JP2004294269A - ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 - Google Patents
ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004294269A JP2004294269A JP2003087144A JP2003087144A JP2004294269A JP 2004294269 A JP2004294269 A JP 2004294269A JP 2003087144 A JP2003087144 A JP 2003087144A JP 2003087144 A JP2003087144 A JP 2003087144A JP 2004294269 A JP2004294269 A JP 2004294269A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filtering means
- frequency
- signal
- frequency signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 title abstract description 86
- 238000002847 impedance measurement Methods 0.000 title abstract description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 21
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 70
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 5
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- YYRMJZQKEFZXMX-UHFFFAOYSA-L calcium bis(dihydrogenphosphate) Chemical compound [Ca+2].OP(O)([O-])=O.OP(O)([O-])=O YYRMJZQKEFZXMX-UHFFFAOYSA-L 0.000 claims 12
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 7
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/28—Measuring attenuation, gain, phase shift or derived characteristics of electric four pole networks, i.e. two-port networks; Measuring transient response
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
Abstract
【課題】高速なインピーダンス測定装置の提供
【解決手段】信号源と自動平衡ブリッジとベクトル測定装置とを備えるインピーダンス測定装置において、そのベクトル測定装置は、そのインパルス応答が正弦関数および余弦関数で重み付けされた第一及び第二のフィルタを備え、ベクトル測定装置に入力される信号のベクトル測定を第一及び第二のフィルタを用いて行うようにした。また、ベクトル測定装置の前段で入力信号を周波数変換する場合、周波数変換手段への入力信号の周波数は、周波数変換手段からの出力信号の周波数の整数倍であるようにした。
【選択図】図２
【解決手段】信号源と自動平衡ブリッジとベクトル測定装置とを備えるインピーダンス測定装置において、そのベクトル測定装置は、そのインパルス応答が正弦関数および余弦関数で重み付けされた第一及び第二のフィルタを備え、ベクトル測定装置に入力される信号のベクトル測定を第一及び第二のフィルタを用いて行うようにした。また、ベクトル測定装置の前段で入力信号を周波数変換する場合、周波数変換手段への入力信号の周波数は、周波数変換手段からの出力信号の周波数の整数倍であるようにした。
【選択図】図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はベクトル測定装置に係り、特に、高速測定が可能なベクトル測定装置に関する。本発明のベクトル測定装置は、インピーダンス測定装置などに用いて好適である。
【従来の技術】
インピーダンス測定装置の先行技術例として、自動平衡ブリッジ法による装置がある。自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス測定装置は、広い測定周波数範囲をカバーし、広いインピーダンス測定範囲で測定確度が良い事を特徴とする。
【０００２】
以下に、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス装置の概略構成と動作について説明する。ここで、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス装置の概略構成を図１に示す。図１において、インピーダンス測定装置１００は、信号源２００と、自動平衡ブリッジ３００とベクトル比測定装置５００とを備える。
【０００３】
信号源２００は、被測定物４００に印加する測定信号を発生する信号源である。
【０００４】
自動平衡ブリッジ３００は、被測定物４００に印加される電圧信号Ｅｄｕｔと、被測定物４００に流れる電流から変換される電圧信号Ｅｒｒとを出力する装置である。自動平衡ブリッジ３００は、その構成要素として、被測定物４００を接続するための測定端子Ｈｉｇｈおよび測定端子Ｌｏｗと、レンジ抵抗器３１０と、比較器３２０とを備える。比較器３２０は、２つの入力端子と１つの出力端子を備える。比較器３２０において、一方の入力端子は接地され、他方の入力端子はレンジ抵抗器３１０を介して出力端子と接続され且つ測定端子Ｌｏｗにも接続されている。これらの接続により、比較器３２０は、レンジ抵抗器３１０に流れる電流と被測定物４００に流れる電流とを平衡に保ち、比較器３２０の入力端子に流れ込む電流をゼロにするような信号を出力端子から出力する。
【０００５】
ベクトル比測定装置５００は、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する装置である。ベクトル比測定装置５００は、その構成要素として、バッファアンプ５１０，５１１，５１２および５１３と、スイッチ５２０と、混合器５３０と、局部発振器５４０と、低域濾波器５５０と、アナログ・ディジタル変換器５６０と、ディジタル・シグナル・プロセッサ５７０と、ＣＰＵ５８０とを備える。以下、アナログ・ディジタル変換器をＡ／Ｄ変換器と、ディジタル・シグナル・プロセッサをＤＳＰと、それぞれ略して称する。スイッチ５２０は、２つの入力端子と１つの出力端子とを備え、入力される２信号のいずれか一方を選択して出力する。なお、スイッチ５２０は、ＣＰＵ５８０の制御により適宜切り替えられる。自動平衡ブリッジ３００から出力される２つの電圧信号は、バッファアンプを介して、スイッチ５２０に入力される。詳細に言えば、電圧信号Ｅｄｕｔは、バッファアンプ５１０を介して、スイッチ５２０の入力端子の一方に入力される。また、電圧信号Ｅｒｒは、バッファアンプ５１１を介して、スイッチ５２０の入力端子の他方に入力される。スイッチ５２０により選択された信号は、バッファアンプ５１２を介して、混合器５３０へ入力される。
【０００６】
混合器５３０は、スイッチ５２０から出力される信号と局部発振器５４０から出力される信号とを混合して出力する。この混合は、いわゆる、ヘテロダイン方式の周波数変換である。混合器５３０に入力される信号の周波数をｆＡおよびｆＢとする時、混合器５３０の出力信号は、和周波数（ｆＡ＋ｆＢ）を有する信号と、差周波数（ｆＡ−ｆＢ）を有する信号とを含む。これらの出力信号のうち、差周波数を有する信号を被測定信号とする。混合器５３０へ入力される電圧信号Ｅｄｕｔ、電圧信号Ｅｒｒ、および、局部発振器５４０のそれぞれの出力信号には、基本周波数以外の不要な周波数成分が含まれている。従って、混合器５３０の出力信号には、さらに多くの不要な周波数成分が含まれる。それらの不要な周波数成分は、測定結果に影響を及ぼすので、低域濾波器５５０によって遮断される。
【０００７】
被測定信号は、低域濾波器５５０およびバッファアンプ５１３を介して、Ａ／Ｄ変換器５６０へ入力される。なお、低域濾波器５５０は、Ａ／Ｄ変換器５６０のためのアンチエイリアスフィルタとしても機能するような周波数特性を有する。Ａ／Ｄ変換器５６０は、入力される信号を標本化周波数ｆｓで標本化する。ＤＳＰ５７０は、被測定信号のベクトルを測定する。具体的には、ＤＳＰ５７０は、Ａ／Ｄ変換器５６０により標本化された信号データを高速フーリエ変換し、被測定信号の同相成分および直交成分を測定する。以下、高速フーリエ変換をＦＦＴと称する。ＤＳＰ５７０は、スイッチ５２０の切替により、電圧信号Ｅｄｕｔが選択された時の被測定信号の同相成分および直交成分と、電圧信号Ｅｒｒが選択された時の被測定信号の振幅情報および位相情報とを測定する。ＣＰＵ５８０は、それらの同相成分および直交成分とから、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する。
【０００８】
なお、信号源２００および局部発振器５４０は、その出力信号の周波数差が被測定信号の周波数になるように、ＣＰＵ５８０により制御される。従って、局部発振器５４０の発振周波数は、被測定物４００に印加する測定信号の周波数に応じて変化する。
【０００９】
インピーダンス測定装置１００は、上記のように構成されるので、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比と、レンジ抵抗器３１０の抵抗値とから、被測定物４００のインピーダンスを測定する事ができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインピーダンス測定装置１００は、測定の高速化において、２つの問題がある。１つ目の問題は、スイッチ５２０の切り替え直後に低域濾波器５５０の出力信号に生じる過渡現象の整定時間である。この過渡現象は測定結果に影響を及ぼすため、インピーダンス測定装置１００は、その過渡現象が整定するまで測定の開始を待たなければならない。
【００１１】
過渡現象の整定時間は、低域濾波器５５０の遮断周波数ｆｃの逆数と密接な関係がある。また、低域濾波器５５０の遮断周波数ｆｃは、混合器５４０の出力信号、すなわち、被測定信号の周波数ｆＩＦに応じて設定される。例えば、インピーダンス測定装置１００において、測定信号の周波数ｆｓを３０ｋＨｚ、局部発振器５４０の出力信号の周波数ｆＬＯを３１ｋＨｚにそれぞれ設定すれば、被測定信号の周波数ｆＩＦは１ｋＨｚとなる。上述の通り、混合器５４０の出力信号には、被測定信号以外の不要な信号が含まれている。低域濾波器５５０は、その不要な信号を遮断するように、その遮断周波数ｆｃが設定されている。混合器５４０の出力信号に含まれる代表的な不要信号の１つにフィードスルー成分がある。このフィードスルー成分は、測定結果に及ぼす影響が最も大きい。測定結果への影響を無視できるようにするためには、フィードスルー成分を−１２０ｄＢｃ程度にまで減衰させなければならない。その一方で、被測定信号はできるだけ減衰させたくない。混合器５４０の出力信号に含まれるフィードスルー成分が−６０ｄＢｃ程度であった場合、これらの要求を同時に満たすために、低域濾波器５５０は、その遮断周波数ｆｃが３ｋＨｚ程度であって６次以上のバタワース型フィルタでなければならない。この場合、スイッチ５２０の切り替え直後の低域濾波器５５０の出力信号には、時定数τ＝０．３ミリ秒程度で過渡現象が持続する。通常、過渡現象の整定時間は、過渡現象の時定数τの１０倍程度に設定される。従って、インピーダンス測定装置１００は、スイッチ５２０を切り替えてから測定を開始するまでに、３ミリ秒も待たなければならない。
