WO2012081870A2 - 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 - Google Patents

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 Download PDF

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    • H04W52/42—TPC being performed in particular situations in systems with time, space, frequency or polarisation diversity

Definitions

  • the present invention relates to a broadcast signal transmitter / receiver and a broadcast signal transmission / reception method, and more particularly, to a broadcast signal transmission / reception capable of transmitting and receiving a broadcast signal compatible with a conventional broadcast signal transceiver while improving data transmission efficiency.
  • a receiver and its transmission / reception method are particularly, to a broadcast signal transmission / reception capable of transmitting and receiving a broadcast signal compatible with a conventional broadcast signal transceiver while improving data transmission efficiency.
  • the digital broadcast signal may transmit a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may include various additional data in addition to the video / audio data.
  • the digital broadcasting system can provide HD (High Definition) level video, multi-channel sound, and various additional services.
  • HD High Definition
  • data transmission efficiency for high-capacity data transmission, robustness of the transmission / reception network, and flexibility of the network considering mobile reception equipment still need to be improved.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting and receiving a broadcast signal capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile reception device or an indoor environment.
  • the present invention also provides a transmitter / receiver and a method for transmitting / receiving a broadcast signal capable of achieving the above object and maintaining compatibility with a conventional broadcast system.
  • a method for transmitting a broadcast signal including generating a first input signal and a second input signal, and generating the first input signal and the second input signal.
  • Apply a MIMO matrix to the input signal the MIMO matrix changes phase using a phase rotation matrix, adjusts the power of the first and second input signals using parameter a, and a may be set to a different value according to a modulation type of the first input signal and the second input signal.
  • the present invention by using a MIMO system in a digital broadcasting system, it is possible to increase data transmission efficiency and increase robustness of transmitting and receiving broadcast signals.
  • MIMO processing enables the receiver to efficiently recover MIMO received signals even in various broadcasting environments.
  • the present invention can provide a broadcast signal transmitter / receiver and a transmission / reception method capable of ensuring compatibility by using a conventional transmission / reception system to the maximum while using a MIMO system.
  • the present invention can provide a broadcast signal transmitter / receiver and a method of transmitting / receiving a broadcast signal capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile reception equipment or an indoor environment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an additional frame structure based on PLP according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an additional frame based on FEF according to an embodiment of the present invention.
  • 5A and 5B illustrate a P1 symbol generation process for identifying an additional frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a terrestrial broadcast system to which the MIMO transmission system using the above-described SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 9 illustrates a structure of a P1 symbol and an AP1 symbol according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a P1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 illustrates an AP1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 illustrates an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 illustrates a mode adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 illustrates a stream adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 illustrates a BICM encoder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 illustrates a BICM encoder according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates a frame builder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 18 illustrates an OFDM generator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 19 illustrates an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 illustrates a frame demapper according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 illustrates a BICM decoder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 illustrates a BICM decoder according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 illustrates an output processor of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 illustrates an output processor of a broadcast receiver according to another embodiment of the present invention.
  • 25 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme using an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme according to a modulation scheme and a code rate of an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • 29 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a BER / SNR chart showing the performance of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 is a capacity / SNR chart showing performance in an uncorrelated channel of a MIMO encoding method according to a first embodiment of the present invention.
  • 32 is a capacity / SNR chart showing performance in an correlation channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 33 is a view showing the constellations in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment, respectively.
  • 34 is a capacity / SNR chart comparing performance when using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and for the first embodiment.
  • Fig. 35 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • FIG. 36 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform the MIMO encoding method according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • 39 is a capacity / SNR chart comparing performance of MIMO encoding methods according to the present invention.
  • 40 is another capacity / SNR chart comparing the performance of the MIMO encoding methods according to the present invention.
  • FIG. 41 is a capacity / SNR chart comparing performances of a combination of modulation methods in a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • 43 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a QPSK + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 44 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • Various technologies have been introduced to increase transmission efficiency and perform robust communication in digital broadcasting systems. As one of them, a method of using a plurality of antennas at a transmitting side or a receiving side has been proposed, and a single antenna transmission single antenna reception scheme (SISO), a single antenna transmission multiple antenna reception scheme (SISO), respectively, have been proposed.
  • SIMO; Single-Input Multi-Output (Multi-Input) Multi-antenna transmission may be divided into a single antenna reception method (MISO; Multi-Input Sinle-Output), a multi-antenna transmission multi-antenna reception method (MIMO; Multi-Input Multi-Output).
  • MISO Single-Input Multi-Output
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the multi-antenna may be described as an example of two antennas for convenience of description, but this description of the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the SISO scheme represents a general broadcast system using one transmit antenna and one receive antenna.
  • the SIMO method represents a broadcast system using one transmitting antenna and a plurality of receiving antennas.
  • the MISO scheme represents a broadcast system that provides transmit diversity using a plurality of transmit antennas and one receive antenna, and represents, for example, the Alamouti scheme.
  • the MISO scheme refers to a scheme in which data can be received with one antenna without performance loss. In the reception system, the same data may be received by a plurality of reception antennas to improve performance, but even in this case, the description is included in the scope of the MISO.
  • the MIMO scheme represents a broadcast system that provides transmit / receive diversity and high transmission efficiency by using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MIMO scheme processes signals differently in time and space, and transmits a plurality of data streams through parallel paths operating simultaneously in the same frequency band to achieve diversity effects and high transmission efficiency.
  • the performance of a system with MIMO technology depends on the characteristics of the transport channel, especially in systems with independent channel environments. In other words, the more the independent channels from each antenna of the transmitting end to each antenna of the receiving end are not correlated with each other, the performance of the system using the MIMO technology can be improved, but between the transmit and receive antennas as in a line-of-sight (LOS) environment. In a channel environment where the channels are highly correlated, the performance of a system using the MIMO technology may be drastically degraded or an operation may be impossible.
  • LOS line-of-sight
  • the present invention proposes a method that can solve these existing problems and problems in the following.
  • additional broadcast signals or enhanced broadcast signals
  • a conventional terrestrial broadcast system such as a terrestrial broadcast system such as DVB-T2.
  • a transceiver and a method of transmitting and receiving can be provided.
  • a video having scalability that can be transmitted by being divided into a basic video component that is robust to a communication environment but has a low image quality and an extended video component that can provide a high quality image but is rather vulnerable to a communication environment. Coding methods can be used.
  • SVC is described as a video coding method having scalability, but any other video coding method may be applied.
  • the broadcast signal transmitter and receiver of the present invention may perform MISO processing and MIMO processing on a plurality of signals transmitted and received through a plurality of antennas, and hereinafter, signal processing is performed on two signals transmitted and received through two antennas.
  • the broadcast signal transceiver to be described.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter includes an input pre-processor 101100, an input processor 101200, a bit interleaved coded modulation (BICM) encoder 101300, a frame builder 101400, and an orthogonal (OFDM). frequency-division multiplexing) generator (or transmitter) 101500.
  • the broadcast signal transmitter according to the present invention may receive a plurality of MPEG-TS streams or General Sream Encapsulation (GSE) streams (or GS streams).
  • GSE General Sream Encapsulation
  • the input pre-processor 101100 may generate a plurality of physical layer pipes (PLPs) as a service unit to provide robustness to an input stream, that is, a plurality of MPEG-TS streams or a GSE stream.
  • PLPs physical layer pipes
  • the PLP is a unit of data identified in the physical layer, and data is processed in the same transmission path for each PLP.
  • the PLPs are data having the same property of the physical layer processed in the transmission path and may be mapped in units of cells in the frame.
  • the PLP may be viewed as a physical layer time division multiplex (TDM) channel carrying one or a plurality of services.
  • TDM time division multiplex
  • the unit of the identifiable stream in the physical layer transmitted through the path or through such a service is called PLP.
  • the input processor 101200 may generate a base band (BB) frame including a plurality of generated PLPs.
  • the BICM module 101300 may add redundancy to the BB frame and interleave PLP data included in the BB frame so as to correct an error on the transmission channel.
  • the frame builder 101400 may map a plurality of PLPs to a frame and add signaling information to complete the frame structure.
  • the OFDM generator 101500 may OFDM-modulate the input data from the frame builder 101400 and divide the input data into a plurality of paths that may be transmitted through a plurality of antennas. Detailed description of each block will be described later.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver may include an OFDM demodulator 107100, a frame parser (or frame demapper) 107200, a BICM decoder 107300, and an output processor 107400.
  • the OFDM demodulator (or OFDM demodulator or receiver) 107100 may convert signals received by the plurality of receive antennas into signals in a frequency domain.
  • the frame demapper 107200 may output PLPs for a required service among signals converted into the frequency domain.
  • the BICM decoder 107300 may correct an error caused by the transport channel, and the output processor 107400 may perform processes necessary to generate an output TS or GS stream.
  • the input antenna signal may receive a dual polarity signal, and one or a plurality of streams may be output of the output TS or GS stream.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an additional frame structure based on PLP according to an embodiment of the present invention.
  • a frame may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information and the P2 symbol may transmit L1- signaling information.
  • the present invention may additionally allocate a preamble symbol to the preamble region.
  • This additional preamble symbol is referred to as an Additional Preable 1 (AP1) symbol, and the present invention provides one or more AP1 symbols in a frame to improve the detection performance of a mobile broadcast signal at very low SNR or time-selective fading conditions. In one embodiment it may be added.
  • the AP1 signaling information transmitted by the AP1 symbol may include additional transmission parameters.
  • AP1 signaling information may include pilot pattern information inserted into a corresponding frame. Accordingly, when a P2 symbol is not transmitted and L1 signaling information is spread in data symbols of the data region, the broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention decodes L1 signaling information of the data region using AP1 signaling information. Before we know the pilot pattern.
  • the AP1 signaling information may further include information necessary for the broadcast signal receiver to decode the signaling information spread in the data region of the frame.
  • the preamble region of the frame according to the present invention may include a P1 symbol, one or more AP1 symbols, and one or more P2 symbols.
  • the data area is composed of a plurality of data symbols (or data OFDM symbols).
  • the P2 symbol is optional and whether or not to insert the P2 symbol may be signaled to AP1 signaling information transmitted through the AP1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be inserted every frame by the P1 insertion module in the OFDM generator 101500 of the broadcast signal transmitter. That is, the P1 insertion module inserts two or more preamble symbols every frame.
  • an AP1 insertion module may be added after the P1 insertion module, and an AP1 symbol may be inserted in the AP1 insertion module.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information related to a transmission type and a basic transmission parameter, and the receiver may detect a frame using the P1 symbol.
  • the L1 signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and the L1-pre signaling information may include information necessary for receiving and decoding the L1-post signaling information.
  • the L1-post signaling information may also include parameters necessary for the receiver to decode the PLP data. As illustrated in FIG. 3, the L1-post signaling information may be located after the L1-pre signaling information.
  • the L1-post signaling information may include a configurable block, a dynamic block, an extension block, a cyclic redundancy check block, and an L1 padding block. Can be.
  • the configurable block may include information that may be equally applied over one frame, and the dynamic block may include characteristic information corresponding to the frame currently being transmitted.
  • the extension block is a block that can be used when the L1-post signaling information is extended, and the CRC block may include information used for error correction of the L1-post signaling information and may have a 32-bit size.
  • the padding block may be used to equally size the information included in each encoding block, and the size thereof is variable.
  • the common PLP may include network information such as a network information table (NIT) or service information such as PLP information and a service description table (SDT) or an event information table (EIT).
  • the preamble of the present invention may include only P1 symbols, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information according to the designer's intention, and include all P1 symbols, L1-pre signaling information, L1-post signaling information, and common PLP. can do.
  • the plurality of data symbols located after the P2 symbol may include a plurality of PLP data.
  • the plurality of PLPs may include audio, video and data TS streams and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • PAT program association table
  • PMT program map table
  • a PLP transmitting PSI / SI information may be referred to as a base PLP or a signaling PLP.
  • the PLP may include a type 1 PLP transmitted by one sub slice per frame and a type 2 PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • the plurality of PLPs may transmit one service or may transmit service components included in one service. If the PLP transmits a service component, the transmitting side may transmit signaling information indicating that the PLP transmits the service component.
  • the present invention may share an RF frequency band with a conventional terrestrial broadcasting system and transmit additional data (or an enhanced broadcast signal) in addition to the basic data through a specific PLP.
  • the transmitting side may define a signal or a system currently transmitted through the signaling information of the P1 symbol described above.
  • additional data is video data
  • FIG. 3 PLP M1 112100 and PLP (M1 + M2) 112200 which are type 2 PLPs of a frame may include additional video data and transmit the same.
  • the frame for transmitting additional video data may be referred to as an additional frame
  • the frame for transmitting basic data may be referred to as a basic frame (or T2 frame).
  • additional video data may be transmitted according to a designer's intention, but also a frame for transmitting data related to a new broadcasting system different from the conventional terrestrial broadcasting system may be referred to as an additional frame.
  • a frame for transmitting a conventional terrestrial broadcast may be referred to as a terrestrial broadcast frame, and the additional frame may transmit basic data or additional data related to a new broadcast system.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an additional frame based on FEF according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates a case where a future extension frame (FEF) is used to transmit the aforementioned additional video data.
  • FEF future extension frame
  • a frame for transmitting basic video data may be referred to as a basic frame
  • an FEF for transmitting additional video data may be referred to as an additional frame.
  • the uncolored frames 113110-1 to n of the frames included in the super frame 113100 are basic frames, and the color-treated frames 113120-1 to 2 are additional frames.
  • 4A is a diagram illustrating a case where the ratio of the base frame to the additional frame is N: 1.
  • the time required for the receiver to receive the next additional frame 113120-2 after receiving one additional frame 113120-1 may correspond to about N basic frames.
  • 4B is a diagram illustrating a case where the ratio of the basic frame to the additional frame is 1: 1.
  • the additional frames may have a structure very similar to that of the basic frames in order to maximize sharing with the basic frames.
  • the time taken by the receiver to receive the next additional frame 113210-1 after receiving one additional frame 113210-1 corresponds to about one basic frame 113220, FIG. 4A.
  • the cycle is shorter than the case shown in.
  • 5A and 5B illustrate a P1 symbol generation process for identifying an additional frame according to an embodiment of the present invention.
  • the additional frame of the present invention may include a P1 symbol that transmits separate signaling information as described above, and may be referred to as a new_system_P1 symbol. This may be different from the P1 symbol used in the existing frame and may be plural. In this case, the new_system_P1 symbol may be positioned in front of the first P2 symbol in the preamble region of the frame.
  • the P1 symbol of an existing frame may be modified and used.
  • the present invention proposes a method of generating a new_system_P1 symbol by modifying the structure of a P1 symbol of an existing frame or by modifying the symbol generation unit 114100 that generates the symbol.
  • the new_system_P1 symbol may be generated by modifying the structure of the P1 symbol of the existing frame shown in FIG.
  • the new_system_P1 symbol may be generated by modifying the frequency shift value f_SH for the prefix and postfix of the existing P1 symbol or by changing the length of the P1 symbol (T_P1C or T_P1B).
  • the parameters (sizes of f_SH, T_P1C, and T_P1B) used in the P1 symbol structure must also be appropriately modified.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a P1 symbol generation unit that generates a P1 symbol.
  • the P1 symbol generation unit illustrated in FIG. 5B may be modified to generate a new_system_P1 symbol.
  • a method of changing the distribution of an active carrier used for the P1 symbol from the CDS table module 114110, the MSS module 114120, and the CAB structure module 114130 included in the P1 symbol generation unit for example, How the CDS table module 114110 uses a different complementary set of sequence (CSS), or a pattern for the information to be sent as a P1 symbol (the MSS module 114120 uses a different complementary set of sequence)
  • the AP1 symbol of the present invention described with reference to FIG. 3 may be generated through the process described with reference to FIG. 5.
  • the present invention proposes a MIMO system using Scalable Video Coding (SVC).
  • SVC Scalable Video Coding
  • the SVC scheme is a coding method of a video developed to cope with various terminals, communication environments, and changes thereof.
  • the SVC method encodes a single video in a hierarchical manner to generate desired video quality, and transmits video data for the basic video quality in the base layer and additional video data for restoring the video quality in the enhancement layer.
  • the receiver may receive and decode only the video data of the base layer to obtain an image having basic quality, or may obtain a higher quality image by decoding the base layer video data and the enhancement layer video data according to the characteristics of the receiver. .
  • the base layer may mean video data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer may mean video data corresponding to the enhancement layer.
  • the target of the SVC may not be the only video data
  • the base layer is data that can provide a basic service including basic video / audio / data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer is an enhancement layer. It may be used as a meaning including data capable of providing a higher service including a higher picture / audio / data corresponding to the corresponding picture.
  • the broadcast system of the present invention provides a method of transmitting a base layer of an SVC on a path that can be received in an SISO or MISO method using an SVC scheme, and an enhancement layer of an SVC on a path that can be received in an MIMO method.
  • the base layer is received by SISO or MISO method to obtain an image of a basic quality
  • a base layer and an enhancement layer are received by a MIMO method to obtain a higher quality of image.
  • a method of transmitting the MIMO broadcast data separately from the PLP including the terrestrial broadcast data is possible.
  • the specific PLP is used to transmit MIMO broadcast data.
  • additional information on the specific PLP may be signaled to prevent malfunction in an existing receiving system.
  • a specific PLP including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast PLP
  • a PLP including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast PLP.
  • the MIMO broadcast data may not be processed by the terrestrial broadcast receiver, it is necessary to signal additional information for identifying the terrestrial broadcast PLP and the MIMO broadcast PLP.
  • this signaling may use a reserved field in the L1 signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • existing terrestrial broadcast data may also be transmitted to MISO.
  • the L1-post signaling information is used to identify the MIMO broadcast PLP.
  • a specific frame including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast frame
  • a frame including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast frame
  • a MIMO broadcast frame may be included in the above-described FEF of the terrestrial broadcast system, and FEF may also be referred to as a MIMO broadcast frame in the following.
  • the PLP including the MIMO broadcast data may be transmitted through the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP since the MIMO broadcast PLP also exists in the terrestrial broadcast frame, it is necessary to signal a connection relationship between the terrestrial broadcast frame and the PLP present in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame also includes L1 signaling information, and information about the MIMO broadcast PLP present in the frame may be transmitted together with the L1 signaling information of the terrestrial broadcast frame.
  • the concatenation of MIMO broadcast PLPs present in different frames may use fields for a PLP included in the L1-post signaling information, which is L1 signaling information of each frame.
  • the receiving system may use L1-post signaling.
  • the connection relationship between MIMO broadcast PLPs included in different frames is checked using at least one of PLP_ID information, PLP_TYPE information, PLP_PAYLOAD_TYPE information, and PLP_GROUP_ID information, and the desired MIMO broadcast PLPs are continuously decoded to decode the service. Can be obtained.
  • the terrestrial broadcast PLP present in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a transmission mode predefined and supported by the terrestrial broadcast system, and may also be transmitted in a new mode that supports the MIMO system as described above.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame is transmitted as a base layer in a transmission mode of terrestrial broadcast in an MISO or SISO scheme
  • the MIMO broadcast PLP included in the MIMO broadcast frame is an enhancement layer. It may be transmitted in a MIMO scheme.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • the terrestrial broadcast data and the MIMO broadcast data may be distinguished and transmitted on a frame basis, and a MIMO broadcast frame (FEF) having a predetermined length (FEF length) may be disposed at a predetermined interval (FEF interval) between the terrestrial broadcast frames.
  • FEF MIMO broadcast frame
  • FEF interval predetermined interval
  • data of the MIMO system may coexist in a frequency band used by the terrestrial broadcasting system, and the terrestrial broadcasting receiver may identify a frame through L1 signaling and ignore the MIMO broadcasting frame to prevent malfunction.
  • the MIMO system may use some of the throughput of the corresponding band through FEF related parameters (FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL) defined in the L1 post signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • FIG. 7 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • the MIMO broadcast services (MIMO broadcast services 1 to n) are encoded into the base layer and the enhancement layer through the SVC encoders 18010 and 18020, respectively.
  • the scheduler & bitm interleaved coding and modulation (BICM) module 1802 may allocate base layers of MIMO broadcast services to be transmitted together with the terrestrial broadcast frame, and enhancement layers may be allocated to be included and transmitted in the MIMO broadcast frame.
  • the enhancement layers may be MIMO encoded through the MIMO encoders 1840 and 18050, respectively, and may be transmitted in the MIMO broadcast frame of the MIMO broadcast system.
  • the base layers may be included in the terrestrial broadcast frame and transmitted, and in this case, may be transmitted in an SISO or MISO scheme supported by the terrestrial broadcast system.
  • the terrestrial broadcast receiver When transmitting a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame, signaling information is configured as described above in the methods (1) to (3), so the terrestrial broadcast receiver identifies only the terrestrial broadcast PLP in the terrestrial broadcast frame. As a result, the terrestrial broadcasting service can be obtained and provided without malfunction.
  • the MIMO broadcast receiver may acquire and provide a MIMO broadcast service corresponding to the base layer using only the MIMO broadcast PLP of the terrestrial broadcast frame, and acquire the MIMO broadcast PLP of the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast PLP of the MIMO broadcast frame. And a MIMO broadcast service corresponding to an enhancement layer.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted only by the MISO / SISO method.
  • the MIMO broadcast PLP may include a code rate of a new error correction code (for example, 1/4, 1/3, 2/5, etc.), a new time interleaving mode, etc. according to system requirements, and transmit only the base layer. It may be.
  • the base layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the SISO / MISO scheme
  • the enhancement layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP or carrier of the SISO / MISO scheme and the PLP or carrier of the MIMO scheme may vary from 0 to 100%, and the ratio may be set differently for each frame.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a terrestrial broadcast system to which the MIMO transmission system using the above-described SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 8 illustrates an embodiment of a broadcast signal in which a terrestrial broadcast data and MIMO broadcast data are allocated and transmitted to a frame or a PLP as described above after the base layer and the enhancement layer are generated using the SVC.
  • 8A is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC according to an embodiment of the present invention is applied.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist in the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a SISO or MISO scheme as a base layer, and the MIMO broadcast PLP included in the MIMO broadcast frame may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme as an enhancement layer. have.
  • 8B is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist only in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may include a PLP including a base layer and a PLP including an enhancement layer.
  • a PLP including a base layer may be transmitted in an SISO or MISO scheme
  • a PLP including an enhancement layer may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP including the base layer and the PLP including the enhancement layer in the MIMO broadcast frame may vary from 0 to 100%.
  • 8C is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • MIMO broadcast data exists only within a MIMO broadcast frame.
  • the base layer and the enhancement layer may be transmitted by being classified as a carrier rather than being transmitted by being classified as a PLP.
  • SM spatial multiplexing
  • GC golden code
  • a modulation method may be expressed as quadrature amplitude modulation (M-QAM) when transmitting a broadcast signal. That is, when M is 2, a binary phase shift keying (BPSK) scheme may be represented by 2-QAM, and when Q is 4, quadrature phase shift keying (QPSK) may be represented by 4-QAM. M may represent the number of symbols used for modulation.
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • a MIMO system will be described by using two transmission antennas to transmit two broadcast signals and two reception antennas to receive two broadcast signals by way of example.
  • FIG 9 illustrates a structure of a P1 symbol and an AP1 symbol according to an embodiment of the present invention.
  • the P1 symbol is generated by copying the front part and the rear part of the effective symbol A, respectively, and shifting the frequency by + fSH, and then placing them at the front (C) and the rear (B) of the valid symbol (A).
  • the front portion C of the valid symbol A is called a prefix portion
  • the rear portion B is called a postfix portion. That is, the P1 symbol may include a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • the AP1 symbol is generated by copying the front part and the rear part of the valid symbol D, respectively, by frequency shifting by -fSH, and placing them in front (F) and back (E) of the valid symbol (D).
  • the front part F of the valid symbol D is called a prefix part
  • the rear part E is called a postfix part. That is, the AP1 symbol may include a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • the two frequency shift values + fSH and -fSH used for the P1 symbol and the AP1 symbol are identical to each other and only opposite signs. In other words, the frequency shift is performed in the opposite direction.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • the lengths of C and F may be different, and the lengths of B and E may be the same, or vice versa.
  • the effective symbol length of the P1 symbol and the effective symbol length of the AP1 symbol may be set differently.
  • a P1 symbol and a different Complementary Set Sequence (CSS) are used for tone selection and data scramble in AP1.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol have the same frequency shift value but have opposite signs.
  • the offset value is added to or subtracted from the length (TA) / 2 value of A to set the lengths of C and B and the length (TD) / 2 value is added or subtracted to the length (TD) / 2 value of the D to set the lengths of F and E.
  • Offset values can be set differently.
  • the offset value of the P1 symbol is set to 30 and the offset value of the AP1 symbol is set to 15.
  • Such a numerical value is an example to help understanding of the present invention, and the numerical value may be easily changed by those skilled in the art, and thus the present invention is not limited to the numerical value.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol are generated and inserted into each frame in the structure as shown in FIG. 9, so that the P1 symbol does not deteriorate the detection performance of the AP1 symbol, whereas the AP1 symbol does not deteriorate the detection performance of the P1 symbol.
  • the detection performance of the P1 symbol and the AP1 symbol are almost the same.
  • the complexity of the receiver can be minimized by having a similar structure between the P1 symbol and the AP1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be continuously transmitted to each other, or may be allocated to different positions in the frame and transmitted. When the transmission is allocated to different positions, a high time diversity effect can be obtained for the preamble symbol.
  • the present invention transmits continuously.
  • the AP1 symbol may transmit information necessary for decoding the signaling information spread in the pilot pattern and the data region of the frame, as described in FIG. 3, and may be generated through the process described in FIG. 5. have.
  • FIG. 10 illustrates a P1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • the P1 symbol detection module may be included in the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • the P1 symbol detection module may be referred to as a C-A-B preamble detector.
  • the P1 symbol detection module of the present invention may include a down shifter 307101, a first conjugator 307103, and a second delayer 307106.
  • the down shifter 307101 is connected to the input signal. Inverse modulation can be performed by multiplying the values. When the inverse modulation is performed in the down shifter 307101, the frequency shifted input signal may be restored to the original signal. The inversely modulated signal is output to the first delayer 307102 and the second conjugator 307107.
  • the first delayer 307102 delays the inversely modulated signal by the length TC of the C part and outputs the delayed signal to the first conjugator 307103.
  • the first conjugator 307103 complex-conjugates the signal delayed by the length TC of the C part, and then multiplies the signal by the input signal to output the first filter 307104.
  • the third delayer 307105 delays the filtered signal by the length TA of the A part (that is, the effective symbol) and outputs the delayed signal to the multiplier 307109.
  • the second delayer 307106 delays the input signal by the length TB of the B part and outputs the delayed signal to the second conjugator 307107.
  • the second conjugator 307107 complex-conjugates the signal delayed by the length TB of the B part and multiplies the signal by the inversely modulated signal and outputs the signal to the second filter 307108.
  • the multiplier 307109 multiplies the output of the second filter 307109 by a signal delayed by the length TA of the A part. By doing so, the P1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length TC of C and the length TB of B can be obtained using Equation 1.
  • FIG. 11 illustrates an AP1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • the AP1 symbol detection module may be included in the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • the AP1 symbol detection module may be referred to as an F-D-E preamble detector.
  • the AP1 symbol detection module may include an up shifter 308101, a first conjugator 308103, and a second delayer 308106.
  • the AP1 symbol detection module may receive a signal input to the broadcast signal receiver or a signal output from the P1 symbol detection module described with reference to FIG. 10.
  • Up shifter 308101 is connected to the input signal. Inverse modulation is performed by multiplying the values. When inverse modulation is performed in the up shifter 308101, the frequency shifted input signal is restored to the original signal. That is, the up shifter 308101 of FIG. 12 has the same structure as the down shifter 307101 of the P1 symbol extractor described in FIG. 11, except that the frequency direction of inverse modulation is reversed. The inversely modulated signal from the up shifter 308101 is output to the first delayer 308102 and the second conjugator 308107.
  • the first delayer 308102 delays the inversely modulated signal by the length TF of the F part and outputs the delayed signal to the first condenser 308103.
  • the first conjugator 308103 complex-conjugates the signal delayed by the length TF of the F part, and then multiplies the signal by the input signal to output the first filter 308104.
  • the third delayer 308105 delays the filtered signal by the length TD of the D part (ie, a valid symbol) and outputs the result to the multiplier 308109.
  • the second delayer 308106 delays the input signal by the length TE of the E part and outputs the delayed signal to the second conjugator 308107.
  • the second conjugator 308107 complex-conjugates the signal delayed by the length TE of the E part, and then multiplies the signal by the inversely modulated signal and outputs the signal to the second filter 308108.
  • the multiplier 308109 multiplies the output of the second filter 308109 by the delayed signal by the length TD of the D part. In this way, the AP1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length TF of F and the length TE of E may be obtained by applying Equation 1.
  • a frame according to an embodiment of the present invention may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the preamble region may include an AP1 symbol according to a designer's intention.
  • the P1 signaling information is transmitted through a P1 symbol
  • the AP1 signaling information is transmitted through an AP1 symbol
  • the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information are transmitted through a P2 symbol.
  • the broadcast signal transmitter may include an input processor 101200, a BICM encoder 101300, a frame builder 101400, and an OFDM generator 101500 as described with reference to FIG.
