WO2011096706A2 - 방송 신호 송신기, 수신기 및 방송 신호 송신 및 수신 방법 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a transmitter, a receiver and a method of transmitting and receiving a broadcast signal, and more particularly, to a transmitter, a receiver for transmitting a broadcast signal so as to be compatible with conventional broadcast signal transmission and reception equipment while improving data transmission efficiency. It relates to a broadcast signal transmission and reception method thereof.
  • the digital broadcast signal may transmit a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may include various additional data in addition to the video / audio data.
  • the digital broadcasting system can provide HD (High Definition) level video, multi-channel sound, and various additional services.
  • HD High Definition
  • data transmission efficiency for high-capacity data transmission, robustness of the transmission / reception network, and flexibility of the network considering mobile reception equipment still need to be improved.
  • An object of the present invention is to provide a broadcast signal transmitter, a receiver, and a transmission / reception method for improving data transmission efficiency in a digital broadcasting system.
  • the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting and receiving broadcast signals capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile reception equipment or an indoor environment.
  • the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting and receiving broadcast signals capable of achieving the above-described objectives and maintaining compatibility with a conventional broadcast system.
  • a broadcast signal receiver comprises: a first OFDM demodulator and a second demodulator for OFDM demodulating a first broadcast signal and a second broadcast signal, respectively; A first frequency deinterleaver and a second frequency deinterleaver for deinterleaving the OFDM demodulated first broadcast signal and the second broadcast signal in a frequency domain, respectively; A first frame parser and a second frame parser for parsing the frame structures of the deinterleaved first and second broadcast signals, respectively; A first time deinterleaver and a second time deinterleaver for deinterleaving the frame-parsed first and second broadcast signals in a time domain, respectively; And a MIMO decoder configured to MIMO decode the time deinterleaved first broadcast signal and the second broadcast signal to output a first output signal and a second output signal.
  • the present invention by using a MIMO system in a digital broadcasting system, it is possible to increase data transmission efficiency and increase robustness of transmitting and receiving broadcast signals.
  • the MIMO encoding enables the receiver to efficiently recover the MIMO received signals even in various broadcasting environments.
  • according to the present invention can provide a method and apparatus for transmitting and receiving a broadcast signal capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile receiving equipment or indoor environment.
  • 1 is an embodiment of a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to the present invention.
  • FIG 2 illustrates an input processing module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 3 illustrates a stream adaptation block included in an input processing module according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates a BICM encoder (module) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 illustrates a frame builder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 6 illustrates an OFDM generator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 8 illustrates an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 9 illustrates a frame parser according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a BICM decoder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 illustrates an output processing module of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a PLP-based transmission frame structure transmitted and received by a transmission and reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a view showing the structure of a FEF-based NEW transmission frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a P1 symbol generation process for identifying a NEW transmission frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 illustrates L1-pre signaling information included in a transmission / reception signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 illustrates an embodiment of L1-post signaling information included in a transmission / reception signal according to the present invention.
  • FIG. 17 illustrates another embodiment of L1-post signaling information included in a transmission / reception signal according to the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a broadcast signal transceiver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 illustrates a broadcast signal transceiver according to another embodiment of the present invention.
  • 20 is a diagram illustrating a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 illustrates a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a transmission frame structure transmitted by a terrestrial broadcasting system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • 25 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme using an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme according to a modulation scheme and a code rate of an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • 29 is a BER / SNR chart showing the performance of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a capacity / SNR chart showing performance in a correlationless channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 is a capacity / SNR chart showing performance in a correlation channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • 33 is a capacity / SNR chart comparing performance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • Fig. 34 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • 35 is a diagram illustrating an input signal and a transmission / reception signal performing the MIMO encoding method according to the second embodiment of the present invention.
  • 36 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • 39 is another capacity / SNR chart comparing the performance of the MIMO encoding methods according to the present invention.
  • FIG. 40 is a capacity / SNR chart comparing performance of a combination of modulation methods in a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 41 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a QPSK + QPSK MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • 43 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG 44 illustrates a MIMO transmitter and a MIMO receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 46 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the present invention relates to a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver using multi-input multi-output (MIMO) processing.
  • MIMO multi-input multi-output
  • the performance of a system with MIMO technology depends on the characteristics of the transport channel, especially in systems with independent channel environments. In other words, the more the independent channels from each antenna of the transmitting end to each antenna of the receiving end are not correlated with each other, the performance of the system using MIMO technology can be improved.However, between Lx (line-of-sight) environment, In a channel environment where the channels are highly correlated, the performance of a system using the MIMO technology may be drastically degraded or an operation may be impossible.
  • the present invention proposes a method that can solve these existing problems and problems in the following.
  • a transceiver and a method of transmitting and receiving can be provided.
  • Such a mobile broadcasting system may be referred to as a MIMO transmission / reception system or a NEW transmission / reception system.
  • a video having scalability that can be transmitted by being divided into a basic video component that is robust to a communication environment but has a low image quality and an extended video component that can provide a high quality image but is rather vulnerable to a communication environment. Coding methods can be used.
  • SVC is described as a video coding method having scalability, but any other video coding method may be applied.
  • the broadcast signal transmitter and receiver of the present invention may perform MISO processing and MIMO processing on a plurality of signals transmitted and received through a plurality of antennas, and hereinafter, signal processing is performed on two signals transmitted and received through two antennas.
  • the broadcast signal transceiver to be described.
  • 1 is an embodiment of a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to the present invention.
  • the broadcast signal transmitter includes an input pre-processor 101100, an input processing module 101200, a bit interleaved coded modulation (BICM) module 101300, a frame builder 101400, and OFDM. (Orthogonal frequency-division multiplexing) generator 101500 may be included.
  • the broadcast signal transmitter according to the present invention may receive a plurality of MPEG-TS streams or General Sream Encapsulation (GSE) streams (or GS streams).
  • GSE General Sream Encapsulation
  • the input pre-processor 101100 may generate a plurality of physical layer pipes (PLPs) as a service unit to provide robustness to an input stream, that is, a plurality of MPEG-TS streams or a GSE stream.
  • PLPs physical layer pipes
  • the PLP is a unit of data identified in the physical layer, and data is processed in the same transmission path for each PLP.
  • the PLPs are data having the same property of the physical layer processed in the transmission path and may be mapped in units of cells in the frame.
  • the PLP may be defined as a TDM channel of the physical layer carried through the cell.
  • the input processing module 101200 may generate a base band (BB) frame including a plurality of generated PLPs.
  • the BICM encoder 101300 may add redundancy to the BB frame and interleave PLP data included in the BB frame so as to correct an error on the transmission channel.
  • the frame builder 101400 may map a plurality of PLPs to a transport frame and add signaling information to complete the transport frame structure.
  • the OFDM generator 101500 may OFDM demodulate the input data from the frame builder and divide the input data into a plurality of paths that can be transmitted through a plurality of antennas.
  • FIG 2 illustrates an input processing module according to an embodiment of the present invention.
  • the input processing module 101200 may include a mode adaptation block 102100 and a stream adaptation block 102200.
  • the mode adaptation block 102100 divides an input bit stream into logical units for performing FEC (BCH / LDPC) encoding in a subsequent BICM encoder, and performs mapping by performing an input interface module 102110 and a CRC to the mapped bit stream.
  • a cyclic redundancy check-8 (CRC-8) encoder 102120 for encoding and a BB header inserter 102130 for inserting a BB header having a fixed size into the data field may be included.
  • the BB header may include mode adaptation type (TS / GS / IP) information, user packet length information, data field length information, and the like.
  • the stream adaptation block 102200 includes a padding inserter 102210 and a pseudo random binary sequence (PRBS) for inserting padding bits to complete a BB frame when input data fails to fill one BB frame for FEC encoding.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • a BB scrambler module 102220 that generates the input bit stream and XORs the generated PRBS to randomize the data.
  • 2B illustrates another embodiment of the mode adaptation block 102100 included in the input processing module 102110 when receiving a plurality of input streams.