【００１２】
この整定時間を短くするために、遮断周波数ｆｃと周波数ｆＩＦを高くする事ができる。例えば、周波数ｆＬＯを３９ｋＨｚに設定すれば、周波数ｆＩＦは９ｋＨｚとなり、遮断周波数ｆｃは２７ｋＨｚとなる。また、整定時間は約０．３ミリ秒となる。この場合も上記と同様に、フィードスルー成分が測定結果に及ぼす影響を無視できるようにするために、フィードスルー成分を−１２０ｄＢｃ程度にまで減衰させなければならない。ところが、フィードスルー成分の周波数ｆｍと遮断周波数ｆｃが接近しているので、低域濾波器５５０は減衰傾斜が極めて急なフィルタでなければならない。低域濾波器５５０をバターワース型フィルタで構成する場合、要求されるフィルタの次数は極めて高くなり、フィルタの実現性に欠ける。また、低域濾波器５５０をチェビシェフ型フィルタで構成する場合、素子感度による特性のばらつきや、周波数−減数量特性の通過域におけるリンギングが発生するなど、測定精度上の問題が新たに生じる。
【００１３】
２つ目の問題は、ＦＦＴの処理時間である。ＦＦＴは、４ｍ点のデータに対して、基数が２の場合、（１６ｍｌｏｇ２４ｍ）回の計算が必要とされる。例えば、ｍ＝２の場合、９６回の計算が要求される。近年、演算装置の処理能力は著しく増加しているが、その処理能力をもってしても、ＦＦＴの計算量は高速測定の妨げとなっている。
【００１４】
近年、ムーアの法則に従った半導体微細加工技術の進展に伴い、ＭＯＳ型デバイスにおいて、そのゲート酸化膜厚は２ｎｍを切るまでに薄膜化が進んでいる。このゲート酸化膜厚はＭＯＳ型デバイスの動作閾値を決定付ける重要なパラメータであるため、ＭＯＳ型デバイスのウエハー量産工程においては、面内での酸化膜厚の分布を正確に、かつ、高いスループットで知ることが要求されてきている。この酸化膜厚は、透過電子顕微鏡による断面観察のように破壊的に測定される場合もあるが、ほとんどの場合は、ＭＯＳ容量の測定値から誘電率を介して酸化膜厚へ等価換算する事により測定される。ＭＯＳ容量の測定を行う場合、現状では、１０ｐＦ程度のごく微小な容量を、０．１％程度の確度で、かつ、１ミリ秒以下で測定することが要求されている。従って、容量の高確度高速測定は、半導体業界にとって極めて重要な課題である。
【００１５】
本発明は、上記の課題を解決するために、測定精度を劣化させることなく、インピーダンス測定装置の測定を高速化する事を目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために、ベクトル測定装置を備えるインピーダンス測定装置において、そのベクトル測定装置を、そのインパルス応答が正弦関数である第一の濾波手段とそのインパルス応答が余弦関数である第二の濾波手段とで構成し、第一の濾波手段の出力信号を入力信号の同相成分とし、第二の濾波手段の出力信号を入力信号の直交成分とする。また、ベクトル測定装置の前段で入力信号を周波数変換する場合、該変換前の周波数と該変換後の周波数との比が、２以上の整数になるようにする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を添付の図面に示す好適実施形態に基づいて説明する。本発明の第一の実施形態は、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス測定装置であって、その概略構成図を図２に示す。
【００１８】
図２において、インピーダンス測定装置６００は、信号源２００と、自動平衡ブリッジ３００とベクトル比測定装置７００とを備える。
【００１９】
信号源２００は、被測定物４００に印加する測定信号を発生する信号源である。なお、測定信号は、周波数ｆｍの正弦波信号である。
【００２０】
自動平衡ブリッジ３００は、被測定物４００に印加される電圧信号Ｅｄｕｔと、被測定物４００に流れる電流から変換される電圧信号Ｅｒｒとを出力する装置である。自動平衡ブリッジ３００は、その構成要素として、被測定物４００を接続するための測定端子Ｈｉｇｈおよび測定端子Ｌｏｗと、レンジ抵抗器３１０と、比較器３２０とを備える。比較器３２０は、２つの入力端子と１つの出力端子を備える。比較器３２０において、一方の入力端子は接地され、他方の入力端子はレンジ抵抗器３１０を介して出力端子と接続され且つ測定端子Ｌｏｗにも接続されている。これらの接続により、比較器３２０は、レンジ抵抗器３１０に流れる電流と被測定物４００に流れる電流とを平衡に保ち、測定端子Ｌｏｗの電位をゼロにするように信号を出力する。
【００２１】
ベクトル比測定装置７００は、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する装置である。ベクトル比測定装置７００は、その構成要素として、バッファアンプ７１０，７３０および７４０と、スイッチ７３０と、ベクトル測定装置８００と、ＣＰＵ７５０とを備える。
【００２２】
スイッチ７３０は、２つの入力端子と１つの出力端子とを備え、入力される２信号のいずれか一方を選択して出力する。なお、スイッチ５２０は、ＣＰＵ７５０の制御により適宜切り替えられる。自動平衡ブリッジ３００から出力される２つの電圧信号は、バッファアンプを介して、スイッチ７３０に入力される。詳細に言えば、電圧信号Ｅｄｕｔは、バッファアンプ７１０を介して、スイッチ７３０の入力端子の一方に入力される。また、電圧信号Ｅｒｒは、バッファアンプ７３０を介して、スイッチ７３０の入力端子の他方に入力される。スイッチ７３０により選択された信号は、バッファアンプ７４０を介して、混合器８１０へ入力される。
【００２３】
ベクトル測定装置８００は、入力される信号のベクトルを測定する装置であって、混合器８１０と、局部発振器８２０と、低域濾波器８３０と、バッファアンプ８４０と、アナログ・ディジタル変換器８５０と、フィルタ８６０および８６５とを備える。以下、アナログ・ディジタル８５０をＡ／Ｄ変換器８５０と称する。混合器８１０は、スイッチ７３０から出力される信号と局部発振器８２０から出力される信号とを混合して出力する。なお、局部発振器８２０の出力信号は、周波数ｆＬＯの正弦波信号である。混合器８１０の出力信号のうち、差周波数を有する信号を被測定信号とする。また、被測定信号の周波数ｆＩＦは、次式の関係が成り立つように設定される。
【００２４】
【数４】
【００２５】
なお、Ｎは２以上の整数である。混合器８１０の出力信号は、低域濾波器８３０およびバッファアンプ８４０を介して、Ａ／Ｄ変換器８５０へ入力される。Ａ／Ｄ変換器８５０は、入力される信号を標本化周波数ｆｓで標本化する。なお、標本化周波数ｆｓは、被測定信号の周波数ｆＩＦの４ｍ倍の周波数である。また、低域濾波器５５０は、Ａ／Ｄ変換器５６０のためのアンチエイリアスフィルタとしても機能するように、その遮断周波数ｆｃが設定される。
【００２６】
【数５】
【００２７】
なお、ｍは自然数である。標本化された信号データＶ（ｎ）は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５により処理され出力される。
【００２８】
フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、直線型ＦＩＲディジタル・フィルタである。ここで、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の内部ブロックを図３Ａおよび図３Ｂに示す。図３Ａおよび図３Ｂにおいて、Ｔは標本化周波数ｆｓの逆数の時間遅延である。フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、フィルタ係数ｈ００（ｋ）およびｈ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００２９】
【数６】
【００３０】
ただし、
【００３１】
【数７】
【００３２】
なお、θは任意の値である。
【００３３】
フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、同一の周波数−減衰量特性を有する。ここで、ｍ＝２である場合の、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を図４に示す。図４において、縦軸はフィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、横軸は被測定信号の周波数ｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。図４によれば、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有している事が分かる。ｍ＝２以外の場合も、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有する。
【００３４】
次に、混合器８１０の出力信号のスペクトラムと、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性と、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性とを図５に示す。混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、以下の条件下におけるものである。まず、混合器８１０において、電圧信号Ｅｄｕｔおよび電圧信号Ｅｒｒが入力される端子をＲＦ端子、局部発信器８２０の出力信号が入力される端子をＬＯ端子、出力端子をＩＦ端子とする。混合器８１０のＲＦ端子−ＩＦ端子間のアイソレーションを６０ｄＢ、混合器８１０のＬＯ端子−ＩＦ端子間のアイソレーションを４６ｄＢとする。電圧信号Ｅｄｕｔおよび電圧信号Ｅｒｒの周波数、すなわち、測定信号の周波数ｆｍは、３０ｋＨｚとする。局部発信器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯは、４０ｋＨｚとする。また、電圧信号Ｅｄｕｔまたは電圧信号Ｅｒｒ、ならびに、局部発信器８２０の出力信号は、２，３，５，７次のスプリアスを含む。２次のスプリアスは−６０ｄＢｃ、３次から７次のスプリアスのそれぞれは−７０ｄＢｃとする。さらに、低域濾波器８３０の遮断周波数ｆｃは、４０ｋＨｚとする。
【００３５】
