JP5421389B2

JP5421389B2 - 無線ネットワークでのベースバンド回復、基地送受信局及び無線ネットワーク装置

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Description

本発明は、無線通信ネットワークに関し、特に、無線ネットワークでのベースバンド回復、基地送受信局及び無線ネットワーク装置に関する。

データ通信ネットワークは、様々なコンピュータ、サーバ、ノード、ルータ、スイッチ、ブリッジ、ハブ、プロキシ、加入者宅内装置（CPE：Customer Premises Equipment）及びハンドセットのようなアクセス装置、並びに相互に結合されてデータを相互に通過させるように構成された他のネットワーク装置を含み得る。これらの装置は、ここでは“ネットワークエレメント（network element）”と呼ばれる。データは、装置間の１つ以上の通信リンクを使用することにより、ネットワークエレメント間で、インターネットプロトコル（IP：Internet Protocol）パケットのような暗号化又は非暗号化プロトコルデータユニット、符号化された圧縮又は非圧縮の音声パケット、Ethernetフレーム、データセル、セグメント、又は他のデータのビット／バイトの論理的関連付けを通過させることにより、データ通信ネットワークを通じて通信される。特定のプロトコルデータユニットは、ネットワークのソースと宛先との間を進むときに、複数のネットワークエレメントにより扱われ、複数の通信リンクを横断し得る。

無線ネットワークでは、無線周波数（RF：radio frequency）信号がネットワークエレメントの間でデータを送信するために使用される。典型的には、送信機は、ネットワークで使用される特定の無線通信標準に従って生のデータをベースバンド信号に変換するデータ変調段階を含むRF送信機を含む。ベースバンド信号は、ネットワークでの送信のため、RF送信機により無線周波数（RF）キャリアに変調される。変調されたRFキャリアは増幅され、アンテナを介して電磁気エネルギーとして無線で送信される。

データが無線ネットワークで送信されることを可能にするために、多くの異なる変調方式が考案されている。１つの例示的な変調方式は、一般的に直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる。OFDMでは、高速データ信号は、無線周波数（RF）信号内の各周波数（サブキャリア）で並列に送信される数十又は数百の低速の信号に分割される。サブキャリアの周波数スペクトルは、これらの間の間隔が最小化されるように重複してもよい。キャリアはまた、統計的に独立であり、相互にクロストーク又は干渉を生成しないように、相互に直交する。OFDMでは、データの各ブロックは、並列の形式に変換され、周波数領域のシンボルとして各サブキャリアにマッピングされる。送信用の時間領域の信号を得るために、逆離散フーリエ変換又はその高速版（IFFT）がシンボルに適用される。変調方式としてOFDMを使用する１つのネットワークは、一般的にWiMaxと呼ばれる。WiMAXは、プロトコルのIEEE802.16x系列により規定されている。未だ承認されていないがOFDM変調方式を使用する可能性が高いと思われる他の新たな標準は、LTE（Long Term Evolution）と呼ばれる。他のネットワークプロトコルがOFDMを使用する可能性もある。

送信用のベースバンド信号を変調するために使用され得る他の例示的な変調方式は、一般的に時分割多重アクセス（TDMA：Time Division Multiple Access）と呼ばれる。TDMAネットワークでは、特定の時間間隔の間に特定のチャネルのデータを送信するために、全体の周波数スペクトルが使用される。異なるチャネルは、異なるタイムスロットを割り当てられ、その間にそのチャネルに関連するデータが送信される。変調方式としてTDMAを使用する無線ネットワークの一例は、一般的にGSM（Global System for Mobile Communication）と呼ばれるが、多の無線通信プロトコルも、チャネルを複数のサブチャネルに分割するために時分割を使用する。

警察職員及び救急隊員は、相互に通信するために、頻繁にプッシュ・ツー・トーク（push-to-talk）無線システムを使用する。警察及び他の公的に安全な無線ネットワークで実装されている通信システムの１つの種類は、P25（Project 25）により規定されている。Project 25は、TIA（Telecommunications Industry Association）により開発されたプロトコルの系列（例えば、TIA 102-BAAA-A）により規定されている。米国では、TIA 102.B AAA-Aの商用の実装は、一般的にAPCO project 25又は単にAPCO 25と呼ばれる。欧州では、P25標準の実装は、一般的にTETRA（Terrestrial Trunked Radio）と呼ばれる。

P25のPhase 1の仕様は、２つの代替のデジタル変調方式（C4FM及びCQPSK）を含む。C4FMは、12.5kHzチャネルで動作する一定の包絡線の４レベルの周波数変調方式である。CQPSKは、互換性がある異なるオフセットの４レベルの４相位相シフトキーイング変調方式である。P25標準は、チャネルがC4FMを使用して変調されているか又はCQPSKを使用して変調されているかに拘らず、シンボル毎に２ビットを使用して4800ボーのシンボル送信レートを提供する。

前述のように、ベースバンド信号が無線ネットワークで送信されるようにRF変調されるための多くの異なる方法が存在する。受信機は、どの変調方式が使用されているかを認識するため、どのようにベースバンド信号を回復するために信号を復調するかを認識する。しかし、依然として、受信機が受信したRF信号を正確にサンプリングしてベースバンド信号を回復することができるように、受信機と送信機とを同期させる必要がある。APCO 25又はTETRAネットワークで使用されるようなプッシュ・ツー・トーク無線通信チャネルでは、受信機は、送信バースト毎に送信機と再同期しなければならない。同様に、TDMAシステムでは、受信機は、短い期間にのみシンボルを受信すればよく、従って、定期的に送信機と再同期しなければならない。GSMでは、受信機は、パケット毎に送信機と同期する必要がある。GSMはまた、パケットの中間で同期を提供する。

送信機と受信機との同期は、受信機が正確な周波数で及びシンボル間隔内の正確な位置で受信した復調シンボルストリームをサンプリングすることを可能にする。理想的には、受信機は、最小のシンボル間干渉のポイントで受信したシンボルストリームをサンプリングするべきである。最小のシンボル間干渉のポイントは、一般的に最大アイ開口（maximum eye opening）のポイントと呼ばれる。“タイミング周波数”という用語は、どのくらいの頻度で受信機がシンボルストリームをサンプリングするべきかを示すためにここで使用され、“タイミング位相”という用語は、受信機がシンボルをサンプリングすべきシンボル間隔内の位置を示すためにここで使用される。送信機と受信機との同期処理は、ここでは“タイミング回復”と呼ばれる。どのように受信機が実装されるかに応じて、タイミング回復は、タイミング位相のみの回復を含んでもよく、タイミング周波数とタイミング位相との双方の回復を含んでもよい。