  • the mode adaptation block 102100 includes p + 1 input interface modules 102300-0 through p, p + 1 input stream sink modules 102310-0 through p, and p + 1 delay compensation units 102320-0 through p), p + 1 null packet remover (102330-0 ⁇ p), p + 1 CRC encoder (102340-0 ⁇ p) and p + 1 BB header inserter (102350-0 ⁇ p) can do.
  • the input p + 1 input streams can be independently processed as a stream in which a plurality of MPEG-TS or GSE streams are converted, and can be a complete stream including several service components or include only one service component. It may be a stream of minimum units.
  • a path through which an input stream to be independently processed may be referred to as a physical layer pipe (PLP).
  • PLP physical layer pipe
  • Each service may be transmitted and received through a plurality of RF channels, the PLP data may be included in slots distributed with a time interval in a plurality of RF channels, it may be distributed with a time interval in one RF channel It may be.
  • an arbitrary PLP is selected from a plurality of PLPs, and information that can be commonly applied to a plurality of PLPs is transmitted through a selected PLP.
  • Such a PLP may be referred to as common PLP or L2 signaling information, and a plurality of common PLPs may be provided according to a designer's intention.
  • p + 1 input interface modules 102300-0 to p p + 1 CRC encoders 102340-0 to p, and p + 1 BB header inserts 102350-0 to p are shown in FIG. Since the same function as the input interface module 102100, the CRC-8 encoder 102120, and the BB header inserter 102130 of FIG.
  • the p + 1 input stream sink modulators 102310-0 to p may insert input stream clock reference (ISCR) information, that is, timing information necessary to recover a transport stream (TS) or a generic stream (GS) at a receiver. .
  • ISCR input stream clock reference
  • the p + 1 delay compensators 102320-0 to p can synchronize data by delaying the PLPs in group units based on the timing information inserted by the input stream synchronizer, and p + 1 null packets.
  • the removers 10330-0 through p may delete unnecessary transmitted null packets inserted in the delay compensated BB frame, and insert the number of deleted null packets according to the deleted positions.
  • FIG 3 illustrates a stream adaptation block included in an input processing module according to another embodiment of the present invention.
  • the stream adaptation block 102200 shown in FIG. 3 performs scheduling for allocating a plurality of PLPs to each slot of a transport frame, and separates the L1-dynamic signaling information of the current frame from the BICM module 101300 separately from in-band signaling.
  • P + 1 frame delay units 103200-0 to p for delaying input data by one frame so that scheduling information for a subsequent frame can be included in the current frame for in-band signaling, etc.
  • Non-delayed L1-dynamic signaling information is inserted into data delayed by one frame.
  • p + 1 in-band signaling / padding inserting units 103200-0 to p and p + 1 BBs respectively insert padding bits or insert in-band signaling information into the padding space.
  • FIG. 4 illustrates a BICM encoder (module) according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM encoder 101300 may include a first BICM encoding block 104100 and a second BICM encoding block 104200.
  • the first BICM encoding block 104100 may include blocks for processing a plurality of input processed PLPs
  • the second BICM encoding block 104200 may include blocks for processing signaling information, respectively.
  • the signaling information of the present invention may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information. The position of each block can be changed according to the designer's intention. Hereinafter, each block will be described in detail.
  • the first BICM encoding block 104100 adds redundancy so that a receiver corrects an error on a transmission channel with respect to data included in a PLP (hereinafter, referred to as PLP data), and performs p + 1 encoding and LDPC encoding.
  • PLP data data included in a PLP
  • the first BICM encoding block 104100 of the present invention may include an MISO encoder or a MIMO encoder for processing MISO encoding or MIMO encoding for each of a plurality of PLPs.
  • the MISO / MIMO encoder may be located after the p + 1 constellation mappers 104140-0 to p of the present invention, and may be located after the p + 1 time interleavers 104170-0 to p. have.
  • the MISO / MIMO encoder may be included in the OFDM generator 101500 of the present invention.
  • data output through the first path separated from the p + 1 second demultiplexers 104150-0 to p may be transmitted through the first antenna Tx_1, and data output through the second path may be transmitted through the second path. It may be transmitted through the antenna Tx_2.
  • the constellations rotated by the p + 1 constellation rotator / remapping units 104180-0 to p may be represented by I-phase (In-phase) and Q-phase (Quadrature-phase) components.
  • the p + 1 constellation rotator / remapping units 104180-0 to p may delay only the dual Q-phase components to any value. Thereafter, the p + 1 constellation rotator / remapping units 104180-0 to p may remap the interleaved PLP data to the new constellation using the I-phase component and the delayed Q-phase component.
  • the I / Q components of the first path and the second path are mixed with each other, so that diversity gain can be obtained because the same information is transmitted through the first path and the second path, respectively.
  • the positions of the p + 1 constellation rotator / remapping units 104180-0 to p may be located before the cell interleaver, which is changeable according to the designer's intention.
  • the first BICM encoding block 104100 may output two pieces of data for each PLP.
  • the first block 104100 may receive and process PLP0 to output two data, STX_0 and STX_0 + 1.
  • the second BICM encoding block 104200 is an L1 signaling generator 104210 that encodes the input L1-dynamic information and L1-configurable information to generate L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and two FEC encoders. And, a bit interleaver, a demultiplexer, two constellation mappers, two demultiplexers, and two constellation rotators / remappers.
  • the L1 signaling generator 104210 may be included in the stream adaptation block 102200. This can be changed according to the designer's intention. The remaining blocks perform the same operations as the blocks included in the first BICM encoding block 104100, and thus, detailed description thereof will be omitted.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for decoding the L1-post signaling information at the receiver, and the L1-post signaling information may include information necessary for recovering data received at the receiver.
  • the second BICM encoding block 104200 of the present invention does not perform bit interleaving and demultiplexing on the L1-pre signaling information so that the receiver can perform fast decoding of the L1-pre signaling information.
  • the second BICM encoding block 104200 may output two pieces of data for the L1-dynamic information and the L1-configurable information.
  • the first BICM encoding block 104100 may receive and process L1-dynamic information to output two data, STX_pre and STX_pre + 1.
  • the BICM encoder 101300 may process data input through the first path and the second path, respectively, and output the data to the frame builder 101400 through the first path and the second path, which may be changed according to the designer's intention. to be.
  • FIG. 5 illustrates a frame builder according to an embodiment of the present invention.
  • the first BICM encoding block 104100 may output two data, such as STX_k and STX_k + 1, for the plurality of PLP data, respectively, and the second BICM encoding block 104200 may provide L1-pre signaling information.
  • Four signaling data that is, STX_pre and STX_pre + 1, and STX_post and STX_post + 1 may be output for the L1-post signaling information.
  • Each output data is input to the frame builder 101400.
  • the frame builder 101400 may first receive four signaling data, that is, STX_pre and STX_pre + 1, and STX_post and STX_post + 1, from among the data output from the BICM module 101300.
  • the delay compensation unit 105100 compensates for both the delay of one transmission frame and the delay according to the processing in the BICM module 101300 for the L1-pre signaling data or the L1-post signaling data.
  • the cell mapper 105200 After interleaving the input cells and the cell mapper 105200 for arranging PLP cells and PLP cells including general data and cells including signaling information in an OFDM symbol based array of a transmission frame, It may include a frequency interleaver 105300 for outputting the interleaved data through the first path and the second path.
  • the cell mapper 105200 may include a common PLP assembler, a sub-slice processor, a data PLP assembler, and signaling information assembler blocks, and perform a batch related function using scheduling information included in the signaling information.
  • the cell mapper 105200 may apply the same cell mapping method to the first path and the second path, or may apply different cell mapping methods. This may vary depending on the scheduling information.
  • the frame builder 101400 may process the data input through the first path and the second path, respectively, and output the data to the OFDM generator 101500 through the first path and the second path, which may be changed according to a designer's intention. to be.
  • FIG 6 illustrates an OFDM generator according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM generator 101500 may receive and demodulate a broadcast signal through a first path and a second path, and output the demodulated signals to two antennas Tx1 and Tx2.
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a first antenna Tx1 is called a first transmitter 106100
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a second antenna Tx2 is a second transmitter.
  • the first transmitter and the second transmitter may be referred to as a first OFDM generator and a second OFDM generator, respectively.
