KR100306248B1 - 복수의qam디지털텔레비전신호인코더 - Google Patents

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Abstract

고품위 텔레비젼 신호 인코더에서 고 우선순위(5) 및 표준 우선순위(11) 디지탈 데이타는 각각 디지탈 필터링(21,25)에 의해 스펙트럼으로 형성된 구상 I 및 Q 성분으로 분리(16,18)되고, 32-QAM 형의 각 구상 진폭 변조 신호를 생성하도록 시분할 다중화(32,34)된다. 고 우선순위 QAM 신호 및 표준 우선순위 QAM 신호는 상이한 대역폭 및 반송파 주파수를 나타낸다. 고 우선순위 및 표준 우선순위 QAM 신호는 디지탈 형태로 조합(40)되어 단일 디지탈대 아날로그 변환기(50) 및 아날로그 RF 전송 네트워크(52-55) 스위치를 수송하기 이전에 우선순위가 매겨진 이중 32-QAM 디지탈 신호를 생성한다.

Description

복수의 QAM 디지틸 텔레비전 신호 인코더
제1도는 본 발명의 원리에 따른 디지털 HDTV QAM 인코딩 시스템의 블록도.
제2도는 제1도 시스템의 일 부분에 대한 상세도.
제3도는 제1도 시스템에 의해 전개된 이중 QAM 고선명 텔레비전 신호의 비디오 주파수 스펙트럼도.
제4도는 제1도 시스템의 디지털 필터 부분에 대한 대체 장치도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
5 : HP 데이터 소스 10, 12 : 시프트 레지스터
11 : SP 데이터 소스
15, 16, 17, 18 : ROM(읽기 전용 기억 장치)
21a, 25a, 61 : "I" 유한 임펄스 응답(FIR) 필터
21b, 25b, 65 : "Q" 유한 임펄스 응답 필터
32, 34 : 멀티플렉서 40 : 디지털 신호 처리기
42 : 1:4 보간기 44 : 전가산기
50 : 디지털/아날로그 변환기 52 : 저역 통과 필터
54 : 변조기 55 : 국부 발진기
62 : "I" 멀티플렉서 66 : "Q" 멀티플렉서
63 : "I" 디멀티플렉서 67 : "Q" 디멀티플렉서
본 발명은 복수의 직교 진폭 변조(QAM) 신호를 이용하는 디지털 고선명 텔레비전(HDTV) 신호 인코딩 시스템에 관한 것이다. 특히 본 발명은 1991년 2월 4일 출원된 에이치.이. 화이트(H.E. White)의 미국 특허 출원 제650, 329호 및 1992년 6월 16일 출원된 레이샤우두리(Raychaudhuri) 등의 미국 특허 제5, 122, 875호에 기술된 타입의 우선 순위 이중 반송파 QAM인코딩 시스템에 관한 것이다.
상기 개시된 타입의 QAM 기호 전송 시스템에 있어서, 전송된 데이터 기호는 각 직교 위상 반송파를 변조하는 "I" 및 "Q" 직교 성분에 의해 표시된다. 각 기호는 몇개의 비트로 이루어지고, 기호의 수는 상기 타입의 QAM 시스템 즉 16-QAM, 32-QAM 등을 나타낸다. 각 기호는 룩업 테이블(예컨대 ROM)를 사용하는 4개의 4분구간 격자와 같은 배열내의 규정된 위치에 매핑(할당)된다. 기호의 규정된 수는 각각의 4분 구간에 할당된 영역을 차지한다. 32-QAM 시스템에서 상기 배열의 각 4분구간은 직교 I 및 Q 축에 규정된 좌표에 8개의 기호를 포함한다. 특정 기호 비트는 기호가 위치되는 배열 4분 구간을 지정하고, 특정 비트는 기호에 할당된 4분 구간의 특정 좌표를 지정한다. 이런 일반적인 타입의 QAM 시스템은 널리 공지되어 있다.
