JP2529197B2 - 直角振幅変調方法及び装置 - Google Patents

直角振幅変調方法及び装置

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JP2529197B2
JP2529197B2 JP61026997A JP2699786A JP2529197B2 JP 2529197 B2 JP2529197 B2 JP 2529197B2 JP 61026997 A JP61026997 A JP 61026997A JP 2699786 A JP2699786 A JP 2699786A JP 2529197 B2 JP2529197 B2 JP 2529197B2
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/365—Modulation using digital generation of the modulated carrier (not including modulation of a digitally generated carrier)

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、複数個のデータ列で搬送波信号を変調する
技術に関するものであって、更に詳細には、デジタル的
にコード化したデータを使用する直角振幅変調に関する
ものである。
本発明の１つの特定の適用は、モデム（modem即ち変
・復調器）による電話線を介してのデータ伝送に関する
ものである。典型的に、1,200ビット／秒の速度で同時
的な２方向通信を与える全二重モデムは、約2kHzの使用
可能な有用な帯域幅を持ったチャンネルにおいて動作す
る。この帯域幅は、記号（シンボル）当り１ビットデー
タをコード化し且つ各通信方向に対して1Hz/ビット／秒
を必要とする二進コード化を使用する変調方法にとって
は不充分である。従って、見掛けのデータ速度を減少さ
せその際に使用可能なチャンネル帯域幅を一層効率的に
使用する為には、記号当り１ビット情報を越えてコード
化することが必要となる。この為に、記号当りに２ビッ
トのデジタル情報をコード化し、従って各記号は、４個
の可能な状態を持った双ビットとして知られている情報
の単位を表す。従って、1,200ビット／秒の入力データ
速度は、600baud即ち600記号／秒の記号速度で伝送さ
れ、二進信号方法の帯域幅の約半分を必要とするに過ぎ
ない。
種々の振幅、周波数、及び位相変調技術が双ビット信
号方法に対して提案されている。その１つの技術で本発
明が関連しているものは、直角振幅変調として知られて
いるものである。基本的に、直角振幅変調（QAM）は、
搬送波の位相が90度異なる２つの搬送波抑圧振幅変調信
号の同時的発生に対しての一般的な用語である。従来の
QAM変調器を第１図にブロック図で示してある。それ
は、２つの同一のフィルタ10及び12を有しており、それ
らは、夫々、スペクトル的に２つのベースバンドデータ
列｛an｝と｛bn｝とを整形する。このスペクトル的に整
形された信号は、一対の乗算器14及び16内の振幅の等し
い２つの周期的でゼロ平均直角関数（例えば、sinωct
及びcosωct）を変調する為に使用される。該変調され
た信号は加算器18内において加算され、その結果得られ
る信号は、高調波抑圧及び均等化の為に使用することの
可能な変調後（ポスト変調）フィルタ20へ供給される。
該２つの入力電圧an及びbnが最大値が±１の独立した
連続信号である一般的な場合に、加算の後に得られるベ
クトルは０と１の間の任意の大きさ及び任意の位相角を
持つことが可能である。入力信号が＋１又は−１の値を
持った二進同期ノンリターンツーゼロ信号である特別の
場合には、その結果得られるベクトルは振幅の等しい４
つの可能な定常状態値の１つ及び45゜,135゜,225゜,315
゜の位相角を取る。この変調の特別の場合は、４状態直
角振幅変調（４−QAM）、又は別法として、直角位相偏
移キーイング（QPSK）と呼ばれる。
実際的な適用においては、第１図に示したタイプの従
来のQAM変調の性能は制限されている。この制限は、主
に、２つのアナログフィルタ及び搬送波抑圧変調器に高
精度のトラッキング及び対称性が必要とされ、即ちそれ
らは理想的に整合されていることが要求されるという事
実から派生するものである。この様な要求は複雑なフィ
ルタを必要とする。然し乍ら、変調器の各脚部、及びベ
ースバンドデータ信号に存在することのある直流オフセ
ット電圧における成分を完全に整合することが不可能で
あると、抑圧されない搬送波及び側波成分が発生する。
典型的に、第１図に示したタイプのベースバンドMODEM
適用に対しての個別的な変調器は、約34−40dBの搬送波
抑圧及び約40dBの不所望の側波抑圧を持っている。
第１図に示したアナログQAM変調器に代るものとし
て、QPSK信号も又デジタル技術によって直接的に発生さ
せることが可能である。QPSK信号を発生させるこの様な
技術の１つは米国特許第4,049,909号に開示されてい
る。然し乍ら、該特許に示されている様な技術は、典型
