RU2518204C2 - Беспроводная сеть и используемые в ней базовая приемопередающая станция и беспроводное сетевое устройство - Google Patents

Беспроводная сеть и используемые в ней базовая приемопередающая станция и беспроводное сетевое устройство Download PDF

Info

Publication number
RU2518204C2
RU2518204C2 RU2011120056/07A RU2011120056A RU2518204C2 RU 2518204 C2 RU2518204 C2 RU 2518204C2 RU 2011120056/07 A RU2011120056/07 A RU 2011120056/07A RU 2011120056 A RU2011120056 A RU 2011120056A RU 2518204 C2 RU2518204 C2 RU 2518204C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
wireless network
quantizations
quantization
frequency
Prior art date
Application number
RU2011120056/07A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2011120056A (ru
Inventor
Тим КУЭЧЛЕР
Original Assignee
Эппл Инк
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Эппл Инк filed Critical Эппл Инк
Publication of RU2011120056A publication Critical patent/RU2011120056A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2518204C2 publication Critical patent/RU2518204C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W80/00—Wireless network protocols or protocol adaptations to wireless operation
    • H04W80/04—Network layer protocols, e.g. mobile IP [Internet Protocol]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
    • H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
    • H04L7/007—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on maximum signal power, e.g. peak value, maximizing autocorrelation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
    • H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
    • H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Изобретение относится к беспроводным сетям связи, использующей выделение модулирующей частоты в базовых приемопередающих станциях, и предназначено для уменьшения количества символов синхронизации, тем самым позволяя устройствам беспроводной связи использовать относительно низкую частоту квантования символов и вычислительную мощность для выделения тактовой частоты. Для определения сигналов рассогласования (ошибки) для каждого из дискретизованных сигналов производится выборка и обработка подмножества дискретизованных сигналов. Эти сигналы рассогласования умножаются на предполагаемый символ и суммируются таким образом, чтобы получить один сигнал рассогласования. Этот сигнал рассогласования используется для настройки набора дискретизованных сигналов, который будет использоваться и обрабатываться применительно к последующим символам. Сигнал рассогласования также используется для интерполяции дискретизованных сигналов в бесконечно малом приближении к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. 3 н. и 15 з.п. ф-лы, 15 ил.