  • the receiver may include an OFDM demodulator 107100, a frame demapper 107200, a BICM decoder 107300, and an output processor 1073400.
  • the input processor 101200 of the broadcast signal transmitter may perform an operation of processing the data to be transmitted in the form of a block for performing FEC encoding, and the BICM encoder 101300 may perform encoding for error correction.
  • the frame builder 101400 may map the data to the frame, and the OFDM generator 101500 may OFDM-modulate the input data mapped in the frame by symbol unit and output the antenna to the antenna.
  • the devices included in the broadcast signal receiver may perform a reverse operation corresponding to the devices included in the broadcast signal transmitter.
  • the present invention provides a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver that independently apply MISO processing or MIMO processing for each PLP for a plurality of PLP inputs. According to the present invention, it is possible to obtain an effect of adjusting the quality of service (QoS) of each service or service component transmitted through each PLP in the physical layer.
  • QoS quality of service
  • each embodiment may be distinguished according to whether MISO / MIMO processing is performed for each PLP and the location of MISO / MIMO processing. Brief description of each embodiment is as follows.
  • the first embodiment relates to a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver corresponding thereto for performing MISO processing and MIMO processing for each input PLP data independently in a BICM encoding process.
  • the second embodiment relates to another broadcast signal transmitter and a corresponding broadcast signal receiver for performing MISO processing and MIMO processing independently for each input PLP data in the BICM encoding process.
  • the third embodiment relates to a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver corresponding thereto for performing MISO processing and MIMO processing on PLP data mapped in a frame during OFDM generation.
  • the fourth embodiment independently performs MIMO processing on MIMO PLP data to perform MIMO processing among PLP data input during BICM encoding, and the OFDM generator performs MISO PLP data and L1-signaling information on MISO processing.
  • a broadcast signal transmitter performing MISO processing and a broadcast signal receiver corresponding thereto.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the first embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on each input PLP data after constellation mapping, and perform cell interleaving and time interleaving.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the first embodiment may perform a reverse process of BICM encoding of the broadcast signal transmitter.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the second embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on input PLP data after constellation mapping, cell interleaving, and time interleaving are performed.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the second embodiment may perform a reverse process of BICM encoding of the broadcast signal transmitter.
  • the OFDM generator of the broadcast signal transmitter according to the third embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on the PLP data output from the frame builder.
  • the OFDM demodulator of the broadcast signal receiver according to the third embodiment may perform an inverse process of the OFDM generator of the broadcast signal transmitter.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the fourth embodiment may perform MIMO encoding on MIMO PLP data to perform MIMO processing after time interleaving or MIMO encoding on MIMO PLP data after constellation mapping.
  • the OFDM generator of the broadcast signal transmitter according to the fourth embodiment may perform MISO encoding on MISO PLP data and L1-signaling information to perform intra-frame mapped MISO processing, and perform MISO encoding on MIMO PLP data. can do.
  • the BICM decoder and the OFDM demodulator of the broadcast signal receiver according to the fourth embodiment may perform a reverse process of the BICM decoder and the OFDM generator of the broadcast signal transmitter.
  • the broadcast signal transmitter and receiver of the present invention may perform MISO processing and MIMO processing on a plurality of signals transmitted and received through a plurality of antennas, and hereinafter, signal processing is performed on two signals transmitted and received through two antennas.
  • the broadcast signal transceiver to be described.
  • 12 and 14 illustrate an input processor included in a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 12 illustrates an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the input processor of FIG. 12 is an embodiment of the input processor 101200 described with reference to FIG. 1 and is an embodiment of an input processor that processes one PLP.
  • the input processor of FIG. 12 includes a mode adaptation module 601100 and a stream adaptation module 601200.
  • the mode adaptation module 601100 includes an input interface module 601110, a CRC-8 encoder 601120, and a BB header inserter 601130
  • the stream adaptation module 601200 includes a padding inserter 601210 and a BB scrambler ( 601220).
  • the input interface module 601110 classifies an input bit stream into logical units for performing FEC (BCH / LDPC) encoding in a subsequent BICM encoder to perform mapping.
  • the CRC-8 encoder 601120 performs CRC encoding on the mapped bit stream, and the BB header inserter 601130 inserts a BB header into the data field.
  • the BB header may include mode adaptation type (TS / GS / IP) information, user packet length information, data field length information, and the like.
  • the stream adaptation module 601200 includes a padding inserter 601210 and a pseudo random binary sequence (PRBS) for inserting padding bits to complete a BB frame when input data fails to fill one BB frame for FEC encoding.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • a BB scrambler 601220 that generates the input bit stream and XORs the generated PRBS to randomize the data.
  • the operation of the BB scrambler 601220 may lower the peak-to-average power ratio (PAPR) of the finally transmitted OFDM modulated signal.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • FIG. 13 illustrates a mode adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the mode adaptation module of FIG. 13 includes a plurality of input interface modules 602100, an input stream synchronizer 602200, and a compensating delay operating in parallel to perform mode adaptation for each of the plurality of PLPs.
  • Module 602300, null packet deletion module 602400, CRC-8 encoder 602500, and BB header inserter 602600 are included in the blocks of FIG. 13, the input interface module 602100, the CRC-8 encoder 602500, and the BB header inserter 602600 that perform the same operations as the same blocks shown in FIG. 12 will not be redundantly described. do.
  • the input stream synchronizer 602200 may insert input stream clock reference (ISCR) information, that is, timing information required to recover a transport stream (TS) or a generic stream (GS) at a receiver.
  • ISCR input stream clock reference
  • the compensating delay module 602300 delays and synchronizes data with respect to PLPs in group units based on timing information inserted by the input stream synchronizer 602200.
  • the null packet deletion module 602400 deletes unnecessary null packets and inserts the number of deleted null packets according to the deleted position.
  • FIG. 14 illustrates a stream adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the scheduler 603100 may perform scheduling for a MIMO transmission system using multiple antennas including dual polarity, and parameters used in signal processing blocks such as a demultiplexer, a cell interleaver, and a time interleaver of a BICM encoder. Can be generated.
  • the scheduler 603100 may output the L1-dynamic signaling information for the current frame separately from the in-band signaling so that the cell mapper maps the input cells according to the scheduling.
  • the plurality of 1-frame delay modules 603200 each processing a plurality of PLPs delay input data by one frame so that scheduling information for a subsequent frame may be included in the current frame for in-band signaling or the like.
  • the plurality of in-band signaling / padding insertion modules 603300 respectively processing the plurality of PLPs insert non-delayed L1-dynamic signaling information into data delayed by one frame.
  • the in-band signaling / padding insertion module 603300 may insert a padding bit or insert in-band signaling information into the padding space.
  • the BB scrambler 603400 generates a pseudo random binary sequence (PRBS) and performs an XOR operation on the input bit stream with the generated PRBS to randomize the data.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • the L1-signaling generator 603500 generates L1-signaling information transmitted through a preamble symbol or a spread data symbol of a frame, in addition to the in-band signaling information.
  • L1-signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-pre signaling information includes the parameters necessary for processing the L1-post signaling information and the static L1-signaling information, and the L1-post signaling information may include the static L1-signaling information and the dynamic L1-signaling information.
  • the L1 signaling generator 603500 may output the generated L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • L1-signaling information including L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and scramble the L1-signaling information from which one BB scrambler is output.
  • 15 to 18 illustrate building blocks of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 15 illustrates a BICM encoder according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 15 is an embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 1 and is a BICM encoder according to the first embodiment described above.
  • the BICM encoder may perform encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information.
  • the BICM encoder according to the first embodiment of the present invention can apply the MISO method independently for each PLP data, and can apply the MIMO method.
  • the BICM encoder according to the first embodiment of the present invention may perform MISO encoding and MIMO encoding after constellation mapping.
  • the BICM encoder of FIG. 15 processes the first BICM encoding block 607100 which processes the PLP data in the MISO scheme, the second BICM encoding block 607200 that processes the PLP data in the MIMO scheme, and the signaling information in the MISO scheme.
  • the third BICM encoding block 607300 may be included.
  • the third BICM encoding block 607300 may process signaling information in a MIMO manner.
  • the signaling information includes information necessary for recovering PLP data included in a frame at the receiver, greater robustness between transmission and reception is required than in the case of PLP data. Therefore, according to the present invention, signaling information is processed according to an MISO method.
  • the data processing method of each block will be described.
  • the first BICM encoding block 604100 includes a forward error correction (FEC) encoder 604110, a bit interleaver 604120, a first demux 604130, a constellation mapper 604140, a MISO encoder 604150, a cell. Interleavers 604160-1, 604160-2 and time interleavers 604170-1, 604170-2.
  • FEC forward error correction
  • the FEC encoder 604110 may perform BCH encoding and LDPC encoding on the input processed PLP data to add redundancy so that a receiver may correct an error on a transmission channel.
  • the bit interleaver 604120 performs bit interleaving on a unit of one FEC block with respect to PLP data on which FEC encoding has been performed, so that the bit interleaver 604120 can have robustness against burst errors that may occur during transmission.
  • the bit interleaver may perform bit interleaving using two FEC block units. When bit interleaving is performed using two FEC blocks as described above, paired cells may be generated from different FEC blocks in a frame builder to be described later. Accordingly, in the broadcast signal receiver, diversity may be secured to improve reception performance.
  • the first demux 604130 may demultiplex the bit interleaved PLP data in one FEC block unit. As another example, the first demux 604130 may perform demultiplexing using two FEC blocks. As described above, when demultiplexing is performed using two FEC blocks, cells constituting a pair in the frame builder to be described later may be generated from different FEC blocks. Therefore, the receiver can secure diversity and obtain high reception performance.
  • the constellation mapper 604140 may map demultiplexed PLP data in units of bits to constellations in units of symbols.
  • the constellation mapper 604140 may rotate the constellation at an angle according to the modulation type.
  • the rotated constellations can be represented by I-phase (In-phase) and Q-phase (Quadrature-phase) components, and the constellation mapper 604140 can delay only the dual Q-phase components to any value. have.
  • the constellation mapper 604140 may then remap the demultiplexed PLP data to the new constellation using the in-phase component and the delayed Q-phase component.
  • the MISO encoder 604150 may output MISO-encoded PLP data through two paths STx_k and STx_k + 1 by performing MISO encoding on the PLP data mapped to the constellation. Through this, transmission diversity can be obtained.
  • an embodiment of the MISO encoding method may include an Orthogonal Space-Time Block Code (OSTBC) / Orthogonal Space Frequency Block Code / Alamouti code (OSFBC).
  • OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
  • OSFBC Orthogonal Space Frequency Block Code
  • the cell interleavers 604160-1 and 604160-2 may perform interleaving on a cell-by-cell basis for PLP data output in two paths, respectively, and the time interleavers 604170-1 and 604170-2 are output in each path. Interleaving may be performed in units of time on the cell interleaved PLP data. In this case, the time interleavers 604170-1 and 604170-2 may perform interleaving using two FEC blocks.
  • the second BICM encoding block 604200 includes an FEC encoder 604210, a bit interleaver 604220, a second demux 604230, a first constellation mapper 604240-1, a two constellation mapper 604240-2, It may include a MIMO encoder 604250, a first cell interleaver 604260-1, a second cell interleaver 604260-2, a first time interleaver 604270-1, and a second time interleaver 604270-2. .
  • the FEC encoder 604210 and the bit interleaver 604220 may perform the same functions as the FEC encoder 604110 and the bit interleaver 604120 of the MISO scheme.
  • the second demux 604230 may perform the same function as the first demux 604130 of the MISO method. Additionally, the second demux 604230 may demultiplex PLP data to output two paths required for MIMO transmission. In this case, transmission characteristics of data transmitted through each path may be different. Accordingly, the second demux 604230 may randomly allocate bit interleaved PLP data to each input path.
  • the first constellation mapper 604240-1 and the second constellation mapper 604240-2 may perform the same function as the constellation mapper 604140 of the MISO method.
  • the MIMO encoder 604250 may output MIMO encoded PLP data through two paths STx_m and STx_m + 1 by performing MIMO encoding on two paths of input PLP data using a MIMO encoding matrix.
  • the MIMO encoding matrix of the present invention may include spatial multiplexing, golden code (GC), full-rate full diversity code, linear dispersion code, and the like. have.
  • the first cell interleaver 604260-1 and the second cell interleaver 604260-2 interleave only the PLP data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block of the PLP data input through the respective paths. Can be performed. Accordingly, cell interleaving by the first cell interleaver 604260-1 and the second cell interleaver 604260-2 may have the same effect as the interleaving of one cell interleaver. In addition, cell interleaving is performed using a memory setting of one cell interleaver without additional memory allocation to the first cell interleaver 604260-1 and the second cell interleaver 604260-2 to process data of a plurality of paths. There is an advantage to doing this.
  • the first time interleaver 604270-1 and the second time interleaver 604270-2 may perform the same function as the time interleavers 604170-1 and 604170-2 of the MISO scheme.
  • the first time interleaver 604270-1 and the second time interleaver 604270-2 may perform time interleaving on the PLP data input through the respective paths in the same manner, or time interleaving by another method. It can also be done.
  • the L1-signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and the MISO scheme may be independently applied to the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information.
  • the third BICM encoding block 604300 may include a first encoding block 604400 for processing L1-pre signaling information and a second encoding block 604500 for processing L1-post signaling information.
  • First encoding block 604400 includes FEC encoder 604410, constellation mapper 604420, MISO encoder 604430, cell interleaver 604440-1, 604440-2 and time interleaver 604450-1, 604450-2. It may include. Also, the second encoding block 604500 may include an FEC encoder 604510, a bit interleaver 604520, a demux 604530, a constellation mapper 604540, a MISO encoder 604560, a cell interleaver 604560-1, and 604560-2. ), Time interleaver 604570-1.604570-2.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for decoding the L1-post signaling information, and the L1-post signaling information may include information necessary for recovering data transmitted from the transmitter at the receiver.
  • bit interleaving and demultiplexing are not performed on the L1-pre signaling information so that the receiver can perform fast decoding of the L1-pre signaling information.
  • the first encoding block 604400 for processing the L1-pre signaling information may perform MISO encoding on the L1-pre signaling information to output L1-pre signaling data through two paths STx_pre and STx_pre + 1.
  • the second encoding block 604500 for processing the L1-post signaling information may perform MISO encoding on the L1-post signaling information to output L1-post signaling data through two paths (STx_post and STx_post + 1). have.
  • FIG. 16 illustrates a BICM encoder according to another embodiment of the present invention.
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 16 is a BICM encoder according to the second embodiment of the present invention as another embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 1.
  • the BICM encoder may perform encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information.
  • the BICM encoder according to the second embodiment of the present invention may independently apply the MISO scheme or the MIMO scheme for each PLP data.
  • the BICM encoder includes a first BICM encoding block 607100 for processing PLP data in a MISO scheme, a second BICM encoding block 607200 for processing PLP data in a MIMO scheme, and signaling information in a MISO scheme. It may include a third BICM encoding block (607300) for processing.
  • the MISO encoder (607120, 607420, 607520) and MIMO encoder (607220) of the BICM encoding blocks of the second embodiment is located in the rear end of the time interleaver (607110, 607210-1, 607210-2, 607410 and 607510) Different from the BICM encoding blocks of the embodiment.
  • the BICM encoder may include a first BICM encoding block for processing MISO PLP data to be MISO encoded, a second BICM encoding block for processing MIMO PLP data to be MIMO encoded, and a MISO encoded data. It may include a third BICM encoding block for processing the signaling information. Since the BICM encoding blocks according to the third embodiment operate in the same manner as the BICM encoding blocks according to the first embodiment shown in FIG. 15, a detailed description thereof will be omitted. However, the BICM encoding blocks of the third embodiment differ from the BICM encoding blocks of the first embodiment in that they do not include a MISO encoder and a MIMO encoder.
  • the BICM encoder according to the fourth embodiment of the present invention is almost the same as the third embodiment of the present invention, except that the BICM encoder performs MIMO encoding on MIMO PLP data to be processed by the MIMO scheme. That is, the BICM encoder of the fourth embodiment of the present invention processes the first BICM encoding block for processing MISO PLP data to be MISO encoded, the second BICM encoding block for processing MIMO PLP data to be MIMO encoded, and the signaling information to be MISO encoded.
  • the third BICM encoding block may include a third BICM encoding block, and the third BICM encoding block may include a first encoding block for processing the L1-pre signaling information and a second encoding block for processing the L1-post signaling information.
  • the first BICM encoding block according to the fourth embodiment may not include a MISO encoder
  • the second BICM encoding block may include a MIMO encoder.
  • the MIMO encoder may be located after the time interleaver as in the first embodiment, or may be located after the constellation mapper as in the second embodiment. This can be changed according to the designer's intention.
  • FIG. 17 illustrates a frame builder according to an embodiment of the present invention.
  • the frame builder illustrated in FIG. 17 is an embodiment of the frame builder 101400 described with reference to FIG. 1.
  • the first BICM encoding block 604100 may output MISO encoded PLP data through two paths STx_k and STx_k + 1, and the second BICM encoding block 604200 may output two paths ( MIMO encoded PLP data can be output to STx_m and STx_m + 1).
  • the third BICM encoding block 604300 may output two paths (STx_pre, STx_pre + 1 and STx_post, STx_post + 1) for the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • the frame builder includes a first path that receives data of a path from STx_0 to STx_post among BICM encoder output data and data of a path from STx_0 + 1 to STx_post + 1 among BICM encoder output data.
  • Each data may be input through a second path through which the input is received.
  • Data input through the first path may be transmitted through the first antenna Tx_1, and data input through the second path may be transmitted through the second antenna Tx_2.
  • the frame builder illustrated in FIG. 17 includes a first frame building block 605100 for processing data input through a first path and a second frame building block 605200 for processing data input through a second path. It may include.
  • the first frame building block 605100 may include a first delay compensator 605110, a first pair-wise cell mapper 605120, and a first pair-wise frequency interleaver 605130, and may include a second frame building.
  • Block 605200 includes a second delay compensation unit 605210, a second pair-wise cell mapper 605220, and a second pair-wise frequency interleaver 605230 for processing data input through the second path. can do.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise cell mapper 605220 and the second pair-wise frequency interleaver 605230 are provided with a first path and a second path. It can work the same for the path or it can work independently.
  • the first delay compensator 605110 and the second delay compensator 605210 may perform one frame delay on L1-pre signaling data or L1-post signaling data input through respective paths and perform BICM encoder. All delays can be compensated for.
  • the L1-signaling information may include not only information on the current frame but also information on subsequent frames. This is because the L1-signaling information is delayed by one frame than the currently input PLP data in the above input processing process. Through this process, one frame can transmit both L1-signaling information including information on the current frame and subsequent frames.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 transmit PLP data and L1-signaling data in symbol units input through respective paths in subcarriers of OFDM symbols in a frame. Can be mapped.
  • the PLP data input through each path may include common PLP data and MISO / MIMO encoded PLP data
  • the sub-slice processor modules 605120-1 to 2 may transmit the PLP data cells to obtain diversity effects. Subslicing can be performed to map to a frame.
  • first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 may pair two consecutive input cells in pairs to map the frames.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 pair cells generated from the same PLP data in pairs to subcarrier of OFDM modulation. Mapping to maximizes coherence between channels.
  • the MISO encoder since the MISO encoder is located at the BICM encoder, which is the front end of the frame builder, the frame builder configures the frame structure in units of pairs in consideration of the MISO encoding.
  • the receiver may have diversity. It is effective to secure a high reception performance.
  • the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise frequency interleaver 605230 perform frequency interleaving on a cell-by-cell basis with respect to data input through each path, and generate OFDM interleaved data through each path. Can be printed as
  • the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise frequency interleaver 605230 may perform a frequency interleaving process by combining two consecutive input cells in pairs and processing them in one interleaving unit. This is to maximize coherence between channels as described above.
  • the frame builder shown in FIG. 17 can be applied to the first and second embodiments of the present invention.
  • the frame builder replaces the first and second pair-wise cell mapper 605120 and the second and second pair-wise cell mapper 605220 described above. It may include a cell mapper, and may include a first frequency interleaver and a second frequency interleaver instead of the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise frequency interleaver 605230.
  • MISO / MIMO encoding is performed after frequency interleaving, that is, in the OFDM generating step.
  • MISO / MIMO encoding may be performed in units of OFDM symbols. If the MISO PLP data cell and the MIMO PLP data cell are mapped together in the same OFDM symbol, the OFDM generator cannot independently perform MISO encoding / MIMO encoding in units of OFDM symbols. Accordingly, the first cell mapper and the second cell mapper may process MISO PLP data and MIMO PLP data so that they are not mapped in the same OFDM symbol.
  • the first cell mapper operates in the same manner as the second cell mapper.
  • MIMO PLP data is input through the first path and the second path, so that the operation of the cell mapper depends on what data is input. May vary.
  • the first cell mapper and the second cell mapper may receive the same MISO PLP data input through the first path, respectively, and may receive the same L1-pre and post signaling data output from the delay compensation unit, respectively.
  • the first cell mapper and the second cell mapper may map respective input data to be allocated to a subcarrier of an OFDM symbol in a frame.
  • only the first cell mapper among the first cell mapper and the second cell mapper may receive MISO PLP data and delay-compensated L1-pre and post signaling data.
  • the second cell mapper may perform mapping only for the MIMO PLP.
  • the first frequency interleaver and the second frequency interleaver may perform frequency interleaving on a cell-by-cell basis for data input through each path and output frequency interleaved data to the OFDM generator through each path.
  • the first frequency interleaver and the second frequency interleaver may perform frequency interleaving using one OFDM symbol as an interleaving unit.
  • the second cell mapper receives only MIMO PLP data
  • the second frequency interleaver may also interleave only the MIMO PLP data.
  • FIG 18 illustrates an OFDM generator according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 18 is an embodiment of the OFDM generator 101500 described with reference to FIG. 1.
  • a broadcast signal may be transmitted through two transmission antennas in an MISO or MIMO scheme.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 18 may receive and modulate a broadcast signal through a first path and a second path, and output the same to two antennas Tx1 and Tx2.
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through the first antenna Tx1 is called a first OFDM generating block 606800
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through the second antenna Tx2 is referred to as a block. It may be referred to as 2 OFDM generating block 606900.
  • the first antenna and the second antenna may apply polarity to the transmission signal according to the sign of the correlation and transmit the same.
  • the MIMO method using this technique may be referred to as a polarity multiplexing MIMO (MIMO) method
  • the first antenna for transmitting the received signal by adding a polarity to the received signal is a vertical antenna
  • a second antenna that transmits by adding polarity to a signal may be referred to as a horizontal antenna.
  • the first OFDM generating block 606800 of the present invention OFDM-modulates a broadcast signal input to the first path and transmits the same through the first antenna Tx1, and the second OFDM generating block 606900 is a second path.
  • the broadcast signal input to the OFDM signal may be OFDM modulated and transmitted through the second antenna Tx2.
  • the modules included in the first OFDM generating block 606800 and the second OFDM generating block 606900 are as follows.
  • the first OFDM generating block 606800 includes a pilot insertion module 606100-1, an IFFT module 606200-1, a PAPR module 606300-1, a GI insertion module 606400-1, a P1 symbol insertion module 606500. -1), an AP1 symbol insertion module 606600-1, and a DAC 606700-1.
  • the second OFDM generating block 606900 includes a pilot insertion module 606100-2, an IFFT module 606200-2, a PAPR module 606300-2, a GI insertion module 606400-2, a P1 symbol insertion module 606500. -2), an AP1 symbol insertion module 606600-2, and a DAC 606700-2, and each performs the same function as the modules included in the first OFDM generating block 606800.
  • the pilot insertion module 606100-1 inserts a pilot of a predetermined pilot pattern at a corresponding position in the frame and outputs the pilot to the IFFT module 606200-1.
  • the pilot pattern information may be included in the AP1 signaling information and transmitted, or may be included in the L1-signaling information. Or, it may be included in both AP1 signaling information and L1-signaling information and transmitted.
  • the IFFT module 606200-1 may perform an IFFT operation on the signal of each path into which the pilot is inserted and output the result to the PAPR module 606300-1.
  • the PAPR module 606300-1 reduces the PAPR of signals in the time domain and outputs the PAPR to the GI insertion module 606400-1. In addition, necessary information may be fed back to the pilot insertion module 606100-1 according to the PAPR reduction algorithm.
  • the GI insertion module 606400-1 copies the last part of the effective OFDM symbol and inserts a guard interval in each OFDM symbol in the form of a cyclic prefix (CP) to output to the P1 symbol insertion module 606500-1.
  • the GI information may be transmitted through P1 signaling information or L1 pre-signaling information.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be inserted every frame in the P1 insertion module in the OFDM generator of the broadcast signal transmitter. That is, the P1 insertion module may insert two or more preamble symbols every frame.
  • the P1 insertion module may insert two or more preamble symbols every frame.
  • the P1 symbol insertion module 606500-1 may insert a P1 symbol at the beginning of each frame and output the P1 symbol to the AP1 symbol insertion module 606600-1.
  • the AP1 symbol insertion module 606600-1 inserts an AP1 symbol (Additional Preamble symbol) into the rear end of the P1 symbol and outputs it to the DAC 606700-1.
  • the DAC 606700-1 may convert each signal frame in which the AP1 symbol is inserted into an analog signal and then transmit the same through the first transmission antenna Tx1.
  • the OFDM generator shown in FIG. 18 can be applied to the first and second embodiments of the present invention.
  • the OFDM generator may include a MISO / MIMO encoder, a first OFDM generating block, and a second OFDM generating block.
  • the first OFDM generating block and the second OFDM generating block according to the third embodiment of the present invention perform the same operations as the above-described first OFDM generating block 606800 and the second OFDM generating block 606900. Can be.
  • the MIMO / MISO encoder when the data input through the first path and the second path are MISO PLP data or L1-pre and post signaling data, the MIMO / MISO encoder performs MISO encoding in units of OFDM symbols by using an MISO encoding matrix. Output to the first OFDM generating block and the second OFDM generating block. In this case, the input data may be input only through one of the first path and the second path.
  • an embodiment of the MISO encoding matrix may include an Orthogonal Space-Time Block Code (OSTBC) / Orthogonal Space Frequency Block Code (OSFBC), or an Alamouti code (OSFBC).
  • OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
  • OSFBC Orthogonal Space Frequency Block Code
  • OSFBC Alamouti code
  • the MIMO / MISO encoder performs MIMO encoding on an OFDM symbol basis using the MIMO encoding matrix and then performs the first path and the second path. Through the first OFDM generating block and the second OFDM generating block can be output.
  • the MIMO encoding matrix of the present invention may include spatial multiplexing, golden code (GC), full-rate full diversity code, linear dispersion code, and the like. have.
  • the OFDM generator according to the fourth embodiment of the present invention may include a MISO encoder, a first OFDM generating block, and a second OFDM generating block.
  • the first OFDM generating block and the second OFDM generating block according to the fourth embodiment of the present invention perform the same operations as the first OFDM generating block 606800 and the second OFDM generating block 606900. Can be.
  • the MISO encoder may perform MISO encoding only on frequency interleaved MISO PLP data, L1-pre signaling data, and L1-post signaling data.
  • the operation of the MISO encoder is the same as that of the MIMO / MISO encoder according to the third embodiment described above.
  • bypassing may be performed, and MISO encoding may be performed on MIMO encoded MIMO PLP data.
  • 19 to 23 illustrate configuration blocks of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG 19 illustrates an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulator illustrated in FIG. 19 is an embodiment of the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • two reception antennas Rx1 and Rx2 may be used to receive a signal transmitted by MIMO or MISO.
  • the OFDM demodulator of FIG. 19 may receive broadcast signals of respective paths received through two antennas Rx1 and Rx2 and perform OFDM demodulation, respectively.
  • a block for demodulating a broadcast signal to be received through the first antenna Rx1 is called a first OFDM demodulating block 610100, and a block for demodulating a broadcast signal to be received through the second antenna Rx2. It may be referred to as a second OFDM demodulating block 610200.
  • the polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment. That is, the first OFDM demodulating block 610100 OFDM demodulates a broadcast signal input through the first antenna Rx1 and outputs the demodulated broadcast signal to the frame demapper through the first path, and the second OFDM demodulating block 610200. ) May OFDM demodulate the broadcast signal input through the second antenna Rx2 and output the demodulated signal to the frame demapper through the second path.
  • the OFDM demodulator illustrated in FIG. 19 may perform a reverse process of the OFDM generator illustrated in FIG. 18.
  • Modules included in the first OFDM demodulating block 610100 and the second OFDM demodulating block 610200 included in an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention are as follows.
  • the first OFDM demodulating block 610100 includes a tuner 610110, an ADC 610120, a P1 symbol detection module 610130, an AP1 symbol detection module 610140, a synchronization module 610150, a GI removal module 610160, It may include an FFT module 610170 and a channel estimation module 610180.
  • the second OFDM demodulating block 610200 includes a tuner 610210, an ADC 610220, a P1 symbol detection module 610230, an AP1 symbol detection module 610240, a synchronization module 610250, a GI removal module 610260, It may include an FFT module 610270 and a channel estimation module 610280, and perform the same functions as the modules included in the first OFDM demodulating block 610100.
  • the tuner 610110 may select a frequency band to receive a broadcast signal of a desired band, compensate for the magnitude of the received signal, and output the same to the ADC 610120.
  • the ADC 610120 may convert the analog broadcast signal into a digital signal and output the analog broadcast signal to the P1 symbol detection module 610130.