図５において、点線は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を示している。また、図５において、破線は、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性を示している。さらに、図５において、縦実線は、混合器８１０の出力信号のスペクトラムを示している。なお、混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、被測定信号の周波数ｆＩＦで振幅と周波数を正規化している。図５において、左側の縦軸は信号スペクトラムを、右側の軸は減衰量を、横軸は被測定信号の周波数ｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎになるよう設定しているので、混合器８１０の出力信号には、被測定信号の周波数（ｆＩＦ）成分に加えて、被測定信号の高調波周波数に存在する信号成分が含まれる。被測定信号の高調波周波数に存在する信号成分は、測定結果に影響を及ぼすので、不要である。図５によれば、これらの不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５によって顕著に減衰される事が分かる。ところで、ｍ＝２の場合、フィルタ８６０またはフィルタ８６５は、７ｆＩＦ付近において減衰効果が低い。しかし、アンチエイリアスフィルタである低域濾波器８３０によって、少なくとも４ｆＩＦ以上の周波数成分は遮断されるので、結局、７ｆＩＦ付近の成分も減衰される。
【００３６】
次に、測定誤差に関する表を表１に示す。表１には、混合器８１０の出力信号、低域濾波器８３０の減衰量、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、ならびに、測定誤差を示している。誤差１は、混合器８１０の出力信号がフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。また、誤差２は、混合器８１０の出力信号が低域濾波器８３０ならびにフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。
【００３７】
【表１】
【００３８】
表１を見て明らかなように、フィルタ８６０またはフィルタ８６５のみにより測定誤差は０．１％未満に抑制されている事が分かる。
【００３９】
さて、フィルタ８６０およびフィルタ８６５のフィルタ係数は、互いに直交している。従って、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、被測定信号のベクトル、すなわち、被測定信号の同相成分と直交成分を測定する事ができる。フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、スイッチ７３０の切替により、電圧信号Ｅｄｕｔが選択された時の被測定信号の同相成分および直交成分と、電圧信号Ｅｒｒが選択された時の被測定信号の振幅情報および位相情報とを測定する。
【００４０】
最後に、ＣＰＵ７５０は、それぞれの同相成分および直交成分とから電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する。
【００４１】
なお、信号源２００および局部発振器８２０は、その発振周波数の差が所定の周波数になるように、ＣＰＵ７５０により制御される。また、信号源２００および局部発振器８２０の発振周波数は、被測定物４００に印加する信号の周波数に応じて変化する。
【００４２】
以上説明したように、インピーダンス測定装置６００は、測定信号の周波数ｆｍと被測定信号の周波数ｆＩＦの選択、低域濾波器８３０、および、フィルタ８６０またはフィルタ８６５の総合作用により、測定信号から被測定信号のみを抽出し、その被測定信号の同相成分と直交成分を測定する事ができる。また、低域濾波器８３０の遮断周波数ｆｃは従来よりも高い周波数に設定する事ができるので、インピーダンス測定装置６００の測定を高速化できる。さらに、同相成分および直交成分を測定するための計算回数は、ｍ＝２の場合たったの１５回であるので、インピーダンス測定装置６００の測定は一層高速化される。
【００４３】
ところで、使用するＡ／Ｄ変換器の仕様上の制限などにより、被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎになるように設定できず、測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎから多少ずれた周波数に設定せざるを得ない場合がある。そのような場合であっても、上述の高速化の効果は、同様に得られる。以下に、その一例を示す。
【００４４】
例えば、測定信号の周波数ｆｍを３０ｋＨｚ、局部発振器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯを３９．３７５ｋＨｚ、被測定信号の周波数ｆＩＦを９．３７５ｋＨｚ、とする。この場合、Ｎは整数とはならない（Ｎ＝３．２）。
【００４５】
ここで、混合器８１０の出力信号のスペクトラムと、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性と、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性とを図６に示す。混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、図５の場合とほぼ同一の条件下におけるものである。ただし、測定信号の周波数ｆｍを３０ｋＨｚとする。また、局部発信器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯは、３９．３７５ｋＨｚとする。
【００４６】
図６において、点線は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を示している。また、図６において、破線は、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性を示している。さらに、図６において、縦実線は、混合器８１０の出力信号のスペクトラムを示している。なお、混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、被測定信号の周波数ｆＩＦで振幅と周波数を正規化している。図６において、左側の縦軸は信号スペクトラムを、右側の軸は減衰量を、横軸はｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。混合器８１０の出力信号には、被測定信号の周波数（ｆＩＦ）成分の他に、様々な周波数の不要な信号成分が含まれる。図６によれば、これらの不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５によって減衰される事が分かる。なお、ｍ＝２の場合、ｆｍが１．７ｆＩＦから６．３ｆＩＦの間の値であれば、混合器８１０で発生する不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５により１５ｄＢ以上減衰される。
【００４７】
次に、測定誤差に関する表を表２に示す。表２には、混合器８１０の出力信号、低域濾波器８３０の減衰量、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、ならびに、測定誤差を示している。誤差１は、混合器８１０の出力信号がフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。また、誤差２は、混合器８１０の出力信号が低域濾波器８３０ならびにフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。
【００４８】
【表２】
【００４９】
表２を見て明らかなように、フィルタ８６０またはフィルタ８６５のみにより測定誤差は０．１％未満に抑制されている事が分かる。従って、被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎから多少ずれて周波数に設定せざるを得ない場合であっても、測定確度を犠牲にする事無く、測定が高速化される。
【００５０】
さて、近年、高速測定の用途では、オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器が多用されている。オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数を越える周波数で標本化するＡ／Ｄ変換器であり、ナイキスト周波数に対する標本化周波数の比が大きいほどダイナミックレンジが改善される事を特徴とする。オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数のｘ倍のクロック周波数で標本化し、さらに内部でフィルタリングやノイズシェーピングを施し出力する。また、オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数を超えて高速に標本化データを出力する。
【００５１】
第一の実施形態におけるインピーダンス測定装置２００は、上記のように高速なＡ／Ｄ変換器を用いる場合、さらに改善が可能である。以下に、その例を本発明の第二の実施形態として説示する。第二の実施形態は、インピーダンス測定装置６００において、フィルタ８６０およびフィルタ８６５をフィルタ８７０およびフィルタ８７５に代えたものである。なお、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の前段に、平均化器Ａｖが備えられたものである。第二の実施形態におけるインピーダンス測定装置は、Ａ／Ｄ変換器８５０の標本化周波数がｆｓｘに変更される。
【００５２】
【数８】
【００５３】
第二の実施形態では、標本化周波数ｆｓｘで標本化されたデータＶ（ｕ）を順にｘ個毎に平均化し、その平均化データＶａ（ｎ）をフィルタ処理するようにしている。フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、平均化、ならびに、フィルタ係数ｈ００（ｋ）およびｈ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００５４】
【数９】
【００５５】
フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、同一の周波数−減衰量特性を有する。ここで、ｍ＝２且つｘ＝２である場合の、フィルタ８７０およびフィルタ８７５の周波数−減衰量特性を図８に示す。図８によれば、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有している事が分かる。さらに、図４において高周波側に現れていた通過帯域においても顕著な減衰特性を有しており、フィルタ特性が改善されている事が分かる。ｍ＝２以外の場合も、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有する。
【００５６】
第二の実施形態のインピーダンス装置は、フィルタ８７０およびフィルタ８７５に代えて、フィルタ８８０およびフィルタ８８５を用いる事もできる。ここで、フィルタ８８０およびフィルタ８８５の内部ブロックを図９に示す。フィルタ８８０およびフィルタ８８５は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５と似ているが、同一のフィルタ係数がｘ個連続する点で異なる。フィルタ８８０およびフィルタ８８５は、フィルタ係数ｇ００（ｋ）およびｇ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００５７】
