JP5347507B2 - 信号品質測定装置、スペクトラム測定回路、プログラム - Google Patents

Description

本発明は、ＬＳＩ（集積回路）の信号品質を測定する技術に関する。

近年、ＬＳＩの動作周波数が向上し、また、ＧＨｚ帯域を用いる無線（ＲＦ）ＬＳＩの需要が高まっている。そのため、無線ＬＳＩの試験において、無線ＬＳＩの信号品質を測定し、無線ＬＳＩの選別や補正を行う重要性が増してきている。

関連する無線ＬＳＩの試験においては、ディジタルテスタを用いて、ウェハ上で大量の無線ＬＳＩの測定を並列に行うという方法が採られている。この方法は、安価でかつ測定時間が短いという利点がある一方で、帯域の狭い（およそ、数１００ＭＨｚ以下）ディジタル信号のみしか測定することができないという問題がある。

そこで、高速（ＧＨｚ）なアナログＩ／Ｏに対応した専用プロービング装置およびスペクトラムアナライザなどの専用測定装置を用いて、１個ずつ無線ＬＳＩの測定を行うという方法を採ることが考えられる。しかし、この方法は、装置コストおよび測定時間が増大するという問題がある。

そのため、最近は、無線ＬＳＩの試験を、より低コストでかつ高速に行いたいという要求が高まっている。

例えば、ＲＦ受信器の試験においては、高速なキャリア信号であってかつ−１００ｄＢｍレベルの微弱信号をＲＦ受信器に入力し、エラーレートなどを測定し、ＲＦ受信器の選別や補正を行っている。

これに対応すべく、関連する信号品質測定装置は、図１に示すように、ＲＦ受信器１２０３に対し、チップ外の任意波形発生器１２０１および波形減衰器（アッテネータ）１２０２を介して信号を入力する構成となっている。しかし、この装置は、測定時間がかかりすぎるという問題や、装置コストが高くなってしまうという問題があった。

この問題を解決するため、図２に示すように、チップ内に波形減衰器１３０３を内蔵させ、ＲＦ送信器１３０１の出力信号を、波形減衰器１３０３を介することで７０〜１００ｄＢｍ減衰させた上で、ＲＦ受信器１３０２に入力する構成が提案されている。この構成で行う試験は、送信器−受信器間対向試験と称される。これにより、ＲＦ受信器１０３０２に対して、チップ外から信号を与えることなく、チップ内のＲＦ送信器１３０１から適切な強度の信号を与えることができるため、測定時間の短縮化および装置コストの低減を図ることができる。

しかし、近年、ＲＦチップのプロセスが微細化し、また、波形減衰器に用いる素子のばらつきなどによってチップ間の信号強度のばらつきが大きくなってきている。そのため、送信器−受信器間対向試験では、測定精度を保証すること、つまりＲＦ受信器へ入力される信号の強度を測定し、ＲＦ送信器から出力される信号の強度を適切に設定すること、が困難になってきている。そこで、ＲＦ受信器に入力される信号の強度や波形減衰器の特性を、高精度にかつチップ外の安価なディジタルテスタ等の測定装置でも測定可能な技術が要求されている。

また、ＲＦ送信器の試験においても、キャリア周波数ｆ_０を有する、ＲＦ送信器の出力信号の強度が仕様を満たしているかを観測することが重要になっている。

ところが、ＲＦ送信器の出力信号の信号波形には、波形ひずみ（単一周波数正弦波からの波形差分）成分として、Ｋ＊ｆ_０（Ｋ＝２，３，４，…）の高調波成分が存在する。しかし、法規では、高調波成分の信号強度を一定値以下にすることが定められているため、異常な高調波成分が出力されていないかを測定することも必須である。また、近年、ＲＦチップのプロセスが微細化し、また、帯域除去フィルタのオンチップ化などにより、ＲＦチップ間の高調波成分の信号強度のばらつきが大きくなってきている。

そのため、無線ＬＳＩごとに、信号強度の周波数分布（スペクトラム）を測定する信号強度スペクトラム試験を行うことが必要となってきている。

そこで、関連する信号品質測定装置は、無線ＬＳＩの信号強度を測定し、その測定値を従来のテスタ環境でも測定可能なＤＣ電圧値に変換するスペクトラム測定回路を設けている。

関連するスペクトラム測定回路としては、主に以下の３つが提案されている。

関連するスペクトラム測定回路の第１の例として、非特許文献１には、図３に示すように、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１４０１、ミキサ１４０２、帯域透過フィルタ１４０３、およびディジタル−アナログ変換器１４０４からなる構成のスペクトラム測定回路が開示されている。この構成は、Ｌｏｗ−ＩＦ ＲＦ受信器の構成とほぼ同じである。

しかし、第１の例の場合、帯域透過フィルタ１４０３やＬＮＡ１４０１といったアナログ回路を多用しているために、面積や設計複雑度が増大するという問題がある。さらに、被測定信号のキャリア周波数ｆ_０成分の測定のためにミキサ１４０２に注入する信号の周波数をｆ_０にしたとき、被測定信号にＫ＊ｆ_０の高調波成分が存在した場合、キャリア周波数成分の信号強度が一定であっても、高調波成分の信号強度に応じて測定結果が変化してしまうという問題がある。

そこで、一般的なＲＦ受信器と同様に、アンチエイリアシングフィルタを入力部分に付加する必要がある。しかし、アンチエイリアシングフィルタを付加すると、面積オーバヘッドが増大してしまうという問題がある。さらに、異なる周波数成分を測定する際に、アンチエイリアシングフィルタのフィルタ特性を、周波数成分ごとに変更する必要があるため、フィルタ特性を変更する機能の追加により面積が増大してしまうという問題がある。

関連するスペクトラム測定回路の第２の例として、非特許文献２には、電圧比較回路を用いて信号波形を測定し、その測定結果をスペクトラム測定に流用するスペクトラム測定回路が開示されている。しかし、５次高調波（５ｆ_０）成分の信号強度を測定するためには、サンプリング定理によって、その２倍の１０ｆ_０以上の分解能を有する測定装置が必要となる。そのため、測定ポイントの増大により測定時間が増加してしまうという問題や、広帯域なコンパレータ回路が必要となることにより面積や設計複雑度が増大してしまうという問題がある。

関連するスペクトラム測定回路の第３の例として、非特許文献３には、自己相関を求めるスペクトラム測定回路が開示されている。第３の例の動作の概要を図４に示す。

第３の例では、被測定信号の電圧を、第１および第２の測定装置を用いて測定する。このとき、周波数ｆ_０（＝周期ｔ_０）成分の測定のために、第１および第２の測定装置で被測定信号の電圧を測定するタイミングをｔ_０だけずらす。そして、第１および第２の測定装置の各々の測定結果（ｖ（Ｔｉ），ｖ（Ｔｉ＋ｔ_０））の相関係数Ｒ（ｔ）＝ｖ（Ｔｉ）＊ｖ（Ｔｉ＋ｔ_０）を算出した後、フーリエ変換を用いて信号強度スペクトラムを得る。

しかし、第３の例の場合、図５に示すように、周波数ｆ_０（＝周期ｔ_０）の測定時において、被測定信号のうちｆ_０成分、２ｆ_０成分、３ｆ_０成分、…の信号に対しては、いずれも時間差ｔ_０で測定した自己相関係数Ｒ（τ）はすべて同じとなる。そのため、周波数ｆ_０の測定時に（つまり、ｔ＝ｔ_０）、高調波成分と周波数ｆ_０成分との信号強度の区別がつかない、という問題がある。また、あらゆる位相差の結果を用いて自己相関関数を求める必要があることから、測定時間が増大してしまうという問題や、あらゆる位相差で測定するためにランダムな位相を発生する装置などが必要となることから、設計複雑度が増大してしまうという問題がある。