的に、結果的に得られる周波数スペクトルを整形する上
で制限された柔軟性を与えるに過ぎない。従って、その
様な技術は厳格な変調後帯域通過フィルタ操作を必要と
することがある。
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上
述した如き従来技術の欠点を解消し、複数個の整合した
部品を必要とすることがなく従って隣接するチャンネル
の投影を与える一方、複雑性を減少させた新規なQAM変
調器を提供することである。本発明の別の目的とすると
ころは、任意の通過帯域及び停止帯域特性を与える単一
フィルタ構成のみを使用する新規なQAM変調器を提供す
ることである。本発明の更に別の目的とするところは、
集積回路製造に適した新規なQAM変調器を提供すること
である。本発明の更に別の目的とするところは、不所望
の搬送波、側波、及び高調波信号の抑圧に関して優れた
性能を与える新規なQAM変調器を提供することである。
本発明に依れば、これらの目的及びそれに付随する利
点は、変調関数をデジタル化し且つ単一のフィルタを使
用することを可能とする為に、スペクトル整形用フィル
タの構造内に変調関数を組み込むことによって達成され
る。両方の入力データ列に対して同じフィルタを使用す
ることは、本来的な対称性を与え、その際に整合された
部品の必要性を解消する。動作に付いて説明すると、こ
れらの２つの入力データ信号がサンプルされ且つ有限イ
ンパルス応答フィルタの一部を構成するシフトレジスタ
内に夫々供給される。直角変調は、搬送波周波数の２倍
で該シフトレジスタをマルチプレクス操作し、次いで該
マルチプレクス操作した信号を排他的ORゲートを介して
搬送波周波数で二進信号へモジュロ−２加算することに
よって達成される。次いで、その結果得られる直角変調
された信号を所望のスペクトルに従って重み付けし、加
算し、且つアナログ形態へ変換して、伝送に適した信号
を供給する。
以下、添付の図面を参考に、本発明の具体的実施の態
様に付いて詳細に説明する。以下の本発明の好適実施例
の詳細な説明において、変調用信号を直角位相のオーデ
ィオ信号とすることが可能な単一側波搬送波抑圧通信に
関連して本発明を使用する特定の例に関して説明する。
然し乍ら、本発明の実際的な適用はこれのみに限定され
るべきものではないことは当業者等に明らかである。例
えば、本発明は、変調用信号が２つのカラー差信号であ
るカラーTV通信においても使用することが可能である。
本発明の１つの特定の実施例に付いて、双ビットデー
タ記号を使用する直角位相偏移キーイングを特に参照し
て説明する。前に注記した如く、この場合には、各双ビ
ットは２つのデータ信号の各々における１ビットに関し
ての情報を有しており、従って00,01,11,10として表さ
れる４個の異なった双ビットが可能である。これらの４
個の可能な状態から得られる４個のベクトルを表す位相
線図を第２図に示してある。そこに図示した如く、各ベ
クトルは単位振幅を持っており且つ45,135,225,又は315
゜の位相角を持っている。アナログ電話回線は温度制御
通信の為に設計されているので、システム幅タイミング
基準は各受け取った信号の絶対的な位相を決定する為に
は存在しない。従って、４つの双ビット値が現在の搬送
波位相と相対的な位相差として搬送波信号上にコード化
されている。従って、４つの異なった双ビット値は＋9
0,0,−90,及び180゜の位相ステップとして表される。
搬送波信号上に双ビット情報をコード化する為の種々
のフォーマットがある。各シーケンスが連続的に繰り返
される４つの双ビットシーケンスの各々をコード化する
為の２つの入力データ信号の１つの有用な関係を第３図
のタイミング線図に示してある。便宜上、現在の状態に
おいて、フェーザー（phasor）は第２図の線図中の点Ａ
にあると仮定する。第3a図において、この例においては
位相の０゜変化で表されている01双ビットが図示されて
いる。この場合、２つの入力信号an及びbnは変化せず、
従ってフェーザーは点Ａに留まる。この例においては、
10双ビットは180゜の位相変化で図示されている。この
場合、anとbnの両方が各記号（シンボル）時間で変化
し、且つフェーザーは点ＡとＣとの間を交互する。この
例においては、00双ビットは＋90゜の位相変化で表され
ている。anとbnの入力信号は図示した如く交互に変化す
る。従って、フェーザーは点Ａから点B,C,D,A等へ移動
し、その際に４個の記号毎に360゜、即ち１搬送波サイ
クルが得られる。11双ビットの場合、この例においては
−90゜の位相変化で表されており、an及びbn入力信号も
交互にしかし00双ビットと反対のシーケンスで変化す
る。従って、フェーザーは、点Ａから点D,C,B,A等へ移
動し、４個の記号毎に360゜失う。
本発明の好適実施例においては、帯域制限したsin x/
xスペクトル又はデータ通信の為に適したその他の所望
のスペクトルを発生する為の入力データ信号のスペクト
ル整形は有限インパルス応答（FIR）フィルタによって
実行される。このタイプのフィルタは、就中、直線位相