화이트 및 레이샤우두리 등은 고선명(高鮮明) 영상 정보를 표시하는 텔레비전 신호가 표준 6 MHz 텔레비전 전송 기저대에서 멀티플렉싱된 2개의 QAM 반송파 주파수를 사용하여 전송되는 시스템의 특징을 기술한다. 그 반송파 중하나는 높은 우선 순위 정보를 전송하는 반면, 다른 반송파는(비교적 보다 낮은) 표준 우선 순위 정보를 전송한다. 상기 높은 우선 순위(HP) 정보는 비록 완전한 영상에 비해 화질이 떨어지더라도 시청가능한 영상을 생성하는데 필요한 정보이고, 나머지 정보인 표준 우선 순위(SP) 정보보다 훨씬 강력한 힘으로 전송된다. 상기 높은 우선 순위 정보는 표준 우선 순위 정보에 비하여 좁은 대역폭을 나타내기 때문에 전송 채널에 의한 변형에 휠씬 영향을 적게 받는다. 상기 HP 반송파는 NTSC 채널과 같은 텔레비전 전송 채널의 주파수 스펙트럼 부분에 위치되는데, 상기 전송 채널은 보통 표준 NTSC 텔레비전 신호의 잔류 측파대에 의해 점유된다. 상기 신호의 이러한 부분은 보통 표준 수신기의 나이퀴스트 필터에 의해 크게 감쇄 되어 상기와 같은 전송 형식을 갖는 HDTV신호가 동일 채널 간섭을 일으키지 않도록 한다.
상기 이중 QAM신호를 인코딩하는 직접적인 방법은 2개의 QAM신호를 독립적으로 인코딩하고 변조하는 2개의 병렬 경로를 사용하는 것이다. 2개 인코딩된 QAM 신호가 디지털로부터 아날로그 형식으로 변환된 후에, 2개의 주파수 변환기는 그 인코딩 QAM 신호를 적당한 스펙트럼 위치에 놓인 반송파와 함께 복합 이중 QAM 신호에 혼합시킨다. 본 발명의 원리에 따른 시스템은 우선 순위가 부여된 복수의 반송파 QAM HDTV 신호를 인코딩하여 인코딩 QAM신호의 품질을 손상시키지 않고 전체 회로 크기 및 집적 회로 표면 영역을 줄이는 것에 의해 회로 복잡성 및 생산 비용을 줄인다.
본 발명의 원리에 따르면, HDTV신호를 구성하는 높은 우선 순위 및 표준 우선 순위 직교 진폭 변조 신호는 아날로그 형태로 변환되기 이전에 디지털 영역에서 혼합된다. 결과적으로, RF 전송하기 위해 복수의 아날로그 QAM 신호를 발생하기 위해서는 단지 1개의 디지틸 대 아날로그 변환기 및 아날로그 네트워크가 필요하다.
본 발명의 기술된 바람직한 실시예에서 높은 우선 순위(HP) 및 표준 우선 순위(SP) 신호는 QAM 변조 전에 각 디지털 필터에 의해 스펙트럼 형태로 된다. QAM 변조된 HP 및 SP 성분은 단일 디지틸 대 아날로그 변환기 및 RF 전송용 관련 아날로그 네트워크로 전송되기 이전에 디지틸 가산기 및 보간기를 포함하는 디지틸 처리기에 의해 결합된다.
제1도에 도시된 시스템을 논하기 전에, 제3도에서는 이후에 토론될 시스템에 의해 발생되는 우선 순위 이중 32-QAM 기저대 비디오 신호의 주파수 스펙트럼을 고려한다.
제3도는 표준 NTSC 텔레비전 신호 채널의 6 MHz 대역폭과 호환성이 있는 고선명 텔레비전 신호의 비디오 주파수 스펙트럼을 도시한다. 표준 NTSC 비디오 주파수 스펙트럼과 쉽게 비교하기 위하여, 제3도의 주파수 눈금에 따른 주파수(-1.25 MHz 내지 4.5 MHz)는 NTSC 시스템에서 RF 화상 반송파의 0.0 MHz 주파수 위치를 기준으로 한다.