  • the P1 symbol detection module 610130 may detect a P1 symbol for transmitting P1 signaling information among the digitally converted broadcast signals and decode the P1 signaling information.
  • the P1 symbol detection module 610130 may output the decoded P1 signaling information to the synchronization module 610150 and the system controller (not shown).
  • the system controller may use the decoded P1 signaling information to obtain information such as what frame configuration the currently received signal has, and control signal processing of other device elements.
  • the AP1 symbol detection module 610140 may detect an AP1 symbol that transmits AP1 signaling information among digital broadcast signals, and decode the AP1 signaling information. In addition, the AP1 symbol detection module 610140 may output the decoded AP1 signaling information to the synchronization module 610150 and the system controller (not shown). The system controller may obtain pilot pattern information, L1 prespread interval information, etc. of the current frame using the decoded AP1 signaling information.
  • the synchronization module 610150 may perform time synchronization and frequency synchronization on the received signal by using the decoded P1 signaling information and AP1 signaling information.
  • the GI removal module 610160 may remove the guard interval included in the synchronization signal and output the same to the FFT module 610170.
  • the FFT module 610170 may convert a signal in the time domain into a signal in the frequency domain by using an FFT operation.
  • the channel estimation module 610180 may estimate a transmission channel from a transmission antenna to a reception antenna from pilot signals inserted into the signal converted into the frequency domain. In this case, the channel estimation module 610180 may additionally perform channel equalization for each received data by using the estimated channel. The signals converted into the frequency domain are then input to the frame demapper.
  • the OFDM demodulator shown in FIG. 19 can be applied to the first and second embodiments of the present invention.
  • the OFDM demodulator may include a first OFDM demodulating block, a second OFDM demodulating block, and a MISO / MIMO decoder.
  • the first OFDM demodulating block and the second OFDM demodulating block according to the third embodiment of the present invention are the same as the first OFDM demodulating block 610100 and the second OFDM demodulating block 610200. You can perform the operation.
  • the OFDM demodulator according to the third embodiment includes a MIMO / MISO decoder 626300, which will be described in detail later.
  • the OFDM demodulator according to the fourth embodiment of the present invention may include a first OFDM demodulating block, a second OFDM demodulating block, and a MISO decoder.
  • the first OFDM demodulating block and the second OFDM demodulating block according to the fourth embodiment of the present invention are the same as the first OFDM demodulating block 610100 and the second OFDM demodulating block 610200. You can perform the operation.
  • FIG. 20 illustrates a frame demapper according to an embodiment of the present invention.
  • the frame demapper illustrated in FIG. 20 is an embodiment of the frame demapper 107200 described with reference to FIG. 2.
  • the frame demapper illustrated in FIG. 20 includes a first frame demapping block 611100 for processing data input through a first path and a second frame demapping block for processing data input through a second path ( 611200).
  • the first frame demapping block 611100 may include a first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and a first pair-wise cell demapper 611120
  • the second frame demapping block 611200 may include a first frame demapping block 611200.
  • a second pair-wise frequency deinterleaver 611210 and a second pair-wise cell demapper 611220 may be used to process data input through a first path.
  • the first frame demapping block 611100 may include a first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and a first pair-wise cell demapper 611120
  • the second frame demapping block 611200 may include a first frame demapping block 611200.
  • first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 and the second pair-wise cell demapper 611220 The same operation may be performed for the first path and the second path, or may be operated independently.
  • the frame demapper illustrated in FIG. 20 may perform a reverse process of the frame builder illustrated in FIG. 17.
  • a data processing method of the blocks included in the first frame demapping block 611100 and the second frame demapping block 611200 will be described below.
  • the first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 perform deinterleaving on a cell-by-cell basis in the frequency domain for data input through the first path and the second path, respectively.
  • the first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 combine two consecutive cells into pairs and process them in one deinterleaving unit to perform frequency deinterleaving.
  • the deinterleaving process is performed as an inverse process of the interleaving performed by the transmitter, and the data on which frequency deinterleaving is performed is restored and output in the original data order.
  • the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may extract common PLP data, PLP data, and L1-signaling information from the deinterleaved data on a cell basis.
  • the extracted PLP data may include MISO PLP data to which the MISO method is to be applied and MIMO PLP data to which the MIMO method is to be applied, and the extracted L1-signaling data may include information about a current frame and a next frame to be received next. .
  • the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may merge the sliced PLP data to generate one stream. Can be.
  • first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may extract two consecutive cells in pairs.
  • the extracted data that is, the data output through the first path is input to the BICM decoder with the path from SRx_0 to SRx_post, and the data output through the second path is sent to the BICM decoder with the path from SRx_0 + 1 to SRx_post + 1. Is entered.
  • the frame demapper shown in FIG. 20 can be applied to the first and second embodiments of the present invention.
  • the frame demapper is configured to process data input through a first frame demapping block and second path for processing data input through a first path. It may include a second frame demapping block for.
  • the first frame demapping block may comprise a first frequency deinterleaver, a first cell demapper, a first combiner, a second combiner and a third combiner, wherein the second frame demapping block comprises a second frequency deinterleaver and a first combiner. It may include a two-cell demapper.
  • first frequency deinterleaver, the first cell demapper, the second frequency deinterleaver, and the second cell demapper may operate the same for the first path and the second path and may operate independently.
  • the first frequency deinterleaver and the second frequency deinterleaver may perform deinterleaving on a cell-by-cell basis in the frequency domain for data input through the first path and the second path, respectively.
  • the first cell demapper and the second cell demapper may extract common PLP data, PLP data, and L1-signaling data on a cell basis from the deinterleaved data.
  • the extracted PLP data may include MISO decoded MISO PLP data and MIMO decoded MIMO PLP data
  • the extracted L1-signaling data may include information regarding a current frame and a subsequent frame.
  • the sub-slice processors of the first cell demapper and the second cell demapper may merge the sliced PLP data to generate one stream.
  • the first combiner may perform signal combining of MISO decoded MISO PLP data when signal combining is not performed on MISO decoded MISO PLP data in a MIMO / MISO decoder.
  • the second combiner and the third combiner perform the same functions as the first combiner, except that operations are performed on the L1-pre signaling data and the L1-post signaling data, respectively.
  • FIG. 21 illustrates a BICM decoder according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 21 is a BICM decoder according to the first embodiment of the present invention as an embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2.
  • the BICM decoder receives data output through the first path from the frame demapper through the paths from SRx_0 to SRx_post and receives data output through the second path from SRx_0 + 1 to SRx_post.
  • BICM decoding can be performed by receiving the path up to +1.
  • the BICM decoder may apply the MISO method independently to the data input from each path, and may apply the MIMO method.
  • the BICM decoder of FIG. 21 receives a first BICM decoding block 612100 and two paths SRx_m and SRx_m + 1 that receive and process MISO PLP data to which the MISO method is applied to two paths SRx_k and SRx_k + 1.
  • It may include a third BICM decoding block (612300) for receiving and processing the.
  • the BICM decoder according to the first embodiment of the present invention may perform a reverse process of the BICM encoder according to the first embodiment shown in FIG. 15.
  • the first BICM decoding block 612100 includes time deinterleavers 612110-1 and 612100-2, cell deinterleavers 612120-1 and 612120-2, MISO decoder 612130, and constellation demapper 612140. , A first mux 612150, a bit deinterleaver 612160, and an FEC decoder 612170.
  • the time deinterleavers 612110-1 and 612100-2 perform time domain deinterleaving on the input data to restore the original position, and the cell deinterleavers 612120-1 and 612120-2 perform time deinterleaved data. Deinterleaving may be performed on a cell-by-cell basis.
  • the MISO decoder 612130 may perform MISO decoding on MISO PLP data.
  • the MISO decoder 612130 of the present invention may perform four operations. Each operation is described below.
  • the MISO decoder 612130 does not perform channel equalization in the channel estimation modules 610180 and 610280 included in the OFDM demodulator described with reference to FIG. 19, the LISO value after applying the effect of channel estimation to all transmittable reference points. Can be calculated. Therefore, the same effect as that of channel equalization can be obtained.
  • the MISO decoder 612130 may perform the following operations according to the operation of the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 15. If the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter rotates the constellation at an angle and delays only the Q-phase component of the constellation to an arbitrary value, the MISO decoder 612130 may use I of the constellation. Only the -phase component can be delayed to any value and the 2D-LLR value can be calculated by considering the constellation rotation angle.
  • the MISO decoder 612130 performs a normal QAM. Based on this, 2-D LLR values can be calculated.
  • the MISO decoder 612130 may select a decoding matrix and perform MISO decoding so that an inverse process may be performed according to the encoding matrix used in the MISO encoder 604150 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter.
  • the MISO decoder 612130 may combine the signals input to the two receiving antennas.
  • the signal combining method according to the present invention may include maximum ratio combining, equal gain combining, selective combining, and the like, and maximizes the SNR of the combined signal. To achieve diversity effects.
  • the MISO decoder 612130 may perform MISO decoding on one signal on which signal combining has been performed, and may combine MISO decoded signals after performing MISO decoding on two antenna inputs.
  • the constellation demapper 612140 may perform the following functions according to the operation of the MISO decoder 612130.
  • the constellation demapper 612140 may calculate the LLR value. Specifically, it is as follows. When constellation rotation and Q-phase component delay are performed in the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 15, the constellation demapper 612140 delays the I-phase component. The later LLR values can be calculated. If constellation rotation and Q-phase component delay are not performed in the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter, the constellation demapper 612140 may calculate the LLR value based on the normal QAM. have.
  • the method of calculating the LLR value may include a method of calculating a 2-D LLR and a method of calculating a 1-D LLR value.
  • a method of calculating a 2-D LLR may be performed to reduce the complexity of the LLR calculation.
  • the first mux 612150 may restore the demapped data in the form of a bit stream.
  • the bit deinterleaver 612160 may perform deinterleaving on the input bit stream, and the FEC decoder 612170 performs FEC decoding on the deinterleaved data to correct an error on a transport channel to thereby correct MISO PLP data. You can output
  • the second BICM decoding block 612200 includes a first time deinterleaver 612210-0 and a second time deinterleaver 612210-1, a first cell deinterleaver 612220-0, and a second cell deinterleaver 612220-. 1), MIMO decoder 612230, first constellation demapper 612240-0 and second constellation demapper 612240-1, second mux 612250, bit deinterleaver 612260, and FEC decoder ( 612270).
  • the first time deinterleaver 612210-0 and the second time deinterleaver 612210-1 may perform time domain deinterleaving on the input data in units of cells to restore the original data in order.
  • the first cell deinterleaver 612220-0 and the second cell deinterleaver 612220-1 use only data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block of data input through each path. Cell deinterleaving may be performed.
  • cell deinterleaving by the first cell deinterleaver 612220-0 and the second cell deinterleaver 612220-1 may have the same effect as the deinterleaving of the deinterleaver using one FEC block.
  • the MIMO decoder 612230 may perform MIMO decoding on cell interleaved data received through two paths SRx_m and SRx_m + 1.
  • the MIMO decoder 612230 may perform the same operation as the MISO decoder 612110 except for the fourth operation, that is, the signal combining operation, of the four operations of the MISO decoder 612110 described above.
  • the MIMO decoder 612210 may perform decoding using the above-described MIMO encoding matrix.
  • the first constellation demapper 612240-0, the second constellation demapper 612240-1, the second mux 612250, the bit deinterleaver 612260, and the FEC decoder 612270 are the same as the MISO scheme described above. Function can be performed.
  • the third BICM decoding block 612300 may include a first decoding block 612400 for processing L1-pre signaling data and a second decoding block 612500 for processing L1-post signaling data.
  • the first decoding block 612400 includes time deinterleavers 612410-1 and 612410-2, cell deinterleavers 612420-1 and 612420-2, MISO decoder 612430, constellation demapper 612440 and FEC decoder.
  • the second decoding block 612500 may include time deinterleavers 612510-1 and 612510-1, cell deinterleavers 612520-1 and 612520-2, MISO decoder 612530, and constellations. It may also include a demapper 612540, a mux 612550, a bit deinterleaver 612560, and an FEC decoder 612570.
  • the first BICM decoding block 612100 may output the BICM decoded MISO PLP data to the output processor
  • the second BICM decoding block 612200 may output the BICM decoded MIMO PLP data to the output processor.
  • the first decoding block 612400 included in the third BICM decoding block 612300 may perform MISO decoding on the L1-pre signaling data to output L1-pre signaling information.
  • the second decoding block 612500 included in the third BICM decoding block 612300 may output one piece of L1-post signaling information by performing MISO decoding on the L1-post signaling data.
  • FIG. 22 illustrates a BICM decoder according to another embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 22 is another embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2 and is a BICM decoder according to the second embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder receives data output through the first path from the frame demapper as a path from SRx_0 to SRx_post, and receives data output through the second path from SRx_0 + 1 to SRx_post +. It can be input by path up to 1 and perform BICM decoding.
  • the BICM decoder may apply the MISO method independently to the data input from each path, or may apply the MIMO method.
  • the BICM decoder of FIG. 22 receives a first BICM decoding block 615100 and two paths SRx_m and SRx_m + 1 that receive and process MISO PLP data to which the MISO method is applied to two paths SRx_k and SRx_k + 1.
  • It may include a third BICM decoding block (615300) for processing.
  • the third BICM decoding block 615300 may include a first decoding block 615400 for processing L1-pre signaling data and a second decoding block 615500 for processing L1-post signaling data.
  • the BICM decoder according to the second embodiment of the present invention may perform a reverse process of the BICM encoder according to the second embodiment shown in FIG. 16.
  • the MISO decoders 615110, 615410, 615510 and the MIMO decoder 615210 are positioned in front of the time deinterleavers 615120, 615220-1, 615220-2, 015420, and 615520. Different from the BICM decoder of the embodiment.
  • PLP data or signaling data may be processed in symbol units after being mapped to constellations.
  • the broadcast signal receiver may perform BICM decoding on data received in a reverse process, corresponding to the BICM encoding blocks of the first embodiment or the second embodiment.
  • the MISO decoder, the MIMO decoder, the time deinterleaver, and the cell deinterleaver of the broadcast signal receiver may process the received data in symbol units.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the second embodiment can perform MISO decoding or MIMO decoding for each data first, each data is output in units of bits.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver may perform time deinterleaving and cell deinterleaving, but needs information on a symbol unit of data output in units of bits. Accordingly, the broadcast signal receiver may store information on symbol mapping of input bits required for the deinterleaving process.
  • the BICM decoder receives a first BICM decoding block for receiving and processing MISO decoded MISO PLP data in one path and MIMO PLP data MIMO decoded in two paths.
  • a second BICM decoding block for receiving and processing an input and a third BICM decoding block for receiving and processing MISO decoded L1-signaling data through two paths may be included.
  • the third BICM decoding block may also include a first decoding block for processing the L1-pre signaling data and a second decoding block for processing the L1-post signaling data.
  • the BICM decoding blocks according to the third embodiment operate in the same manner as the BICM decoding blocks shown in FIG. 21.
  • the BICM decoding blocks of the third embodiment differ from the BICM decoding blocks of the first embodiment in that they do not include a MISO decoder and a MIMO decoder.
  • the BICM decoder includes a first BICM decoding block for processing MISO PLP data through one path, a second BICM decoding block for receiving and processing MIMO PLP data through two paths, and 2
  • the third BICM decoding block may receive and process MISO decoded L1-signaling data through three paths.
  • the third BICM decoding block may also include a first decoding block for processing the L1-pre signaling data and a second decoding block for processing the L1-post signaling data.
  • the first BICM decoding block and the third decoding block according to the fourth embodiment operate in the same manner as the BICM decoding blocks shown in FIG. 21.
  • the second BICM decoding block according to the fourth embodiment differs from the third embodiment in that it includes a MIMO decoder.
  • transmission characteristics of the MIMO PLP data input to the MIMO decoder through the two paths may be the same or may be different. If the modulation orders of the MIMO PLP data input through the two paths are the same, the second time deinterleaver, the second cell deinterleaver and the second constellation demapper may not be used. Accordingly, two MIMO PLP data may be merged into one input and input to the first time deinterleaver, and then input to the second mux through the first cell deinterleaver and the first constellation demapper.
  • the MIMO decoder may be located in front of the time deinterleaver as in the first embodiment, or may be located in front of the constellation demapper as in the second embodiment.
  • 23 and 24 illustrate an output processor of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 23 illustrates an output processor of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the output processor illustrated in FIG. 23 is an embodiment of the output processor 107400 described with reference to FIG. 2.
  • the output processor of FIG. 23 corresponds to an input processor that processes the single PLP illustrated in FIG. 12, and according to an embodiment of the output processor that performs reverse processing thereof, the BB descrambler 616100 and the padding remove module ( 616200, CRC-8 decoder 616300, and BB frame processor 616400.
  • the output processor receives a bit stream from a BICM decoder (or a decoding module) that performs reverse processing of the BICM encoding of the broadcast signal transmitter in the broadcast signal receiver and performs a reverse process of the process processed by the input processor described with reference to FIG. 12. .
  • the BB descrambler 616100 receives a bit stream and performs an XOR operation on the bit string generated in the same manner as the PRBS processed by the BB scrambler of FIG. 12.
  • the padding removal module 616200 removes the padding bits inserted in the padding insertion module of the broadcast signal transmitter as necessary.
  • the CRC-8 decoder 616300 performs CRC decoding on the bit stream, and the BB frame processor 616400 decodes the information included in the BB frame header and restores the TS or GS using the decoded information.
  • FIG. 24 illustrates an output processor of a broadcast receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the output processor of FIG. 24 is an embodiment of an output processor that performs reverse processing thereof, corresponding to the input processor processing the plurality of PLPs shown in FIGS. 13 and 14.
  • the output processor may include a plurality of blocks to process a plurality of PLPs, and in the following description, one block will be described as an example for the same type of block.
  • Output processors include BB descramblers (617100, 617400-1, 617400-2, etc.), padding removal module (617120), CRC-8 decoder (617130), BB frame processor (617140), de-jitter (De-jitter).
  • jitter buffer 617150 null packet insertion module 617160, TS clock regeneration module 617170, inband signaling decoder 617200, TS recombining module 617300, and L1 signaling
  • a decoder 614410 is included. The description of the same block as the block described with reference to FIG. 23 will be omitted.
  • Processing of a plurality of PLPs of a broadcast signal receiver may be performed when decoding a data PLP associated with a common PLP or when the broadcast signal receiver includes a plurality of services or service components (eg, components of a scalable video service (SVC)). ) Can be described as an example.
  • the operations of the BB descrambler 617100, the padding removal module 617120, the CRC-8 decoder 617130, and the BB frame processor 617140 have been described above with reference to FIG. 23.
  • the de-jitter buffer 617150 compensates for a delay arbitrarily inserted in a broadcast signal transmitter according to time to output (TTO) parameter information for synchronization between a plurality of PLPs.
  • the null packet insertion module 617160 restores a null packet removed at the transmitter by referring to Deleted Null Packet (DNP) information.
  • the TS clock regeneration module 617170 restores detailed time synchronization of the output packet based on the input stream time reference (ISCR) information.
  • the TS recombination module 617300 receives data PLPs related to the restored common PLP as described above, and restores and outputs the original TS, IP, or GS.
  • the TTO parameter information, the DNP information, and the ICSR information among the above-described information can all be obtained by the BB frame processor processing the BB frame header, and transmitted to the system controller or each of the required blocks.
  • the in-band signaling decoder 617200 recovers and outputs in-band signaling information transmitted through the padding bit field of the data PLP.
  • the BB descramblers 617400-1 and 617400-2 descramble data corresponding to L1 pre-signaling information and data corresponding to L1 post signaling information, respectively, and the L1 signaling decoder 617410 Decode the descrambled data to recover the L1 signaling information.
  • the recovered L1 signaling information may include L1 pre-signaling information and L1 post-signaling information.
  • the recovered L1 signaling information may be transmitted to the system controller so that the broadcast signal receiver may perform BICM decoding, frame demapping, Provides parameters required to perform an operation such as orthogonal frequency division multiplex (OFDM) demodulation.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplex
  • SM spatial multiplexing
  • GC golden code
  • 25 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system includes an input signal generator 201010, a MIMO encoder 201020, a first transmission antenna 201030, and a second transmission antenna 201040.
  • the input signal generator 201010 may be referred to as a divider and the MIMO encoder 201020 may be referred to as a MIMO processor.
  • the MIMO receiving system may include a first receiving antenna 201050, a second receiving antenna 201060, a MIMO decoder 201070, and an output signal generator 201080.
  • the output signal generator 201080 may be referred to as a merger
  • the MIMO decoder 201070 may be referred to as an ML detector.
  • the input signal generator 201010 generates a plurality of input signals for transmitting to a plurality of antennas, and may be referred to as a divider below. That is, the first input signal S1 and the second input signal S2 for MIMO transmission may be output by dividing the input signal to be transmitted into two input signals.
  • the MIMO encoder 201020 performs MIMO encoding on the plurality of input signals S1 and S2 to output the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2 for MIMO transmission, and each of the output transmission signals is required signal processing. And may be transmitted through the first antenna 201030 and the second antenna 201040 through a modulation process.
  • the MIMO encoder 201020 may perform encoding on a symbol basis.
  • the MIMO encoding method the above-described SM scheme and GC scheme may be used.
  • the MIMO encoder may also be referred to as a MIMO processor hereinafter. That is, the MIMO encoder may output a plurality of transmission signals by processing the plurality of input signals according to the MIMO matrix and the parameter values of the MIMO matrix described later.
  • the input signal generator 201010 is an element that outputs a plurality of input signals for MIMO encoding, and may be an element such as a demultiplexer or a frame builder according to a transmission system. Also included in the MIMO encoder 201020, the MIMO encoder 201020 may generate a plurality of input signals and perform encoding on the plurality of input signals generated.
  • the MIMO encoder 201020 represents a device that outputs a plurality of signals by MIMO encoding or MIMO processing so as to obtain diversity gain and multiplexing gain of the MIMO transmission system.
  • a plurality of devices are provided to process signals in parallel, or sequentially or simultaneously in one device having a memory. You can process the signal.
  • the MIMO reception system receives the first reception signal Sr1 and the second reception signal Sr2 by using the first reception antenna 201050 and the second reception antenna 201060.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal to output a first output signal and a second output signal.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal according to the MIMO encoding method used by the MIMO encoder 201020.
  • the MIMO decoder 201070 outputs the first output signal and the second output signal using information on the MIMO matrix, the received signal, and the channel environment used by the MIMO encoder in the transmission system as the ML detector.
  • the first output signal and the second output signal may include probability information for bits that are not bit values, and the first output signal and the second output signal may be FEC decoding. It may be converted into a bit value via.
  • the MIMO decoder of the MIMO receiving system processes the first received signal and the second received signal according to the QAM type of the first input signal and the second input signal processed by the MIMO transmission system. Since the first and second received signals received by the MIMO receiving system are signals in which the first input signal and the second input signal of the same QAM type or different QAM types are transmitted by MIMO encoding, the MIMO receiving system may not be able to identify the received signal. It is possible to determine whether the combination of the QAM type, MIMO decoding the received signal. Therefore, the MIMO transmission system may transmit information identifying the QAM type of the transmission signal to the transmission signal, wherein the information identifying the QAM type of the transmission signal may be included in the preamble portion of the transmission signal.
  • the MIMO receiving system may identify the combination of the QAM type (M-QAM + M-QAM or M-QAM + N-QAM) of the received signal from the information identifying the QAM type of the transmitted signal, thereby MIMO decoding the received signal. have.
  • the output signal generator 201080 may generate an output signal by merging the first output signal and the second output signal.
  • the SM technique is a method of simultaneously transmitting data to be transmitted to a plurality of antennas without separate encoding for a separate MIMO scheme.
  • the receiver may acquire information from data simultaneously received by the plurality of receive antennas.
  • the ML (Maximum Likelihood) decoder used for signal recovery in a receiver has a relatively low complexity because it only needs to examine a plurality of received signal combinations.
  • transmission diversity cannot be expected at the transmitting side.
  • the MIMO encoder bypasses a plurality of input signals, and this bypass processing may be expressed by MIMO encoding.
  • the GC scheme is a method of encoding data to be transmitted with a predetermined rule (for example, an encoding method using a golden code) and transmitting the same to a plurality of antennas. If there are two antennas, the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • a predetermined rule for example, an encoding method using a golden code
  • the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • the ML decoder of the receiver has a disadvantage in that complexity is increased because four signal combinations must be examined.
  • the GC scheme has the advantage that robust communication is possible in that transmit diversity is obtained compared to the SM scheme.
  • This compares the case where only the GC technique and the SM technique are used for data processing during data transmission, and when data is transmitted by using separate data coding (or outer coding) together.
  • the transmit diversity of the GC scheme may not provide additional gain. This phenomenon is particularly evident when such outer coding has a large minimum Hamming distance. For example, when the minimum Hamming Distance transmits encoded data using a wide Low Density Parity Check (LDPC) code, etc., and adds redundancy for error correction, the transmit diversity of the GC scheme has an additional gain over the SM scheme. In this case, it may be advantageous in a broadcasting system to use a low complexity SM technique.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • FIG. 26 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme using an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 illustrates the BER / SNR performance of the GC scheme and the SC scheme according to the code rate of the outer code, using a QPSK modulation scheme and assuming a Rayleigh channel environment.
  • the ray channel environment represents a channel having no correlation between paths in MIMO transmission and reception.
  • the SM scheme outperforms the GC scheme.
  • the GC transmit diversity gain is larger than the performance improvement by coding. It can be seen that it shows better performance than the SM technique.
  • FIG. 27 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme according to a modulation scheme and a code rate of an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • the chart 203010 uses an outer code having a QPSK modulation scheme and a code rate of 1/2
  • the chart 203020 shows a QPSK modulation scheme and a code of 3/4
  • the chart 203030 shows a case of using an outer code having a modulation rate of 64-QAM and a code rate of 5/6.
  • the SM technique is the GC technique when the code rate is low (1/2) as in the chart (203010) and when the QAM size is large (64-QAM) as the chart (203030). You can see that it shows better performance.
  • the present invention intends to design a more efficient MIMO broadcasting system by using a strong outer code while using a low complexity SM scheme.
  • the SM scheme may cause a problem in recovering the received signal.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system may send an input signal 1 (S1) and an input signal 2 (S2) to the transmission antenna 1 and the transmission antenna 2, respectively, by the SM scheme.
  • S1 input signal 1
  • S2 input signal 2
  • 28 corresponds to an embodiment of transmitting a symbol modulated with 4-QAM at a transmitter.
  • Receive antenna 1 receives signals in two paths, and in the channel environment of FIG. 28, the received signal of receive antenna 1 is equal to S1 * h11 + S2 * h21, and the received signal of receive antenna 2 is equal to S1 * h12 + S2 * h22. same.
  • the receiver can recover data by acquiring S1 and S2 through channel estimation.
  • the transmit and receive paths are independent of each other, and this environment will be referred to below as un-correlated.
  • the correlation between the channels of the transmission and reception paths may be very high, such as a line of sight (LOS) environment, which is referred to as fully correlated.
  • LOS line of sight
  • the reception antenna 1 and the reception antenna 2 receive the same reception signal (S1 + S2). That is, when the signals transmitted from the two transmitting antennas all experience the same channel and are received by the two receiving antennas, the received signal received by the receiver, that is, the data added by the channel, does not represent both symbols S1 and S2.
  • the receiver does not receive a 16-QAM symbol including a signal S1 represented by a 4-QAM symbol and S2 represented by a 4-QAM symbol, and 9 symbols as shown in the right figure. Since the signal S1 + S2 is represented, it is impossible to recover by separating S1 and S2.
  • the receiver cannot recover the signal transmitted by MIMO using the SM technique.
  • processing such as changing a transmission method by notifying the transmitter of such a channel state through a feedback channel between the transceivers is possible.
  • bidirectional communication through a feedback channel may be difficult, and the number of receivers per transmitter is large and the range is very wide, which makes it difficult to cope with various channel environment changes. Therefore, if the SM scheme is used in such a correlation channel environment, the receiver cannot use the service and the cost is increased because it is difficult to cope with such an environment unless the coverage of the broadcasting network is reduced.
  • the present invention intends to design a MIMO system such that a signal received through the channel satisfies the following conditions so as to overcome the case where the MIMO channel is an correlation channel.
  • the received signal should be able to represent both original signals S1 and S2.
  • the coordinates of the constellation received at the receiver should be able to uniquely represent the sequence of S1 and S2.
  • the present invention first proposes a MIMO encoding method using a MIMO encoding matrix including an encoding coefficient a, as shown in Equation 1 below.
  • the received signals 1 (Rx1) and the received signal 2 (Rx2) received by the antenna 1 and the antenna 2 are In particular, when the MIMO channel is correlated, it is calculated as shown in the last line of Equation 3.
  • S1 and S2 are each designed to have a different power, it can be used to secure the toughness.
  • the MIMO encoder may encode the input signals such that the input signals S1 and S2 have different powers according to the encoding coefficient a, and S1 and S2 are received in different distributions even in the correlation channel. For example, by encoding S1 and S2 to have different powers, and transmitting them to constellations with different Euclidean distances by normalization, the input signals can be separated and recovered even if the receiver experiences a correlation channel. .
  • Equation 4 The above MIMO encoding matrix is expressed by Equation 4 considering the normalization factor.