高調波成分の測定を、簡易かつ小面積な構成で実現するスペクトラム測定回路として、ロックインアンプを用いる構成がある。この構成では、周波数ｆ_０のパルス波に応じて入力信号のスイッチング動作を行い、スイッチの出力信号を時定数が十分大きなフィルタで平滑化、つまり電圧平均化処理をすると、スイッチの出力信号が周波数ｆ_０成分の強度に応じたＤＣ電圧値に変換される。この処理を、パルス波の周波数を変えるたびに繰り返し行うことにより、信号強度スペクトラムの測定が可能となる。

ロックインアンプを用いた、関連するスペクトラム測定回路の第４の例の構成を図６に示す。以下、図６に示すスペクトラム測定回路の動作を、図７に示すタイミング図を用いて説明する。ここでは、被測定信号１７０１の周波数成分がｆ_０であり、振幅Ａ、位相θ、ＤＣオフセットＢであるものとして説明する。

被測定信号１７０１を、クロック信号１７０２で制御されたスイッチ１７０３を通過させ、平均値出力回路１７０５に入力する。すると、平均値出力回路１７０５からは、スイッチ１７０３がオンであった期間の被測定信号１７０１の平均電圧Ｖａｖｅが出力されることになる。ここでは、Ｖａｖｅは、（２Ａｃｏｓθ／π）＋Ｂとなる。

このように、スイッチ１７０３および平均値出力回路１７０５を用いることにより、信号波形を、その信号強度（振幅Ａ）に比例したＤＣ電圧（時間によって変動しない電圧）に変換することができる。しかし、Ｖａｖｅの測定結果のみでは、被測定信号１７０１の位相θに応じてＤＣ電圧の値がずれてしまうという問題と、被測定信号１７０１にオフセット電圧Ｂが含まれていると、このオフセット電圧ＢがそのままＤＣ電圧の値に反映されてしまい、信号振幅Ａと区別できない、という問題があった。

被測定信号のオフセット電圧および位相に応じて測定結果が変動してしまう問題を解決する技術として、特許文献１に記載の方法がある。この方法は、図８に示すように、制御回路１９０１の出力タイミングで離散的に被測定信号ｆ（ｔ）１９０２から電荷を取り込んで、加算信号ＡＤＤと減算信号ＳＵＢの値に応じて電荷量を変化可能なスイッチドキャパシタ回路１９０２を用意する。制御回路１９０１の動作タイミングは、図９に示すように、第１のスイッチドキャパシタ回路１９０３には解析周波数の正弦波信号２００１の振幅を多値で近似したものを、第２のスイッチドキャパシタ回路１９０３には解析周波数の余弦波信号の振幅を多値で近似したものを用いる。そして、その多値の振幅に応じた単位時間あたりの取り込み回数（制御回路１９０１の周波数のｍ倍（ｍ＝１，２，３））で、スイッチドキャパシタ回路１９０３により入力信号から離散的に電荷を取り込み、その取り込み値を２乗して加算後に平方根をとることにより、両者の位相角に影響されない出力、すなわち入力信号に含まれる解析周波数成分のパワースペクトラムを得る。この方法により、被測定信号ｆ（ｔ）１９０２の位相θやオフセット電圧Ｂの値に依存しない結果を得られる。

しかしながら、上記方法では、被測定信号の周波数の逓倍のパルス波を生成し、スイッチドキャパシタ回路を動作させる必要があるため、被測定信号の周波数が１ＧＨｚを超えるＲＦ信号のスペクトラム測定においては、パルス波生成回路やスイッチドキャパシタ回路のスイッチ動作を４ＧＨｚを越えて行う必要があり、設計が困難となる。さらに、ＲＦ信号の高調波（１ＧＨｚの整数倍）測定にあたっては、パルス波生成回路やスイッチドキャパシタ回路のスイッチ動作を４ＧＨｚの整数倍の速度となるため、さらに設計困難となる。また、加算・減算回路が可能なスイッチドキャパシタ回路に用いられるキャパシタ回路は、無極性（両極の電圧に応じて電荷量が変化しない）である必要があるが、一般的なゲート容量は極性があるため、適用が困難である。また、正弦波信号の近似方法（制御回路の周波数のｍ倍（ｍ＝１，２，３）の組み合わせ）では、近似正弦波信号成分から３次・５次高調波成分を完全に除去することができないため、被測定信号に３次・５次信号が含まれている場合、その値に応じて測定結果が変動してしまう、という課題もあった。

上述したように、関連する信号品質測定装置においては、次のような課題があった。

信号強度スペクトラム試験における課題は、被測定信号の信号強度の測定結果が、被測定信号の奇数次高調波成分の影響を受けてしまうという点にある。また、被測定信号の位相やオフセット電圧による変動を受けないことと、高帯域の被測定信号を測定可能にすることとの両立が困難であるという点にある。

送信器−受信器間対向試験における課題は、受信器の入力信号の強度や波形減衰器の特性を、高精度にかつ安価に測定することができないという点にある。
特開２０００−９７６８号公報 ＶＬＳＩ Ｔｅｓｔ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，２００５．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ．２３ｒｄ ＩＥＥＥ ｐｐ．１３１−１３６，Ｍａｙ ２００５ Ｓｙｍｐ．ＶＬＳＩ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｄｉｇ． １８，ｐｐ．２４０−２４３ ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ，ＶＯＬ．４０，ＮＯ．４，ＡＰＲＩＬ ２００５，ｐｐ８２０

そこで、本発明の第１の目的は、無線ＬＳＩの信号強度スペクトラム試験において、被測定信号の信号強度を被測定信号よりも高い周波数のクロックを用いずに測定可能とし、さらにクロックの位相をずらして測定した結果を用い、演算処理を行うことで、被測定信号の位相や奇数次高調波成分の影響を除去することができる技術を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、無線ＬＳＩの送信器−受信器間対向試験において、受信器の入力信号の強度や波形減衰器の特性を、高精度にかつ安価な外部の測定装置でも測定することができる技術を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明は、試験対象の送信器および受信器と、送信器から出力された被測定信号を減衰させた上で受信器に入力する波形減衰器と、送信器から出力された被測定信号の信号強度を測定するスペクトラム測定回路と、を有する信号品質測定装置に適用される。

本発明の特徴点は、スペクトラム測定回路は、位相変調量の設定が切り替えられる度に、クロック信号の位相を当該位相変調量だけずらした位相変調信号を出力するＮ（Ｎは２以上の整数）相クロック発生回路と、送信器から出力された被測定信号とＮ相クロック発生回路から出力された位相変調信号との積をとるミキサ回路と、ミキサ回路の出力信号の平均電圧値を出力する平均値出力回路と、Ｎ相クロック発生回路の位相変調量ごとに、平均値出力回路から出力される平均電圧値を格納するメモリと、メモリに格納された、Ｎ相クロック発生回路の位相変調量ごとの平均電圧値を用いて、被測定信号の信号強度を演算する演算器と、を有する点にある。

この構成によれば、クロック信号を使用した場合の平均値出力回路の平均電圧値に限らず、クロック信号の位相をずらした位相変調信号を使用した場合の平均値出力回路の平均電圧値を用いて、クロック信号を使用した場合の平均電圧値を用いるだけでは解決できなかった課題を解決すること、すなわち被測定信号の信号強度の測定結果から被測定信号の位相や奇数次高調波成分の影響を除去することができる。

さらに、この構成で用いるクロック信号の周波数は、測定したいスペクトラム成分の周波数と同一、あるいはその１／ｍ倍（ｍは整数）でよいため、従来の被測定信号の周波数の逓倍のパルス波を生成し、スイッチ動作を行う必要がなくなり、設計の容易化が実現できる。