상기 HDTV 신호는 높은 우선 순위 및 낮은 우선 순위 성분으로 분할된 데이터 압축 신호이다. 이 예에서 신뢰성이 높게 수신되는 오디오 동기화 및 저주파 비디오 정보 성분에는 높은 우선 순위가 할당된다. 예컨대, 상기 동기화 정보는 독특한 부호 또는 코드를 포함하는 트레이닝 신호의 성질에 의해 수신기에서 신호 복원 및 처리를 실행하고, 예시적으로 필드 비율 스캐닝 정보(예컨대 필드 마커의 시작)를 포함할 것이다. 고주파 비디오 정보 등 다른 적은 임계 성분은 낮은 우선 순위가 할당된다. 상기 높은 우선 순위 정보는 낮은 우선 순위 정보에 비하여 좁은 대역폭을 나타내고, 직교 진폭(QAM)은 후술될 신호 REF에 기준이 되는 0.96 MHz 제1억압 반송파를 변조한다. 상기 낮은 우선 순위 정보 직교 진폭은 3.84 MHz 제2 억압 반송파를 변조하는데, 상기 제2 억압 반송파는 또한 신호 REF에 기준이 된다.
결과적 복합 신호는 복수의 QAM 신호 즉 "이중" QAM 신호의 형태이다. 상기 복합 이중 QAM 신호는 대역외 기준 신호(REF)에 의해 6 MHz 표준 텔레비전 대역으로 변환된다. 상기 신호(REF)의 주파수는 복합 QAM 신호에 의해 변조될 때 그 결과의 합 또는 차 성분중의 하나는 동시방송 VHF 채널(3)과 같은 바람직한 무선 주파수 텔레비전 채널과 관련된 주파수 대역내에서 하강하도록 선택된다. 신호(REF)는 복합 이중 QAM 신호에 의해 변조되어 이중 측파대 변조 신호를 발생시키는데, 상기 변조 신호의 하부 측파대는 제거되고 그 상부 측파대는 제3도에 의해 예시된 바와 같이 유지된다.
협대역 HP QAM성분의 진폭은 광대역 SP 성분의 진폭보다 상당히 크다. 예컨대 2배만큼 더 크다. HP 성분의 -6 db 대역폭은 0.96 MH2이고, SP 성분의 -6 db 대역폭은 3.84 MHz 인데, 이것은 HP 성분 대역폭의 4 배이다. 협대역 HP 및 광대역 SP 성분의 비선형 대역 가장자리 전이 영역은 상승 코사인 특성의 제곱근을 갖는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 의해 형성되어 예리한 전이 영역에 의해 발생된 원하지 않는 고주파 영향을 억제하는 평활한 전이 영역을 발생한다. 대역 가장자리 전이 영역(일정한 비율로 도시 않됨)내 광대역 SP 성분의 진폭 대 주파수 응답은 보다 가파른 협대역 HP 성분 경사의을 갖는다.
HP 및 SP QAM 신호는 각각 직교 "I" 및 "Q" 성분을 포함한다. 32-QAM시스템은 5 비트 데이터 워드 또는 기호를 처리한다. 8개 기호는 I 및 Q 축에 의해 한정되는 4개의 QAM 배열 4분 구간에 배치된다. 각 기호는 규정된 배열 좌표에 위치된다. 각 기호의 2 비트는 그 기호에 대한 배열 4분 구간을 지정하고, 3 비트는 그 4분 구간에 기호용 좌표를 지정한다.
논의된 32-QAM 시스템은 HP 및 SP 데이터에 대한 0.96 MHz 및 3.84 MHz의 기호율을 나타낸다. 그 기호율은 사용되고 있는 QAM 프로세스 타입(예컨대 16-QAM 또는 32-QAM)과 무관하다. 기호율의 4배 샘플링을 사용하면, 상기 HP 샘플림 속도는 3.84 MHz이고 SP 샘플링 속도는 15.36 MHz이다. 32QAM의 경우 기호당 5 비트에서 HP 및 SP 비트 속도는 각각 4.8 Mbps 및 19.2 Mbps이다.