受信機と送信機とを同期させる複数の方法が存在する。これを行う一般的な方法の１つは、受信機が受信したデータ信号からクロック信号を抽出することを可能にすることである。これを行うことは、別々の同期タイミング信号の使用を回避するが、データチャネルの一部がタイミング回復に割り当てられることを必要とする。例えば、データのバーストの開始時に（又はGSMの場合のデータの送信中に）、送信機は、以下では“トレーニング系列（training sequence）”と呼ばれる既知のシンボルの系列を送信してもよい。トレーニング系列は、受信機を同期させ、受信機がシンボル位相を学習してタイミング周波数を訂正することを可能にするために使用され得る。トレーニング系列の間に送信されるシンボルは、ここでは“トレーニングシンボル”と呼ばれる。トレーニング系列の送信は、データ送信チャネルからのスペクトルを使用するため、送信機と受信機とを同期させるために使用されるスペクトルの量を最小化することが望ましい。従って、トレーニング系列の間に送信されなければならないトレーニングシンボルの数を低減させ、データの送信に使用され得るデータチャネルの量を最大化するようにすることが一般的である。

タイミング回復を実装する１つの方法は、受信信号で高速フーリエ変換を実行し、信号の周波数成分を調べ、周波数成分の相対強度から信号タイミングを推定することである。この種類のタイミング回復は、一般的にWiMaxネットワークで実装されており、LTEネットワークで使用されることが予想される。この処理は所与の十分な処理能力でうまく動作するが、全てのハンドヘルド装置がこの方法を実装するのに十分な処理能力を備え得るとは限らない。

タイミング回復を実装する他の方法は、トレーニング系列の間のそれぞれの予想シンボル間隔の間に受信信号を複数回サンプリングし、認識されたシンボルを予想シンボルパターンと比較することである。この方法を使用した信号タイミングの回復は、一般的に最尤推定（MLE：Maximum Likelihood Estimation）と呼ばれる。

MLEがタイミング回復を実行するために使用される場合、受信信号を非常に頻繁に（シンボル間隔毎に1000回のオーダーで）サンプリングし、受信シンボルのかなり高分解能のパターンを取得することが一般的である。この表現は、予想シンボル表現と比較され、その結果が受信機での位相ロックループ（PLL：Phase Locked Loop）を調整し、受信機の周波数及び位相を調整するために使用され得る。一般的に、この処理は各トレーニングシンボルで独立に実行され、受信機がその周波数及び位相を送信機と増分的に同期させることを可能にするために、この処理はトレーニング系列のトレーニングシンボル毎に繰り返される。

受信RF信号を非常に頻繁に（例えば、予想シンボル間隔毎に1000回のオーダーで）サンプリングすることは、かなりの処理能力を必要とする。処理回路の複雑性を低減するために、かなり低いシンボルサンプリングレートを使用してタイミング回復のための最尤推定を実装することが有利である。しかし、タイミング回復を実行するために低いサンプリングレートが使用される場合、タイミング回復処理は、誤ったロックポイントを見つけてシンボル境界で正のフィードバック動作を示す傾向になる。従って、送信機で必要な処理を低減するために、予想シンボル間隔毎に取得されるサンプル数が低減されると、タイミング回復が正確に実装されることを可能にするために送信される必要があるトレーニングシンボルの数を増加させることを必要とすることになる。当然のことであるが、トレーニングシンボルの数を増加させることは、データチャネルで送信され得るデータの量に影響を与える。従って、ベースバンド信号のタイミングが比較的低いサンプリングレートを使用して回復され、受信機の必要な処理能力を最小化することを可能にし、依然としてトレーニング系列の間に送信されなければならないトレーニングシンボルの数を最小化して、無線チャネルのスループットが最大化されることを可能にするネットワーク、基地送受信局及び移動局を提供することが有利である。

無線ネットワークでのベースバンド回復、基地送受信局及び無線ネットワーク装置は、タイミングシンボルの数を最小化し、同時に無線装置が比較的低いシンボル毎のサンプリングレートを使用することを可能にするように実装されてもよい。これにより、タイミング回復を実装するために最小の処理が必要になる。一実施例では、比較的低い数のサンプルが、トレーニング系列の間の予想シンボル間隔毎に取得される。サンプル毎の誤り信号を判定するために、サンプルの一部が選択されて処理される。誤り信号は、予想シンボルにより乗算され、誤り信号を形成するように加算される。誤り信号は、次のシンボルに関して使用及び処理される一式のサンプルを調整するために使用される。誤り信号はまた、利用可能なサンプルの間を補間し、最大アイ開口のポイントに極めて近づくために使用される。

本発明の実施例に従ってベースバンド回復を実装するように構成された例示的な無線通信ネットワークの一部の機能ブロック図本発明の実施例に従ってベースバンド回復を実装するように構成された例示的な基地送受信局の一部の機能ブロック図本発明の実施例に従ってベースバンド回復を実装するように構成された例示的な無線ネットワーク装置の一部の機能ブロック図信号が送信されて、信号が無線ネットワークでの送信中に劣化し得る例示的な方法を示す機能ブロック図どのように受信機が予想シンボル間隔の間に受信信号をサンプリングし、受信信号の周波数及び最大アイ開口のポイントを判定し得るかを示す図４の受信信号の一部の拡大図本発明の実施例に従ってシンボル間隔毎に比較的低い数のサンプルでタイミング回復を実行する最尤推定（MLE）を使用した処理本発明の実施例に従ってシンボル間隔毎に比較的低い数のサンプルでタイミング回復を実行する最尤推定（MLE）を使用した処理本発明の実施例に従ってシンボル間隔毎に比較的低い数のサンプルでタイミング回復を実行する最尤推定（MLE）を使用した処理本発明の実施例に従ってシンボル間隔毎に比較的低い数のサンプルでタイミング回復を実行する最尤推定（MLE）を使用した処理本発明の実施例を実装するために使用され得る例示的なフィードバックループ本発明の実施例を実装するために使用され得る例示的なフィードバックループ本発明の実施例に従ってシンボルでの複数のサンプリングポイントの選択を示す仮定の信号の一部本発明の実施例に従った極小平滑弁別器の動作本発明の実施例に従った連続シンボルのストリームの選択されたサンプリングポイントでの一次導関数の値の計算本発明の実施例に従った連続シンボルの複数の一次導関数の値からの誤りの累積