  • the MIMO encoding of the MIMO encoder using the MIMO encoding matrix as shown in Equation 3 rotates the input signals by an arbitrary angle (theta) that can be represented by the encoding coefficient a, thereby making the cosine component of the rotated signal.
  • the sine and sine components are separated separately and the +/- signs are assigned to the separated components and transmitted to other antennas.
  • the MIMO encoder transmits the cosine component of the input signal S1 and the sine component of the input signal S2 to one transmitting antenna, and the sine component of the input signal S1 and the cosine component labeled with the? Can be encoded.
  • the rotation angle changes according to the change of the encoding coefficient a value, and the power distribution between the input signals S1 and S2 varies according to the value and angle of this coefficient. Since the changed power distribution can be expressed as the distance between the symbol coordinates in the constellation, the input signals encoded in this way are represented by different constellations even though they have undergone the correlation channel at the receiving end, thereby being identified, separated, and recovered.
  • the MIMO encoder can encode the input signal S1 and the input signal S2 into signals having different Euclidean distances according to the a value, and the encoded transmission signals can be received and restored with constellations identifiable at the receiving end. have.
  • the MIMO encoder may perform encoding by further adjusting the encoding coefficient a value while performing MIMO encoding on the input signals using the MIMO encoding matrix as described above. That is, the consideration and adjustment of additional data recovery performance of the MIMO transmission / reception system may be optimized by adjusting the encoding coefficient a value, which will be described in detail below.
  • a value can be calculated in consideration of Euclidean distance.
  • the transmission signal St1 is an M-QAM symbol and the transmission signal St2 is an N-QAM symbol
  • the signal St1 + St2 received at the receiver through the correlated MIMO channel is (M * N). -QAM signal.
  • 29 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • the input signal S1 has a constellation 205010 as a 4-QAM symbol
  • the input signal S2 has a constellation 205020 as a 4-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix the encoded transmission signals St1 and St2 transmitted by antenna 1 (Tx1) and antenna 2 (Tx2) become 16-QAM symbols, and the constellation in FIG. Same as the diagram 205030 and the constellation diagram 205040.
  • the constellation diagram 205050 of the received signal is a constellation diagram in which Euclidean distance is adjusted using a value as shown in Equation 5 below. That is, when encoding the input signals using the above-described MIMO matrix, the MIMO encoder calculates or sets the value of the encoding coefficient a so that the Euclidean distance of the received symbols is the same in the constellation of the received signal that has undergone the correlation channel.
  • the value of a may be expressed as shown in Equation 5 according to a combination of modulation schemes.
  • the constellation diagram 205050 of the received symbol corresponds to a case where the input signals are 4-QAM and 4-QAM, that is, QPSK + QPSK, respectively, and a value of 3 is MIMO encoded.
  • the distribution and constellation of the transmission / reception symbol depend on the modulation scheme of the received signal and their combination, and the a value for optimizing the Euclidean distance is also changed because the Euclidean distance varies according to the distribution and constellation of the symbol. Can vary.
  • Equation 5 when the transmit / receive signal is a combination of 4-QAM and 16-QAM (QPSK + 16QAM) and a combination of 16-QAM and 16-QAM (16QAM + 16QAM), a value for optimizing Euclidean distance is calculated. Each calculation was shown.
  • FIG. 30 is a BER / SNR chart showing the performance of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating performance differences of a GC scheme (Golden Code), an SM scheme (SM), and the MIMO encoding scheme (SM OPT1) according to the first embodiment when the transmit / receive signal is 16-QAM in the correlation channel.
  • a GC scheme Golden Code
  • SM SM
  • MIMO encoding scheme SM OPT1
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention exhibits superior performance compared to the GC or SM method.
  • Arrows in the chart of FIG. 30 represent SNR gains of the first embodiment of the present invention.
  • the SNR gain increases as the code rate of the outer code increases.
  • the SM code rate of 2/5 or more decoding is not possible at all in the correlation channel, and the reception of the service is impossible regardless of the SNR.
  • FIG. 31 is a capacity / SNR chart showing performance in an uncorrelated channel of a MIMO encoding method according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 the capacity satisfying a specific error rate in the SNR of the horizontal axis is shown according to each MIMO scheme, and OSFBC in the chart represents the Alamouti scheme.
  • OSFBC in the chart represents the Alamouti scheme.
  • the MIMO encoding of the first embodiment of the present invention shows the same performance as the SM scheme, and shows the best performance compared to other schemes.
  • 32 is a capacity / SNR chart showing performance in an correlation channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment shows superior SNR performance than the SM and GC schemes, and is superior to the SISO.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention can obtain better performance by using a system having a lower complexity than the GC scheme, and the SM scheme having similar complexity through the charts of FIGS. 31 and 32. It can be seen that superior performance can be obtained in the correlation channel.
  • a subset of the GC may be used as the MIMO encoding matrix in the MIMO encoding, in which case the MIMO encoding matrix is represented by Equation (6).
  • the performance is shown to be better than the first embodiment of the present invention when using an encoding matrix such as Equation (6).
  • Fig. 33 is a view showing the constellations in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment, respectively.
  • the constellation of FIG. 33 uses the MIMO encoding matrix to MIMO encode the input signal S1 of the 16-QAM type and the input signal S2 of the 16-QAM type, and transmits the signals transmitted from the two transmit antennas at the receiver through the correlation channel.
  • the constellation received.
  • the left side shows the reception constellation when the subset of GC is used, and the right side corresponds to the reception constellation when the first embodiment is used.
  • 34 is a capacity / SNR chart comparing performance when using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and for the first embodiment.
  • the minimum Euclidean distance on the constellation of the received signal is wider than when using a subset of GC, but the SNR performance is using a subset of GC (SM OLDP). Golden) appears to be better. Therefore, it can be seen that the performance difference is caused by factors other than Euclidean distance, and the reason is described below.
  • Fig. 35 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • the reason that the SNR performance is worse than when using a subset of GC is due to the relationship between Euclidean distance and Hamming distance.
  • the distribution of Hamming distances itself is similar, and in both cases they do not have gray mapping. 34, however, it can be seen that when the subset of GC is used, the Euclidean distance of the pair of green lines having a large hamming distance or the pair of black lines is wider than that of the first embodiment. That is, the Euclidean distances within 4 by 4 16-QAM constellations distributed in 16 regions of the entire constellation are similar in both cases, but the Euclidean distances between the 4 by 4 16-QAM constellations are similar. Uses a subset of GC, which makes up for the differences in Hamming distance performance.
  • the BER performance is better than that of the first embodiment when the minimum Euclidean distance is narrower when the subset of GC is used in the first embodiment. Therefore, the following will propose a MIMO encoding method having better SNR performance or BER performance.
  • Second Embodiment MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance
  • a MIMO encoding method in which a received signal passing through a correlation channel has gray mapping while a value is set such that Euclidean distance is optimized.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so as to perform gray mapping at the receiving end.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using a method as in Equation 7 below. That is, the MIMO encoder may perform MIMO encoding by changing the sign of the input signal 2 according to the value of S1 while using the MIMO encoding coefficient used in the first embodiment.
  • FIG. 36 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform the MIMO encoding method according to the second embodiment of the present invention.
  • the XOR operation is performed on the bit values assigned to the real part and the imaginary part of S1 in the input signals S1 212010 and S2 212020, respectively, and the sign of the real part and the imaginary part of S2 is determined according to the result.
  • the transmission signal 1 (212030) and the transmission signal 2 (212040) are transmitted by the antenna 1 and the antenna 2, respectively, the received symbols of the received signal 212050 through the correlation channel received by the receiver have gray mapping.
  • the hamming distance between adjacent symbols in the constellation diagram does not exceed two.
  • the second embodiment can expect the same performance as the SIMO method even in the correlated MIMO channel.
  • the value of S2 depends on S1 when the ML decoder decodes the received signal and acquires S1 and S2, complexity may increase, and performance may deteriorate due to correlation between input signals in an uncorrelated MIMO channel.
  • the value of a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the received signal without the entire constellation of the received signal having minimum Euclidean distance.
  • FIG. 37 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 shows the relationship between the Hamming distance and the encoding coefficient a value of the MIMO encoding matrix in the constellation diagram of the received signal received through the correlated MIMO channel.
  • the Euclidean is maintained so that the D_E1 section maintains twice the power difference of the D_E2 section to compensate for the difference in the hamming distance. Adjust the distance. In other words, the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • the D_E2 section has twice the Hamming distance of the D_E1 section. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. The performance deterioration accordingly can be compensated for.
  • the relative Euclidean distance is determined in the received signal as shown in FIG. 13 in which two transmission signals St2 and St2 received at the receiving end are combined.
  • the minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power decreases from Equation 2 is 2 (a-1), and the minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power increases becomes 2 (a + 1).
  • R h ⁇ (a + 1) S1 + (a-1) S2 ⁇ ).
  • D_E1 is equal to the Euclidean distance of 16-QAM symbols with reduced power.
  • D_E2 subtracts the distance corresponding to 3/2 of the Euclidean distance of the reduced power 16-QAM symbols from 1/2 of the Euclidean distance of the powered 16-QAM symbol and 2 of the calculated distances. It can be seen that it is doubled, which can be expressed as Equation (8).
  • the MIMO encoder uses the MIMO matrix described above to perform MIMO encoding such that the powers of the input signals are distributed differently so that each has a different size of Euclidean distance.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding by calculating and setting the encoding coefficient a value such that power input signals have Euclidean distance that compensates for the difference in hamming distance.
  • the constellations of the encoded and transmitted transmission signals are respectively transmitted signal 1 214030 and transmission signal 2. (214040).
  • the constellation of the received signal received by the receiver is the same as the received signal 214050, and the Euclidean distance is adjusted according to the Hamming distance in the constellation of the received signal 214050. Able to know.
  • a value such as 4.0 may be used in addition to the above values. This is due to the characteristic that the added signal can represent both S1 and S2 in the QCK + 16QAM MIMO in the correlation channel. In this case, in order to compensate for the performance at the high code rate of the outer code, a value of 4.0 or about may be used instead of the value calculated by Equation 8.
  • 39 is a capacity / SNR chart comparing performance of MIMO encoding methods according to the present invention.
  • the second embodiment SM OPT2 In the MIMO encoding method SM OPT2 of the second embodiment, it can be seen from the chart of the left-correlated MIMO channel environment that the second embodiment SM OPT2 has almost the same performance as the SIMO method. However, in the chart of the uncorrelated MIMO channel environment on the right, the second embodiment (SM OPT2) confirms that performance deterioration occurs due to the characteristic that S2 depends on S1 in the relationship between S1 and S2 transmitted by MIMO encoding. Can be.
  • performance is better than that of the first embodiment SM OPT1 in the correlated MIMO channel, and there is no performance loss even in the uncorrelated MIMO channel.
  • 40 is another capacity / SNR chart comparing the performance of the MIMO encoding methods according to the present invention.
  • the second embodiment shows the same performance as SIMO in the correlating MIMO channel, so that there is no performance loss and MIMO in the correlating MIMO channel.
  • the disadvantages of the scheme can be improved.
  • the input data S1 and S2 are not independent of each other by MIMO encoding, and S2 changes according to S1, so that performance degradation occurs in the uncorrelated channel as shown in the charts of FIGS. 38 and 39. Therefore, iterative ML detection may be used to solve a problem in which reception and decoding errors of S1 are reflected in S2 to cause additional errors in decoding errors of S2.
  • Iterative ML detection includes an outer code in an iterative loop, and converts the soft posterior probability value of S1 output from the outer pod to the ML detector's prior probability value. By reducing the S1 detection error, the detection error of S1 is applied to the S2 detection.
  • the MIMO encoding method of the second embodiment can be used to represent the performance of the SIMO system in the correlated MIMO channel and the performance of the SM scheme in the uncorrelated MIMO channel.
  • the MIMO encoding method of the third embodiment is designed such that the received signal received through the correlated MIMO channel considers both Hamming distance and Euclidean distance. Therefore, it is confirmed that not only has good performance in the correlation correlated MIMO channel, but also the gain of the MIMO transmission / reception can be used because there is no performance loss in the uncorrelated MIMO channel compared to the SM scheme. In this case, the complexity of the receiver has a similar complexity to that of the SM scheme, which is advantageous in the implementation of the receiver.
  • FIG. 41 is a capacity / SNR chart comparing performances of a combination of modulation methods in a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • 41 shows the QPSK + QPSK MIMO transmission scheme and the 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme according to the third embodiment of the SISO scheme of 16-QAM, 64-QAM, and 256-QAM, and 16-QAM, 64-QAM, and 256-.
  • the performance of QAM's SISO method is compared.
  • the third embodiment shows the gain of the MIMO transmission / reception and is superior to the SIMO method or the SISO.
  • the third embodiment shows better performance than the SISO scheme in the right chart of the correlation channel, a performance difference occurs between the QPSK + QPSK MIMO transmission scheme and the 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme as shown. You can check it.
  • the transmission scheme of QPSK + 16-QAM can be used.
  • the MIPS transmission method of QPSK + 16-QAM indicates that one of the two data input signals S1 and S2 used for MIMO encoding / decoding is the QPSK symbol and the other is the 16-QAM symbol. It is similar to 64-QAM of the SISO method.
  • the charts show the results of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel.
  • the correlation is 0.0 from the correlation 0 (cor 0.0) to the correlation 1 (cor 1.0). Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • the chart of the correlation correlated MIMO channel of FIG. 41 it can be seen that the GC technique has a severe performance degradation.
  • 43 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a QPSK + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • each chart shows a result of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel.
  • the correlation is 0.0 from the correlation 0 (cor 0.0) to the correlation 1 (cor 1.0).
  • Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • FIG. 44 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • each chart shows a result of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel, and the correlation is 0.0 from the correlation 0 (cor 0.0) to the correlation 1 (cor 1.0). Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • a power imbalance situation may occur between signals transmitted through respective communication paths during MIMO transmission and reception. That is, signals transmitted from a plurality of transmit antennas may be transmitted to the receiver with different powers, and in the worst case, a case in which only signals transmitted from one transmit antenna may be received.
  • the following describes a MIMO encoding method that can minimize performance degradation, particularly in such power imbalance situations.
  • a MIMO encoding method using the MIMO encoding matrix of the present invention including the encoding coefficients as described above and additionally considering a power imbalance situation will be described.
  • a value can be calculated in consideration of the Euclidean distance of the transmission signal.
  • the signal S1 + S2 received at the receiver through the correlated MIMO channel is (M * N). -QAM signal.
  • the input signal S1 has a constellation 221010 as a 16-QAM symbol
  • the input signal S2 has a constellation 221020 as a 16-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix the encoded transmission signals St1 and St2 transmitted by antenna 1 (Tx1) and antenna 2 (Tx2) become 256-QAM symbols, and the encoded transmission signal Their constellations do not have a minimum Euclidean distance.
  • the value of a may be determined by optimizing the Euclidean distance based on the received signal, but in this case, the decoding performance may be degraded in the power imbalance situation. Therefore, if the Euclidean distance is optimized based on the transmission signals of the transmitter, performance degradation caused by a power balance situation at the receiver may be minimized.
  • a value for optimizing Euclidean distance based on the transmission signals is expressed by Equation 10.
  • the constellations of the transmission signals St1 and St2 are the same as the constellations 221030 and 221040, respectively. . Looking at the constellations 221030 and 221040 of the transmission signals St1 and St2, it can be seen that the Euclidean distance is uniformly distributed. Therefore, when the MIMO encoding method as in the fourth embodiment is used, since the Euclidean distance of the transmission signal received in the power balance situation is optimized, the reception performance degradation can be minimized.
  • Embodiment 5 MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance of Transmitted Signals
  • MIMO encoding is performed such that the transmission signal passing through the correlator channel has gray mapping in a power imbalance situation with a value set so that the Euclidean distance of the transmission signal is optimized. Give a way.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so that each of the transmitted signals is gray mapped.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using the same method as in Equation 7 described above as in the second embodiment.
  • Antenna 2 may transmit transmission signal 1 and transmission signal 2 having gray mapping, respectively.
  • the fifth embodiment can expect the same performance as the SIMO method even in a power balance situation.
  • the value of S2 depends on S1 when the ML decoder acquires S1 and S2 by decoding the received signal, the complexity may increase.
  • the value a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the transmission signal without making the entire constellation of the transmission signal have a minimum Euclidean distance. . That is, as described with reference to the third embodiment and FIG. 37, when the Hamming distance between adjacent constellation points is 2, the square of the Euclidean distance between the points is 1 when the Hamming distance is 1
  • the encoding matrix can be designed to be twice the square of the meanian distance. In other words, the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • the D_E1 section maintains twice the power difference of the D_E2 section.
  • Euclidean distance can be adjusted to compensate for differences in hamming distance.
  • the D_E2 section has twice the Hamming distance of the D_E1 section. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. The performance deterioration accordingly can be compensated for.
  • Equation 11 A value can be obtained using the above condition, which is expressed by Equation 11 below.
  • input signal S1 has constellation 222010 as a 16-QAM symbol and input signal S2 has constellation 222020 as 16-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix including the encoding coefficient set according to the sixth embodiment the encoded transmission signals St1 and Tx1 and antenna 2 (Tx2) are transmitted.
  • St2 becomes a 256-QAM symbol and the constellations of the encoded transmit signals have constellations 208030 and 208040 with Euclidean distance considering Hamming distance.
  • each of the transmission signals has a symbol distribution having Euclidean distance in consideration of Hamming distance, performance loss can be minimized even when the receiver receives and decodes only one of the respective transmission signals in a power balance situation. have.
  • the present invention may use a pre-coding matrix as an embodiment.
  • the input signals S1 and S2 can be expressed through the antenna 1 and the antenna 2, respectively, and thus, the diversity can be increased.
  • the specific precoding matrix is the same as Equation 4 and Equations 12 to 14 below.
  • Equations 12 and 13 have only a difference in expression from Equation 4 described above, and have the same meaning mathematically.
  • a change according to n value may be used without fixing the rotation angle of the matrix.
  • n may change according to the OFDM carrier index or the OFDM symbol index.
  • the receiver may acquire n value in synchronization with the transmitter and then perform decoding.
  • Equation 14 it is possible to follow the average performance of the plurality of rotation angles without following the performance of the MIMO encoding given according to the specific rotation angle of the matrix.
  • phase rotation may be applied only to condensation through any one of a plurality of antennas. This can be changed according to the designer's intention.
  • Equation 15 is a matrix in which phase rotation is performed on a precoding matrix.
  • the precoding matrix positioned in the middle of Equation 15 may be any one of Equations 4 and 12 to 14 described above.
  • the signals transmitted from the antenna 1 and the antenna 2 of the transmitter may represent both S1 and S2. Therefore, the transmitter can transmit a signal by minimizing the influence of the channel change according to the characteristics of the transmitter, and the receiver can separate and recover S1 and S2 using only the signal transmitted from the transmitter.
  • the receiver may acquire and synchronize the index K of the phase rotation used in the matrix, and calculate the LLR using the precoding matrix.
  • Equation 15 described above may be expressed as Equation 16 and 17 below.
  • Equation 16 may be expressed as Equation 17 below.
  • Equation 16 represents an optimized ⁇ value in which the influence of channel change is minimized when the input signals are 4-QAM and 4-QAM, that is, QPSK + QPSK and 16-QAM and 16-QAM, respectively.
  • Equation 15 may be expressed as Equation 18 below.
  • the MIMO-encoded signal is strong in Rayleigh fading, and the input signals S1 and S2 may be separately expressed in the correlation channel.
  • the broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention generates a first input signal and a second input signal for MIMO transmission (S47100).
  • the first input signal and the second input signal are generated by the above-described input signal generator or divider, and the broadcast transmitter may generate the first input signal and the second input signal by dividing the data to be transmitted according to the MIMO transmission path.
  • the input signal generator or divider may perform the operation on other device elements.
  • the broadcast signal transmitter generates a first transmission signal and a second transmission signal by MIMO encoding the first input signal and the second input signal (S47200).
  • the MIMO encoding operation may be performed by the MIMO encoder or the MIMO processor as described above, and may use the MIMO encoding matrix corresponding to the above-described embodiments. That is, the broadcast signal transmitter may perform MIMO encoding using any one of the MIMO matrices described with reference to FIGS. 25 to 46 and the MIMO matrices described with reference to Equations 12 to 18. FIG. Specifically, the parameters such that the first transmission signal plus the second transmission signal have an Euclidean distance optimized in constellation, gray mapping, or Euclidean distance capable of compensating Hamming distance. MIMO encoding can be performed using the MIMO matrix in which a is set. As described above, the broadcast transmitter adjusts the power of the input signals using the MIMO matrix, and the parameter a may be set to a different value according to the modulation type of the input signals.
  • MIMO encoding may be performed using the precoding MIMO matrix described above in Equations 12 to 14, and MIMO encoding may be performed using the phase rotated MIMO matrix described in Equations 15 to 18. This can be changed according to the designer's intention.
  • the broadcast signal transmitter may perform OFDM modulation on the first transmission signal and the second transmission signal, respectively, in operation S473000.
  • the broadcast signal transmitter may transmit the modulated first transmission signal and the second transmission signal through the first antenna and the second antenna, respectively.
  • the first transmission signal and the second transmission signal to be transmitted may have a structure of the above-described signal frame.
  • the broadcast signal receiver receives the first received signal and the second received signal and OFDM demodulates them, respectively (S48000).
  • the first and second received signals are MIMO encoded signals in the broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO encoding operation may be performed by a MIMO encoder or a MIMO processor as described above.
  • a MIMO encoding matrix corresponding to one embodiment may be used. That is, the broadcast signal transmitter may perform MIMO encoding using any one of the MIMO matrices described with reference to FIGS. 25 to 46 and the MIMO matrices described with reference to Equations 12 to 18.
  • the parameters such that the first transmission signal plus the second transmission signal have an Euclidean distance optimized in constellation, gray mapping, or Euclidean distance capable of compensating Hamming distance.
  • MIMO encoding can be performed using the MIMO matrix in which a is set.
  • the broadcast transmitter adjusts the power of the input signals using the MIMO matrix, and the parameter a may be set to a different value according to the modulation type of the input signals.
  • MIMO encoding may be performed using the precoding MIMO matrix described above in Equations 12 to 14, and MIMO encoding may be performed using the phase rotated MIMO matrix described in Equations 15 to 18. This can be changed according to the designer's intention.
  • the broadcast signal receiver may generate a first output signal and a second output signal by MIMO decoding the demodulated first and second received signals (S48100).
  • the broadcast signal receiver may perform MIMO decoding in a reverse process of MIMO encoding processed by the broadcast signal transmitter.
  • the broadcast signal receiver may acquire and synchronize the index K of the phase rotation used in the above-described matrix, and calculate the LLR using the precoding matrix.
  • the broadcast signal receiver may receive and merge the first output signal and the second output signal to generate an output signal (S48200).
  • the present invention may be applied in whole or in part to a digital broadcasting system.

Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기는 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성하는 입력 신호 생성부; 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 MIMO 프로세싱하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력하는 MIMO 인코더; 및 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 OFDM 변조하는 제1 OFDM 제네레이터 및 제 2 OFDM 제네레이터를 포함하며, MIMO 프로세싱은 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호에 MIMO 매트릭스를 적용하고, MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 전력을 조정하고, 파라미터 a는 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정된다.

Description

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
본 발명은 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 데이터 전송 효율을 높이면서 종래의 방송 신호 송수신기와 호환될 수 있는 방송 신호를 송수신할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 그의 송/수신 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호의 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 전송할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
본 발명은 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 상술한 목적을 달성함과 동시에 종래의 방송 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 기술적 해결방법으로서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은, 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성하는 단계, 상기 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력하는 단계 및 상기 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 OFDM 변조하는 단계를 포함하며, 상기 MIMO 인코딩은 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호에 MIMO 매트릭스를 적용하고, 상기 MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 전력을 조정하고, 상기 파라미터 a는 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정되는 것을 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면 디지털 방송 시스템에 있어서 MIMO 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강인성(Robustness)를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 프로세싱에 의해 다양한 방송 환경에서도 수신기에서 MIMO 수신 신호들을 효율적으로 복구할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 시스템을 사용하면서도 종래의 송수신 시스템을 최대한 사용함으로써 호환성을 확보할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 5의 (A) 및 (B)는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 24는 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 아우터 코드를 사용한 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 방식 및 아우터 코드의 코드 레이트에 따른 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 30은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 성능을 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 31은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 무상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 32는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 전상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 33은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 34는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 35는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
도 36은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다
도 37은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 38은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 39는 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 40은 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 다른 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 41은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 변조 방법의 조합에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 44는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 45는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 46은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 47은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
본 명세서에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도, 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 명세서에서 사용되는 용어는, 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 아닌 실질적인 의미와 본 명세서의 전반에 걸친 내용을 토대로 해석되어야 함을 밝혀두고자 한다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 단일 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(SISO; Single-Input Single-Output), 단일 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(SIMO; Single-Input Multi-Output) 다중 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(MISO; Multi-Input Sinle-Output), 다중 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(MIMO; Multi-Input Multi-Output)으로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
SISO 방식은 1개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 일반적인 방송 시스템을 나타낸다. SIMO 방식은 1개의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하는 방송 시스템을 나타낸다.
MISO 방식은 복수의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방송 시스템을 나타내며, 일 예로서 알라모우티(Alamouti) 방식 등을 나타낸다. MISO 방식은 1개의 안테나로 데이터를 성능 손실(performance loss) 없이 수신할 수 있는 방식을 일컫는다. 수신 시스템에서 성능 향상을 위해 복수의 수신 안테나로 동일한 데이터를 수신할 수 있지만, 이러한 경우에도 본 명세서에서는 이를 MISO의 범위에 포함하여 설명하도록 한다.
MIMO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신/수신 다이버시티와 높은 전송 효율을 제공하는 방송 시스템을 나타낸다. MIMO 방식은 시간 및 공간 차원에서 상이하게 신호를 처리하여, 동일 주파수 대역에서 동시에 동작하는 병렬적 경로를 통해 복수의 데이터 스트림을 전송하여 다이버시티 효과와 높은 전송 효율을 달성할 수 있다.
MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 전송 채널의 특성에 의존하는데, 특히 독립적 채널 환경들을 가진 시스템에서 그 효율이 높아진다. 즉, 송신단의 각 안테나에서 수신단의 각 안테나까지 이르는 각 채널들이 서로 상관성이 없는 독립적인 채널일수록 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 좋아질 수 있으나, LOS (line-of-sight) 환경처럼 각 송수신 안테나간 채널들의 상호 상관성이 매우 높은 채널 환경에서는 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능이 급격히 떨어지거나 또는 동작 자체가 불가능한 경우가 발생할 수도 있다.
또한, SISO(Single-Input Single-Output) 및 MISO 방식을 사용하던 방송 시스템에 MIMO 방식을 적용하는 경우, 데이터 전송 효율을 높일 수 있으나 상술한 문제점 외에도 단일 안테나를 갖는 수신기에서도 서비스를 수신할 수 있도록 호환성을 유지해야 하는 과제가 존재한다. 따라서 본 발명에서는 이하에서 이러한 현존하는 문제점 및 과제들을 해결할 수 있는 방법을 제시하도록 한다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호) 예컨대 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 위한 방송 신호 송수신기 및 송수신방법을 제시할 수 있다.
이를 위해, 본 발명에서는 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 기본 비디오 컴포넌트와, 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 확장 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있는 확장성(scalability))을 갖는 비디오 코딩 방법을 사용할 수 있다. 본 발명에서는 확장성을 갖는 비디오 코딩 방법으로 SVC을 설명하나, 이외의 임의의 비디오 코딩 방법을 적용할 수 있다. 이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 인풋 프리-프로세서(101100), 인풋 프로세서101200), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation)인코더(101300), 프레임 빌더(101400), OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) 제너레이터(또는 송신부)(101500)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE (General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림)을 입력 받을 수 있다.
인풋 프리-프로세서(101100)는 입력 스트림 즉, 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE 스트림에 대해 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위로 복수의 PLP(physical layer pipe)를 생성할 수 있다.
PLP는 피지컬 레이어에서 식별이 되는 데이터의 단위로, PLP별로 동일한 전송 경로에서 데이터가 가공된다. 즉, PLP는 전송 경로에서 처리되는 피지컬 레이어의 속성이 동일한 데이터로서, 프레임 내의 셀 단위로 매핑될 수 있다. 또한 PLP는 하나 또는 복수의 서비스를 전달(carry)하는 피지컬 레이어 TDM(Time Division Multiplex) 채널로 볼 수 있다. 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는, 피지컬 레이어에서 식별 가능한 스트림의 단위를 PLP라고 호칭한다.
이후 인풋 프로세서(101200)은 생성된 복수의 PLP를 포함하는 BB(Base Band) 프레임을 생성할 수 있다. 또한 BICM 모듈(101300)은 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 BB 프레임에 리던던시(redundancy)를 추가하고 BB 프레임에 포함된 PLP 데이터를 인터리빙할 수 있다.