  • the first antenna and the second antenna may apply polarity to the transmission signal according to the sign of the correlation and transmit the same.
  • the MIMO scheme using such a technique may be referred to as a polarity multiplexing MIMO scheme
  • the first antenna for transmitting the first antenna with polarity to the received signal may be a vertical antenna
  • the second antenna that transmits by adding polarity to the signal may be referred to as a horizontal path.
  • the modules included in the first transmitter 106100 and the second transmitter 106200 will be described.
  • the first transmitter 106100 inserts a pilot of a predetermined pilot pattern into a corresponding position in a transmission frame, by an MISO encoder 106110 which performs MISO encoding to have transmission diversity with respect to input symbols transmitted through each path.
  • the pilot insertion module 106120 for outputting to the IFFT module 106130, the Inverse Fast Fourier Tramsform (IFFT) module 106130 for performing IFFT operations on signals of each path into which the pilot is inserted, and reducing PAPR of signals in the time domain.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Tramsform
  • PAPR Peak-to-Average Power Ratio
  • PAPR reduction algorithm PAPR reduction algorithm
  • pilot insertion module 106120 Guard Interval (GI) insertion module (106150) for copying the last part of and inserting the guard interval in each OFDM symbol in the form of CP (cyclic prefix) to output to the P1 symbol insertion module 106160, each P1 symbol insertion module 106160 inserting the P1 symbol at the beginning of the song frame, and DAC (Digital-to) converting each signal frame into which the P1 symbol is inserted into an analog signal and then transmitting the analog signal through the corresponding first antenna Tx1.
  • -Analog Convert module 106170 may be included.
  • the second transmitter 106200 may include the same module as the first transmitter 106100 and performs the same functions as the modules included in the first transmitter 106100, a detailed description thereof will be omitted. Hereinafter, operations of the modules included in the first transmitter 106100 will be described.
  • FIG. 7 illustrates a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver may include an OFDM demodulator 107100, a frame parser 107200, a BICM decoder 107300, and an output processor 107400.
  • the OFDM demodulator 107100 may convert signals received by the plurality of receive antennas into signals in a frequency domain.
  • the frame parser 107200 may output PLPs for a required service among signals converted into the frequency domain.
  • the BICM decoder 107300 may correct an error caused by the transport channel, and the output processor 107400 may perform processes necessary to generate an output TS or GS stream.
  • the input antenna signal may receive a dual polarity signal, and one or a plurality of streams may be output of the output TS or GS stream.
  • FIG 8 illustrates an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulator 107100 of FIG. 8 may receive a broadcast signal of each path received through two antennas Rx1 and Rx2 and perform OFDM demodulation, respectively.
  • a block for demodulating a broadcast signal to be received through a first antenna Rx1 is called a first receiver 107100 and a block for demodulating a broadcast signal to be received through a second antenna Rx2 is a second receiver. It may be called 107200.
  • the first receiver 108100 and the second receiver 108200 may be referred to as a first OFDM demodulator and a second OFDM demodulator, respectively.
  • a polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment.
  • the first receiver 108100 OFDM demodulates the broadcast signal input through the first antenna Rx1 and outputs the demodulated signal to the frame parser 107200 through the first path, and the second receiver 108200 receives the second antenna (
  • the broadcast signal input through Rx2 may be OFDM modulated and output to the frame parser 107200 through a second path.
  • the first receiver 108100 includes an ADC module 108110, a P1 symbol detection module 108120, a synchronization module 108130, a GI cancellation module 108140, an FFT module 108150, a channel estimation module 108160, and a MISO decoder ( 108170).
  • the second receiver 108200 may include the same module as the first receiver 108100 and performs the same function as the modules included in the first receiver 108100. Since the OFDM demodulator 107100 illustrated in FIG. 8 may perform a reverse process of the OFDM generator 101500 described with reference to FIG. 6, a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG 9 illustrates a frame parser according to an embodiment of the present invention.
  • the frame parser 107200 may include a frequency deinterleaver 109100 and a cell mapper 109200 for processing data input through the first path and the second path, respectively. This can be changed according to the designer's intention.
  • the frame parser 107200 illustrated in FIG. 9 may perform a reverse process of the frame builder 101400 described with reference to FIG. 5, and thus a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 10 illustrates a BICM decoder according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder 107300 may include a first BICM decoding block for processing from SRx_0 data to SRx_p + 1 data output through the first and second paths output from the frame demapper 107200 ( 110100, and a second BICM decoding block 110200 for processing from SRx_pre data to SRx_post + 1 data output through the first path and the second path.
  • the LLR value when the constellation is rotated at an angle and only the Q-phase component of the constellation is delayed to an arbitrary value, the LLR value can be calculated in consideration of the constellation rotation angle. If the constellation rotation and Q-phase component delay are not performed, the LLR value can be calculated based on the normal QAM.
  • p + 1 constellation demappers 110110-0 to p included in the first BICM decoding block 110100 and two constellation demappers 110210-0 to P2 included in the second BICM decoding block 111200. 1) may be located before the cell interleaver, which is changeable according to the designer's intention.
  • the BICM decoder 107300 of the present invention may include a MISO decoder or a MIMO decoder according to a designer's intention.
  • the position of the MISO decoder or the MIMO decoder may be after the cell interleaver or after the constellation demapper, which can be changed according to the designer's intention.
  • the first multiplexer merges the received cells into a single cell stream separated into a first path and a second path, and the second multiplexer restores the bit allocated to the cell to the bit stream before being allocated.
  • the first multiplexer may be referred to as merger.
  • the remaining blocks included in the BICM decoder 107300 may perform an inverse process of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 4, and thus a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 11 illustrates an output processing module of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the output processing module 107500 illustrated in FIG. 11A corresponds to the input processing module 101100 that processes the single PLP described in FIG. 1A, and performs an inverse processing thereof.
  • it may include a BB descrambler 111100, a padding removal module 111110, a CRC-8 decoder 111120, and a BB frame processor 111140.
  • the output processing module 107500 illustrated in FIG. 11A receives a bit stream from a BICM decoder 107300 (or a decoding module) that performs reverse processing of BICM encoding of a broadcast signal transmitter in a broadcast signal receiver. Since the input processing module 101200 described in FIG. 1 may perform a reverse process of the process, the detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 11B is a diagram illustrating an output processing module 107500 of a broadcast receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the output processing module 107500 illustrated in FIG. 11B may correspond to the input processing module 101200 that processes the plurality of PLPs described in FIG. 2B, and may perform reverse processing thereof.
  • the output processing module 107500 illustrated in FIG. 11B may correspond to the input processing module 101200 that processes the plurality of PLPs described in FIG. 2B, and may perform reverse processing thereof.
  • 11B may include a plurality of blocks to process a plurality of PLPs, and may include p + 1 BB descramblers, p + 1 padding removal modules, p + 1 compensates for randomly inserted delays in the broadcast signal transmitter according to time to output (TTO) parameter information for synchronization between p + 1 CRC-8 decoders, p + 1 BB frame processors, and a plurality of PLPs P + 1 null packet insertion module (111210-0) for restoring null packets removed at the transmitter by referring to two de-jitter buffers (111200-0 to p) and deleted null packet (DNP) information ⁇ p), TS clock regeneration module 111220 for restoring detailed time synchronization of output packets based on input stream time reference (ISCR) information; In-band signaling decode recovers and outputs band signaling information
  • the TS recombining module 111230 may be further configured to receive data PLPs related to the restored common PLP and to restore and output the original TS
  • Processing of a plurality of PLPs of a broadcast signal receiver may be performed when decoding a data PLP associated with a common PLP or when the broadcast signal receiver includes a plurality of services or service components (eg, components of a scalable video service (SVC)). ) Can be described as an example.
  • the operation of the BB scrambler, the padding removal module, the CRC-8 decoder, and the BB frame processor is as described above with reference to FIG. 11A.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a PLP-based transmission frame structure transmitted and received by a transmission and reception system according to an embodiment of the present invention.
  • a transmission frame may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol including the L1 signaling information
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information related to a transmission type and a basic transmission parameter, and the receiver may detect a transmission frame using the P1 symbol.