本発明の態様は、特に特許請求の範囲に示されている。本発明は、一例として以下の図面に示される。図面において同様の参照符号は同様の要素を示す。図面は、単に例示目的のみで本発明の様々な実施例を開示しており、本発明の範囲を限定することを意図しない。明瞭にするため、各構成要素が各図面でラベル付けされることがある。

以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために、複数の特定の詳細を示している。しかし、当業者は、本発明がこれらの特定の詳細なしに実行され得ることを認識する。他の場合にも、本発明をあいまいにしないように、周知の方法、手順、構成要素、プロトコル、アルゴリズム及び回路は詳細に示されていない。

図１は、３つの隣接する基地送受信局（BTS：base transceiver station）12がここではセルと呼ばれるカバレッジエリア14に無線サービスを提供するようにそれぞれ構成された無線送信ネットワーク10の一部を示している。無線通信ネットワークの性質のため、隣接するセルの間に地理的なカバレッジの連続性が存在するように、隣接するBTS12からの送信は、一般的に相互に重複する（図１の点線の円で示す）。しかし、特定の地理的状況及びネットワーク配置のため、隣接するセルは場合によっては重複しなくてもよい。本発明の実施例を示すために、このネットワークでは３つの隣接するセルが図示されているが、典型的なネットワークは、多くのセル14にサービス提供する多くのBTSを含む可能性がある。

BTS12は、中央局（central office）16又は他のデータの中央集中ソースと通信し、音声会話及びデータ送信が、電話局及びBTSによりインタフェース接続される高帯域のサービスの間で行われることを可能にする。中央局は、インターネット、PSTN（Public Switched Telephone Network）又は他の通信ネットワークとインタフェース接続してもよい。中央局16とBTS12との間の送信は、通常の方法で、パッシブ光ネットワーク、無線ネットワーク、又は他の種類のネットワークで行われてもよい。本発明は、どのようにBTSと中央局とが相互接続されるかの特定の実装に限定されない。

基地送受信局12は、カバレッジエリア内でRF変調信号をユーザ装置に送信する。例えば、基地送受信局12Cは、信号を無線ネットワーク装置18に送信し、無線ネットワーク装置18により送信された信号を受信するものとして示されている。無線ネットワーク装置と基地送受信局との双方は無線ネットワークで信号を送信し得るため、ここで詳細に説明するベースバンド回復処理は、図１の無線ネットワーク装置及び基地送受信局の一方により実装されてもよく、双方により実装されてもよい。ここで使用される“無線ネットワーク装置（wireless networking device）という用語は、電話、パーソナルデジタルアシスタント、ラップトップコンピュータ、加入者宅内装置、又は無線ネットワーク10で信号を送受信することができる基地送受信局以外の他のコンピュータ装置として規定される。典型的な無線ネットワークでは、各基地送受信局は、複数の無線ネットワーク装置との通信を扱う役目をしてもよい。これらの装置は、当該技術分野で周知のように、基地送受信局の間をローミングし、ネットワーク10内で移動してもよい。

図２は、本発明の実施例に従ってベースバンド回復を実装するように構成された例示的な無線基地送受信局12の一部の機能ブロック図である。図２の実施例では、基地送受信局12は、中央局16と通信するように構成された１つ以上のポート20を含む。基地送受信局12はまた、基地送受信局がそのカバレッジエリア内で１つ以上の無線ネットワーク装置18と通信することを可能にするために、RF信号を送受信するように構成された１つ以上のアンテナ22を含む。RF変調器24は、ネットワークに実装されている無線標準に従ってベースバンド信号を変調するために提供される。RF変調器はまた、信号を復調し、ベースバンド回復を実行してもよい。復調器の動作は、最尤推定を使用してタイミング回復を実装するように構成されたフィードバックループ25により制御されてもよい。例えば、以下に説明するように、図１０又は１１に示すフィードバックシステムの１つが、フィードバックループ25を実装するために使用されてもよい。

基地送受信局12はまた、BTSが無線ネットワークから受信したRF変調信号からベースバンド信号を回復することを可能にするために、ここに記載の機能を実行するように構成された制御ロジック28を含むプロセッサ26を含む。基地送受信局12は、プロセッサ26が以下に詳細に説明するタイミング回復に関連する機能を実行することを可能にするために、制御ロジック28にロードされ得るデータ及び命令を含むメモリ30を含む。例えば、メモリ30は、基地送受信局がトレーニング系列の間に受信信号をサンプリングし、以下に詳細に説明するようにタイミング回復を実行するようにMLRを実装する最尤推定（MLE：Maximum Likelihood Estimation）ソフトウェア32を含んでもよい。基地送受信局は、同様にネットワークの他の機能を実行することを可能にする他のソフトウェア及びハードウェアコンポーネントを含んでもよい。

図３は、本発明の実施例に従ってベースバンド回復を実装するように構成された例示的な無線ネットワーク装置18の一部の機能ブロック図である。図３の実施例では、無線ネットワーク装置18は、無線ネットワーク装置が１つ以上の周辺の基地送受信局12又は他の無線ネットワーク装置18と通信することを可能にするために、RF信号を送受信するように構成された１つ以上のアンテナ34を含む。RF変調器36は、ネットワークに実装されている無線標準に従ってベースバンド信号を変調するために提供される。RF変調器はまた、信号を復調し、ベースバンド回復を実行してもよい。復調器の動作は、最尤推定を使用してタイミング回復を実装するように構成されたフィードバックループ37により制御されてもよい。例えば、以下に説明するように、図１０又は１１に示すフィードバックシステムの１つが、フィードバックループ37を実装するために使用されてもよい。

無線ネットワーク装置18はまた、無線ネットワーク装置が無線ネットワークから受信したRF変調信号からベースバンド信号を回復することを可能にするために、ここに記載の機能を実行するように構成された制御ロジック40を含むプロセッサ38を含む。無線ネットワーク装置18は、プロセッサ38が以下に詳細に説明するタイミング回復に関連する機能を実行することを可能にするために、制御ロジック40にロードされ得るデータ及び命令を含むメモリ42を含む。例えば、メモリ42は、無線ネットワーク装置がトレーニング系列の間に受信信号をサンプリングし、以下に詳細に説明するようにタイミング回復を実行するようにMLRを実装する最尤推定（MLE：Maximum Likelihood Estimation）ソフトウェア44を含んでもよい。無線ネットワーク装置は、同様にネットワークの他の機能を実行することを可能にする他のソフトウェア及びハードウェアコンポーネントを含んでもよい。