프레임 빌더(101400)는 복수의 PLP를 프레임에 매핑하고, 시그널링 정보를 추가하여 프레임 구조를 완성할 수 있다. OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 빌더(101400)로부터 입력 데이터를 OFDM 변조하여 복수의 안테나를 통해 전송될 수 있는 복수의 경로로 분리하여 출력할 수 있다. 각 블록에 대한 구체적인 설명은 후술하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신기는 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 파서(또는 프레임 디맵퍼)(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(107400)를 포함할 수 있다. OFDM 디모듈레이터(또는 OFDM 복조부 또는 수신부)(107100)는 복수개의 수신 안테나로 수신된 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다. 프레임 디맵퍼(107200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력할 수 있다. BICM 디코더(107300)는 전송 채널에 의해서 발생한 에러를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(107400)는 출력 TS 혹은 GS 스트림을 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행할 수 있다. 이때, 입력 안테나 신호는 듀얼 극성 신호를 입력받을 수 있으며 출력 TS 혹은 GS 스트림은 한 개 혹은 복수개의 스트림들이 출력될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 3에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 전송하고, P2 심볼은 L1- 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
이 경우, 본 발명에서는 프리앰블 영역에 추가적으로 프리앰블 심볼을 할당할 수 있다. 이와 같은 추가의 프리앰블 심볼을 AP1 (Additional Preable 1)심볼이라 하기로 하며, 본 발명은 매우 낮은 SNR 또는 시간-선택적인 페이딩 조건들에서 모바일 방송 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 프레임에 하나 이상의 AP1 심볼을 추가하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. AP1 심볼에 의해 전송되는 AP1 시그널링 정보는 추가적인 전송 파라미터를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 해당 프레임에 삽입되는 파일럿 패턴 정보를 포함할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 P2 심볼이 전송되지 않고, 데이터 영역의 데이터 심볼들에 L1 시그널링 정보가 스프레딩되어 있는 경우 AP1 시그널링 정보를 이용하여 데이터 영역의 L1 시그널링 정보를 디코딩하기 전에 파일럿 패턴을 알 수 있다.
또한 프레임의 데이터 영역에 L1-시그널링 정보가 스프레딩 되는 경우, 본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 방송 신호 수신기가 프레임의 데이터 영역에 스프레드된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 더 포함할 수 있다. 따라서 본 발명에 따른 프레임의 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 AP1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼을 포함할 수 있다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들로 구성된다. P2 심볼은 선택적이며, P2 심볼의 삽입 여부는 AP1 심볼을 통해 전송되는 AP1 시그널링 정보에 시그널링하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터(101500) 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입한다. 다른 실시예로, P1 삽입 모듈 후단에 AP1 삽입 모듈을 추가하고, AP1 삽입 모듈에서 AP1 심볼을 삽입할 수도 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼은 전송 타입 및 베이직 전송 파라미터에 관련된 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 프레임을 검출할 수 있다. P2 심볼은 복수개가 될 수 있으며, L1 시그널링 정보 및 커먼 PLP와 같은 시그널링 정보를 운반할 수 있다. L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP 데이터를 복호화하기 위해 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 L1-포스트 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 후단에 위치할 수 있다.
또한 L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block), 다이내믹 블록(dynamic block), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
컨피규러블 블록은 하나의 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있고, 다이내믹 블록은 현재 전송되고 있는 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다.
익스텐션 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 확장되는 경우 사용될 수 있는 블록이며, CRC 블록은 L1-포스트 시그널링 정보의 에러정정을 위해 사용되는 정보들을 포함할 수 있으며 32비트 크기를 가질 수 있다. 또한 패딩 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 여러 개의 인코딩 블록들에 나뉘어 전송되는 경우, 각 인코딩 블록에 포함되는 정보의 크기를 동일하게 맞추기 위해 사용될 수 있으며 그 크기는 가변적이다.
커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. 본 발명의 프리앰블은 설계자의 의도에 따라 P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보 및 L1- 포스트 시그널링 정보만을 포함할 수 있고, P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보, L1- 포스트 시그널링 정보 및 커먼 PLP를 전부 포함할 수 있다. P2 심볼 후단에 위치한 복수의 데이터 심볼은 복수의 PLP 데이터를 포함할 수 있다. 복수의 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 본 발명에서는 PSI/SI 정보를 전송하는 PLP를 베이스 PLP 또는 시그널링 PLP라 호칭할 수 있다. PLP는 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 PLP를 포함할 수 있다. 또한 복수의 PLP는 하나의 서비스를 전송할 수 있고, 하나의 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들을 전송할 수도 있다. 만약 PLP가 서비스 컴포넌트를 전송하는 경우, 전송측은 서비스 컴포넌트를 전송하는 PLP임을 지시하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 기본적인 데이터 외에 추가적인 데이터(또는 인핸스드 방송 신호)를 특정 PLP를 통해 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이 경우 전송측은 상술한 P1 심볼의 시그널링 정보를 통해 현재 전송되는 신호 또는 시스템을 정의할 수 있을 것이다. 이하에서는 추가적인 데이터가 비디오 데이터인 경우를 설명한다. 즉, 도 3에 도시된 바와 같이 프레임의 타입 2 PLP인 PLP M1(112100)과 PLP (M1+M2)(112200)은 추가적인 비디오 데이터를 포함하여 전송할 수 있다. 또한 본 발명에서는 이와 같이 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임이라 호칭할 수 있으며, 기본적인 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임(또는 T2 프레임)이라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 설계자의 의도에 따라 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있을 뿐만 아니라 종래 지상파 방송 시스템과는 다른 새로운 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임이라 호칭할 수도 있다. 이 경우 종래 지상파 방송을 전송하는 프레임을 지상파 방송 프레임이라 호칭할 수 있으며 추가 프레임은 새로운 방송 시스템과 관련된 기본적인 데이터 또는 추가적인 데이터를 전송할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 4에서는 상술한 추가적인 비디오 데이터를 전송하기 위하여 FEF(Future extension frame)를 사용하는 경우를 나타내고 있다. 본 발명에서는 기본적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임이라 호칭하고, 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 FEF를 추가 프레임이라 호칭할 수 있다.
도 4는 기본 프레임과 추가 프레임이 멀티플렉싱된 수퍼 프레임(113100, 113200) 구조를 나타내고 있다. 수퍼 프레임(113100)에 포함된 프레임 중 색처리되지 않은 프레임(113110-1~n)은 기본 프레임이며, 색처리된 프레임(113120-1~2)은 추가 프레임이다.
도 4의 (A)는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 N:1 인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113120-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113120-2)을 수신하는데 걸리는 시간은 N개의 기본 프레임 정도에 해당할 수 있다.
도 4의 (B)는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 1:1인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우, 수퍼 프레임(113200) 내에서 추가 프레임의 비율이 최대가 될 수 있으므로, 추가 프레임은 기본 프레임과의 공유성을 극대화시키기 위하여 기본 프레임과 매우 유사한 구조를 가질 수도 있다. 또한 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113210-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113210-1)을 수신하는데 걸리는 시간은 1개의 기본 프레임(113220) 정도에 해당하므로, 도 4의 (A)에 도시된 경우보다 주기가 짧다.
도 5의 (A) 및 (B)는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이 기본 프레임과 구별되는 추가 프레임을 통해 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 경우, 수신기에서 추가 프레임을 식별하고 처리할 수 있도록 별도의 시그널링 정보를 전송해야 한다. 본 발명의 추가 프레임은 이와 같이 별도의 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 포함할 수 있으며, 이를 new_system_P1 심볼이라 호칭할 수 있다. 이는 기존 프레임에서 사용되던 P1 심볼과 다를 수 있으며, 복수개가 될 수 있다. 이때 new_system_P1 심볼은 프레임의 프리앰블 영역 내 첫 번째 P2 심볼 전단에 위치하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
또한 본 발명에서는 new_system_P1 심볼을 생성하기 위하여 기존의 프레임의 P1 심볼을 수정하여 사용할 수 있다. 이를 위하여 본 발명에서는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성하거나, 심볼을 생성하는 심볼 제너레이션부(114100)을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성하는 방법을 제시한다.
도 5의 (A)는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 (A)에 도시된 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, 기존 P1 심볼의 prefix와 postfix를 위한 주파수 변위값(f_SH)을 변형시키거나 P1 심볼의 길이(T_P1C나 T_P1B의 크기)를 바꿔서 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 단, P1 심볼 구조를 수정하여 new_system_P1심볼을 생성하는 경우, P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(f_SH, T_P1C, T_P1B의 크기)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 5의 (B)는 P1 심볼을 생성하는 P1 심볼 제너레이션부를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 (B)에 도시된 P1 심볼 제너레이션부를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, P1 심볼 제너레이션부에 포함된 CDS 테이블 모듈(114110), MSS 모듈(114120) 및 C-A-B 스트럭쳐 모듈(114130)으로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어 CDS 테이블 모듈(114110)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등) 또는 P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(MSS 모듈(114120)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법 등)등을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다.
또한 도 3에서 설명한 본 발명의 AP1 심볼은 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
또한 본 발명에서는 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 시스템을 제안한다. SVC 방식은 다양한 단말기와 통신 환경 및 이들의 변화에 대응하기 위해 개발된 동영상의 코딩 방법이다. SVC 방식은 하나의 동영상을 계층적으로 원하는 화질이 발생하도록 코딩하여, 베이스 레이어에서 기본 화질의 영상에 대한 비디오 데이터를, 인핸스먼트 레이어에서 상위 화질의 영상을 복원할 수 있는 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 수신기는 수신기의 특성에 따라 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 수신하여 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 이하에서 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 SVC의 대상은 비디오 데이터만이 아닐 수도 있으며, 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 기본 영상/음성/데이터를 포함하는 기본 서비스를 제공할 수 있는 데이터를, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 상위 영상/음성/데이터를 포함하는 상위 서비스를 제공할 수 있는 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
이하 본 발명의 방송 시스템에서는, SVC 방식을 이용하여 SISO 또는 MISO 방식으로 수신 가능한 경로로 SVC의 베이스 레이어를 전송하고, MIMO 방식으로 수신이 가능한 경로로 SVC의 인핸스먼트 레이어를 전송하는 방법을 제시한다. 즉, 단일 안테나를 갖는 수신기의 경우 SISO 또는 MISO 방식으로 베이스 레이어를 수신하여 기본 화질의 영상을 획득하고, 복수의 안테나를 갖는 수신기의 경우 MIMO 방식으로 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 수신하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있는 방법을 제시한다.
이하에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터를 지상파 방송 프레임과의 관계에서 어떻게 전송할 것인지에 대하여 설명하도록 한다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 PLP에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
지상파 방송 수신기에서 MIMO 방송 데이터는 처리하지 못할 수 있으므로, 지상파 방송 PLP와 MIMO 방송 PLP를 식별하기 위한 추가 정보를 시그널링할 필요가 있다. 이때 이 시그널링은 지상파 방송 시스템의 L1 시그널링 정보 내의 미사용(reserved) 필드를 사용할 수 있다. 송신단에서 복수의 안테나로 MIMO 방송 데이터를 전송하는 경우, 기존의 지상파 방송 데이터도 MISO로 전송할 수 있다. 본 발명에서는 MIMO 방송 PLP를 식별을 위해, L1-포스트 시그널링 정보를 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 프레임에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임을 지상파 방송 프레임으로 지칭할 수 있다. 또한 MIMO 방송 프레임이 지상파 방송 시스템의 상술한 FEF에 포함될 수 있으며, 이하에서 FEF는 MIMO 방송 프레임을 지칭될 수도 있다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 앞의 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 지상파 방송 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 PLP간의 연결 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
서로 다른 프레임들에 존재하는 MIMO 방송 PLP들의 연결은 각각의 프레임들의 L1 시그널링 정보인 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP에 대한 필드들을 사용할 수 있으며, 일 실시예로서, 수신 시스템은 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 정보로서, PLP_ID 정보, PLP_TYPE 정보, PLP_PAYLOAD_TYPE 정보, PLP_GROUP_ID 정보 중 적어도 하나를 사용하여 상이한 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP들의 연결 관계를 확인하고, 원하는 MIMO 방송 PLP들을 연속으로 디코딩하여 서비스를 획득할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 존재하는 지상파 방송 PLP는 지상파 방송 시스템에서 기정의되어 지원되는 전송 모드로 전송될 수 있으며, 또한 상술한 바와 같이 MIMO 시스템을 지원하는 형태의 새로운 모드로 전송될 수도 있다. 일 실시예로서, 상술한 바와 같이 지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서 MISO 또는 SISO 방식으로 지상파 방송의 전송 모드로 전송되고, MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서 MIMO 방식으로 전송될 수도 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 6과 같이 프레임 단위로 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 구별하여 전송할 수 있으며, 지상파 방송 프레임 사이에 일정 간격(FEF 간격)으로 일정 길이(FEF 길이)의 MIMO 방송 프레임(FEF)이 배치될 수 있다. 이러한 경우 지상파 방송 시스템이 사용하는 주파수 밴드 내에서 MIMO 시스템의 데이터가 공존할 수 있으며, 지상파 방송 수신기는 L1 시그널링을 통해 프레임을 식별하여 MIMO 방송 프레임은 무시함으로써 오동작을 방지할 수 있다. 이 경우 일 실시예로서 MIMO 시스템은 지상파 방송 시스템의 L1 포스트 시그널링 정보에서 정의되는 FEF 관련 파라미터들(FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL)을 통해 해당 대역의 쓰루풋 중 일부를 사용할 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 방법 (3)에서 설명한 바와 같이 지상파 방송 시스템에서 MIMO 방송 시스템의 방송 신호를 전송하는 실시예를 나타낸다. MIMO 방송 서비스들(MIMO 방송 서비스 1~n)은 각각 SVC 인코더들(18010, 18020)을 통해 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 인코딩된다. 스케줄러&BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(18030)은, MIMO 방송 서비스들의 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임과 함께 전송되도록 할당하고, 인핸스먼트 레이어들은 MIMO 방송 프레임에 포함되어 전송되도록 할당할 수 있다. 인핸스먼트 레이어들은 각각 MIMO 인코더들(18040, 18050)을 통해 MIMO 인코딩되어, MIMO 방송 시스템의 MIMO 방송 프레임으로 전송될 수 있다. 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임에 포함되어 전송될 수 있으며, 이 경우 지상파 방송 시스템이 지원하는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있다.
이렇게 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 경우, 방법 (1) 내지 방법 (3)에서 상술한 바와 같이 시그널링 정보가 구성되므로 지상파 방송 수신기는 지상파 방송 프레임에서 지상파 방송 PLP만을 식별할 수 있으므로, 오동작없이 지상파 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다. 또한, MIMO 방송 수신기는 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP만으로 베이스 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있으며, 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP와 MIMO 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP를 획득하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 MISO/SISO 방식으로만 전송될 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP에는 시스템 요구에 따라 새로운 에러 정정 코드의 코드 레이트(예를 들면, 1/4, 1/3, 2/5 등), 새로운 시간 인터리빙 모드 등이 포함될 수 있으며, 베이스 레이어만을 전송할 수도 있다.
MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP에는 SISO, MISO, MIMO 방식의 PLP가 존재할 수 있다. 이 경우 SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 베이스 레이어가 전송될 수 있고, MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 인핸스먼트 레이어가 전송될 수 있다. SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어와 MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어의 비율은 0~100%로 가변할 수 있으며, 그 비율은 프레임마다 상이하게 설정될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8은 SVC를 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 생성된 후, 상술한 바와 같이 프레임 또는 PLP에 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 할당하여 전송하는 방송 신호의 실시예를 나타낸다.
도 8의 (A)는 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (A)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 8의 (A)에서 MIMO 방송 PLP는 지상파 방송 프레임 및 MIMO 방송 프레임에 존재할 수 있다. 지상파 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서, SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, MIMO 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서, SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 8의 (B)는 본 발명의 다른 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (B)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 8의 (B)에서 MIMO 방송 PLP는 MIMO 방송 프레임에만 존재할 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP를 포함할 수 있다. MIMO 방송 PLP중 베이스 레이어를 포함하는 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 MIMO 방송 프레임 내에서 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP의 비율은 0~100%로 변화할 수 있다.
도 8의 (C)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (C)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. MIMO 방송 데이터는 MIMO 방송 프레임 내에만 존재한다. 다만, 도 8의 (B)에서와 달리 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 PLP로 구분되어 전송되지 않고, 캐리어로 구분되어 전송될 수 있다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 SISO, SIMO, MISO, MIMO로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
일 실시예로서, MIMO 방식에는 공간 다중화 (SM; Spatial Multiplexing) 기법 및 골든 코드(GC; Golden Code) 기법이 사용될 수 있으며, 이들에 대해 후술하기로 한다.
이하에서 방송 신호 전송시 변조 방식을 M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)으로 표현할 수 있다. 즉, M이 2인 경우에는 2-QAM으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을, M이 4인 경우에는 4-QAM으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 나타낼 수 있다. M은 변조에 사용되는 심볼의 개수를 나타낼 수 있다.
이하에서, MIMO 시스템은 2개의 전송 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 전송하고, 2개의 수신 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 수신하는 경우를 예로써 설명하도록 한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
P1 심볼은 유효 심볼(A)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 +fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(A)의 앞(C)과 뒤(B)에 위치시켜 생성된다. 본 발명에서는 유효 심볼(A)의 앞 부분(C)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (B)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, P1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
마찬가지로, AP1 심볼은 유효 심볼(D)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 -fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(D)의 앞(F)과 뒤(E)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 유효 심볼(D)의 앞 부분(F)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (E)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, AP1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
여기서 P1 심볼과 AP1 심볼에 사용된 두 주파수 쉬프트 값 +fSH, -fSH은 서로 동일하고 부호만 정반대이다. 즉, 주파수 쉬프트는 반대 방향으로 수행된다. 그리고 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 또한 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정한다. 또는 C와 F의 길이는 다르게 하고, B와 E의 길이는 같게 설정할 수도 있으며, 그 반대로 설정할 수도 있다. 본 발명은 다른 실시예로, P1 심볼의 유효 심볼 길이와 AP1 심볼의 유효 심볼 길이를 다르게 설정할 수도 있다. 또 다른 실시예로, P1 심볼과 다른 CSS(Complementary Set Sequence)가 AP1 내 톤 선택 및 데이터 스크램블을 위해 사용된다.
본 발명은 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 C, B, F, E 길이는 다음의 수학식 1를 이용하여 구할 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2011009534-appb-M000001
수학식 1에서와 같이 P1 심볼과 AP1 심볼은 주파수 쉬프트 값은 동일하지만 정반대의 부호를 가진다. 또한 C, B의 길이를 설정하기 위해 A의 길이(TA)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값과 F, E의 길이를 설정하기 위해 D의 길이(TD)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값을 서로 다르게 설정할 수 있다. 본 발명은 P1 심볼의 옵셋 값은 30으로 설정하고, AP1 심볼의 옵셋 값은 15로 설정하는 것을 일 실시예로 한다. 이러한 수치는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예이며, 이 수치는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 수치에 한정되지 않을 것이다.
본 발명은 도 9와 같은 구조로 P1 심볼과 AP1 심볼을 생성하여 각 프레임에 삽입함으로써, P1 심볼은 AP1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않고, 반대로 AP1 심볼은 P1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않는다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼의 검출 성능은 거의 동일하다. 그리고 P1 심볼과 AP1 심볼이 비슷한 구조를 가지도록 함으로써, 수신기의 복잡도를 최소화할 수 있다.
이때, P1 심볼과 AP1 심볼은 서로 연속적으로 전송될 수도 있고, 또는 프레임 내에서 서로 다른 위치에 할당되어 전송될 수도 있다. 서로 다른 위치에 할당되어 전송되는 경우, 프리앰블 심볼에 대해 높은 타임 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 본 발명은 연속적으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우, AP1 심볼은 도 3에서 설명한 바와 같이 방송 신호 수신기에서 파일럿 패턴 및 프레임의 데이터 영역에 스프레딩된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 전송할 수 있으며, 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
P1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
본 발명에서는 P1 심볼 검출 모듈을 C-A-B 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. 본 발명의 P1 심볼 검출 모듈은 다운 쉬프터(307101), 제 1 콘쥬게이터(307103), 및 제 2 지연기(307106)를 포함할 수 있다.
다운 쉬프터(307101)는 입력 신호에
Figure PCTKR2011009534-appb-I000001
값을 곱해서 역변조를 수행할 수 있다. 다운 쉬프터(307101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원될 수 있다. 역변조된 신호는 제 1 지연기(307102)와 제 2 콘쥬게이터(307107)로 출력된다.
제 1 지연기(307102)는 역변조된 신호를 C 파트의 길이(TC)만큼 지연시켜 제1 콘쥬게이터(307103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(307103)는 C 파트의 길이(TC)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(307104)로 출력한다. 제 1 필터(307104)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(307105)로 출력한다. 제 3 지연기(307105)는 필터링된 신호를 A 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TA)만큼 지연시켜 곱셈기(307109)로 출력한다.
제 2 지연기(307106)는 입력 신호를 B 파트의 길이(TB)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(307107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(307107)는 B 파트의 길이(TB)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(307108)로 출력한다. 제 2 필터(307108)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(307109)로 출력한다.
곱셈기(307109)는 제 2 필터(307109)의 출력과 A 파트의 길이(TA)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 P1 심볼을 검출할 수 있다.
여기서, C의 길이(TC), B의 길이(TB)는 수학식 1을 이용하여 구할 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
AP1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
또한 본 발명에서는 AP1 심볼 검출 모듈을 F-D-E 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 업 쉬프터(308101), 제 1 콘쥬게이터(308103), 및 제 2 지연기(308106)를 포함할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 방송 신호 수신기로 입력된 신호 또는 도 10에서 설명한 P1 심볼 검출 모듈에서 출력되는 신호를 입력받을 수 있다.
업 쉬프터(308101)는 입력 신호에
Figure PCTKR2011009534-appb-I000002
값을 곱해서 역변조를 수행한다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원된다. 즉, 도 12의 업 쉬프터(308101)는 도 11에서 설명한 P1 심볼 추출기의 다운 쉬프터(307101)와 동일한 구조이지만, 역변조의 주파수 방향을 정반대로 하는 것이 다르다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조된 신호는 제 1 지연기(308102)와 제 2 콘쥬게이터(308107)로 출력된다.
제 1 지연기(308102)는 역변조된 신호를 F 파트의 길이(TF)만큼 지연시켜 제 1 콘쥬게이터(308103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(308103)는 F 파트의 길이(TF)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(308104)로 출력한다. 제 1 필터(308104)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(308105)로 출력한다. 제 3 지연기(308105)는 필터링된 신호를 D 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TD)만큼 지연시켜 곱셈기(308109)로 출력한다.
제 2 지연기(308106)는 입력 신호를 E 파트의 길이(TE)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(308107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(308107)는 E 파트의 길이(TE)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(308108)로 출력한다. 제 2 필터(308108)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(308109)로 출력한다.
곱셈기(308109)는 제 2 필터(308109)의 출력과 D 파트의 길이(TD)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 AP1 심볼을 검출할 수 있다. 여기서, F의 길이(TF), E의 길이(TE)는 수학식 1을 적용하여 구할 수 있다.
도 3에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. 또한 프리앰블 영역은 설계자의 의도에 따라 AP1 심볼을 포함할 수 있다.
이때 P1 시그널링 정보는 P1 심볼을 통해 전송되고, AP1 시그널링 정보는 AP1 심볼을 통해 전송되며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보는 P2 심볼을 통해 전송되는 것을 일 실시예로 한다.
이하에서는 MIMO 프로세싱을 이용한 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기의 구체적인 실시예에 대하여 설명한다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 도 1에서 설명한 바와 같이 인풋 프로세서(101200), BICM 인코더(101300), 프레임 빌더(101400) 및 OFDM 제너레이터(101500)를 포함할 수 있다 또한, 본 발명에 따른 방송 신호 수신기는 도 2에서 설명한 바와 같이 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 디맵퍼(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(1073400)를 포함할 수 있다.
방송 신호 송신기의 인풋 프로세서(101200)는 전송할 데이터를 FEC 인코딩을 수행하기 위한 블록 형태로 처리하는 동작을 수행할 수 있으며, BICM 인코더(101300)는 오류 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 프레임 빌더(101400)는 데이터를 프레임에 매핑할 수 있으며, OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 내 매핑된 입력 데이터를 심볼단위로 OFDM 변조하여 안테나로 출력할 수 있다. 방송 신호 수신기에 포함된 디바이스들은 방송 신호 송신기에 포함된 디바이스들에 대응하여 역동작을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 복수개의 PLP 입력에 대하여 각 PLP 별로 MISO 프로세싱 또는 MIMO 프로세싱을 독립적으로 적용하는 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기를 제시하고자 한다. 본 발명에 따르면, 피지컬 레이어에서 각 PLP를 통해 전송되는 서비스 또는 서비스 컴포넌트들의 QoS (quality of service)를 각각 조절할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
이하 본 발명에서는, 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송수신기에 대해 4가지 실시예를 들어 설명한다. 각 실시예는 PLP 별 MISO/MIMO 프로세싱의 수행 여부 및 MISO/MIMO 프로세싱의 위치에 따라 구별가능하다. 각 실시예에 대해 간략히 설명하면 이하와 같다.
제 1 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터 마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것 이다.
제 2 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 또 다른 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 3 실시예는 OFDM 제너레이팅 과정에서 프레임 내 매핑된 PLP 데이터에 대하여 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 4 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력되는 PLP 데이터 중 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서는 독립적으로 MIMO 프로세싱을 수행하고, OFDM 제너레이터는 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서는 MISO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
구체적으로 제 1 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 BICM 인코더는 성상도 매핑 이후 각 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행하고, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙을 수행할 수 있다. 또한 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역과정을 수행할 수 있다. 제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 성상도 매핑, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙이 수행된 이후 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역과정을 수행할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 빌더로부터 출력된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 3 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 타임 인터리빙 이후 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행하거나, 성상도 매핑 이후 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 내 매핑된 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서 MISO 인코딩을 수행할 수 있으며, MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더 및 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 BICM 디코더 및 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
이하 본 발명에서는 본 발명의 각 실시예에 따른 따른 방송 신호 송수신기에 대하여 설명한다. 본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 12 내지 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 포함되는 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 12의 인풋 프로세서는 도 1 에서 설명한 인풋 프로세서(101200)의 일 실시예로서, 하나의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서의 실시예이다. 도 12의 인풋 프로세서는, 모드 어댑테이션 모듈(601100; mode adaptation module) 및 스트림 어댑테이션 모듈(601200; stream adaptation module)을 포함한다. 모드 어댑테이션 모듈(601100)은 인풋 인터페이스 모듈(601110), CRC-8 인코더(601120) 및 BB 헤더 삽입기(601130)를 포함하고, 스트림 어댑테이션 모듈(601200)은 패딩 삽입기(601210) 및 BB 스크램블러(601220)를 포함할 수 있다.
싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에서, 인풋 인터페이스 모듈(601110)는 입력 비트 스트림을 후단의 BICM 인코더에서 FEC(BCH/LDPC) 인코딩을 수행하기 위한 논리적인 단위로 구분하여 매핑을 수행한다. CRC-8 인코더(601120)는 매핑된 비트 스트림에 CRC 인코딩을 수행하고, BB 헤더 삽입기(601130)는 데이터 필드에 BB 헤더를 삽입한다. 이 경우 BB 헤더는 모드 어답테이션 타입 (TS/GS/IP) 정보, 사용자 패킷 길이 정보, 데이터 필드 길이 정보 등을 포함할 수 있다.
또한 스트림 어댑테이션 모듈(601200)은 입력 데이터가 FEC 인코딩을 위한 하나의 BB 프레임을 채우지 못하는 경우 BB 프레임을 완성할 수 있도록 패딩 비트를 삽입하는 패딩 삽입기(601210) 및 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고, 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이징하는 BB 스크램블러(601220)를 포함할 수 있다. 이러한 BB 스크램블러(601220)의 동작은 최종적으로 전송되는 OFDM 변조 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 낮출 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 13의 모드 어댑테이션 모듈은 복수의 PLP들 중 각각의 PLP에 대해 모드 어댑테이션을 수행하도록 병렬로 동작하는 복수의 인풋 인터페이스 모듈(602100), 인풋 스트림 싱크로나이저(602200), 컴펜세이팅(compensating) 딜레이 모듈(602300), 널 패킷 삭제(deletion) 모듈(602400), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)를 포함한다. 도 13의 블록들 중, 도 12에 도시된 동일한 블록들과 동일한 동작을 수행하는 인풋 인터페이스 모듈(602100), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)에 대하여는 중복하여 설명하지 않기로 한다.
인풋 스트림 싱크로나이저(602200)는 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보 즉 수신단에서 TS(Transport Stream) 또는 GS(Generic Stream)을 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다. 컴펜세이팅 딜레이 모듈(602300)은 입력 스트림 싱크로나이저(602200)에서 삽입된 타이밍 정보를 기준으로 그룹 단위의 PLP들에 대하여 데이터를 지연시켜 동기를 맞춘다. 널 패킷 삭제 모듈(602400)은 불필요하게 전송되는 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷의 개수를 삽입한다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 14의 스트림 어댑테이션 모듈은, 도 13의 모드 어댑테이션 모듈에 이어, 도 13에서 모드 어댑테이션이 수행된 PLP단위의 데이터를 수신하여, PLP 단위로 이하의 설명과 같이 스트림 어댑테이션을 수행한다.
스케줄러(603100)는 양극성(dual polarity)을 포함하는 다중 안테나를 사용하는 MIMO 전송 시스템을 위한 스케줄링을 수행할 수 있으며, BICM 인코더의 디멀티플렉서, 셀 인터리버, 타임 인터리버 등의 신호 처리 블록들에서 사용되는 파라미터를 생성할 수 있다. 또한, 스케줄러(603100)는, 인밴드 시그널링과 별도로 현재 프레임에 대한 L1-다이나믹 시그널링 정보를 출력하여 셀 매퍼가 스케줄링에 따라 입력 셀들을 매핑하도록 할 수 있다.
