KR20020001728A - 디지털 텔레비전을 위한 잔류측파대 생성기 - Google Patents

디지털 텔레비전을 위한 잔류측파대 생성기 Download PDF

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KR20020001728A
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데이비드 엘. 허쉬버거
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컨티넨탈 일렉트로닉스 코포레이션
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
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    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
    • H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed

Abstract

ATSC 또는 NTSC 신호에 대한 디지털 텔레비전 송신기는 디지털 사인 소스를 가지는 디지털 잔류측파대 변조기를 포함한다. 디지털 곱셈기 장치(digital multiplier arrangement)는 복수의 디지털 직교 위상 생성 신호를 유도하는 상기 디지털 사인 소스에 의해 유도된 시퀀스와 디지털 텔레비전 신호 내 정보를 포함하는 디지털 신호를 곱한다. 디지털 저역 여파기(lowpass filter) 장치는 복수의 디지털 생성신호의 저주파수 구성요소를 통과시키고 상기 복수의 생성신호의 고주파수 구성요소를 차단한다. 신호결합기 장치은 잔류측파대 신호를 획득하기 위한 저역여파기 장치에 의해 통과되는 정보를 포함하는 신호와 반송파를 결합한다. 상기 결합기 장치는 다른 실시예에 있어서 I.F. 또는 R.F. 반송파를 변조하는 잔류측파대 신호를 획득하는 적어도 하나의 디지털-아날로그 변환기를 포함한다.

Description

디지털 텔레비전을 위한 잔류측파대 생성기{VESTIGIAL SIDEBAND GENERATOR PARTICULARLY FOR DIGITAL TELEVISION}
종래 기술에 있어서, ATSC A/53 표준 신호를 얻기 위해 디지털 부호화(encode)한 영상 및 음성(aural) 신호를 나타내는 정보를 포함한 신호를 보내는데 적합한 디지털 텔레비전 송신기는 데이터 랜더마이저(randomizer,11)의 캐스코드 결합, 리드-솔로몬 인코더(12), 데이터 인터리버(interleaver,14), 트렐리스(trellis) 인코더(16) 및 멀티플렉서(multiplexer,18)를 구동하는 다중 비트 디지털 베이스밴드 텔레비전 신호 소스(10)를 포함하는 것으로써 도 1에 도시되어 있다. 인터리버(14)와 멀티플렉서(18) 뿐만 아니라 소스(source,10), 랜더마이저(11), 인코더(12 및 16)에서 나온 신호는 일반적으로의심볼률(symbol rate;즉, 표본주파수)을 갖는 세개 또는 네개의 병렬 비트 신호로, 또한, 부호화한 텔레비전 신호를 초당 10,762,237,76번 샘플링(sampling)한다. 각각의 심볼은 2, 3, 또는 4비트로 이루어져 있기 때문에 비트 율은 실질적으로 심볼률보다 높다. 상기 세 개의 또는 네 개의 병렬 비트는 상기 부호화한 텔레비전 신호의 8 또는 16 진폭(amplitude) 레벨을 나타낸다.
트렐리스 인코더(18)의 출력에 응답하는 것 외에 멀티플렉서(18)는 세그먼트(segment) 동기 소스(20)와 필드 동기 소스(22)에 응답함으로써 인코더(16)에 의해 멀티플렉서에 적용되는 것과 같이 같은 수의 비트를 가지는 출력을 획득한다. 멀티플렉서(14)는 다중 비트 출력 신호를 멀티플렉서에 사용되는 신호에 309.44056KHz 파일롯반송파(pilot carrier)를 삽입하는 파일롯 삽입기(inserter;24)에 공급한다. 파일롯 삽입기(24)는 프리 이퀄라이저 여파기(pre-equalizer filter,26)에서 사용하는 다중 비트 출력 신호를 획득한다. 프리 이퀄라이저 여파기(26)는 잔류측파대 변조기(modulator) 또는 생성기(28)에 다중 비트 중간주파수(I.F.) 신호를 공급한다. 생성기(generator,28)는 컨버터(30)의 I.F.출력주파수를 무선주파수(R.F.)반송파 주파수까지 헤테로다인(heterodyning) 하기 위한 주파수 합성기인, 주파수 업 컨버터(up converter,32)에 아날로그 중간주파수(I.F.)신호를 공급하는 디지털-아날로그 컨버터(converter,30)로 다중 비트 디지털 I.F. 출력 신호를 제공한다. 업 컨버터(32) 또한 디지털-아날로그 컨버터(30)에서 획득된 I.F.스펙트럼을 변환하고 I.F.스펙트럼에서 가장 낮은 주파수는 컨버터(32)에 의해 획득된 R.F.스펙트럼에서 가장 높은주파수로 변환하며 I.F.스펙트럼에서 가장 높은 주파수는 R.F.스펙트럼에서 가장 낮은 주파수로 변환된다. R.F.업 컨버터(32)에 의해 획득된 수정 반송파 주파수 신호는 전원 증폭기(36)를 통해 안테나(34)에 인가된다.
디지털-아날로그 컨버터(30)의 출력 신호는 직교 I와 Q채널 또는 성분을 포함한다. 소정의 시간 구간에서 I채널은 신호 소스(10)에 의해 획득된 3, 4 비트 신호에서 진폭 레벨의 수에 해당하는 다중 레벨 중 하나를 가진다. Q채널은 독립하는 정보를 포함하지 않지만 실질적으로 제로(zero) 진폭으로 감소되는 업 컨버터(32) 출력에서 나타나는 불필요한 저 측파대(lower sideband)부분을 야기한다. 불필요한 저 측파대는 잔류측파대 생성기(vestigial sideband generator,28)를 포함한 회로 소자에 의해 제거되고 업 컨버터(32)는 이를 다시 생성하지 않는다. 왜냐하면 업컨버터(32)가 디지털-아날로그 컨버터(30)에 의해 획득되는 I.F.스펙트럼을 "플립하기(flips)"(즉, 반전) 때문에 컨버터(30)의 상위측파대(upper sideband) R.F.출력이 실질적으로 제로로 감소되기 때문이다.
디지털-아날로그 컨버터(30)가 잔류측파대 신호를 생성할 수 있도록 하기 위해서 잔류측파대 변조기 또는 생성기(28)는 도 2 에 도시된 바와 같은 6MHz 대역폭을 갖고 309.4405594KHz의 잔류측파대와 마찬가지로 파일롯 삽입기(24)에 의해 제공된 309.4405594KHz의 파일롯 반송파를 포함하는 스펙트럼을 상기 파일롯 반송파 주파수의 왼편으로 획득한다.
표준 ATSC A/53을 획득하기 위한 종래의 잔류측파대 변조기 또는 생성기는 일반적으로 여파(filter) 또는 위상(phasing) 방법을 이용해왔다. 여파 방법에서잔류측파대 변조기는 약 10MHz의 I.F.에서 잔류측파대 신호를 생성하도록 여파된 이중(double) 측파 신호를 생성시킨다. 측파대는 아래 식에 따라 약 10MHz I.F.주위로 동일하게 확대된다:
0.5Fsym+Fpilot=6MHz-Fpilot
Fsym은 표준 ATSC A/53에 따라 소스(10)로 부터 획득된 비트의 10.76223776...MHz의 심볼(symbol) 클럭 주파수이고,
Fpilot=
여기서, FHNTSC는 NTSC 수평선 주파수이다.
선례에 기초하여, 상기 이중 측파대 변조기의 측파 주파수는 10MHz 반송파 양쪽에 ±5.690559441...MHz로 펼쳐진다. 바람직한 샘플링 주파수는 10.76223776...MHz 심볼클럭율의 4배, 즉, 43.04895105...MHz이다. 표준 ATSC A/53은 근올림 코사인(root-raised cosine, RRC) 응답을 갖는 잔류측파대 생성기를 요구한다. 43.04895105...MHz 표본추출 율에서 잔류측파대 형성에 대해 바람직한 근올림 코사인(RRC) 응답을 얻기 위해서는 약 2048 여파기상수를 가지는 유한 펄스 응답(finite impulse response, FIR) 여파기가 필요하다. 그러한 여파기의 장착은 어렵다.
위상(phasing) 방법은 부분적으로 이중측파신호의 불필요한 측파대를 제거하기 위해 힐버트(Hilbert)변환을 이용한다. 힐버트 변환은 직류(DC)를 측파대에 비해 6dB아래로 하여 잔류측파 신호를 쉽게 생성한다. 이것은 어떤 힐버트 변환 근사치의 응답은 항상 직류(DC)에서 0(zero)이기 때문이다. 직류에 기여하는 잔류 힐버트 변환 측파대 생성기에 포함되는 I와 Q 변조기 중 단지 한 개와 더불어 두개 변조기 출력의 벡터 합은 I와 Q 채널이 생성기 출력에 기여하는 주파수에서 벡터 합에 비례하여 직류에서 절반으로 떨어진다. 그러나 표준 ATSC A/53에서 근올림코사인(RRC)응답에 대한 요구는 -6dB대신 3dB에 직류출력을 두는 것이다. 그 결과 잔류측파대 디지털 텔레비전 변조의 힐버트 변환은 응답의 직류 및 저주파 부분에서 +3dB "셸프(shelf)"를 생성하기 위해 저주파 이퀄라이저(Equalizer)를 필요로 한다.
표준의 ATSC A/53을 이루기 위해 잔류측파대 생성기는 선형위상 조건을 가지고 있다. 그래서 이퀄라이저(Equalizer) 여파기(26)는 일반적으로 높은 계수를 가지는 유한 펄스 응답 여파기로 동작한다. 더욱이, -3dB 요구는 심볼의 나이퀴스트(Nyquist)주파수에 존재하는, 즉, 어떤 수정에 의한 반 심볼 주파수로 존재한다. 따라서 이퀄라이저(26)는 에일리어싱(aliasing; 즉, 여파(filtering)된 가장 높은 주파수 성분의 두배보다 낮은 주파수에서의 샘플링 때문에 샘플주파수에 존재하지 않는 주파수에서의 정보삽입)을 피하기 위해 두배의 심볼률보다 높은 샘플링 주파수에서 작동하는 높은 주파수 부분을 포함해야 한다. 이 경우에 여파된 가장 높은 주파수는 반심볼율보다 높은 5.690559441...MHz이다. 따라서, 근올림코사인(RRC) 측파대를 형성하면서 잔류측파대 신호를 만드는 힐버트 변환방법 또한 매우 수행하기 어렵다. 전원 증폭기(power amplifier)(34)는 비선형 진폭 응답(non-linear amplitude response)을 가지기 때문에 비선형이퀄라이저(equalizer)는 실제의 비선형 보정을 인가된 신호에 적용해야한다.
제로 주파수를 통한 에일리어싱(aliasing)과 스펙트럼 폴딩(folding)의 가능성 때문에 10MHz에서 적용할 수 있는 비선형 보정의 양은 제한되고, 전송신호에서 왜곡을 일으킨다.
본원 발명자는 비선형 보정이 종래의 디지털 중간 주파수(I.F.) 10MHz 주파수의 거의 두배인 주파수를 가지는 I.F.디지털 신호를 사용함으로써 전송신호의 왜곡을 실질적으로 줄이는데 더욱 효과적으로 수행할 수 있다는 것을 알았다. 내가 발명한 장치는 디지털 I.F.신호가 거의 21.5MHz 주파수를 가지도록 할 수 있다. 본원 발명자는 또한 디지털 I.F.가 정확히 21.5MHz가 되도록 할 수 있는 장치를 연구했다.
본원 발명자는 디지털 텔레비전 송신기에서 사용된 종래의 잔류측파대 변조기 및 생성기의 문제점을 위버(Weaver) 단측파대 아날로그 변조기에서 사용된 아날로그 신호 처리기술과 유사한 디지털 신호처리기술을 이용함으로써 해결할 수 있다는 것을 알았다. 위버 단측파대 변조기는 잔류 측파신호가 획득되도록 변경되어야 한다. 본원 발명자가 개발한 디지털 신호 처리기술은 ATSC 표준 A/53대로 획득되는 디지털 신호에 적합할 뿐만 아니라 표준 NTSC SMPTE대로 획득되는 디지털 텔레비전 신호에도 적합하다.
종래의 아날로그 위버 단측파대 변조기는 동일한 평형 변조기들(즉, 혼합기들)(30 및 32)을 포함하고, 아날로그 신호소스(34)에 의해 평행하게 구동되며, 소정의 대역폭 ω1과 ω2사이의 어느 각주파수 ωm을 가지는 것으로써 도 3에 도시되어 있다. 혼합기(Mixers)(30 및 32)는 각주파수 ωf를 가지고, 주파수 오실레이터(36)를 폴딩(folding)함으로써 획득되는 직교하는 위상의 코사인 및 사인 아날로그 파에 의해서 구동한다. 오실레이터(oscillator)(36)에 의해 획득된 사인모양의 파동주파수 ωf는 소스(34)에서 획득된 신호 대역폭의 산술평균과 거의 같은, 즉,이다. 그러므로 혼합기(30 및 32)는 소스(34)에서 획득되는 신호 대역폭의 거의 절반의 대역폭을 각각 가지는 "겹친(folded)" 베이스밴드 신호들을 획득한다.