상기 설명된 우선 순위 이중 QAM 시스템은 표준 NTSC 텔레비전 신호, 즉 이중 QAM 신호와 동일한 채널내의 다른 위치로부터 전송되는 NTSC 신호와 관련된 간섭으로부터 상당한 동일 채널 면역성을 나타낸다. 이것은 고 에너지 정보와 관련되는 NTSC RF 화상 반송파 및 NTSC 음성 반송파 부근의 QAM 스펙트럼내에서 노치를 감쇠하기 때문이다. 반대로, 이중 QAM 신호로부터 NTSC 신호로의 동일 채널 간섭은 큰 진폭 협대역 QAM 신호가 표준 NTSC 텔레비전 수신기내의 나이퀴스트 경사 필터에 의해 크게 감쇠되기 때문에 크게 감소된다. 제3도에서 표준 NTSC 수신기의 나이 퀴스트 경사 필터 응답은 -0.75 MHz로부터 0,75 MHz까지 QAM 스펙트럼의 저 대역 부분상에 중첩된 점선으로 표시된다. 협대역 QAM 성분의 6 db 더 큰 진폭 및 광대역 QAM 성분에 비례하는대역폭의 결합은 광대역 QAM 성분의 전력 밀도보다 훨씬 더 큰 전력밀도가 되게 한다. 그러므로 상기 도시된 높은 우선 순위 협대역 QAM 신호는 상당히 신호 대 잡음을 향상시키고 낮은 우선 순위 광대역 QAM 신호에 비하여 에러율이 낮아진다.
최고의 피크 진폭 협대역 성분은 표준 선명도 텔레비전 영상의 선명도에 근접하는 선명도를 갖는 표시 영상을 발생시키기에 충분한 비디오 정보를 포함한다.
그러므로, 시청자는 고선명 전송이 순간적으로 비행기 진동과 같은 것에 의해 파열되더라도 지나치게 당황할 필요는 없다. 즉 만약 고선명 정보를 포함하는 저전력광대역 성분이 순간적으로 파열되면, 고전력 협대역 성분이 영향을 받지 않음으로써 선명도가 낮지만 수용 가능한 영상이 순간적으로 디스플레이된다.
각각 15.36 MHz 및 3.84 MHz 인 SP 및 HP QAM 신호의 샘플링 속도는 4:1 정수 관계를 나타낸다. 이 관계는 수신기에서 협대역 및 광대역 QAM 정보의 복구를 간단하게 하는데, 그 이유는 동일하게 유도한 데이터 클록이 2개의 QAM 성분의 데이터 복구 동작 속도를 조절하는데 쉽게 사용될 수 있기 때문이다. 상기 수신 시스템에 필요한 데이터 클록 속도는 즉시 복구되는 고전력 협대역 QAM 신호로부터 쉽게 유도될 수 있다.
제1도에서 소스(5)로부터 높은 우선 순위(HP) 데이터 및 소스(11)로부터 표준 우선 순위(SP) 데이터는 디지털 신호 처리기(40)에 의해 결합되기 전에 각각의 높은 우선 순위 및 표준 우선 순위 신호 경로내에서 처리된다. 소스(5, 11)에 의해 제공되는 HP 및 SP 데이터는 레이샤우두리 등에 허여된 미국 특허 제5, 122, 875호에 기술된 대로 발생될 것이다. 데이터 소스와 장치(40) 사이의 HP 및 SP 신호 처리 경로가 구조적 및 기능적으로 유사하기 때문에, HP 처리 경로만이 상세히 기술 될 것이다.
제1도는 집적회로와 같이 제조하는데 장점이 있는 디지털 이중 32-QAM 인코딩 시스템을 도시한다. 제2도에서 보다 상세히 도시되는 디지털 신호 처리기(40)는 디지털 영역내에서 HP 및 SP QAM 신호를 혼합하여 1개의 디지털 대 아날로그 변환기 및 1개의 아날로그 네트워크만이 RF 전송용 아날로그 이중 QAM 신호를 발생하도록 한다.