복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 1-프레임 딜레이 모듈(603200)은 인밴드 시그널링 등을 위해서 후속 프레임에 대한 스케줄링 정보가 현재 프레임에 포함될 수 있도록 입력 데이터를 한 프레임만큼 지연시킨다. 복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 한 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1-다이나믹 시그널링 정보를 삽입한다. 또한, 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 패딩을 위한 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입할 수 있다. 그리고, BB 스크램블러(603400)는 도 12에서 설명한 바와 같이 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이즈한다.
도 14의 스트림 어댑테이션 모듈에서, L1-시그널링 제네레이터(603500)는 인밴드 시그널링 정보 외에, 프레임의 프리앰블 심볼이나 스프래딩되는 데이터 심볼 등을 통해 전송되는 L1-시그널링 정보를 생성한다. 이러한 L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하는데 필요한 파라미터들과 스태틱(static) L1-시그널링 정보를 포함하고, L1-포스트 시그널링 정보는 스태틱 L1-시그널링 정보 및 다이나믹 L1-시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1 시그널링 제네레이터(603500)는 생성한 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 각각 출력할 수 있다. 출력되는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 각각 BB 스크램블러들(603600, 603700)에서 스크램블링될 수 있다. 또한, 다른 실시예로서 L1 시그널링 제네레이터(603500)는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1-시그널링 정보를 출력하고, 하나의 BB 스크램블러가 출력된 L1-시그널링 정보를 스크램블링할 수도 있다.
도 15 내지 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 15에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 일 실시예로서, 상술한 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다. 또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 성상도 매핑 이후에 MISO 인코딩 및 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
즉, 도 15의 BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(607100), MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(607200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)을 포함할 수 있다. 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)은 MIMO 방식으로 시그널링 정보를 처리할 수도 있다. 하지만 시그널링 정보는 수신부에서 프레임에 포함된 PLP 데이터를 복구하기 위해 필요한 정보들을 포함하고 있으므로, PLP 데이터의 경우보다 송수신간의 더 큰 강인성(robustness)이 요구된다. 따라서 본 발명에서는 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 것을 일 실시예로 한다. 이하에서는 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 FEC(Forward Error Correction) 인코더(604110), 비트 인터리버(604120), 제 1 디먹스(604130), 성상도 맵퍼(604140), MISO 인코더(604150), 셀 인터리버(604160-1,604160-2) 및 타임 인터리버(604170-1,604170-2)을 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604110)는 인풋 프로세싱된 PLP 데이터에 대하여 수신부에서 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하는 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행할 수 있다. 비트 인터리버(604120)는 FEC 인코딩이 수행된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하여 전송 중에 발생할 수 있는 버스트 에러에 대해 강인성(robustness)를 가질 수 있도록 한다. 이 경우, 비트 인터리버는 두 개의 FEC 블록 단위를 이용하여 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 방송 신호 수신기에서는 다이버시티를 확보하여 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
제 1 디먹스(604130)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 디멀티플렉싱 할 수 있다. 다른 예로, 제 1 디먹스(604130)는 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 페어(pair)를 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
성상도 맵퍼(604140)는 디멀티플렉싱된 비트 단위의 PLP 데이터를 심볼 단위로 성상도에 매핑할 수 있다. 이 경우 성상도 맵퍼(604140)는 모듈레이션 타입에 따라 성상도를 일정 각도로 회전시킬 수 있다. 회전된 성상도들은 I-phase(In-phase) 성분과 Q-phase(Quadrature-phase) 성분으로 표현될 수 있으며, 성상도 맵퍼(604140)는 이중 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이할 수 있다. 이후 성상도 맵퍼(604140)는 In-phase 성분과 딜레이된 Q-phase 성분을 이용하여 디멀티플렉싱된 PLP 데이터를 새로운 성상도에 재매핑할 수 있다.
MISO 인코더(604150)는 성상도에 매핑된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO 인코딩된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 이를 통해 전송 다이버시티를 획득할 수 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 방법의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code/Alamouti code)을 포함할 수 있다.
셀 인터리버(604160-1 및 604160-2)는 2개의 경로로 출력되는 PLP 데이터에 대해 각각 셀 단위로 인터리빙을 수행할 수 있으며, 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)는 각 경로로 출력되는 셀 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 시간단위로 인터리빙을 수행 할 수 있다. 이 경우 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)는 2 개의 FEC 블록을 이용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 FEC 인코더(604210), 비트 인터리버(604220), 제 2 디먹스(604230), 제 1 성상도 맵퍼(604240-1), 2 성상도 맵퍼(604240-2), MIMO 인코더(604250), 제 1 셀 인터리버(604260-1), 제 2 셀 인터리버(604260-2), 제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604210) 및 비트 인터리버(604220)는 MISO 방식의 FEC 인코더(604110) 및 비트 인터리버(604120)와 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 2 디먹스(604230)는 MISO 방식의 제 1 디먹스(604130)과 동일한 기능을 수행할 수 있으며 추가로, PLP 데이터를 디멀티플렉싱하여 MIMO 전송에 필요한 2개의 경로로 출력할 수 있다. 이 경우 각 경로를 통해 전송되는 데이터의 전송 특성은 다를 수 있다. 따라서 제 2 디먹스(604230)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터를 각 입력 경로에 랜덤하게 할당할 수 있다.
제 1 성상도 맵퍼(604240-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(604240-2)는 MISO 방식의 성상도 맵퍼(604140)과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
MIMO 인코더(604250)는 2 개 경로의 입력 PLP 데이터에 대해 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행하여 2개 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO 인코드된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
제 1 셀 인터리버(604260-1) 및 제 2 셀 인터리버(604260-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 PLP 데이터에 대해서만 셀 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서 제 1 셀 인터리버(604260-1) 및 제 2 셀 인터리버(604260-2)에 의한 셀 인터리빙은 하나의 셀 인터리버의 인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다. 또한, 복수의 경로의 데이터를 처리하기 위해 제 1 셀 인터리버(604260-1)및 제 2 셀 인터리버(604260-2)에 추가적인 메모리 할당을 하지 않고, 하나의 셀 인터리버의 메모리 설정을 사용하여 셀 인터리빙을 수행할 수 있는 장점이 있다.
제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)는 MISO 방식의 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)와 동일한 기능을 수행할 수 있다. 이 경우 제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터에 대해 동일한 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있고, 다른 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있다.
L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 각각 독립적으로 MISO 방식이 적용될 수 있다.
따라서 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400) 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)을 포함할 수 있다.
제 1 인코딩 블록(604400)은 FEC 인코더(604410), 성상도 맵퍼(604420), MISO 인코더(604430), 셀 인터리버(604440-1, 604440-2) 및 타임 인터리버(604450-1, 604450-2) 를 포함할 수 있다. 또한 제 2 인코딩 블록(604500)은 FEC 인코더(604510), 비트 인터리버(604520), 디먹스(604530), 성상도 맵퍼(604540), MISO 인코더(604560), 셀 인터리버(604560-1. 604560-2), 타임 인터리버(604570-1. 604570-2) 를 포함할 수 있다.
L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며, L1-포스트 시그널링 정보는 전송부에서 전송하는 데이터를 수신부에서 복구하는데 필요한 정보들을 포함할 수 있다.
즉, 수신부에서 L1-시그널링 정보 및 데이터를 디코딩하기 위해서는 L1-프리 시그널링 정보를 정확하고 빠르게 디코딩할 필요가 있다. 따라서 본 발명은 수신부에서 L1-프리 시그널링 정보의 빠른 디코딩을 수행할 수 있도록, L1-프리 시그널링 정보에 대해서는 비트 인터리빙 및 디멀티플렉싱을 수행하지 않는 것을 일 실시예로 한다.
이하 제 1 인코딩 블록(604400) 제 2 인코딩 블록(604500)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)에 포함된 블록들의 기능과 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
결과적으로 L1-프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400)은 L1-프리 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1)로 L1-프리 시그널링 데이터를 출력할 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)은 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_post, STx_post+1)로 L1-포스트 시그널링 데이터를 출력할 수 있다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 16에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 또 다른 실시예로서 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1- 프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
도 16에 도시된 바와 같이, BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(607100), MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(607200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)을 포함할 수 있다.
도 16에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 15에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 각각 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들의 MISO 인코더(607120, 607420,607520) 및 MIMO 인코더(607220)는 타임 인터리버(607110, 607210-1, 607210-2, 607410 및 607510)의 후단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록, MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록을 포함할 수 있다. 제 3 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 15에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 인코딩 블록들은 MISO 인코더 및 MIMO 인코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더는 본 발명의 제 3 실시예와 거의 동일하나 MIMO 방식으로 처리될 MIMO PLP 데이터에 대해서는 BICM 인코더에서 MIMO 인코딩을 수행한다는 점이 다르다. 즉, 본 발명의 제 4 실시예의 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록, MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록을 포함할 수 있으며, 제 3 BICM 인코딩 블록은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록을 포함할 수 있다. 특히 제 4 실시예에 따른 제 1 BICM 인코딩 블록은 MISO 인코더를 포함하지 않으며, 제 2 BICM 인코딩 블록은 MIMO 인코더를 포함할 수 있다. 이 경우, MIMO 인코더는 제 1 실시예와 같이 타임 인터리버 후단에 위치할 수도 있고, 제 2 실시예와 같이 성상도 맵퍼 후단에 위치할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 17에 도시된 프레임 빌더는 도 1에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 일 실시예이다.
상술한 바와 같이 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO 인코드된 PLP 데이터를, 출력할 수 있고, 제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 2개의 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO 인코드된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대하여 각각 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1 및 STx_post, STx_post+1)로 출력할 수 있다.
이후 각 데이터는 프레임 빌더로 입력된다. 이 경우, 도 17에 도시된 바와 같이 프레임 빌더는 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0부터 STx_post까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 1 경로와 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0+1부터 STx_post+1까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 2 경로를 통해 각 데이터를 입력 받을 수 있다. 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송될 수 있으며 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송 될 수 있다.
도 17에 도시된 프레임 빌더는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 빌딩 블록(605100)은 제1 딜레이 보상부(605110), 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120), 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)은 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 딜레이 보상부(605210), 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220), 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)을 포함할 수 있다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130)와 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수도 있고 독립적으로 동작할 수도 있다.
이하 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
제 1 딜레이 보상부(605110)는 및 제 2 딜레이 보상부(605210)는 각각의 경로를 통해 입력되는 L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 1 프레임만큼의 지연 및 BICM 인코더 수행에 따른 지연을 모두 보상할 수 있다. L1-시그널링 정보는 현재 프레임에 대한 정보뿐 만 아니라 후속 프레임에 대한 정보까지 포함할 수 있다. 이것은 상술한 인풋 프로세싱 과정에서 L1-시그널링 정보를 현재 입력되는 PLP 데이터보다 한 프레임씩 지연시키기 때문이다. 이러한 과정을 통해 하나의 프레임은 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함하는 L1- 시그널링 정보를 모두 전송할 수 있게 된다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 각 경로를 통해 입력된 심볼 단위의 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다.
이 경우 각 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터는 커먼 PLP 데이터, MISO/MIMO 인코딩된 PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 서브 슬라이스 프로세서 모듈(605120-1~2)은 다이버시티 효과를 얻기 위하여 PLP 데이터 셀들에 대해 서브 슬라이싱을 수행하여 프레임에 매핑할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어(pair)로 묶어 프레임에 매핑할 수 있다.
수신단의 MISO 신호의 복구 성능을 높이기 위하여, MISO 인코딩시 MISO 전송 채널은 채널간의 코히어런스(coherence)가 확보되어야 한다. 따라서, 채널간의 코히어런스를 확보하기 위하여 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는, 동일한 PLP 데이터로부터 생성되는 셀들을 페어로 묶어 OFDM 변조의 서브캐리어에 매핑함으로써 채널간의 코히어런스를 최대화할 수 있다. 다시 말하면, 본 발명의 실시예에서는 MISO 인코더가 프레임 빌더의 전단인 BICM 인코더에 위치하므로, 프레임 빌더에서 이러한 MISO 인코딩을 고려하여 페어 단위로 프레임 구조를 구성하게 된다.
또한 상술한 바와 같이, 비트 인터리버 및 타임 인터리버에서 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙 또는 타임 인터리빙이 수행되는 경우, 페어로 묶는 2개의 입력 셀들은 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신부에서는 다이버시티를 확보하고, 높은 수신 성능을 얻을 수 있는 효과가 있다. 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙 된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어로 묶어 하나의 인터리빙 단위로 처리하여 주파수 인터리빙을 수행할 수 있다. 이는 상술한 바와 같이 채널간의 코히어런스를 최대화하기 위함이다.
도 17에 도시된 프레임 빌더는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따르는 경우, 프레임 빌더는 상술한 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220) 대신 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼를 포함할 수 있으며, 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230) 대신 제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버를 포함할 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 제 3 실시예에서는 주파수 인터리빙 이후 즉, OFDM 제너레이팅 단계에서 MISO/MIMO 인코딩이 이루어지는데, 이 경우, OFDM 심볼 단위로 MISO/MIMO 인코딩이 수행될 수 있다. 만약, MISO PLP 데이터 셀과 MIMO PLP 데이터 셀이 동일한 OFDM 심볼에 함께 매핑된다면, OFDM 제너레이터에서는 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩/MIMO 인코딩을 독립적으로 수행할 수 없게 된다. 따라서 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터가 동일한 OFDM 심볼 내에 매핑되지 않도록 처리할 수 있다.
또한 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기에서는 송신 시스템을 단순하게 구성하기 위해서, 제 1 셀 맵퍼는 제 2 셀 맵퍼와 동일하게 동작하는 것을 일 실시예로 한다.
단, MISO PLP 데이터와 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터는 제 1 경로를 통해서만 입력이 되지만, MIMO PLP 데이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되므로, 어떤 데이터가 입력되느냐에 따라 셀 맵퍼의 동작은 달라질 수 있다.
이하에서 구체적인 동작에 대해 설명한다.
첫째, 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 동일한 MISO PLP 데이터를 각각 입력받을 수 있으며, 딜레이 보상부에서 출력된 동일한 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 각각 입력받을 수 있다. 이 경우 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 각각의 입력 데이터들을 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 할당되도록 매핑할 수 있다.
둘째, 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼 중 제 1 셀 맵퍼만 MISO PLP 데이터 및 지연 보상된 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 입력 받을 수 있다. 이 경우, 제 2 셀 맵퍼는 MIMO PLP에 대해서만 매핑을 수행할 수 있다.
제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버는 하나의 OFDM 심볼을 인터리빙 단위로 하여 주파수 인터리빙을 수행할 수도 있다. 또한 제 2 셀 맵퍼가 MIMO PLP 데이터만 입력받는 경우, 제 2 주파수 인터리버 역시 MIMO PLP 데이터에 대해서만 인터리빙을 수행할 수 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 18에 도시된 OFDM 제너레이터는 도 1에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 일 실시예이다.
본 발명은 2 개의 송신 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 18에 도시된 OFDM 제너레이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 방송 신호를 입력받아 변조하고 두 개의 안테나(Tx1, Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)이라 하고, 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)이라 호칭할 수 있다.
제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 전송되는 채널 간 채널 상관도(channel correlation)가 클 경우, 제 1 안테나 및 제 2 안테나는 상관도의 부호에 따라 전송 신호에 극성(polarity)을 적용하여 전송할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 기법을 사용하는 MIMO 방식을 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식이라 호칭할 수 있으며, 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 1 안테나를 수직 안테나(Vertical Antenna), 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 2 안테나를 수평 안테나(Horizontal Antenna)라 호칭할 수 있다. 따라서 본 발명의 제1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)은 제 1 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송하고, 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)은 제 2 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송할 수 있다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록 (606900)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)은 파일럿 삽입 모듈(606100-1), IFFT 모듈(606200-1), PAPR 모듈(606300-1), GI 삽입 모듈(606400-1), P1 심볼 삽입 모듈(606500-1), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1) 및 DAC(606700-1)를 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)은 파일럿 삽입 모듈(606100-2), IFFT 모듈(606200-2), PAPR 모듈(606300-2), GI 삽입 모듈(606400-2), P1 심볼 삽입 모듈(606500-2), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-2), 및 DAC(606700-2)를 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다. 파일럿 삽입 모듈(606100-1)은 미리 결정된 파일럿 패턴의 파일럿을 프레임 내 해당 위치에 삽입하여 IFFT 모듈(606200-1)로 출력한다. 이때 파일럿 패턴 정보는 AP1 시그널링 정보에 포함되어 전송될 수도 있고, L1-시그널링 정보에 포함되어 전송 될 수도 있다. 또는 AP1 시그널링 정보와 L1-시그널링 정보 모두에 포함되어 전송 될 수도 있다.
IFFT 모듈(606200-1)은 파일럿이 삽입된 각 경로의 신호에 IFFT 연산을 수행하여 PAPR 모듈(606300-1)로 출력할 수 있다.
PAPR 모듈(606300-1)은 시간 영역의 신호들의 PAPR을 감소시켜 GI 삽입 모듈(606400-1)로 출력한다. 또한 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 삽입 모듈(606100-1)로 피드백할 수 있다.
GI 삽입 모듈(606400-1)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 CP(cyclic prefix) 형태로 가드 인터벌을 각 OFDM 심볼에 삽입하여 P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)로 출력한다. GI 정보는 P1 시그널링 정보 또는 L1 프리-시그널링 정보를 통해 전송될 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입할 수 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)은 각 프레임의 시작 부분에 P1 심볼을 삽입하여 AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)로 출력할 수 있다.
AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)은 P1 심볼의 후단에 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)을 삽입하여 DAC(606700-1)로 출력한다.
DAC(606700-1)는 AP1 심볼이 삽입된 각 신호 프레임을 아날로그 신호로 변환한 후 제1 송신 안테나(Tx1)를 통해 전송할 수 있다.
도 18에 도시된 OFDM 제너레이터는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따르는 경우, OFDM 제너레이터는 MISO/MIMO 인코더, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록을 포함할 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
구체적으로 MIMO/MISO 인코더는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MISO PLP 데이터 또는 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터인 경우, MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩을 수행한 뒤 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록으로 출력할 수 있다. 이 경우 입력된 데이터는 제 1 경로 또는 제 2 경로 중 어느 하나의 경로를 통해서만 입력될 수도 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 매트릭스의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code, 또는 Alamouti code)을 포함할 수 있다.
만약, 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MIMO PLP 데이터인 경우, MIMO/MISO 인코더는 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MIMO 인코딩을 수행한뒤 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록으로 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 MISO 인코더, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록을 포함할 수 있다. 본 발명의 제 4 실시예에 따른 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
MISO 인코더는 주파수 인터리빙된 MISO PLP 데이터, L1- 프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해서만 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. MISO 인코더의 동작은 상술한 제 3 실시예에 따른 MIMO/MISO 인코더의 동작과 동일하다. 또한 추가로, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터가 입력된 경우 바이패싱할 수도 있으며, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 19 내지 도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 19에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)의 일 실시예이다.
본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 19의 OFDM 디모듈레이터는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받아 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)이라 하고, 제 2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이라고 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력하고, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 2 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력할 수 있다.
또한 도 19에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 18에 도시된 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터에 포함되는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 튜너(610110), ADC(610120), P1 심볼 검출 모듈(610130), AP1 심볼 검출 모듈(610140), 동기화 모듈(610150), GI 제거 모듈(610160), FFT 모듈(610170) 및 채널 추정 모듈(610180)을 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 튜너(610210), ADC(610220), P1 심볼 검출 모듈(610230), AP1 심볼 검출 모듈(610240), 동기화 모듈(610250), GI 제거 모듈(610260), FFT 모듈(610270) 및 채널 추정 모듈(610280)을 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다.
튜너(610110)는 주파수 대역을 선택하여 원하는 대역의 방송 신호를 수신하고, 수신한 신호의 크기를 보상하여 ADC(610120)로 출력할 수 있다.
ADC(610120)는 아날로그 방송 신호를 디지털 신호로 변환하여 P1 심볼 검출 모듈(610130)로 출력할 수 있다.
P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디지털 변환된 방송 신호 중 P1 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 검출하고, P1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디코딩된 P1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 P1 시그널링 정보를 이용하여 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 가지고 있는지 등의 정보를 획득하여 다른 디바이스 요소들의 신호 처리를 제어할 수 있다.
AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디지털 방송 신호 중 AP1 시그널링 정보를 전송하는 AP1 심볼을 검출하고, AP1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 이용하여 현재 프레임의 파일럿 패턴 정보, L1 프리 스프레드 구간 정보 등을 얻을 수 있다.
동기화 모듈(610150)은 디코딩된 P1 시그널링 정보와 AP1 시그널링 정보를 이용하여 수신 신호에 대해 시간 동기와 주파수 동기를 수행할 수 있다.
GI 제거 모듈(610160)은 동기화가 수행된 신호에 포함된 가드 인터벌을 제거하여 FFT 모듈(610170)로 출력할 수 있다.
FFT 모듈(610170)은 FFT 연산을 이용하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
채널 추정 모듈(610180)은 주파수 영역으로 변환된 신호에 삽입된 파일럿 신호들로부터 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널을 추정할 수 있다. 이때 채널 추정 모듈(610180)은 추가적으로 추정된 채널을 이용하여 각 수신 데이터에 대한 채널 등화(equalizing)를 수행 할 수 있다. 이후 주파수 영역으로 변환된 신호들은 프레임 디맵퍼로 입력된다.
도 19에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따르는 경우, OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 MISO/MIMO 디코더를 포함할 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)과 동일한 동작을 수행할 수 있다. 단, 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 MIMO/MISO 디코더(626300)를 포함하고 있으며 구체적인 동작에 대해서는 후술한다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 MISO 디코더를 포함할 수 있다. 본 발명의 제 4 실시예에 따른 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 20에 도시된 프레임 디맵퍼는 도 2에서 설명한 프레임 디맵퍼(107200)의 일 실시예이다.
도 20에 도시된 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100)은 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)은 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)를 포함할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)와 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수도 있고, 독립적으로 동작할 수도 있다.
또한 도 20에 도시된 프레임 디맵퍼는 도 17에 도시된 프레임 빌더의 역과정을 수행할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 이하 설명한다.
제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 연속된 2개의 셀들을 페어로 묶어 하나의 디인터리빙 단위로 처리하여 주파수 디인터리빙을 수행할 수 있다. 디인터리빙 과정은 송신부에서 수행한 인터리빙의 역과정으로 수행되며, 주파수 디인터리빙이 수행된 데이터는 원래의 데이터 순서대로 복원되어 출력된다.
제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 방식이 적용될 MISO PLP 데이터 및 MIMO 방식이 적용될 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 다음에 수신할 다음 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 연속한 2 개의 셀들을 페어로 묶어 추출할 수 있다.
추출된 데이터 즉, 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 BICM 디코더로 입력되고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 BICM 디코더로 입력된다.
도 20에 도시된 프레임 디맵퍼는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따르는 경우, 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록을 포함할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록은 제 1 주파수 디인터리버, 제 1 셀 디맵퍼, 제 1 결합기, 제 2 결합기 및 제 3 결합기를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록은 제 2 주파수 디인터리버 및 제 2 셀 디맵퍼를 포함할 수 있다.
또한 제 1 주파수 디인터리버 및 제 1 셀 디맵퍼와 제 2 주파수 디인터리버 및 제 2 셀 디맵퍼는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
제 1 주파수 디인터리버 및 제 2 주파수 디인터리버는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
제 1 셀 디맵퍼 및 제 2 셀 디맵퍼는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터 및 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 셀 디맵퍼 및 제 2 셀 디맵퍼의 서브-슬라이스 프로세서는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
제 1 결합기는 MIMO/MISO 디코더에서 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터에 대하여 신호 결합을 수행하지 않은 경우 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터의 신호 결합을 수행할 수 있다.
제 2 결합기 및 제 3 결합기는 제 1 결합기와 동일한 기능을 수행하나, 각각 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대하여 동작이 수행된다는 점이 다르다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 21에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 일 실시예로서 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 통해 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다.
즉, 도 21의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(612100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(612200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 15에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 타임 디인터리버(612110-1, 612100-2), 셀 디인터리버(612120-1, 612120-2), MISO 디코더(612130), 성상도 디맵퍼(612140), 제 1 먹스(612150), 비트 디인터리버(612160) 및 FEC 디코더(612170)를 포함할 수 있다.
타임 디인터리버(612110-1,612100-2)는 입력 데이터에 대하여 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복구시키고, 셀 디인터리버(612120-1, 612120-2)는 타임 디인터리빙된 데이터에 대해 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
MISO 디코더(612130)는 MISO PLP 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 본 발명의 MISO 디코더(612130)는 4가지 동작을 수행할 수 있다. 이하 각 동작에 대해 설명한다.
첫째, MISO 디코더(612130)는 도 19에서 설명한 OFDM 디모듈레이터에 포함된 채널 추정 모듈(610180,610280)에서 채널 등화를 수행하지 않은 경우, 송신 가능한 모든 레퍼런스 포인트에 대해 채널 추정의 효과를 적용한 후에 LLR 값을 계산할 수 있다. 따라서 채널 등화와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
둘째, MISO 디코더(612130)는 도 15에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)의 동작에 따라 다음과 같은 동작을 수행할 수 있다. 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, MISO 디코더(612130)는 성상도의 I-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이 시킬 수 있으며 성상도 회전 각도를 고려하여 2D-LLR 값을 계산할 수 있다.
만약, 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 회전시키지 않고, 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시키지 않은 경우, MISO 디코더(612130)는 노멀 QAM을 기준으로 2-D LLR 값을 계산할 수 있다.
셋째, MISO 디코더(612130)는 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 MISO 인코더(604150)에서 사용된 인코딩 매트릭스에 따라 역과정이 수행될 수 있도록 디코딩 매트릭스를 선정한 후 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
넷째, MISO 디코더(612130)는 두 개의 수신 안테나로 입력된 신호들을 결합할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 결합 방법은 맥시멈 레시오 컴바이닝(maximum ratio combining), 이퀄 게인 컴바이니이(equal gain combining), 셀렉티브 컴바이닝(selective combining) 등을 포함할 수 있으며, 결합된 신호의 SNR을 최대로 만들어 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한 MISO 디코더(612130)는 신호 결합이 수행된 하나의 신호에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있으며, 두 안테나 입력에 대해서 MISO 디코딩을 수행한 뒤에 MISO 디코딩된 신호를 결합할 수 있다.
성상도 디맵퍼(612140)는 MISO 디코더(612130)의 동작에 따라 다음과 같은 기능을 수행할 수 있다.
우선, MISO 디코더(612130)가 직접 LLR 값을 출력하지 않고 MISO 디코딩만 수행하는 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 LLR 값을 계산할 수 있다. 구체적으로는 이하와 같다. 도 15에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행한 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 I-phase 성분을 딜레이시킨 뒤 LLR 값을 계산할 수 있다. 만약 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행하지 않은 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 노말 QAM을 기준으로 LLR 값을 계산할 수 있다.
LLR 값을 계산하는 방법은 2-D LLR을 계산하는 방법과 1-D LLR 값을 계산하는 방법을 포함할 수 있다. 1-D LLR 값을 계산하는 경우, 제 1 경로 및 제 2 경로의 입력 중 어느 하나만을 수행하여 LLR 계산의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
제 1 먹스(612150)는 디맵핑된 데이터를 비트 스트림의 형태로 복원할 수 있다.
비트 디인터리버(612160)는 입력된 비트 스트림에 대하여 디인터리빙을 수행할 수 있으며, FEC 디코더(612170)는 디인터리빙이 수행된 데이터에 대해 FEC 디코딩을 수행하여 전송 채널상의 에러를 정정하여 MISO PLP 데이터를 출력할 수 있다.
제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 제 1 타임 디인터리버(612210-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612210-1), 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1), MIMO 디코더(612230), 제 1 성상도 디맵퍼(612240-0) 및 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 디인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)를 포함할 수 있다.
제 1 타임 디인터리버(612210-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612210-1)는 입력 데이터에 대해 셀 단위로 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 복원시킬 수 있다. 이 경우 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1)는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 데이터에 대해서만 셀 디인터리빙을 수행할 수 있다. 결과적으로 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1)에 의한 셀 디인터리빙은 하나의 FEC 블록을 이용한 디인터리버의 디인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다.
MIMO 디코더(612230)는 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 입력받은 셀 인터리빙된 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코더(612230)는 상술한 MISO 디코더(612110)의 4가지 동작 중 네번째 동작, 즉, 신호 결합 동작을 제외한 나머지 동작을 MISO 디코더(612110)와 동일하게 수행할 수 있다. 이때 MIMO 디코더(612210)는 상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 디코딩을 수행할 수도 있다.
제 1 성상도 디맵퍼(612240-0), 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 디인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)는 상술한 MISO 방식과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 3 BICM 디코딩 블록(612300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(612400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(612500)을 포함할 수 있다. 제 1 디코딩 블록(612400)은 타임 디인터리버(612410-1, 612410-2), 셀 디인터리버(612420-1, 612420-2), MISO 디코더(612430), 성상도 디맵퍼(612440) 및 FEC 디코더(612450)를 포함할 수 있으며, 제 2 디코딩 블록(612500)은 타임 디인터리버(612510-1, 612510-1), 셀 디인터리버(612520-1, 612520-2), MISO 디코더(612530), 성상도 디맵퍼(612540), 먹스(612550), 비트 디인터리버(612560) 및 FEC 디코더(612570)를 포함할 수 있다.