図４は、信号が送信されて、信号が無線ネットワークでの送信中に劣化し得る例示的な方法を示す機能ブロック図である。図４に示すように、送信機は、無線ネットワークでRF変調ベースバンド信号を送信してもよい。信号は、最初に送信されるときに、きちんと形成されてもよい。しかし、信号が無線を通じて伝搬して受信機で受信されると、複数の要因が組み合わされ、送信信号を歪ませて雑音を送信信号に追加し得る。従って、受信信号は、送信信号と非常に異なって見えることがある。１つの重要な要因は、シンボル間干渉である。シンボル間干渉の影響を最小限にするため、最大アイ開口のポイントで受信信号をサンプリングすることが望ましい。

図５は、どのように受信機が予想シンボル間隔の間に受信信号をサンプリングし、受信信号の周波数及び最大アイ開口のポイントを判定し得るかを示す図４の受信信号の一部の拡大図である。図５に示すように、受信信号は、シンボル期間に関係する周波数を有する。シンボル期間内で、シンボル間干渉が最小になるポイントが存在する。このポイントは、最大アイ開口のポイントと呼ばれる。以下に詳細に説明するように、タイミング回復の目的は、受信機がいつシンボル間隔内でシンボルをサンプリングするべきかを認識するため、入来する信号の周波数を学習し、最大アイ開口のポイントを見つけることである。入来する信号の周波数がわかると、タイミング回復は、予想シンボル期間内で最大アイ開口のポイントを見つけることのみに制限され得る。

本発明の実施例によれば、（黒の点により表される）比較的低い数のサンプルが、トレーニング系列の間の各予想シンボル間隔の間に取得されてもよい。“比較的低い回数”及び“比較的低い数のサンプル”は、ここではサンプリングウィンドウ毎に約4サンプルからサンプリングウィンドウ毎に約30サンプルまで（より具体的にはサンプリングウィンドウ毎に約8〜15サンプル）のサンプリング周波数を含むように規定される。一実施例では、比較的低い数のサンプルは、約10回のオーバーサンプリングである。これらは絶対的に固定の制限として解釈されるべきではなく、近似値として選択される。大きい数のサンプル（サンプリングウィンドウ毎に1000サンプル等）は、入来波形の非常に正確な判定を生じる。しかし、これはまた、大量の処理能力を必要とする。例えば、図５では、RF信号の８個のサンプルが１つの予想シンボル間隔の間に取得されるものとして示されている。サンプルは、最尤推定が比較的低い数のサンプルを使用してチャネルのタイミングを回復するために使用されることを可能にするように、以下に説明するように処理されてもよい。

図６〜９は、本発明の実施例に従って予想シンボル間隔毎に比較的低い数のサンプルでタイミング回復を実行するために最尤推定（MLE：Maximum Likelihood Estimation）を使用する処理を示している。前述のように、パケットの送信開始時に、一連のトレーニングシンボルが送信機により送信され、受信機がチャネルでタイミング回復を実行することを可能にする。受信機は、送信されるトレーニングシンボルの系列を認識しているため、既知の系列を使用して、最尤推定を実行し、トレーニング系列からタイミングを判定することができる。

最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation）では、受信波形は、１つ以上の予想される可能な波形と比較され、どの予想波形が受信波形と最も一致するかを見つける。MLSEがデータ回復に使用される場合、タイミングは知られており、受信波形は、どのデータシンボルが送信されている可能性が高いかを学習するために、比較的大きい数の可能な波形に対して比較される。例えば、16個の可能なシンボルに対応する16個の可能な波形が存在することを仮定する。受信機がシンボルを受信すると、受信波形を測定し、可能な既知の波形に対して受信波形を比較する。受信機は、既知の波形のうちどれが受信波形に最も一致するかを見つけるために調べ、一致する既知の波形に関連するシンボルが正確なシンボルであると仮定する。受信機は各シンボル間隔の間にこの処理を実行し、送信機により送信された一連のシンボルを推定する。

同様の処理を使用してタイミング回復を実装するために、最尤推定も使用されてもよい。特に、タイミング回復を行うためにMLEを使用するため、送信機は、既知の一連のトレーニングシンボルを送信する。受信機は、どのシンボルが送信されるかを認識するため、どのように波形が見えるべきかを認識する。波形を受信し始めると、受信波形を既知のトレーニングシンボルの波形と比較し、２つを一致させようとする。このことは、受信機が送信機と同じ周波数で動作するため、受信機がPLL又は他のクロックの周波数を調整することを可能にする。更に、このことは、受信機がシンボルを読み取っているときに、最小のシンボル間干渉が存在するポイントでシンボルを読み取ることができるように、シンボル間隔内で調整することを可能にする。

図６〜９は、どのように予想波形と受信波形との比較が受信機の周波数及び位相を調整するために使用され得るかを概略的に示している。このことが実行され得る数学的方法と、本発明の実施例に従ってこの処理を実装するために生成され得る複数のフィードバックループとについて、図１０〜１３に関して以下に詳細に説明する。

図６に示すように、受信機は、まず、入来するRF波形を受信することを開始する。このポイントで、受信機は、波形が一連のトレーニングシンボルを表すことを認識しているが、トレーニングシンボルを生成するために使用された周波数を認識せず、どこで１つのシンボルが終了して次のシンボルが開始するかを認識しない。

従って、図６に示すように、受信機は、サンプリングを開始し、最初のサンプリングウィンドウの間に比較的低い回数だけ受信波形をサンプリングする。最初のサンプリングウィンドウは、受信機が１シンボル期間にほぼ対応することを想定する期間に対応する。サンプリングウィンドウは、約１シンボル期間の長さになるように、入来するウィンドウの推定周波数に基づいて最初に設定される。受信機が入来する周波数を適度に確信すると、受信機は、一定のサンプリングウィンドウを維持し、周波数回復を実行しない。この実施例では、受信機は、サンプリングウィンドウ内で最大アイ開口のポイントが生じる場所を見つけるために調べさえすればよい。受信機が周波数及び位相を同期している場合に、サンプリングウィンドウのサイズは調整されてもよい。受信機が周波数回復及び位相回復を実行するか否か、又は位相回復のみを実装するかは、受信機の特定の実装に依存する。

本発明の実施例によれば、図７に示すように、予想シンボル期間毎に1000又は他の任意の大きい数のサンプルを取得するのではなく、出願人は、比較的低い数のサンプルを取得し、サンプルで後処理を実行して、比較的低い数のサンプルから最大アイ開口のポイントの位置をより正確に判定することを提案する。