伝達関数を実現する能力があるので望ましいものであ
る。
この様なフィルタの一般的な構成を第４図に示してあ
る。それは、基本的に、遅延線、例えばシフトレジスタ
21、を有しており、その各段は係数乗算タップ22へ接続
されている。これらのタップの全てからの出力信号は加
算器23で結合される。これら全ての信号の加算から得ら
れるフィルタ出力信号は、第１図の乗算器14又は16の如
き乗算器へ供給され、そこで搬送波信号上に変調され
る。動作に付いて説明すると、例えば9,600Hzの適宜の
サンプリング速度で入力データ列｛an｝の連続するサン
プルを採取し、且つシフトレジスタ21の段を介してクロ
ック動作される。各クロックサイクルの間に、各サンプ
ルが該フィルタに対しての所望の伝達関数によって決定
される係数によってタップ22の１つにおいて重み付けさ
れる。次いで、重み付けされたサンプルが加算されて、
所望の出力スペクトルを持ったアナログ信号を供給す
る。該タップに印加される係数乗算器が中央タップに関
して対称的であると、そのフィルタの応答は直線位相で
ある。
入力信号｛an｝が二進で且つ同期的、即ち各記号期間
の間該信号が一定のままである。場合には、記号期間の
間にその信号に関する全ての情報を得る為には記号期間
当り一度その信号をサンプルすることが必要であるに過
ぎない。該信号のこの特性を利用して該フィルタの構成
を簡単化することが可能である。更に詳細には、記号当
り１つのサンプルのみを採取する場合、或る時刻におい
て記号当り唯１個のレジスタタップがアクティブである
に過ぎずその他全てのタップはゼロである。換言する
と、Ｎをタップ数としｍは有限インパルス応答における
記号数とし且つｎを記号当りのタップ数としてＮ＝mnの
場合に、任意の時間においてｍ個のタップのみを検査す
ることが必要であるに過ぎない。
前述する原理を組み込んだ簡単化したフィルタの例を
第５図に示してある。説明の便宜上、図示例において
は、有限インパルス応答における記号数ｍは４である。
任意の特定の適用の為に選択される実際の数は重み付け
タップの動的範囲によって決定されることが理解され
る。該フィルタに対するインパルス応答の大きさは、或
る数の記号の後例えば中央タップ等の最大重み付け値を
持ったタップからの距離が増加すると減少するので、応
答の大きさはそれを分解することが不可能な程度に小さ
くなる。例えば、65個のタップを持った構成において最
大と最少の重み付けファクターの実現可能な比は50:1で
ある場合に、ｍに対する適切な選択は４である。
第５図を参照すると、入力データ信号内の４個の最も
最近のビットa0−a3は例えば600Hzの記号速度でｍ段シ
フトレジスタ24の４つの段内にクロック動作される。該
シフトレジスタの各段内にストアされた値は、d.c.レベ
ルとして、４個の連動スイッチ25の入力端子へ夫々印加
される。これらのスイッチはシーケンサ26によって制御
されて、該レジスタの各段からの出力信号を逐次的に記
号毎にｎ個のタップの各々へ接続させる。図示例におい
ては、ｎ＝16であり、従ってタップの全数はＮ＝ｎ×ｍ
＝64である。各タップは抵抗27又はその他の適宜の手段
によって重み付けされており、所望のスペクトル整形を
提供する。従って、例えば、sin x/x又はその他の対称
的スペクトルが所望される場合には、中央の１つ又はそ
れ以上のタップは最大抵抗値を持ち、且つその他の抵抗
の値は、截断伝達関数を合成する重み付け関数に従っ
て、該中央タップからの距離が増加するに従いその他の
抵抗の値は連続的により小さくなる。
スイッチ25が作動される速度は入力データ速度の整数
倍であり、従ってｎ個のタップの各々が入力データ信号
の各記号期間中に該記号をサンプルする。各タップが入
力データサイクル毎に一度アクティブになると、結果的
に得られる入力スペクトルは略平坦であり、且つ必要な
伝達関数は略所望の出力スペクトルと等しく更に通過帯
域において滑らかで且つ単調である。従って、図示例に
おいては、該スイッチは入力データ速度の16倍の周波数
で作動される。４個の記号の各々からの重み付けされた
信号は、次いで、接続部28で加算されてアナログのスペ
クトル的に整形された信号を供給する。
従来の４−QAM変調器においては、このスペクトル的
に整形された信号は乗算器14へ供給されて、第４図に示
した如く、搬送波信号を変調する。この変調された信号
は、次いで、同様に整形され且つ変調されている別の信
号と加算されて結果的に得られる直角出力信号を供給す
る。然し乍ら、本発明に依れば、搬送波信号の方形波特
性を利用して、直交変調関数をフィルタ自身の構成の中
に組み込み、その際に２個の別々であるが整合されたフ
ィルタ及び変調器に対する必要性を除去している。更に
詳細には、第４図の回路内の乗算器14の出力端子に現わ
れる信号は、搬送波信号と重み付けしたタップ信号の和
との積であり、即ちｃ（a0′＋a1′＋a2′＋・・・＋am
−１′）でｃは搬送波信号の大きさでa0′,a1′,a2′等
は重み付けしたタップ信号である。然し乍ら、代数的に
言えば、この結果は個々の積の和、即ちca0′＋ca1′＋
ca2′＋・・・＋cam−１と等価である。従って、乗算