혼합기(30 및 32)에서 획득되는 상기 겹친 베이스밴드 신호들은 동일한 저역(lowpass) 여파기(38 및 40)에 각각 공급된다. 여파기(38 및 40)는 혼합기(30 및 32)에서 획득된 상측파대(upper sideband)를 사실상 완전히 감쇠하고(즉, 제거(reject)), 신호 소스(34)의 대역폭에서 적어도 반을 사실상 감쇠 없이 통과시키기 위해 고안된 차단주파수(cut-off frequency)를 가진다. 여파기(38 및 40)는 소스(34)의 가장 낮은 주파수 두배보다 더 크지 않은 범위의 전이(transition) 주파수범위(즉, 여파기응답이 실질적인 최대에서 실질적인 최소 감소까지 변화하는 주파수 범위)를 가진다.
저역 여파기 (38 및 40)에서 획득된 겹친 베이스밴드 신호들은 평형변조기들(즉, 혼합기)(42 및 44)에 적용되는데 이는 오실레이터(oscillator,46)에 의해 획득된 I.F. 또는 R.F.주파수 반송파에 직교하는 위상의 코사인과 사인 파동에 의해 각각 구동된다. 혼합기 (30, 32, 42 및 44)는 평형 변조기이기 때문에, 이들은 오실레이터(46)의 I.F. 또는 R.F.를 통과시키지 않고 그들에게 인가된 파동의 상하측파대를 형성한다.
혼합기(42 및 44)의 출력 신호는 아날로그 가산기(adder)(48)에서 선형적으로 결합한다(즉, 더해지거나 감산된다). 만약 소스(34)의 신호가 Sinωmt로 표현되고 오실레이터 (36 및 46)의 각주파수가 각각 ωf와 ωc라면 가산기(48)가 평형 변조기 (42 및 44)의 출력 신호를 결합할 때 아날로그 가산기(48)의 출력 신호는 0.5Sin(ωm-ωf+ωc)t임을 보일 수 있고; 만약 가산기(48)가 혼합기(42)의 출력 신호에서 혼합기(44)의 출력 신호를 제거한다면, 가산기(48)의 출력 신호는 0.5Sin(ωf-ωm+ωc)t가 된다. 그러므로, 가산기(48)가 혼합기 (42 및 44)의 출력 신호를 합할 때, 가산기 출력 신호는 생성기(46)에 의해 획득되는 주파수 및 여파기(38 및 40)에 의해 획득되는 겹친 베이스밴드 신호의 결합의 상측파대이고; 가산기(48)가 혼합기(42)의 출력 신호에서 혼합기(44)의 출력을 제거하기 위해 형성될 때 가산기(48)의 출력은 하측파대 임이 결정적이다.
이론적으로 위버 변조기는 도 3a의 베이스밴드 신호의 복제인 단측파대 출력 신호를 획득하나, 아날로그 신호를 처리하는 데에 널리 사용하지 않았는데, 그 이유는 같은 진폭 및 위상 응답을 가지도록 정확히 정합되는 차단 여파기로서의 저역 여파기(38 및 40)의 필요성 때문이다. 더욱이, 두 병렬 통로의 모든 요소는 정합되어야 하고 ωf와 ωc의 4분의 1 위상 관계는 결정적이다.
도 3의 위버 변조기 기능의 보다 나은 이해를 제공하기 위해, 도 4a∼4e의 진폭 대 주파수 스펙트럼도를 참고로 제작하였다. 도 4a와 도 4b에 있어서, 소스(34)의 베이스밴드 출력 신호는 동일한 스펙트럼(52 및 54)으로 표시된다. 각각의 스펙트럼(52 및 54)은 직류일 때, 즉, ω=0일 때 ω1과 ω2사이의 대역을 갖는다. 스펙트럼(52 및 54)을 겹친 직교 베이스 밴드 성분 I 및 Q를 만들기 위해 도 4a 및 도 4b에서 라인(lines)(56 및 58)에 의해 각각 표시되는 오실레이터(34)의 Cosωft와 Sinωft 출력으로 혼합기 (30 및 32)에서 각각 곱한다. 여파기(38 및 40)의 출력에서의 스펙트럼(64 및 66)에서 양의 주파수가 ω1과 ωf사이의 스펙트럼(52 및 54)의 일부에서 획득되는 동안 저역 여파기(38 및 40)에서의 스펙트럼(60 및 62)에서 양의 주파수는 ωf와 ω2사이의 스펙트럼(52 및 54)의 일부로부터 획득된다. 그러므로, 베이스밴드 스펙트럼(52 및 54)은 직류, 즉, ω=0를 중심으로 대칭적인 스펙트럼(60∼66)으로 전이하고; 스펙트럼(60∼66)은 -에서 +까지 펼쳐져 있으므로, Cosωft 및 Sinωft로 스펙트럼(52 및 54)의 곱셈 작용에서 파생된 "음의" 주파수를 포함한다.
오실레이터(46)와 혼합기(42 및 44)의 역할은 도 4c와 도 4d에 도시된다. 도 4a와 도 4b의 오른쪽에 있는 겹친 베이스밴드 I 및 Q 스펙트럼(60∼66)은 도 4c와 도 4d의 왼쪽부분에 도시되는데, 도 4c와 도 4d의 라인(65 및 67)에 의해 나타낸 바와 같이, 오실레이터(46)의 ωc에서 코사인출력에 응답하는 혼합기(42 및 44)에서곱한다. 혼합기(42 및 44)의 출력결과는 도 4c 및 도 4d의 스펙트럼(68∼74)에 의해 나타난다. 모든 스펙트럼(68∼78)은 반송 주파수 ωc에 대칭적이다. 스펙트럼 (68 및 70)은 각각 I 및 Q 스펙트럼(60 및 72)의 ωf보다 위의 부분의 복제이고, 스펙트럼(72 및 74)은 각각 I 및 Q 스펙트럼 (64 및 66)의 ωf보다 낮은 부분의 복제이다.
도 4e는 혼합기(42 및 44)의 출력 신호를 더함에 있어서 가산기(48)의 역할을 나타낸다. 겹친 I 와 Q 스펙트럼(68 및 70)은 단상측파대 스펙트럼(76)을 획득하는 가산기(48)에 의해 더해지고; 모든 스펙트럼(76)은 억제된 반송파를 나타내는 ωc∼ωf의 위에 있는데, 여기서 ωc∼ωf는 억제 반송파를 나타낸다. 겹친 I 및 Q스펙트럼(72 및 74)의 위상은 더 낮은 측파대(즉, 변환 주파수) 에너지가 없는 것과 같다. 만약 가산기(48)가 혼합기(42)의 출력에서 혼합기(44)의 출력을 감산한다면 낮은 단측파대 스펙트럼의 결과는 응답(76)의 경상(the mirror image)이 될 것이다.
본 발명은 일반적으로 잔류측파대 생성기 또는 변조기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 이는 변형 위버 변조기 기술과 장치를 사용하는 신규하고 진보한 잔류측파대 생성기 또는 변조기에 관한 것이다. 다른 한편으로는, 본 발명은 일반적으로 디지털 텔레비전 송신기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 변형 위버 변조기를 포함하는 디지털 텔레비전 송신기에 관한 것이다.
상술한 바와 같이, 도 1은 기존 디지털 텔레비전 송신기의 블록도;
상술한 바와 같이, 도 2는 도 1의 송신기에 의해 바람직하게 획득되는 스펙트럼도,
상술한 바와 같이, 도 3은 기존의 위버 변조기의 회로도,
상술한 바와 같이, 도 4a-4e는 선행 기술에 의해 작동될 때 도 3의 위버 변조기에 의해 획득되는 스펙트럼;
상술한 바와 같이, 도 5a~5e는 본 발명에 의한 잔류측파대 신호를 획득하기 위한 위버 변조기에 의해 획득되는 스펙트럼이고, 도 5f, 5g 및 5h는 본 발명에 의해 수정된 위버 변조기의 동작을 서술하기 위한 진폭 대 주파수 응답;
상술한 바와 같이, 도 6은 도 5a~5e에 도시된 동작의 결과로 획득되는 스펙트럼도;
도 7은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 잔류측파대 디지털I.F. ATSC/A53 신호를 획득하기 위한 수정된 위버 변조기의 블록도;
도 8은 본 발명의 두 번째 실시예에 의한 고주파수를 가지는 잔류측파대 ATSC/A53 I.F.신호를 획득하기 위한 수정된 위버 변조기의 블록도;
도 9는 또 다른 실시예에 의한 채널을 처리하는 직교의 병렬 수정위버 변조기의 한 쌍에 병렬로 인가되기 이전의 저역 여파기(lowpass filter)에 인가된 디지털 신호에 있어서, 디지털 텔레비전 송신기를 위한 잔류측파대 변조기의 블록도;
도 10은 도 9에 도시된 변조기의 동작을 기술하는 데에 유용한 스펙트럼도;
도 11은 I.F. 변환의 중개 없이, 직접 획득된 R.F. 잔류측파대 R.F.신호에 있어서, 본 발명의 또 다른 실시예의 스펙트럼 블록도;
도 12는 ATSC/A53 신호를 획득하기 위한 수정위버 잔류측파대 직교 "비화상" 변조기의 또 다른 실시예;
도 13은 본 발명에 의한 수정 위버 변조기를 포함하는 송신기에서 획득되는 NTSC 디지털 I.F.신호의 스펙트럼 도; 및
도 14는 도 13의 상기 스펙트럼을 획득하기 위한 본 발명의 또다른 실시예에 의한 수정위버 변조기이다.
본원 발명자는 위버 변조 방식이 오실레이터(36)의 폴딩(folding)주파수 및 여파기(38 및 40)의 절단(cutoff)주파수를 선택함으로써 잔류측파대 신호를 생성할 수 있고 소스(34)에서 획득되는 변조 베이스 밴드 신호의 "음의"주파수가 반대 측파대의 잔류로서, 즉, 변조 베이스 밴드 신호의 양의 주파수로서 가산기(48)로부터획득되는 신호에서 나타난다는 것을 알 수 있었다. 오실레이터(36)의 폴딩 주파수 및 저역 여파기(38 및 40)의 차단 주파수가 선택되어 반대 측파대의 바람직한 양이 제거되지만 그 중 일부는 통과시킨다. 그러므로, 잔류측파대 신호를 얻기 위해 위버변조 회로구성은 여파기(38 및 40)의 차단 주파수 및 오실레이터(36)의 주파수 변형을 제외하고 도 3에서 도시된 바와 같다. 바람직하게는, 잔류 신호변조는 위버 변조기를 변형함으로써 만들고 오실레이터(36)는 감소된 주파수를 가지며 여파기 (36 및 40)는 차단 주파수를 증가시킨다. 디지털 신호처리 기술로 쉽게 정합된 통로를 설정할 수 있는데, 이는 아날로그 처리에서 이루기 어렵거나 불가능했던 것이다.
폴딩주파수가 바람직하게는 입력 신호의 스펙트럼 중앙보다 작거나 같은 반면, 즉 ωf≤인 반면(여기서 ω1과 ω2는 각각 상기 입력 신호 스펙트럼의 더 낮거나 더 높은 각주파수이다), 제로가 아닐 수 있는 경우를 제외하고, 폴딩 주파수의 이론적인 제한이 없다. 제로의 폴딩 주파수는 어떤 측파대의 비대칭도 생성시키지 않는다. 그러나, 만약 폴딩(folding) 주파수가 제로가 아닌 값을 가진다면 상기 변조기는 다른 잔류 폭을 갖는 잔류측파대 신호를 획득한다. 폴딩주파수가 입력신호의 대역폭에 있기만 하면 보통의 I 및 Q 채널 스펙트럼은 겹쳐질 것이다.
그러나 폴딩주파수가 가장 높은 변조 주파수보다 높다면 잔류변조는 일어나겠지만 제로 주파수를 통해 겹쳐지지는 않을 것이다. 예를 들어, 신호대역폭이 직류에서 3KHz까지이고, "폴딩(folding)"주파수가 4KHz라면, 실제로 겹쳐지지 않은 I와 Q 신호는 1에서 7KHz까지 펼쳐진다. 변조기는 4에서 7KHz 사이의 입력 신호와 폴딩주파수에서 파동을 저역 여파함으로써 이 경우에 획득되는 잔류측파대 신호를 생성한다. 조정하는 입력신호의 대역폭 밖에 폴딩 주파수를 위치시키는 것은 일반적으로 이점이 없다. 입력신호를 조정하는 입력 대역폭 밖에 폴딩주파수를 위치시키는 것의 기술적 불이익은 입력신호를 조정하는 입력대역폭에서 폴딩주파수를 생성시키는 것보다 더 복잡한 여파기 및 더 높은 샘플링율의 요구를 포함한다. 만약 폴딩주파수가 신호 대역폭밖에 있으면 스펙트럼은 겹치지 않는 반면, 높은 샘플링율과 더 복잡한 여파기를 사용하면 변조기는 계속 작동된다.
잔류측파대 변조를 생성하기 위한 위버변조기 작동의 바람직한 실시예에 관한 스펙트럼은 도 5a∼도 5e에 도시된다. 도 5a∼5e의 스펙트럼을 생성하기 위해 수정된 위버변조기는 도 5a에 도시한 바와 같이, 직류를 중심으로 하는, 즉 ω=0인 베이스 밴드 스펙트럼(80)을 처리한다. 스펙트럼(80)은 서로 경상(the mirror image)인 음과 양의 주파수 부분(82 및 84)을 포함하고, 그래서, 음의 주파수부분(82)은 ω=0에서 -ω3까지 늘어나며, 양의 주파수부분(84)은 ω=0에서 +ω3까지 늘어난다.