図８に示すように、サンプルを取得した後に、受信波形は、予想波形と比較され、サンプリングウィンドウを調整する。図９に示すように、この比較に基づいて、サンプリングウィンドウのサイズ（持続時間）は、シンボルの周波数を調整するように調整されてもよく、サンプリングウィンドウの位置は、最大アイ開口のポイントに近づくように入来する波形に対して調整されてもよい。この処理は、トレーニング期間の間にシンボル毎に繰り返され、トレーニング期間の間に、トレーニングシンボルは、受信機が送信機と同期することを可能にするために送信される。

図１０は、本発明の実施例を実装するために使用され得るフィードバックシステムを示している。図１０に示すように、受信信号r(t)200は、例えばアンテナ34を介してネットワークエレメントにより受信され、サンプラ202を使用してサンプリングされる。例えば、サンプラは、それぞれの予想シンボル期間の間に比較的低い回数だけ入来する波形をサンプリングするように構成されたアナログ・デジタル変換器でもよい。例えば、前述のように、サンプラは、予想シンボル期間毎に10回のオーダー（10回のオーバーサンプリング）又は他の比較的低い回数で入来する波形をサンプリングしてもよい。この実施例では、サンプラを動作させるクロックの位相及び周波数は、ブロック216からの誤り信号により影響を受けない。しかし、クロック（204）の基本周波数は、予想シンボルレート又はその倍数にできるだけ近くなるように設定される。

一実施例では、サンプラは、以下に説明するフィードバックループと独立した自分の周波数で入力信号をサンプリングするように動作するクロック204を使用して駆動される。図１１は、クロックの周波数又は位相がフィードバックループにより制御される他の実施例を示している。クロックの基本レートは、サンプラに対してシンボル毎に約10回だけ入力波形をサンプリングさせるように、又は他の比較的低い回数で入力波形をサンプリングさせるように調整されてもよい。クロックの位相及び周波数は、ブロック216により提供された誤り信号により基本設定から逸脱するようにされてもよい。この実施例（図１１）では、クロックはフィードバックループに依存するため、離散的な電圧制御クロックがブロック223からの信号に応じて動作し、デジタル化されたサンプルの後処理が、タイミング回復を実装して、入来するシンボルストリームにサンプリングクロック（222）の位相及び周波数をより良く一致させるために使用される。

図１０に戻り、サンプラ202によりサンプリングされたデジタル化波形は、照合フィルタ206に入力される。例えば、照合フィルタは、デジタル有限インパルス応答照合フィルタ又は他の種類のフィルタでもよい。照合フィルタ206は、雑音を除去するように機能し、低域通過フィルタがアナログ信号で動作するのと同じ方法で入力サンプルを平滑化するように動作する。

フィルタリングされたサンプルは、データセレクタ208に入力される。データセレクタは、（シンボル毎に）比較的低い数のサンプルのどれが制御ループへの入力として使用されるべきかを選択する。例えば、検出される所与のシンボルでは、データセレクタは、誤り信号を判定するために処理される複数の利用可能なサンプルを選択する。例えば、サンプラ202がシンボル期間毎に10回だけ入力信号r(t)をサンプリングするように動作していることを仮定する。データセレクタは、データセレクタが最大アイ開口に最も近いと考えるこれらのサンプルのうち５つを選択してもよい。データセレクタが最大アイ開口に最も近い５つのサンプルを選択すると、フィードバックループは、データセレクタに対して、これらの５つのサンプルを選択させ続ける。しかし、フィードバックループに累積された誤りが十分になると、フィードバックループは、データセレクタに対して、１シンボルだけ前方又は後方に移動させ、異なる一式の５つのサンプルを選択させる。フィードバックについては、以下に詳細に説明する。従って、データセレクタは、最大アイ開口に最も近い整数の数のサンプルを選択するために、いずれかの方向（前方又は後方）に整数のサンプルを移動させるため、フィードバック信号の整数部分218を使用する。

従って、データセレクタは、最大アイ開口に最も近い連続する一式のサンプルを選択する役目をする。フィードバックループの整数部分218は、データセレクタに対して異なるグループのサンプルを選択させるため、又は次の波形から同じグループのサンプルを選択させ続けるため、データセレクタを調整するために使用される。しかし、データセレクタは、データセレクタに対して新たなグループのサンプルを選択させることによってのみ、調整可能である。最大アイ開口のポイントが利用可能なサンプルの１つの上に直接あるのではなく、サンプルの間のどこかにある場合がある。この場合、データセレクタは、異なるグループのサンプルを選択することにより、最大アイ開口の正確なポイントを判定することはできない。

従って、比較的低いサンプリングレートは、データセレクタが最大アイ開口のポイントの正確な位置を取得することを妨げる。高いサンプリングレートは、最大アイ開口のポイントがより正確に判定されることを可能にするが、サンプリングレートを増加させることは、システムのコスト及び複雑性を増加させ、これは望ましくない。

最大アイ開口のポイントをより正確に判定するために、データセレクタの出力は、極小平滑弁別器（infinitesimal smoothing discriminator）210に入力される。極小平滑弁別器は、利用可能なサンプルの間のどこに最大アイ開口のポイントがサンプルのグループ内に生じるかを判定するために、フィードバックループからの誤り信号220の分数部分を使用して制御される。

極小平滑弁別器の出力は、乗算器216において入力信号I_n 214で乗算される。入力信号I_n 214は、予想シンボルである。４レベルの変調処理を使用した変調方式では、予想シンボルは、一般的に+3、+1、-1及び-3である。しかし、APCO 25（TETRA）のような多くの４レベルの変調方式では、この種類の変調方式でトレーニング系列の間に送信されるトレーニングシンボルは、一般的に+3及び-3である。タイミング回復を実装するために最尤タイミング推定処理が使用されるため、トレーニングシンボルの予想値は、入力信号I_n 214として入力される。

正又は負の符号を有するトレーニングシンボルで極小平滑弁別器の出力を乗算することは、積により形成された誤り信号が、トレーニングシンボルに拘らず常に正になることを可能にする。例えば、正のシンボルが受信され、シンボルの推定最大アイ開口のシンボル信号の一次導関数（微分）が正である場合、最大アイ開口のポイントは、サンプル位置の右になる。逆に、負のシンボルが受信され、シンボル信号の一次導関数が推定最大アイ開口のポイントで正である場合、最大アイ開口のポイントはサンプル位置の左になる。計算された導関数を予想シンボル値（正又は負）で乗算することにより、シンボルの極性の効果が除去され、誤り累積器の動作を簡略化し得る。

