JP4740065B2 - 基地局、移動局及びパイロットチャネル生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、基地局、移動局及びパイロットチャネル生成方法に関し、特に、Ｎ（Ｎ≧４）のセクタを有する基地局においてパイロットチャネルを生成する技術に関する。

図１は、移動通信システムにおいて使用される典型的なセクタ構成を示す図である。３つの指向性アンテナが１つの基地局に配置され、３つのセクタでセルを構成する。

このような複数のセクタを有する基地局と移動局との間で通信を行うために、パイロットチャネルが伝送される。パイロットチャネルは、制御チャネルを復調するために使用され、複数のユーザに共通に使用される。具体的には、パイロットチャネルは、チャネル推定、同期検波、受信信号品質の測定等に使用される（非特許文献１参照）。

基地局が複数のセクタで構成される場合に、パイロットチャネルにセクタ固有の直交系列を用いることで、他セクタからの干渉を低減することができる。例えば、２セクタの場合には、セクタ＃１で｛１，１｝の直交系列を使用し、セクタ＃２で｛１，−１｝の直交系列を使用することにより、他セクタからの干渉を低減することができる。
立川敬二 監修、「Ｗ−ＣＤＭＡ移動通信方式」、丸善株式会社、ｐｐ．１００−１０１

３ＧＰＰ（The 3rd Generation Partnership Project）で検討されているパイロットチャネルの伝送パターンを図２に示す。パイロットチャネルは予め決められたパターンで無線リソースに割り当てられ、例えば、第１サブフレーム及び第５サブフレームにおいて６サブキャリア毎に割り当てられる（“Ｐ”の部分に割り当てられる）。

このパイロットチャネルに対して、セクタ毎に異なる位相回転量を有する位相回転系列を適用することで、セクタ間の直交化が可能になる。例えば、図１の３セクタ構成では、次の位相回転系列を用いる。

すなわち、セクタ＃１では０の位相回転量を適用し、セクタ＃２では２π／３の位相回転量を適用し、セクタ＃３では４π／３の位相回転量を適用する。このように位相回転量を適用した場合、３つのシンボルのパイロットチャネルを加算することで、他セクタの干渉を低減することが可能になる。これは３の拡散率でパイロットチャネルを拡散することに相当する。同様に、６セクタ構成での直交化を実現するには、次の位相回転系列を用いる。

すなわち、セクタ数をＮとすると、各セクタに適用される位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎの差になるように、位相回転量を配置した位相回転系列を用いる。このような位相回転系列を各セクタでパイロットチャネルに適用することで、パイロットチャネルの直交化を実現することができる。しかし、セクタ数の増加に伴って、直交化するために必要なシンボル数が増大する（すなわち、拡散率が増大する）。

図３は、３セクタの直交化に必要なシンボル数と６セクタの直交化に必要なシンボル数とを周波数軸上に示している。このように、６セクタの直交化に必要なシンボル数は、３セクタの直交化に必要なシンボル数の２倍になる。

セクタの増加に伴って、直交化するために必要なシンボル数が増加すると、周波数選択性フェージングにより、図２に示すようにシンボル間の振幅変動が増加する。この振幅変動が原因で、直交性が崩れてセクタ間干渉が生じることになる。

本発明は、上記のような従来技術の問題に鑑みてなされたものであり、特にセクタ数が４以上になった場合に、周波数選択性フェージングの影響を低減し、パイロットチャネルのセクタ間干渉を低減することを目的とする。

本発明の前記の目的は、
Ｎ（Ｎ≧４）のセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成する基地局であって：
各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成する系列生成部；及び
各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに適用する直交系列乗算部；
を有する基地局、により解決することができる。

また、本発明の前記の目的は、
Ｎ（Ｎ≧４）のセクタを有する基地局からパイロットチャネルを受信する移動局であって：
各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を用いて、チャネル推定を行うチャネル推定部；
を有する移動局、によっても解決することができる。