도 5a 및 도 5b의 스펙트럼(80)은 바람직하게는와 같거나 작고 0보다 커야하는 주파수 ω4를 가지는 코사인 및 사인파와 곱한다. 결과적으로, 겹친 베이스밴드 I 채널 스펙트럼(90 및 92)은 스펙트럼(80)과 주파수 ω4(라인(86)에 의해표시되는)를 가지는 코사인파를 곱함으로써 획득된다.
겹친 베이스밴드 Q채널 스펙트럼(94 및 96)은 스펙트럼(80)과 주파수 ω4(라인(88)에 의해 표시되는)를 가지는 사인파와 곱함으로써 획득된다. I 채널 스펙트럼(90 및 92)은 Q 채널 스펙트럼(94 및 96)에 직교하는 위상을 가진다. 스펙트럼 (90 및 94)에 있어서 양의 주파수는 각각 ω4아래 주파수의 겹친 베이스밴드 I 및 Q 채널의 스펙트럼(80)을 나타내는 반면, 스펙트럼(92 및 96)의 양의 주파수는 ω4를 초과하는 주파수를 가진 스펙트럼(80)의 부분을 포함한다. 스펙트럼(90, 92, 94 및 96)은 ω4의 오른편에 스펙트럼 (90∼96)의 부분의 경상(the mirror image)을 갖고, ω4의 왼쪽편에 스펙트럼 (90∼96)의 부분을 가지며, 모두 ω4을 중심으로 한다. 스펙트럼 (90 및 92)의 합과 스펙트럼 (94 및 96)의 합은 주파수 +(ω3-ω4) 및 -(ω3-ω4)이 ω축과 교차하는 곳에서 제로의 크기를 가진다.
스펙트럼(90 및 92)은 각각 겹치고 여파된 베이스밴드 I 스펙트럼(98 및 100)을 획득하기 위해 제 1의 저역 여파기에 인가된다. 그리고 스펙트럼(94 및 96)은 각각 겹치고 여파된 베이스밴드 Q 스펙트럼 (102 및 104)을 획득하는 제 2의 저역 여파기에 공급된다. 상기 제 1 및 제 2의 저역 여파기는 동일하고, 각각 (ω3+ω4및 ω3-ω4)사이의 차단 주파수(ωg)를 가지므로, 스펙트럼 (92 및 96)의 양의 주파수 부분은 저역 여파기에 의해서 실질적으로 변하지 않으나, 스펙트럼(102)의 스팁 스커츠(steep skirts)(106)에 의해 나타난 것처럼, 스펙트럼(90 및 94)의 더 높은 양의 주파수 부분은 현저히 약해진다. 스펙트럼 (98∼104)은 ω=0를 중심으로 대칭이고 경상이다.
스펙트럼(98 및 100)은 겹치고 여파된 I 채널 스펙트럼 (108 및 110)을 획득하기 위해 중간주파수 ωIF에서 코사인파와(도 5c의 라인(105)에 의해 나타난) 곱한다. 주파수 ωIF의 중앙에 있는 스펙트럼(108 및 110)은 각각 실질적으로 스펙트럼(98 및 100)의 복제이다. 스펙트럼(102 및 104)은 주파수 ωIF를 중심으로 하고 스펙트럼(102 및 104)과 실질적으로 같은 모양을 가지는 겹치고 여파된 Q채널 스펙트럼(112 및 114)을 획득하기 위해 주파수 ωIF에서 사인파(도 5d의 라인(107)에 의해 나타난)와 곱한다. 스펙트럼(108 및 110)의 위상은 스펙트럼(112 및 114)의 위상에 직교한다. 스펙트럼(108∼114)은 잔류측파대 신호를 만들기 위해 선형적으로 결합, 즉 더해지고 감산된다.
도 5e에 있어서, 스펙트럼(98 및 102)의 스팁스커츠(steep skirts,106)의 복제인 스팁스커츠(118)에 대응하여 포함하는 잔류측파대 스펙트럼(116)을 만들기 위해 스펙트럼(108∼114)을 더한다. 또한, 스펙트럼(116)은 (1) 점차적으로 스팁스커츠(118)의 최대 진폭에서부터 피크 값까지 증가시키는 세그먼트(120)를 포함하고, (2) ω축에서 스펙트럼(116)의 피크 진폭에서 제로까지에 걸쳐 점차적으로 감소하는 부분(112)을 포함하는데 이는 ωIF를 포함한다. 잔류측파대는 스팁스커츠(118)와 스펙트럼(116)의 부분(120)의 모두를 포함한다. ATSC변조에 있어서, 불연속 디지털신호의 반전되어 반복 스펙트럼의 자취가 상측파대 꼬리(I.F.에서 낮은 측파대)로 나타나는데, 전측파대 부분(122) 또한 ωIF에서ω5-ω4까지의 간격이 있는 나이퀴스트(Nyquist) 주파수(ωN)를 포함하는데, 여기서 ω5는 샘플링 주파수이다.
스펙트럼(76 및 116)을 비교하면 잔류측파대인 스펙트럼(116)의 부분을 알 수 있다. 잔류측파대 스펙트럼(116)은 단측파대 스펙트럼(76)과 다른데, 그 이유는 스펙트럼(116)이 음의 경상 주파수(82)의 스펙트럼(80)으로부터 생성시키는 반대 측파대의 자취를 포함하기 때문이다. 이에 관해서는 스팁스커츠(118)가 스펙트럼(116) 내에서 반송주파수 ωIF-ω4의 왼쪽에 있고; 스펙트럼(116) 내에서 반송주파수 ωIF-ω4는, 도 5E의 스펙트럼의 가장 높은 진폭에서, 스펙트럼(76) 내 ωc-ωf와 일치한다. 상기 자취는 또한 ωIF-ω4의 왼편으로 펼쳐진 스펙트럼(116)의 부분(120)을 포함한다.
또한, 잔류측파대(116)의 고주파 끝은 스펙트럼 테일을 포함한다. 불연속 시간 시스템(즉, 샘플링된 시스템)에서, 스펙트럼 테일은 나이퀴스트(Nyquist) 주파수인 ωN위의 반전되어 반복 작은 주파수 부분에서 생성한다.
도 5f 및 도 5g의 진폭 대 주파수응답 스펙트럼 도는 도 5a∼5e와 연결되어 서술된 기능을 이해하는데 도움이 된다. 도 5f는 본 발명에 관한 수정된 위버변조기에 인가되는 이론적인 베이스밴드 입력 스펙트럼의 설명이다. 도 5f의 입력 스펙트럼은 상수인, 각주파수 -ω3과 +ω3사이에서 제로가 아닌 진폭을 갖고, |ω|>ω3에서는 제로의 진폭을 가진다. 수정된 위버변조기는 ωc의 반송주파수를 가지고, 도 5f의 베이스밴드 입력을 도 5g의 잔류측파대 스펙트럼으로 변환하는데, ωc는 R.F. 또는 I.F. 반송파중 하나이다. 도 5g의 스펙트럼은 상수인, 주파수 (ωc-ω1)과 (ωc+ω3) 사이에서 제로가 아닌 진폭을 갖는다. ωc+ω3에서, 도 5g의 잔류측파대 스펙트럼은 상수인, 제로가 아닌 진폭에서 제로 값까지 단계적으로 감소한다. 상기 잔류측파대 스펙트럼은 상수인, 제로가 아닌 진폭 및 제로 진폭 레벨 값 사이에서 (ωc-ω1) 에서 (ωc-ω2)까지 주파수 천이 범위를 가진다. 도 5f의 베이스밴드 입력에서 각주파수 -ω1과 -ω2는 베이스밴드 입력의 "음의" 주파수 부분에 있어서, ω1의 절대값은 ω2의 절대값보다 작다.
도 5g의 잔류측파대 스펙트럼을 얻기 위해 수정된 위버 변조기의 저역여파기는 폴딩(folding) 주파수(ωf) 와 ω2의 합계를 초과하는 모든 각주파수를 완전히 제거해야만 하고, 폴딩주파수는 (ω3-ω2)/2를 넘어야 한다. 저역 여파기는 감쇠 없이 |ω3-ωf| 및 |ωf+ω1| 보다 큰 주파수를 통과시켜야 한다. 저역 여파기는 도 5h의 진폭 대 주파수응답 커브(curve)에 의해 일반적으로 나타나는 형태의 응답을 가져야 한다. 저역 여파기들 각각은 실질적으로 직류, 즉, ω=0, 및 |ω3-ωf| 와 |ωf+ω1| 보다 큰 주파수 사이에서 제로의 감쇠를 가진다. 저역 여파기들 각각은 (ωf-ω2) 보다 큰 모든 주파수를 완전히 제거한다.
8 또는 16 레벨 ATSC 디지털 TV신호의 경우에서, 잔류측파대 신호의 여파는 대칭적이다. 따라서, 잔류 저측파대의 모양은 나이퀴스트율 주위에서 나타나는 반전되어 반복 스펙트럼 모양과 같다.
스펙트럼(80)의 양 및 음의 주파수와 폴딩주파수 ω4에서 사인 및 코사인파의 곱셈 동작으로 생기는 상기 양 및 음의 폴딩주파수를 결합할 때 수정 위버 변조기의 동작은 베이스밴드에서 멀티 플라이어(18)로부터 획득되는 디지털신호를 나타내는 도 6에 도시된다. 도 6에 있어서, 블록(block)(124)은 0 과 ωm사이에 펼쳐진 스펙트럼(80)의 양의 주파수를 나타내는데, 반면에 블록(126)은 주파수 ωm과 2ωm사이에서 반전된 스펙트럼을 가지는 상기 양의 반복 주파수를 나타낸다. ω=0 과 ω=-ωm사이에 펼쳐진 블록(128)은, 스펙트럼(80)의 반전된 스펙트럼(82)의 음의 주파수를 나타낸다. 주파수 -ωm과 -2ωm사이의 스펙트럼(82)의 음의 폴딩주파수는 블록(130)에 의해 나타난다.
따라서 본 발명의 목적은 잔류측파대 신호와 특히 잔류측파대 I.F.신호를 생성하기 위한 장치의 새롭고 진보된 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 잔류 측파대신호를 획득하는 위버 변조 기술을 사용하기 위한 장치 및 새롭고 진보된 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 새롭고 진보된 디지털 텔레비전 송신기 장치와 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 부가적인 목적은 이중 측파대신호의 여파 없이 그리고 힐버트(Hilbert) 변환 사용 없이 잔류측파대 신호를 직접 획득하기 위한 디지털 텔레비전 송신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 부가된 목적은 바람직한 근올림코사인(RRC) 응답을 얻으면서, 비교적 낮은 여파기상수를 가지는 유한 펄스 응답 여파기를 포함하는 잔류측파대 생성기를 포함하는 새롭고 진보된 디지털 텔레비전 송신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 저주파 또는 고주파 이퀄라이저(equalizer)를 필요로 하지 않는 바람직한 근올림코사인 응답을 가지는 잔류측파대 신호를 획득하기 위한 새롭고 진보된, 쉽게 작동하는 디지털 텔레비전 송신기를 제공하는 것이다.
한편, 본 발명의 다른 목적은 NTSC와 ATSC신호를 만들어내는데 이용될 수 있는 같은 디지털 잔류측파대 장치가 내장된 텔레비전 송신기를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 여전히 바람직한 근올림코사인 응답을 얻으면서, 비교적 낮은 여파기 계수를 가지는 유한 펄스 응답 여파기 및 기존의 송신기에 비해 적어도 두 배 정도의 높은 샘플링 주파수를 가지는 디지털 잔류 I.F. 신호를 획득하기 위한 ATSC 텔레비젼 송신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 양상에 있어서 ω1에서 ω2까지 펼쳐진 소정의 대역폭에서 주파수 ωm을 가지는 제 1 신호는 상기 제 1 신호 내에 정보를 포함하고, (ωm-ω4)와 동일한 주파수를 가지는 각각 직교하는 제 2 및 제 3 신호를 획득하기 위하여 주파수 ω4를 가지는 직교 위상 사인성분과 제 1 신호를 곱함으로써 잔류 측파 신호를 변환한다. 상기 제 2 및 제 3 신호는 같은 주파수를 가지고 상기 제 1 신호 내에 정보를 포함하는 제 4 및 제 5의 직교신호를 각각 획득하기 위하여 저역(lowpass) 여파된다. 주파수 ω1,ω2및 ω4는 (1) 제 4 및 제 5 신호를 반송파의 4분의 1주기와 곱할 때 및 (2) 그 결과의 생성신호가 선형적으로 결합될 때, 반송파를 변조하고 제 1 신호 내에 정보를 포함하는 잔류측파대 신호가 획득되어 지는 것이다. 상기 제 4 및 제 5 신호 및 반송파 내의 정보를 실질적으로 복제한 신호는 상기 제 1 신호에서 정보를 포함하는 잔류측파대 신호를 획득하도록 결합되어 진다.