소스(5)로부터의 HP 데이터 스트림은 시프트 레지스터(10)에 의해 직렬에서 5 비트 병렬 형태로 변환된다. 시프트 레지스터(10)로 부터의 출력은 ROM(읽기 전용 기억장치) 장치(15, 16)를 포함하는 인코더부(14)에 인가된다. 중래 QAM 인코딩 방식에 따라 사용되는 인코더부(14)는 수신기에서 디코딩을 용이하게 실행한다. 특히 인코더부(14)에 의해 실행되는 인코딩은 수신된 QAM 배열의 위상 회전에 반응이 없는 수신기를 개선시킨다.
내부 누산기 및 룩업 테이물을 포함하는 장치(15)는 5 비트 병렬 입력 및 5비트 병렬 출력을 갖는다. 이 ROM은 각 5 비트 기호의 최종 3 비트(기호 자표를 지정함)를 처리하지 않고 통과시키지만, 그 4분 구간을 지정하는 첫번째 2개의 기호를 검사한다. 그 누산기는 현재 기호의 처음 2개의 비트 및 앞선 기호의 처음 2개 비트를 누산한다. 상기 룩업 테이블은 이들 현재 및 앞선 처음 2개 비트 사이의 차를 표시하는 2 비트 출력 값을 제공한다. 그 차를 나타내는 비트는 수신기에서 QAM 4분 구간을 정확하게 식별하는 기준으로서 작용한다. 이 비트는 장치(15)의 출력부로 통과되는데, 여기서 그들은 5 비트 기호를 재구성하기 위하여 관련된 최종 3 비트와 조합된다.
ROM(16)은 ROMH(15)으로부터의 연속 5 비트 병렬 데이터 스트림용 데이터 맵퍼(mapper)로서 작용한다. ROM(16)은 그것의 입력 데이터 스트림을 순차적 5 비트 기호로 분할한다. 룩업 테이블을 사용하면, 각 5 비트 기호는 직교 I 및 Q 축에 의해 정의되는 4개의 4분 구간 격자와 같은 배열로 매핑된다. 32-QAM 시스템에서 8개의 5 비트 기호는 각 4분 구간에서 할당된 영역을 차지한다. 각 기호의 처음의 2개 비트는 기호가 I 및 Q 직교 축에 관해 위치되는 4분 구간을 지정하고, 나머지 3 비트는 그 4분 구간 내에서 기호에 할당된 특정 위치(좌표)를 지정한다. 그 다음 기호도 유사하게 처리된다. ROM(16)은 데이터 워드가 선택적으로 나타나는 2개의 병렬 출력을 갖는다. 교대 처리 기호는 명목상 I 및 Q 기호로서 지정되고 각각 ROM(16)의 병렬 I 및 Q 출력부에서 나타난다. 인코더부(14)에 의해 수행되는 코딩 타입에 관한 부가적 정보는 CCITT V.29 및 V.32표준을 참조한다.
ROM(16)은 디지틸 필터(21a, 21b)에 병렬로 각각 HP I 및 Q 출력 기호를 제공한다. 이 필터는 3.84 MHz의 높은 우선 순위 샘플링 속도에서 클록된 20 탭(20 계수) 유한 임펄스 응답(FIR)의 제곱근 상승 코사인 디지털 저역 통과 스펙트럼 형성 필터이다. 표준 우선 순위 경로내의 대응물 정형 필터(25a, 25b)는 표준 우선 순위 성분의 15.36 MHz 샘플링 속도에서 클록킹 된다. 그 형성 필터는 종래 QAM 신호 처리 관례에 따라 사용되어 초과 대역폭 응답, 즉 I 및 Q 성분의 대역 가장자리 경사의 경사도를 정의한다. 그 초과 대역폭은 이러한 예의 약 17 퍼센트이다.
필터(21a, 21b)로부터 필터링된 HP I 및 HP Q 출력 신호는 멀티플렉서(32)에 의해 시간 멀티플렉싱 된다. 후술하는 바와 같이 필터(21a, 21b)는 멀티플렉서(Mux)(32)와 협력하여 직교 진폭 변조 HP 성분 즉 32-QAM HP 성분을 발생시킨다.