更に、本発明の前記の目的は、
Ｎ（Ｎ≧４）のセクタを有する基地局において、Ｎのセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成するパイロットチャネル生成方法であって：
各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成するステップ；及び
各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに適用するステップ；
を有するパイロットチャネル生成方法、によっても解決することができる。

本発明の実施例によれば、基地局が４以上のセクタから構成される場合に、周波数選択性フェージングの影響を低減し、パイロットチャネルのセクタ間干渉を低減することができる。

本発明の実施例について、図面を参照して以下に説明する。以下の実施例では、主に６セクタ構成について説明するが、本発明はセクタ数（Ｎ）が４以上の場合に適用可能である。

＜第１実施例＞
本発明の第１実施例では、隣接セクタが２又は３のシンボル数（拡散率）で直交するように、各セクタへの位相回転量の割り当てを行うことについて説明する。

図４Ａは、本発明の第１実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図である。この伝送パターンにおいて、セクタ毎に異なる位相回転量を有する次の位相回転系列を用いる。

このように、各セクタに適用される位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／６より大きくなるように割り当てる（この場合には１２０°以上になるように割り当てる）。このようにすることで、基地局全体で直交化を計算するには６のシンボル数が必要になるが、隣接セクタとの間では、２又は３のシンボル数で直交化が実現できる。例えば、セクタ＃１とセクタ＃２との位相回転量の差は２π／３であるため、３のシンボル数で直交化が実現できる。すなわち、セクタ＃１とセクタ＃２とのセクタ境界に存在する移動局は、６のシンボル数ではなく、３のシンボル数を用いてパイロットチャネルを検出することができる。また、セクタ＃１とセクタ＃６との位相回転量の差はπであるため、２のシンボル数で直交化が実現できる。一方、セクタ＃１とセクタ＃４との位相回転量の差はπ／３であるため、直交化のためには６のシンボル数が必要になる。しかし、セクタ＃１とセクタ＃４とは隣接していないため、干渉は無視することができる。このように、基地局全体の拡散率は６になるが、隣接セクタとの間では拡散率は２又は３にすることができる。このようにして、図４Ｂに示す拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

このように、全体の拡散率は大きくても、隣接セクタ間での拡散率を低減することができるため、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

＜第２実施例＞
本発明の第２実施例では、周波数領域の位相回転量の割り当てと時間領域の位相回転量の割り当てとを併用することについて説明する。

図５Ａは、本発明の第２実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図である。この伝送パターンにおいて、セクタ毎に周波数領域の位相回転量と時間領域の位相回転量とを有する次の位相回転系列を用いる。

このように、時間領域で直交する位相回転量を更に用いることにより、周波数領域の位相回転系列は３セクタ用の位相回転系列を用いることが可能になる。

更に、同じ周波数領域の位相回転量を有するセクタ（セクタ＃１とセクタ＃４）が相互に隣接しないように位相回転量を定めてもよい。このようにすることで、通常では周波数領域でシンボルを加算することにより、直交化の計算が可能になる。すなわち、セクタ＃１とセクタ＃６との周波数領域の位相回転量の差は４π／３であるため、時間領域を考慮しなくても３のシンボル数で直交化が実現できる。同様に、セクタ＃１とセクタ＃５との位相回転量の差は２π／３であるため、時間領域を考慮しなくても３のシンボル数で直交化が実現できる。このようにして、図５Ｂに示す拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

このように、時間領域の位相回転量を更に用いることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

＜第３実施例＞
本発明の第３実施例では、各セクタが隣接セクタと同じ位相回転量を有さないように、各セクタへの位相回転量の割り当てを行うことについて説明する。

図６Ａは、本発明の第３実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図である。この伝送パターンにおいて、各セクタが隣接セクタと同じ位相回転量を有さない次の位相回転系列を用いる。