바람직한 실시예에 있어서, ω4는 (ω1+ω2)/2 와 같거나 작은, 혹은 제로보다 큰 폴딩주파수이다. 제 4 및 제 5 신호는 (1) ω1과 ω3사이의 펼쳐진 스펙트럼을 가지고, (2) ω1와 ω4사이에 펼쳐진 제 1 신호의 주파수 성분은 ω4와 ω2사이에 펼쳐진 제 1 신호의 주파수 성분에서 겹쳐지게 된다. 제 4 및 제 5 신호 내에 정보를 실질적으로 복제하는 신호는 잔류 측파대 신호를 획득하도록 결합된다.
바람직한 실시예에 있어서, ω4는 ω2/2보다 작은 폴딩주파수이고 제 1 신호는 ω1=0 와 같이 베이스밴드 신호이다. 저역 여파 단계는 직류에서 ω5까지 주파수를 가지는 실질적인 감쇠신호 없이 통과시키고 ω6보다 큰 주파수를 실질적으로제거하는데, 여기서 ω5>ω2/2 및 ω6<ω2이다. 결합단계는 제 1 신호의 음의 주파수가 제 1 신호 양의 주파수를 포함하는 잔류측파대 신호의 측파대 자취인 잔류측파대 신호에서 나타나게 하는 것이다.
제 1, 제 2, 제 3, 제 4 및 제 5 신호는 바람직하게는 제 1의 고정된 샘플링 주파수를 가지는 디지털 신호이다. 제 4 및 제 5 신호에 응답하는 회로 소자는 상기 제 4 및 제 5 신호에서의 디지털 정보를 R.F.반송파를 변조한 아날로그 잔류 측파대 신호로 변환한다. 한 실시예에 있어서 제 4 및 제 5의 디지털신호는 R.F.반송파의 직교 위상과 개별적으로 혼합되어지는 아날로그신호로 직접 변환되고 그 결과의 생성신호는 선형적으로 결합된다.
또한, 더욱 바람직한 실시예에 있어서 제 4 및 제 5의 샘플링 주파수는 제 2의 고정된 샘플링 주파수까지 증대된다. 어떤 바람직한 실시예에 있어서 상기 제 2의 고정된 샘플링 주파수를 가지는 신호는 디지털 잔류 I.F.획득을 위해 선형적으로 결합되는 제 1 및 제 2의 디지털 생성신호의 획득을 위한 디지털 I.F.반송파의 직교위상과 섞인다. 다른 실시예에 있어서 제 2의 샘플링 주파수에서 상기 디지털신호는 R.F. 반송파의 직교위상과 각각 교대로 혼합되는 아날로그 신호로 변환되는 한 쌍의 직교 I.F. 디지털 신호를 획득하기 위한 디지털 I.F. 반송파의 몇몇의 직교 위상과 결합된다. 그 결과의 R.F.변조파는 R.F.잔류측파대 신호를 획득하기 위해 선형적으로 결합된다.
어떤 실시예에 있어서 제 4 및 제 5 디지털 신호의 샘플링 주파수는 상당한값을 가지는 주파수의 오프셋이다. 하나의 실시예에 있어서 상쇄는 상기 제 1 신호 내에 정보를 포함하는 입력 신호의 고정 샘플링 주파수의 단편인 샘플링 주파수를 갖는 상기 제 1 신호를 배열함으로써 얻어진다. 하나의 실시예에 있어서 상쇄는 제 1 신호를 획득하기 위해 입력신호의 샘플링 주파수를 증가시키고 주파수가 ω4인 성분으로 곱한 신호를 획득하기 위하여 제 1 신호를 저역 여파함으로써 얻어진다. 다른 실시예에 있어서 상쇄는 한 쌍의 직교 사인파를 나타내는 신호를 획득하는 저주파 디지털 소스를 포함하는 회로 소자에서 얻어진다. 다중 곱셈기(multiplier)와 가산기(adder)를 포함하는 디지털 회로도는 저역(lowpass) 여파 신호 및 샘플링 주파수를 증가하기 위한 회로 소자에 인가된 신호를 획득하는 직교 사인파를 나타내는 신호에 응답한다.
바람직한 실시예에 있어서, 제 1 신호는 ATSC 또는 NTSC 디지털 텔레비전 신호이고 잔류 측파대신호는 잔류측파 전송 신호를 획득하는데 필요한 정보를 포함하는 적어도 한 개의 디지털신호에서 야기된다. 바람직한 실시예에 있어서 디지털 신호는 아날로그 I.F.신호로 전환된 I.F.신호이다. I.F.신호는 I.F.신호에 비례하여 반전된 스펙트럼을 가지는 I.F.출력 신호를 획득하기 위해 변환된 업 주파수이다.
바람직하게는, ATSC신호에서 입력 신호와 곱한 직교 사인 위상 성분의 각각의 주기는 4개의 디지털 값으로 나타난다. 하나의 실시예에 있어서 각각의 곱셈 동작은 처음 디지털 값이 변하지 않는 형태에서 각각 증대된 신호 비트를 지나가고 두 번째 디지털 값은 각각의 신호의 극성을 반전시킴으로써 수행된다. 제 2의 실시예에 있어서 각각의 곱셈 동작은 제 1의 디지털 값이 변하지 않는 형태로 각각의 곱해진 신호 비트를 통과시키고, 두 번째 디지털 값은 각각의 신호 비트의 극성을 반전시키며, 세 번째 디지털 값은 각각 곱해진 신호 비트를 봉쇄함으로써 수행된다.
디지털 텔레비전 신호가 NTSC신호일 때 주파수 변조된 음성(aural) 반송파는 바람직한 주파수에서 겹친 베이스밴드 신호에 4분의 1 주기 FM 성분을 더함으로써 합해질 수도 있다.
발명의 또 다른 양상은 디지털 텔레비전 신호에 응답하는 디지털 텔레비전 송신기에 관한 것이다. 상기 송신기는 사인파를 나타내는 디지털 신호를 획득하기 위하여 디지털 사인 소스를 포함하는 디지털 잔류측파대 변조기를 가지고 있다. 디지털 곱셈기는 두개의 디지털 생성신호를 획득하기 위하여 사인파를 표시하는 디지털 신호와 디지털 텔레비전 신호에서 정보를 포함하는 디지털신호를 곱한다. 디지털 저역 여파기 장치는 복수의 디지털 생성 신호의 저주파수 성분을 통과시키고 복수의 디지털 생성신호의 고주파성분을 차단시킨다. 저역(lowpass) 여파기 장치에 의해 통과되는 신호 및 반송파에 응답하는 회로 소자는 디지털 텔레비전 신호 내의 정보를 포함하는 아날로그 잔류측파대 신호를 획득한다.
하나의 바람직한 실시예에 있어서, 회로 소자는 약 20mHz의 주파수를 갖는 디지털 잔류측파대 I.F.신호를 획득하기 위한 디지털 선형 결합기(linear combiner)를 포함한다. 디지털-아날로그 컨버터 장치는 디지털 잔류측파대 I.F.신호를 아날로그 중간 주파수신호로 변환한다. 업 컨버터(up converter)는 I.F.주파수를 바람직한 전송 주파수 또는 채널로 증가시킨다.
상기 및 또 다른 목적, 본 발명의 특징과 장점은 후술하는 상세한 설명 특히 첨부 도면에 관련하여 명백히 이해될 것이다.
도 7은, 잔류측파대 디지털 I.F.신호를 획득하기 위한 수정위버 변조기의 블록도이다. 12비트 및 10.76223776...[MHz]를 가지는 다중 비트 병렬 디지털 입력신호는, 파일롯 삽입기(pilot inserter,24)와 프리 이퀄라이저(pre-equalizer) 여파기(26)에서 획득됨에 따라, ATSC/A53 텔레비전 표준의 형태에 있어서, 동일한 심플 디지털 곱셈기(simple multipliers)(140 및 142)에 병렬로 인가된다.
곱셈기(140 및 142)는 폴딩주파수 생성기(144)에서 획득됨에 따라, 각각 10.76223776...[MHz]비트 주파수를 가지는 코사인 및 사인파의 직교의 디지털 표시에 응답한다. 생성기(144)는 주파수 ω4(도 5)를 가지는 코사인 및 사인파를 획득하는 것으로 간주될 수 있고, 따라서 곱셈기(140 및 142)는 스펙트럼(90~96)을 획득한다.
생성기(144)는 각각 3단식 레벨(tri-level) 시퀀스 1, 0, -1, 0 또는 2단식 레벨(bi-level) 시퀀스 1, 1, -1, -1인, 디지털로서 곱셈기(140)에 공급되는 코사인 시퀀스의 사이클을 생성한다. 그러므로, 생성기(144)에 의해 곱셈기(140)에 공급되는 상기 코사인 시퀀스의 각 사이클의 주파수는 2.690559441...[MHz]이다. 2단식 코사인 시퀀스와 관련되는 사인 시퀀스가 -1, 1, 1, -1 인 반면, 곱셈기(142)로 생성기(144)에 의해 공급되는 상기 사인 시퀀스는 코사인 시퀀스에서 1비트에 의해 변위되고, 즉, 90°, 그래서 3단식 코사인 시퀀스와 관련된 상기 사인 시퀀스는 0, 1, 0, -1 이다. 명백히 하기 위해, 생성기(144)에 의해 획득되는 상기 레벨(level)들은 본 발명의 실시예에 도시된 곱셈기(140 및 142)에 일제히 공급된다. 그러나, 오직 단일 오직 단일 곱셈기가 필요한 경우; (곱셈기(140 및 142)의 입력과 출력이 10.76223776...[MHz] 심볼율의 1/2 주기만큼 서로 상호간 지연된다는 경우), 상기 코사인 및 사인 시퀀스는 인터리브할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
생성기(144)에 의해 획득되는 상기 시퀀스는 1, 0, -1, 0과 0, 1, 0, -1 또는 1, 1, -1, -1과 -1, 1, 1, -1이기 때문에 곱셈기(140 및 142)는 간소한 소자이다. 곱셈기(140 및 142)는 상기 곱셈기(140 및 142)에 인가되는 심볼의 통과를 차단하기 위해 시퀀스에서 제로(0)인 값에 응답한다. 곱셈기(140 및 142)는 코사인파 및 사인파가 1의 값을 가질 때 변경하지 않은 방법 내에 곱셈기에 인가된 심볼을 통과시키기 위한 폴딩주파수 생성기(144)에 의해 획득되는 1 및 -1에 응답하고; 상기 곱셈기는 코사인 값과 사인 값이 -1의 값을 가질 때 심볼의 값을 반전한다. 0이 포함되지 않은 시퀀스는 생성기(144)에 의해 획득, 즉, 시퀀스 1, 1, -1, -1과 -1, 1, 1, -1은 제로(0)의 값을 가지는 상기 시퀀스에 의해 생성되는 것 보다 높은 진폭 신호를 생성한다.
곱셈기(140 및 142)에 의해 획득되는 상기 생성신호는 동일한 유한 임펄스 응답(FIR) 디지털 저역 여파기(146 및 148)에 각각 인가된다. 각 여파기(146 및 148)는 근사적인(256) 유한 임펄스 응답 계수로 실행할 수 있고, 근올림(root-raised) 코사인 응답과 스펙트럼(98~104)을 생성하도록 선택된다(도 5c 및 5d). 따라서, 여파기(146 및 148)는 실질적인 감쇠 없이, 생성기(144)에 의해 획득된 파형을 나타내는 사인과 코사인의 주파수를 통과시키고, 곱셈기(140 및 142)에 공급된 디지털 텔레비전 신호의 고주파수 선단에서 모든 구성요소를 실제적으로 차단한다. 종래의 기술과는 달리 대역(bandpass) 여파기는 약 2048 유한 임펄스 응답계수를 요구한다. 여파기(146 및 148)는 곱셈기(140 및 142)에 의해 획득되는 2개의 생성 신호에 응답하도록 멀티플렉스 된(multiplexed) 단일 여파기에 의해 대체될 수 있다.
구동된 상기 저역 여파 시퀀스 디지털 여파기(146 및 148)는 여파기(146 및 148)의 샘플링율에 8를 곱한 것으로 보간기 세트(150 및 152)에 각각 인가된다. 마지막으로, 보간기 세트(150)는 보간기 세트가 두 개의 업 샘플링 보간기(158~160)× 세 개의 캐스코드를 포함하는 반면, 보간기 세트(152)는 두 개의 업 샘플링 보간기(158 및 160)× 세 개의 캐스코드를 포함한다. 샘플링 보간기(158 및 160)의각각 출력신호의 상기 샘플링 주파수는 86.0970921...[MHz]이다.
보간기(156 및 160)의 출력신호는 동일한 디지털 곱셈기(162 및 164)에 각각 공급되고, 바람직하게는 곱셈기(140 및 142)와 같이 구성된다. 곱셈기(162 및 164)는 코사인 및 사인 시퀀스에 각각 응답하고, 각각의 사이클은 폴딩주파수 생성기(144)에서 유도된 상기 코사인 및 사인 시퀀스와 같은 값을 가지며; 곱셈기(162 및 164)에 공급된 사인 및 코사인 시퀀스의 각각의 주기는 21.52447552 I.F.에서이다. 생성기(166)에 의해 유도된 시퀀스를 나타내는 코사인 및 사인의 각각의 주기 안에서 4개 디지털 값이 있기 때문이고, 생성기에 의해 유도된 심볼 주파수와 보간기(156 및 160)에 의해 유도된 심볼 주파수는 같다.