멀티플렉서(32)로부터의 32QAM HP 신호 및 표준 우선 순위 경로 내의 대응 멀티플렉서(34)로부터의 32-QAM SP 신호는 D/A 변환기(50)에 의해 디지털 형태로부터 아날로그 형태로 변환되기 전에 단일 데이터 스트림(제2도와 관련되어 논의하는 바와 같이)을 발생시키기 위하여 디지털 신호 처리기(40)에 의해 처리된다. 변환기(50)로부터의 출력신호는 RF 전송용으로 적합한 출력신호를 발생시키기 위하여 변조기(54)내에서 국부 발진기(55)로부터의 신호를 변조하기 이전에 아날로그 필터(52)에 의해 저역 통과 필터링된다. 필터(52)는 출력신호를 표준 텔레비전 채널 대역폭(NTSC의 경우 6 MHz)으로 제한하고, 전술한 디지털 신호 처리와 관련된 조파와 같은 고주파 성분을 제거한다. 전송된 우선 순위 이중 32-QAM 신호의 기저대 스펙트럼은 제3도에 도시된 형태이다.
디지털 필터(정형필터부(20)내의 필터(21a, 21b)와 같은) 및 디지털 멀티플렉서(Mux(32)와 같은)가 상호 작용하여 디지털 직교 진폭 변조를 발생하는 프로세서는 논문["A VLSI Architecture for a High Speed ALL-Digital Quadrature Modulator and Demodulator for Digital Radio Applications IEEE Journal on selected Areas in communications, Vol. 8, No, 8, Octorbor 1990]에서 논의 되었다. HP 경로내의 정형 필터(21a, 21b) 및 출력 멀티플렉서(32)는 본질적으로 사인/코사인 반송파 발생기 및 혼합기로서 작동한다. 정형 필터 및 HP 경로내 출력 멀티플렉서의 샘플링 속도 및 SP 경로내 대응 소자의 샘플링 속도는 각각 QAM HP 및 SP 반송파 주파수를 설정한다. 상기 샘플링 속도는 반송파 주파수의 4 배이고, 반송파 주파수는 기호율과 동일하다.
기호율과 동일한 반송파 주파수, 즉 샘플링 속도의를 선택함으로써, 혼합 기능에 필요한 코사인 및 사인 파형값은 0, 90, 180 및 270 도에서 샘플링함으로써 달성될 수 있다. 그러한 샘플링은 코사인 함수에 대하여 1, 0, -1, 0 값 및 사인함수에 대하여 0, 1, 0, -1 값을 발생시킨다. 2:1 멀티플렉서(Mux(32)와 같은) 및 인버터는 변조기 혼합 기능을 수행할 수 있다. 혼합 프로세스에서 -1 곱셈을 수행하는데 필요한 인버터는 형성 필터 계수의 절반에 음의 부호를 할당함으로써 수행 될 수 있다.
제2도는 디지털 신호 처리기(40)에 대한 세부 구성을 도시한다. 처리기(40)의 한 입력부는 협대역인데, 0.96 MHz의 중심 주파수 스펙트럼 및 3.84 MHz(4×0.96 MHz)의 샘플링 속도를 갖는 비교적 높은 에너지 32QAM HP 성분이다. 이 신호는 15.36 MHz로 업샘플(upsample)하는 1:4 보간기(42)에 인가된다. 보간기(42)의 작용은 협대역 HP 데이터를 3.84 MHz 샘플 속도로부터 15.36 MHz 샘플 속도로 변환하여 멀티플렉서(32)로부터의 HP 데이터 및 Mux(34)로부터의 SP 데이터는 동일한 샘플 속도를 가지고, 디지털 전가산기(44)에 의해 디지털 시간 구역에서 적절하게 결합되도록 한다. 이 샘플 속도 변환은 SP 및 HP QAM 신호의 대역폭 및 반송파 주파수 사이의 4:1 정수 관계에 의해 실행된다. 가산기(44)는 15.36 MHz에서 클록 되고 멀티플렉서(34)로부터 32-QAM SP 신호를 직접 수신한다. HP 및 SP 신호의 상대적 전력 레벨, 즉 진폭은 인코더부(14)의 전술한 ROM 단계의 적절한 프로그래밍 또한 정형 필터 구간(20)에서 필터의 계수 값을 프로그래밍함으로써 디지털 구역에서 용이하고 정확하게 유지된다. 가산기(44)로부터 이중 QAM 터지힐 출력 신호는 단일 디지털 대 아날로그 변환기(제1도의 50)에 인가되어 RF 전송을 위한 이중 QAM 아날로그 신호를 발생시킨다.