このようにすることで、セクタ＃１とセクタ＃２との位相回転量の差は２π／３であるため、３のシンボル数で直交化が実現できる。また、セクタ＃１とセクタ＃６との位相回転量の差は４π／３であるため、３のシンボル数で直交化が実現できる。セクタ＃１とセクタ＃４とは同じ位相回転量を用いるが、これらのセクタは隣接していないため、干渉は無視することができる。このようにして、図６Ｂに示す拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

このように、隣接セクタが同じ位相回転量を有さない位相回転系列を適用することにより、隣接セクタ間での拡散率を低減することができるため、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

＜第４実施例＞
本発明の第４実施例では、セクタをグループ化し、グループ毎に異なるスクランブルコードを用いることについて説明する。

図７Ａは、本発明の第４実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図である。この伝送パターンにおいて、次の位相回転系列を用いる。

ただし、セクタ＃１〜＃３とセクタ＃４〜＃６とをグループ化し、グループ毎に異なるスクランブルコードを乗算する。セクタ＃１〜＃３にはスクランブルコードＡが乗算され、セクタ＃４〜＃６には別のスクランブルコードＢが乗算される。このようにすることで、セクタ＃１〜＃３はセクタ＃４〜＃６からの干渉を考慮する必要がなく、３のシンボル数で直交化が実現できる。このようにして、図７Ｂに示す拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

このように、セクタをグループ化してグループ毎に異なるスクランブルコードを乗算することにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

＜第５実施例＞
本発明の第５実施例では、セクタをグループ化し、グループ毎に異なるリソースブロックにパイロットチャネルを多重することについて説明する。

図８Ａは、本発明の第５実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図である。セクタ＃１〜＃３のパイロットチャネルは、“Ｐ１”で示す無線リソースを使用し、セクタ＃４〜＃６のパイロットチャネルは、“Ｐ１”とは異なる“Ｐ２”で示す無線リソースを使用する。このようにセクタをグループ化し、グループ毎に異なる無線リソースにパイロットチャネルを割り当て、周波数多重することにより、セクタ＃１〜＃３はセクタ＃４〜＃６からの干渉を考慮する必要がなくなる。従って、セクタ＃１〜＃３に対して次の位相回転系列を用いることができる。

このようにすることで、セクタ＃１〜＃３はセクタ＃４〜＃６からの干渉を考慮する必要がなく、３のシンボル数で直交化が実現できる。このようにして、図８Ｂに示すセクタ間直交化が実現できる。

なお、上記の第１実施例〜第５実施例を組み合わせて使用することも可能である。

＜基地局の構成例＞
上記の実施例を実現するための基地局１０の構成例を図９に示す。基地局１０は、拡散・チャネル符号化部１０１と、インタリーブ処理部１０３と、データ変調部１０５と、時間／周波数マッピング部１０７と、パイロット多重部１０９と、系列生成部１１１と、直交系列乗算部１１３と、スクランブルコード乗算部１１５と、ＩＦＦＴ部１１７と、ガードインターバル挿入部１１９とを有する。なお、系列生成部１１１は、各セクタに対する位相回転系列を生成する部分に相当するため、複数のセクタで共通して用いられる。他の構成要素は図示のようにセクタ毎に存在する。

拡散・チャネル符号化部１０１は、送信されるデータチャネルのチャネル符号化を行い、誤り訂正能力を高める。本実施例ではＯＦＤＭ方式で通信が行われ符号拡散は行われない。しかし、別の実施例ではＯＦＣＤＭ方式で通信が行われ、拡散・チャネル符号化部１０１が送信されるデータチャネルを符号拡散し且つチャネル符号化も行う。インタリーブ処理部１０３は、チャネル符号化後の信号の時間方向及び／又は周波数方向のシンボルの並び方を送受両側で既知の規則に従って変更する。データ変調部１０５は、送信される信号を適切な変調方式に従って信号点配置図（ｓｉｇｎａｌ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）にマッピングする。例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等様々な変調方式が使用されてもよい。適応変調符号化（ＡＭＣ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）が行われる場合には、変調方式及びチャネル符号化率がその都度指定される。時間／周波数マッピング部１０７は、送信されるデータチャネルを時間方向及び／又は周波数方向にどのようにマッピングするかを決定する。パイロット多重部１０９は、パイロットチャネル、制御チャネル及びデータチャネルを多重化し、出力する。多重化は、時間方向、周波数方向又は時間及び周波数両方向になされてもよい。