（変調）ステップは、個々の重み付けしたタップ信号を
加算する前に実行することが可能であり、尚その場合も
同じ結果を与える。更に、入力シーケンスの両方を共に
変調することによって、１つのフィルタのみを使用する
ことが必要であるに過ぎない。
この原理に基づいて動作する変調回路を第６図に示し
てある。それを参照すると、入力データ信号の１つのビ
ットが１つのシフトレジスタ24内へ供給され、他のデー
タ信号のものは同様なシフトレジスタ30内へ供給され
る。２つのシフトレジスタ24及び30内の各対応する段の
出力端子は夫々２つの内の一つ即ち二者択一のマルチプ
レクサ（one−of−two multiplexer）の２つの入力端子
へ接続されている。従って、２つのデータ信号の各々の
最も最近のビットはマルチプレクサ32へ供給され、該２
つのデータ信号の各々の第２の最も最近のビットは第２
マルチプレクサ34へ供給され、以下同様である。これら
のマルチプレクサは搬送波信号の周波数の２倍でクロッ
ク動作される。この様に２つの入力データ信号をマルチ
プレクス操作することの効果は、同相の記号と直角記号
とを反対の位相に選択して、各記号を単極方形波でチョ
ッピングすることと等価である。この状態を、シフトレ
ジスタ内のサンプルの各々が二進数１である場合に対し
て第7a図及び第7b図のタイミング線図に示してある。各
マルチプレクサからの出力信号は、搬送波周波数及びそ
の奇数高調波の２倍に等しい中央周波数の周りのベース
バンドスペクトルの応答である。該２つの記号はマルチ
プレクス用クロック信号の反対の位相上で選択されるの
で、両方のスペクトルが存在し且つ反対の位相である。
この複雑なスペクトルは、第7c図に図示した対称な方
形波搬送波によって乗算される。この乗算は排他的ORゲ
ート36によって実施される。各ORゲートは、１つの入力
端子においてマルチプレクサ32,34等の１つからの出力
信号を受け取り、且つその他方の入力端子において方形
波搬送波周波数信号を受け取る。この乗算の効果は、反
対位相でマルチプレクス操作されたベースバンド信号を
包含する上述した偶数次スペクトル成分を、直角、即ち
90゜の奇数倍でマルチプレクス操作された信号を包含す
る奇数次スペクトル成分へ変換させることである。従っ
て、第7d図及び第7e図から理解される如く、チョップさ
れた波形と方形搬送波との積が直角位相である。
排他的ORゲート36の出力端子に現われる個別的な直角
変調信号は、所望の伝達関数に従って重み付けさせて適
宜の出力スペクトルを発生させることが可能である。例
えば、これらの信号は、第８図に示した如く、FIRフィ
ルタのタツプスイッチ25へ入力信号として印加すること
が可能である。この様な態様で該フィルタの構造内に変
調関数を組み込むことにより本来的な対称性が与えら
れ、それは良好な搬送波抑圧と不所望の側波の抑圧とを
提供する。
本発明の好適実施例を振幅が一定のままであるデータ
の双ビットコード化に関して特に説明したが、本発明の
基礎となる原理はより一般的なコード化方法に同様に適
用可能であることに注意すべきである。例えば、入力シ
ーケンスの各要素は、４個の個別的な信号レベルを有し
ており、従って２ビットの情報を有している。これらを
コード化して、該ビットの１つを振幅ビットと名付け、
且つ他方のビットを符号ビットと名付けることが可能で
ある。２つの入力シーケンスが結合されると、４ビット
の情報が各記号（即ち、シンボル）期間の間に伝送さ
れ、従って、使用可能なデータは、最大分離及びノイズ
対策の為に、第９図に示した如く配列された16データ点
からなる定常状態配置によって表される。
本発明に基づいてこのタイプのデータを処理する為の
16−QAM変調器を第10図に示してある。この回路におい
て、２つの入力シーケンスａ及びｂに対する振幅ビット
aa,ba及び符号ビットas,bsは、夫々、４個のｍ段シフト
レジスタ40−46内に供給される。各シーケンスの最初の
ビットをストアする各レジスタの段（第10図においてゼ
ロとして示してある）を参照すると、これら２つの振幅
ビットが変調回路51内の２つの内の１つの（１−of−
２）マルチプレクサ48の入力端子へ夫々供給され、且つ
２つの符号ビットは同様にマルチプレクサ50へ供給され
る。これらのマルチプレクサは搬送波周波数の２倍に等
しい速度で作動される。マルチプレクス操作された符号
ビットは排他的ORゲート52へ供給され、そこでそれら
は、４−QAM変調器における如く、搬送波周波数で方形
波へモジュロ−２加算される。マルチプレクス操作され
た振幅情報は、スイッチ54を制御する為に使用され、該
スイッチは２つの異なった電圧源V1及びV2の１つへ選択
的に接続される。スイッチ54によって選択される電圧レ
ベルは２つの内の１つの乃至は二者択一（即ち、１−of
−２）選択回路56の１つの入力端子へ直接的に印加さ
れ、且つインバータ58を介して選択回路の別の入力端子
へ印加される。該選択回路は、排他的ORゲート52からの
出力信号によって制御される。従って、選択回路56の出
力端子に現われる信号は、変調器回路51用の出力信号も
