該搬送波信号のものと等しい周波数を持った
   方形波信号を該マルチプレクス化した多数ビット信号で
   変調し、該変調した方形波信号をスペクトル的に整形し
   て直角振幅変調したアナログ信号を発生する、上記各ス
   テップを有することを特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記方形波信号を
   変調するステップにおき、該方形波信号と該マルチプレ
   クス化した多数ビット信号とのモジュロー２加算を行う
   ことを特徴とする方法。 ３、特許請求の範囲第１項において、前記二進同期シー
   ケンスの各々の複数個の連続するビットが同時的にスト
   アされると共にマルチプレクス操作されて複数個のマル
   チプレクス化された多数ビット信号を発生し、且つ前記
   複数個のマルチプレクス化された信号は同時的に前記方
   形波信号で変調されて複数個の変調された信号を発生し
   それらをフィルタして前記変調したアナログ信号を発生
   することを特徴とする方法。 ４、特許請求の範囲第３項において、前記フィルタを行
   うステップにおき、前記方形波信号の各々のサイクルの
   間に各変調した信号の複数個のサンプルを採取し、各サ
   ンプルを所望の出力スペクトルに従って重み付けし、且
   つ各変調した信号からの重み付けしたサンプルを加算し
   て前記変調したアナログ信号を発生することを特徴とす
   る方法。 ５、特許請求の範囲第１項において、前記ストアされた
   ビットが該搬送波信号の周波数の２倍の周波数でマルチ
   プレクス操作されることを特徴とする方法。 ６、２つの二進同期シーケンスから直角位相偏移キーイ
   ング操作した信号を発生する変調器において、該２つの
   二進同期シーケンスの各々のデータ要素をストアする手
   段、連続するデータ記号を表すマルチプレクス操作した
   信号を発生する為に所定の搬送波周波数の２倍に等しい
   周波数で２つのシーケンスの各々のストアされた要素の
   間をスイッチングするマルチプレクサユニット、該マル
   チプレクス操作した信号を前記搬送波周波数に等しい周
   波数を持った方形波信号と論理的に結合させる手段、前
   記マルチプレクス操作した信号と方形波信号との結合か
   ら発生する信号に応答してスペクトル的に整形された正
   弦波信号を発生する手段、を有することを特徴とする変
   調器。 ７、特許請求の範囲第６項において、前記論理的結合手
   段は、前記マルチプレクス操作された信号と前記方形波
   信号とを夫々の入力信号として受け取る排他的ＯＲゲー
   トを有していることを特徴とする変調器。 ８、特許請求の範囲第６項において、前記発生手段は有
   限インパルス応答フィルタであることを特徴とする変調
   器。 ９、特許請求の範囲第８項において、前記フィルタは、
   各データ記号に対して複数個の重み付けしたタップと、
   前記方形波信号の各サイクルの間に少なくとも一度各タ
   ップを連続的に前記結合手段の出力に接続させる手段と
   、前記正弦波信号を発生する為に各接続されたタップか
   らの信号を加算する手段とを有することを特徴とする変
   調器。 １０、特許請求の範囲第６項において、該二進同期シー
   ケンスの各データ要素は２ビットの情報を有しており且
   つ前記マルチプレクサユニットは各シーケンスの２つの
   ビットの一方からマルチプレクス操作された信号を発生
   するものであって、更に、各シーケンスの他方のビット
   から第２のマルチプレクス操作された信号を発生する第
   ２マルチプレクサユニットと、前記第２のマルチプレク
   ス操作された信号に包含されているデータに関連する値
   を持った情報信号を発生する手段と、前記マルチプレク
   ス操作された信号及び方形波信号の結合から発生される
   前記信号に応答して前記情報信号を選択的に修正する手
   段とを有することを特徴とする変調器。 １１、特許請求の範囲第１０項において、前記情報信号
   の値は電圧レベルであり、且つ前記選択的修正手段は前
   記情報信号電圧レベルの極性を変更する手段を包含して
   いることを特徴とする変調器。 １２、２つの二進同期シーケンスを直角振幅変調する装