【数１０】
【００５８】
ただし、
【００５９】
【数１１】
【００６０】
なお、θは任意の値である。フィルタ８８０およびフィルタ８８５の周波数−減衰量特性は、フィルタ８７０およびフィルタ８７５を用いた場合と同一で、図８に示す通りである。
【００６１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、所望の周波数信号の同相成分および直交成分を測定するベクトル測定装置において、第一の濾波手段と第二の濾波手段とを備え、第一の濾波手段は、そのインパルス応答が所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされ、第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とするようにしたので、測定信号のベクトル測定を高速に行う事ができる。
【００６２】
また、ベクトル測定装置において、周波数変換手段を設ける場合に、周波数変換手段による変換前の周波数と変換後の周波数との比を２以上の整数とし、周波数変換手段の出力信号を第一の濾波手段および第二の濾波手段に入力するようにしたので、周波数変換手段の後置される低域濾波器の帯域を広くする事ができ、結果として、測定信号のベクトル測定を高確度に且つ高速に行う事ができる。
【００６３】
さらに、第一の濾波手段およびの第二の濾波手段は、ＦＩＲ型フィルタとしたので、例えば、ＦＰＧＡなどで容易に実現する事ができＤＳＰが不要であるので、ベクトル測定装置の低コスト化、省電力化、および、省スペース化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるインピーダンス測定装置の概略構成図である。
【図２】本発明技術によるインピーダンス測定装置の概略構成を示す図である。
【図３Ａ】フィルタ８６０の内部ブロックを示す図である。
【図３Ｂ】フィルタ８６５の内部ブロックを示す図である。
【図４】フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数―減衰量特性を示す図である。
【図５】混合器５３０の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図６】混合器５３０の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図７Ａ】フィルタ８７０の内部ブロックを示す図である。
【図７Ｂ】フィルタ８７５の内部ブロックを示す図である。
【図８】フィルタ８７０およびフィルタ８７５の周波数―減衰量特性を示す図である。
【図９Ａ】フィルタ８８０の内部ブロックを示す図である。
【図９Ｂ】フィルタ８８５の内部ブロックを示す図である。
【符号の説明】
１００ インピーダンス測定装置
２００ 信号源
３００ 自動平衡ブリッジ
３１０ レンジ抵抗器
３２０ 比較器
４００ 被測定物
５００ ベクトル比測定装置
５１０，５１１，５１２，５１３ バッファアンプ
５２０ スイッチ
５３０ 混合器
５４０ 局部発信器
５５０ 低域濾波器
５６０ アナログ・ディジタル変換器
５７０ ディジタル・シグナル・プロセッサ
５８０ ＣＰＵ
６００ インピーダンス測定装置
７００ ベクトル比測定装置
７１０，７３０，７４０，８４０ バッファアンプ
７３０ スイッチ
８００ ベクトル測定装置
８１０ 混合器
８２０ 局部発信器
８３０ 低域濾波器
８５０ アナログ・ディジタル変換器
８６０，８６５ フィルタ
７５０ ＣＰＵ
【発明の属する技術分野】
本発明はベクトル測定装置に係り、特に、高速測定が可能なベクトル測定装置に関する。本発明のベクトル測定装置は、インピーダンス測定装置などに用いて好適である。
【従来の技術】
インピーダンス測定装置の先行技術例として、自動平衡ブリッジ法による装置がある。自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス測定装置は、広い測定周波数範囲をカバーし、広いインピーダンス測定範囲で測定確度が良い事を特徴とする。
【０００２】
以下に、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス装置の概略構成と動作について説明する。ここで、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス装置の概略構成を図１に示す。図１において、インピーダンス測定装置１００は、信号源２００と、自動平衡ブリッジ３００とベクトル比測定装置５００とを備える。
【０００３】
信号源２００は、被測定物４００に印加する測定信号を発生する信号源である。
【０００４】
自動平衡ブリッジ３００は、被測定物４００に印加される電圧信号Ｅｄｕｔと、被測定物４００に流れる電流から変換される電圧信号Ｅｒｒとを出力する装置である。自動平衡ブリッジ３００は、その構成要素として、被測定物４００を接続するための測定端子Ｈｉｇｈおよび測定端子Ｌｏｗと、レンジ抵抗器３１０と、比較器３２０とを備える。比較器３２０は、２つの入力端子と１つの出力端子を備える。比較器３２０において、一方の入力端子は接地され、他方の入力端子はレンジ抵抗器３１０を介して出力端子と接続され且つ測定端子Ｌｏｗにも接続されている。これらの接続により、比較器３２０は、レンジ抵抗器３１０に流れる電流と被測定物４００に流れる電流とを平衡に保ち、比較器３２０の入力端子に流れ込む電流をゼロにするような信号を出力端子から出力する。
【０００５】
ベクトル比測定装置５００は、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する装置である。ベクトル比測定装置５００は、その構成要素として、バッファアンプ５１０，５１１，５１２および５１３と、スイッチ５２０と、混合器５３０と、局部発振器５４０と、低域濾波器５５０と、アナログ・ディジタル変換器５６０と、ディジタル・シグナル・プロセッサ５７０と、ＣＰＵ５８０とを備える。以下、アナログ・ディジタル変換器をＡ／Ｄ変換器と、ディジタル・シグナル・プロセッサをＤＳＰと、それぞれ略して称する。スイッチ５２０は、２つの入力端子と１つの出力端子とを備え、入力される２信号のいずれか一方を選択して出力する。なお、スイッチ５２０は、ＣＰＵ５８０の制御により適宜切り替えられる。自動平衡ブリッジ３００から出力される２つの電圧信号は、バッファアンプを介して、スイッチ５２０に入力される。詳細に言えば、電圧信号Ｅｄｕｔは、バッファアンプ５１０を介して、スイッチ５２０の入力端子の一方に入力される。また、電圧信号Ｅｒｒは、バッファアンプ５１１を介して、スイッチ５２０の入力端子の他方に入力される。スイッチ５２０により選択された信号は、バッファアンプ５１２を介して、混合器５３０へ入力される。
【０００６】
混合器５３０は、スイッチ５２０から出力される信号と局部発振器５４０から出力される信号とを混合して出力する。この混合は、いわゆる、ヘテロダイン方式の周波数変換である。混合器５３０に入力される信号の周波数をｆＡおよびｆＢとする時、混合器５３０の出力信号は、和周波数（ｆＡ＋ｆＢ）を有する信号と、差周波数（ｆＡ−ｆＢ）を有する信号とを含む。これらの出力信号のうち、差周波数を有する信号を被測定信号とする。混合器５３０へ入力される電圧信号Ｅｄｕｔ、電圧信号Ｅｒｒ、および、局部発振器５４０のそれぞれの出力信号には、基本周波数以外の不要な周波数成分が含まれている。従って、混合器５３０の出力信号には、さらに多くの不要な周波数成分が含まれる。それらの不要な周波数成分は、測定結果に影響を及ぼすので、低域濾波器５５０によって遮断される。
【０００７】
被測定信号は、低域濾波器５５０およびバッファアンプ５１３を介して、Ａ／Ｄ変換器５６０へ入力される。なお、低域濾波器５５０は、Ａ／Ｄ変換器５６０のためのアンチエイリアスフィルタとしても機能するような周波数特性を有する。Ａ／Ｄ変換器５６０は、入力される信号を標本化周波数ｆｓで標本化する。ＤＳＰ５７０は、被測定信号のベクトルを測定する。具体的には、ＤＳＰ５７０は、Ａ／Ｄ変換器５６０により標本化された信号データを高速フーリエ変換し、被測定信号の同相成分および直交成分を測定する。以下、高速フーリエ変換をＦＦＴと称する。ＤＳＰ５７０は、スイッチ５２０の切替により、電圧信号Ｅｄｕｔが選択された時の被測定信号の同相成分および直交成分と、電圧信号Ｅｒｒが選択された時の被測定信号の振幅情報および位相情報とを測定する。ＣＰＵ５８０は、それらの同相成分および直交成分とから、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する。
【０００８】
なお、信号源２００および局部発振器５４０は、その出力信号の周波数差が被測定信号の周波数になるように、ＣＰＵ５８０により制御される。従って、局部発振器５４０の発振周波数は、被測定物４００に印加する測定信号の周波数に応じて変化する。
【０００９】
インピーダンス測定装置１００は、上記のように構成されるので、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比と、レンジ抵抗器３１０の抵抗値とから、被測定物４００のインピーダンスを測定する事ができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインピーダンス測定装置１００は、測定の高速化において、２つの問題がある。１つ目の問題は、スイッチ５２０の切り替え直後に低域濾波器５５０の出力信号に生じる過渡現象の整定時間である。この過渡現象は測定結果に影響を及ぼすため、インピーダンス測定装置１００は、その過渡現象が整定するまで測定の開始を待たなければならない。
【００１１】
過渡現象の整定時間は、低域濾波器５５０の遮断周波数ｆｃの逆数と密接な関係がある。また、低域濾波器５５０の遮断周波数ｆｃは、混合器５４０の出力信号、すなわち、被測定信号の周波数ｆＩＦに応じて設定される。例えば、インピーダンス測定装置１００において、測定信号の周波数ｆｓを３０ｋＨｚ、局部発振器５４０の出力信号の周波数ｆＬＯを３１ｋＨｚにそれぞれ設定すれば、被測定信号の周波数ｆＩＦは１ｋＨｚとなる。上述の通り、混合器５４０の出力信号には、被測定信号以外の不要な信号が含まれている。低域濾波器５５０は、その不要な信号を遮断するように、その遮断周波数ｆｃが設定されている。混合器５４０の出力信号に含まれる代表的な不要信号の１つにフィードスルー成分がある。このフィードスルー成分は、測定結果に及ぼす影響が最も大きい。測定結果への影響を無視できるようにするためには、フィードスルー成分を−１２０ｄＢｃ程度にまで減衰させなければならない。その一方で、被測定信号はできるだけ減衰させたくない。混合器５４０の出力信号に含まれるフィードスルー成分が−６０ｄＢｃ程度であった場合、これらの要求を同時に満たすために、低域濾波器５５０は、その遮断周波数ｆｃが３ｋＨｚ程度であって６次以上のバタワース型フィルタでなければならない。この場合、スイッチ５２０の切り替え直後の低域濾波器５５０の出力信号には、時定数τ＝０．３ミリ秒程度で過渡現象が持続する。通常、過渡現象の整定時間は、過渡現象の時定数τの１０倍程度に設定される。従って、インピーダンス測定装置１００は、スイッチ５２０を切り替えてから測定を開始するまでに、３ミリ秒も待たなければならない。