構成するが、振幅ビットにより選択される電圧V1又はV2
を持っており、且つ符号ビットによって決定される極性
を持っている。
シフトレジスタ40−46の他の段は同様な変調器回路60
へ接続されている。これらの回路からの出力信号はｍ個
の記号入力を持った転換用タップ配列62へ印加され、そ
こで該信号はスペクトル的に整形され且つ結合されて伝
送に適した信号を形成する。
FIRフィルタの前述した説明においては、該フィルタ
及びその動作の理解を容易とする為に種々のタップに重
み付けする為に抵抗を使用する場合を参照した。然し乍
ら、該フィルタは、例えば、Reddy等著の「FIRフィルタ
のスイッチトキャパシタ実現（Swiched−Capacitor Rea
lization of FIR Filters）」、IEEEトランズアクショ
ン・サーキッツ・アンド・システムズ、Vol.CAS−31、1
984年４月、417−419頁の文献に記載されている如き加
算用スイッチトキャパシタ積分器を使用して構成するこ
とが可能である。この形態のフィルタは、集積回路の形
で変調器を構成するのにより適している。
更にこの点に関して、本発明の好適実施例をハードワ
イアード形態の場合に付いて説明したが、本発明の基礎
である基本的動作原理は又プログラム制御型マイクロプ
ロセサで実現することも可能である。更に詳細には、入
力データ列内のデータの各ビットが検査されてそれが＋
１であるが、０であるか、又は−１であるかが決定され
る。全てのゼロでないビットに対しては、第６図の回路
の乗算器32、34及び排他的ORゲート36によって行われる
ものと等価な論理操作が行われて、＋１又は−１の値を
持ったデジタルの変調されたビットを発生する。次い
で、これらのビットの各々は、例えば、ルックアップテ
ーブルにストアされている値を参照して重み付けされ、
且つ全てのその他のゼロでないサンプルとデジタル的に
加算される。次いで、その加算から得られる値が任意の
適宜のデジタル・アナログ変換器へ供給されて伝送用の
所望の信号を発生する。D/A変換器の分解能に従い、こ
の様なアプローチは、スイッチトキャパシタ又は抵抗重
み付けを使用して実際的に実現されるよりも一層大きな
動的範囲を与えることが可能である。
以上、本発明の具体的実施の態様に付いて詳細に説明
したが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきも
のでは無く、本発明の技術的範囲を逸脱すること無しに
種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のQAM変調器を図示するブロック図、第２
図は直角位相偏移キーイング操作した信号における４つ
のデータ点の関係を示したフェーザー線図、第３図は４
つの連続的に繰り返される双ビットシーケンス用の２つ
の二進同期信号のシーケンスを示したタイミング線図、
第４図は有限インパルス応答フィルタの一般的な構成の
概略図、第５図は二進同期入力シーケンスと共に使用す
ることの可能な簡単化した有限インパルス応答フィルタ
の部分的概略部分的ブロック回路図、第６図は４−QAM
変調器用の変調回路のブロック図、第７図は第６図の回
路における信号の関係を示したタイミング線図、第８図
は第６図の変調回路を第５図のフィルタ構造内に組み込
んで得られる４−QAM変調器回路の概略ブロック図、第
９図は信号記号（シンボル）当り４個のビットがコード
化される状態に対するフェーザー線図、第10図は16−QA
M変調器のブロック回路図、である。 （符号の説明） 14、16:乗算器 21:シフトレジスタ 22:係数乗算タップ 23:加算器 24:m段シフトレジスタ 25:連動スイッチ 26:シーケンサ 32,34:マルチプレクサ 36:排他的ORゲート

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】搬送波信号を複数個の二進同期シーケンス
    で直角振幅変調する方法において、該二進同期シーケン
    スの各々の少なくとも１つのビットをストアし、該搬送
    波信号の周波数の整数倍の周波数で該ストアしたビット
    をマルチプレクス操作してマルチプレクス化した多数ビ
    ット信号を発生し、該搬送波信号のものと等しい周波数
    を持った方形波信号を該マルチプレクス化した多数ビッ
    ト信号で変調し、該変調した方形波信号をスペクトル的
    に整形して直角振幅変調したアナログ信号を発生する、
    上記各ステップを有することを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記方形
    波信号を変調するステップにおき、該方形波信号と該マ
    ルチプレクス化した多数ビット信号とのモジュロ−２加
    算を行うことを特徴とする方法。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、前記二進
    同期シーケンスの各々の複数個の連続するビットが同時
    的にストアされると共にマルチプレクサ操作されて複数