  • the common PLP may include network information such as a network information table (NIT) or service information such as PLP information and a service description table (SDT) or an event information table (EIT).
  • NIT network information table
  • SDT service description table
  • EIT event information table
  • the plurality of data symbols located after the P2 symbol may include a plurality of PLP data.
  • the plurality of PLPs may include audio, video and data TS streams and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • a PLP transmitting PSI / SI information may be referred to as a base PLP.
  • the PLP may include a type 1 PLP transmitted by one sub slice per transmission frame and a type 2 PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • the plurality of PLPs may transmit one service or may transmit service components included in one service. If the PLP transmits a service component, the transmitting side may transmit signaling information indicating that the PLP transmits the service component.
  • the present invention may share an RF frequency band with a conventional terrestrial broadcasting system and transmit additional data (or an enhanced broadcast signal) in addition to the basic data through a specific PLP.
  • the transmitting side may define a signal or a system currently transmitted through the signaling information of the P1 symbol described above.
  • additional data is video data
  • PLP M1 112100 and PLP (M1 + M2) 112200 which are type 2 PLPs of a transmission frame may include additional video data and transmit the same.
  • a transmission frame for transmitting additional video data as described above may be referred to as a NEW transmission frame.
  • FIG. 13 is a view showing the structure of a FEF-based NEW transmission frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 illustrates a case in which a future extension frame (FEF) is used to transmit the aforementioned additional video data.
  • FEF future extension frame
  • a frame for transmitting basic video data may be referred to as a basic frame
  • an FEF for transmitting additional video data may be referred to as a NEW frame.
  • FIG. 13 illustrates the structure of the super frames 113100 and 113200 in which the basic frame and the NEW frame are multiplexed.
  • the undisplayed frames 113100-1 to n are basic frames
  • the displayed frames 113110-1 to 2 are NEW frames.
  • FIG. 13A illustrates a case where the ratio of the basic frame and the NEW frame is N: 1.
  • the time taken for the receiver to receive the next NEW frame 113120-2 after receiving one NEW frame 113120-1 may correspond to n basic frame lengths.
  • FIG. 13B illustrates a case where the ratio of the basic frame and the NEW frame is 1: 1.
  • the NEW frame since the ratio of the NEW frame in the super frame 113200 can be maximized, the NEW frame may have a structure very similar to that of the base frame in order to maximize sharing with the base frame. Also, in this case, since the time required for the receiver to receive one NEW frame 113210-1 and then receive the next NEW frame 113210-1 corresponds to the length of one basic frame 113220, FIG. The cycle is shorter than the case shown in.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a P1 symbol generation process for identifying an additional transmission frame according to an embodiment of the present invention.
  • the additional transmission frame of the present invention may include a P1 symbol for transmitting additional signaling information as described above, which may be referred to as a new_system_P1 symbol. This may be different from the P1 symbol used in the existing transmission frame, and may be a plurality. In this case, the new_system_P1 symbol may be positioned in front of the first P2 symbol in the preamble region of the transmission frame.
  • the P1 symbol of the existing transmission frame may be modified and used.
  • the present invention proposes a method of generating a new_system_P1 symbol by modifying a structure of a P1 symbol of an existing transmission frame, or by modifying a symbol generation unit 114100 that generates a symbol.
  • a new_system_P1 symbol may be generated by modifying the structure of the P1 symbol of the existing transmission frame illustrated in A of FIG. 14.
  • the new_system_P1 symbol may be generated by modifying the frequency shift value f_SH for the prefix and postfix of the existing P1 symbol or by changing the length of the P1 symbol (T_P1C or T_P1B).
  • the parameters (sizes of f_SH, T_P1C, and T_P1B) used for the P1 symbol structure should also be appropriately modified.
  • FIG. 14B is a diagram illustrating a P1 symbol generation unit that generates a P1 symbol.
  • the P1 symbol generation unit illustrated in B of FIG. 14 may be modified to generate a new_system_P1 symbol.
  • a method of changing the distribution of active carriers used for the P1 symbol from the CDS table module 114110, the MSS module 114120, and the CAB structure module 114130 included in the symbol generation unit 114100 eg, the CDS table module 114110 uses a different Complementary Set of Sequence (CSS), or a method for transforming a pattern for information transmitted as a P1 symbol (the MSS module 114120 uses a different Complementary Set of Sequence). You can create a new_system_P1 symbol using a sequence).
  • CCSS Complementary Set of Sequence
  • FIG. 15 illustrates L1-pre signaling information included in a transmission / reception signal according to an embodiment of the present invention.
  • the L1 signaling information may include P1 signaling information, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information. Although not shown in the figure, the P1 signaling information may be located in front of the L1-pre signaling information.
  • the P1 signaling information may include an S1 field and an S2 field.
  • the S1 field may include identifiers for indicating a format of the preamble zero
  • the S2 field may include identifiers for indicating auxiliary information.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for receiving and decoding the L1 post signaling information.
  • the following describes each field included in the table. The size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the TYPE field is a field having a size of 8 bits and may indicate whether the input stream type is TS or GS.
  • the BWT_EXT field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether bandwidth of an OFDM symbol is extended.
  • the S1 field is a field having a size of 3 bits and may indicate whether the current transmission system is MISO or SISO.
  • the S2 field is a field having a size of 4 bits and may indicate an FFT size.
  • the L1_REPETITION_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate a repetition flag of the L1 signal.
  • the GUARD_INTERVAL field has a size of 3 bits and may indicate the guard interval size of the current transmission frame.
  • the PAPR field is a field having a size of 4 bits and may indicate a method of PAPR reduction.
  • the PAPR method used in the present invention may be an ACE method or a TR method.
  • the L1_MOD field has a size of 4 bits and may indicate a QAM modulation type of L1-post signaling information.
  • the L1_COD field has a size of 2 bits and may indicate a code rate of L1-post signaling information.
  • the L1_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate an FEC type of L1-post signaling information.
  • the L1_POST_SIZE field is a field having a size of 18 bits and may indicate the size of L1-post signaling information.
  • the L1_POST_INFO_SIZE field is a field having a size of 18 bits and may indicate the size of the information region of the L1-post signaling information.
  • the PILOT_PATTERN field has a 4-bit size and may indicate a pilot insertion pattern.
  • the TX_ID_AVAILABILITY field is a field having a size of 8 bits and may indicate a transmission device identification capability within a current geographical cell range.
  • the CELL_ID field has a size of 16 bits and may indicate a cell identifier.
  • the NETWORK_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a network identifier.
  • the SYSTEM_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a system identifier.
  • the NUM_FRAMES field has a size of 8 bits and may indicate the number of transmission frames per super frame.
  • the NUM_DATA_SYMBOLS field is a field having a size of 12 bits and may indicate the number of OFDM symbols per transmission frame.
  • the REGEN_FLAG field is a 3-bit field and can indicate the number of times of signal reproduction by the repeater.
  • the L1_POST_EXTENSION field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether an extension block of L1-post signaling information exists.
  • the NUM_RF field is a field having a size of 3 bits and may indicate the number of RF bands for TFS.
  • the CURRENT_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an index of a current RF channel.
  • the RESERVED field has a size of 10 bits and is for future use.
  • the CRC-32 field has a size of 32 bits and may indicate a CRC error extraction code of the L1-pre signaling information.
  • FIG. 16 illustrates an embodiment of L1-post signaling information included in a transmission / reception signal according to the present invention.
  • the L1-post signaling information may include parameters necessary for the receiver to encode PLP data.
  • the L1-post signaling information may include a configurable block, a dynamic block, an extension block, a cyclic redundancy check block, and an L1 padding block. have.
  • the configurable block may include information that may be equally applied over one transmission frame, and the dynamic block may include characteristic information corresponding to the transmission frame currently being transmitted.
  • the extension block is a block that can be used when the L1-post signaling information is extended, and the CRC block may include information used for error correction of the L1-post signaling information and may have a 32-bit size.
  • the padding block may be used to equally size the information included in each encoding block, and the size thereof is variable.