Description

Область применения изобретения
Настоящее изобретение относится к беспроводным сетям связи, в особенности к проблеме выделения полосы модулирующих частот в беспроводных сетях, базовых приемопередающих станциях и беспроводных сетевых устройствах.
Уровень техники
Сети передачи данных включают в себя различные компьютеры, серверы, узлы, маршрутизаторы, коммутаторы, шлюзы, концентраторы, прокси-серверы, устройства доступа (такие как абонентское оконечное оборудование и телефонные трубки), а также прочие сетевые устройства, соединенные таким образом, чтобы обеспечить передачу данных от одного устройства к другому. Эти устройства далее будут именоваться элементами сети. Данные между элементами сети передачи данных передаются в виде кодированных или некодированных протокольных блоков данных, например, пакетов Интернет-протокола (IP), кодированных и сжатых или несжатых голосовых пакетов, фреймов Ethernet, ячеек (элементов) данных, сегментов или иных логических ассоциаций битов или байтов данных, с использованием одной или нескольких линий (каналов) связи между устройствами. В процессе своего перемещения между источником и пунктом назначения в сети конкретный протокольный блок данных может обрабатываться несколькими элементами сети и переноситься по многочисленным каналам связи.
В беспроводных сетях для передачи данных между элементами сети используются радиочастотные (РЧ) сигналы. Типовой передатчик имеет радиочастотное передающее устройство, состоящее из модуляторной ступени, которая преобразует исходные данные в модулирующий сигнал в соответствии с принятым и используемым стандартом для беспроводных сетей. Эти модулирующие сигналы затем модулируются радиочастотным передатчиком в несущую радиочастоту для передачи в сеть. Модулированный сигнал несущей радиочастоты затем усиливается и передается через антенну в эфир в виде электромагнитных волн.
Существует множество схем модуляции, предназначенных для передачи данных по беспроводным сетям. В качестве одного из примеров схемы модуляции можно упомянуть мультиплексирование с ортогональным делением частот (OFDM). В соответствии со схемой OFDM, высокоскоростные сигналы данных делятся на десятки или сотни сигналов с меньшей скоростью, которые передаются параллельно по соответствующим частотам (субнесущим частотам) в общем радиочастотном сигнале. Спектры субнесущих частот могут перекрываться таким образом, что расстояние между ними сводится к минимуму. Субнесущие частоты являются ортогональными по отношению друг к другу, тем самым они статистически независимы и не могут создавать взаимные помехи или каким-либо иным образом препятствовать распространению сигналов. В соответствии со схемой OFDM каждый блок данных преобразуется в параллельную форму и с ним сопоставляется субнесущая частота в виде символов частотной области. Для получения сигналов временной области над этими символами выполняется инверсное дискретное преобразование Фурье (или быстрая модификация этого преобразования - обратное быстрое преобразование Фурье, IFFT). Одной из сетей, использующих схему модуляции OFDM, является сеть WiMax. WiMax определяется пакетом протоколов IEEE 802.16х. Еще одним стандартом, популярность которого растет независимо от того, что он еще не утвержден официально, является стандарт Long Term Evolution (LTE), также использующий схему OFDM. Прочие сетевые протоколы также могут использовать схему OFDM.
Другим примером схемы модуляции исходного сигнала для последующей передачи является схема многостанционного доступа с временным разделением каналов (TDMA). В сети TDMA для передачи данных конкретного канала в конкретный интервал времени используется полный спектр частот. Различные каналы распределяются по различным временным интервалам, в течение которых будут передаваться данные, связанные с этими каналами. Примером беспроводной сети, работающей по схеме модуляции TDMA, является глобальная система мобильной связи GSM. Другие протоколы беспроводной передачи также используют временное разделение для разбиения одного канала на несколько субканалов.
Персонал служб охраны правопорядка и экстренной помощи часто использует для связи рации и портативные переговорные устройства. Один из типов систем связи, которая применяется службами охраны правопорядка и другими радиосетями общественной безопасности, называется «Проект 25» (Р25). Проект 25 определяется пакетом протоколов, разработанных Ассоциацией телекоммуникационной промышленности (TIA), например протоколом TIA 102-ВААА-А. В США коммерческое применение протокола TIA 102.BAAA-A именуется проектом АРСО 25. В странах Европы стандарт Р25 используется при работе системы магистральной наземной связи TETRA.
Спецификация фазы 1 стандарта Р25 включает в себя две альтернативных схемы цифровой модуляции: C4FM и CQPSK. C4FM представляет собой систему модуляции с постоянной огибающей и четырьмя уровнями частоты, использующую каналы 12,5 кГц. CQPSK представляет собой совместимую четырехпозициционную схему фазовой модуляции с четырьмя уровнями частоты. Стандарт Р25 позволяет передавать символы с частотой 4800 бит/с и использует 2 бита на символ независимо от того, производится ли модуляция по схеме C4FM или по схеме CQPSK.
Как было описано выше, имеется множество различных способов радиочастотной модуляции исходных сигналов для последующей передачи по беспроводной сети. Получатель (приемник) должен знать, какая именно схема модуляции используется, и как именно производить демодуляцию (детектирование) сигналов, чтобы выделить из модулированного сигнала исходный. Однако все еще остается открытым вопрос о синхронизации приемника и передатчика, так как это обеспечивает корректное квантование полученного радиосигнала и выделение исходного сигнала. В рациях, использующих каналы передачи, работающие по стандартам сетей АРСО 25 или TETRA, приемник должен каждый раз заново синхронизироваться с передатчиком при передаче каждого пакета. Аналогичным образом, в системе TDMA приемник может получать символы только в течение короткого периода времени, поэтому он должен периодически осуществлять повторную синхронизацию с передатчиком. В системе GSM приемник должен синхронизироваться с передатчиком при передаче каждого пакета. GSM также обеспечивает синхронизацию в средней части пакета.
Синхронизация приемника с передатчиком позволяет приемнику квантовать полученный демодулированный поток символов с правильной частотой и с правильной позицией в символьном интервале. В идеале приемник должен квантовать полученный поток символов в точке минимальных межсимвольных помех, что часто называется точкой максимального раскрытия «глазковой диаграммы». Термин «тактовая частота» будет использоваться в настоящем документе для обозначения частоты квантования потока символов, а термин «временная фаза» для указания позиции в символьном интервале, в котором приемник должен начать квантование символа. Процесс синхронизации приемника и передатчика будет называться «выделением тактового сигнала». В зависимости от способа осуществления приемника выделение тактового сигнала может включать в себя только выделение временной фазы или выделение тактовой частоты и временной фазы.
Имеется множество способов синхронизации приемника и передатчика. Один из широко используемых способов синхронизации подразумевает выделение тактового (синхронизирующего) сигнала из полученного сигнала передачи данных. Несмотря на то, что такой принцип исключает использование отдельного синхронизирующего сигнала, он требует выделения части канала передачи данных для выделения тактового сигнала. Так, например, в начале информационного пакета (или при передаче данных, в случае с GSM) передатчик может передавать последовательность заранее обусловленных символов, именуемую далее «настроечной последовательностью», которая может использоваться в качестве инструкции приемнику для определения фазы символа и коррекции тактовой частоты. Символы, передаваемые в настроечной последовательности, будут далее именоваться «настроечными символами». Поскольку для передачи настроечной последовательности используется спектр канала передачи данных, желательно свести к минимуму ту долю спектра, которая используется для синхронизации передатчика и приемника. Соответственным образом, следует уменьшить количество настроечных символов, которые должны передаваться в настроечной последовательности, чтобы увеличить ширину канала передачи данных для передачи собственно данных.
Одним из способов осуществления выделения тактового сигнала является применение к принятому сигналу быстрого преобразования Фурье, выделение частотных составляющих сигнала и определение синхронизирующего сигнала по относительной мощности частотных составляющих. Этот тип выделения тактового сигнала применяется в сетях WiMax и в скором времени будет применяться в сетях LTE. Несмотря на то, что этот процесс работает хорошо при условии обеспечения достаточных вычислительных возможностей, не все переносные устройства могут обеспечить необходимую производительность для выполнения этого метода.
Другим способом осуществление выделения тактового сигнала является многократное квантование полученного сигнала в течение каждого ожидаемого символьного интервала в течение настроечной последовательности, и сравнение воспринимаемых символов с предполагаемым шаблоном символов. Выделение тактового сигнала этим методом именуется оценкой по методу максимального правдоподобия (MLE).
Если для выделения тактового сигнала используется метод MLE, то, чтобы получить достаточно высокое разрешение для шаблона принимаемых символов, квантование принятого сигнала необходимо выполнять очень часто, примерно 1000 раз в течение одного символьного интервала. Такое представление затем сравнивается с ожидаемым представлением символа, а результат может использоваться для регулировки цепи фазовой синхронизации приемника (ФАПЧ, PLL) в целях подстройки частоты и фазы приемника. В общем случае этот процесс повторяется для каждого символа настроечной последовательности, так чтобы приемник мог пошагово настроиться на частоту и фазу передатчика.