【００１２】
この整定時間を短くするために、遮断周波数ｆｃと周波数ｆＩＦを高くする事ができる。例えば、周波数ｆＬＯを３９ｋＨｚに設定すれば、周波数ｆＩＦは９ｋＨｚとなり、遮断周波数ｆｃは２７ｋＨｚとなる。また、整定時間は約０．３ミリ秒となる。この場合も上記と同様に、フィードスルー成分が測定結果に及ぼす影響を無視できるようにするために、フィードスルー成分を−１２０ｄＢｃ程度にまで減衰させなければならない。ところが、フィードスルー成分の周波数ｆｍと遮断周波数ｆｃが接近しているので、低域濾波器５５０は減衰傾斜が極めて急なフィルタでなければならない。低域濾波器５５０をバターワース型フィルタで構成する場合、要求されるフィルタの次数は極めて高くなり、フィルタの実現性に欠ける。また、低域濾波器５５０をチェビシェフ型フィルタで構成する場合、素子感度による特性のばらつきや、周波数−減数量特性の通過域におけるリンギングが発生するなど、測定精度上の問題が新たに生じる。
【００１３】
２つ目の問題は、ＦＦＴの処理時間である。ＦＦＴは、４ｍ点のデータに対して、基数が２の場合、（１６ｍｌｏｇ２４ｍ）回の計算が必要とされる。例えば、ｍ＝２の場合、９６回の計算が要求される。近年、演算装置の処理能力は著しく増加しているが、その処理能力をもってしても、ＦＦＴの計算量は高速測定の妨げとなっている。
【００１４】
近年、ムーアの法則に従った半導体微細加工技術の進展に伴い、ＭＯＳ型デバイスにおいて、そのゲート酸化膜厚は２ｎｍを切るまでに薄膜化が進んでいる。このゲート酸化膜厚はＭＯＳ型デバイスの動作閾値を決定付ける重要なパラメータであるため、ＭＯＳ型デバイスのウエハー量産工程においては、面内での酸化膜厚の分布を正確に、かつ、高いスループットで知ることが要求されてきている。この酸化膜厚は、透過電子顕微鏡による断面観察のように破壊的に測定される場合もあるが、ほとんどの場合は、ＭＯＳ容量の測定値から誘電率を介して酸化膜厚へ等価換算する事により測定される。ＭＯＳ容量の測定を行う場合、現状では、１０ｐＦ程度のごく微小な容量を、０．１％程度の確度で、かつ、１ミリ秒以下で測定することが要求されている。従って、容量の高確度高速測定は、半導体業界にとって極めて重要な課題である。
【００１５】
本発明は、上記の課題を解決するために、測定精度を劣化させることなく、インピーダンス測定装置の測定を高速化する事を目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために、ベクトル測定装置を備えるインピーダンス測定装置において、そのベクトル測定装置を、そのインパルス応答が正弦関数である第一の濾波手段とそのインパルス応答が余弦関数である第二の濾波手段とで構成し、第一の濾波手段の出力信号を入力信号の同相成分とし、第二の濾波手段の出力信号を入力信号の直交成分とする。また、ベクトル測定装置の前段で入力信号を周波数変換する場合、該変換前の周波数と該変換後の周波数との比が、２以上の整数になるようにする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を添付の図面に示す好適実施形態に基づいて説明する。本発明の第一の実施形態は、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス測定装置であって、その概略構成図を図２に示す。
【００１８】
図２において、インピーダンス測定装置６００は、信号源２００と、自動平衡ブリッジ３００とベクトル比測定装置７００とを備える。
【００１９】
信号源２００は、被測定物４００に印加する測定信号を発生する信号源である。なお、測定信号は、周波数ｆｍの正弦波信号である。
【００２０】
自動平衡ブリッジ３００は、被測定物４００に印加される電圧信号Ｅｄｕｔと、被測定物４００に流れる電流から変換される電圧信号Ｅｒｒとを出力する装置である。自動平衡ブリッジ３００は、その構成要素として、被測定物４００を接続するための測定端子Ｈｉｇｈおよび測定端子Ｌｏｗと、レンジ抵抗器３１０と、比較器３２０とを備える。比較器３２０は、２つの入力端子と１つの出力端子を備える。比較器３２０において、一方の入力端子は接地され、他方の入力端子はレンジ抵抗器３１０を介して出力端子と接続され且つ測定端子Ｌｏｗにも接続されている。これらの接続により、比較器３２０は、レンジ抵抗器３１０に流れる電流と被測定物４００に流れる電流とを平衡に保ち、測定端子Ｌｏｗの電位をゼロにするように信号を出力する。
【００２１】
ベクトル比測定装置７００は、電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する装置である。ベクトル比測定装置７００は、その構成要素として、バッファアンプ７１０，７３０および７４０と、スイッチ７３０と、ベクトル測定装置８００と、ＣＰＵ７５０とを備える。
【００２２】
スイッチ７３０は、２つの入力端子と１つの出力端子とを備え、入力される２信号のいずれか一方を選択して出力する。なお、スイッチ５２０は、ＣＰＵ７５０の制御により適宜切り替えられる。自動平衡ブリッジ３００から出力される２つの電圧信号は、バッファアンプを介して、スイッチ７３０に入力される。詳細に言えば、電圧信号Ｅｄｕｔは、バッファアンプ７１０を介して、スイッチ７３０の入力端子の一方に入力される。また、電圧信号Ｅｒｒは、バッファアンプ７３０を介して、スイッチ７３０の入力端子の他方に入力される。スイッチ７３０により選択された信号は、バッファアンプ７４０を介して、混合器８１０へ入力される。
【００２３】
ベクトル測定装置８００は、入力される信号のベクトルを測定する装置であって、混合器８１０と、局部発振器８２０と、低域濾波器８３０と、バッファアンプ８４０と、アナログ・ディジタル変換器８５０と、フィルタ８６０および８６５とを備える。以下、アナログ・ディジタル８５０をＡ／Ｄ変換器８５０と称する。混合器８１０は、スイッチ７３０から出力される信号と局部発振器８２０から出力される信号とを混合して出力する。なお、局部発振器８２０の出力信号は、周波数ｆＬＯの正弦波信号である。混合器８１０の出力信号のうち、差周波数を有する信号を被測定信号とする。また、被測定信号の周波数ｆＩＦは、次式の関係が成り立つように設定される。
【００２４】
【数４】
なお、Ｎは２以上の整数である。混合器８１０の出力信号は、低域濾波器８３０およびバッファアンプ８４０を介して、Ａ／Ｄ変換器８５０へ入力される。Ａ／Ｄ変換器８５０は、入力される信号を標本化周波数ｆｓで標本化する。なお、標本化周波数ｆｓは、被測定信号の周波数ｆＩＦの４ｍ倍の周波数である。また、低域濾波器５５０は、Ａ／Ｄ変換器５６０のためのアンチエイリアスフィルタとしても機能するように、その遮断周波数ｆｃが設定される。
【００２６】
【数５】
なお、ｍは自然数である。標本化された信号データＶ（ｎ）は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５により処理され出力される。
【００２８】
フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、直線型ＦＩＲディジタル・フィルタである。ここで、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の内部ブロックを図３Ａおよび図３Ｂに示す。図３Ａおよび図３Ｂにおいて、Ｔは標本化周波数ｆｓの逆数の時間遅延である。フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、フィルタ係数ｈ００（ｋ）およびｈ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００２９】
【数６】
ただし、
【００３１】
【数７】
なお、θは任意の値である。
【００３３】
フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、同一の周波数−減衰量特性を有する。ここで、ｍ＝２である場合の、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を図４に示す。図４において、縦軸はフィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、横軸は被測定信号の周波数ｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。図４によれば、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有している事が分かる。ｍ＝２以外の場合も、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有する。
【００３４】
次に、混合器８１０の出力信号のスペクトラムと、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性と、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性とを図５に示す。混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、以下の条件下におけるものである。まず、混合器８１０において、電圧信号Ｅｄｕｔおよび電圧信号Ｅｒｒが入力される端子をＲＦ端子、局部発信器８２０の出力信号が入力される端子をＬＯ端子、出力端子をＩＦ端子とする。混合器８１０のＲＦ端子−ＩＦ端子間のアイソレーションを６０ｄＢ、混合器８１０のＬＯ端子−ＩＦ端子間のアイソレーションを４６ｄＢとする。電圧信号Ｅｄｕｔおよび電圧信号Ｅｒｒの周波数、すなわち、測定信号の周波数ｆｍは、３０ｋＨｚとする。局部発信器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯは、４０ｋＨｚとする。また、電圧信号Ｅｄｕｔまたは電圧信号Ｅｒｒ、ならびに、局部発信器８２０の出力信号は、２，３，５，７次のスプリアスを含む。２次のスプリアスは−６０ｄＢｃ、３次から７次のスプリアスのそれぞれは−７０ｄＢｃとする。さらに、低域濾波器８３０の遮断周波数ｆｃは、４０ｋＨｚとする。
【００３５】
図５において、点線は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を示している。また、図５において、破線は、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性を示している。さらに、図５において、縦実線は、混合器８１０の出力信号のスペクトラムを示している。なお、混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、被測定信号の周波数ｆＩＦで振幅と周波数を正規化している。図５において、左側の縦軸は信号スペクトラムを、右側の軸は減衰量を、横軸は被測定信号の周波数ｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎになるよう設定しているので、混合器８１０の出力信号には、被測定信号の周波数（ｆＩＦ）成分に加えて、被測定信号の高調波周波数に存在する信号成分が含まれる。被測定信号の高調波周波数に存在する信号成分は、測定結果に影響を及ぼすので、不要である。図５によれば、これらの不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５によって顕著に減衰される事が分かる。ところで、ｍ＝２の場合、フィルタ８６０またはフィルタ８６５は、７ｆＩＦ付近において減衰効果が低い。しかし、アンチエイリアスフィルタである低域濾波器８３０によって、少なくとも４ｆＩＦ以上の周波数成分は遮断されるので、結局、７ｆＩＦ付近の成分も減衰される。