  • the table illustrated in FIG. 16 is a table included in the configurable block, and the fields included in the table are as follows. The size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the SUB_SLICES_PER_FRAME field has a size of 15 bits and may indicate the number of sub slices per transmission frame.
  • the NUM_PLP field has a size of 8 bits and may indicate the number of PLPs.
  • the NUM_AUX field has a size of 4 bits and may indicate the number of auxiliary streams.
  • the AUX_CONFIG_RFU field has a size of 8 bits and is an area for future use.
  • the RF_IDX field is a field having a size of 3 bits and may indicate an index of an RF channel.
  • the FREQUENCY field is a field having a size of 32 bits and may indicate a frequency of an RF channel.
  • the FEF_TYPE field is a field having a size of 4 bits and may be used to indicate a Future Extension Frame (FEF) type.
  • FEF Future Extension Frame
  • the FEF_LENGTH field is a field having a size of 22 bits and may indicate the length of the FEF.
  • the FEF_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate the size of an FEF interval.
  • the following fields are fields included in the PLP loop.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP.
  • the PLP_TYPE field has a size of 3 bits and may indicate whether the current PLP is a common PLP or PLP including general data.
  • the PLP_PAYLOAD_TYPE field is a field having a size of 5 bits and may indicate the type of the PLP payload.
  • the FF_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate a fixed frequency flag.
  • the FIRST_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an index of a first RF channel for TFS.
  • the FIRST_FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate the first frame index of the current PLP in the super frame.
  • the PLP_GROUP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP group.
  • the PLP group may be referred to as a link-layer-pipe (LLP), and the PLP_GROUP_ID field is referred to as an LLP_ID field according to an embodiment.
  • LLP link-layer-pipe
  • the PLP_COD field has a size of 3 bits and may indicate a code rate of a PLP.
  • the PLP_MOD field has a size of 3 bits and may indicate the QAM modulation type of the PLP.
  • the PLP_ROTATION field is a field having a size of 1 bit and may indicate a constellation rotation flag of the PLP.
  • the PLP_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate the FEC type of the PLP.
  • the PLP_NUM_BLOCKS_MAX field is a field having a size of 10 bits and may indicate the maximum number of PLPs of FEC blocks.
  • the FRAME_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate an interval of a transport frame.
  • the TIME_IL_LENGTH field is a field having a size of 8 bits and may indicate a depth of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the TIME_IL_TYPE field has a size of 1 bit and may indicate a type of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the IN-BAND_B_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate an in-band signaling flag.
  • the RESERVED_1 field has a size of 16 bits and is a field for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_2 field has a size of 32 bits and is a field for future use in the configurable block.
  • AUX_RFU is a field having a size of 32 bits and is a field for future use in an auxiliary stream loop.
  • FIG. 17 illustrates another embodiment of L1-post signaling information included in a transmission / reception signal according to the present invention.
  • the table illustrated in FIG. 17 is a table included in a dynamic block, and the fields included in the table are as follows. The size of each field and the types of fields that can be included in the table can be changed according to the designer's intention.
  • the FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate a frame index in a super frame.
  • the SUB_SLICE_INTERVAL field has a size of 22 bits and may indicate an interval of a sub slice.
  • the TYPE_2_START field is a 22-bit field and may indicate the start position of the PLP of the symbol interleaver over a plurality of frames.
  • the L1_CHANGE_COUNTER field has a size of 8 bits and may indicate whether the L1-signaling is changed.
  • the START_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate a start RF channel index for TFS.
  • the RESERVED_1 field is a field having a size of 8 bits and is for future use.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify each PLP.
  • the PLP_START field is a field having a size of 22 bits and may indicate a PLP start address in a frame.
  • the PLP_NUM_BLOCKS field has a size of 10 bits and may indicate the number of PLPs of FEC blocks.
  • the RESERVED_2 field is an 8-bit field and is used for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_3 field has a size of 8 bits and is used for future use in the dynamic block.
  • AUX_RFU is a field having a size of 48 bits and is a field for future use in an auxiliary stream loop.
  • the signals transmitted through the respective paths from the plurality of antennas of the broadcast signal transmitter to the plurality of antennas of the broadcast signal receiver may be transmitted through completely different channels, or may be transmitted through the same or nearly similar channels. If signals transmitted over a plurality of channels using MIMO technology are transmitted through the same or nearly similar channels, the signal receiving apparatus cannot separate the received signals due to the high correlation between the channels. Therefore, a signal must be adaptively obtained by performing MIMO processing differently according to correlation between channels, and this method is called a hierarchical MIMO method.
  • a broadcast signal transceiver using a hierarchical MIMO scheme will be described.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a broadcast signal transceiver according to another embodiment of the present invention.
  • 18A is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention.
  • a broadcast signal transmitter includes an FEC encoder for encoding input PLP data and bit interleaving in units of one FEC block for encoded PLP data.
  • a demultiplexer for performing a first symbol mapper and a second symbol mapper for demultiplexing data into MSB (least significant bit) and LSB (least significant bit) of bits to be symbol-mapped and outputting the first and second paths
  • a MIMO encoder for receiving symbol-mapped symbols and MIMO encoding the received symbols, a first frame mapper and a second frame mapper for forming signal frames to be transmitted in a first path and a second path, respectively, an OFDM scheme
  • the first frame may include a first OFDM modulator and a second OFDM modulator for modulating the signal frame and transmitting the modulated signal through the first antenna and the second antenna.
  • the symbol mapping schemes of the first symbol mapper and the second symbol mapper may be different. Therefore, assuming that a data amount of (M + N) bps / Hz is simultaneously transmitted through two antennas, the first symbol mapper uses a data amount of M bps / Hz, and the second symbol mapper uses a data amount of N bps / Hz. Each can be symbol mapped.
  • 18B is a diagram illustrating a broadcast signal receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver includes a first operation for acquiring synchronization in a time and frequency domain of a signal received from a first antenna and a second antenna.
  • a base OFDM and a second synchronizer respectively, a first OFDM demodulator and a second OFDM demodulator that perform demodulation by OFDM on the signals obtained through synchronization and perform channel equalization on the signals received through the two antennas, respectively
  • a first frame parser and a second frame parser capable of parsing a signal frame from the equalized signals in two antenna paths, and channel information are calculated using channel information, and the signal frame parsed according to the calculated channel correlation.
  • a hierarchical MIMO decoder that performs MIMO decoding differently on a signal included in a signal, for signals separated by the MIMO decoder according to an output control signal.
  • an FEC decoder that performs error correction decoding on the data merger and the bit stream output by the data merger.
  • the first symbol demapper and the second symbol demapper receive symbols output by the MIMO decoder separately and perform symbol demapping on the received symbols according to the respective symbol mapping schemes.
  • the bit streams corresponding to the MSB and LSB of the received data may be output.
  • the third symbol demapper may perform symbol demapping on symbols of a signal in which signals transmitted through each antenna path are combined.
  • the data rate may vary according to the symbol mapping scheme, and when data is transmitted through more than two transmission paths, the difference in the data rate may increase according to the symbol mapping scheme. In this case, the data rate may be adjusted using different symbol mapping schemes as many as the number of transmission paths.
  • This method is called a hybrid MIMO method, and hereinafter, a broadcast signal transmitter / receiver using a hybrid MIMO method will be described.
  • FIG. 19 illustrates a broadcast signal transceiver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 19A is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention.
  • a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention includes a plurality of FEC encoders and error correction coded data that perform error correction encoding on data to be transmitted according to a specific error correction code scheme.
  • Demultiplexer outputs divided into a plurality of paths corresponding to the number of antennas of the first, the first symbol mapper and the second symbol mapper for symbol mapping the data input through each path, the power control of the symbols so that the balls are transmitted at the optimum power
  • Each of the first OFDM module can modulate a signal frame by the OFDM scheme, and transmit the modulated signal through each antenna. It may include the data and a 2 OFDM modulator.
  • the symbol mapping method of the first symbol mapper and the second symbol mapper may be different.
  • the first power corrector and the second power corrector may adjust the power of the symbols according to two different symbol mapping methods, for example, the average power of the symbols according to the two symbol mapping methods.
  • 19B is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention.