Многократное квантование принятого радиосигнала, например, с частотой 1000 раз на протяжении одного символьного интервала, требует наличия значительной вычислительной мощности. Чтобы уменьшить сложность вычислительных схем, следует использовать преимущество метода максимального правдоподобия для выделения тактового сигнала, используя как можно более низкую частоту квантования символов. Однако при низкой частоте квантования символов при выделении тактового сигнала процесс более подвержен дефектам в виде захвата ложного сигнала и положительной обратной связи на границах символов. Таким образом если уменьшить количество символов, которые фиксируются в течение предполагаемого символьного интервала в целях уменьшения вычислительной мощности передатчика, необходимо увеличить количество настроечных символов, которые необходимо передать для обеспечения необходимой точности выделения тактового сигнала. Увеличение количества настроечных символов, конечно же, сказывается на количестве данных, передаваемых по каналу связи. Соответственным образом, для увеличения вычислительной мощности приемника было бы предпочтительно обеспечить сеть, базовую приемопередающую станцию и мобильную станцию, позволяющую выделить тактовый сигнал при относительно небольшой частоте квантования, уменьшив при этом количество настроечных символов, которые должны передаваться в настроечной последовательности, и увеличив пропускную способность беспроводного канала.
Сущность изобретения
Выделение модулирующей частоты в беспроводных сетях, базовых приемопередающих станциях и беспроводных сетевых устройствах может быть реализовано таким образом, чтобы уменьшить количество символов синхронизации, тем самым позволяя устройствам беспроводной связи использовать относительно низкую частоту квантования символов и вычислительную мощность для выделения тактовой частоты. В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, в течение предполагаемого символьного интервала в настроечной последовательности выполняется относительно небольшое количество квантований. Для определения сигналов рассогласования (ошибки) для каждого из дискретизованных сигналов производится выборка и обработка подмножества дискретизованных сигналов. Эти сигналы рассогласования умножаются на предполагаемый символ и суммируются таким образом, чтобы получить один сигнал рассогласования. Этот единый сигнал рассогласования используется для настройки набора дискретизованных сигналов, который будет использоваться и обрабатываться применительно к последующим символам. Сигнал рассогласования также используется для интерполяции дискретизованных сигналов в бесконечно малом приближении к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы.
Краткое описание чертежей
Описание настоящего изобретения дается на примерах, с использованием чертежей, на которых подобные элементы обозначаются одинаковыми ссылками. Приведенные ниже чертежи описывают различные варианты осуществления настоящего изобретения чисто иллюстративно и не предназначены для установления каких-либо рамок на суть изобретения.
Описание чертежей:
Фиг.1 - Функциональная блок-схема части примерной беспроводной сети, предназначенной для выделения полосы модулирующих частот в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.2 - Функциональная блок-схема части примерной беспроводной базовой приемопередающей станции, предназначенной для выделения полосы модулирующих частот в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.3 - Функциональная блок-схема части примерного сетевого устройства, предназначенного для выделения полосы модулирующих частот в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.4 - Функциональная блок-схема, примерно иллюстрирующая способ передачи сигнала и его искажение при передаче по беспроводной сети.
Фиг.5 - Увеличенный вид фрагмента принимаемого сигнала (показанного на Фиг.4), показывающий способ квантования приемником принятого сигнала в течение предполагаемого символьного интервала в целях определения частоты принятого сигнала в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы.
Фиг.6-9 - процесс применения метода максимального правдоподобия (MLE) в целях выделения тактового сигнала при относительно малом числе квантований в символьном интервале, в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.10 и 11 - два примера контуров обратной связи, которые могут использоваться для осуществления настоящего изобретения.
Фиг.12 - фрагмент гипотетического сигнала с совокупностью точек квантования символа, соответствующих одному из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.13 - Работа сглаживающего дискриминатора (детектора) импульсов, работающего по принципу бесконечно малых приближений, соответствующего одному из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.14. - Вычисление первой производной в выбранных точках квантования в потоке следующих друг за другом символов, соответствующее одному из вариантов осуществления изобретения.
Фиг.15. - Суммирование ошибки по совокупности значений первых производных последовательных символов, соответствующее одному из вариантов осуществления изобретения.
Подробное описание изобретения
В приведенном ниже описании излагаются многочисленные конкретные сведения, необходимые для надлежащего понимания настоящего изобретения. Однако для всех, кто имеет навыки в области технических знаний, будет понятно, что настоящее изобретение может быть реализовано и без этих характерных деталей. Иными словами, в целях максимально ясного описания сути изобретения, в настоящем документе не дается подробного описания хорошо известных методов, процедур, компонентов, протоколов, алгоритмов и принципиальных схем.
На Фиг.1 показана часть беспроводной сети передачи данных 10, в которой три соседних базовых приемопередающих станции (БПС) 12 обеспечивают покрытие зон беспроводного приема 14, именуемых ячейками (сотами). Исходя из природы беспроводных сетей связи, передачи с соседних БПС 12, как правило, накладываются (что показано пунктирными окружностями на Фиг.1) таким образом, что имеется географическая неразрывность покрытия между сотами, хотя соседние соты могут и не перекрываться по причине особенностей рельефа или структуры сети. Несмотря на то, что для иллюстрирования варианта осуществления изобретения показаны только три соты, типовая сеть может включать в себя гораздо большее количество БПС, обслуживающих гораздо большее количество сот 14.
БПС 12 имеют связь с центральным офисом 16 или иным централизованным источником данных и обеспечивают голосовую связь и передачу данных между службами с высокой пропускной способностью, соединенными с центральным офисом, и этими БПС. Центральный офис может иметь подключение к сети Интернет, к коммутируемой телефонной связи общего пользования (PSTN) или к другой информационной сети. Передача данных между центральным офисом 16 и БПС 12 может осуществляться по пассивной оптоволоконной сети или по сети любого другого типа традиционным способом. Настоящее изобретение не ограничено каким-либо вариантом взаимного соединения БПС и центрального офиса.
Базовые приемопередающие станции 12 передают модулированные радиосигналы на пользовательские устройства, находящиеся в зоне их покрытия. Так, например, БПС 12 передает сигнал на беспроводное устройство 18 и получает сигналы, передаваемые этим устройством 18. Поскольку беспроводное сетевое устройство и базовая приемопередающая станция могут передавать сигналы в беспроводную сеть, то процесс выделения модулирующей (тактовой) частоты, который описывается подробно в настоящем документе, может применяться как к беспроводному устройству, так и к БПС (Фиг.1). Под используемым в настоящем документе термином «беспроводное сетевое устройство» понимается телефон, электронный секретарь (PDA), ноутбук, абонентское оконечное оборудование или иное вычислительное устройство (кроме базовой передающей станции), способное передавать и принимать сигналы в беспроводной сети 10. В типовой беспроводной сети каждая базовая передающая станция может осуществлять связь с беспроводными сетевыми устройствами. Эти устройства могут перемещаться между базовыми приемопередающими станциями в пределах сети 10, в соответствии с используемой в настоящее время практикой.
На Фиг.2 показана функциональная блок-схема части примерной беспроводной базовой приемопередающей станции, предназначенной для выделения полосы модулирующих частот в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения. В соответствии с вариантом осуществления изобретения, показанном на Фиг.2, базовая приемопередающая станция 12 имеет один или несколько портов 20, предназначенных для связи с центральным офисом 16. Эти БПС 12 также включают в свой состав одну или несколько антенн 22, предназначенных для передачи и приема радиосигналов в одной беспроводной сети, чтобы обеспечить связь БПС с одним или несколькими беспроводными сетевыми устройствами 18 в ее зоне покрытия. Радиочастотный модулятор 24 обеспечивает модуляцию исходных сигналов в соответствии со стандартом беспроводной связи, используемым в сети. Модулятор радиочастоты также способен производить демодуляцию сигналов в целях выделения тактовой частоты. Управление работой демодулятора может осуществлять контур обратной связи 25, предназначенный для выделения тактового сигнала по методу максимального правдоподобия. Например, как было показано выше, одна из систем обратной связи, показанная на Фиг.10 или 11, может использоваться для осуществления контура обратной связи 25.
Базовая приемопередающая станция 12 также снабжена процессором 26 с логической схемой управления 28, предназначенной для выполнения функций, описанных в настоящем документе и позволяющих выделять модулирующие сигналы из модулированных радиосигналов, полученных через беспроводную сеть. Базовая приемопередающая станция 12 снабжена устройством памяти 30, в котором содержатся данные и инструкции, которые могут быть загружены в логическую схему управления 28 так, чтобы процессор 26 выполнял функции, связанные с выделением тактового сигнала, описанные подробно в настоящем документе. Так, например, устройство памяти 30 может содержать программное обеспечение 32 для осуществления метода максимального правдоподобия (MLE), предназначенного для квантования принимаемого сигнала в базовом приемопередающем устройстве при получении настроечной последовательности, и осуществления этого метода для выделения тактовой частоты, в соответствии с приведенным ниже описанием. Эта базовая приемопередающая станция может иметь и другое программное обеспечение, и аппаратные компоненты, предназначенные для выполнения других функций в сети.
На Фиг.3 показана функциональная блок-схема части примерного сетевого устройства, предназначенного для выделения модулирующих частот в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения. В соответствии с вариантом осуществления изобретения, показанном на Фиг.3, беспроводное сетевое устройство 18 имеет одну или несколько антенн 34, предназначенных для передачи и приема радиосигналов в беспроводной сети, и для осуществления связи этого устройства с одним или несколькими БПС 12 или иными беспроводными сетевыми устройствами 18. Радиочастотный модулятор 36 предназначен для модулирования исходных сигналов в соответствии со стандартом беспроводной связи, используемого сетью. Модулятор радиочастоты также способен производить демодуляцию сигналов в целях выделения тактовой частоты. Управление работой демодулятора может осуществлять контур обратной связи 37, предназначенный для выделения тактового сигнала по методу максимального правдоподобия. Например, как было показано выше, одна из систем обратной связи, показанная на Фиг.10 или 11, может использоваться для осуществления контура обратной связи 37.