정형 필터부(20)에 사용된 필터의 수는 발명의 명칭이 "시분할 다중 송신 신호의 다중 송신 처리용 FIR 필터 장치"로서 로렌 크리스토퍼(Lauren Christopher)가 1992년 7월 29일 출원한 미국 특허 출원 제921, 790호 및 발명의 명칭이 "복합 QAM 신호의 시분할 다중 송신 처리용 장치"로서 로렌 크리스토퍼가 1992년 7월 29일 출원한 미국 특허 출원 제922, 104호에 개시된 멀티플렉싱 기술을 사용하여 절반으로 감소시킬 수 있다. 시간 멀티플렉싱 신호를 멀티플렉싱하여 처리하는 그러한 FIR 필터는 제4도에 도시되어 있다.
제4도에 있어서 정형 필터부(20)는 멀티플렉싱 I 및 Q 필터(61, 65)를 포함한다. 입력 시간 멀티플렉서(62, 66)의 각각은 출력시간 디멀티플렉서(63, 67)의 전단에 각각 연결된다. 입력(HP-I, HP-Q) 성분은 도 1의 ROM(16)에 의해 제공되고, 입력(SP-I, SP-Q) 성분은 도 1의 ROM(18)에 의해 제공된다. 출력(HP-I, HP-Q) 성분은 제1도의 출력 멀티플렉서(32)에 인가되고, 출력(SP-I, SP-Q) 성분은 제1도의 출력 멀티플렉서(34)에 인가된다. I 샘플 처리용 멀티플렉싱 필터(61)에 대한 다음 기술은 또한 Q 샘플 처리용 필터(65)에도 적용된다.
HP 성분내의 모든 I(또는 Q) 샘플에 대하여 4개의 I(또는 Q)샘플이 SP 성분내에 있다. 그러므로 입력 멀티플렉서(62)는 4개의 SP I 샘플 대 1개의 HP I 샘플의 비율로 HP 및 SP I 샘플을 시분할 멀티플렉싱하여, 그 신호를 멀티플렉싱 필터(61)에 인가한다. 필터(61)는 시간 멀티플렉싱 방식으로 작동하여 하드웨어 필요성을 감소시키게 배열된다. 필터(61)는 장치(62)로부터 멀티플렉싱 샘플을 수신하는 입력 버스를 갖는 입력 가중 FIR 필터이다. 이 샘플은 각 변수에 의해 가중되는 복수의 가중 회로 각각에 인가된다. 각 가중회로에서 제공되는 가중 샘플은 지연단에 의해 상호접속되어 있는 각 가산기에 연결된다. 그 지연단은 인가 샘플을 연속 처리하기 위하여 상기 샘플 속도로 클록킹되고, 필터 출력부에 필터링된 신호를 최종 지연탄에 제공한다. 샘플은 SP, SP, SP, SP, HP, SP, SP, SP, SP, HP 등의 순차로 발생하기 때문에, SP 지연단은 SP 샘플이 나타날 때 인에이블되거나 클록킹되고, HP 지연단은 HP 샘플이 나타날 때 인에이블된다. 따라서, HP 샘플은 SP 샘플과 무관하게 필터링된다. 특정 샘플형(HP 또는 SP)이 입력부에 인가될 때마다, 비슷한 형태의 샘플을 저장하는 지연단은 상기 형태의 샘플에 대해서만 작동 가능한 필터를 형성할 때 가산 회로간에 상호접속된다. 즉 SP(HP) 샘플이 입력부에 인가될 때, HP(SP) 샘플과 관련된 지연단은 비록 그들 내에 정보를 보유하더라도 회로로부터 효과적으로 제거된다. 상기 필터는 입력 샘플의 형태에 따라 전환가능한 두 세트의 계수를 나타낸다. 따라서, 상기 필터는 다른 샘플 형태에 따라 다른 계수를 사용함으로써 다른 HP, SP 샘플에 다른 전달 함수를 제공한다. 변수 제어 신호에 응답하여, 계수의 한 세트는 HP 샘플이 나타날 때 가중 회로에 인가되고, 다른 계수 세트는 SP 샘플이 나타날 때 가중회로에 인가된다. 필터(61)의 출력은 개별 HP I 및 SP I 성분이 독립적으로 필터링되는 시분할 멀티플렉싱 신호이다.