곱셈기(162 및 164)는 스펙트럼(112 및 114), 도 5d에 의해 곱셈기(164)의 출력신호가 표시되는 동안 도 5c의 스펙트럼(108 및 110)에 의해 표시된 곱셈기(162)의 출력신호 정도인 이진수 신호를 획득한다. 곱셈기(162 및 164)의 디지털 출력신호는 가산기(168) 내에서 선형적으로 결합되어, 즉, 합해져서, 도 5e의 스펙트럼(116)에 의해 지시된 바와 같이, 21.52447552...[MHz]을 중심으로 하는 대략 18.5[MHz]와 24.5[MHz] 사이에서 대역폭을 가지는 디지털잔류측파대 I.F.신호를 생성한다.
가산기(168)의 출력신호는 디지털-아날로그 컨버터(30)(도 1)로 인가되고, I와 Q채널을 포함하는 아날로그 I.F.잔류측파대 신호를 유도하며, 상기 I 채널은 소정의 시간대에, 8 레벨 또는 16 레벨을 포함한다. 상기 8 레벨 또는 16 레벨은 상호간 소정의 시간에 대응하는 시간에서 멀티플렉서(18)에서 유도된 신호의 이진수값과 같다. 디지털-아날로그 컨버터 Q채널은 변조기나 생성기(28)의해 유도된 불필요한 잔류측파대의 부분을 제로(0)로 감쇠시켜 스펙트럼(80, 도 5a)을 가능케 하고, 그렇지 않은 경우보다도 더 적은 대역폭을 차지하게 한다.
ATSC/A53 표준, 디지털 I.F.신호를 생성하는 것에 관한 도 7의 수정 위버 장치는, 에일리어싱(aliasing)과 반드시 고려해야하는 반복 스펙트럼을 야기한다. 멀티플렉서(18)에서 유도된 ATSC신호는 10.76223776...[MHz]의 심볼비율이기 때문에, 에너지는 5.381118881...[MHz]의 나이퀴스트(Nyquist) 주파수에서 생성된다. 상기 변조된 아날로그 I.F.신호는 아날로그-디지털 컨버터(30)에 의해 유도되고 R.F. 변조 아날로그 신호는 업 컨버터(32)에 의해 유도되며 반송주파수에서 파워 증폭기(36)는 박스(128 및 138)에 의해 나타내는 미러 이미지(mirror-image) 음의(-)주파수에서 기인하는 정반대 측파대의 잔류를 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터(30), R.F.업 컨버터(32) 및 파워 증폭기(36)에 의해 획득되는 상기 신호는 R.F.업 컨버터(32)와 파워 증폭기(36)는 또한 스펙트럼의 고주파수 종단에서 스펙트럼 테일(tail)-도(5e)에 나타난, 반전되어 반복 스펙트럼의 작은 부분에서 스펙트럼(116)의 부분(122)에서 나이퀴스트 주파수(ωN)의 우측으로 생성한-을 포함한다.
결국, 가산기(168)에 의해 획득한 21.52447552...[MHz]보다 명확한 라운드(round) 또는 21.5WHz와 같은, 10진(decimal) 주파수를 갖기 위해 디지털-아날로그 컨버터(30)에 인가되고 상기 가산기(168)에 의해 획득한 상기 신호율은 바람직하다. 마지막으로, 본 발명의 다른 양상에 따라, 도 7의 회로 소자는 수정되고, 도 8에 도시된 바와 같이, 21.5[MHz] 디지털 잔류측파대 신호를 가능하게 하기 위해 보간기(156 및 160)로 획득한 신호의 주파수에서 다목적 디지털 곱셈기를 이용함이 없이 유도하게 된다.
도 8의 수정 디지털 위버 변조기는 디지털 주파수 신시사이저(170, 오프셋 주파수 생성기와 같은 기능), 다목적 디지털 곱셈기(172, 174, 176 및 178), 및 각각 공급한 입력신호를 가산하고 감산하기 위한 디지털 가산기(180 및 182, (즉, 선형 결합기)), 뿐만 아니라 도 7에서 나타낸 상기 수정위버 변조기의 모든 요소를 포함한다. 가산기(180 및 182)는 보간기(154 및 158)를 각각 구동한다. 곱셈기(172 및 178)는 곱셈기(174 및 176)가 저역 여파기(148)의 출력신호에 의해 병렬로 획득되는 동안 저역여파기(146)의 출력신호에 의해 병렬로 획득된다. 오프셋 주파수 생성기(170)는 직교 시퀀스를 획득하는 데, 각각의 사이클은 폴딩주파수 생성기(144)에 의해 획득한 시퀀스의 사이클과 같은 디지털 값을 갖는다.
오프셋 주파수 생성기(170)의 출력 cosω0t는 상기 오프셋 주파수 생성기의 출력 sinω0t가 곱셈기(174 및 178)에 병렬로 인가된 동안, 곱셈기(172 및 176)에 병렬로 인가된다. 가산기(168)로 획득한 21.5[MHz]와 같이 정수값인 신호를 가능하게 하기 위해, 생성기(170)의 주파수는 가산기(168)에서 비트주파수의 1/4과 바람직한 I.F. 출력 신호의 반송주파수와의 사이의 차와 같도록 설정하는 데; 특정의 예를 들면, 상기 오프셋의 주파수 생성기(170)는 24.4755244...[MHz]이다.
도 8의 상기 디지털 잔류측파대 변조기 또는 생성기는 저역 여파기(146 및148)의 디지털 출력 신호가 0.5sin(ωm- ω4)t와 0.5sin(ωm- ω4)t로 각각 표시되도록 작동한다. 곱셈기(172, 174, 176 및 178)로 획득한 신호는 다음과 같이 각각 표시된다;
0.5cos(ωm- ω4)t × cosω0t
0.5sin(ωm- ω4)t × sinω0t
0.5sin(ωm- ω4)t × cosω0t
0.5cos(ωm- ω4)t × sinω0t
여기서 ωm는 파일롯 삽입기(24)에 의해 유도된 텔레비전의 주파수이고, ω4는 생성기(144)의 주파수로 상기한 바와 같이 정의된다.
가산기(180)는 다음과 같이, 3각법 조작에 의해 보일 수 있는 신호를 유도하는 곱셈기(172 및 174)의 출력신호를 가산한다.
0.5sin(ωm- ω4+ω0)t.
따라서, 가산기(180)의 출력신호는 생성기(170)의 오프셋 주파수인, 저역여파기(146)의 출력에서 상(上)방향으로 ω0만큼 시프트된 주파수이다. 가산기(182)는 다음과 같이, 3각법 조작에 의해 도시할 수 있는 신호를 획득하는 곱셈기(176)의 출력신호에서 곱셈기(178)의 출력신호를 뺀다.
0.5cos(ωm- ω4+ω0)t.
따라서, 차감 가산기(180)의 상기 출력신호는, 저역 여파기(148)의 출력신호에서 ω0만큼 상(上)방향인 주파수에서 오프셋(offset)이다. 그러므로 선형 결합기(180 및 182)의 출력신호는 같은 주파수를 갖지만, 상호 90°만큼 치환한 위상이다. 가산기(180 및 182)의 입력에서나 또는 주파수 생성기(170)에서 극의 적당한 조작은 상기 주파수 오프셋의 방향을 역으로 할 수 있다.
선형 결합기(180 및 182)의 출력 주파수는 업 컨버터(32)에 포함된 주파수 신시사이저를 단순화하는 정확한 숫자의 값이 되도록 디지털-아날로그 컨버터(30)에 의해 획득한 I.F.를 전력 증폭기(36)에 의해 획득된 반송파 주파수로 시프트하는데, 디지털-아날로그 컨버터(30)에 의해 획득된 반송파에 있어서 변조에 영향을 끼치지 않는 것이 바람직하다. 상기 업 컨버터는 ATSC 기준과 일치하여 획득한 디지털 텔레비전 신호는 다양한 이유, 예를 들면 명목상 같은 주파수, 즉, 같은 텔레비전 채널 번호이지만 상호간에 200[Km] 또는 이상 거리가 있는 안테나에서 방출한 신호의 사이에 혼선의 가능성과 같은 이유에 대해 몇개의 소정의 주파수에 의해 반송파 주파수에서 오프셋 할 수 있고, 이 간소화 된다. 이런 "채널 오프셋"은 도 8의 오프세터(offsetter)에서 프로그램 될 수 있다.
곱셈기(172~178)는 10.76223776[MHz]의 심볼 주파수에서 저역여파기 (146 및 148)의 출력신호에 응답하기 때문에, 패싱(passing)처럼 간단한 함수를 수행하는, 곱셈기(172~178)에 공급한 값을 블록화나 반전화 하고, 시간멀티플렉스 된 단일 곱셈기에 의해 대신할 수 있다.
상기 업 컨버터는 ATSC 기준에 따라 획득한 디지털 텔레비전 신호는 다양한 이유, 예를 들면 명목상 같은 주파수, 즉, 같은 텔레비전 채널 번호이지만 상호간에 200[Km] 또는 이상 거리가 있는 안테나에서 방출한 신호의 사이에 혼선의 가능성과 같은 이유로 몇 개의 소정의 주파수에 의해 반송파 주파수에서 오프셋 할 수 있으므로 간소화된다. 이런 "채널 오프셋"은 도 8의 오프세터(offsetter)에서 프로그램 될 수 있다.
곱셈기(172~178)는 10.76223776[MHz]의 심볼 주파수에서 저역 여파기(146 및 148)의 출력 신호에 응답하기 때문에, 공급한 값을 차단하거나 반전하고, 통과하는 것(passing)처럼 간단한 함수를 수행하는 곱셈기(172~178)는 시간다중화된 단일 곱셈기에 의해 대체할 수 있다.
도 8의 변조기는 상기 디지털 I.F. 중앙 주파수를 오프셋 가능하게 하고 상기 변조기는 8배의 심벌주파수의 고주파수 샘플링율에서 고속도 다목적 디지털 곱셈기를 사용함이 없이 라운드 넘버(round number)를 갖는다. 디지털 곱셈(digital multiplication)은 간소한 디지털 곱셈기(162 및 164)를 이용하는 것에 의해 고 주파수에서 수행된다. 곱셈기(172~178)는 다목적 형태인 것에 반하여, 이들 곱셈기는 여파기(146 및 148) 및 신시사이저(170)의 저주파수 출력에 의해 획득된 저샘플링 주파수에 응답하는 비교적 저주파수에서 동작한다.
도 9는 바람직한 "라운드 넘버"(round number)를 중심으로 하는 샘플링 주파수를 가지는 잔류측파대 디지털 I.F.를 획득하기 위한 디지털 회로 소자의 다른 실시예의 도면이고; 특히, I.F.는 21.6[MHz]을 중심으로 한다. 도 9의 회로는 획득되는 바람직한 "라운드 넘버" I.F. 중앙 주파수를 가능케하는 도 8의 주파수 시프팅 회로 소자를 필요로 하지 않는다.
도 9의 회로에서, 파일롯 삽입기(pilot inserter)의 출력 신호는 10.76223776...[MHz]에서 21.52447552...[MHz]까지 인수 2인 파일롯 삽입기(24)에 의해 획득되는 디지털 텔레비전 ATSC 신호의 샘플링 주파수를 증가하는 보간기(190)에 인가된다. 보간기(190)의 디지털 출력 신호는 근올림 코사인 응답을 갖는 디지털 저역 여파기(192)에 인가된다. 여파기(192)는, 실질적인 감쇠 없이, 5.07...[MHz]까지의 주파수에 대한 보간기(190)에 의해 획득된 디지털 신호 내의 모든 정보를 통과시키고 주파수 5.69...[MHz]보다 위의 주파수에 대한 보간기(190)의 출력 신호 내의 모든 정보를 실질적으로 차단한다.
저역 여파기(192)의 디지털 출력 신호는 주파수 신시사이저(198)에서 획득된 바와 같이, 2.766008...[MHz]의 주파수(ωf)를 가지는 디지털 신호를 표시하고 있는 직교하는 위상의 코사인과 사인에 응답하는 제 2의 입력을 가지며, 다목적 디지털 곱셈기(194 및 196)에 병렬로 인가된다. 곱셈기(194, 196)와 신시사이저(198)는 각각 도 8의 곱셈기(172~178) 및 신시사이저(170)와 같이 구성된다. 곱셈기(194 및 196)에 의해 획득되는 결과의 디지털 생성 신호는 각각 여파기(146 및 148)에 유사한 유한의 임펄스 응답 디지털 저역 여파기(200 및 202)에 인가되고 근올림 코사인 응답(root-raised cosine response)을 생성한다. 전자는 후자의 주파수의 두배에서 작동하기 때문에 여파기(200 및 202)는 여파기(146 및 148)와 다르다. 따라서 여파기(200 및 202)는, 실질적인 감쇠 없이, 생성기(198)에 의해 획득되는 파를 표시하는 사인과 코사인의 주파수를 통과시키고 곱셈기(194 및 196)에 공급된 디지털 텔레비전 신호의 고주파수 종단에서 모든 구성요소를 실제적으로 차단한다.