【００３６】
次に、測定誤差に関する表を表１に示す。表１には、混合器８１０の出力信号、低域濾波器８３０の減衰量、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、ならびに、測定誤差を示している。誤差１は、混合器８１０の出力信号がフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。また、誤差２は、混合器８１０の出力信号が低域濾波器８３０ならびにフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。
【００３７】
【表１】
表１を見て明らかなように、フィルタ８６０またはフィルタ８６５のみにより測定誤差は０．１％未満に抑制されている事が分かる。
【００３９】
さて、フィルタ８６０およびフィルタ８６５のフィルタ係数は、互いに直交している。従って、フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、被測定信号のベクトル、すなわち、被測定信号の同相成分と直交成分を測定する事ができる。フィルタ８６０およびフィルタ８６５は、スイッチ７３０の切替により、電圧信号Ｅｄｕｔが選択された時の被測定信号の同相成分および直交成分と、電圧信号Ｅｒｒが選択された時の被測定信号の振幅情報および位相情報とを測定する。
【００４０】
最後に、ＣＰＵ７５０は、それぞれの同相成分および直交成分とから電圧信号Ｅｄｕｔと電圧信号Ｅｒｒとのベクトル比を測定する。
【００４１】
なお、信号源２００および局部発振器８２０は、その発振周波数の差が所定の周波数になるように、ＣＰＵ７５０により制御される。また、信号源２００および局部発振器８２０の発振周波数は、被測定物４００に印加する信号の周波数に応じて変化する。
【００４２】
以上説明したように、インピーダンス測定装置６００は、測定信号の周波数ｆｍと被測定信号の周波数ｆＩＦの選択、低域濾波器８３０、および、フィルタ８６０またはフィルタ８６５の総合作用により、測定信号から被測定信号のみを抽出し、その被測定信号の同相成分と直交成分を測定する事ができる。また、低域濾波器８３０の遮断周波数ｆｃは従来よりも高い周波数に設定する事ができるので、インピーダンス測定装置６００の測定を高速化できる。さらに、同相成分および直交成分を測定するための計算回数は、ｍ＝２の場合たったの１５回であるので、インピーダンス測定装置６００の測定は一層高速化される。
【００４３】
ところで、使用するＡ／Ｄ変換器の仕様上の制限などにより、被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎになるように設定できず、測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎから多少ずれた周波数に設定せざるを得ない場合がある。そのような場合であっても、上述の高速化の効果は、同様に得られる。以下に、その一例を示す。
【００４４】
例えば、測定信号の周波数ｆｍを３０ｋＨｚ、局部発振器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯを３９．３７５ｋＨｚ、被測定信号の周波数ｆＩＦを９．３７５ｋＨｚ、とする。この場合、Ｎは整数とはならない（Ｎ＝３．２）。
【００４５】
ここで、混合器８１０の出力信号のスペクトラムと、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性と、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性とを図６に示す。混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、図５の場合とほぼ同一の条件下におけるものである。ただし、測定信号の周波数ｆｍを３０ｋＨｚとする。また、局部発信器８２０の出力信号の周波数ｆＬＯは、３９．３７５ｋＨｚとする。
【００４６】
図６において、点線は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数−減衰量特性を示している。また、図６において、破線は、低域濾波器８３０の周波数−減衰量特性を示している。さらに、図６において、縦実線は、混合器８１０の出力信号のスペクトラムを示している。なお、混合器８１０の出力信号のスペクトラムは、被測定信号の周波数ｆＩＦで振幅と周波数を正規化している。図６において、左側の縦軸は信号スペクトラムを、右側の軸は減衰量を、横軸はｆＩＦで正規化した周波数を、それぞれ示している。混合器８１０の出力信号には、被測定信号の周波数（ｆＩＦ）成分の他に、様々な周波数の不要な信号成分が含まれる。図６によれば、これらの不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５によって減衰される事が分かる。なお、ｍ＝２の場合、ｆｍが１．７ｆＩＦから６．３ｆＩＦの間の値であれば、混合器８１０で発生する不要な信号成分は、フィルタ８６０またはフィルタ８６５により１５ｄＢ以上減衰される。
【００４７】
次に、測定誤差に関する表を表２に示す。表２には、混合器８１０の出力信号、低域濾波器８３０の減衰量、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の減衰量、ならびに、測定誤差を示している。誤差１は、混合器８１０の出力信号がフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。また、誤差２は、混合器８１０の出力信号が低域濾波器８３０ならびにフィルタ８６０またはフィルタ８６５によって濾波された場合の測定誤差である。
【００４８】
【表２】
表２を見て明らかなように、フィルタ８６０またはフィルタ８６５のみにより測定誤差は０．１％未満に抑制されている事が分かる。従って、被測定信号の周波数ｆＩＦを測定信号の周波数ｆｍの１／Ｎから多少ずれて周波数に設定せざるを得ない場合であっても、測定確度を犠牲にする事無く、測定が高速化される。
【００５０】
さて、近年、高速測定の用途では、オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器が多用されている。オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数を越える周波数で標本化するＡ／Ｄ変換器であり、ナイキスト周波数に対する標本化周波数の比が大きいほどダイナミックレンジが改善される事を特徴とする。オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数のｘ倍のクロック周波数で標本化し、さらに内部でフィルタリングやノイズシェーピングを施し出力する。また、オーバー・サンプリングＡ／Ｄ変換器は、ナイキスト周波数を超えて高速に標本化データを出力する。
【００５１】
第一の実施形態におけるインピーダンス測定装置２００は、上記のように高速なＡ／Ｄ変換器を用いる場合、さらに改善が可能である。以下に、その例を本発明の第二の実施形態として説示する。第二の実施形態は、インピーダンス測定装置６００において、フィルタ８６０およびフィルタ８６５をフィルタ８７０およびフィルタ８７５に代えたものである。なお、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５の前段に、平均化器Ａｖが備えられたものである。第二の実施形態におけるインピーダンス測定装置は、Ａ／Ｄ変換器８５０の標本化周波数がｆｓｘに変更される。
【００５２】
【数８】
第二の実施形態では、標本化周波数ｆｓｘで標本化されたデータＶ（ｕ）を順にｘ個毎に平均化し、その平均化データＶａ（ｎ）をフィルタ処理するようにしている。フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、平均化、ならびに、フィルタ係数ｈ００（ｋ）およびｈ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００５４】
【数９】
フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、同一の周波数−減衰量特性を有する。ここで、ｍ＝２且つｘ＝２である場合の、フィルタ８７０およびフィルタ８７５の周波数−減衰量特性を図８に示す。図８によれば、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有している事が分かる。さらに、図４において高周波側に現れていた通過帯域においても顕著な減衰特性を有しており、フィルタ特性が改善されている事が分かる。ｍ＝２以外の場合も、フィルタ８７０およびフィルタ８７５は、被測定信号の高調波成分に相当する周波数付近に顕著な減衰特性を有する。
【００５６】
第二の実施形態のインピーダンス装置は、フィルタ８７０およびフィルタ８７５に代えて、フィルタ８８０およびフィルタ８８５を用いる事もできる。ここで、フィルタ８８０およびフィルタ８８５の内部ブロックを図９に示す。フィルタ８８０およびフィルタ８８５は、フィルタ８６０およびフィルタ８６５と似ているが、同一のフィルタ係数がｘ個連続する点で異なる。フィルタ８８０およびフィルタ８８５は、フィルタ係数ｇ００（ｋ）およびｇ９０（ｋ）の作用により、次式で表される応答特性を有している。
【００５７】
【数１０】
ただし、
【００５９】
【数１１】
なお、θは任意の値である。フィルタ８８０およびフィルタ８８５の周波数−減衰量特性は、フィルタ８７０およびフィルタ８７５を用いた場合と同一で、図８に示す通りである。
【００６１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、所望の周波数信号の同相成分および直交成分を測定するベクトル測定装置において、第一の濾波手段と第二の濾波手段とを備え、第一の濾波手段は、そのインパルス応答が所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされ、第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とするようにしたので、測定信号のベクトル測定を高速に行う事ができる。
【００６２】
また、ベクトル測定装置において、周波数変換手段を設ける場合に、周波数変換手段による変換前の周波数と変換後の周波数との比を２以上の整数とし、周波数変換手段の出力信号を第一の濾波手段および第二の濾波手段に入力するようにしたので、周波数変換手段の後置される低域濾波器の帯域を広くする事ができ、結果として、測定信号のベクトル測定を高確度に且つ高速に行う事ができる。