   置において、該２つの二進同期シーケンスの各々の少な
   くとも１つのビットをストアする手段、マルチプレクス
   操作した信号を発生する為に所定の搬送波周波数の２倍
   に等しい周波数で該２つのシーケンスの各々のストアし
   たビットの間をスイッチングするマルチプレクサユニッ
   ト、該マルチプレクス操作した信号を前記搬送波周波数
   に等しい周波数を持った方形波信号と論理的に結合する
   手段、を有することを特徴とする装置。 １３、特許請求の範囲第１２項において、前記論理的結
   合手段は、前記マルチプレクス操作した信号と前記方形
   波信号を夫々入力信号として受け取る排他的ＯＲゲート
   を有することを特徴とする装置。 １４、各々がデータ記号当り少なくとも２ビットの情報
   を持っている２つの二進同期シーケンスの直角振幅変調
   を行う装置において、該２つの二進シーケンスの各々の
   データ記号内に該２ビットの情報を別々にストアする手
   段、該２つの二進シーケンスの各々の一方のストアされ
   たビットから第１のマルチプレクス操作された信号を発
   生する為に所定の搬送波周波数の２倍に等しい周波数で
   動作する第１マルチプレクサユニット、該第１のマルチ
   プレクサ操作した信号を前記搬送波周波数に等しい周波
   数を持った方形波信号と論理的に結合させる手段、該２
   つの二進シーケンスの各々の他方のストアしたビットか
   ら第２のマルチプレクス操作した信号を発生する為に前
   記所定の搬送波周波数の２倍に等しい周波数で動作する
   第２マルチプクサユニット、前記第２のマルチプレクサ
   操作した信号に応答して振幅変調した信号を発生する手
   段、前記第１のマルチプレクス操作した信号に応答して
   前記振幅変調した信号の極性を選択的に修正する手段、
   を有することを特徴とする装置。 １５、２つの二進同期シーケンスで搬送波信号を直角振
   幅変調する方法において、該２つの二進同期シーケンス
   の各々の複数個の連続するビットをストアし、該２つの
   シーケンスの各々からの１ビットからなる各対のストア
   したビットに対して該搬送波信号の周波数の２倍の周波
   数で一対における該２つのビットを連続的にサンプリン
   グして複数個のマルチプレクス操作した信号を発生し、
   該マルチプレクス操作した信号の各々を該搬送波信号の
   周波数と等しい周波数を持った方形波信号と論理的に結
   合して複数個の変調した信号を発生し、各変調した信号
   を所望の伝達関数に従って重み付けし、該重み付けした
   変調信号を加算する、上記各ステップを有することを特
   徴とする方法。 １６、特許請求の範囲第１５項において、前記論理的結
   合ステップにおいて該方形波信号と各マルチプレクス操
   作した信号とのモジュロー２加算を行うことを特徴とす
   る方法。 １７、特許請求の範囲第１５項において、該変調した信
   号をアナログ信号へ変換させるステップを有することを
   特徴とする方法。 １８、２つの二進同期シーケンスを直角振幅変調する装
   置において、該２つの二進同期シーケンスの各々の複数
   個の連続するビットをストアする手段、複数個のマルチ
   プレクス操作した信号を発生する為に所定の搬送波周波
   数の２倍に等しい周波数で該２つのシーケンスの各々の
   対応するストアしたビットの間をスイッチングマルチプ
   レクサユニット、複数個の変調した信号を発生する為に
   該マルチプレクス操作した信号を前記搬送波周波数に等
   しい周波数を持った方形波信号と論理的に結合する手段
   、所望の伝達関数に従って該変調した信号の各々を重み
   付けする手段、該重み付けした変調信号を加算する手段
   、を有することを特徴とする装置。 １９、特許請求の範囲第１８項において、前記論理的結
   合手段は、前記マルチプレクス操作した信号の１つと前
   記方形波信号とを夫々入力信号として受け取る排他的Ｏ
   Ｒゲートを有することを特徴とする装置。 ２０、特許請求の範囲第１８項において、該変調した信
   号をアナログ信号へ変換する手段を有することを特徴と
   する装置。