Claims (9)

  1. 고선명 텔레비젼 신호를 처리하는 장치에 있어서, 제1 정보를 나타내고 직교 성분을 갖는 제1 디지털 신호를 제공하는 수단(5, 10)과, 제2 정보를 나타내고 직교 성분을 갖는 제2 디지털 신호를 제공하는 수단(11,12)과, 상기 제1 및 제2 디지털 신호에 응답하여 상기 제1 정보로 직각 진폭 변조(QAM)되고 제1 데이터 속도를 갖는 제1 반송파를 제공하고, 상기 제2 정보로 직각 진폭 변조되고 상기 제1 데이터 속도와 다른 제2 데이터 속도를 갖는 제2 반송파를 제공하는 제1 디지털 신호 처리 수단(15-25)과, 상기 제1 변조 반송파의 상기 제1 데이터 속도를 상기 제2 변조 반송파의 상기 제2 데이터 속도로 변환하여 데이터 속도가 변환된 제1 변조 반송파를 발생하는 수단(42) 및 상기 데이터 속도가 변환된 제1 반송파와 상기 제2 변조 반송파를 디지털 형태로 결합하여 복수의 복합 QAM 반송파 출력 신호를 발생하는 수단(44)을 포함하는 제2 디지털 신호 처리 수단(32, 34, 40)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 QAM 반송파는 텔레비젼 신호 비디오 스펙트럼의 다른 부분을 점유하는 다른 밴드폭 및 다른 반송파 주파수를 나타내는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 QAM 반송파는 상기 제2 QAM 반송파에 비하여 협대역 폭을 나타내고, 상기 제1 QAM 반송파는 상기 제2 QAM 반송파의 반송파 주파수에 정수 관계를 갖는 반송파 주파수를 나타내는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 복수의 QAM 출력 신호를 디지털에서 아날로그 형태로 변환하는 디지털대 아날로그 변환기 수단(50)과, 상기 변환기 수단으로부터 아날로그 출력 신호를 수신하는 아날로그 신호 전송 수단(54, 55)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1 디지털 신호 처리 수단은 상기 제1 및 제2 디지틸 신호를 스펙트럼으로 형성하는 디지털 필터 수단(21, 25)과, 상기 필터 수단으로부터 출력 신호에 응답하여 펄터링된 제1 정보 직각 성분을 시분할 멀티플렉싱하여 출력에 상기 제1 QAM 반송파를 제공하고, 필터링된 제2 정보 직각 성분을 시분할 멀티플렉싱하여 출력에 상기 제2 QAM 반송파를 제공하는 멀티플렉싱 수단(32, 34)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비전 신호 처리 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제2 디지털 신호 처리 수단은 상기 제1 QAH 반송파의 상기 제1 데이터 속도를 변환하는 보간기 수단(42)과, 상기 보간기 수단에서 제공된 출력 신호 및 상기 제2 QAM 신호에 응답하여 상기 복합 복수의 QAM 출력 신호를 발생하는 디지털 가산기 수단(44)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 복수의 QAM 출력 신호는 복수의 32-QAM 출력 신호인 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비전 신호 처리 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제1 반송파를 변조하는 상기 제1 정보는 상기 제2 반송파를 변조하는 상기 제2 정보보다 높은 우선 순위를 나타내는 것을 특징으로 하는 고선명텔레비젼 신호 처리 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 데이터 속도는 정수 관계로 나타내는 것을 특징으로 하는 고선명 텔레비젼 신호 처리 장치.
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