Беспроводное сетевое устройство 18 также имеет процессор 38, содержащий логическую схему управления 40, предназначенную для выполнения функций, описанных в настоящем документе, позволяющих беспроводному сетевому устройству выделять модулирующие сигналы из модулированных радиочастотных сигналов, полученных из беспроводной сети. Это беспроводное сетевое устройство 18 снабжено запоминающим устройством 42, в котором содержатся данные и инструкции, которые могут быть загружены в логическую схему управления 40 так, чтобы процессор 38 выполнял функции, связанные с выделением тактового сигнала, описанные подробно в настоящем документе. Так, например, запоминающее устройство 42 может содержать программное обеспечение 44 для осуществления метода максимального правдоподобия (MLE), предназначенного для квантования принимаемого сигнала в беспроводном сетевом устройстве при получении настроечной последовательности, выполнения интерполяции дискретизованных сигналов и осуществления этого метода для выделения тактовой частоты в соответствии с приведенным ниже описанием. Это беспроводное сетевое устройство может иметь и другое программное обеспечение и аппаратные компоненты, предназначенные для выполнения других функций в сети.
На Фиг.4 показана функциональная блок-схема, примерно иллюстрирующая способ передачи сигнала и его искажение при передаче по беспроводной сети. Как показано на Фиг.4, передатчик может передавать модулированные исходные радиосигналы по беспроводной сети. Эти сигналы в момент передачи могут иметь идеальный вид. Однако вследствие различных факторов и шумов, по мере распространения сигналов через воздух и при получении их приемником сигналы претерпевают искажения. Таким образом, полученный сигнал может сильно отличаться от переданного. Одним из важных факторов являются межсимвольные помехи. Для уменьшения влияния межсимвольных помех рекомендуется выполнять квантование полученного сигнала в точке максимального раскрытия «глазковой диаграммы».
На Фиг.5 показан увеличенный вид фрагмента принимаемого сигнала (показанного на Фиг.4), показывающий способ квантования приемником принятого сигнала в течение предполагаемого символьного интервала в целях определения частоты принятого сигнала в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Как показано на Фиг.5, полученный сигнал будет иметь частоту, которая зависит от символьного интервала. В пределах символьного интервала имеется точка, в которой межсимвольные помехи минимальны. Эта точка называется точкой максимального раскрытия глазковой диаграммы. В соответствии с описанием, которое будет дано ниже, целью выделения тактового сигнала является фиксация частоты входящего сигнала и нахождение точки максимального раскрытия глазковой диаграммы, при которой приемник получает информацию о том, в каком месте символьного интервала следует начать квантование символа. Если частота входного сигнала известна, выделение тактового сигнала может быть сведено к простому нахождению точки максимального раскрытия «глазковой диаграммы» в пределах предполагаемого символьного интервала.
В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, в течение предполагаемого символьного интервала в настроечной последовательности может выполняться относительно небольшое количество квантований (представленных черными точками). Термины «относительно небольшое количество» и «относительно небольшое количество квантований» используются для того, чтобы показать что частота квантования будет соответствовать примерно 4-30 квантованиям в одном интервале квантования, а вернее, примерно 8-15 квантованиям в интервале квантования. В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, используется относительно небольшое количество квантований (10-кратное квантование). Это значение не должно восприниматься как абсолютная константа, а скорее как примерное значение. Большее количество квантований, например 1000 квантований в одном интервале, приводит к очень высокой точности определения формы входящего импульса. Однако для этого также требуется очень большая вычислительная мощность. Так, например, квантования радиосигнала, показанного на Фиг.5 и 8, выполнены в пределах одного предполагаемого символьного интервала. Как будет описано ниже, обработка этих дискретизованных сигналов для выделения тактового сигнала в канале может осуществляться методом максимального правдоподобия, так, чтобы можно было использовать относительно небольшое количество квантований.
На Фиг.6-9 показан процесс применения метода максимального правдоподобия (MLE) в целях выделения тактового сигнала при относительно малом числе квантований в символьном интервале, в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения. Как показано выше, в начале передачи пакета передатчик передает серию настроечных символов, позволяющих приемнику выполнить выделение тактового сигнала в канале. После получения последовательности настроечных символов приемник может использовать известную последовательность для выполнения метода максимального правдоподобия и определения тактового сигнала по этой последовательности.
При выполнении метода максимального правдоподобия форма полученного импульса сравнивается с одной или несколькими предполагаемыми формами, после чего определяется та, которая наилучшим образом подходит к полученному сигналу. Если для выделения тактового сигнала используется метод максимального правдоподобия, то синхронизация будет известна, а форма полученного сигнала будет сравниваться с относительно большим числом возможных форм сигнала в целях определения того, какой именно символ данных был передан. Предположим, например, что существует 16 возможных форм сигнала, соответствующих 16 возможным символам. Когда приемник принимает символ, он начинает измерять полученную форму сигнала и сравнивать ее с известными формами (из возможных). Приемник определяет, какая из известных форм сигнала наилучшим образом совпадает с формой полученного сигнала, и предполагает, что тот символ, который соответствует совпадающей форме, и есть верный символ. Приемник выполняет этот процесс в течение каждого символьного интервала в целях определения серии символов, которые передаются передатчиком.
Метод оценки максимального правдоподобия также может использоваться для выделения тактового сигнала. В частности, чтобы использовать метод MLE для выделения тактового сигнала, передатчик передает известную последовательность символов. Приемник «знает» какие символы будут передаваться и, таким образом, определяет, на что будет похожа форма сигнала. После того как он начнет получать сигнал, он будет сравнивать его форму с формой сигнала настроечных символов для определения их совпадения. Это дает возможность приемнику отрегулировать частоту системы подстройки частоты или иного синхрогенератора таким образом, чтобы приемник и передатчик работали на одной частоте. Кроме того, приемник получает возможность подстройки при считывании символа в течение символьного интервала так, что он будет считывать символ в той позиции, где межсимвольные помехи будут минимальными.
На Фиг.6-9, по существу, показан способ сравнения формы полученного сигнала с предполагаемой формой сигнала, которая может использоваться для подстройки частоты и фазы приемника. Математический вид, который может применяться для этих целей, и несколько контуров обратной связи, которые могут создаваться для осуществления этого процесса в соответствии с вариантами осуществления изобретения, будут более подробно описаны ниже, со ссылками на Фиг.10-13.
Как показано на Фиг.6, приемник начинает получать радиосигнал с некой формой сигнала. В этот момент приемник знает, что эта форма волны представляет собой последовательность настроечных символов, но не знает, какая частота использовалась для генерирования настроечных символов. Он также не знает, где заканчивается один символ и начинается другой.
Таким образом, как показано на Фиг.6, приемник начинает квантование и квантует полученную форму сигнала относительно небольшое количество раз в пределах исходного интервала квантования, соответствующего периоду времени, который приемник предполагает соответствующим периоду одного символа. Период квантования изначально устанавливается в зависимости от предполагаемой частоты входного интервала, длина которого равна примерно периоду одного символа. После того как приемник уверенно определит входную частоту, он может поддерживать постоянную длину интервала квантования без выделения тактовой частоты. В соответствии с данным вариантом осуществления изобретения приемник только выполняет поиск позиции в пределах интервала квантования, соответствующей максимальному раскрытию глазковой диаграммы. Пока приемник подстраивает частоту и фазу, размер интервала квантования также может регулироваться. То, будет ли приемник выполнять выделение частоты и выделение фазы, или только выделение фазы, будет зависеть от конкретной конструкции приемника.
В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, показанном на Фиг.7, вместо того чтобы выполнить 1000 (или любое иное большое число) квантований за один интервал квантования, податели заявки предлагают выполнять относительно небольшое число квантований с последующей их обработкой так, чтобы определить более точно, по относительно малому их количеству, место положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы.
Как показано на Фиг.8, после получения результатов квантования производится сравнение полученной формы волны с предполагаемой формой так, чтобы подстроить интервал квантования. Как показано на Фиг.9, основываясь на этом сравнении, можно подстроить размер (длительность) интервала квантования в зависимости от частоты символов, и позицию интервала квантования по отношению к форме сигнала так, чтобы приблизить его к точке раскрытия глазковой диаграммы. В целях синхронизации приемника и передатчика, этот процесс будет повторяться для каждого символа, находящегося в настроечном периоде, в течение которого передается серия настроечных символов.