【００６３】
さらに、第一の濾波手段およびの第二の濾波手段は、ＦＩＲ型フィルタとしたので、例えば、ＦＰＧＡなどで容易に実現する事ができＤＳＰが不要であるので、ベクトル測定装置の低コスト化、省電力化、および、省スペース化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるインピーダンス測定装置の概略構成図である。
【図２】本発明技術によるインピーダンス測定装置の概略構成を示す図である。
【図３Ａ】フィルタ８６０の内部ブロックを示す図である。
【図３Ｂ】フィルタ８６５の内部ブロックを示す図である。
【図４】フィルタ８６０およびフィルタ８６５の周波数―減衰量特性を示す図である。
【図５】混合器５３０の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図６】混合器５３０の出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図７Ａ】フィルタ８７０の内部ブロックを示す図である。
【図７Ｂ】フィルタ８７５の内部ブロックを示す図である。
【図８】フィルタ８７０およびフィルタ８７５の周波数―減衰量特性を示す図である。
【図９Ａ】フィルタ８８０の内部ブロックを示す図である。
【図９Ｂ】フィルタ８８５の内部ブロックを示す図である。
【符号の説明】
１００ インピーダンス測定装置
２００ 信号源
３００ 自動平衡ブリッジ
３１０ レンジ抵抗器
３２０ 比較器
４００ 被測定物
５００ ベクトル比測定装置
５１０，５１１，５１２，５１３ バッファアンプ
５２０ スイッチ
５３０ 混合器
５４０ 局部発信器
５５０ 低域濾波器
５６０ アナログ・ディジタル変換器
５７０ ディジタル・シグナル・プロセッサ
５８０ ＣＰＵ
６００ インピーダンス測定装置
７００ ベクトル比測定装置
７１０，７３０，７４０，８４０ バッファアンプ
７３０ スイッチ
８００ ベクトル測定装置
８１０ 混合器
８２０ 局部発信器
８３０ 低域濾波器
８５０ アナログ・ディジタル変換器
８６０，８６５ フィルタ
７５０ ＣＰＵ
Claims (20)
- 所望の周波数信号の同相成分および直交成分を測定するベクトル測定装置であって、
そのインパルス応答が互いに直交する第一の濾波手段と第二の濾波手段と、
を備え、
前記第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、
前記第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とする、
ことを特徴とするベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段は、そのインパルス応答が所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、
前記第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされる、
ことを特徴とする請求項１に記載のベクトル測定装置。 - 所望の周波数信号の同相成分および直交成分を測定するベクトル測定装置であって、
周波数変換手段と、
前記周波数変換手段の出力信号を濾波する濾波手段であって、そのインパルス応答が互いに直交する第一の濾波手段と第二の濾波手段と、
を備え、
前記第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、
前記第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とする、
ことを特徴とするベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段は、そのインパルス応答が前記周波数変換手段により周波数変換された後の前記所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、
前記第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記周波数変換手段により周波数変換された後の前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされる、
ことを特徴とする請求項３に記載のベクトル測定装置。 - 前記所望の周波数信号は、前記周波数変換手段により変換される前の周波数と前記周波数変換手段により変換された後の周波数との比が、２以上の整数であることを特徴とする請求項３または請求項４に記載のベクトル測定装置。
- 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、前記所望の単一周波数信号の周期を自然数倍した長さのフィルタ係数列を有するディジタルフィルタである、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｎ）について次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ・ｘ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｕ）についてｘ個ずつ平均化して信号Ｖａ（ｎ）を生成し、さらに、信号Ｖａ（ｎ）について次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ・ｘ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｕ）について、次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のベクトル測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段に前置される標本化手段を備える事を特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のベクトル測定装置。
- ベクトル測定装置を備えるインピーダンス測定装置であって、
前記ベクトル測定装置は、
そのインパルス応答が互いに直交する第一の濾波手段と第二の濾波手段と、
を備え、
前記第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、
前記第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とする、
ことを特徴とするインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段は、そのインパルス応答が所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、
前記第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされる、
ことを特徴とする請求項１１に記載のインピーダンス測定装置。 - 所望の周波数信号の同相成分および直交成分を測定するベクトル測定装置であって、
周波数変換手段と、
前記周波数変換手段の出力信号を濾波する濾波手段であって、そのインパルス応答が互いに直交する第一の濾波手段と第二の濾波手段と、
を備え、
前記第一の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の同相成分とし、
前記第二の濾波手段の出力を前記所望の周波数信号の直交成分とする、
ことを特徴とするインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段は、そのインパルス応答が前記周波数変換手段により周波数変換された後の前記所望の周波数信号と同一周波数の正弦関数で重み付けされ、
前記第二の濾波手段は、そのインパルス応答が前記周波数変換手段により周波数変換された後の前記所望の周波数信号と同一周波数の余弦関数で重み付けされる、
ことを特徴とする請求項１３に記載のインピーダンス測定装置。 - 前記所望の周波数信号は、前記周波数変換手段により変換される前の周波数と前記周波数変換手段により変換された後の周波数との比が、２以上の整数であることを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載のインピーダンス測定装置。
- 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、前記所望の単一周波数信号の周期を自然数倍した長さのフィルタ係数列を有するディジタルフィルタである、
ことを特徴とする請求項１１乃至１５のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｎ）について次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１１乃至１６のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ・ｘ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｕ）についてｘ個ずつ平均化して信号Ｖａ（ｎ）を生成し、さらに、信号Ｖａ（ｎ）について次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１１乃至１６のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段は、ディジタル・フィルタであって、
前記所望の周波数信号の４ｍ・ｘ倍の周波数で標本化された前記所望の周波数信号Ｖ（ｕ）について、次式で表される処理を施し、前記第一の濾波手段の出力Ｖ００（ｎ）および前記第二の濾波手段の出力Ｖ９０（ｎ）を生成する、
ことを特徴とする請求項１１乃至１６のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。 - 前記第一の濾波手段および前記第二の濾波手段に前置される標本化手段を備える事を特徴とする請求項１１乃至１９のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003087144A JP2004294269A (ja) | 2003-03-27 | 2003-03-27 | ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 |
| US10/809,297 US20040189326A1 (en) | 2003-03-27 | 2004-03-25 | Vector-detecting apparatus and impedance measuring apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003087144A JP2004294269A (ja) | 2003-03-27 | 2003-03-27 | ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004294269A true JP2004294269A (ja) | 2004-10-21 |