    個のマルチプレクス化された多数ビット信号を発生し、
    且つ前記複数個のマルチプレクス化された信号は同時的
    に前記方形波信号で変調されて複数個の変調された信号
    を発生しそれらをフィルタして前記変調したアナログ信
    号を発生することを特徴とする方法。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第３項において、前記フィ
    ルタを行うステップにおき、前記方形波信号の各々のサ
    イクルの間に各変調した信号の複数個のサンプルを採取
    し、各サンプルを所望の出力スペクトルに従って重み付
    けし、且つ各変調した信号からの重み付けしたサンプル
    を加算して前記変調したアナログ信号を発生することを
    特徴とする方法。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第１項において、前記スト
    アされたビットが該搬送波信号の周波数の２倍の周波数
    でマルチプレクス操作されることを特徴とする方法。
  6. 【請求項６】２つの二進同期シーケンスから直角位相偏
    移キーイング操作した信号を発生する変調器において、
    該２つの二進同期シーケンスの各々のデータ要素をスト
    アする手段、連続するデータ信号を表すマルチプレクス
    操作した信号を発生する為に所定の搬送波周波数の２倍
    に等しい周波数で２つのシーケンスの各々のストアされ
    た要素の間をスイッチングするマルチプレクサユニッ
    ト、該マルチプレクス操作した信号を前記搬送波周波数
    に等しい周波数を持った方形波信号と論理的に結合させ
    る手段、前記マルチプレクス操作した信号と方形波信号
    との結合から発生する信号に応答してスペクトル的に整
    形された正弦波信号を発生する手段、を有することを特
    徴とする変調器。
  7. 【請求項７】特許請求の範囲第６項において、前記論理
    結合手段は、前記マルチプレクス操作された信号と前記
    方形波信号とを夫々入力信号として受け取る排他的ORゲ
    ートを有していることを特徴とする変調器。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第６項において、前記発生
    手段は有限インパルス応答フィルタであることを特徴と
    する変調器。
  9. 【請求項９】特許請求の範囲第８項において、前記フィ
    ルタは、各データ記号に対して複数個の重み付けしたタ
    ップと、前記方形波信号の各サンプルの間に少なくとも
    一度各タップを連続的に前記結合手段の出力に接続させ
    る手段と、前記正弦波信号を発生する為に各接続された
    タップからの信号を加算する手段とを有することを特徴
    とする変調器。
  10. 【請求項１０】２つの二進同期シーケンスを直角振幅変
    調する装置において、該２つの二進同期シーケンスの各
    々の少なくとも１つのビットをストアする手段、マルチ
    プレクス操作した信号を発生する為に所定の搬送波周波
    数の２倍に等しい周波数で該２つのシーケンスの各々の
    ストアしたビットの間をスイッチングするマルチプレク
    サユニット、該マルチプレクス操作した信号を前記搬送
    波周波数に等しい周波数を持った方形波信号と論理的に
    結合する手段、を有することを特徴とする装置。
  11. 【請求項１１】特許請求の範囲第10項において、前記論
    理的結合手段は、前記マルチプレクス操作した信号と前
    記方形波信号を夫々入力信号として受け取る排他的ORゲ
    ートを有することを特徴とする装置。
  12. 【請求項１２】各々がデータ記号当たり少なくとも２ビ
    ットの情報を持っている２つの二進同期シーケンスの直
    角振幅変調を行う装置において、該２つの二進シーケン
    スの各々のデータ記号内に該２ビットの情報を別々にス
    トアする手段、該２つの二進シーケンスの各々の一方の
    ストアされたビットから第１のマルチプレクス操作され
    た信号を発生する為に所定の搬送波周波数の２倍に等し
    い周波数で動作する第１マルチプレクサユニット、該第
    １のマルチプレクサ操作した信号を前記搬送波周波数に
    等しい周波数を持った方形波信号と論理的に結合させる
    手段、該２つの二進シーケンスの各々の他方のストアし
    たビットから第２のマルチプレクス操作した信号を発生
    する為に前記所定の搬送波周波数の２倍に等しい周波数
    で動作する第２マルチプレクサユニット、前記第２のマ
    ルチプレクス操作した信号に応答して振幅変調した信号
    を発生する手段、前記第１のマルチプレクス操作した信
    号に応答して前記振幅変調した信号の極性を選択的に修
    正する手段、を有することを特徴とする装置。
  13. 【請求項１３】２つの二進同期シーケンスで搬送波信号
    を直角振幅変調する方法において、該２つの二進同期シ