На Фиг.10 показана система обратной связи, которая может использоваться для осуществления настоящего изобретения. Как показано на Фиг.10, принимаемый сигнал r(t) 200 принимается компонентом сети (например, антенной 34) и дискретизуется при помощи устройства квантования (дискретизатора) 202. Этим устройством может быть, например, аналогово-цифровой преобразователь, выполняющий относительно малое число квантований в течение предполагаемого символьного интервала. Как показано выше, рассмотрим для примера дискретизатор, квантующий форму входного сигнала 10 раз в течение предполагаемого символьного интервала (10-кратное квантование) или выполняющий меньшее число квантований. В соответствии с данным вариантом осуществления изобретения, фаза и частота генератора в дискретизаторе не зависит от сигнала рассогласования, поступающего от блока 216. Собственная частота генератора (204), однако, установлена так, чтобы она была как можно ближе к предполагаемой символьной частоте или была кратной ей.
В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, дискретизатор работает от синхрогенератора 204 и квантует входной сигнал, используя свою собственную частоту, не зависящую от контура обратной связи (как показано выше). На Фиг.11 показан другой вариант осуществления изобретения, в соответствии с которым управление частотой или фазой этого синхрогенератора осуществляется контуром обратной связи. Собственная частота синхрогенератора может подстраиваться таким образом, чтобы дискретизатор мог квантовать форму входного сигнала примерно 10 раз в течение интервала передачи символа (или меньшее количество квантований за этот же интервал). Фаза и частота синхрогенератора могут отклоняться от исходных значений под действием сигнала рассогласования, подаваемого блоком 216. Поскольку, в соответствии с данным вариантом осуществления изобретения, синхрогенератор работает зависимо от контура обратной связи (Фиг.11), управление дискретным генератором, управляемым напряжением (ГУН,) осуществляется блоком 223. Для выделения тактового сигнала и для оптимальной подстройки фазы и частоты генератора дискретизатора 222 под входной поток символов производится последующая обработка оцифрованных дискретных сигналов.
Обратимся опять к Фиг.10. Оцифрованная форма сигнала передается из дискретизатора 202 в согласованный фильтр 206. В качестве такого согласованного фильтра может использоваться, например, цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой или фильтр иного типа. Согласованный фильтр 206 удаляет шумы и сглаживает входные дискретизованные сигналы почти так же, как это делает фильтр низких частот применительно к аналоговому сигналу.
Отфильтрованные дискретизованные сигналы затем поступают в селектор данных 208. Селектор данных выбирает то относительно небольшое количество квантований (на один символ), которое будет использоваться в качестве входных сигналов для контура управления. Так, например, для данного детектируемого символа селектор данных будет выбирать несколько доступных дискретизованных сигналов, которые будут обрабатываться для получения сигнала рассогласования.
Предположим для примера, что дискретизатор 202 квантует входной сигнал r(t) 10 раз в течение символьного интервала. Селектор данных может выбрать пять этих квантований, которые, в соответствии с алгоритмом выбора, являются ближайшими к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Если селектор данных выбрал пять квантований, которые являются ближайшими к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы, контур обратной связи даст указание селектору данных продолжать выбирать эти пять квантований. Если ошибка, накопленная в контуре обратной связи, становится значительной, то контур обратной связи даст указание селектору данных на перемещение на один символ вперед или на один символ назад так, чтобы выбрать другой набор из пяти квантований. Обратная связь более подробно будет описана ниже. Таким образом, селектор данных использует целочисленную часть сигнала обратной связи 218 для перемещения целого числа квантований в любом из направлений (вперед или назад) так, чтобы выбрать целое число квантований, ближайших к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы.
Селектор данных, таким образом, отвечает за выборку соседних квантований, ближайших к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Целочисленная часть 218 сигнала контура обратной связи будет использоваться для подстройки селектора данных в целях выборки другой группы квантований или для выбора той же группы квантований из последующих форм входного сигнала. Однако селектор данных может подстраиваться только путем выбора новых групп квантований. Может случиться так, что точка максимального раскрытия глазковой диаграммы будет находиться где-то между квантованиями, а не непосредственно над одним из доступных квантований. В таком случае селектор данных не сможет определить точное положение точки максимального раскрытия глазковой диаграммы путем выбора другой группы квантований.
Относительно небольшая частота квантований, таким образом, не дает селектору данных возможности определить точное место положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы. Несмотря на то, что более высокая частота квантования позволила бы более точно определить положение точки максимального раскрытия глазковой диаграммы, увеличение этой частоты увеличивает стоимость и сложность системы, что является нежелательным.
Для более точного определения положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы, выходные сигналы селектора данных подаются на сглаживающий дискриминатор бесконечно малых приближений 210. Сглаживающий дискриминатор бесконечно малых приближений управляется дробной частью сигнала рассогласования 220, подаваемого контуром обратной связи, что позволяет определить, где именно между имеющимися квантованиями находится точка максимального раскрытия глазковой диаграммы в пределах данной группы квантований.
Выходной сигнал сглаживающего дискриминатора бесконечно малых приближений умножается на входной сигнал In 214 в умножителе 216. Этот входной сигнал In 214 является предполагаемым символом. В схеме модуляции, использующей четырехуровневый процесс модуляции, предполагаемыми символами, как правило, являются символы +3, +1, -1 и -3. Однако во многих схемах четырехуровневой модуляции, таких как АРСО 25 (TETRA), настроечными символами, передаваемыми в настроечной последовательности при таком типе модуляции, являются, как правило, символы +3 и -3. Поскольку для выделения тактового сигнала используется процесс оценки максимального правдоподобия, то предполагаемые значения настроечных сигналов будут вводиться в качестве входного сигнала In 214.
Умножение выходного сигнала сглаживающего дискриминатора бесконечно малых приближений умножается на настроечный символ, имеющий положительный или отрицательный знак, позволяет в качестве произведения получить сигнал рассогласования, который будет всегда положительным независимо от настроечного символа. Так, например, если будет получен положительный символ, и первая производная символьного сигнала в предполагаемой точке максимального раскрытия глазковой диаграммы будет положительной, то точка максимального раскрытия глазковой диаграммы будет находится справа от позиции квантования. И наоборот, если будет получен отрицательный символ, и первая производная символьного сигнала в предполагаемой точке максимального раскрытия глазковой диаграммы будет положительной, то точка максимального раскрытия глазковой диаграммы будет находится слева от позиции квантования. Умножая вычисленное значение производной на значение предполагаемого символа (положительное или отрицательное), можно устранить влияние знака символа и упростить операцию накопления ошибки.
Полученный сигнал, умноженный на предполагаемый входной символ, подается на аккумулятор ошибок 216. Этот аккумулятор ошибок суммирует ошибку по конкретному количеству символов и определяет ошибку, связанную с выбранной группой квантований. На Фиг.14 и 15 показан пример формы волны, графически поясняющий описанный принцип работы. Один раз в течение символьного периода блок 210 выдает значение ошибки. Аккумулятор ошибок суммирует сигнал рассогласования, полученный от блока 210 для конкретного количества символов. В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения было найдено, что оптимальное количество символов должно быть равно от 8 до 13. Сигнал рассогласования (ε) для данного символа К является функцией от предполагаемого символа In и ошибки, поступающей от блока 210:
εk=ISD(k)* In или εk=dv/dt * In.
Блок сглаживающего дискриминатора бесконечно малых приближений 210 работает следующим образом. В зависимости от дробного значения «α», поступающего от блока 220, осуществляется дискриминирование (определение производной) и сглаживание квантованной формы входного символа, определяемое функцией, показанной ниже, для пяти квантований, выбранных блоком 208. Эта группа из пяти символов показана на Фиг.12. Предположим, что эти пять квантований имеют значения S1, S2, S3, S4 и S5 соответственно (см. Фиг.13). Блок 210 выдает значение ошибки для этих квантований, которое аппроксимирует первую производную от квантования S3, следующим образом: dv/dt=Ks * [(1-α) (S4-S1)+α(S5-S2)], где α представляет собой дробное значение, поступающее от блока 220, а Ks является постоянной величиной, экспериментально определяемой при разработке системы. Таким образом, εk=dv/dt * In
Если селектор данных выберет группу квантования с каждой стороны от позиции максимального раскрытия глазковой диаграммы, то расчетное значение производной будет примерно равно нулю. Аналогичным образом, последовательные значения, поступающие с выхода блока 210 (Фиг.10), после умножения на соответствующее значение «In» в сумме дадут приблизительно ноль, если квантование S3 каждого символьного периода будет находиться примерно в позиции максимального раскрытия глазковой диаграммы. На Фиг.14 показаны значения первой производной последовательных символов, а на Фиг.15 - сумма первых производных для всей группы символов. Как показано на Фиг.15, первые производные последовательных символов могут предположительно быть примерно равными и иметь противоположный знак, поэтому их сумма в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы будет примерно равна нулю.
Аккумулятор ошибок 216 накапливает значения ошибок для квантований, полученных от конкретного количества символов, путем сложения производных каждого символа, умноженных на «In». Таким образом, аккумулятор ошибок 216 накапливает ошибки от нескольких символов, например, в соответствии с Фиг.15.
Аккумулятор ошибок выводит два значения, что обеспечивает замкнутый контур обратной связи с селектором данных 208 и со сглаживающим дискриминатором бесконечно малых приближений 210. Так, аккумулятор ошибок 216 подает целочисленное значение сигнала рассогласования 218 на селектор данных 208, после чего селектор данных определяет, какой набор квантований будет использоваться и, если необходимо, выбирает другой набор квантований из доступного относительно небольшого количества квантований. Аккумулятор ошибок также подает дробную часть сигнала рассогласования 220 на сглаживающий дискриминатор бесконечно малых приближений так, чтобы определить точку максимального раскрытия глазковой диаграммы в пределах интервала квантования. Целая часть сигнала рассогласования может вычисляться по следующей формуле:
δ=INT[Ке * ∑(ε(k-n)…εk)]
В этой формуле Ке является константой ошибки, ε(k-n) - производная, умноженная на предполагаемый максимально достоверный символ In для квантования (k-n), a ∑(ε(k-n)…εk) - сумма сигналов рассогласования для каждой из выбранных точек квантования символа. Целочисленная часть используется селектором данных для определения того, следует ли изменить используемый набор квантований. Так, например, если сумма производных дает положительное значение, то целочисленное значение сигнала рассогласования будет подаваться на вход селектора данных в качестве обратной связи, так что селектор данных выберет новый набор квантований для следующего интервала квантований. Таким образом, каждая целочисленная часть может заставить селектор данных выбрать квантования, находящиеся дальше по направлению вправо от каждого символа в наборах последовательных символов. Аналогичным образом дробная часть сигнала рассогласования будет использоваться для регулировки значения α, что влияет на вычисление первой производной.
Если целочисленная часть сигнала рассогласования имеет недостаточное значение для того, чтобы селектор данных выбрал новый набор квантований, то селектор данных будет квантовать сигнал вокруг точки максимального раскрытия глазковой диаграммы. Чтобы определить точное местонахождение точки максимального раскрытия глазковой диафрагмы в пределах интервала квантования, дробная часть сигнала рассогласования подается на вход сглаживающего дискриминатора бесконечно малых приближений. Дробная часть сигнала рассогласования 220 может вычисляться по следующей формуле:
α=FRAC [Ке * ∑(ε(k-n)…εk)]
Сглаживающий дискриминатор бесконечно малых приближений выполняет интерполяцию между квантованиями данного символа и определяет место, где производная примерно равна нулю. Это место будет соответствовать примерному положению точки максимального раскрытия глазковой диаграммы. В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, вместо того, чтобы рассматривать только одно квантование с каждой стороны от среднего квантования и использовать два этих значения для определения места, в котором производная, вероятнее всего, равна нулю, для определения производной в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы используется дробное значение сигнала рассогласования, связанное с амплитудным значением, для нескольких квантований с каждой стороны от среднего квантования. Так, например, в одном из вариантов осуществления изобретения, производная в предполагаемой точке максимального раскрытия глазковой диаграммы может определяться следующей формулой:
dv/dt=Ks * [(1-α)(S4-S1)+α(S5-S2)]
Могут также использоваться и другие формулы дискриминирования/сглаживания и схемы квантования. Так, например, dv/dt можно также вычислить, используя приведенную ниже или иную похожую формулу. Кроме того, несмотря на то что в данном варианте для нахождения предполагаемой точки максимального раскрытия глазковой диаграммы используется пять значений, можно использовать и большее количество этих значений.
dv/dt=Ks * [(1-α)(S3-S1)+α(S4-S2)]
Все вышесказанное показано на Фиг.13. На нем амплитуды каждых из пяти квантований показаны как S1, S2, S3, S4 и S5. Предполагается, что среднее квантование или группа из пяти квантований, выбранная селектором данных, будут находиться относительно близко к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Это предположение вполне справедливо, поскольку целочисленная часть сигнала рассогласования свидетельствует о том, что выбрана правильная группа из пяти символов. Соответственным образом, при определении точки максимального раскрытия глазковой диаграммы производная среднего квантования может предполагаться примерно равной нулю, и при подстройке с помощью коэффициента сглаживания α, она будет максимально близкой к значению производной в действительной точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Точка максимального раскрытия глазковой диаграммы будет считаться достигнутой тогда, когда производная будет примерно равна нулю, или в этой точке, если сумма производных для последовательных сигналов будет примерно равна нулю.
Амплитуда других квантований используется для вычисления первой производной символьного сигнала в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения дробная часть сигнала рассогласования α умножается на разность амплитуд квантований S5 и S2. Аналогичным образом дробная часть сигнала рассогласования 1-α умножается на разность амплитуд квантований S1 и S4. Эти два значения впоследствии складываются и умножаются на дифференциальную постоянную Ks так, чтобы максимально аппроксимировать первую производную в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Путем дифференцирования квантований с каждой стороны от точки максимального раскрытия глазковой диаграммы (т.е. используя S4-S1 и S5-S2) можно уменьшить вклад любого отдельного квантования в определение производной в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы и тем самым сгладить вычисление производной в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Это уменьшает влияние шума на расчет, поскольку усредняет последовательные вычисления по большому количеству следующих друг за другом квантований символов, что выполняется в блоке суммирования 216. Используя дробную часть сигнала рассогласования, можно использовать две соответствующие разности для бесконечно малого приближения к точному значению производной в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы. Так, дробная часть сигнала рассогласования позволяет сглаживающему дискриминатору бесконечно малых приближений произвести интерполяцию между соседними производными, регулируя вклад этих разностей в процессе приближения к производной в точки максимального раскрытия глазковой диаграммы, даже если реальные физические квантования в этой точке отсутствуют.
На Фиг.11 показан другой вариант осуществления контура обратной связи, в котором для управления дискретизатором 202 используется генератор, управляемый напряжением (ГУН) 222. В отличие от генератора, работающего на постоянной частоте, частота и фаза ГУН регулируется сигналами из контура обратной связи. В этом варианте частота и фаза, с которой производится квантование формы входного сигнала r(t), изменяется так, что можно выполнять частотную и фазовую синхронизацию. Частотная и фазовая синхронизация может быть реализована при помощи суммарного усредненного сигнала рассогласования, подаваемого блоком 216 в контур обратной связи, по аналогии с методами, описанными выше при рассмотрении Фиг.10. Блок 223 на Фиг.11 может также использоваться для обработки этого усредненного сигнала рассогласования так, чтобы выполнить фазовую синхронизацию ГУН в блоке 222 входным потоком символов. В одном из вариантов осуществления блок 223 может иметь вид фильтра низких частот, который умножается на некую константу. Фильтр низких частот 223 необходимо настроить так, чтобы сбалансировать время отклика контура и устойчивое состояние этого контура.
Аккумулятор ошибки может накапливать ошибку по нескольким периодам сигнала так, чтобы управлять блоком ГУН 222. Так, например, если дробная часть сигнала рассогласования непрерывно возрастает при прохождении последовательных символьных периодов, вполне вероятно, что точка максимального раскрытия глазковой диаграммы удаляется от квантования S3 (расстройка фаз). Также возможно, что имеется разность частот между входной символьной частотой и частотой блока ГУН 222 (расстройка частоты). Если точка максимального раскрытия глазковой диаграммы перемещается (дрейфует) в пределах интервала квантования, значит частота квантования должна быть отрегулирована так, чтобы она была синхронизирована с частотой входного сигнала r(t). Так, для определения того, что частота слегка сдвинута, может использоваться изменение положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы с течением времени. Таким образом, аккумулятор ошибок может настроить частоту блока ГУН 222 так, чтобы стабилизировать точку максимального раскрытия глазковой диаграммы в пределах интервала квантования. В качестве варианта для управления частотой блока ГУН 222 может использоваться второй аккумулятор ошибок. Кроме того, если выходной сигнал аккумулятора ошибок будет смещен в положительную или в отрицательную область, это может являться признаком того, что имеется расстройка фазы, которую можно компенсировать изменением фазы блока ГУН 222 так, чтобы квантование S3 располагалось ближе ко времени максимального раскрытия глазковой диаграммы. Функции подстройки и отслеживания контура обратной связи, образованного блоками 216, 223 и 222 (Фиг.11,) обеспечивают точное отслеживание частоты и фазы входящего потока символов вплоть до достижения точной настройки. Преимущество такой системы состоит в том, что наружный контур подстраивает предполагаемые положения квантований к точке максимального раскрытия глазковой диаграммы, а внутренний контур определяет оптимальное значение амплитуды символа в точке максимального раскрытия глазковой диаграммы, независимо от того, какие квантования создаются блоком 202. Таким образом, в блок 222 подается подходящий сигнал, используемый для оптимальной настройки позиции квантования по времени перед тем, как будет определено правильное ее положение.
Описанные выше функции можно осуществить набором команд программы, которая будет храниться в компьютерном запоминающем устройстве одного или нескольких элементов сети и исполняться одним или несколькими процессорами этих элементов сети. Однако для всех, имеющих достаточные технические знания и опыт, понятно, что описанная здесь логика может быть реализована дискретными компонентами на микросхемах, например на прикладных интегральных схемах, программируемой логикой (логической микросхемой, программируемой в условиях эксплуатации) или микропроцессором, конечным автоматом или иным устройством, являющимся комбинацией указанных выше. Программируемая логика может устанавливаться на временной или постоянной основе на материальный носитель (например на микросхему ПЗУ, в память компьютера, на диск или иной носитель). Все эти компоненты входят в рамки настоящего изобретения.
Понятно, что разнообразные изменения и модификации вариантов осуществления, показанных на чертежах и описанных в спецификации, могут быть выполнены в рамках основной идеи и сути настоящего изобретения. Соответственным образом, заявители подчеркивают, что вся информация, включенная в настоящее описание и чертежи, является иллюстративной и никоим образом не ограничивает настоящее изобретение. Суть изобретения ограничена исключительно формулой изобретения.