また、本発明の他の特徴点は、波形減衰器は、外部から電圧が印加される第１および第２の端子と、一端が第１の端子に接続される第１の抵抗と、一端が第２の端子に接続され、他端が第１の抵抗の他端に接続される第２の抵抗と、一端が第１および第２の抵抗の接続点に接続され、他端が接地される第３の抵抗と、を有する点にある。

この構成によれば、波形減衰器の第１および第２の端子にＤＣ電圧を印加し、そのときの電流値をチップ外で読み取ることにより、波形減衰器を構成する第１〜第３の抵抗の抵抗値を高精度に測定することができる。また、スペクトラム測定回路により測定された被測定信号の信号強度をチップ外で読み取ることもできる。

したがって、受信器の入力信号の強度や波形減衰器の特性を、高精度にかつ安価なチップ外のディジタルテスタ等の測定装置でも測定することができる。

関連する信号品質測定装置の一構成例を示すブロック図である。 関連する信号品質測定装置の他の構成例を示すブロック図である 関連するスペクトラム測定回路の第１の例の構成を示すブロック図である。 関連するスペクトラム測定回路の第３の例の動作を示す図である。 関連するスペクトラム測定回路の第３の例の問題点を説明するタイミング図である。 関連するスペクトラム測定回路の第４の例の構成を示すブロック図である。 関連するスペクトラム測定回路の第４の例の基本動作を説明するタイミング図である。 関連するスペクトラム測定回路の第５の例の構成を示すブロック図である。 関連するスペクトラム測定回路の第５の例の基本動作を説明するタイミング図である。 本発明の第１〜第３の実施形態の信号品質測定装置の全体構成を示すブロック図である。 本発明の第１〜第４の実施形態に係る波形減衰器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路の基本動作を説明するタイミング図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路において、被測定信号がキャリア周波数成分以外の周波数成分を含まない波形である場合に用いられる位相変調信号を説明するタイミング図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路において、図１３に示した位相変調信号を用いて被測定信号の信号強度を測定する過程を説明するタイミング図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路において、図１３に示した位相変調信号を用いて被測定信号の信号強度を測定する過程を説明するタイミング図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路において、被測定信号がキャリア周波数成分以外の周波数成分を有する波形である場合に用いられる位相変調信号ＭＯＤを説明するタイミング図である。 本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路において、被測定信号がキャリア周波数成分以外の周波数成分を有する波形である場合に用いられる位相変調信号ＭＯＤを説明するタイミング図である。 本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム測定回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム測定回路の構成の一部を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム測定回路の基本動作を説明するタイミング図である。 本発明の第４の実施形態の信号品質測定装置の構成の一部を示すブロック図である。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１０は、本発明の第１の実施形態の信号品質測定装置の全体構成を示すブロック図である。なお、後述の第２〜第３の実施形態の信号品質測定装置の全体構成は、図１０と同様である。

図１０に示すように、本実施形態の信号品質測定装置は、スペクトラム測定回路１０１と、ＲＦ送信器１０２と、ＲＦ受信器１０３と、波形減衰器１０４とを、同一チップ内に有する構成となっている。

本実施形態の信号品質測定装置においては、送信器−受信器間対向試験および信号強度スペクトラム試験において、ＲＦ送信器１０２の出力信号を、波形減衰器１０４を介することで７０〜１００ｄＢｍ減衰させた上で、ＲＦ受信器１０３に入力する。すなわち、ＲＦ受信器１０３に対し、チップ外から信号を与えることなく、チップ内のＲＦ送信器１０２から信号を与える。また、ＲＦ受信器１０３の入力信号の高調波成分の信号強度を一定値以下にするため、ＲＦ送信器１０２の出力信号の信号強度をスペクトラム測定回路１０１で測定する。

図１１は、本発明の第１の実施形態に係る波形減衰器１０４の構成を示すブロック図である。なお、後述の第２〜第４の実施形態に係る波形減衰器１０４の構成は、図１１と同様である。

図１１に示すように、波形減衰器１０４は、外部から電圧が印加される第１および第２の端子Ｘ１，Ｘ２と、一端が第１の端子Ｘ１に接続される抵抗２０１と、一端が第２の端子Ｘ２に接続され、他端が抵抗２０１の他端に接続される抵抗２０２と、一端が抵抗２０１，２０２の接続点に接続され、他端が接地される抵抗２０３とを有している。なお、抵抗２０１〜２０３の抵抗値は、それぞれＲ１〜Ｒ３となっている。

ここで、波形減衰器１０４の抵抗２０１〜２０３の抵抗値Ｒ１〜Ｒ３を測定する方法について説明する。

まず、第１の端子Ｘ１に電圧Ｖ１を印加するとともに、第２の端子Ｘ２をハイインピーダンス状態にする。そのときの電流をＩ１とすると、Ｖ１＝Ｉ１＊（Ｒ１＋Ｒ３）となる。

次に、第２の端子Ｘ２に電圧Ｖ２を印加するとともに、第１の端子Ｘ１をハイインピーダンス状態にする。そのときの電流をＩ２とすると、Ｖ２＝Ｉ２＊（Ｒ２＋Ｒ３）となる。

その後、第１の端子Ｘ１に電圧Ｖ３を印加するとともに、第２の端子Ｘ２を接地状態にする。そのときの電流をＩ３とすると、Ｖ３＝Ｉ３＊（Ｒ１＋（Ｒ２＊Ｒ３）／（Ｒ２＋Ｒ３））となる。

よって、上記の３つの式から、Ｒ１〜Ｒ３を求めることができるため、波形減衰器１０４の特性を高精度に測定することができる。

図１２は、本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１の構成を示すブロック図である。

図１２に示すように、本実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１は、スイッチ３０３と、Ｎ相クロック発生回路３０４（Ｎ＝２，３，・・・であり、設計時に決定される）と、平均値出力回路３０５と、メモリ３０７と、演算器３０８とを有している。

ここで、図１２に示したスペクトラム測定回路１０１の動作について、図１３のタイミング図を用いて説明する。

まず、被測定信号３０１が周波数ｆ_０の正弦波であり、振幅Ａ、位相θ、ＤＣオフセットＢである場合のスペクトラム測定回路１０１の動作について説明する。

この場合、被測定信号３０１のキャリア周波数ｆ_０成分の信号強度（信号振幅）を測定するために、クロック信号３０２の周波数をｆ_０に設定する。Ｎ相クロック発生回路３０４は、クロック信号３０２の位相を、位相変調量（３６０°／Ｎ）＊Ｍ（Ｍ＝０，１，・・・，（Ｎ−１）であり、外部より設定可能）だけずらした位相を有する位相変調信号ＭＯＤを出力する。Ｎ相クロック発生回路３０４から出力された位相変調信号ＭＯＤとクロック信号３０２との位相関係を図１４に示す。

位相変調信号ＭＯＤは、スイッチ３０３のオン・オフを制御する信号となる。位相変調信号ＭＯＤがハイレベルにある期間のみ、スイッチ３０３がオンとなり、被測定信号３０１はスイッチ３０３を通過することができる。

スイッチ３０３を通過した被測定信号３０１を平均値出力回路３０５に入力すると、平均値出力回路３０５から出力される信号３０６の平均電圧Ｖａｖｅは、スイッチ３０３がオンであった期間の被測定信号３０１の平均電圧値となる。Ｖａｖｅは、Ｎ相クロック発生回路３０４の制御に用いたＭの値ごとに、メモリ３０７に格納される。