이하 제 1 디코딩 블록(612400) 및 제 2 디코딩 블록(612500)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)에 포함된 각 블록들의 기능과 동일하므로 구체적 내용은 생략한다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(612400)은 L1-프리 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 L1-프리 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 2 디코딩 블록(612500)은 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 하나의 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 22에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 또 다른 실시예로서, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
즉, 도 22의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(615100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(615200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(615400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(615500)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 16에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
도 22에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 21에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 디코더는 MISO 디코더(615110,615410,615510) 및 MIMO 디코더(615210)가 타임 디인터리버(615120, 615220-1, 615220-2, 015420, 615520)의 전단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 디코더와 다르다.
상술한 바와 같이, 방송 신호 송신기에서 PLP 데이터 또는 시그널링 데이터는 성상도에 매핑된 이후부터 심볼 단위로 처리될 수 있다. 또한 방송 신호 수신기는 제 1 실시예 또는 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들에 대응하여, 역과정으로 수신한 데이터에 대해 BICM 디코딩을 수핼할 수 있다. 이 경우, 방송 신호 수신기의 MISO 디코더, MIMO 디코더, 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버는 수신데이터를 심볼 단위로 처리할 수 있다. 하지만, 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 데이터마다 MISO 디코딩 또는 MIMO 디코딩을 가장 먼저 수행할 수 있으므로 각 데이터는 비트 단위로 출력된다. 이후 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 타임 디인터리빙 및 셀 디인터리빙 과정을 수행할 수 있으나, 비트 단위로 출력된 데이터의 심볼 단위에 관한 정보가 필요하다. 따라서 방송 신호 수신기는 디인터리빙 과정에 필요한 입력 비트들의 심볼 매핑에 대한 정보를 저장할 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나, 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더는 1개의 경로로 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록, 2개의 경로로 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록 및 2개의 경로로 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록을 포함할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 21에 도시된 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 디코딩 블록들은 MISO 디코더 및 MIMO 디코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 디코딩 블록들과 다르다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 1개의 경로를 통해 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록, 2개의 경로를 통해 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록 및 2개의 경로를 통해 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 제 1 BICM 디코딩 블록 및 제 3 디코딩 블록은 도 21에 도시된 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작한다.
다만 제 4 실시예에 따른 제 2 BICM 디코딩 블록은 MIMO 디코더를 포함하고 있는 점이 제 3 실시예와 다르다. 이 경우, 2개의 경로를 통해 MIMO 디코더에 입력되는 MIMO PLP 데이터의 전송 특성은 동일할 수도 있고, 다를 수도 있다. 만약 2개의 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터의 모듈레이션 오더가 동일한 경우, 제 2 타임 디인터리버, 제 2 셀 디인터리버 및 제 2 성상도 디맵퍼는 사용되지 않을 수 있다. 따라서 두 개의 MIMO PLP 데이터은 하나의 입력으로 머징되어 제 1 타임 디인터리버로 입력된 뒤, 제 1 셀 디인터리버 및 제 1 성상도 디맵퍼를 거쳐 제 2 먹스로 입력될 수 있다. 또한 MIMO 디코더는 제 1 실시예와 같이 타임 디인터리버 전단에 위치할 수도 있고, 제 2 실시예와 같이 성상도 디맵퍼 전단에 위치할 수도 있다.
도 23 및 도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 23에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 2에서 설명한 아웃풋 프로세서(107400)의 일 실시예이다.
도 23의 아웃풋 프로세서는, 도 12에서 도시된 싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예로서, BB 디스크램블러(616100), 패딩 제거(remove) 모듈(616200), CRC-8 디코더(616300) 및 BB 프레임 프로세서(616400)를 포함한다. 아웃풋 프로세서는, 방송 신호 수신기에서 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역처리를 수행하는 BICM 디코더(또는, 디코딩 모듈)로부터 비트 스트림을 수신하여 도 12에서 설명한 인풋 프로세서가 처리한 과정의 역과정을 수행한다.
BB 디스크램블러(616100)는 비트 스트림을 입력받아, 도 12의 BB 스크램블러에서 프로세싱한 PRBS와 동일하게 발생된 비트열과 XOR 연산하여 출력한다. 패딩 제거 모듈(616200)은 필요에 따라, 방송 신호 송신기의 패딩 삽입 모듈에서 삽입된 패딩 비트들을 제거한다. CRC-8 디코더(616300)는 비트 스트림에 대해 CRC 디코딩을 수행하고, BB 프레임 프로세서(616400)는 BB 프레임 헤더에 포함된 정보를 디코딩하고, 디코딩된 정보를 사용하여 TS 또는 GS를 복원한다.
도 24는 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 24의 아웃풋 프로세서는, 도 13 및 도 14에서 도시한 복수의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예이다. 아웃풋 프로세서는, 복수의 PLP를 처리할 수 있도록 복수의 블록들을 포함할 수 있으며, 이하의 설명에서는 동일한 종류의 블록에 대하여는 하나의 블록을 예로서 설명하도록 한다. 아웃풋 프로세서는 BB 디스크램블러(617100, 617400-1,617400-2 등), 패딩 제거(removal) 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130), BB 프레임 프로세서(617140), 디-지터(De-jitter) 버퍼(617150), 널 패킷 삽입 모듈(617160), TS 클록(clock) 리제네레이션(regeneration) 모듈(617170), 인밴드 시그널링 디코더(617200), TS 재결합(recombining) 모듈(617300) 및 L1 시그널링 디코더(617410)를 포함한다. 이 중 도 23에서 설명한 블록과 동일한 블록에 대한 설명은 생략하기로 한다.
방송 신호 수신기의 복수의 PLP에 대한 프로세싱은, 커먼(common) PLP와 관련된 데이터 PLP를 디코딩하는 경우 또는 방송 신호 수신기가 복수의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트(예를 들어, SVC(Scalable Video Service)의 컴포넌트들)를 동시에 디코딩하는 경우를 예로서 설명할 수 있다. BB 디스크램블러(617100), 패딩 제거 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130) 및 BB 프레임 프로세서(617140)의 동작은 도 23과 관련하여 상술한 바와 같다.
디-지터 버퍼(617150)는 복수의 PLP 간의 싱크로나이제이션을 위해 방송 신호 송신기에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(Time To Output) 파라미터 정보에 따라 보상한다. 널 패킷 삽입 모듈(617160)은 DNP(Deleted Null Packet) 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 복원한다. 이 때 TS 클록 리제네레이션 모듈(617170)은 ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원한다. TS 재결합 모듈(617300)는 위와 같이 복원된 커먼 PLP와 관련된 데이터 PLP들을 입력받아 원래의 TS, IP 또는 GS를 복원하여 출력한다. 상술한 정보들 중 TTO 파라미터 정보, DNP 정보, ICSR 정보는 모두 BB 프레임 프로세서가 BB 프레임 헤더를 프로세싱하여 획득하고, 시스템 컨트롤러 또는 이 정보들이 필요한 각각의 블록들로 전송할 수 있다.
인밴드 시그널링 디코더(617200)는 데이터 PLP의 패딩 비트 필드를 통해 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복구하여 출력한다.
L1 시그널링 정보의 경우, BB 디스크램버들(617400-1, 617400-2)이 각각 L1 프리 시그널링 정보에 해당하는 데이터 및 L1 포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터를 디스크램블링하고, L1 시그널링 디코더(617410)는 디스크램블링된 데이터를 디코딩하여 L1 시그널링 정보를 복원한다. 복원되는 L1 시그널링 정보는 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, 복원된 L1 시그널링 정보는 시스템 컨트롤러에 전달되어 방송 신호 수신기가 BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 디코딩, 프레임 디매핑, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 복조 등의 동작을 수행하는데 필요한 파라미터들을 제공한다. 상술한 바와 같이, L1 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 하나의 BB 디스크램블러로 입력되어, 디스크램블링될 수도 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예로서, MIMO 방식에는 공간 다중화 (SM; Spatial Multiplexing) 기법 및 골든 코드(GC; Golden Code) 기법이 사용될 수 있다. 이하에서 이들에 대해 설명하도록 한다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 25에서, MIMO 전송 시스템은 입력 신호 생성부(201010), MIMO 인코더(201020), 제 1 전송 안테나(201030) 및 제 2 전송 안테나(201040)를 포함한다. 이하에서 입력 신호 생성부(201010)는 디바이더로, MIMO 인코더(201020)는 MIMO 프로세서로 각각 지칭할 수도 있다.
MIMO 수신 시스템은 제 1 수신 안테나(201050), 제 2 수신 안테나(201060), MIMO 디코더(201070) 및 출력 신호 생성부(201080)를 포함할 수 있다. 이하에서 출력 신호 생성부(201080)는 머저(merger)로, MIMO 디코더(201070)는 ML 디텍터로 지칭할 수도 있다.
MIMO 전송 시스템에서, 입력 신호 생성부(201010)는 복수의 안테나로 전송하기 위한 복수의 입력 신호를 생성하며, 이하에서 디바이더로 지칭할 수도 있다. 즉, 송신하려는 입력 신호를 2개의 입력 신호로 분배하여 MIMO 전송을 위한 제 1 입력 신호 S1 및 제 2 입력 신호 S2를 출력할 수 있다.
MIMO 인코더(201020)는 복수의 입력 신호(S1 및 S2)에 MIMO 인코딩을 수행하여 MIMO 전송을 위한 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2를 출력하며, 출력된 전송 신호들 각각은 필요한 신호 처리 및 변조 과정을 거쳐 각각 제 1 안테나(201030) 및 제 2 안테나(201040)를 통해 전송될 수 있다. MIMO 인코더(201020)는 심볼 단위로 인코딩을 수행할 수 있다. MIMO 인코딩 방법으로는 상술한 SM 기법, GC 기법을 사용할 수 있다또한, MIMO 인코더는 이하에서 MIMO 프로세서로 지칭할 수도 있다. 즉, MIMO 인코더는 이후 설명하는 MIMO 매트릭스와 MIMO 매트릭스의 파라미터 값에 따라 복수의 입력 신호를 프로세싱하여 복수의 전송 신호를 출력할 수 있다.
도 25에서는 도시하지 않았으나, 입력 신호 생성부(201010)는 MIMO 인코딩을 위한 복수의 입력 신호를 출력하는 엘러먼트로서, 전송 시스템에 따라 디멀티플렉서, 프레임 빌더 등의 엘러먼트가 될 수도 있다. 또한, MIMO 인코더(201020)에 포함되어, MIMO 인코더(201020)가 복수의 입력 신호를 생성하여 생성된 복수의 입력 신호에 인코딩을 수행할 수도 있다. 그리고 MIMO 인코더(201020)는 MIMO 전송 시스템의 다이버시티 이득 및 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있도록 복수의 신호를 MIMO 인코딩 또는 MIMO 프로세싱하여 출력하는 디바이스를 나타낸다.
입력 신호 생성부(201010) 이후의 신호 처리는 복수의 입력 신호들에 대하여 행해져야 하므로, 복수의 디바이스들이 구비되어 병렬로 신호를 처리하거나, 메모리를 구비한 하나의 디바이스에서 순차적으로 또는 동시에 병렬로 신호를 처리할 수 있다.
MIMO 수신 시스템은, 제 1 수신 안테나(201050) 및 제 2 수신 안테나(201060)를 사용하여 제 1 수신 신호 Sr1 및 제 2 수신 신호 Sr2를 수신한다. 그리고 MIMO 디코더(201070)가 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. MIMO 디코더(201070)는 MIMO 인코더(201020)가 사용한 MIMO 인코딩 방법에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 디코더(201070)는, ML 디텍터로서 전송 시스템에서 MIMO 인코더가 사용한 MIMO 매트릭스와 수신 신호, 채널 환경에 대한 정보를 사용하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. 실시예에 따라, ML 디텍팅을 수행하는 경우 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 비트 값이 아닌 비트에 대한 확률 정보를 포함할 수 있고, 이러한 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 FEC 디코딩을 거쳐 비트 값으로 변환될 수도 있다.
MIMO 수신 시스템의 MIMO 디코더는 MIMO 전송 시스템에서 처리한 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 QAM 타입에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 수신 시스템에서 수신하는 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호는 동일한 QAM 타입 또는 상이한 QAM 타입의 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호가 MIMO 인코딩되어 전송된 신호이므로, MIMO 수신 시스템은 수신 신호가 어떤 QAM 타입의 조합인지를 파악하여 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다. 따라서, MIMO 전송 시스템은 전송 신호에 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보를 전송할 수 있으며, 이때 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보는 전송 신호의 프리앰블 부분에 포함될 수 있다. 그리고 MIMO 수신 시스템은 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보로부터 수신 신호의 QAM 타입의 조합(M-QAM+M-QAM 또는 M-QAM+N-QAM)을 식별하여, 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다.
이후 출력 신호 생성부(201080)는 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 머징(merging)하여 출력 신호를 생성할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따라 다양한 채널 환경에서 낮은 시스템 복잡도, 높은 데이터 전송 효율 및 높은 신호 복구 성능을 갖는 MIMO 인코더 및 MIMO 인코딩 방법에 대하여 설명하도록 한다.
SM 기법은 전송하려는 데이터를 별도의 MIMO 방식을 위한 별도의 인코딩없이 복수의 안테나로 동시에 전송하는 방식이다. 이 경우 수신기는 복수의 수신 안테나로 동시에 수신된 데이터에서 정보를 획득할 수 있다. SM 기법의 경우 수신기에서 신호 복원시 사용하는 ML(Maximum Likelihood) 디코더는 수신된 복수의 신호 조합을 검사하면 되므로 복잡도가 비교적 낮은 장점이 있다. 다만, 송신측에서의 송신 다이버시티를 기대할 수 없는 단점이 있다. 이하에서, SM 기법의 경우 MIMO 인코더는 복수의 입력 신호들을 바이패스하며, 이러한 바이패스 처리를 MIMO 인코딩으로 표현할 수 있다.
GC 기법은 전송하려는 데이터를 정해진 규칙(예를 들면, 골든 코드를 사용하는 인코딩 방법)으로 인코딩한 후 이를 복수의 안테나로 전송하는 방식이다. 안테나가 2개인 경우, GC 기법은 2x2 행렬을 사용하여 인코딩하므로, 송신측에서의 송신 다이버시티가 획득된다. 다만 수신기의 ML 디코더는 4개의 신호 조합을 검사해야 하므로 복잡도가 높아지는 단점이 있다.
GC 기법은 SM 기법에 비해 송신 다이버시티가 획득되는 점에서 강건한 통신이 가능해지는 장점이 있다. 다만, 이는 데이터 전송시 데이터 가공에 GC 기법과 SM 기법만을 사용한 경우를 비교한 것으로, 별도의 데이터 코딩(또는, 아우터 코딩(outer coding)이라 지칭할 수 있다)을 함께 사용하여 데이터를 전송하는 경우에는 GC 기법의 송신 다이버시티가 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있다. 이러한 현상은 특히 이러한 아우터 코딩이 넓은(large) 미니멈 해밍 디스턴스(hamming distance)를 갖는 경우 쉽게 나타난다. 예를 들면, 미니멈 해밍 디스턴스가 넓은 LDPC(Low Density Parity Check) 부호 등을 사용하여, 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화한 데이터를 전송하는 경우 GC 기법의 송신 다이버시티가 SM 기법에 비해 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있으며, 이러한 경우에는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하는 것이 방송 시스템에 있어서 유리할 수 있다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 아우터 코드를 사용한 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 26은 QPSK 변조 방식을 사용하고, 채널은 래이레이(Rayleigh) 채널 환경을 전제하여, 아우터 코드의 코드 레이트에 따라 GC 기법 및 SC 기법의 BER/SNR 성능을 나타내었다. 이하의 차트들에서 래이레이 채널 환경은 MIMO 송수신 시 경로 사이의 상관(correlation) 이 없는 채널을 나타낸다.
미니멈 해밍 디스턴스(minimum hamming distance)가 큰, 낮은 코드 레이트(1/4, 1/3, 2/5, 1/2)에서는 SM 기법이 GC 기법보다 좋은 성능을 보임을 알 수 있다. 다만, 미니멈 해밍 디스턴스가 작은, 높은 코드 레이트(2/3, 3/4, 4/5, 5/6)에서는 코딩에 의한 성능 개선보다 GC의 송신 다이버시티 이득이 더 커져, GC 기법의 경우가 SM 기법의 경우보다 좋은 성능을 보임을 알 수 있다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 방식 및 아우터 코드의 코드 레이트에 따른 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 27의 차트들(203010~203030)에서, 각각 차트(203010)는 QPSK 변조 방식과 1/2의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우, 차트(203020)는 QPSK 변조 방식과 3/4의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우, 차트(203030)는 64-QAM의 변조 방식과 5/6의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우를 나타낸다.
차트들(203010~203030)을 비교해보면, 차트(203010)와 같이 코드 레이트가 낮은 경우(1/2), 및 차트(203030)와 같이 QAM 사이즈가 큰 경우(64-QAM) SM 기법이 GC 기법보다 좋은 성능을 나타냄을 확인 할 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하면서 강한 아우터 코드를 사용함으로써 보다 효율적인 MIMO 방송 시스템을 설계하고자 한다. 다만, 복수의 MIMO 송수신 채널들 간의 상관 정도에 따라 SM 기법은 수신 신호 복원에 문제가 발생할 수 있다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
MIMO 전송 시스템은 SM 기법으로 송신 안테나 1 및 송신 안테나 2로 각각 입력 신호 1(S1) 및 입력 신호 2(S2)를 보낼 수 있다. 도 28은 송신측에서 4-QAM으로 변조된 심볼을 전송하는 실시예에 해당한다.
수신 안테나 1은 두 경로로 신호를 수신하며, 도 28의 채널 환경에서 수신 안테나 1의 수신 신호는 S1*h11 + S2*h21과 같고, 수신 안테나 2의 수신 신호는 S1*h12 + S2*h22와 같다. 수신측에서는 채널 추정을 통해 S1과 S2를 획득하여 데이터를 복구할 수 있게 된다.
이는 송수신 경로가 서로 독립적인 경우의 시나리오로서, 이러한 환경을 이하에서 무상관(un-correlated)라고 지칭하도록 한다. 반면에, LOS(Line Of Sight)환경과 같이 송수신 경로의 채널들 간의 상관이 매우 높을 수 있으며, 이를 전상관(fully correlated)이라고 지칭하도록 한다.
MIMO에서 채널들이 전상관 채널인 경우는 도 28에서 채널을 나타내는 2 by 2 행렬의 각 계수들이 모두 1인 경우에 해당한다(h11=h12=h21=h22=1). 이 때 수신 안테나 1과 수신 안테나 2는 동일한 수신 신호(S1+S2)를 수신한다. 즉, 2개의 송신 안테나에서 전송된 신호들이 모두 같은 채널을 겪고 2개의 수신 안테나에서 수신되면 수신기에서 수신한 수신 신호 즉 채널에 의해 더해진 데이터는 두 개의 심볼 S1 및 S2를 모두 표현하지 못하게 된다. 도 28에서, 전상관 채널 환경이 경우 수신기에서는 4-QAM인 심볼로 표현되는 신호 S1과 4-QAM 심볼로 표현되는 S2가 더해진 16-QAM 심볼을 수신하지 못하고, 우측 도면에서와 같이 9개의 심볼로 표현되는 신호 S1+S2를 수신하게 되므로 S1과 S2를 분리하여 복구할 수 없게 되는 것이다.
이러한 경우 수신기는 매우 높은 SNR 환경에 있더라도 SM 기법을 이용하여 MIMO로 송신된 신호를 복구하지 못한다. 통신 시스템의 경우 통상 양방향 통신을 전제로 하므로 송수신기 간의 피드백 채널을 통해 이러한 채널 상황을 송신기에 알려 전송 방법을 변경하는 등의 처리가 가능하다. 그러나 방송 시스템의 경우 피드백 채널을 통한 양방향 통신이 어려울 수 있고, 송신기당 커버하는 수신기의 수가 크고 범위 또한 매우 넓어지므로 다양한 채널 환경 변화에 대응하기 어려운 점이 있다. 따라서 이러한 전상관 채널 환경에서 SM 기법을 사용하면 수신기는 서비스를 사용할 수 없고 방송망의 커버리지(coverage)를 줄이지 않으면 이런 환경에 대응이 어려워 비용이 증가된다.
이하에서는 MIMO 채널간의 상관이 1인 경우 즉 전상관 채널 환경인 경우를 극복하기 위한 방법을 상술하도록 한다.
본 발명은, MIMO 채널이 전상관 채널인 경우를 극복할 수 있도록, 채널을 통과하여 수신된 신호가 다음과 같은 조건을 만족하도록 MIMO 시스템을 설계하고자 한다.
1) 수신된 신호는 원래의 신호 S1, S2를 모두 표현할 수 있으야 한다. 다시 말하면, 수신기에서 수신한 성상도의 좌표들이 S1 및 S2의 시퀀스를 유니크하게(uniquely) 표현할 수 있어야 한다.
2) 심볼 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 미니멈 유클리디언 디스턴스(minimum Euclidean distance)가 커지도록 한다.
3) 비트 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 해밍 디스턴스 특성이 좋아야 한다.
이러한 요구를 만족시킬 수 있도록, 본 발명은 먼저 다음 수학식 1과 같이 인코딩 계수 a를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코딩 방법을 제안한다.
수학식 2
Figure PCTKR2011009534-appb-M000002
수학식 2와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코더에서 입력 신호 S1, S2를 인코딩하는 경우 안테나 1 및 안테나 2에서 수신하는 수신 신호 1(Rx1) 및 수신 신호 2(Rx2)는 다음의 수학식 3과 같이 산출되며, 특히 MIMO 채널이 전상관인 경우는 수학식 3의 마지막 줄과 같이 산출된다.
수학식 3
Figure PCTKR2011009534-appb-M000003
먼저 MIMO 채널이 무상관 채널인 경우, 수신 신호 1(Rx1)은 Rx1 = h11(S1+a*S2)+h21(a*S1-S1)로, 수신 신호 2(Rx2)는 Rx2 = h12(S1+a*S2)+h22(a*S1-S2)와 같이 산출되어, S1과 S2가 같은 파워를 갖게 되므로 MIMO 시스템의 이득(gain)을 SM 기법과 같이 모두 이용할 수 있다. MIMO 채널이 전상관 채널인 경우에 수신 신호들(R=Rx1=Rx2)은 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}와 같이 획득되어, S1과 S2를 분리하여 획득할 수 있으며, S1과 S2는 각각 다른 파워를 갖도록 설계되어, 이를 이용하여 강인성을 확보할 수 있다.
다시 말해, MIMO 인코더는 입력 신호 S1 및 S2가 인코딩 계수 a에 따라 다른 파워를 갖고, 전상관 채널에서도 S1과 S2가 상이한 분포로 수신되도록 입력 신호들을 인코딩할 수 있다. 예를 들면, S1과 S2가 다른 전력을 갖도록 인코딩하고, 노멀라이제이션에 의해 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도로 전송함으로써 수신기에서 전상관 채널을 겪은 경우에도 입력 신호들을 분리하여 복구할 수 있게 된다.
위의 MIMO 인코딩 매트릭스를 노멀라이제이션 팩터를 고려하여 표현하면 수학식 4와 같다.
수학식 4
Figure PCTKR2011009534-appb-M000004
수학식 4와 같이, 수학식 3과 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코더의 MIMO 인코딩은, 입력 신호들을 인코딩 계수 a로 표현할 수 있는 임의의 각도(세타)만큼 회전하여, 회전된 신호의 코사인 성분과 사인 성분 (또는 실수 성분과 허수 성분)을 각각 분리하고 분리된 성분들에 각각 +/- 부호를 할당하여 다른 안테나로 전송하는 것으로도 볼 수 있다. 예를 들면, MIMO 인코더는 입력 신호 S1의 코사인 성분과 입력 신호 S2의 사인 성분을 하나의 전송 안테나로, 입력 신호 S1의 사인 성분과 입력 신호 S2의 ?부호를 붙인 코사인 성분을 다른 전송 안테나로 전송하도록 인코딩할 수 있다. 인코딩 계수 a값의 변화에 따라 회전시키는 각도가 변화하며, 이 계수의 값 및 각도에 따라 입력 신호 S1 및 S2 간의 파워 분포가 달라진다. 달라진 파워의 분포는 성상도에서 심볼 좌표간의 거리로 표현될 수 있으므로, 이렇게 인코딩된 입력 신호들은 수신측에서 전상관 채널을 겪고 수신되더라도 다른 성상도로 표현되어, 식별 및 분리하여 복구가 가능하게 된다.
다시 말하면, 달라진 파워의 분포에 해당하는 만큼 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 달라지므로, 수신측에서 수신한 송신 신호들은 각각 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 식별 가능한 성상도로 표현되어, 전상관 채널에서도 복구가 가능하게 되는 것이다. 즉, MIMO 인코더는 입력 신호 S1과 입력 신호 S2를 a값에 따라 다른 유클리디언 디스턴스를 갖는 신호로 인코딩할 수 있으며, 이렇게 인코딩된 송신 신호들은 수신단에서 식별 가능한 성상도들로 수신 및 복구될 수 있다.
MIMO 인코더는, 위와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호들에 MIMO 인코딩을 수행하면서, 인코딩 계수 a 값을 추가로 조정하여 인코딩을 수행할 수도 있다. 즉, MIMO 송수신 시스템의 추가적인 데이터 복구 성능의 고려 및 조정은 인코딩 계수 a값을 조정하여 최적화할 수 있으며, 이에 대하여는 이하에서 상술하도록 하겠다.
1. 제 1 실시예: 유클리디언 디스턴스를 고려하여 인코딩 계수 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법(전상관 MIMO 채널)
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 산출할 수 있다. 송수신 안테나가 각각 2개인 MIMO 시스템에서, 송신 신호 St1이 M-QAM 심볼, 송신 신호 St2가 N-QAM 심볼인 경우 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 수신하는 신호 St1+St2는 (M*N)-QAM 신호가 된다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 29의 실시예에서, 입력 신호 S1은 4-QAM 심볼로 성상도(205010)를 갖고, 입력 신호 S2는 4-QAM 심볼로 성상도(205020)를 갖는다. MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 송신 신호 St1 및 St2는 16-QAM 심볼이 되며, 도 29에서 성상도(205030) 및 성상도(205040)와 같다.
본 발명의 제 1 실시예에는, 전상관 채널을 통과한 수신 신호의 심볼의 성상도(205050)가 도 28에서 도시된 바와 같이 각 심볼들이 동일한 유클리디언 디스턴스를 갖도록 a값을 최적화하는 방법을 제안한다. 도 28에서, 수신 신호의 성상도(205050)는 이하의 수학식 5와 같은 a값을 사용하여, 유클리디언 디스턴스를 조정한 성상도이다. 즉, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들을 인코딩하는 경우, 전상관 채널을 겪은 수신 신호의 성상도에서 수신 심볼들의 유클리디언 디스턴스가 동일하도록 인코딩 계수 a의 값을 산출 또는 설정하여 인코딩할 수 있으며, 이러한 a값은 변조 방식의 조합에 따라 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2011009534-appb-M000005
도 29의 실시예에서 수신 심볼의 성상도(205050)는 입력 신호들이 각각 4-QAM과 4-QAM, 즉 QPSK+QPSK와 같은 경우로, a값이 3으로 설정되어 MIMO 인코딩된 경우에 해당한다. 다시 말해, 송수신 심볼의 분포 및 성상도는 수신 신호의 변조 방식 및 그들의 조합에 따라 달라지고, 심볼의 분포 및 성상도에 따라 유클리디언 디스턴스가 달라지므로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a값도 달라질 수 있다. 수학식 5에서 송수신 신호가 4-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(QPSK+16QAM) 및 16-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(16QAM+16QAM) 유클리디언 디스턴스를 최적화하는 a값을 각각 산출하여 나타내었다.
도 30은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 성능을 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 30은 전상관 채널에서 송수신 신호가 16-QAM인 경우 GC 기법(Golden Code), SM 기법(SM), 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법(SM OPT1)의 성능 차이를 나타내며, 송수신 안테나는 각각 2개인 경우를 시뮬레이션한 경우이다. 전상관 채널의 경우, 이하의 차트들에서도 도 30과 같이 MIMO 송수신 경로에 따라 같은 채널을 갖는 AWGN 채널 환경을 전상관 채널로서 시뮬레이션하여 설명할 수 있다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법이 GC 기법이나 SM 기법에 비해 월등한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 도 30의 차트에서 화살표는 본 발명의 제 1 실시예의 SNR이득을 나타내고 있다. 특히, SNR 이득은 아우터 코드의 코드 레이트가 높을수록 높아지고 있음을 확인할 수 있다. 특히 SM의 경우 2/5 이상의 코드레이트에서는 전상관 채널에서 전혀 디코딩이 불가능하며, 서비스의 수신이 SNR과 상관없이 불가능함을 볼 수 있다.