Claims (18)

1. Беспроводная сеть, состоящая из:
минимум одной базовой приемопередающей станции;
минимум одного сетевого беспроводного устройства;
при этом как минимум одна базовая приемопередающая станция или сетевое беспроводное устройство способны выделять полосу модулирующих частот посредством:
дискретизации принимаемой настроечной последовательности относительно небольшим количеством квантований в течение каждого предполагаемого интервала настроечного символа с получением указанных квантований;
выбора подмножества, состоящего из относительно небольшого количества соседних квантований;
получения первой производной, связанной с этим подмножеством;
умножения этой первой производной на предполагаемый символ данных с получением сигнала рассогласования для интервала настроечного символа;
накопления сигналов рассогласования по последовательным интервалам настроечных символов с образованием общего сигнала рассогласования;
использования первой части итогового сигнала рассогласования для определения того, какие из относительно малого количества квантований будут включены в последовательное подмножество при обработке последовательных настроечных символов;
использования второй части сигнала рассогласования для определения вероятного положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы для определения тактовой фазы по настроечной последовательности.
2. Беспроводная сеть по п.1, которая имеет итоговый сигнал рассогласования, первая часть которого является целочисленной.
3. Беспроводная сеть по п.1, которая имеет итоговый сигнал рассогласования, вторая часть которого является дробной.
4. Беспроводная сеть по п.1, в которой указанное подмножество включает в себя как минимум пять точек квантования, а производная вычисляется путем сложения первой разности первых производных первого набора из двух точек квантования со второй разностью первых производных второго набора точек квантования, причем первый и второй наборы не являются пересекающимися.
5. Беспроводная сеть по п.1, в которой сигнал рассогласования предназначен для настройки параметра синхрогенератора, который используется для управления частотой квантования принимаемой настроечной последовательности.
6. Беспроводная сеть по п.1, в которой умножение первой производной на предполагаемый символ данных позволяет игнорировать знак сигнала при накоплении сигналов рассогласования от последовательных интервалов настроечных символов.
7. Базовая приемопередающая станция для беспроводной сети, состоящая из:
как минимум одной антенны, предназначенной для приема радиосигнала;
процессора, соединенного с, по крайней мере, одной антенной, и предназначенного для выделения модулирующей частоты радиосигнала путем обработки настроечной последовательности символов, с выделением тактовой частоты и тактовой фазы из этой последовательности, посредством:
дискретизации принимаемой настроечной последовательности относительно небольшим количеством квантований в течение каждого предполагаемого интервала настроечного символа с получением указанных квантований;
выбора подмножества, состоящего из относительно небольшого количества соседних квантований;
получения первой производной, связанной с этим подмножеством;
умножения этой первой производной на предполагаемый символ данных с получением сигнала рассогласования для интервала настроечного символа;
накопления сигналов рассогласования по последовательным интервалам настроечных символов с образованием общего сигнала рассогласования;
использования первой части итогового сигнала рассогласования для определения того, какие из относительно малого количества квантований будут включены в последовательное подмножество при обработке последовательных настроечных символов;
использования второй части сигнала рассогласования для определения вероятного положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы для определения тактовой фазы по настроечной последовательности.
8. Базовая приемопередающая станция по п.7, которая имеет итоговый сигнал рассогласования, первая часть которого является целочисленной.
9. Базовая приемопередающая станция по п. 7, которая имеет итоговый сигнал рассогласования, вторая часть которого является дробной.
10. Базовая приемопередающая станция по п.7, в которой указанное подмножество включает в себя как минимум пять точек квантования, а производная вычисляется путем сложения первой разности первых производных первого набора из двух точек квантования со второй разностью первых производных второго набора точек квантования, причем первый и второй наборы не являются пересекающимися.
11. Базовая приемопередающая станция по п.7, в которой сигнал рассогласования предназначен для настройки параметра синхрогенератора, который используется для управления частотой квантования принимаемой настроечной последовательности.
12. Базовая приемопередающая станция по п.7, в которой умножение первой производной на предполагаемый символ данных позволяет игнорировать знак сигнала при накоплении сигналов рассогласования от последовательных интервалов настроечных символов.
13. Беспроводное сетевое устройство для беспроводной сети, состоящее из:
как минимум одной антенны, предназначенной для приема радиосигнала;
процессора, соединенного с, по крайней мере, одной антенной, и предназначенного для выделения модулирующей частоты радиосигнала путем обработки настроечной последовательности символов, с выделением тактовой частоты и тактовой фазы из этой последовательности, посредством:
дискретизации принимаемой настроечной последовательности относительно небольшим количеством квантований в течение каждого предполагаемого интервала настроечного символа с получением указанных квантований;
выбора подмножества, состоящего из относительно небольшого количества соседних квантований;
получения первой производной, связанной с этим подмножеством;
умножения этой первой производной на предполагаемый символ данных с получением сигнала рассогласования для интервала настроечного символа;
накопления сигналов рассогласования по последовательным интервалам настроечных символов с образованием общего сигнала рассогласования;
использования первой части итогового сигнала рассогласования для определения того, какие из относительно малого количества квантований будут включены в последовательное подмножество при обработке последовательных настроечных символов;
использования второй части сигнала рассогласования для определения вероятного положения точки максимального раскрытия глазковой диаграммы для определения тактовой фазы по настроечной последовательности.
14. Беспроводное сетевое устройство по пункту 13, которое имеет итоговый сигнал рассогласования, первая часть которого является целочисленной.
15. Беспроводное сетевое устройство по п.13, которое имеет итоговый сигнал рассогласования, вторая часть которого является дробной.
16. Беспроводное сетевое устройство по п.13, в котором указанное подмножество включает в себя как минимум пять точек квантования, а производная вычисляется путем сложения первой разности первых производных первого набора из двух точек квантования со второй разностью первых производных второго набора точек квантования, причем первый и второй наборы не являются пересекающимися.
17. Беспроводное сетевое устройство по п.13, в котором сигнал рассогласования предназначен для настройки параметра синхрогенератора, который используется для управления частотой квантования принимаемой настроечной последовательности.
18. Беспроводное сетевое устройство по п.13, в котором умножение первой производной на предполагаемый символ данных позволяет игнорировать знак сигнала при накоплении сигналов рассогласования от последовательных интервалов настроечных символов.
RU2011120056/07A 2008-12-26 2009-11-19 Беспроводная сеть и используемые в ней базовая приемопередающая станция и беспроводное сетевое устройство RU2518204C2 (ru)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/344,398 2008-12-26
US12/344,398 US8199702B2 (en) 2008-12-26 2008-12-26 Baseband recovery in wireless networks, base transceiver stations, and wireless networking devices
PCT/CA2009/001673 WO2010071977A1 (en) 2008-12-26 2009-11-19 Baseband recovery in wireless networks, base transceiver stations, and wireless networking devices