その後、演算器３０８は、メモリ３０７に格納されたＶａｖｅの測定結果を基に、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定し、測定した信号強度に応じたＤＣ電圧を測定結果３０９として出力する。

例えば、Ｎ＝１、Ｍ＝０に固定した場合、つまりクロック信号３０２と位相変調信号ＭＯＤを同一とした場合、関連技術として図６に示したスペクトラム測定回路とほぼ同一の構成になる。しかし、Ｍ＝０のときのＶａｖｅの測定結果のみで信号強度を測定すると、その測定結果３０９が被測定信号３０１の位相θに応じてずれてしまうという問題と、被測定信号３０１にオフセット電圧Ｂが含まれていると、このオフセット電圧Ｂがそのまま測定結果３０９に反映されてしまい、被測定信号３０９の振幅Ａを反映した結果と区別できない、という問題があった。

そこで、上記問題を解決するために、Ｎ＝４とし、Ｍの値を０から３まで順次切り替えてＶａｖｅの測定を行い、それらの測定結果を基に演算器３０８にて信号強度の測定を行う。以下、この測定方法を図１５のタイミング図を用いて説明する。

まず、Ｎ相クロック発生回路３０４にＭ＝０を設定する。すると、Ｎ相クロック発生回路３０４から出力される位相変調信号ＭＯＤは、クロック信号３０２と同一の周波数および同一の位相を有する信号となる。このときのＶａｖｅをＶａｖｅ（０）とすると、図１３に示すように、Ｖａｖｅ（０）＝（２Ａｃｏｓθ／π）＋Ｂとなる。この値をメモリ３０７に格納する。

次に、Ｍ＝１に切り替えると、位相変調信号ＭＯＤは、クロック信号３０２と同一の周波数であるが、位相はクロック信号３０２に比べて９０度遅れた信号となる。このときのＶａｖｅをＶａｖｅ（１）とすると、Ｖａｖｅ（１）＝（−２Ａｓｉｎθ／π）＋Ｂとなる。この値を、メモリ３０７内のＶａｖｅ（０）が格納された場所と異なる場所に格納する。

同様に、Ｍ＝２に切り替えた場合のＶａｖｅ（２）、Ｍ＝３に切り替えた場合のＶａｖｅ（３）をメモリ３０７に順次格納する。このとき、Ｖａｖｅ（２）＝（−２Ａｃｏｓθ／π）＋Ｂ、Ｖａｖｅ（３）＝（２Ａｓｉｎθ／π）＋Ｂとなる。

その後、演算器３０８は、Ｖａｖｅ（０）〜Ｖａｖｅ（３）を用いて、以下の数式１の演算を行うことで、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定する。すると、その測定結果３０９は振幅Ａのみに比例し、θ、Ｂの値に依存しない結果となる。

よって、関連技術のようにＭ＝０のときのＶａｖｅの測定結果のみを用いる場合には解決できなかった問題を、解決することができる。

また、Ｖａｖｅ（０）〜Ｖａｖｅ（３）の値として、数式１により得られた値を代入すると、θ、Ｂの値も求めることができる。

また、測定結果３０９として、従来のテスタ環境でも測定可能なＤＣ信号を出力するため、無線ＬＳＩの試験に要するコストを削減することができる。

なお、数式１の演算を、チップ外の測定装置などで行うことも可能である。その場合、チップ内に演算器３０８が不要となり、回路構成はより簡単になるため、さらなる小面積化・設計容易化が図れる。

さらに、Ｎ＝４の場合以外にも、Ｎが４以上の任意の値で信号強度の測定が可能である。

第１の例として、Ｎ＝６の場合について説明する。

Ｍの値は０から５まで順次切り替えてＶａｖｅの測定を行い、それらの測定結果を基に演算器３０８にて信号強度の測定を行う。以下、この測定方法を図１６のタイミング図を用いて説明する。

まず、Ｎ相クロック発生回路３０４にＭ＝０を設定する。すると、Ｎ相クロック発生回路３０４から出力される位相変調信号ＭＯＤは、クロック信号３０２と同一の周波数および同一の位相を有する信号となる。このときのＶａｖｅをＶａｖｅ（０）とすると、図１６に示すように、Ｖａｖｅ（０）＝（２Ａｃｏｓθ／π）＋Ｂとなる。この値をメモリ３０７に格納する。

次に、Ｍ＝１に切り替えると、位相変調信号ＭＯＤは、クロック信号３０２と同一の周波数であるが、位相はクロック信号３０２に比べて６０度遅れた信号となる。このときのＶａｖｅをＶａｖｅ（６０）とすると、Ｖａｖｅ（６０）＝（（Ａ（ｃｏｓθ−√３ｓｉｎθ））／π）＋Ｂとなる。この値を、メモリ３０７内のＶａｖｅ（０）が格納された場所と異なる場所に格納する。

同様に、Ｍ＝２からＭ＝５に切り替えた場合のＶａｖｅをそれぞれＶａｖｅ（１２０）、Ｖａｖｅ（１８０）、Ｖａｖｅ（２４０）、Ｖａｖｅ（３００）とし、メモリ３０７に順次格納する。このとき、Ｖａｖｅ（１２０）＝（（Ａ（−ｃｏｓθ−√３ｓｉｎθ））／π）＋Ｂ、Ｖａｖｅ（１８０）＝（−２Ａｃｏｓθ／π）＋Ｂ、Ｖａｖｅ（２４０）＝（（Ａ（−ｃｏｓθ＋√３ｓｉｎθ））／π）＋Ｂ、Ｖａｖｅ（３００）＝（（Ａ（ｃｏｓθ＋√３ｓｉｎθ））／π）＋Ｂとなる。

その後、演算器３０８は、Ｖａｖｅ（０）からＶａｖｅ（３００）までを用いて、以下の数式２の演算を行うことで、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定する。すると、その測定結果３０９は振幅Ａのみに比例し、θ、Ｂの値に依存しない結果となる。

よって、Ｍ＝０のときのＶａｖｅの測定結果のみを用いる場合には解決できなかった問題を、解決することができる。さらに、Ｎ＝４やＮ＝８のときに必要であったＶａｖｅ（９０）、Ｖａｖｅ（２７０）を用いなくても上記問題を解決できる。

なお、数式２の演算を、チップ外の測定装置などで行うことも可能である。その場合、チップ内に演算器３０８が不要となり、回路構成はより簡単になるため、さらなる小面積化・設計容易化が図れる。

第２の例として、周波数は同一であるが、位相が互いに任意で異なり、かつそれらの位相が既知である４種の位相変調信号ＭＯＤを用いた場合に信号強度を測定可能であることについて説明する。

一般的に、周波数がｆ_０である位相変調信号ＭＯＤを用いて、ｆ_０周波数の正弦波信号である被測定信号３０１を測定した場合、以下のような数式３により測定結果Ｖａｖｅ（φ）が得られる。

ここで、φはＭＯＤ信号の位相、Ｆ（φ）、Ｇ（φ）はφによって一意に決まる定数である。このとき、不定な値は、Ａ，Ｂ，ｃｏｓθ，ｓｉｎθであるため、４種以上のφで測定し、Ｖａｖｅを得る。つまり、４組以上のＶａｖｅ（φ），Ｆ（φ），Ｇ（φ）の組が得られれば、Ａ，Ｂ，ｃｏｓθ，ｓｉｎθを独立に求めることができる。