入力された予想シンボルで乗算された受信信号は、誤り累積器216に渡される。誤り累積器は、特定の数のシンボルで誤りを加算し、選択されたグループのサンプルに関連する誤りを判定する。図１４及び１５は、どのようにこれが動作するかをグラフィック的に示す例示的な波形を示している。シンボル期間毎に１回だけブロック210が誤り値を生成する。誤り累積器は、特定の数のシンボルだけブロック210からの誤り信号を加算する。１つの特定の実装では、８〜１３の間のシンボルの数が最もうまく動作することを見つけた。所与のシンボルKの誤り信号（ε）は、シンボル判定I_nの関数であり、ブロック210により生成された誤り値は以下のようになる。
εk=ISD(k)*I_n 又は εk=dv/dt*I_n
ISDブロック210は以下のように動作する。ブロック220により提供される分数値“α”に基づいて、以下の関数をブロック208により選択された５つのサンプルに適用することにより、弁別（導関数判定）及び平滑化が入来するシンボルのサンプリングされた波形に適用される。このグループの５つのシンボルは図１２に示されている。図１３に示すように、これらの５つのサンプルの値は、それぞれS1、S2、S3、S4及びS5であると仮定する。ブロック210は、これらのサンプルから、dv/dt=Ks*[(1-α)(S4-S1)+α(S5-S2)]のように、サンプルS3についての一次導関数を近似する誤り値を生成する。ただし、αはブロック220により生成された分数値であり、Ksはシステムの開発中に実験的に判定された定数である。従って、εk=dv/dt*I_nである。

データセレクタが最大アイ開口の一方の側でサンプルのグループを選択した場合、計算された導関数はほぼゼロである。同じ特徴により、図１０のブロック210の出力からの連続値は、それぞれ“I_n”で乗算されると、各シンボル期間のサンプルS3がほぼ最大アイ開口のポイントになるときに、ほぼゼロになる。図１４は、連続シンボルの一次導関数の値を示しており、図５は、シンボルのグループでの一次導関数の値の合計を示している。図１５に示すように、連続シンボルの一次導関数は、ほぼ等しく、反対になることが予想されてもよい。このため、システムが最大アイ開口のポイントに調整される場合、ほぼゼロになることが予想されてもよい。

誤り累積器216は、“I_n”で乗算した各シンボルの導関数を加算することにより、特定の数のシンボルからサンプルの誤りを累積する。従って、誤り累積器216は、例えば図１５に示すように、複数のシンボルから誤りを累積する。

誤り累積器は、２つの値を出力し、閉ループフィードバックをデータセレクタ208及び極小平滑弁別器210に提供する。特に、誤り累積器216は、誤り信号218の整数部分をデータセレクタ208に提供し、データセレクタに対してどの一式のサンプルが使用されるかを制御させ、必要に応じて、利用可能な比較的低い数のサンプルから異なる一式のサンプルを選択させる。誤り累積器はまた、誤り信号220の分数部分を極小平滑弁別器に提供し、サンプリングウィンドウ内の最大アイ開口ポイントが判定されることを可能にする。誤り信号の整数部分は、以下の式を使用して計算されてもよい。
δ=INT[Ke*Σ(ε(k-n)..εk)]
ただし、Keは誤り定数であり、ε(k-n)はサンプル(k-n)において推定された最尤シンボルI_nで乗算された導関数であり、Σ(ε(k-n)..εk)は、選択されたシンボルサンプリングポイントのそれぞれでの誤り信号の合計である。整数部分は、どの一式のサンプルを使用しているかを変更すべきか否かを判定するためにデータセレクタにより使用される。例えば、導関数の合計が正の値を生じた場合、誤り信号の整数値は、データセレクタに対して次のサンプリング間隔の間に新たな一式のサンプルを選択させるように、データセレクタへのフィードバックとして入力される。従って、整数部分は、この例でのデータセレクタに対して、連続するサンプルのセットの各シンボルにおいて更に右にサンプルを選択させてもよい。同様に、誤り信号の分数部分は、α（従って、一次導関数の計算に影響を与える部分）を調整するために使用される。

データセレクタに対して新たな一式のサンプルを選択させるのに、誤り信号の整数部分が十分でない場合、データセレクタは、最大アイ開口のポイントの周辺の信号をサンプリングしている。サンプリングウィンドウ内のどこで最大アイ開口のポイントが実際に生じるかを判定するために、誤り信号の分数部分は、極小平滑弁別器に入力される。誤り信号220の分数部分は、以下の式を使用して計算されてもよい。
α=FRAC[Ke*Σ(ε(k-n)..εk)]
極小平滑弁別器は、所与のシンボルのサンプルの間を補間し、どこで導関数がほぼゼロになるかを判定する。これは、最大アイ開口のポイントにほぼ対応する。本発明の実施例によれば、中間のサンプルの一方の側で１つのみのサンプルを調べ、これらの２つの値を使用してどこで導関数がゼロになる可能性があるかを判定するのではなく、分数の誤りが中間のサンプルの一方の側での複数のサンプルの振幅値に関して使用され、最大アイ開口のポイントで導関数を判定する。例えば、一実施例では、最大アイ開口の予想ポイントでの導関数は、以下の式に従って判定されてもよい。
dv/dt=Ks*[(1-α)(S4-S1)+α(S5-S2)]
他の“弁別／平滑（discrimination/smoothing）”式及びサンプリング方式も同様に使用されてもよい。例えば、dv/dtはまた、以下の式又は他の同様の式を使用して計算されてもよい。更に、この実施例では、最大アイ開口の予想ポイントを見つけるために５つの値が使用されるが、より多くの数の値が同様に使用されてもよい。
dv/dt=Ks*[(1-α)(S3-S1)+α(S4-S2)]
この例が図１３に示されている。図１３では、５つのサンプルのそれぞれの振幅は、S1、S2、S3、S4及びS5として示されている。データセレクタにより選択された５つのサンプルのグループの中間のサンプルが最大アイ開口のポイントに比較的近いことを仮定している。これは、５つのシンボルの正確なグループが選択されていることを誤り信号の整数部分が示しているため、公平な仮定である。従って、最大アイ開口のポイントを判定する際に、中間のサンプルでの導関数は、比較的ゼロに近く、平滑係数αにより調整されたときに、できるだけ真の最大アイ開口ポイントの導関数に近くなることが想定され得る。最大アイ開口のポイントは、導関数がほぼゼロになるとき又は連続シンボルのこの時点での導関数の合計がほぼゼロになるときに、真に到達する。