| JP2004294269A5 JP2004294269A5 (ja) | 2006-06-22 |
Family
ID=32985155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003087144A Pending JP2004294269A (ja) | 2003-03-27 | 2003-03-27 | ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20040189326A1 (ja) |
| JP (1) | JP2004294269A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007272438A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Nohmi Bosai Ltd | 火災感知器 |
| JP2013027171A (ja) * | 2011-07-21 | 2013-02-04 | Sony Corp | 検知装置、受電装置、送電装置、非接触電力伝送システム及び検知方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004317345A (ja) * | 2003-04-17 | 2004-11-11 | Agilent Technol Inc | 狭帯域増幅器およびインピーダンス測定装置 |
| US8005435B2 (en) * | 2007-04-30 | 2011-08-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Ultra-wideband transceiver |
| JP2013059236A (ja) | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Sony Corp | 検知装置、受電装置、送電装置、非接触電力伝送システム及び検知方法 |
| EP3385730A1 (en) * | 2017-03-31 | 2018-10-10 | Senxellion GmbH | High impedance sensing integrated circuit |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62204166A (ja) * | 1986-03-04 | 1987-09-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | ベクトル電圧比測定装置 |
| US5719571A (en) * | 1995-09-22 | 1998-02-17 | Sony Corporation | Sampling rate converting method and apparatus |
| JPH09138251A (ja) * | 1995-11-15 | 1997-05-27 | Advantest Corp | 隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法 |
| US6026129A (en) * | 1996-03-27 | 2000-02-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths |
| US6704324B1 (en) * | 1998-03-25 | 2004-03-09 | Paradyne Corporation | Apparatus and method for transmission of voice band signals over a DSL line |
| JPH11284588A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Yamaha Corp | 通信装置、通信方法及びプログラムを記録した媒体 |
| US6724832B1 (en) * | 1999-01-29 | 2004-04-20 | Adc Broadband Wireless Group, Inc. | Vestigial sideband generator particularly for digital television |
| US6801320B2 (en) * | 2002-10-15 | 2004-10-05 | Agilent Technologies, Inc. | Method and apparatus for a Jones vector based heterodyne optical polarimeter |
-
2003
- 2003-03-27 JP JP2003087144A patent/JP2004294269A/ja active Pending
-
2004
- 2004-03-25 US US10/809,297 patent/US20040189326A1/en not_active Abandoned
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007272438A (ja) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Nohmi Bosai Ltd | 火災感知器 |
| JP2013027171A (ja) * | 2011-07-21 | 2013-02-04 | Sony Corp | 検知装置、受電装置、送電装置、非接触電力伝送システム及び検知方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20040189326A1 (en) | 2004-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5631628B2 (ja) | プラズマｒｆ源測定用マルチレート処理 | |
| US20060235638A1 (en) | Method and an apparatus for measuring high-frequency intermodulation products | |
| US8378693B2 (en) | Vector network analyzer (VNA) on a chip | |
| CN104122444B (zh) | 全数字中频频谱分析仪及频谱分析方法 | |
| US7443322B2 (en) | Device for testing an analog-to-digital converter | |
| JP2014103671A (ja) | Ｒｆ信号源の校正方法及び振幅平坦及び位相リニアリティ校正器 | |
| Pintelon et al. | Real-time integration and differentiation of analog signals by means of digital filtering | |
| US5117179A (en) | Swept signal analysis instrument and method | |
| JP2004294269A (ja) | ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置 | |
| JP5347507B2 (ja) | 信号品質測定装置、スペクトラム測定回路、プログラム | |
| Sarson et al. | Using distortion shaping technique to equalize ADC THD performance between ATEs | |
| Komuro et al. | Total harmonic distortion measurement system of electronic devices up to 100 MHz with remarkable sensitivity | |
| Sudani et al. | A comparative study of state-of-The-Art high-performance spectral test methods | |
| Ursic et al. | Digital receivers offer new solutions for beam instrumentation | |
| EP2382708B1 (en) | System for calibrating a time constant of an integrated circuit, and integrated circuit provided with such a system. | |
| JPH10126217A (ja) | デシメーションフィルタ | |
| US10768221B2 (en) | Test equipment, method for operating a test equipment and computer program | |
| Senchenko et al. | Investigation of the Effect of ADC Imperfections on the Amplitude Spectrum Measurement Error for a Quadrature Demodulator Technique | |
| KR101810067B1 (ko) | 표본화를 이용한 임피던스 크기 및 위상 측정 회로 | |
| Wittbold Jr et al. | Optimal filtering in fourier transform NMR | |
| Potter et al. | A novel 250 MHz-26.5 GHz reflection analyzer | |
| US11592858B1 (en) | Fast LCR meter with sub-balancing | |
| CN113311240A (zh) | 一种超外差高频阻抗测试设备 | |
| Asami et al. | A method to improve the performance of high-speed waveform digitizing | |
| Lowdermilk et al. | Signal conditioning and data collection in synthetic instruments [ATE systems] |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060306 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060306 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090109 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090122 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20090624 |