저역 여파기(200 및 202)의 디지털 출력 신호는 각각 여파기(200 및 202)에 의해 획득되는 디지털 신호의 샘플링 주파수에 4의 인수로 곱하는 보간기(204 및 206)에 공급된다. 보간기(204 및 206)의 디지털 출력 신호는, 파일롯 삽입기(pilot inserter)에 의해 획득되는 신호의 샘플링 주파수의 8배의 샘플링 주파수를 가지며, 각각 간단한 곱셈기(208 및 210)에 인가되고, 디지털 I.F. 생성기(212)에 의해 획득되는 직교의 코사인과 사인 시퀀스로 획득된다. 디지털 I.F.생성기(212)에 의해 획득되는 상기 코사인과 사인 시퀀스는, 생성기(144 및 166)에 의해 획득되는 시퀀스로서 상호간의 사이클에서 같은 값이다(도 7). 디지털 I.F. 생성기(212)에 의해 획득된 상기 시퀀스는 동일한 샘플링 주파수를 갖고, 저역 여파기(190)에 공급되는 디지털 신호의 2배의 샘플링 주파수와 동일, 즉, 21.52447552...[MHz]이다.
곱셈기(208 및 210)에 의해 획득되는 디지털 생성 신호의 값은, 디지털-아날로그 컨버터(30)에 인가된 디지털 잔류측파대 I.F. 신호를 획득하는 디지털 가산기(214)에서 선형적으로 결합한다(도 1). 가산기(214)의 출력 신호의 상기 값에 대한 분석은 도 7의 회로에 대해 앞서 기술한 분석과 같다. 도 9의 잔류측파대 변조는 라운드 넘버(round number)에서 샘플링 주파수를 가지는 디지털 신호를 획득하고, 여기서 가산기(214)에 의해 획득된 I.F.는 21.6[MHz]를 중심으로 한다.
도 10은 가산기(214)의 출력의 주파수 대 진폭 응답 곡선이다. 도 10에서 나타낸 스펙트럼의 중앙은 21.6[MHz]이고, 근소하게 보간기(190)의 출력21.524...[MHz]에서 옮겨지게 되며, 교대로 파일롯 삽입기(24)의 출력의 두배의 샘플링 주파수이다. 저역 여파기(192)는 도 10의 응답의 저주파수 스컷(skirt)를 형성, 즉, 21.6[MHz] 반송 주파수의 좌측에 응답의 에지(edge)를 형성한다. 저역 여파기(200 및 202)는, 곱셈기(194 및 196)의 작용과 가산기(214)의 결합작용과 상호 작용하여, 21.6[MHz]의 우측에, 도 10의 응답의 상위 주파수 스컷을 형성한다.
24.290559...[MHz] 파일롯 주파수는 보간기(190)에 인가된 샘플링 주파수의 1/4와 같은 주파수, 즉, 2.690555...[MHz]에 21.6[MHz]의 중앙 I.F. 더한 값과 같은 주파수에서 상 주파수 내이다. 신시사이저(198)의 폴딩주파수는 파일롯 주파수 빼기 2배의 샘플링 주파수, 즉, (24.290559...[MHz]) - (21.52447552...[MHz]) = (2.76608...[MHz])와 같다. 2.76608...[MHz] 폴딩주파수는 약 21.524...[MHz]만큼 겹쳐지는 도 10의 응답을 야기하고, 즉, 파일롯 주파수보다 보간기(190)에 공급된 디지털 신호의 샘플링 주파수의 두 배 만큼 더 낮은 주파수에서이다.
본 발명은 잔류 변조 신호를 획득하기 위해 디지털 신호를 결합하는 것에 제한되어 있지 않다. 본 발명의 다른 양상에 따라, 도 11에서 나타낸 바와 같이, 획득되는 신호를 저송된 잔류측파대를 가능하게 하는 디지털 성분은 수정위버 저역 여파기의 출력 신호를 아날로그 I.F. 또는 R.F. 반송파 상에 변조된 아날로그 신호로 변환하는 것에 의해 생성된다. 도 11의 실시예에 있어서, 파일롯 삽입기(24)의 출력 신호는 간단한 디지털 곱셈기(216 및 218)에 병렬로 인가되고, 또한 폴딩주파수에서 직교 위상 디지털 시퀀스에 응답하며, 이는 디지털 폴딩주파수 생성기(220)에 의해 획득된 바와 같다. 곱셈기(216 및 218)에 의해 획득된 상기 결과의 디지털생성 신호는 각각 디지털 저역 여파기(220 및 224)에 공급된다. 간단한 디지털 곱셈기(216,218), 생성기(220)와 디지털 저역 여파기(222 및 224)는 디지털 폴딩주파수 생성기(144)와 디지털 저역 여파기(146 및 148)와 같은 방식으로 구성된다. (도 7).
저역 여파기(222 및 224)의 디지털 출력 신호는 각각 정합 디지털-아날로그 컨버터(226 및 228)에 인가되고, 상기 디지털-아날로그 컨버터 단계적 전이를 평활화하는 복원 아날로그 저역 여파기(230 및 232)를 각각 구동한다. 생성기(220)의 주파수와 여파기(222 및 224)의 통과 및 차단 주파수는 선택되고, 도 5a~5h에 관해서 상술한 바와 같이, 도 11에서 나타낸 회로의 출력 신호가 잔류측파대를 가짐을 확실히 알 수 있다.
복원 저역 여파기(230 및 232)의 아날로그 출력 신호는 각각 평형 변조기(234 및 236)(즉, 혼합기(mixers))에, 반송파 소스(238)에 의해 획득된 직교 위상 아날로그 사인파에 대해 응답하여 인가된다. 반송파 소스(238)는 I.F. 혹은 R.F. 주파수 모두 생성할 수 있다. 평형 변조기(234 및 236)에 의해 획득된 상기 결과의 아날로그 생성 신호는 아날로그 가산기(240) 내에서 가산된다. 반송파 소스(238)의 주파수가 R.F.이면 가산기(240)의 출력 신호는 R.F.파워 증폭기(36)에 직접 인가된다(도 1). 그러나, 반송파 소스(238)의 주파수가 I.F.이라고 하면, 가산기(240)의 아날로그 출력 신호는 R.F. 업 컨버터(32)에 인가된다(도 1).
도 12에 도시된 본 발명의 다른 실시예에 의하면, 본 발명의 위버잔류 측파대는 4 분의 1주기의 "비화상(imageless)" 업 변환회로로 수정된다. 파일롯삽입기(24)의 출력 신호는 최초에 도 8의 실시예에 있어서 파일롯 삽입기의 출력의 최초의 처리와 같은 방식으로 도 12의 회로에서 처리된다. 마지막으로, 파일롯 삽입기(24)의 디지털 출력 신호는 간단한 디지털 곱셈기(242 및 244)에 병렬로 인가되고, 디지털 폴딩주파수 생성기(246)에 의해 획득된 직교의 디지털 시퀀스에 의해 구동된다. 멀티 플라이어(242, 244), 디지털 폴딩주파수 생성기(246) 및 저역 여파기(248, 250)는 생성기(246)의 주파수 및 여파기(248 및 250)의 통과되거나 차단된 주파수에 있어서 다양한 변화를 제외하고는 각각 디지털 곱셈기(140,142), 디지털 폴딩 주파수 생성기(144) 및 저역 여파기(146 및 148)와 같다.
곱셈기(242 및 244)에 의해 획득되는 상기 결과의 디지털 생성 신호는 디지털 주파수 시프터(252)에 공급된 출력을 가지는, 디지털 저역 여파기(248 및 250)에 각각 인가된다. 주파수 시프터(252)는 하나의 디지털 오프셋 주파수 생성기, 네 개의 디지털 곱셈기 및 두 개의 가산기를 포함하는데, 각각은 디지털 오프셋 주파수 생성기(170), 4개의 디지털 곱셈기(172~178) 및 2개의 디지털 가산기(180, 182)와 동일하다(도 8). 시프터(252)는 21.5[MHz]와 같은 "라운드 넘버"를 갖도록 도 12의 회로에 의해 획득되는 신호의 I.F.를 야기한다. 시프터(252)에 의해 획득되는 직교 위상 디지털 신호는 각각 시프터(252)의 2개의 출력의 동일한 샘플링 주파수에 8의 인수만큼 곱하는 보간기(254 및 256)에 인가된다. 시프터(252)가 바람직한 반면, 라운드 넘버가 되는 도 12의 회로에 의해 획득되는 I.F.신호를 감지할 필요성이 없다면 상기 쉬프트(252) 동작은 필요없다.
상기 보간기(254 및 256)의 직교위상 디지털 출력은 디지털 결합네트워크(258)에 인가되고, 또한 디지털 I.F.생성기(260)에 의해 생성되는 직교위상 디지털 시퀀스에 응답한다. 디지털 I.F.생성기(260)는 3개의 디지털 시퀀스를 획득하는데, 하나는 0°위상을 가지고, 하나는 90°의 위상을 가지며, 하나는 180°의 위상을 가진다. I.F.생성기(260)에 의해 획득되는 0°와 90°디지털 시퀀스는 비트 비율에서 차이를 제외하고는, 디지털 I.F.생성기(166)에 의해 획득되는 디지털 시퀀스와 같다. 상기 생성기(260)가 획득한 180°시퀀스는 0° 시퀀스의 정확한 상보값이다.
결합기(258)는 디지털 가산기(270 및 272)뿐만 아니라 디지털 곱셈기(262, 264, 266 및 268)를 포함한다. 각각의 곱셈기(262~268)는 보간기(254 및 256) 중 하나에 의해 그것에 공급된 디지털 신호의 값을 통과, 차단, 혹은 역전하는 간단한 유형이다. 보간기(256)가 병렬로 곱셈기(266 및 268)를 구동하는 반면, 보간기(254)는 병렬로 곱셈기(262 및 264)를 구동한다. 곱셈기(262 및 268)가 각각 생성기(260)의 0°와 180°출력에 의해 구동되는 반면, 곱셈기(264 및 266)는 디지털 I.F.생성기에 의해 획득되는 90°시퀀스에 의해 구동된다.
디지털 가산기(272)가 곱셈기(264 및 268)의 디지털 생성신호를 가산하는 반면, 디지털 가산기(270)는 디지털 곱셈기(262 및 266)의 출력 신호를 가산한다. 가산기(270 및 272)는 상호간에 대해 4분의 1 주기와 대략 20[MHz]의 샘플링 주파수를 가지는 디지털 신호를 획득한다.
시프터(252)(디지털 오프셋 주파수 생성기(170)에 대응(도 8))에서 디지털 폴딩 주파수 생성기(246)와 디지털 오프셋 주파수 생성기(170)의 바람직한 주파수선택에 의해, 가산기(270 및 272)에 의해 획득되는 I.F.샘플링 주파수는, 21.5[MHz]와 같은, 라운드 넘버로 배열될 수 있다.
가산기(270 및 272)의 출력 신호는 디지털 변조기에서 디지털적으로 변조될 수 있다.(도시되지 않음). 상기 디지털 변조기의 출력은 바람직한 라운드 넘버에서, 도 1의 디지털 텔레비전 송신기의 R.F.반송 주파수에서 출력이고, 그리고 오직 하나의 전체 측파대(즉, 비화상) 및 잔류측파대를 포함한다. 이런 상황에서 변조기의 출력은 송신기 반송주파수에서 작동해야만 하는, 아날로그 컨버터(30)에 디지털로 인가된다(도 1).
선택적으로 그리고 현 시점에서 보다 실제적으로, 디지털 가산기(270 및 272)의 출력 신호는 각각 디지털-아날로그 컨버터(274 및 276)에 정합되도록 인가된다. 컨버터(274 및 276)는 아날로그 평형 변조기(278 및 280)에 각각 인가된 4분의 1 주기 I.F.신호를 획득한다. 평형변조기(278 및 280)는 텔레비전 송신기의 채널 주파수 내 영역을 중심으로 하는 주파수를 가지고, 또한 R.F.오실레이터(282)의 4분의 1 주기 사인 아날로그 출력 신호에 응답한다. 곱셈기(278 및 280)의 4분의 1 주기 R.F.출력은 R.F.파워 증폭기에 인가되는 잔류측파대 신호를 획득하는 아날로그 가산기(284)에서 가산된다(도 1).
수정위버 변조 기술과 본 발명의 장치는 현재 텔레비전 생산현장에서 빈번한 경우처럼, 아날로그 형태에서 SMPTE 디지털 포맷(format)으로 변환되어 있는 NTSC신호를 생성하도록 이용될 수 있다. NTSC와 ATSC신호를 모두 생성하는 수정위버 변조기를 사용함에 의해, 상기 NTSC와 ATSC신호 경로의 사이의 차는 양쪽 변조기에서같은 구성요소의 재이용을 최대로 하기 위해 최소로 한다. 그러나, 상기 NTSC 신호를 생성하기 위한 수정위버 기술의 이용은 종래의 힐버트(Hilbert) 전송방법에 비해 현저한 비용 절감을 얻지 못한다. 힐버트(Hilbert) 전송방법 또는 종래의 여파기에 관련하여 상기 ATSC신호를 생성하기 위해 상기 위버 기술이 얻는 비용 절감에 있어서 대조적이다. 계산속도는 본 발명의 원리를 사용하는 수정위버 NTSC변조기와 힐버트(Hilbert) 전송 NTSC 변조기가 대략 동일하다.