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2011120056A RU2011120056A (ru) 2013-02-10
RU2518204C2 true RU2518204C2 (ru) 2014-06-10

Family

ID=42284869

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011120056/07A RU2518204C2 (ru) 2008-12-26 2009-11-19 Беспроводная сеть и используемые в ней базовая приемопередающая станция и беспроводное сетевое устройство

Country Status (9)

Country Link
US (2) US8199702B2 (ru)
EP (1) EP2371160A4 (ru)
JP (1) JP5421389B2 (ru)
KR (1) KR101585285B1 (ru)
CN (1) CN102265667B (ru)
BR (1) BRPI0923726A2 (ru)
CA (1) CA2746828C (ru)
RU (1) RU2518204C2 (ru)
WO (1) WO2010071977A1 (ru)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8761325B2 (en) 2010-06-28 2014-06-24 Ben WILLCOCKS Digital receivers
GB2541323B (en) * 2010-06-28 2017-05-24 Phyworks Ltd Digital receivers
US8750444B2 (en) * 2011-05-06 2014-06-10 Northrop Grumman Systems Corporation Snapshot processing of timing data
CN104106229A (zh) * 2012-02-10 2014-10-15 中兴通讯(美国)公司 用于结合相干检测和数字信号处理的系统和方法
CN102917279B (zh) * 2012-09-27 2016-05-25 大唐微电子技术有限公司 一种亚音频匹配方法和终端
KR102139721B1 (ko) * 2013-08-29 2020-07-30 삼성전자주식회사 다중 경로 프로토콜에서 이중으로 네트워크 코딩을 적용하는 방법 및 그 장치
US9450848B1 (en) * 2014-08-27 2016-09-20 Marvell International Ltd. Methods and apparatus for adjusting a phase of a transmitted signal based on an evaluation of an eye opening in an eye diagram
ES2896000T3 (es) * 2017-02-21 2022-02-23 Maven Wireless Sweden Ab Sistemas de antenas distribuidas para redes multioperador.
US10367594B2 (en) 2017-06-07 2019-07-30 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Method and apparatus for fine timing offset estimation
US10447509B1 (en) * 2018-08-23 2019-10-15 Credo Technology Group Limited Precompensator-based quantization for clock recovery
KR20200032807A (ko) * 2018-09-18 2020-03-27 삼성디스플레이 주식회사 수신기 및 이를 포함하는 송수신기
US10805023B2 (en) * 2019-03-06 2020-10-13 Pc-Tel, Inc. Systems and methods for measuring wireless signal quality
US10796555B1 (en) 2019-04-01 2020-10-06 The Boeing Company Proximity detection in assembly environments having machinery
CN111194077B (zh) * 2019-12-17 2021-09-14 北京航空航天大学杭州创新研究院 一种低采样率下的定时同步方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5566213A (en) * 1995-03-09 1996-10-15 Motorola, Inc. Selective call receiving device with improved symbol decoding and automatic frequency control
WO1999027671A1 (en) * 1997-11-25 1999-06-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Orthogonal frequency division multiplexing receiver where fft window position recovery interlocks with sampling clock adjustment and method thereof
US6347127B1 (en) * 1999-05-10 2002-02-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-symbol matched filter estimation of an evaluation symbol in a received signal having a predictable inter-symbol interference
RU2000132215A (ru) * 1998-05-22 2002-11-27 Хоум Вайрлесс Нетворкс Сеть связи для абонентов тсоп
US6501810B1 (en) * 1998-10-13 2002-12-31 Agere Systems Inc. Fast frame synchronization
US6795410B1 (en) * 1999-03-09 2004-09-21 Trimble Navigation Limited Slow hopping data transmitter

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1021884A2 (en) * 1997-07-31 2000-07-26 Stanford Syncom Inc. Means and method for a synchronous network communications system
JP2000049877A (ja) * 1998-07-24 2000-02-18 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> クロックタイミング再生回路
US6625233B1 (en) 1999-09-29 2003-09-23 Motorola, Inc. Method and apparatus in a wireless receiver for demodulating a continuous-phase frequency-shift-keyed signal
US7103115B2 (en) * 2001-05-21 2006-09-05 At&T Corp. Optimum training sequences for wireless systems
US6912244B2 (en) * 2002-01-31 2005-06-28 Qualcomm Inc. Pilot frequency acquisition based on a window of data samples
US6795510B2 (en) 2002-04-12 2004-09-21 Thomson Licensing S.A. Apparatus and method for symbol timing recovery
US7403584B2 (en) * 2003-12-31 2008-07-22 Intel Corporation Programmable phase interpolator adjustment for ideal data eye sampling
US7038602B1 (en) * 2004-10-30 2006-05-02 Agilent Technologies, Inc. Method for correcting periodic sampling errors
KR100787568B1 (ko) 2005-01-07 2007-12-21 포스데이타 주식회사 높은 대역 효율의 고차 변조 시스템을 위한 심볼 타이밍동기 검출 장치 및 검출 방법
JP2006245788A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fujitsu Ltd シンボル同期方法及び装置
US7664144B2 (en) * 2006-12-21 2010-02-16 Edgewater Computer Systems, Inc. Packet-switched network synchronization system and method
CN101188818B (zh) * 2006-11-16 2011-08-10 华为技术有限公司 基站、基站中基带信号处理方法及无线通信系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5566213A (en) * 1995-03-09 1996-10-15 Motorola, Inc. Selective call receiving device with improved symbol decoding and automatic frequency control
WO1999027671A1 (en) * 1997-11-25 1999-06-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Orthogonal frequency division multiplexing receiver where fft window position recovery interlocks with sampling clock adjustment and method thereof
RU2000132215A (ru) * 1998-05-22 2002-11-27 Хоум Вайрлесс Нетворкс Сеть связи для абонентов тсоп
US6501810B1 (en) * 1998-10-13 2002-12-31 Agere Systems Inc. Fast frame synchronization
US6795410B1 (en) * 1999-03-09 2004-09-21 Trimble Navigation Limited Slow hopping data transmitter
US6347127B1 (en) * 1999-05-10 2002-02-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-symbol matched filter estimation of an evaluation symbol in a received signal having a predictable inter-symbol interference

Also Published As

Publication number Publication date
US20120213257A1 (en) 2012-08-23
EP2371160A4 (en) 2012-11-14
CA2746828A1 (en) 2010-07-01
US8576782B2 (en) 2013-11-05
US20100165915A1 (en) 2010-07-01
US8199702B2 (en) 2012-06-12
KR20110108335A (ko) 2011-10-05
RU2011120056A (ru) 2013-02-10
CN102265667A (zh) 2011-11-30
JP2012514352A (ja) 2012-06-21
CN102265667B (zh) 2014-04-16
EP2371160A1 (en) 2011-10-05
WO2010071977A1 (en) 2010-07-01
BRPI0923726A2 (pt) 2016-01-19
CA2746828C (en) 2018-08-28
JP5421389B2 (ja) 2014-02-19
KR101585285B1 (ko) 2016-01-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2518204C2 (ru) Беспроводная сеть и используемые в ней базовая приемопередающая станция и беспроводное сетевое устройство
Ghanaatian et al. LoRa digital receiver analysis and implementation
US5943375A (en) Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station
US20080123779A1 (en) Demand-assigned multiple access (dama) communication device and associated acquisition methods
JPH08256094A (ja) 時分割多元接続システムおよび符号分割多元接続システムの両方における記号およびフレームの同期
TWI523473B (zh) 用於使用軌跡中點轉動偵測高階調變之符號時序錯誤的位元同步器及相關方法
JP2010537464A (ja) 送信機のタイミング調整のための方法及び装置
US6590945B1 (en) Method and apparatus for frequency offset compensation
Temim et al. A novel approach to enhance the robustness of lora-like phy layer to synchronization errors
US20140177766A1 (en) Channel tracking in an orthogonal frequency-division multiplexing system
US9191190B2 (en) Methods and apparatus for digital host-lock mode in a transceiver
US8514987B2 (en) Compensation for data deviation caused by frequency offset using timing correlation value
AU2020227908A1 (en) Method and device for modulating with Zadoff-Chu sequences
CN101889408B (zh) 一种改进的位同步数字化的方法
Safapourhajari et al. Frequency offset tolerant demodulation for low data rate and narrowband wireless sensor node
Sawada et al. A novel analytical OFDM modulation framework using wavelet transform with window function in the Hilbert space
JPH06232939A (ja) フレーム同期回路
JP4493669B2 (ja) プリアンブルパターン識別方法及び周波数偏差検出方法並びにシンボルタイミング検出方法
Pugh et al. Preamble design and acquisition for CPM
WO2006055337A9 (en) Systems and methods for designing a high-precision narrowband digital filter for use in a communications system with high spectral efficiency
Leonov M-ary chaos-shift-keying system as the basis for future communications
Tibenderana et al. A low-cost scalable matched filter bank receiver for GFSK signals with carrier frequency and modulation index offset compensation
Yerrapragada Software Defined Radio as a cloud application
Williams Analysis and evaluation of three symbol timing recovery techniques for digital wireless personal communication systems
JP2007181234A (ja) プリアンブルパターン識別方法及び周波数偏差検出方法並びにシンボルタイミング検出方法

Legal Events

Date Code Title Description
HZ9A Changing address for correspondence with an applicant