他のサンプルの振幅は、最大アイ開口のポイントでシンボル信号の一次導関数を計算するために使用される。本発明の実施例によれば、誤り信号の分数部分αは、サンプルS5及びS2の振幅の差と乗算される。同様に、誤り信号の分数部分1-αは、サンプルS1及びS4の振幅の差と乗算される。これらの２つの値は一緒に加算され、最大アイ開口のポイントで一次導関数に近く近似するために、微分定数Ksで乗算される。最大アイ開口の一方の側でサンプルを微分することにより（例えば、S4-S1及びS5-S2を使用することにより）、最大アイ開口のポイントでの導関数の判定に対するいずれか１つのサンプルの個々の寄与は低減され、これにより、最大アイ開口のポイントでの導関数の計算を平滑化し得る。これは、加算ブロック216により行われる大きい数の連続するシンボルのサンプルでの連続的な計算の平均と同様に、計算における雑音の効果を低減する。誤り信号の分数部分を使用することにより、２つのそれぞれの差の寄与は、最大アイ開口のポイントで真の導関数に極めて近づくために使用されてもよい。特に、誤り信号の分数部分は、極小平滑弁別器が差の寄与を調整することにより、隣接する導関数の間を補間し、実際の物理的サンプルがこのポイントで存在しない場合に最大アイ開口のポイントに導関数を近づけることを可能にする。

図１１は、電圧制御クロック222がサンプラ202を制御するために使用されるフィードバックループの他の実施例を示している。この実施例では、固定の周波数で動作するクロックを使用するのではなく、フィードバックループからのフィードバックに従って制御される周波数及び位相を有する電圧制御クロックが使用されてもよい。この実施例では、入力波形r(t)がサンプリングされる周波数及び位相が制御され、これにより、周波数同期が位相同期と共に実装されることを可能にしてもよい。周波数及び位相同期は、図１０に関して前述した方法と同様に、フィードバックループでブロック216からの合計の平均誤り信号を使用して実装されてもよい。図１１のブロック223は、入来するシンボルストリームでブロック222の電圧制御クロックの位相ロックを最も良く実現するために、この合計の平均誤り信号を更に処理するために使用されてもよい。一実施例では、ブロック223は、定数により乗算された低域通過フィルタとして実装されてもよい。低域通過フィルタ223は、ループの安定性とループの応答時間とを調和するために調整されるべきである。

誤り累積器は、複数のシンボル期間で誤りを累積し、VCC222を制御してもよい。例えば、誤り信号の分数部分が連続するシンボル期間で安定して増加する場合、最大アイ開口のポイントがサンプルS3から前進している可能性がある（位相の不一致）。また、入来するシンボルレートとVCC222の周波数との間の周波数の差が存在する可能性がある（周波数の不一致）。最大アイ開口のポイントがシンボルサンプリングウィンドウ内で移動している場合（ずれている場合）、サンプルが取得されている周波数は、入力信号r(t)のシンボル周波数と同期するように調整されるべきである。特に、時間における最大アイ開口のポイントの位置の変化は、周波数がわずかにゆがんでいることを判定するために使用されてもよい。従って、誤り累積器は、VCC222の周波数を調整し、周波数を調整させ、従って、サンプリングウィンドウ内の最大アイ開口のポイントの位置を安定化させてもよい。任意選択で、VCC222の周波数を制御するために、第２の誤り累積器が使用されてもよい。更に、誤り累積器の出力が正又は負にバイアスされた場合、これは、位相の不一致を示してもよい。この位相の不一致は、サンプルS3が最大アイ開口の正確な時点により正確に到達するように、VCCブロック222の位相を変化させることにより補われてもよい。図１１のブロック216、223及び222を構成するこのようなフィードバックループの動作に存在するロッキング又はトラッキング動作は、ロックが実現されたときに入来するシンボルストリームの周波数及び位相の双方が正確にトラッキングされることを確保する。このシステムの利点は、ブロック202により提供されるサンプルに拘らず、外部ループが最大アイ開口の最適な位置についてのサンプル判定をロックし、内部ループが最大アイ開口のシンボル振幅での最善の判定を行うことにある。従って、有用な信号がブロック222に提供され、正確な位置がわかる前の時点でサンプル位置をより良く調整することができる。

前述の機能は、１つ以上のネットワークエレメント内のコンピュータ可読媒体に格納され、ネットワークエレメント内の１つ以上のプロセッサで実行される一式のプログラム命令として実装されてもよい。しかし、ここに記載の全てのロジックは、別々の構成要素、集積回路（特定用途向け集積回路（ASIC）等）、プログラム可能論理装置（フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）又はマイクロプロセッサ等）と共に使用されるプログラム可能ロジック、状態機械、又はこれらのいずれかの組み合わせを含む他の装置を使用して実現され得ることが、当業者に明らかである。プログラム可能ロジックは、読み取り専用メモリチップ、コンピュータメモリ、ディスク又は他の記憶媒体のような有形の媒体に一時的又は永続的に固定されてもよい。全てのこのような実施例が本発明の範囲内に入ることを意図する。

図面に図示して明細書に記載した実施例の様々な変更及び変形が本発明の範囲及び要旨内で行われてもよいことがわかる。従って、前述の説明に含まれる全ての事項及び添付図面に含まれる全ての事項は、限定の意味ではなく例示的に解釈されることを意図する。本発明は、特許請求の範囲及びその均等で規定されたもののみとして限定される。