系列生成部１１１は、第１実施例〜第５実施例で説明した位相回転系列を生成する。また、第４実施例のようにスクランブルコードを用いる場合には、セクタのグループ毎にスクランブルコードを生成する。直交系列乗算部１１３は、位相回転系列からセクタに対応する位相回転量をパイロットチャネルに適用する。スクランブルコード乗算部１１５は、セクタに対応するスクランブルコードを乗算する。

ＩＦＦＴ部１１７は、送信する信号を高速逆フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の変調を行う。これにより、有効シンボル部が形成される。ガードインターバル挿入部１１９は、有効シンボル部の一部を抽出し、それを有効シンボル部の先頭又は末尾に付加することで、送信シンボル（送信信号）を作成する。

＜移動局の構成＞
上記の実施例を実現するための移動局２０の構成例を図１０に示す。移動局２０は、ガードインターバル除去部２０１と、ＦＦＴ部２０３と、パイロット分離部２０５と、チャネル推定部２０７と、時間／周波数データ抽出部２０９と、データ復調部２１１と、デインタリーブ処理部２１３と、逆拡散・チャネル復号部２１５とを有する。

ガードインターバル除去部２０１は、受信シンボル（受信信号）からガードインターバル部を除去し、有効シンボル部を抽出する。ＦＦＴ部２０３は、信号を高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ方式の復調を行う。パイロット分離部２０５は、ＯＦＤＭ方式で復調されたサブキャリア毎の信号から、パイロットチャネルと他のチャネルとを分離する。

チャネル推定部２０７は、位相回転系列とスクランブルコードとを用いてパイロットチャネルを抽出してチャネル推定を行い、チャネル補償のための制御信号をデータ復調部２１１等に与える。チャネル推定部２０７で用いられる位相回転系列とスクランブルコードとは、基地局と同じものでなければならない。このため、移動局２０は位相回転系列とスクランブルコードとをセルサーチ時に検出してもよく、報知チャネルを介して基地局から受信してもよい。

時間／周波数データ抽出部２０９は、送信側で決定されたマッピングの規則に従ってデータチャネルを抽出し、出力する。データ復調部２１１は、データチャネルに対してチャネル補償を行い、復調を行う。復調方式は、送信側で行われた変調方式に合わせて行われる。デインタリーブ処理部２１３は、送信側で行われたインタリーブに対応して、シンボルの並び方を変更する。逆拡散・チャネル復号化部２１５は、受信したデータチャネルのチャネル復号化を行う。本実施例ではＯＦＤＭ方式で通信が行われ符号逆拡散は行われない。しかし、別の実施例ではＯＦＣＤＭ方式で通信が行われ、逆拡散・チャネル復号化部２１５が受信したデータチャネルを符号逆拡散し且つチャネル復号化も行う。

なお、上記の第１実施例〜第５実施例では６セクタ構成の場合について説明したが、本発明の実施例は、セクタ数が４以上の場合に適用することができる。

例えば、第１実施例におけるセクタと位相回転量との関係を図１１に示す。前記のように、セクタ＃１を基準にしたときのセクタ＃２の位相回転量は２π／３であり、セクタ＃１を基準にしたときのセクタ＃６の位相回転量はπである。従って、セクタ＃１とセクタ＃２との間では３の拡散率でセクタ間直交化が実現でき、セクタ＃１とセクタ＃６との間では２の拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

４セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を図１２に示す。このような位相回転量を設定することで、セクタ＃１とセクタ＃２との間では３の拡散率でセクタ間直交化が実現でき、セクタ＃１とセクタ＃４との間では２の拡散率でセクタ間直交化が実現できる。同様に、５セクタの場合にも、図１３の位相関係を設定することで、セクタ間直交化が実現できる。この方法は、図１４に示すようなホットスポットセルが基地局に存在する場合にも適用可能である。

以上のように、本願発明の実施例によれば、基地局が４以上のセクタから構成される場合に、周波数選択性フェージングの影響を低減し、パイロットチャネルのセクタ間干渉を低減することが可能になる。

移動通信システムにおいて使用される典型的なセクタ構成を示す図 パイロットチャネルの伝送パターンを示す図 ３セクタの場合と６セクタの場合とで必要なシンボル数を比較した図 本発明の第１実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図 本発明の第１実施例によるセクタ間直交化を示す図 本発明の第２実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図 本発明の第２実施例によるセクタ間直交化を示す図 本発明の第３実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図 本発明の第３実施例によるセクタ間直交化を示す図 本発明の第４実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図 本発明の第４実施例によるセクタ間直交化を示す図 本発明の第５実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図 本発明の第５実施例によるセクタ間直交化を示す図 本発明の実施例に係る基地局の構成図 本発明の実施例に係る移動局の構成図 本発明の第１実施例におけるセクタと位相回転量との関係を示す図 ４セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を示す図 ５セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を示す図 ホットスポットセルが存在する場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を示す図

符号の説明

１０ 基地局
１０１ 拡散・チャネル符号化部
１０３ インタリーブ処理部
１０５ データ変調部
１０７ 時間／周波数マッピング部
１０９ パイロット多重部
１１１ 系列生成部
１１３ 直交系列乗算部
１１５ スクランブルコード乗算部
１１７ ＩＦＦＴ部
１１９ ガードインターバル挿入部
２０ 移動局
２０１ ガードインターバル除去部
２０３ ＦＦＴ部
２０５ パイロット分離部
２０７ チャネル推定部
２０９ 時間／周波数データ抽出部
２１１ データ復調部
２１３ デインタリーブ処理部
２１５ 逆拡散・チャネル復号部

Claims (7)

1. Ｎ（Ｎ≧４）のセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成する基地局であって：
   各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成する系列生成部；及び
   各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに適用する直交系列乗算部；
   を有する基地局。
2. 前記系列生成部は、前記周波数領域の位相回転量と時間領域の位相回転量とを配置した位相回転系列を生成し、
   前記直交系列乗算部は、各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する時間領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに更に適用する
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局。
3. 前記系列生成部は、各セクタが隣接セクタと同じ周波数領域の位相回転量を有さないように前記位相回転系列を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局。
4. 前記系列生成部は、グループ内で各セクタが隣接セクタと同じ周波数領域の位相回転量を有さないようにセクタをグループ化し、該グループ毎に異なるスクランブルコードを更に生成することを特徴とし、
   前記スクランブルコードを乗算するスクランブルコード乗算部；
   を更に有する請求項１に記載の基地局。
5. グループ内で各セクタが隣接セクタと同じ周波数領域の位相回転量を有さないようにセクタをグループ化し、グループ毎に異なるリソースブロックにパイロットチャネルを多重するパイロット多重部；
   を更に有する請求項１に記載の基地局。
6. Ｎ（Ｎ≧４）のセクタを有する基地局からパイロットチャネルを受信する移動局であって：
   各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を用いて、チャネル推定を行うチャネル推定部；
   を有する移動局。
7. Ｎ（Ｎ≧４）のセクタを有する基地局において、Ｎのセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成するパイロットチャネル生成方法であって：
   各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して２π／Ｎより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成するステップ；及び
   各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに適用するステップ；
   を有するパイロットチャネル生成方法。

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