    ーケンスの各々の複数個の連続するビットをストアし、
    該２つのシーケンスの各々からの１ビットからなる各対
    のストアしたビットに対して該搬送波信号の周波数の２
    倍の周波数で一対における該２つのビットを連続的にサ
    ンプリングして複数個のマルチプレクス操作した信号を
    発生し、該マルチプレクス操作した信号の各々を該搬送
    波信号の周波数と等しい周波数を持った方形波信号と論
    理的に結合して複数個の変調した信号を発生し、各変調
    した信号を所望の伝達関数に従って重み付けし、該重み
    付けした変調信号を加算する、上記各ステップを有する
    ことを特徴とする方法。
  14. 【請求項１４】特許請求の範囲第13項において、前記論
    理的結合ステップにおいて該方形波信号と各マルチプレ
    クス操作した信号とのモジュロ−２加算を行うことを特
    徴とする方法。
  15. 【請求項１５】特許請求の範囲第13項において、該変調
    した信号をアナログ信号へ変換させるステップを有する
    ことを特徴とする方法。
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1233891A (en) * 1985-05-27 1988-03-08 Peter Gillingham Switched capacitor finite impulse response filter
US5040194A (en) * 1986-07-15 1991-08-13 Hayes Microcomputer Products, Inc. Method and apparatus for providing for automatic gain control of incoming signals in a modem
US4910474A (en) * 1986-07-15 1990-03-20 Hayes Microcomputer Products, Inc. Method and apparatus for generating phase and amplitude modulated signals
US4777453A (en) * 1987-05-01 1988-10-11 Silicon Systems Inc. Quadrature amplitude modulator using switched capacitor filter
US4804931A (en) * 1987-12-11 1989-02-14 Acrodyne Industries, Inc. Digital amplitude modulator - transmitter
IT1240444B (it) * 1990-05-18 1993-12-16 Borsano Corrado Procedimento per l'attuazione della modulazione digitale multilivello mediante un elaboratore di segnali numerici
US5260674A (en) * 1992-08-04 1993-11-09 Acrodyne Industries, Inc. Amplitude modulator
US5469127A (en) * 1992-08-04 1995-11-21 Acrodyne Industries, Inc. Amplification apparatus and method including modulator component
US5450044A (en) * 1993-04-14 1995-09-12 Acrodyne Industries, Inc. Quadrature amplitude modulator including a digital amplitude modulator as a component thereof
US5325322A (en) * 1993-06-14 1994-06-28 International Business Machines Corporation High-speed programmable analog transversal filter having a large dynamic range
US5831879A (en) * 1994-12-22 1998-11-03 Harris Corporation Digital transmit filter
CA2213156A1 (en) * 1997-08-15 1999-02-15 Philsar Electronics Inc. One bit digital quadrature vector modulator
JP3874145B2 (ja) 1998-06-10 2007-01-31 ソニー株式会社 変調回路、送信装置及び送信回路
FR2794600B1 (fr) 1999-06-01 2001-08-17 Thomson Multimedia Sa Systeme de tatouage de donnees utilisant de nouvelles methodes d'insertion et de detection de tatouage