  • a broadcast signal transmitter includes a first synchronizer and a second synchronizer, a first OFDM demodulator and a second OFDM demodulator, a first frame parser, and a first frame parser. It may include a two frame parser, a MIMO decoder, a first power corrector and a second power corrector, a first symbol demapper, a second symbol demapper, a multiplexer, and an FEC decoder.
  • the broadcast signal receiver may demap signals received by a plurality of antennas according to different symbol demapping schemes using a hybrid MIMO scheme, and inverse of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 19A. Since the process is performed, a detailed description thereof will be omitted.
  • the present invention proposes a MIMO system using Scalable Video Coding (SVC).
  • SVC Scalable Video Coding
  • the SVC scheme is a coding method of a video developed to cope with various terminals, communication environments, and changes thereof.
  • the SVC method encodes a single video in a hierarchical manner to generate desired video quality, and transmits video data for the basic video quality in the base layer and additional video data for restoring the video quality in the enhancement layer.
  • the receiver may receive and decode only the video data of the base layer to obtain an image having basic quality, or may obtain a higher quality image by decoding the base layer video data and the enhancement layer video data according to the characteristics of the receiver. .
  • the base layer may mean video data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer may mean video data corresponding to the enhancement layer.
  • the target of the SVC may not be the only video data
  • the base layer is data that can provide a basic service including basic video / audio / data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer is an enhancement layer. It may be used as a meaning including data capable of providing a higher service including a higher picture / audio / data corresponding to the corresponding picture.
  • the broadcast system of the present invention provides a method of transmitting a base layer of an SVC on a path that can be received in an SISO or MISO method using an SVC scheme, and an enhancement layer of an SVC on a path that can be received in an MIMO method.
  • the base layer is received by SISO or MISO method to obtain an image of a basic quality
  • a base layer and an enhancement layer are received by a MIMO method to obtain a higher quality of image.
  • 20 is a diagram illustrating a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter includes an SVC encoder 120100 for encoding a broadcast service into an SVC, and a MIMO encoder 120200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas. It may include. 20 shows a broadcast signal transmitter using a hierarchical modulation scheme.
  • the SVC encoder 120100 SVC encodes a broadcast service and outputs the broadcast service to the base layer and the enhancement layer.
  • the base layer is transmitted in the same manner in the first antenna (Ant 1; 120300) and the second antenna (Ant 2; 120400), and the enhancement layer is encoded in the MIMO encoder (120200) and is respectively the first antenna with the same data or different data. 120300 and the second antenna 120400.
  • the transmission system performs symbol mapping when data is modulated.
  • the figure for symbol mapping is as shown on the left (symbol mapper is not shown).
  • the broadcast signal transmitter performs hierarchical modulation to map bits corresponding to a base layer to a Most Significant Bit (MSB) portion of data to be modulated during symbol mapping, and bits corresponding to an enhancement layer to a Least Significant Bit (LSB) portion. can do.
  • MSB Most Significant Bit
  • LSB Least Significant Bit
  • FIG. 21 illustrates a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus includes an SVC encoder 121100 for encoding a broadcast signal transmitter into an SVC, and a MIMO encoder 121200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas.
  • 21 shows an embodiment of a transmission system using a frequency division multiplexing (FDM) method.
  • FDM frequency division multiplexing
  • the SVC encoder 121100 SVC encodes a broadcast service and outputs the broadcast service to the base layer and the enhancement layer.
  • the base layer is transmitted in the same manner in the first antenna (Ant 1; 121300) and the second antenna (Ant 2; 121400), and the enhancement layer is encoded in the MIMO encoder 121200, so that each of the first antennas is the same data or different data. It is transmitted to (121300) and the second antenna 121400.
  • the broadcast signal transmitter may process data using an FDM scheme to increase data transmission efficiency, and in particular, may transmit data through a plurality of subcarriers using the OFDM scheme.
  • the broadcast signal transmitter may transmit each signal by allocating subcarriers as subcarriers used to transmit SISO / MISO signals and subcarriers transmitting MIMO signals.
  • the base layer output from the SVC encoder 121100 may be transmitted in the same manner through a plurality of antennas through an SISO / MISO carrier, and the enhancement layer may be transmitted through a plurality of antennas through a MIMO carrier through MIMO encoding.
  • the broadcast signal receiver may receive an OFDM symbol to obtain a base layer by SISO / MISO decoding data corresponding to a SISO / MISO carrier, and obtain an enhancement layer by MIMO decoding data corresponding to a MIMO carrier. Thereafter, if MIMO decoding is not possible according to the channel condition and the receiving system, only the base layer may be used, and if MIMO decoding is possible, the service layer may be restored and provided by including the enhancement layer.
  • the MIMO encoder 121200 since the MIMO processing is performed after the bit information of the service is mapped to the symbol, the MIMO encoder 121200 may be located after the symbol mapper, so that the structure of the broadcast signal transmitter is simpler than in the embodiment shown in FIG. It may be done.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a MIMO broadcast signal transmitter and a transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter includes an SVC encoder 122100 for encoding a broadcast service into an SVC, and a MIMO encoder 122200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas.
  • FIG. 22 shows an embodiment of a transmission apparatus using a time division multiplexing (TDM) method.
  • TDM time division multiplexing
  • the broadcast signal transmitter may transmit the SVC encoded base layer and the enhancement layer through the SISO / MISO slot and the MIMO slot, respectively.
  • This slot may be a slot of a time or frequency unit of a transmission signal, and is illustrated as a time slot in the embodiment of FIG. 22.
  • This slot may also be a PLP.
  • the broadcast signal receiver determines what type of slot is being received, and receives a base layer from an SISO / MISO slot and an enhancement layer from a MIMO slot.
  • the reception system may restore the service using only the base layer or perform the MIMO decoding together with the enhancement layer to restore the service according to the channel or the receiver.
  • MIMO broadcast data including a base layer and an enhancement layer may be generated by one of the first to third embodiments, and may also be generated by a combination of one or more of them.
  • the MIMO broadcast data may be included in a specific PLP and transmitted separately from the PLP including terrestrial broadcast data.
  • a specific PLP is used to transmit MIMO broadcast data, and additionally, signaling information for describing this may be transmitted.
  • a specific PLP including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast PLP
  • a PLP including existing terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast PLP.
  • a specific frame is used to transmit MIMO broadcast data, and may additionally transmit signaling information for describing this.
  • the specific frame may be the FEF described with reference to FIG. 13.
  • a specific frame including the MIMO broadcast data is called a MIMO broadcast frame.
  • the PLP including the MIMO broadcast data may be transmitted through the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame also includes L1 signaling information, and information about the MIMO broadcast PLP present in the frame may be transmitted together with the L1 signaling information of the terrestrial broadcast frame.
  • the base layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the SISO / MISO scheme
  • the enhancement layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP or carrier of the SISO / MISO scheme and the PLP or carrier of the MIMO scheme may vary from 0 to 100%, and the ratio may be set differently for each frame.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a transmission frame structure transmitted by a terrestrial broadcasting system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 corresponds to an embodiment of a broadcast signal using at least one of the methods and methods (1) to (3) described with reference to FIGS. 20 to 22.
  • the MIMO broadcast PLP may exist in the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP included in the existing frame is a base layer, and the MIMO broadcast PLP including the MIMO broadcast frame is an enhancement layer and may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • FIG. 23B shows a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist only in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may include a PLP including a base layer and a PLP including an enhancement layer.
  • FIG. 23C transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • MIMO broadcast data exists only within a MIMO broadcast frame.
  • the base layer and the enhancement layer may not be transmitted by being divided into PLPs but may be transmitted by being divided into carriers. That is, as described with reference to FIG. 21, data corresponding to the base layer and data corresponding to the enhancement layer may be allocated to separate subcarriers and then OFDM modulated and transmitted.
  • the broadcast signal transmitter may input and process a base layer and an enhancement layer by dividing them into PLPs.
  • the base layer may be included in PLP0 and the enhancement layer may be included in PLP1.
  • the broadcast signal receiver corresponding thereto may receive and process a broadcast signal in which the base layer and the enhancement layer are divided into PLPs.