도 31은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 무상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 31에서, 가로축의 SNR에서 특정 에러율을 만족시키는 용량을 각 MIMO 스킴에 따라 나타내었으며, 차트에서 OSFBC는 알라모우티 방식을 나타낸다. 차트에서, 본 발명의 제 1 실시예의 MIMO 인코딩은 SM 방식과 동일한 성능을 나타내고, 다른 방식들에 비하여도 가장 좋은 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
도 32는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 전상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
전상관 MIMO 채널에서, 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 SM 기법, GC 기법보다 월등한 SNR 성능을 나타내며, SISO에 비하여도 좋은 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
따라서, 도 31 및 도 32의 차트를 통해 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 GC 기법에 비해 복잡도가 낮은 시스템을 사용하면서 보다 좋은 성능을 획득할 수 있고, 복잡도가 비슷한 SM 기법에 비해 전상관 채널에서 월등한 성능을 획득할 수 있음을 확인할 수 있다.
본 발명의 다른 일 실시예로서, MIMO 인코딩시 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용할 수 있으며, 이 경우 MIMO 인코딩 매트릭스는 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2011009534-appb-M000006
수학식 6과 같은 인코딩 매트릭스를 사용한 경우 성능은 본 발명의 제 1 실시예보다 양호한 것으로 나타난다.
도 33은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 33의 성상도는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 16-QAM 타입의 입력 신호 S1 및 16-QAM 타입의 입력 신호 S2를 MIMO 인코딩하고, 수신기에서 2개의 송신 안테나에서 송신된 신호를 전상관 채널을 통해 수신한 성상도이다. 좌측이 GC의 서브세트를 사용한 경우의 수신 성상도이며, 우측이 제 1 실시예를 사용한 경우의 수신 성상도에 해당하다.
도 34는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
차트에서 나타난 바와 같이, 제 1 실시예의 경우(SM OPT1) 수신 신호의 성상도 상의 미니멈 유클리디언 디스턴스가 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 넓지만 SNR 성능은 GC의 서브세트를 사용한 경우(SM OLDP Golden)가 더 양호한 것으로 나타난다. 따라서 유클리디언 디스턴스 외의 요소로 인해 성능의 차이가 나고 있는 것을 알 수 있으며, 그 이유는 이하에서 설명한다.
도 35는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 넓음에도 불구하고 SNR 성능이 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 좋지 않은 이유는 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계에 기인하다.
제 1 실시예의 경우 및 GC의 서브세트를 사용한 경우는 모두 해밍 디스턴스의 분포 자체는 비슷하며, 두 경우 모두 그레이 매핑을 갖지 못한다. 다만, 도 34를 보면 GC의 서브세트를 사용한 경우 해밍 디스턴스가 큰 녹색 선의 페어 또는 검은색 선의 페어의 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우보다 넓은 것을 알 수 있다. 즉, 전체 성상도에서 16개의 영역에 분포하는 4 by 4의 16-QAM 성상도들 내부의 유클리디언 디스턴스는 양 경우가 유사하나 이 4 by 4의 16-QAM 성상도들간의 유클리디언 디스턴스는 GC의 서브세트를 사용한 경우가 더 넓어, 해밍 디스턴스의 성능 차이를 보완해주고 있는 것이다.
이러한 특성으로 인해, GC의 서브세트를 사용한 경우 미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 좁음에도 불구하고 BER 성능이 제 1 실시예의 경우보다 양호하게 나타난다. 따라서, 이하에서는 더 나은 SNR 성능 또는 BER 성능을 갖는 MIMO 인코딩 방법을 제안하도록 한다.
2. 제 2 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 2 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 전상관 채널을 거친 수신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 수신단에서 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 이하의 수학식 7과 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다. 즉, MIMO 인코더는 제 1 실시예에서 사용한 MIMO 인코딩 계수를 사용하면서, 입력 신호 2의 부호를 S1의 값에 따라 변경하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2011009534-appb-M000007
도 36은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
수학식 7에서와 같이 입력 신호 S1(212010) 및 S2(212020)에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수행하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정하여 안테나 1 및 안테나 2에서 각각 송신 신호 1(212030) 및 송신 신호 2(212040)를 전송하면, 수신기에서 수신한 전상관 채널을 거친 수신 신호(212050)의 수신 심볼들은 그레이 매핑을 갖게 되어, 도 36에서 도시한 바와 같이 성상도에서 인접한 심볼 간의 해밍 디스턴스는 2를 넘지 않는다.
수신단에서 수신한 (M*N)-QAM 신호가 미니멈 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 2 실시예의 경우 전상관 MIMO 채널에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있고, 무상관 MIMO 채널에서 입력 신호간의 상관으로 인해 성능이 열화될 가능성이 있다.
3. 제 3 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하여 MIMO 인코딩 계수를 설정하는 MIMO 인코딩 방법
제 3 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 수신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 수신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정하여 MIMO 인코딩을 수행하는 방법을 제시한다.
도 37은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 37은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신한 수신 신호의 성상도에서 해밍 디스턴스와 MIMO 인코딩 매트릭스의 인코딩 계수 a 값과의 관계를 나타낸다. 제 3 실시예에서는 수신 신호의 성상도에서 D_E1 구간의 해밍 디스턴스가 D_E2 구간의 해밍 디스턴스보다 작으므로, D_E1 구간이 D_E2 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정한다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
도 37에서, D_E2 구간은 D_E1 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다. 먼저, 수신단에서 수신한 2개의 전송 신호(St2, St2)가 합해진 도 13과 같은 수신 신호에 있어서 상대적인 유클리디언 디스턴스를 파악한다. 상술한 수학식 2로부터 파워가 작아지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a-1)이 되고, 파워가 커지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a+1)가 됨을 알 수 있다(하나의 수신 신호가 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}로 표현되므로). 도 37에서, D_E1은 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스와 같다. 그리고 D_E2는 파워가 커진 16-QAM 심볼의 유클리디언 디스턴스의 1/2로부터 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스의 3/2에 해당하는 거리를 빼고, 이렇게 계산된 거리의 2배가 됨을 알 수 있으며, 이는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2011009534-appb-M000008
다시 말하면, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 파워가 다르게 분배되어 각각 다른 크기의 유클리디언 디스턴스를 갖도록 MIMO 인코딩한다. 이 경우 제 3 실시예에서 MIMO 인코더는, 파워가 분배된 입력 신호들이 해밍 디스턴스의 차이를 보상하는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 인코딩 계수 a값을 산출 및 설정하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 38은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 38에서, 입력 신호 S1(214010) 및 입력 신호 S2(214020)를 제 3 실시예에 따라 MIMO 인코딩하는 경우, 인코딩되어 전송되는 송신 신호들의 성상도는 각각 송신 신호 1(214030) 및 송신 신호 2(214040)과 같다. 이러한 송신 신호들이 전상관 MIMO 채널을 통해 전송되면 수신기에서 수신하는 수신 신호의 성상도는 수신 신호(214050)와 같고, 수신 신호의 성상도(214050)에서 해밍 디스턴스에 따라 유클리디언 디스턴스가 조정되었음을 알 수 있다.
도 37 및 도 38과 관련하여 설명한 예는 입력 신호 S1이 16-QAM, 입력 신호 S2가 16-QAM인 경우에 a 값을 산출하는 예로서, 같은 원리를 사용하여 다른 변조 방식의 a 값을 수학식 9와 같이 산출할 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2011009534-appb-M000009
QPSK+16QAM MIMO의 경우 위에 제시된 값은 심볼 매퍼가 입력 신호 S1과 S2를 각각 QPSK 및 16QAM으로 QAM 변조를 수행한 후 파워를 1로 노멀라이제이션(normalization)을 수행하였을 때를 가정한다. 만약 노멀라이제이션을 수행하지 않은 경우 그에 맞게 a 값을 수정할 수 있다.
또한, QPSK+16QAM의 경우 위에 제시된 값 외에 4.0등의 값을 a 값으로 사용할 수 있다. 이는 QPSK+16QAM MIMO의 경우 전상관 채널에서 SM 기법의 경우에도 더해진 신호가 S1, S2를 모두 표현할 수 있는 특성에 기인한다. 이 경우 아우터 코드의 높은 코드 레이트에서의 성능을 보완하기 위해서 수학식 8에서 산출한 값 대신 4.0 혹은 근처의 값을 사용할 수 있다.
도 39는 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT2)의 경우, 좌측의 전상관 MIMO 채널 환경의 차트에서, 제 2 실시예(SM OPT2)가 SIMO 방식과 거의 동일한 성능을 가짐을 확인할 수 있다. 그러나 우측의 무상관 MIMO 채널 환경의 차트에서 제 2 실시예(SM OPT2)는 MIMO 인코딩하여 전송되는 S1과 S2의 관계에서 상술한 바와 같이 S2가 S1에 의존하는 특성으로 인해 성능 열화가 발생함을 확인할 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT3)의 경우 전상관 MIMO 채널에서 제 1 실시예(SM OPT1)보다 더 좋은 성능을 보이면서, 무상관 MIMO 채널에서도 성능 손실이 없음을 확인할 수 있다.
도 40은 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 다른 용량(capacity)/SNR 차트이다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT3)의 경우, 좌측의 전상관 MIMO 채널에서 제 1 실시예(SM OPT1) 및 골든 코드의 서브 세트를 사용하는 MIMO 인코딩 방법(SM OLDP Golden)보다 더 좋은 성능을 가지며, 우측의 무상관 MIMO 채널에서도 성능 손실이 없음을 확인할 수 있다.
상술한 설명 및 차트를 기초로 제 2 실시예 및 제 3 실시예를 비교하여 보면, 제 2 실시예는 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO와 동일한 성능을 나타내어 성능 손실이 없고, 전상관 MIMO 채널에서의 MIMO 방식의 단점을 개선할 수 있다. 다만, 제 2 실시예는 MIMO 인코딩에 의해 입력 데이터 S1, S2가 서로 독립적이지 않고 S1에 따라 S2가 변화하게 되어, 도 38 및 도 39의 차트와 같이 무상관 채널에서 성능 열화가 발생한다. 따라서 S1의 수신 및 디코딩 에러가 S2에 반영되어 S2의 디코딩 에러에 추가적인 에러를 발생시키는 문제를 해결하기 위해서 이터래티브(iterative) ML 디텍션을 사용할 수 있다.
이터래티브 ML 디텍션은, 이터래티브 루프(loop)안에 아우터 코드를 포함시키고, 아우터 포드에서 출력되는 S1의 연(soft) 사후확률(posteriori probability) 값을 ML 디텍터의 사전확률(priori probability) 값으로 이용하여, S1 디텍션 에러를 줄임으로써 S2 디텍션에 S1의 디텍션 에러가 인가되는 것을 줄일 수 있다. 이러한 방식을 사용하면 제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO 시스템의 성능을, 무상관 MIMO 채널에서는 SM 기법의 성능을 나타낼 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신된 수신 신호가 해밍 디스턴스와 유클리디언 디스턴스를 모두 고려하도록 설계된다. 따라서 전상관 MIMO 채널에서 좋은 성능을 가질 뿐 아니라, 무상관 MIMO 채널에서도 SM 기법과 비교하여 성능 손실이 없으므로 MIMO 송수신의 이득을 모두 사용할 수 있음을 확인하였다. 이 경우는 수신기의 복잡도도 SM 기법과 비슷한 복잡도를 가지므로 수신기의 구현에 있어서도 장점을 갖는다.
도 41은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 변조 방법의 조합에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 41에서는 제 3 실시예의 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식과 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM의 SISO 방식 및 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM의 SISO 방식과 성능을 비교하였다.
무상관 채널의 좌측 차트에서, 제 3 실시예는 MIMO 송수신의 이득을 나타내며 SIMO 방식이나 SISO 보다 월등한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 전상관 채널의 우측 차트에서도 제 3 실시예는 SISO 방식보다 좋은 성능을 나타내나, 도시한 바와 같이 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식과 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식 사이에 성능 차이가 발생함을 확인할 수 있다. 이러한 성능의 차이를 보완하기 위해 QPSK+16-QAM의 전송 방식을 사용할 수 있다. QPSK+16-QAM의 MIMO 전송 방식은 MIMO 인코딩/디코딩에 사용되는 입력 신호 S1, S2 두개의 데이터 중 하나의 데이터는 QPSK 심볼이고 다른 하나는 16-QAM 심볼임을 나타내며, 이 경우 한번에 전송되는 데이터양은 SISO 방식의 64-QAM과 비슷하게 된다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 42에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 42의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법의 경우 전상관 MIMO 채널의 경우(cor 1.0)에는 디코딩이 불가능한 정도로 성능이 열화됨을 역시 확인할 수 있다.
GC 기법의 경우 코드 레이트가 높아질수록 좋은 성능을 보일 수 있으나, 그 정도가 크지 않고, 낮은 코드레이트에서는 본 발명의 실시예들에 비해 열악한 성능을 나타낸다. 도 41의 전상관 MIMO 채널의 차트에서, GC 기법은 성능 열화가 심한 것을 확인할 수 있다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 43에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 43의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법 및 GC 기법의 경우 전상관 MIMO 채널(cor 1.0)에서 성능이 크게 열화됨을 역시 확인할 수 있다.
도 44는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 44에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 44의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법 및 GC 기법의 경우 전상관 MIMO 채널(cor 1.0)에서 성능이 크게 열화됨을 역시 확인할 수 있다. 특히 SM 기법은 전상관 MIMO 채널에서, 모든 코드 레이트에서 디코딩이 불가능함을 확인할 수 있다.
한편, MIMO 송수신시 각각의 통신 경로로 전송되는 신호들 간에 파워 임밸런스(imbalance) 상황이 발생할 수 있다. 즉, 복수의 송신 안테나에서 전송된 신호들이 서로 다른 전력으로 수신기에 전달될 수 있으며, 최악의 경우 하나의 송신 안테나에서 전송된 신호만을 수신하는 경우가 발생할 수 있다. 이하에서는 특히 이런 파워 임밸런스 상황에서 성능 열화를 최소화할 수 있는 MIMO 인코딩 방법을 설명한다. 특히 상술한 바와 같은 인코딩 계수를 포함하는 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하며, 추가적으로 파워 임밸런스 상황을 고려한 MIMO 인코딩 방법을 설명한다.
4. 제 4 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 송신 신호의 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 산출할 수 있다. 송수신 안테나가 각각 2개인 MIMO 시스템에서, 입력 신호 S1이 M-QAM 심볼, 입력 신호 S2가 N-QAM 심볼인 경우 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 수신하는 신호 S1+S2는 (M*N)-QAM 신호가 된다.
도 45는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 45의 실시예에서, 입력 신호 S1은 16-QAM 심볼로 성상도(221010)를 갖고, 입력 신호 S2는 16-QAM 심볼로 성상도(221020)를 갖는다. MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 송신 신호 St1및 St2는 256-QAM 심볼이 되며, 인코딩된 송신 신호들의 성상도는 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖지 않는다. 상술한 실시예 1에서와 같이 수신 신호를 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하여 a 값을 결정할 수도 있으나, 이 경우 파워 임밸런스 상황에서는 디코딩 성능이 열화될 수 있다. 따라서 송신 측의 송신 신호들을 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하면, 수신단에서 파워 임밸런스 상황에서 발생하는 성능 열화를 최소화할 수 있다. 송신 신호들을 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a 값은 수학식 10과 같다.
수학식 10
Figure PCTKR2011009534-appb-M000010
수학식 10과 같은 a 값을 사용하는 경우, 즉 도 45에서 a 값을 4로 설정하여 MIMO 인코딩한 경우 송신 신호 St1 및 St2의 성상도는 각각 성상도(221030) 및 성상도(221040)와 같다. 송신 신호 St1 및 St2의 성상도들(221030 및 221040)을 보면, 유클리디언 디스턴스가 균일하게 분포하고 있음을 알 수 있다. 따라서, 제 4 실시예와 같은 MIMO 인코딩 방법을 사용할 경우 파워 임밸런스 상황에서 수신한 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 최적화되어 있으므로, 수신 성능 열화가 최소화됨을 알 수 있다.
다만, QPSK+16-QAM 전송 방법의 경우와 같이 입력 신호들의 심볼 타입이 다른 경우에는 다른 값을 사용해야 한다. 이는 MIMO 전송에 사용되는 입력 신호들의 변조 방식이 다른 경우, 한쪽 송신 안테나에 최적화된 a 값을 사용하면 다른 송신 안테나에서는 상대적으로 떨어지는 성능을 갖는 신호가 전송되는 트레이드-오프가 발생하기 때문이다.
2. 제 5 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 5 실시예에서는, 제 4 실시예에서와 같이 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 파워 임밸런스 상황에서 전상관 채널을 거친 송신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 5 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 송신 신호 각각이 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 실시예 2에서와 같이 상술한 수학식 7과 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다.
즉, 수학식 7에서와 같이 입력 신호 S1 및 S2에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수생하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정하여 안테나 1 및 안테나 2에서 각각 그레이 매핑을 갖는 송신 신호 1 및 송신 신호 2를 전송할 수 있다.
송신단에서 송신하는 (M*N)-QAM 신호가 미니멈 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 5 실시예의 경우 파워 임밸런스 상황에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있다.
3. 제 6 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 6 실시예에서는, 제 4 실시예에서와 같이 송신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 송신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한다. 즉, 제 3 실시예 및 도 37과 관련하여 설명한 바와 같이, 인접한 성상도 포인트들 간의 해밍 디스턴스가 2인 경우 그 포인트들 간의 유클리디언 디스턴스의 제곱이 해밍 디스턴스가 1인 경우 그 포인트들 간의 유틀리디언 디스턴스 제곱의 2배가 되도록 인코딩 매트릭스를 설계할 수 있다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
도 37을 송신 신호의 성상도라고 가정하면, 송신 신호 성상도의 D_E1 구간의 해밍 디스턴스가 D_E2 구간의 해밍 디스턴스보다 1/2로 작으므로, D_E1 구간이 D_E2 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정할 수 있다. 다시 말해, D_E2 구간은 D_E1 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다.
위의 조건을 사용하여 a 값을 구할 수 있으며, 이는 수식으로 나타내면 수학식 11과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2011009534-appb-M000011
도 46은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 46의 실시예에서, 입력 신호 S1은 16-QAM 심볼로 성상도(222010)를 갖고, 입력 신호 S2는 16-QAM 심볼로 성상도(222020)를 갖는다. 제 6 실시예에 따라 설정된 인코딩 계수를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면, 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 송신 신호 St1 및 St2는 256-QAM 심볼이 되며, 인코딩된 송신 신호들의 성상도는 해밍 디스턴스를 고려한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도들(208030 및 208040)을 갖는다. 또한, 송신 신호들 각각이 해밍 디스턴스를 고려한 유클리디언 디스턴스를 갖는 심볼 분포를 가지므로, 파워 임밸런스 상황에서 수신기가 각각의 송신 신호들 중 하나만을 수신하여 디코딩하는 경우에도 성능 손실을 최소화할 수 있다.
다만, QPSK+16-QAM 전송 방법의 경우와 같이 입력 신호들의 심볼 타입이 다른 경우에는 다른 값을 사용해야 한다. 이는 MIMO 전송에 사용되는 입력 신호들의 변조 방식이 다른 경우, 한쪽 송신 안테나에 최적화된 a 값을 사용하면 다른 송신 안테나에서는 상대적으로 떨어지는 성능을 갖는 신호가 전송되는 트레이드-오프가 발생할 수 있기 때문이다.
상술한 MIMO 인코딩 기법 중, SM 기법의 성능을 개선하기 위하여 본 발명에서는 프리 코딩(pre-coding) 매트릭스를 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 프리 코딩 매트릭스를 사용하는 경우, 전상관 채널에 대해서도 안테나 1 및 안테나 2 각각을 통해 입력 신호 S1, S2를 모두 표현할 수 있어 다이버시티(diversity)를 증가 시킬 수 있다는 장점이 있다. 구체적인 프리 코딩 매트릭스는 상술한 수학식 4 및 하기의 수학식 12 내지 14와 같다.
수학식 12
Figure PCTKR2011009534-appb-M000012
수학식 13
Figure PCTKR2011009534-appb-M000013
수학식 14
Figure PCTKR2011009534-appb-M000014
수학식 12 및 13은 상술한 수학식 4와 표현상의 차이가 있을 뿐, 수학적으로는 동일한 의미를 갖는다. 수학식 14의 경우, 매트릭스의 회전각을 고정하지 않고 n 값에 따라 변화를 주어 사용할 수 있다. 이때 n은 OFDM 케리어 인덱스에 따라서, 또는 OFDM 심볼 인덱스에 따라 변화할 수 있다. 이 경우 수신기는 송신기와 동기화하여 n 값을 획득한뒤, 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 수학식 14를 사용하는 경우, 매트릭스의 특정 회전각에 따라 주어지는 MIMO 인코딩의 성능을 따라가지 않고, 복수의 회전각의 평균적인 성능을 따라 갈 수 있다는 장점이 있다.
또한 본 발명에서는 상술한 SM 기법의 성능을 개선하기 위하여 프리코딩 매트릭스와 페이즈 로테이션(phase rotation)을 함께 고려한 매트릭스를 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
이 경우 송신기 특성에 따른 채널 변화에 따른 영향을 최소화 할 수 있으며, 추가적인 다이버시티(diversity)를 획득할 수 있게된다. 또한 복수의 안테나 중 어느 하나의 안테나를 통한 결로에만 페이즈 로테이션을 적용할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
하기의 수학식 15는 프리 코딩 매트릭스에 페이즈 로테이션을 수행한 매트릭스이다.
수학식 15
Figure PCTKR2011009534-appb-M000015
수학식 15의 중간에 위치한 프리 코딩 매트릭스는 상술한 수학식 4 및 수학식 12내지 14 중 어느 하나가 될 수 있다. 수학식 15와 같은 매트릭스를 적용하는 경우, 송신기의 안테나 1 및 안테나 2에서 전송되는 신호는 S1 및 S2를 전부 표현할 수 있다. 따라서 송신기는 송신기의 특성에 따른 채널 변화에 따른 영향을 최소화 하여 신호를 전송할 수 있으며, 수신기는 송신기에서 전송된 신호만을 이용하여 S1 및 S2를 분리하여 복구할 수 있다. 구체적으로 수신기는 상기 매트릭스에 사용된 페이즈 로테이션의 인덱스 K를 동기화하여 획득하고 프리코딩 매트릭스를 이용하여 LLR을 계산할 수 있다.
상술한 수학식 15는 다음의 수학식 16 및 17과 같이 표현될 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2011009534-appb-M000016
상기 수학식 16은 하기의 수학식 17과 같이 표현될 수도 있다.
수학식 17
Figure PCTKR2011009534-appb-M000017
수학식 16 및 수학식 17은 표현상의 차가 있을 뿐, 수학적으로는 동일한 의미를 갖는다. 또한, 수학식 16은 입력 신호들이 각각 4-QAM과 4-QAM, 즉 QPSK+QPSK인 경우와 16-QAM과 16-QAM인 경우 채널 변화에 따른 영향이 최소화되는 최적화된 θ값을 나타내고 있다.
또한 상기 수학식 15은 다음의 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.
수학식 18
Figure PCTKR2011009534-appb-M000018
수학식 18과 같은 MIMO 인코딩 매트릭스에 따라 MIMO 인코딩된 신호는 래이레이 페이딩(Rayleigh fading)에 강하며 전상관 채널에서도 입력 신호 S1 및 S2를 분리하여 표현할 수 있다.
도 47은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기는, MIMO 전송을 위한 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성한다(S47100).
제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호는 상술한 입력 신호 생성부 또는 디바이더에 의해 생성되며, 방송 송신기는 전송할 데이터를 MIMO 전송 경로에 따라 나누어 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성할 수 있다. 입력 신호 생성부 또는 디바이더는 상술한 바와 같이 다른 디바이스 엘러먼트들에서 그 동작이 수행될 수도 있다.
방송 신호 송신기는, 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 생성한다(S47200).
MIMO 인코딩 동작은 상술한 바와 같이 MIMO 인코더 또는 MIMO 프로세서에 의해 수행될 수 있으며, 상술한 실시예들에 해당하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용할 수 있다. 즉, 방송 신호 송신기는 도 25 내지 도 46에서 설명한 MIMO 매트릭스들과 수학식 12 내지 18에서 설명한 MIMO 매트릭스들 중 어느 하나를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 구체적으로는, 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 더한 신호가 성상도에서 최적화된 유클리디언 디스턴스를 갖거나, 그레이 매핑을 갖거나, 해밍 디스턴스를 보상할 수 있는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 파라미터 a를 설정한 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 상술한 바와 같이 방송 송신기는 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 전력을 조정하며, 파라미터 a는 입력 신호들의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정될 수 있다.
또한 수학식 12 내지 14에서 상술한 프리코딩 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있으며, 수학식 15 내지 18에서 설명한 페이즈 로테이션된 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다. 이후 방송 신호 송신기는, 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 OFDM 변조하여 전송할 수 있다(S473000).
방송 신호 송신기는 변조된 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 제 1 안테나 및 제 2 안테나를 통해 전송할 수 있다. 전송되는 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호는, 상술한 신호 프레임의 구조를 가질 수 있다.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는, 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 입력받고 각각 OFDM 복조한다(S48000). 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기에서 MIMO 인코딩 처리된 신호로서, MIMO 인코딩 동작은 상술한 바와 같이 MIMO 인코더 또는 MIMO 프로세서에 의해 수행될 수 있으며, 상술한 실시예들에 해당하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용할 수 있다. 즉, 방송 신호 송신기는 도 25 내지 도 46에서 설명한 MIMO 매트릭스들과 수학식 12 내지 18에서 설명한 MIMO 매트릭스들 중 어느 하나를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 구체적으로는, 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 더한 신호가 성상도에서 최적화된 유클리디언 디스턴스를 갖거나, 그레이 매핑을 갖거나, 해밍 디스턴스를 보상할 수 있는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 파라미터 a를 설정한 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 상술한 바와 같이 방송 송신기는 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 전력을 조정하며, 파라미터 a는 입력 신호들의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정될 수 있다.
또한 수학식 12 내지 14에서 상술한 프리코딩 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있으며, 수학식 15 내지 18에서 설명한 페이즈 로테이션된 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
방송 신호 수신기는, 디모듈레이팅된 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 생성할 수 있다(S48100). 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 방송 신호 송신기에서 처리한 MIMO 인코딩의 역과정으로 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. 특히 방송 신호 수신기는 상술한 매트릭스에 사용된 페이즈 로테이션의 인덱스 K를 동기화하여 획득하고 프리코딩 매트릭스를 이용하여 LLR을 계산할 수 있다.
이후 방송 신호 수신기는 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 입력받고 머징(merging)하여 출력신호를 생성할 수 있다(S48200).
전술한 바와 같이, 상기 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서, 관련된 사항을 기술하였다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 방송 시스템에 전체적으로 또는 부분적으로 적용될 수 있다.

Claims (4)

  1. 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성하는 입력 신호 생성부;
    상기 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력하는 MIMO 인코더; 및
    상기 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 OFDM 변조하는 제1 OFDM 제네레이터 및 제 2 OFDM 제네레이터를 포함하며,
    상기 MIMO 인코딩은 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호에 MIMO 매트릭스를 적용하고, 상기 MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 전력을 조정하고, 상기 파라미터 a는 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정되는, 방송 신호 송신기.
  2. 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 생성하는 단계;
    상기 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력하는 단계; 및
    상기 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 각각 OFDM 변조하는 단계를 포함하며,
    상기 MIMO 인코딩은 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호에 MIMO 매트릭스를 적용하고, 상기 MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 전력을 조정하고, 상기 파라미터 a는 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정되는, 방송 신호 송신 방법.
  3. 출력 신호를 복원하기 위한 방송 신호 수신기로서,
    제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 입력받고 각각 OFDM 복조하는 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 OFDM 디모듈레이터로서, 상기 제 1 수신 신호 및 상기 제 2 수신 신호는, 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 MIMO 인코딩한 신호로서, 상기 MIMO 인코딩은 MIMO 매트릭스를 적용한 것으로서, 상기 MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 상기 제 1 출력 신호 및 상기 제 2 출력 신호의 전력을 조정하고, 상기 파라미터 a는 상기 제 1 출력 신호 및 상기 제 2 출력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정되고;
    상기 디모듈레이팅된 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 MIMO 디코딩하여 상기 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 생성하는 MIMO 디코더로서, 상기 MIMO 디코딩은 상기 MIMO 인코딩의 역과정으로 이루어지고; 및
    상기 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 머징하여 상기 출력 신호를 생성하는 출력 신호 생성부를 포함하는 방송 신호 수신기.
  4. 출력 신호를 복원하기 위한 방송 신호 수신 방법으로서,
    제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 입력받고 각각 OFDM 복조하는 단계로서, 상기 제 1 수신 신호 및 상기 제 2 수신 신호는, 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 MIMO 인코딩한 신호로서, 상기 MIMO 인코딩은 MIMO 매트릭스를 적용한 것으로서, 상기 MIMO 매트릭스는 페이즈 로테이션(phase rotation) 매트릭스를 사용하여 위상을 변화시키고, 파라미터 a를 사용하여 상기 제 1 출력 신호 및 상기 제 2 출력 신호의 전력을 조정하고, 상기 파라미터 a는 상기 제 1 출력 신호 및 상기 제 2 출력 신호의 모듈레이션 타입에 따라 다른 값으로 설정되고;
    상기 디모듈레이팅된 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 MIMO 디코딩하여 상기 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 생성하는 단계로서, 상기 MIMO 디코딩은 상기 MIMO 인코딩의 역과정으로 이루어지고; 및
    상기 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 머징하여 상기 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는 방송 신호 수신 방법.
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