ATSC를 위한 상기 수정 변조기와 NTSC와의 사이에는 몇몇의 차이가 있다. ATSC에 있어서 스펙트럼은 대칭적이고, 위버폴딩 주파수는 도면에서 나타낸 바와 같이 스펙트럼의 중앙에 근접해 있어서,도 5a와 5b에 도시한 바와 같이 ω4는 0.5ωm과 같다. NTSC의 경우에 있어서, FCC 상세와 일치하는 반전 NTSC 신호의 스펙트럼 도인, 도 13에서 나타낸 바와 같이, 잔류측파대와 상위 측파대의 모양은 다르고 스펙트럼은 비대칭적이다. 도 13에 나타낸 스펙트럼은 스펙트럼의 가시부분에 해당하는 23.25[MHz]에서 가시 반송파를 포함하는데, 여기서 9.05[MHz]와 24.0[MHz]사이는 평탄하고, 4.0[MHz]에서 24.5[MHz]까지 확장하는 고주파수 테일(tail) 및 약 18.85[MHz]와 19.05[MHz]사이의 스팁(steep) 저주파수 테일(tail)을 갖는다. 도 13의 스펙트럼은 또한 18.75[MHz]에서 대략 200[kHz]의 대역폭을 차지하는 주파수 변조 음성 정보를 위한 하나의 주파수 변조 음성(aural)반송파를 포함한다.
상기 NTSC 수정위버 변조기는 4Fsc, 8Fsc와 24Fsc (Fsc =하위캐리어(subcarrier) 주파수)의 샘플링율에서 동작한다. ATSC와 NTSC 수정위버 변조기 생성 신호는 스펙트럼 18.5[MHz]에서 24.5[MHz]까지 차지하고, 21.5[MHz]을 중심으로 위치한다. 수정위버 변조기에 의해 획득되는 ATSC와 NTSC 스펙트럼은 주파수 반전이 변조기 출력 신호에 응답하는 업 주파수 컨버터(즉, 컨버터(32))에 의해 수행되기 때문에, 파워 증폭기(즉, 증폭기(36))에 의해 획득되는 스펙트럼에 관련하여 반전된다. 상기 수정위버 NTSC 변조기는 여전히 그 출력이 21.5[MHz]를 중심으로 하는 동안, 21.4772727...[MHz]의 디지털 I.F.를 제공하도록 1.77272727...[MHz]의 폴딩주파수를 갖는다. 상기 21.477272727...[MHz] I.F.는 수정 위버 NTSC 변조기에 공급된 SMPTE신호의 3.57954545...[MHz] 하위반송파 주파수의 6배이다.
도 14는, 도 13의 상기 NTSC 스펙트럼을 제공하도록 수정된 위버 변조기의 블록도이고, 다중화비트 병렬 NTSC 영상 신호를 획득하기 위한 디지털 영상 소스(388)를 포함하며, SMPTE(259) 포맷에서, 3.579545454...[MHz] 하위반송파 주파수를 갖는다. 소스(388)는 다중화비트 병렬 출력 신호를 획득하기 위한 첨예한 차단 4.2[MHz] 영상 디지털 저역 여파기(390)에 NTSC코드 신호를 공급한다. 여파기(390)의 출력 신호는 다목적 곱셈기(392 및 394)에 병렬로 공급되고, 직접 디지털 신시사이저(396)에 의해 획득되는 직교 위상 코사인 및 사인 폴딩파에 의해 나타나는 디지털 신호에 각각 응답한다. 곱셈기(392 및 394)는 디지털 저역 여파기(398 및 400)에 각각 인가되는 디지털 생성신호를 획득하고, 직류에서 2.52272727...[MHz]까지 그리고 3.02272727...[MHz]에서 철저한 감쇠로 실질적으로평탄한 응답을 가진다. NTSC 수정위버 변조기는 주파수 오프셋이 폴딩주파수와 음성 반송파(aural carrier) 생성기 주파수를 조절하는 것에 의해 간단하게 생성될 수 있기 때문에, 도 8의 주파수 오프셋 생성기(170)와 대응하는 주파수 오프세터를 요구하지 않는다.
여파기(398 및 400)는 각각 디지털 가산기(402 및 404)에 디지털 출력 신호를 공급하고, 또한 2.7272727...[MHz]의 반송주파수를 생성하는 직접 디지털 신시사이저에 의해 획득되는 직교 위상 디지털 신호에 응답한다. 음성(aural) 디지털 소스(408)는 소스(408)의 음성(aural)정보의 FM스펙트럼과 일치하여 변화를 가지는 디지털 신호를 획득하기 위해 신시사이저를 야기하도록 신시사이저(406)와 짝지워진다.
보간기 세트(410 및 412)는 가산기(402 및 404)에 의해 획득되는 디지털 신호의 샘플링율에 6의 인수만큼 곱한다. 보간기 세트(410)는 보간기(414 및 416)에 인가되는 신호의 샘플링율에 2와 3의 인수만큼 각각 곱하는 샘플링율이 3 및 4인(캐스코드 2만큼 업샘플 및 3만큼 업샘플) 보간기(414 및 416)를 포함하고, 보간기(416)는 가산기(402)의 출력의 6배의 샘플링 주파수를 갖는 디지털 곱셈기(418)에 신호를 공급한다. 상기 위버 변조기는 86.9090909...[MHz]의 ATSC 출력 클럭에 상당히 밀접하는 샘플링 주파수 24배의 하위반송파 주파수(즉, 85.9090909...[MHz])인 곱셈기(418)에 공급되는 신호이므로 4배의 하위반송파 주파수의 샘플링율에서 작동하는 곱셈기(392 및 394)를 포함하는 전기회로에 의해 제공된다. 보간기 세트(412)는 보간기(424)에 응답하는, 디지털 곱셈기(426) 정도인,캐스코드된(2로 업샘플 및 3으로 업샘플) 보간기(420 및 424)를 포함하고, 또한 소스(388)에 의해 획득되는 신호의 하위반송파의 샘플링율의 24배인 샘플링율을 가지는 신호로 공급된다.
곱셈기(418 및 426)는 I.F.생성기(428)에서 획득되는 것으로서 상기 I.F.의 코사인과 사인을 각각 표시하는 직교의 디지털 시퀀스에 의해 획득된다. 곱셈기(418 및 426)의 디지털 출력 신호는 가산기(429)에서 선형적으로 결합되는데, 상기 가산기는 아날로그 컨버터(30)에 디지털과 유사한 아날로그 컨버터에 디지털에 공급되는 디지털 잔류 I.F.신호를 획득한다.
I.F.생성기(428)는 I.F.생성기(366)에 의해 획득되는 시퀀스에서와 같은 방법으로 직교 코사인 및 사인파를 나타내는 시퀀스를 획득한다. 가산기(402 및 404)는 가산기(182)가 감산기로서 배열된 것을 제외하고는, 기본적으로 가산기(180 및 182)와 동일하다. 곱셈기(418 및 426)는 곱셈기(162 및 164)와 같이 배열되고 I.F.생성기(428)는 I.F.생성기(366)와 같다. 가산기(429 및 168)는 같은 배열이다.
도 14의 변조기는 측파대(24.0[MHz])의 코너주파수에서 반송 주파수(21.4772727...[MHz])를 감산한 것과 도 13에 나타낸 측파대 스펙트럼의 상위 측파대의 고진폭 부분을 겹치게 한다. 그러므로, 도 13에 나타낸 스펙트럼의 상위 측파대의 고진폭 부분은 2.5227272727...[MHz]까지 겹친다. 24.5[MHz]에서 도 13에 나타낸 스펙트럼의 상위 측파대의 가장 낮은 부분은 24.5[MHz]-21.4772727...[MHz] = 3.02272727...[MHz]까지 겹친다. 고진폭 부분을 통과하도록 하고 도 13의 스펙트럼의 상위 측파대의 하위 진폭 부분을 제거하기 위해, 도 14의저역여파기(398 및 400)는 2.52272727[MHz]까지 평탄하고 실질적으로 3.02272727[MHz]보다 더 큰 영역에서 주파수를 차단한다. 곱셈기(392, 394)와 저역여파기(398, 400)에 의해 처리되는 수정위버 변조기는 여파기(390)에 의해 통과된 4.2[MHz] 영상 주파수의 측파대를 2.4772727...[MHz]까지 겹치게 하는데, 여기서 도 13에서 나타낸 하위측파대 잔류측파대 스펙트럼의 19.05[MHz] 코너(corner)에 전송되는 것이다.
도 13의 스펙트럼에서 4.5[MHz]의 음성(aural) 반송파 주파수가 여파기(390)에서 도 14의 곱셈기(392 및 394)까지 이어지면, 상기 음성(aural) 반송파 주파수는 21.4777272727...[MHz], (즉,I.F.)-18.75[MHz](즉, 음성(aural) 반송파 주파수) = 2.727272727...[MHz]까지 겹칠 것이다. 상기 2.727272727...[MHz] 주파수는 저역 여파기(398 및 400)의 주파수 전송 대역에서 있을 것이고, 즉, 2.5227272727...[MHz]와 3.02272727...[MHz]사이에 있을 것이다. 따라서, 상기 음성 정보(aural information)는 저역 여파기(398 및 400)에 의해 실질적으로 감소 될 것이다.
가장 높은 주파수는 도 13에 나타낸 스펙트럼의 잔류 상위 측파대의 주파수에 관련된 곱셈기(392 및 394) 및 저역여파기(398 및 400)에 의해 처리된다. 그러므로, 저역여파기(398 및 400)는 오직 잔류측파대의 형상을 결정하고, 도 13에서 나타낸 스펙트럼의 하위측파대의 롤 오프(roll-off) 형상에 영향을 끼치지 않는다. 따라서, 도 13에 나타낸 스펙트럼의 하위측파대는 곱셈기(392 및 394)와 저역여파기(398 및 400)에 의해 수행되는 위버 변조 처리에 앞서서 간단한 영상 저역 여파기(390)에 의해 독립적으로 형성된다. 4.5[MHz] 음성 반송파를 상기의 주파수와 샘플링율을 이용하는 곱셈기(392 및 394)와 저 역여파기(398 및 400)에 의해 처리하는 위버 변조 이전에 소스(388)에서 획득되는 영상 신호에 가산할 수 없다. 음성 반송파(aural carrier)가 위버변조 이전의 영상에 가산되면, 상기 음성 반송파(aural carrier)는 저역 여파기(398 및 400)의 주파수 전송 범위내로 떨어지기 때문에 음성 반송파는 심하게 감쇠될 것이다.
소스(408)의 음성 반송파(aural carrier)가 직접적으로 영상 소스(388)의 출력에 인가되지 않기 때문에, 곱셈기(392 및 394)와 저역여파기(398 및 400)에 의해 수정되는 위버변조 처리후에 전기회로 속으로 주입되지만, 저역여파기 컷 오프(cutt-off) 특징은 상기 음성(aural) 신호에 영향을 끼치지 못한다. 비록 직접적으로 소스(388)의 영상에 소스(408)의 음성 반송파(aural carrier)를 가산하는 것은 가능할지라도, 상기 음성(aural) 신호는 바람직하게는 더 넓은 유동적 범위와 더 낮은 양자화 잡음을 갖는 여파기가 되도록 여파기(398 및 400)의 변조회로 다운스트림(down dtream)으로 도입된다.
본 발명의 상세한 실시예를 기술하고 나타내고 있지만, 첨부된 청구항에 정의된 본 발명의 기술적 사상과 범위에서 멀어지지 않는한, 실시예의 상세한 설명에서의 세부적인 변형이 가능함은 당연할 것이다.