  • the broadcast signal transmitter may transmit the base layer and the enhancement layer together in one PLP.
  • the broadcast signal transmitter may include an SVC encoder that SVC-encodes data and outputs it as an enhancement with the base layer.
  • the broadcast signal receiver corresponding thereto may receive and process a broadcast signal in which the base layer and the enhancement layer are transmitted to one PLP.
  • Various technologies have been introduced to increase transmission efficiency and perform robust communication in digital broadcasting systems. As one of them, a method of using a plurality of antennas at a transmitting side or a receiving side has been proposed, and a single antenna transmission single antenna reception scheme (SISO), a single antenna transmission multiple antenna reception scheme (SISO) SIMO; Single-Input Multi-Output (Multi-Input) Multi-antenna transmission may be divided into a single antenna reception method (MISO; Multi-Input Sinle-Output), a multi-antenna transmission multi-antenna reception method (MIMO; Multi-Input Multi-Output).
  • MISO Single antenna transmission single antenna reception scheme
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the multi-antenna may be described as an example of two antennas for convenience of description, but this description of the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the SISO scheme represents a general broadcast system using one transmit antenna and one receive antenna.
  • the SIMO method represents a broadcast system using one transmitting antenna and a plurality of receiving antennas.
  • the MISO scheme represents a broadcast system that provides transmit diversity using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MISO scheme represents an Alamouti scheme.
  • the MISO scheme refers to a scheme in which data can be received with one antenna without performance loss. In the reception system, the same data may be received by a plurality of reception antennas to improve performance, but even in this case, the description is included in the scope of the MISO.
  • the MIMO scheme represents a broadcast system that provides transmit / receive diversity and high transmission efficiency by using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MIMO scheme processes signals differently in time and space, and transmits a plurality of data streams through parallel paths operating simultaneously in the same frequency band to achieve diversity effects and high transmission efficiency.
  • SM spatial multiplexing
  • GC golden code
  • a modulation method may be expressed as quadrature amplitude modulation (M-QAM) when transmitting a broadcast signal. That is, when M is 2, a binary phase shift keying (BPSK) scheme may be represented by 2-QAM, and when Q is 4, quadrature phase shift keying (QPSK) may be represented by 4-QAM. M may represent the number of symbols used for modulation.
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • a MIMO system will be described by using two transmission antennas to transmit two broadcast signals and two reception antennas to receive two broadcast signals by way of example.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 illustrates elements related to MIMO encoding in a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver of the present invention.
  • the MIMO transmission system includes an input signal generator 201010, a MIMO encoder 201020, a first transmission antenna 201030, and a second transmission antenna 201040.
  • the input signal generator 201010 may be referred to as a divider and the MIMO encoder 201020 may be referred to as a MIMO processor.
  • the MIMO receiving system may include a first receiving antenna 201050, a second receiving antenna 201060, a MIMO decoder 201070, and an output signal generator 201080.
  • the output signal generator 201080 may be referred to as a merger
  • the MIMO decoder 201070 may be referred to as an ML detector.
  • the input signal generator 201010 may generate a plurality of input signals for transmitting to a plurality of antennas. That is, the first input signal S1 and the second input signal S2 for MIMO transmission may be output by dividing the input signal or data to be transmitted into two input signals.
  • the MIMO encoder 201020 performs MIMO encoding on the plurality of input signals S1 and S2 to output the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2 for MIMO transmission, and each of the output transmission signals is required signal processing. And may be transmitted through the first antenna 201030 and the second antenna 201040 through a modulation process.
  • the MIMO encoder 201020 may perform encoding on a symbol basis.
  • the MIMO encoding method the above-described SM technique and GC technique may be used.
  • the present invention proposes a new MIMO encoding method.
  • the MIMO encoder may MIMO encode a plurality of input signals using the MIMO encoding method described below.
  • MIMO encoder may also be referred to as MIMO processor hereinafter. That is, the MIMO encoder outputs a plurality of transmission signals by processing the plurality of input signals according to the MIMO matrix and the parameter values of the MIMO matrix proposed below.
  • the input signal generator 201010 is an element that outputs a plurality of input signals for MIMO encoding, and may be an element such as a demultiplexer or a frame builder according to a transmission system. Also included in the MIMO encoder 201020, the MIMO encoder 201020 may generate a plurality of input signals and perform encoding on the plurality of input signals generated.
  • the MIMO encoder 201020 represents a device that outputs a plurality of signals by MIMO encoding or MIMO processing so as to obtain diversity gain and multiplexing gain of the MIMO transmission system.
  • a plurality of devices are provided to process signals in parallel, or sequentially or simultaneously in one device having a memory. You can process the signal.
  • the MIMO reception system receives the first reception signal Sr1 and the second reception signal Sr2 using the first reception antenna 201050 and the second reception antenna 201060.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal to output a first output signal and a second output signal.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal according to the MIMO encoding method used by the MIMO encoder 201020.
  • the MIMO decoder 201070 outputs the first output signal and the second output signal using information on the MIMO matrix, the received signal, and the channel environment used by the MIMO encoder in the transmission system as the ML detector.
  • the first output signal and the second output signal may include probability information for bits that are not bit values, and the first output signal and the second output signal may be FEC decoding. It may be converted into a bit value through.
  • the MIMO decoder of the MIMO receiving system processes the first received signal and the second received signal according to the QAM type of the first input signal and the second input signal processed by the MIMO transmission system. Since the first and second received signals received by the MIMO receiving system are signals in which the first input signal and the second input signal of the same QAM type or different QAM types are transmitted by MIMO encoding, the MIMO receiving system may not be able to identify the received signal. It is possible to determine whether the combination of the QAM type, MIMO decoding the received signal. Therefore, the MIMO transmission system may transmit information identifying the QAM type of the transmission signal to the transmission signal, wherein the information identifying the QAM type of the transmission signal may be included in the preamble portion of the transmission signal.
  • the MIMO receiving system may identify the combination of the QAM type (M-QAM + M-QAM or M-QAM + N-QAM) of the received signal from the information identifying the QAM type of the transmitted signal, thereby MIMO decoding the received signal. have.
  • the SM technique is a method of simultaneously transmitting data to be transmitted to a plurality of antennas without separate encoding for a separate MIMO scheme.
  • the receiver may acquire information from data simultaneously received by the plurality of receive antennas.
  • the ML (Maximum Likelihood) decoder used for signal recovery in a receiver has a relatively low complexity because it only needs to examine a plurality of received signal combinations.
  • transmission diversity cannot be expected at the transmitting side.
  • the MIMO encoder bypasses a plurality of input signals, and this bypass processing may be expressed by MIMO encoding.
  • the GC scheme is a method of encoding data to be transmitted with a predetermined rule (for example, an encoding method using a golden code) and transmitting the same to a plurality of antennas. If there are two antennas, the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • a predetermined rule for example, an encoding method using a golden code
  • the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • the ML decoder of the receiver has a disadvantage in that complexity is increased because four signal combinations must be examined.
  • the GC scheme has the advantage that robust communication is possible in that transmit diversity is obtained compared to the SM scheme. However, this compares the case where only the GC technique and the SM technique are used for data processing during data transmission, and when data is transmitted by using separate data coding (or outer coding) together.
  • the transmit diversity of the GC scheme may not provide additional gain. This phenomenon is particularly evident when such outer coding has a large minimum Hamming distance.
  • the Hamming distance represents the number of bits whose corresponding bit values do not match between binary codes having the same number of bits.
  • the transmit diversity of the GC scheme has an additional gain over the SM scheme.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • 25 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme using an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 illustrates the BER / SNR performance of the GC scheme and the SC scheme according to the code rate of the outer code, using a QPSK modulation scheme and assuming a Rayleigh channel environment.
  • the ray channel environment represents a channel having no correlation between paths in MIMO transmission and reception.
  • the SM scheme outperforms the GC scheme.
  • the GC transmit diversity gain is greater than the performance improvement by coding. It can be seen that it shows better performance than the SM technique.
  • FIG. 26 is a BER / SNR chart illustrating performance differences between a GC scheme and an SM scheme according to a modulation scheme and a code rate of an outer code according to an embodiment of the present invention.