US6429798B1 (en) 2000-02-08 2002-08-06 Ericsson Inc. Combined transmit filter and D-to-A converter
US6778710B1 (en) * 2000-04-27 2004-08-17 Xerox Corporation Method for generating increasing shift-invariant filters
US6816621B1 (en) * 2000-04-27 2004-11-09 Xerox Corporation Method for generating shift-invariant filters
US6751359B1 (en) * 2000-04-27 2004-06-15 Xerox Corporation Method to program bit vectors for an increasing nonlinear filter
US6904179B2 (en) * 2000-04-27 2005-06-07 Xerox Corporation Method for minimal-logic non-linear filter implementation
US6577898B2 (en) 2001-04-26 2003-06-10 Pacesetter, Inc. Bi-directional telemetry system and method for transmitting data at high transmission rate
US8860522B2 (en) * 2008-10-24 2014-10-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Phase and amplitude modulator
US7902937B2 (en) * 2009-08-03 2011-03-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Positive coefficient weighted quadrature modulation method and apparatus
RU2613851C1 (ru) * 2016-04-08 2017-03-21 Общество с ограниченной ответственностью "Лаборатория инфокоммуникационных сетей" Способ передачи и приема цифровой информации

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1051757A (ja) * 1963-05-09
US3793588A (en) * 1967-05-13 1974-02-19 Philips Corp Device for the transmission of synchronous pulse signals
DE2412962B2 (de) * 1974-03-18 1976-02-26 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren zur zeitmultiplex-uebertragung von daten
JPS5650652A (en) * 1979-07-31 1981-05-07 Nec Corp Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave
US4455649A (en) * 1982-01-15 1984-06-19 International Business Machines Corporation Method and apparatus for efficient statistical multiplexing of voice and data signals
US4527275A (en) * 1982-02-12 1985-07-02 Arinc Research Corporation Correlation data communications system
US4550416A (en) * 1983-01-31 1985-10-29 Hazeltine Corporation Digital transmitter

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Publication number Publication date
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CA1238697A (en) 1988-06-28

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