次に、被測定信号３０１が周波数ｆ_０成分以外の周波数成分を有する波形である場合のスペクトラム測定回路１０１の動作について説明する。

スペクトラム測定回路１０１においては、被測定信号３０１を、位相変調信号ＭＯＤで制御されたスイッチ３０３を通過させ、Ｖａｖｅを得ている。このことは、被測定信号３０１と位相変調信号ＭＯＤとの積が信号３０６となり、信号３０６のＤＣ成分がＶａｖｅとなることと等価である。すなわち、スイッチ３０３は、被測定信号３０１と位相変調信号ＭＯＤとの積をとるミキサ回路として動作する。被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定するとき、つまりクロック信号３０２の周波数をｆ_０に設定したときに、位相変調信号ＭＯＤ（パルス波）をフーリエ変換すると、数式４のように表される。

したがって、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分と数式４の第１項との積がＤＣ成分（時間ｔで変動しない値）となり、Ｖａｖｅが得られる。しかし、被測定信号３０１に周波数ｆ_０の奇数倍の高調波成分３ｆ_０，５ｆ_０，・・・が存在する場合、これら高調波成分と数式４の第２項、第３項、…との積もＤＣ成分となり、これらのＤＣ成分もＶａｖｅの値に加算されてしまう。つまり、被測定信号３０１に周波数ｆ_０の奇数倍の高調波成分が存在する場合、Ｖａｖｅ（０）が変動してしまう。

以上をまとめると、被測定信号３０１の周波数ｆ（ｆは任意の正数）成分の信号強度をＡ（ｆ）とし、クロック信号３０２の周波数をｆ_０としたとき、Ｖａｖｅ（０）の値は、数式５に示すように、ｆの値に依存した結果となる。

演算器３０８による測定結果３０９が高調波成分により変動してしまうという問題を解決するための方法の１つとして考えられるのは、位相変調信号ＭＯＤを３ｆ_０，５ｆ_０，…を含まない波形、つまり周波数ｆ_０の正弦波にする方法である。

しかし、位相変調信号ＭＯＤを正弦波に変換するには正弦波生成回路が必要となり、正弦波生成回路をチップ内に設けると面積・電力が増加してしまう。さらに、スイッチ３０３をＭＯＳトランジスタで設計する場合、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧とソース・ドレイン間の電流特性は、非線形であることから、位相変調信号ＭＯＤ（ゲート電圧）を正弦波にする方法では非線形歪が発生してしまい、高調波成分を除去できない。

そこで、位相変調信号ＭＯＤを矩形のパルス波の合成波とすることにより、高調波成分の影響を除去する。

例えば、図１７に示すように、周波数が同一で、位相が互いに４５度ずれた３個のパルス波を用意する。振幅が１の第１のパルス波（位相−４５度）と、振幅が１の第３のパルス波（位相＋４５度）と、振幅が１の第２のパルス波（位相０度）に√２倍を掛けたパルス波と、を合成して合成波７０１とする。すると、合成波７０１は、数式６に示すように、３次、５次高調波成分の無い波形になる。

この現象を利用し、位相変調信号ＭＯＤを第１のパルス波とした場合のＶａｖｅの測定結果と、第３のパルス波とした場合のＶａｖｅの測定結果と、第２のパルス波とした場合のＶａｖｅの測定結果に√２倍を掛けた値と、の和を真のＶａｖｅとみなすことによって、３次、５次高調波成分の影響を除去する。以下、この測定方法の例を説明する。

まず、Ｎ相クロック発生回路３０４のＮの値を８とする。これにより、Ｍが１増加した場合の位相変動が４５度になる。

次に、Ｎ相クロック発生回路３０４にＭ＝０を設定する。そして、このときの平均値出力回路３０５の出力信号３０６のＤＣ成分であるＶａｖｅ（０）をメモリ３０７に格納する。

次に、Ｍ＝７に切り替えた場合の信号３０６のＤＣ成分であるＶａｖｅ（７）と、Ｍ＝１に切り替えた場合の信号３０６のＤＣ成分であるＶａｖｅ（１）も、メモリ３０７に順次格納する。

その後、演算器３０８は、Ｖａｖｅ（７）＋（√２＊Ｖａｖｅ（０））＋Ｖａｖｅ（１）を求める。この測定結果３０９をＶｓ（０）とすると、Ｖｓ（０）は数式７のように表される。

数式７のＶｓ（０）と数式５のＶａｖｅ（０）とを比較すると、Ｖｓ（０）は、３次、５次高調波成分（３ｆ_０、５ｆ_０）によって値が変化しない値になっている。

そのため、被測定信号３０１に周波数ｆ_０の３倍または５倍の高調波成分が存在する場合に、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定する際に（クロック信号３０２の周波数をｆ_０に設定したとき）、Ｖａｖｅ（０）が変動してしまうという問題を解決することができる。

また、Ｖｓ（１）をＶａｖｅ（１）＋（√２＊Ｖａｖｅ（２））＋Ｖａｖｅ（３）とし、Ｖｓ（２）をＶａｖｅ（３）＋（√２＊Ｖａｖｅ（４））＋Ｖａｖｅ（５）とし、Ｖｓ（３）をＶａｖｅ（５）＋（√２＊Ｖａｖｅ（６））＋Ｖａｖｅ（７）とし、演算器３０８で数式８の演算を行う。すると、演算器３０８による測定結果３０９は、Ａのみに比例し、θ、Ｂの値には依存しない結果となる。

さらに、Ｖｓ（０）〜Ｖｓ（３）の値として、数式８により得られた値を代入すると、θ、Ｂの値も求めることができる。

上述したように本実施形態においては、Ｎ相クロック発生回路１０５により、クロック信号３０２の位相を（３６０°／Ｎ）＊Ｍだけずらした位相変調信号ＭＯＤを発生し、この位相変調信号ＭＯＤによりロックインアンプのスイッチ１０３の開閉を制御する。

被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を求めるためには、まず、クロック信号３０２の周波数をｆ_０とする。そして、Ｎ＝４に固定し、Ｍ＝０のときの平均電圧ＶａｖｅをＶａｖｅ（０）、Ｍ＝１のときのＶａｖｅをＶａｖｅ（１）として、Ｖａｖｅ（Ｎ−１）まで測定し、これらの結果をメモリ１０７に格納する。その後、メモリ１０７の値を基に演算器１０８において被測定信号１０１のキャリア周波数ｆ_０成分の信号強度を演算する。さらに、Ｎ＝８に固定し、Ｍ＝７，０，１のときの平均電圧Ｖａｖｅ（７）、Ｖａｖｅ（０）、Ｖａｖｅ（１）をそれぞれ１倍、√２倍、１倍で掛けて足し合わせた結果を用いれば、キャリア周波数ｆ_０成分の信号強度の測定結果から、３次、５次高調波の影響を除去することができる。

したがって、被測定信号３０１のキャリア周波数ｆ_０成分の信号強度の測定結果から、被測定信号の位相や奇数次高調波成分の影響を除去することができる。

さらに、Ｎ＝８以外の場合でも、高調波成分の影響を除去した測定が可能である。

例えば、Ｎ＝６の場合、図１８に示すように、周波数が同一で、位相が互いに６０度ずれた３個のパルス波が用意できる。振幅が１の第１のパルス波（位相−６０度）と、振幅が１の第３のパルス波（位相＋６０度）と、振幅が１の第２のパルス波（位相０度）に２倍を掛けたパルス波と、を合成して合成波７０１とする。すると、合成波７０１は、数式９に示すように、３次高調波成分の無い波形になる。

この現象を利用し、第１のパルス波を位相変調信号ＭＯＤとした場合のＶａｖｅの測定結果と、第３のパルス波を位相変調信号ＭＯＤとした場合のＶａｖｅの測定結果と、第２のパルス波を位相変調信号ＭＯＤとした場合のＶａｖｅの測定結果に２倍を掛けた値と、の和を真のＶａｖｅとみなすことによって、３次高調波成分の影響を除去する。このとき、Ｎ相クロック発生回路３０４のＮの値を６として第１のパルス波、第２のパルス波、第３のパルス波を発生させる。