Claims (36)

  1. ω1~ω2의 소정의 대역 내에 주파수 ωm을 갖는 신호를 포함하는 제 1 정보를 제 1 신호 내의 상기 정보를 포함하는 잔류측파대(vestigial sideband) 신호로 변환하는 방법으로서,
    ωm∼ω4의 주파수를 가지고 제 1 신호 내의 정보를 포함하는 직교하는(orthogonal) 제 2 및 제 3 신호를 유도하기 위해, 상기 제 1 신호와 주파수 ω4를 가지는 직교 위상 사인파 성분(orthogonally phased sinusoidal component)을 곱하는 단계와,
    같은 주파수를 가지고 제 1 신호 내의 정보를 포함하는 제 4 및 제 5 신호를 유도하기 위해 상기 제 2 및 제 3 신호를 저역 여파하는(lowpass filtering) 단계와,
    제 1 신호 내의 정보를 포함하는 상기 전류측파대 신호를 유도하기 위해, 상기 제 4 및 제 5 신호 내의 정보를 실질적으로 복제하는 신호와 반송파를 결합하는 단계를 포함하여 이루어지고,
    상기 주파수 ω1, ω2및 ω4는, 상기 제 4 및 제 5 신호가 반송파의 직각 위상(quadrature phase)과 곱해지고 그 결과로 생성된 신호들이 선형적으로 결합될 때, 상기 반송파를 변조하고 상기 제 1 신호 내의 상기 정보를 포함하는 잔류측파대 신호가 유도되는 주파수인 신호변환방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    ω4는 0보다 크고보다 같거나 작은 폴딩(folding) 주파수이고,
    이 때, 상기 제 4 및 제 5 신호는 ω1과 ω3사이의 스펙트럼을 가지며, 상기 ω3은 ω4와 ωm사이이고,
    상기 제 4 및 제5 신호는 ω4와 ω2사이의 상기 제 1 신호의 주파수 성분이 ω1과 ω4사이의 상기 제 1 신호의 주파수 성분에 겹쳐지는 신호인 신호변환방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는, ω1=0이고, ω4는보다 크지 않은 폴딩 주파수인 베이스밴드(base band) 신호이고,
    상기 저역 여파하는 단계는, 직류에서 ω5까지의 주파수를 갖는 신호는 실질적으로약화시키지 않고 통과시키고, ω6보다 큰 주파수는 실질적으로 차단하는 단계로서, 상기 ω5는보다 크고, 상기 ω6는 ω2보다 작으며,
    상기 결합하는 단계는, 상기 제 1 신호의 음의 주파수들이 상기 제 1 신호의 양의 주파수들을 포함하는 상기 잔류측파대 신호의 측파대(sideband)의 잔류로서잔류측파대에 나타나도록 하는 단계인 신호변환방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 및 제 5 신호는 제 1 고정 샘플링 주파수를 가지는 디지털 신호로서, 상기 제 4 및 제 5 신호의 샘플링 주파수를 제 2 고정 샘플링 주파수까지 증가시키고, 제1 및 제 2 생성 신호를 유도하기 위해 제 2 고정 샘플링 주파수를 갖는 상기 신호들을 상기 반송파의 직교하는 위상과 곱하며, 상기 제 1 및 제 2 생성 신호 내의 정보를 포함하는 신호들을 선형적으로 결합하도록 상기 제 1 및 제 2 생성 신호에 응답하는 신호인 신호변환방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 반송파는 디지털 I.F.이고, 상기 제 1 및 제 2 생성 신호는 디지털 잔류 I.F.를 유도하기 위해 선형적으로 결합한 디지털 신호인 신호변환방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 4 및 제 5 디지털 신호의 샘플링 주파수를 오프셋하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 상기 제 1 신호 내의 정보를 포함하는 입력 신호의 고정샘플링 주파수의 몇분의 일인 샘플링 주파수를 가지고,
    상기 제 1 신호를 유도하기 위해 상기 입력 신호의 샘플링 주파수를 증가시키고, 상기 제 1 신호를 저역 여파하며, 상기 저역 여파된 제 1 신호를 주파수 ω4를 갖는 성분과 곱하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  8. 제 4 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 4 및 제 5 신호 내의 상기 정보를 복제하는 신호를 제 1 및 제 2 아날로그 신호로 변환하고, 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 유도하기 위해 상기 제 1 및 제 2 신호를 반송파의 직교하는 성분과 혼합하며, 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 상기 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 선형적으로 결합하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  9. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 및 제 5 신호는 제 1 고정 샘플링 주파수를 갖는 디지털 신호로서, 상기 제 4 및 제 5 신호 내의 상기 정보를 복제하는 신호를 제 1 및 제 2 아날로그 신호로 변환하고, 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 유도하기 위해 상기 제 1 및 제 2 신호를 반송파의 직교하는 성분과 홉합하며, 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 상기 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 선형적으로 결합하는 신호인 신호변환방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 변환 과정은 상기 제 4 및 제 5 신호에서 수행되고, 상기 제 1 및 제 2 아날로그 신호는 베이스밴드에 있는 신호변환방법.
  11. 제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반송파는 R.F.이고, 상기 잔류측파대 신호는 상기 반송파에 변조되며,
    잔류측파대 신호에 의해 변조되는 반송파를 증폭하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  12. 제 4 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    제 6 및 제 7 신호를 유도하기 위해 상기 제 4 및 제 5 신호의 샘플링 주파수를 증가시키고, I.F. 반송파에서 제 8 및 제 9의 직교하는 위상 디지털 신호를 유도하기 위해 상기 제 6 및 제 7의 디지털 신호를 디지털 I.F. 반송파의 직교하는 성분과 결합하며, 상기 I.F. 반송파에서의 상기 제 8 및 제 9의 직교하는 위상의 디지털 신호를 상기 제 1 및 제 2 아날로그 신호로 변환하고, 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 유도하기 위해 상기 제 1 및 제 2 아날로그 신호를 아날로그 반송파의 직교하는 성분과 혼합하며, 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 상기 한 쌍의 직교하는 아날로그 생성 신호를 선형적으로 결합하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  13. 제 4 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 4 및 제 5의 디지털 신호의 샘플링 주파수를 오프셋하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 4 및 제 5 신호의 복제를 포함하는 제 6 및 제 7의 직교하는 위상 신호를 유도하기 위해, 상기 제 1 신호 내의 정보를 변경하지 않고 상기 제 4 및 제 5 신호의 성분을 포함하는 직교하는 위상 신호의 주파수 영역을 같은 인수(N) 만큼 위로 시프트하고, 상기 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 상기 제 6 및 제 7 신호를 주파수 ω5를 갖는 직교하는 위상의 사인파 성분과 곱하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 잔류측파대 신호의 주파수를 ω5에서 ω6만큼 오프셋하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    제 8, 제 9, 제 10 및 제 11 신호를 유도하기 위해 상기 제 4 및 제 5 신호를 주파수 ω6을 갖는 직교하는 위상의 제 1 및 제 2의 사인 성분과 곱하고, 제 12 신호를 유도하기 위해 상기 제 8 및 제 9의 신호를 선형적으로 결합하며, 제 13의 신호를 유도하기 위해 상기 제 10 및 제 11의 신호를 선형적으로 결합하고, 상기 제 12 및 제 13의 신호에서 주파수 도메인을 시프트 하는 것에 의해, 상기 잔류측파대 신호의 주파수가 ω5에서 ω6만큼 오프셋되고,
    상기 제 8, 제 9, 제 10 및 제 11 신호는 각각 상기 제 4 신호 및 주파수 ω6에서의 상기 제 1 성분, 상기 제 5 신호 및 주파수 ω6에서의 상기 제 2의 성분, 상기 제 4 신호 및 주파수 ω6에서의 상기 제 2의 성분 및 상기 제 5 신호 및 주파수 ω6에서의 상기 제 1의 성분의 생성 신호이고, 상기 제 12 및 제 13의 신호는 직교하는 위상이고 (ωm∼ω4)에서 ω6만큼 오프셋된 주파수와 같은 주파수를 가지는 것인 신호변환방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    (ωm∼ω4)에서 ω6만큼 오프셋된 주파수와 같은 주파수를 갖는 제 12 및 제 13 직교 위상 신호를 유도하기 위해 상기 제 4 및 제 5 신호를 주파수 ω6을 가지는 직교하는 위상의 제 1 및 제 2 사인파 성분과 결합하고, 상기 제 12 및 제 13 신호 에서 주파수 도메인을 시프트하는 것에 의해, 상기 잔류측파대 신호의 주파수가 ω5에서 ω6만큼 오프셋되는 신호변환방법.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 디지털 텔레비전 신호인 신호변환방법.
  19. 제 1 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 잔류측파대 신호는 디지털 신호이고, 상기 디지털 잔류측파대 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 아날로그 신호는 I.F.이고, 상기 I.F. 신호에 대응하여 반전된 스펙트럼을 갖는 출력 신호를 유도하기 위하여 상기 I.F.를 업(Up) 주파수 변환하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 신호변환방법.
  21. 제 1 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직교 위상 성분은 소정의 주파수에서 음성 텔레비전 신호를 주파수 변조하여 얻어지는 값을 가지는 디지털 신호이고, 상기 제 14 및 제 15의 신호를 유도하기 위해 소정의 주파수에서 하나의 음성 텔레비전 신호를 주파수 변조하여 얻어지는 값을 가지는 디지털 신호인 직교 위상 성분을 상기 제 4 및 제 5 신호와 선형적으로 결합하는 신호변환방법.
  22. 제 1 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 디지털 신호이고 상기 직교하는 위상 성분의 각 사이클은 네 개의 디지털 값으로 나타내지며,
    상기 곱하는 단계는, 상기 디지털 값의 첫 번째는 상기 제 1 신호의 비트를 원형대로 통과시키고, 상기 디지털 신호의 두 번째는 상기 제 1 신호의 부호를 반전하도록 수행되는 신호변환방법.
  23. 제 1 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 디지털 신호이고 상기 직교하는 위상 성분의 각 사이클은 네 개의 디지털 값으로 나타내지며,
    상기 곱하는 단계는, 상기 디지털 수치의 첫 번째는 상기 제 1 신호의 비트를 원형대로 통과시키고, 상기 디지털 신호의 두 번째는 상기 제 1 신호의 부호를 반전하며, 상기 디지털 신호의 세 번째는 상기 제 1 신호의 비트를 차단하도록 수행되는 신호변환방법.
  24. 제 1 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 의한 신호변환방법을 수행하기 위한 잔류측파대 변조기.
  25. 제 24 항에 의한 상기 변조기와,
    상기 잔류측파대 정보를 포함하는 한 쌍의 디지털 신호를 반송파를 변조하는 아날로그 신호로 변환하기 위한 디지털/아날로그 컨버터를 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 아날로그 신호는 I.F. 반송파를 변조한 것이고,
    상기 I.F. 신호에 대하여 반전된 스펙트럼을 가지는 출력 신호를 유도하기 위해 상기 I.F. 반송파 주파수를 증가시키기 위한 업 컨버터를 더 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  27. 제 24 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 비디오 정보를 포함하는 디지털 신호이고, 상기 직교 위상 성분은 주파수 ω4에서 사인파를 나타내는 디지털 시퀀스이며,
    상기 결합하는 단계를 수행하기 위한 신호 결합기는 R.F. 반송파에서 변조된 상기 비디오 정보를 포함하는 아날로그 신호 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 디지털/아날로그 컨버터 및 신호 가산기를 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 직교 위상 성분은 소정의 주파수에서 음성 텔레비전 정보를 주파수 변조하여 얻어지는 값을 가지는 디지털 신호를 포함하고,
    상기 신호 결합기는 상기 제 4 및 제 5 신호를 소정의 주파수에서 음성 텔레비전 정보를 주파수 변조하여 얻어지는 값을 가지는 신호인 직교하는 위상 성분과 결합하기 위해 구비되는 텔레비전 송신기.
  29. 사인파를 나타내는 디지털 신호를 유도하기 위한 디지털 사인파 소스;
    상기 디지털 사인 소스에 의해 유도된 디지털 시퀀스와 디지털 텔레비전 신호의 정보를 포함하는 디지털 신호를 곱하고, 복수의 디지털 생성 신호를 유도하기 위한 디지털 곱셈기;
    상기 복수의 디지털 생성 신호의 저주파수 성분을 통과시키고, 상기 복수의 디지털 생성 신호의 고주파수 성분을 차단하기 위한 디지털 저역 여파기; 및
    상기 반송파를 변조하고 디지털 텔레비전 신호의 상기 정보를 포함하는 아날로그 잔류측파대 신호를 유도하기 위해 저역 여파기에 의해 통과된 상기 신호와 상기 반송파에 응답하도록 구성된 회로;
    를 포함하는 디지털 잔류측파대 변조기를 포함하여 이루어지는 디지털 텔레비전 신호에 응답하는 텔레비전 송신기.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 반송파는 I.F.영역이고, 상기 I.F.반송파를 R.F.반송파까지 주파수를증가하기 위한 업 컨버터를 더 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  31. 제 29 항 또는 제 30 항에 있어서,
    상기 디지털 신호는 소정의 주파수를 가지는 사인파를 나타내고, 상기 통과된 저주파 성분 중 일부는 상기 소정의 주파수보다 큰 주파수를 가지며, 차단된 고주파 성분의 일부는 상기 곱셈기 장치에 인가된 상기 디지털 신호의 상기 정보의 가장 높은 주파수보다 낮은 주파수를 가지는 텔레비전 송신기.
  32. 제 29 항 내지 제 31 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 회로는,
    (a) 상기 디지털 저역 여파기에서 유도된 신호에 응답하여 상기 잔류측파대 신호의 정보를 포함하는 적어도 하나의 디지털 신호를 유도하기 위한 제 1 디지털 신호 결합기와,
    (b) 상기 잔류측파대 신호의 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 디지털 신호를 잔류측파대 신호로 변환하기 위한 디지털/아날로그 컨버터를 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  33. 제 29 항 내지 제 32 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디지털 신호 결합기는 I.F. 샘플링 주파수에서 잔류측파대 신호를 유도하고, 상기 디지털/아날로그 컨버터는 상기 I.F. 샘플링 주파수에서의 잔류측파대신호를 상기 아날로그 잔류측파대 신호로 변환하기 위해 구비되는 텔레비전 송신기.
  34. 제 30 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    오프셋 주파수를 가지는 사인파를 나타내는 또 다른 디지털 신호를 유도하기 위한 또 다른 디지털 사인파 소스와,
    상기 또 다른 디지털 신호를 상기 저역 여파기를 통과한 상기 디지털 성분과 결합함으로써, 상기 디지털 I.F.의 주파수가 오프셋 주파수에 의해 결정된 주파수에 의해 변경되도록 하기 위한 제 2 디지털 신호 결합기를 더 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  35. 제 32 항 내지 제 34 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 디지털 신호 결합기에 인가되는 상기 디지털 신호의 샘플링율을 소정의 인자에 의해 증가시키기 위한 업 주파수 시프터(shifter)를 더 포함하여 이루어지는 텔레비전 송신기.
  36. 제 34 항에 있어서,
    상기 오프셋 주파수에 의해 상기 디지털 I.F.가 특정의 바람직한 값의 주파수를 가지도록 하고, 특정의 바람직한 값의 주파수를 가지는 상기 디지털 I.F.를 유도하기 위해 상기 제 2의 결합기는 상기 또 다른 디지털 신호와 상기 저역 여파기를 통과한 상기 디지털 성분을 결합하는 텔레비전 송신기.
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