Claims

一又はそれ以上の基地送受信局と、一又はそれ以上の無線ネットワーク装置とを有する無線ネットワークであって、
前記一又はそれ以上の基地送受信局及び前記一又はそれ以上の無線ネットワーク装置のうち少なくとも１つは、
それぞれの予想トレーニングシンボル間隔の間に第１の回数だけ受信トレーニング信号をサンプリングし、それぞれの予想トレーニングシンボル間隔について、前記回数の対応する一つで前記トレーニング信号の大きさを表す第１の数のサンプルを取得し、
前記第１の数のサンプルのうち、一部の連続するサンプルを累積された誤り信号の整数部に基づいて選択し、
前記一部の連続するサンプルに関連する平滑化一次導関数であって、前記連続するサンプルの二又はそれ以上の対応する組について二又はそれ以上の差異を計算し、当該二又はそれ以上の差異の重み付け合計を計算することを含む平滑化一次導関数を計算し、当該平滑化一次導関数が前記一部の連続するサンプル内の最大アイ開口の予測位置に対応するように、当該重み付け合計における前記二又はそれ以上の差異についての重み付け値を前記累積された誤り信号の分数部分に基づいて判定し、
前記予想トレーニングシンボル間隔の前記平滑化一次導関数を予想データシンボルで乗算し、前記予想トレーニングシンボル間隔の誤り信号を取得し、
前記誤り信号を前記累積された誤り信号に加えることによって、当該累積された誤り信号を更新し、
前記累積された誤り信号の整数部を使用して、次のトレーニングシンボル処理のため、前記第１の数のサンプルのうちどのサンプルを前記一部の連続するサンプルに含めれるかを調整することにより、
ベースバンド回復を実装するように構成される無線ネットワーク。
前記一部の連続するサンプルは、少なくとも５つのサンプルポイントを含み、
前記二又はそれ以上の差異は、２つの差異からなる、請求項１に記載の無線ネットワーク。
前記２つの差異に対応する前記重み付け値は、それぞれ、前記分数部と１から当該分数部分を引いた値とに等しい、請求項２に記載の無線ネットワーク。
前記累積された誤り信号は、クロック値を調整するように更に構成され、
前記クロック値は、受信トレーニング信号がサンプリングされる周波数を制御する、請求項１に記載の無線ネットワーク。
前記平滑化一次導関数を前記予想データシンボルで乗算することは、連続する予想トレーニングシンボル間隔から誤り信号を累積するときに、シンボルの極性が無視されることを可能にする、請求項１に記載の無線ネットワーク。
無線ネットワークで使用される基地送受信局であって、
RF信号を受信するように構成された少なくとも１つのアンテナと、
前記少なくとも１つのアンテナに接続され、前記RF信号に含まれ、トレーニングシンボルの系列を含むトレーニング信号を処理して、前記トレーニング信号からタイミング周波数及びタイミング位相を回復することにより、ベースバンド回復を実装するように構成されたプロセッサと
を有し、
前記プロセッサは、
それぞれの予想トレーニングシンボル間隔の間に第１の回数だけトレーニング信号をサンプリングし、それぞれの予想トレーニングシンボル間隔について第１の数のサンプルを取得し、
前記第１の数のサンプルのうち、一部の連続するサンプルを累積された誤り信号の整数部に基づいて選択し、
前記一部の連続するサンプルに関連する平滑化一次導関数であって、前記連続するサンプルの二又はそれ以上の対応する組について二又はそれ以上の差異を計算し、当該二又はそれ以上の差異の重み付け合計を計算することを含む平滑化一次導関数を計算し、当該平滑化一次導関数が前記一部の連続するサンプル内の最大アイ開口の予測位置に対応するように、当該重み付け合計における前記二又はそれ以上の差異についての重み付け値を前記累積された誤り信号の分数部分に基づいて判定し、
前記予想トレーニングシンボル間隔の前記平滑化一次導関数を予想データシンボルで乗算し、前記予想トレーニングシンボル間隔の誤り信号を取得し、
前記誤り信号を前記累積された誤り信号に加えることによって、当該累積された誤り信号を更新し、
前記累積された誤り信号の整数部を使用して、次のトレーニングシンボル処理のため、前記第１の数のサンプルのうちどのサンプルを前記一部の連続するサンプルに含めれるかを調整するように構成される基地送受信局。
前記一部の連続するサンプルは、少なくとも５つのサンプルポイントを含み、
前記二又はそれ以上の差異は、２つの差異からなる、請求項６に記載の基地送受信局。
前記２つの差異に対応する前記重み付け値は、それぞれ、前記分数部と１から当該分数部分を引いた値とに等しい、請求項６に記載の基地送受信局。
前記累積された誤り信号は、クロック値を調整するように更に構成され、
前記クロック値は、受信トレーニング信号がサンプリングされる周波数を制御する、請求項６に記載の基地送受信局。
前記平滑化一次導関数を前記予想データシンボルで乗算することは、連続する予想トレーニングシンボル間隔から誤り信号を累積するときに、シンボルの極性が無視されることを可能にする、請求項６に記載の基地送受信局。
無線通信ネットワークで使用される無線ネットワーク装置であって、
RF信号を受信するように構成された少なくとも１つのアンテナと、
前記少なくとも１つのアンテナに接続され、前記RF信号に含まれ、トレーニングシンボルの系列を含むトレーニング信号を処理して、前記トレーニング信号からタイミング周波数及びタイミング位相を回復することにより、ベースバンド回復を実装するように構成されたプロセッサと
を有し、
前記プロセッサは、
それぞれの予想トレーニングシンボル間隔の間に第１の回数だけトレーニング信号をサンプリングし、それぞれの予想トレーニングシンボル間隔について第１の数のサンプルを取得し、
前記第１の数のサンプルのうち、一部の連続するサンプルを累積された誤り信号の整数部に基づいて選択し、
前記一部の連続するサンプルに関連する平滑化一次導関数であって、前記連続するサンプルの二又はそれ以上の対応する組について二又はそれ以上の差異を計算し、当該二又はそれ以上の差異の重み付け合計を計算することを含む平滑化一次導関数を計算し、当該平滑化一次導関数が前記一部の連続するサンプル内の最大アイ開口の予測位置に対応するように、当該重み付け合計における前記二又はそれ以上の差異についての重み付け値を前記累積された誤り信号の分数部分に基づいて判定し、
前記予想トレーニングシンボル間隔の前記平滑化一次導関数を予想データシンボルで乗算し、前記予想トレーニングシンボル間隔の誤り信号を取得し、
前記誤り信号を前記累積された誤り信号に加えることによって、当該累積された誤り信号を更新し、
前記累積された誤り信号の整数部を使用して、次のトレーニングシンボル処理のため、前記第１の数のサンプルのうちどのサンプルを前記一部の連続するサンプルに含めれるかを調整するように構成される無線ネットワーク装置。
前記一部の連続するサンプルは、少なくとも５つのサンプルポイントを含み、
前記二又はそれ以上の差異は、２つの差異からなる、請求項１１に記載の無線ネットワーク装置。
前記２つの差異に対応する前記重み付け値は、それぞれ、前記分数部と１から当該分数部分を引いた値とに等しい、請求項１２に記載の無線ネットワーク装置。
前記累積された誤り信号は、クロック値を調整するように更に構成され、
前記クロック値は、受信トレーニング信号がサンプリングされる周波数を制御する、請求項１１に記載の無線ネットワーク装置。
前記平滑化一次導関数を前記予想データシンボルで乗算することは、連続する予想トレーニングシンボル間隔から誤り信号を累積するときに、シンボルの極性が無視されることを可能にする、請求項１１に記載の無線ネットワーク装置。