Ｎ＝６に設定した場合、Ｍが１増加した場合の位相変動は６０度である。第１のパルス波（−６０度）で測定した結果をＶａｖｅ（５）、第２のパルス波（０度）で測定した結果をＶａｖｅ（０）、第３のパルス波（＋６０度）で測定した結果をＶａｖｅ（１）とすると、演算器３０８は、Ｖａｖｅ（５）＋（２＊Ｖａｖｅ（０））＋Ｖａｖｅ（１）を求める。この測定結果３０９をＶｓ（０）とすると、Ｖｓ（０）は数式１０のように表される。

数式１０のＶｓ（０）と数式５のＶａｖｅ（０）とを比較すると、Ｖｓ（０）は、３次高調波成分（３ｆ_０）によって値が変化しない値になっている。

そのため、被測定信号３０１に周波数ｆ_０の３倍の高調波成分が存在する場合に、被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定する際に（クロック信号３０２の周波数をｆ_０に設定したとき）、Ｖａｖｅ（０）が変動してしまうという問題を解決できる。

一般的に、振幅が１の第１のパルス波（位相０度）と、振幅が１で位相を＋／−ｒ度ずらした２つのパルス波をＳ１倍したパルス波と、振幅が１で位相を＋／−２ｒ度ずらした２つのパルス波をＳ２倍したパルス波と、…振幅が１で位相を＋／−（ｋ×ｒ）度ずらした２つのパルス波をＳｋ倍したパルス波と、を合成して合成波としたとき、その波形の値は数式１１のように表される

ここで、数式１１の第１項が基本波成分（ｆ_０成分）、第２項が３次高調波成分（３ｆ_０成分）、第３項が５次高調波成分（５ｆ_０成分）、…となっている。ｒが既知であれば、例えば３次高調波成分を除去した波形にするためには、数式１２が成立するようなＳ１，Ｓ２，…，Ｓｋの組を選択すればよい。数式１２の１番目の式を成立させる必要がある理由は、この式の左辺が０になってしまうと、基本波成分（ｆ_０成分）が０になってしまうためである。

このように、一般的なｍ次高調波成分（ｍ＝３，５，７，…）のうち、任意のｐ個の高調波成分を除去するためには、数式１１のｍ次高調波成分の係数が０になるようなｐ元連立方程式および数式１２の第１項が示される。その解として、Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓｋの組を設定する（ｋ＝ｐであるが、ｋ＜ｐでもｐ元連立方程式が解ける場合は、ｐより小さなｋで可）。その後、振幅が１の第１のパルス波（位相０度）を位相変調信号ＭＯＤとした場合のＶａｖｅの測定結果と、位相をずらしたパルス波を位相変調信号ＭＯＤとした場合のＶａｖｅの測定結果にＳｘ倍（ｘは１，２，３，…）を掛けた値と、の和を真のＶａｖｅとみなすことによって、所望の高調波成分の影響を除去できる。このように、パルス波の数を増やし、合成波が所望の奇数次高調波成分が削除できるような係数を求め、それぞれのパルス波で測定したＶａｖｅに乗じて加算を行えば、所望のｍ次高調波成分を除去した測定結果Ｖｓが得られる。

また、本実施形態においては、波形減衰器１０４内の第１および第２の端子Ｘ１，Ｘ２にＤＣ電圧を印加し、そのときの電流値をチップ外で読み取ることにより、波形減衰器１０４を構成する抵抗２０１〜２０３の抵抗値Ｒ１〜Ｒ３を高精度に測定することができる。また、スペクトラム測定回路１０１により測定された被測定信号３０１の信号強度をチップ外で読み取ることもできる。

したがって、ＲＦ受信器１０３の入力信号の強度や波形減衰器１０４の特性を、高精度にかつ安価なチップ外のディジタルテスタ等の測定装置でも測定することができる。

（第２の実施形態）
本実施形態の信号品質測定装置は、全体構成は図１０に示したものと同様であるが、スペクトラム測定回路１０１の構成が、図１２に示したものとは異なる。

図１９は、本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１の構成を示すブロック図である。

図１９に示すように、本実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１は、図１２に示した構成と比較して、平均値出力回路３０５の出力信号３０６の平均電圧Ｖａｖｅと後述の参照電圧Ｖｒｅｆとの大小を判定するコンパレータ８０１と、コンパレータ８０１の判定結果に応じてカウンタ値を増減させるカウンタ８０２と、カウンタ８０２のカウンタ値をディジタル信号からアナログ信号に変換することにより、カウンタ値に応じた参照電圧Ｖｒｅｆをコンパレータ８０１に対して出力するディジタル−アナログ変換器（ＤＡコンバータ）８０３とを設けた点が異なる。

ここで、本実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１の動作について説明する。

平均値出力回路３０５から出力される信号３０６の電圧Ｖａｖｅの方が参照電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合、コンパレータ８０１の出力はローレベルとなる。すると、カウンタ８０２がカウンタ値を１つデクリメントし、参照電圧Ｖｒｅｆが低下するため、コンパレータ８０１にて再度の比較を行う。一方、Ｖａｖｅの方が高い場合、コンパレータ８０１の出力はハイレベルとなる。すると、カウンタ８０２がカウンタ値を１つインクリメントし、参照電圧Ｖｒｅｆが上昇するため、コンパレータ８０１にて再度の比較を行う。

以上の動作を繰り返すことで、Ｖａｖｅと参照電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるようなカウンタ値を探索し、探索されたカウンタ値をＶａｖｅとしてメモリ３０７に格納する。

これにより、Ｖａｖｅをディジタル値としてメモリ３０７に格納することができるようになり、スペクトラム測定回路１０１内にアナログＤＣ信号がなくなることから、測定結果３０９を容易に出力することができる。

さらに、Ｖａｖｅとなるカウンタ値は、時間によって変化しないため、ディジタル−アナログ変換器８０３として、速度が遅いが小面積なパイプライン型ＤＡコンバータを用いても参照電圧Ｖｒｅｆの測定が可能とある、という利点もある。

（第３の実施形態）
本実施形態の信号品質測定装置は、全体構成は図１０に示したものと同様であるが、スペクトラム測定回路１０１の構成が、図１２に示したものとは異なる。

被測定信号３０１の周波数ｆ_０成分の信号強度を測定する場合には、スペクトラム測定回路１０１には、クロック信号３０２として、ＲＦ送信器１０２で用いる周波数ｆ_０のキャリア生成クロックを直接入力すればよい。

一般的に、ＲＦ送信器１０２で用いるキャリア生成クロックは、チップ内のフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路（不図示）で生成されるため、チップ外から高速信号を入力する必要はない。

しかし、被測定信号３０１の高調波成分、つまりＫ＊ｆ_０（Ｋ＝２，３，・・・であり、外部より設定可能）周波数成分の信号強度を測定するためには、クロック信号３０２としては、キャリア生成クロックのＫ倍のクロックが必要となる。ただし、キャリア周波数（１ＧＨｚ以上）ｆ_０のＫ倍という高調波のクロックを外部から入力しようとすると、高速Ｉ／Ｏ設計や高速クロックに対応したテスタが必要となり、装置コストの増加につながってしまう。

そこで、クロック信号３０２として、キャリア信号（周波数ｆ_０）のみを用いてＫ次高調波成分の信号強度を測定する方法について、図２０を用いて説明する。

図２０は、本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１の構成の一部を示すブロック図である。

図２０に示すように、本実施形態に係るスペクトラム測定回路１０１は、図１２に示した構成と比較して、Ｎ相クロック発生回路３０４として、互いに並列接続された第１および第２のＮ相クロック発生回路９０３，９０４と、論理回路９０７と、を設けた点が異なる。

Ｋ次高調波成分の信号強度の測定においては、第１のＮ相クロック発生回路９０３は、クロック信号３０２を、位相変調量（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）（Ｊ＝０，１，・・・，（Ｋ−１）であり、外部より設定可能）だけずらした中間信号９０５を出力する。また、第２のＮ相クロック発生回路９０４は、クロック信号３０２を、位相変調量（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）＋（１８０°／Ｋ）だけずらした中間信号９０６を出力する。そして、論理回路９０７は、中間信号９０５の値と中間信号９０６の反転値とのＮＡＮＤを演算し、この演算結果を位相変調信号ＭＯＤとする。

ここで、上記の動作を図２１のタイミング図を用いて詳細に説明する。

理想的なＫ次高調波成分の信号強度を測定するためには、図１９に示す周波数Ｋ＊ｆ_０の位相変調信号ＭＯＤの波形１００１，１００２，…を用いて、Ｖａｖｅ（０），Ｖａｖｅ（１），・・・を測定する。これらＶａｖｅ（０），Ｖａｖｅ（１），・・・を、図２０に示した回路、つまりクロック信号３０２として、キャリア信号（周波数ｆ_０）のみを用いて測定する。なお、Ｎは任意の数値に固定する。

まず、Ｊ＝０、Ｍ＝０とすると、中間信号９０５の位相は０、中間信号９０６の位相は（１８０°／Ｋ）となる。そのため、論理回路９０７の演算結果は、図２１に示す波形１００５となる。この波形１００５を位相変調信号ＭＯＤとした場合の、平均値出力回路３０５の測定結果をＶａｖｅ０（０）とする。

次に、Ｊ＝１、Ｍ＝０とすると、中間信号９０５の位相は（３６０°／Ｋ）、中間信号９０６の位相は（３６０°／Ｋ＋１８０°／Ｋ）となる。そのため、論理回路９０７の演算結果は、図２１に示す波形１００６となる。この波形１００６を位相変調信号ＭＯＤとした場合の、平均値出力回路３０５の測定結果をＶａｖｅ１（０）とする。

以上の動作をＪ＝２，３，・・・，（Ｋ−１）まで繰り返すことにより、平均値出力回路３０５の測定結果Ｖａｖｅ２（０），・・・，ＶａｖｅＫ−１（０）を得る。

波形１００５，１００６，…の和をとると、図２１に示す波形１００７となり、波形１００１と同一になる。

したがって、Ｖａｖｅ０（０）＋Ｖａｖｅ１（０）＋・・・＋ＶａｖｅＫ−１（０）は、Ｖａｖｅ（０）に等しくなる。

Ｍ＝１，２，・・・，（Ｎ−１）についても同様な処理によって、Ｖａｖｅ（１），Ｖａｖｅ（２），…，Ｖａｖｅ（Ｎ−１）が得られる。

上記の方法により、クロック信号３０２として、キャリア信号（周波数ｆ_０）のみを用いて、被測定信号３０１のＫ次高調波成分の信号強度の測定が可能となる。

（第４の実施形態）
図２２は、本発明の第４の実施形態の信号品質測定装置の構成の一部を示すブロック図である。

図２２に示すように、本実施形態の信号品質測定装置は、図１０に示した構成と比較して、レジスタ１１０１を設けた点が異なる。

ＲＦ送信器１０２は、ディジタル信号である補正信号に応じて、キャリア周波数成分および高調波成分の強度補正が可能なパワーアンプとする。

レジスタ１１０１は、スペクトラム測定回路の測定結果３０９であるＤＣ電圧値を一時的に保持し、そのＤＣ電圧値に応じた補正信号をＲＦ送信器１０２に対して出力する。

そのため、ＲＦ送信器１０２の出力信号のキャリア周波数成分の強度が不足している場合や高調波成分の強度が規定値を超えている場合は、ＲＦ送信器１０２のキャリア周波数成分および高調波成分の強度を出荷可能な状態に補正することができる。これにより、チップの歩留まりを高めることが可能となる。

なお、上述したスペクトラム測定回路１０１の動作は、予めその動作手順をプログラムとしてＲＯＭなどの記録媒体に格納しておき、これをコンピュータに読み取らせて実行させるように構成できることは明白である。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２００７年１月５日に出願された日本出願特願２００７−０００５６７および２００７年６月１日に出願された日本出願特願２００７−１４６８１８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (28)

1. 試験対象の送信器および受信器と、前記送信器から出力された被測定信号を減衰させた上で前記受信器に入力する波形減衰器と、前記送信器から出力された前記被測定信号の信号強度を測定するスペクトラム測定回路と、を有する信号品質測定装置において、
   前記スペクトラム測定回路は、
   位相変調量の設定が切り替えられる度に、クロック信号の位相を当該位相変調量だけずらした位相変調信号を出力するＮ（Ｎは２以上の整数）相クロック発生回路と、
   前記送信器から出力された前記被測定信号と前記Ｎ相クロック発生回路から出力された前記位相変調信号との積をとるミキサ回路と、
   前記ミキサ回路の出力信号の平均電圧値を出力する平均値出力回路と、
   前記Ｎ相クロック発生回路の前記位相変調量ごとに、前記平均値出力回路から出力される前記平均電圧値を格納するメモリと、
   前記メモリに格納された、前記Ｎ相クロック発生回路の前記位相変調量ごとの前記平均電圧値を用いて、前記被測定信号の信号強度を演算する演算器と、を有する、信号品質測定装置。
2. 前記Ｎ相クロックの周波数は、測定したい周波数成分の周波数と同一あるいはその整数分の１の周波数である、請求項１に記載の信号品質測定装置。
3. 前記ミキサ回路は、前記Ｎ相クロック発生回路から出力された前記位相変調信号に応じて開閉し、閉じた状態において前記送信器から出力された前記被測定信号を通過出力させるスイッチである、請求項１または２に記載の信号品質測定装置。
4. 前記Ｎ相クロック発生回路は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、Ｎの値が４以上に固定され、位相が互いに異なり、かつ周波数が同一であり、かつそれぞれの位相の値が既知である前記位相変調信号を出力する、請求項１から３のいずれか１項に記載の信号品質測定装置。
5. 前記Ｎ相クロック発生回路は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｎ）＊Ｍ（Ｍは０以上Ｎ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＭの値が切り替えられる、請求項１から３のいずれか１項に記載の信号品質測定装置。
6. 前記Ｎ相クロック発生回路は、Ｎの値が４に固定される、請求項４または５に記載の信号品質測定装置。
7. 前記Ｎ相クロック発生回路は、Ｎの値が８に固定される、請求項４または５に記載の信号品質測定装置。
8. 前記平均値出力回路から出力された前記平均電圧値と参照電圧値との大小を判定するコンパレータと、
   前記コンパレータによる判定結果に応じてカウンタ値が増減するカウンタと、
   前記カウンタのカウンタ値をディジタル値からアナログ値に変換し、変換したアナログ値に応じた前記参照電圧値を前記コンパレータに出力するディジタル−アナログ変換器と、をさらに有し、
   前記メモリは、前記平均値出力回路から出力された前記平均電圧値と前記参照電圧値とが等しくなった時点における前記カウンタのカウンタ値を、前記平均電圧値として格納する、請求項４から７のいずれか１項に記載の信号品質測定装置。
9. 前記Ｎ相クロック発生回路は、
   前記被測定信号のＫ（Ｋは２以上の整数）次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）（Ｊは０以上Ｋ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第１のＮ相クロック発生回路と、
   前記被測定信号のＫ次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）＋（１８０°／Ｋ）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第２のＮ相クロック発生回路と、
   前記第１のＮ相クロック発生回路の出力信号の電圧値と前記第２のＮ相クロック発生回路の出力信号の反転電圧値とのＮＡＮＤを演算し、該演算結果を前記位相変調信号として出力する論理回路と、含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の信号品質測定装置。
10. 前記波形減衰器は、
    外部から電圧が印加される第１および第２の端子と、
    一端が前記第１の端子に接続される第１の抵抗と、
    一端が前記第２の端子に接続され、他端が前記第１の抵抗の他端に接続される第２の抵抗と、
    一端が前記第１および第２の抵抗の接続点に接続され、他端が接地される第３の抵抗と、を有する、請求項１から９のいずれか１項に記載の信号品質測定装置。
11. 被測定信号の信号強度を測定するスペクトラム測定回路において、
    位相変調量の設定が切り替えられる度に、クロック信号の位相を当該位相変調量だけずらした位相変調信号を出力するＮ（Ｎは２以上の整数）相クロック発生回路と、
    前記被測定信号と前記Ｎ相クロック発生回路から出力された前記位相変調信号との積をとるミキサ回路と、
    前記ミキサ回路の出力信号の平均電圧値を出力する平均値出力回路と、
    前記Ｎ相クロック発生回路の前記位相変調量ごとに、前記平均値出力回路から出力される前記平均電圧値を格納するメモリと、
    前記メモリに格納された、前記Ｎ相クロック発生回路の前記位相変調量ごとの前記平均電圧値を用いて、前記被測定信号の信号強度を演算する演算器と、を有する、スペクトラム測定回路。
12. 前記Ｎ相クロックの周波数は、測定したい周波数成分の周波数と同一あるいはその整数分の１の周波数である、請求項１１に記載のスペクトラム測定回路。
13. 前記ミキサ回路は、前記Ｎ相クロック発生回路から出力された前記位相変調信号に応じて開閉し、閉じた状態において前記被測定信号を通過出力させるスイッチである、請求項１１または１２に記載のスペクトラム測定回路。
14. 前記Ｎ相クロック発生回路は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、Ｎの値が４以上に固定され、位相が互いに異なり、かつ周波数が同一であり、かつそれぞれの位相の値が既知である前記位相変調信号を出力する、請求項１１から１３のいずれか１項に記載のスペクトラム測定回路。
15. 前記Ｎ相クロック発生回路は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｎ）＊Ｍ（Ｍは０以上Ｎ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＭの値が切り替えられる、請求項１１から１３のいずれか１項に記載のスペクトラム測定回路。
16. 前記Ｎ相クロック発生回路は、Ｎの値が４に固定される、請求項１４または１５に記載のスペクトラム測定回路。
17. 前記Ｎ相クロック発生回路は、Ｎの値が８に固定される、請求項１４または１５に記載のスペクトラム測定回路。
18. 前記平均値出力回路から出力された前記平均電圧値と参照電圧値との大小を判定するコンパレータと、
    前記コンパレータによる判定結果に応じてカウンタ値が増減するカウンタと、
    前記カウンタのカウンタ値をディジタル値からアナログ値に変換し、変換したアナログ値に応じた前記参照電圧値を前記コンパレータに出力するディジタル−アナログ変換器と、をさらに有し、
    前記メモリは、前記平均値出力回路から出力された前記平均電圧値と前記参照電圧値とが等しくなった時点における前記カウンタのカウンタ値を、前記平均電圧値として格納する、請求項１４から１７のいずれか１項に記載のスペクトラム測定回路。
19. 前記Ｎ相クロック発生回路は、
    前記被測定信号のＫ（Ｋは２以上の整数）次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）（Ｊは０以上Ｋ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第１のＮ相クロック発生回路と、
    前記被測定信号のＫ次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）＋（１８０°／Ｋ）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第２のＮ相クロック発生回路と、
    前記第１のＮ相クロック発生回路の出力信号の電圧値と前記第２のＮ相クロック発生回路の出力信号の反転電圧値とのＮＡＮＤを演算し、該演算結果を前記位相変調信号として出力する論理回路と、含む、請求項１１から１３のいずれか１項に記載のスペクトラム測定回路。
20. 被測定信号の信号強度を測定するコンピュータを、
    位相変調量の設定が切り替えられる度に、クロック信号の位相を当該位相変調量だけずらした位相変調信号を出力するＮ（Ｎは２以上の整数）相クロック発生手段と、
    前記被測定信号と前記Ｎ相クロック発生手段から出力された前記位相変調信号との積をとるミキサ手段と、
    前記ミキサ手段の出力信号の平均電圧値を出力する平均値出力手段と、
    前記Ｎ相クロック発生手段の前記位相変調量ごとに、前記平均値出力手段から出力される前記平均電圧値を格納する記憶手段と、
    前記記憶手段に格納された、前記Ｎ相クロック発生手段の前記位相変調量ごとの前記平均電圧値を用いて、前記被測定信号の信号強度を演算する演算手段と、として機能させるためのプログラム。
21. 前記Ｎ相クロックの周波数は、測定したい周波数成分の周波数と同一あるいはその整数分の１の周波数である、請求項２０に記載のプログラム。
22. 前記ミキサ手段は、前記Ｎ相クロック発生手段から出力された前記位相変調信号に応じて開閉し、閉じた状態において前記被測定信号を通過出力させる、請求項２０または２１に記載のプログラム。
23. 前記Ｎ相クロック発生手段は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、Ｎの値が４以上に固定され、位相が互いに異なり、かつ周波数が同一であり、かつそれぞれの位相の値が既知である前記位相変調信号を出力する、請求項２０から２２のいずれか１項に記載のプログラム。
24. 前記Ｎ相クロック発生手段は、前記被測定信号のキャリア周波数成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｎ）＊Ｍ（Ｍは０以上Ｎ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＭの値が切り替えられる、請求項２０から２２のいずれか１項に記載のプログラム。
25. 前記Ｎ相クロック発生手段は、Ｎの値が４に固定される、請求項２３または２４に記載のプログラム。
26. 前記Ｎ相クロック発生手段は、Ｎの値が８に固定される、請求項２３または２４に記載のプログラム。
27. 前記コンピュータを、
    前記平均値出力手段から出力された前記平均電圧値と参照電圧値との大小を判定する手段と、
    前記判定結果に応じてカウンタ値が増減するカウンタ手段と、
    前記カウンタ値をディジタル値からアナログ値に変換し、変換したアナログ値に応じた前記参照電圧値を前記コンパレータに出力する手段と、としてさらに機能させ、
    前記記憶手段は、前記平均値出力手段から出力された前記平均電圧値と前記参照電圧値とが等しくなった時点における前記カウンタ手段のカウンタ値を、前記平均電圧値として格納する、請求項２３から２６のいずれか１項に記載のプログラム。
28. 前記Ｎ相クロック発生手段は、
    前記被測定信号のＫ（Ｋは２以上の整数）次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）（Ｊは０以上Ｋ−１以下の整数）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第１のＮ相クロック発生手段と、
    前記被測定信号のＫ次高調波成分の信号強度の測定において、前記位相変調量を（３６０°／Ｋ＊Ｊ）＊（Ｍ／Ｎ）＋（１８０°／Ｋ）とし、前記位相変調量の設定の切り替えの際にはＮの値が固定でＪおよびＭの値が切り替えられる第２のＮ相クロック発生手段と、
    前記第１のＮ相クロック発生手段の出力信号の電圧値と前記第２のＮ相クロック発生手段の出力信号の反転電圧値とのＮＡＮＤを演算し、該演算結果を前記位相変調信号として出力する論理手段と、含む、請求項２０から２２のいずれか１項に記載のプログラム。

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