  • the chart 203010 uses an outer code having a QPSK modulation scheme and a code rate of 1/2
  • the chart 203020 shows a QPSK modulation scheme and a code of 3/4.
  • the chart 203030 shows a case where an outer code having a code rate of 5/6 and a modulation scheme of 64-QAM are used.
  • the SM technique is the GC technique when the code rate is low (1/2) as in the chart (203010) and when the QAM size is large (64-QAM) as the chart (203030). You can see that it shows better performance.
  • the present invention intends to design a more efficient MIMO broadcasting system by using a strong outer code while using a low complexity SM scheme.
  • the SM scheme may cause a problem in recovering the received signal.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system may send an input signal 1 (S1) and an input signal 2 (S2) to the transmission antenna 1 and the transmission antenna 2, respectively, by the SM scheme.
  • FIG. 27 corresponds to an embodiment of transmitting a symbol modulated with 4-QAM at a transmitter.
  • Receive antenna 1 receives signals in two paths, and in the channel environment of FIG. 27, the received signal of receive antenna 1 is equal to S1 * h11 + S2 * h21, and the received signal of receive antenna 2 is equal to S1 * h12 + S2 * h22. same.
  • the receiver can recover data by acquiring S1 and S2 through channel estimation.
  • the transmit and receive paths are independent of each other, and this environment will be referred to below as un-correlated.
  • the correlation between the channels of the transmission and reception paths may be very high, such as a line of sight (LOS) environment, which is referred to as fully correlated.
  • LOS line of sight
  • the reception antenna 1 and the reception antenna 2 receive the same reception signal (S1 + S2).
  • both the receiving antenna 1 and the receiving antenna 2 will receive the same signal as the signal plus the transmission signals.
  • the received signal received from the receiver that is, the data added by the channel, does not represent both symbols S1 and S2.
  • the receiver does not receive a 16-QAM symbol added with a signal S1 represented by a 4-QAM symbol and S2 represented by a 4-QAM symbol, and 9 symbols as shown in the right figure. Since the signal S1 + S2 is represented, it is impossible to recover by separating S1 and S2.
  • the received signal passing through the correlation channel may be expressed as a signal obtained by adding the transmission signals transmitted from the transmission system. That is, when two antennas transmit the first transmission signal and the second transmission signal in the transmission system, the received signal passing through the correlation channel is assumed to be a signal obtained by adding the first transmission signal and the second transmission signal. To explain.
  • the receiver cannot recover the signal transmitted by MIMO using the SM technique.
  • processing such as changing a transmission method by notifying the transmitter of such a channel state through a feedback channel between the transceivers is possible.
  • bidirectional communication through a feedback channel may be difficult, and the number of receivers per transmitter is large and the range is very wide, thus making it difficult to cope with various channel environment changes. Therefore, if the SM scheme is used in such a correlation channel environment, the receiver cannot use the service and the cost is increased because it is difficult to cope with such an environment unless the coverage of the broadcasting network is reduced.
  • the present invention intends to design a MIMO system such that a signal received through the channel satisfies the following conditions so as to overcome the case where the MIMO channel is an correlation channel.
  • the received signal should be able to represent both original signals S1 and S2.
  • the coordinates of the constellation received at the receiver should be able to uniquely represent the sequence of S1 and S2.
  • Euclidean distance represents the distance between coordinates on the constellation.
  • the present invention first proposes a MIMO encoding method using a MIMO encoding matrix including a parameter a as shown in Equation 1 below.
  • Equation 2 the received signals 1 (Rx1) and 2 (Rx2) received by the antenna 1 and the antenna 2 are represented by the following Equation 2
  • the MIMO channel is correlated, it is calculated as shown in the last line of Equation 2.
  • S1 and S2 are each designed to have a different power, it can be used to secure the toughness.
  • the MIMO encoder may encode the input signals such that the input signals S1 and S2 have different powers according to the encoding parameter a, and S1 and S2 are received in different distributions even in the correlation channel. For example, by encoding S1 and S2 to have different powers, and transmitting them to constellations with different Euclidean distances by normalization, the input signals can be separated and recovered even if the receiver experiences a correlation channel. .
  • Equation 3 The above MIMO encoding matrix is expressed by Equation 3 considering the normalization factor.
  • the MIMO encoding of the MIMO encoder using the MIMO encoding matrix as in Equation 2 rotates the input signals by an arbitrary angle (theta) that can be represented by the encoding parameter a, thereby cosine the rotated signal.
  • the component and the sine component are separated separately and the +/- signs are assigned to the separated components and transmitted to other antennas, respectively.
  • the MIMO encoder transmits the cosine component of the input signal S1 and the sine component of the input signal S2 to one transmission antenna, and the sine component of the input signal S1 and the cosine component with the minus sign of the input signal S2 to the other transmission antenna. Can be encoded.
  • the rotation angle changes according to the change of the encoding parameter a value, and the power distribution between the input signals S1 and S2 varies according to the value and angle of this parameter. Since the changed power distribution can be expressed as the distance between the symbol coordinates in the constellation, the input signals encoded in this way are represented by different constellations even though they have undergone the correlation channel at the receiving end, thereby being identified, separated, and recovered.
  • the MIMO encoder can encode the input signal S1 and the input signal S2 into signals having different Euclidean distances according to the a value, and the encoded transmission signals can be received and restored with constellations identifiable at the receiving end. have.
  • Equation 4 MIMO encoding of the input signal using the above-described MIMO encoding matrix
  • Equation 4 S1 and S2 represent normalized QAM symbols of constellations mapped in the symbol mapper of the MIMO path of the input signal S1 and the input signal S2, respectively.
  • X1 and X2 represent MIMO encoded symbols, respectively.
  • the MIMO encoder includes a symbol corresponding to X1 by applying a matrix such as Equation 4 to a first input signal including symbols corresponding to S1 and a second input signal including symbols corresponding to S2. Symbols of the transmission signal X2 including symbols corresponding to the first transmission signal and X2 may be output.
  • the MIMO encoder may perform encoding by further adjusting the encoding parameter a value while performing MIMO encoding on the input signals using the MIMO encoding matrix as described above. That is, consideration and adjustment of additional data recovery performance of the MIMO transmission / reception system may be optimized by adjusting the parameter a, which will be described in detail below.
  • a value can be calculated in consideration of Euclidean distance.
  • the transmission signal St1 is an M-QAM symbol and the transmission signal St2 is an N-QAM symbol
  • the signal St1 + St2 received at the receiver through the correlated MIMO channel is (M * N). -QAM signal.
  • FIG. 28 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • the input signal S1 has a constellation 205010 as a 4-QAM symbol
  • the input signal S2 has a constellation 205020 as a 4-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix, the encoded first transmission signal St1 and the second transmission signal St2 transmitted from antenna 1 (Tx1) and antenna 2 (Tx2) are 16-QAM symbols.
  • the constellation diagram 205030 and the constellation diagram 205040 are the same.
  • FIG. Suggest a method of optimizing the value of a so that each constellation has the same Euclidean distance as the constellation diagram 205050 of the received signal passing through the correlator channel is shown in FIG. Suggest.
  • Optimizing the Euclidean distance means placing the equal distances between adjacent symbols in the constellation of the signal, and also maximizing the minimum Euclidean distance in the constellation.
  • the constellation diagram 205050 of the received signal is a constellation diagram in which Euclidean distance is adjusted using a value as shown in Equation 5 below.
  • the MIMO encoder when the MIMO encoder encodes the input signals using the above-described MIMO matrix, the MIMO encoder has a minimum in the constellation of the received signal (that is, the signal added with the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2) that has undergone the correlation channel.
  • a value of the encoding parameter a may be calculated or set so as to maximize the creedian distance, and the encoded value a may be expressed by Equation 5 according to a combination of modulation schemes.
  • the constellation diagram 205050 of the received symbol corresponds to a case where the input signals are 4-QAM and 4-QAM, that is, QPSK + QPSK, respectively, and a value of 3 is MIMO encoded.
  • the distribution and constellation of the transmission / reception symbol depend on the modulation scheme of the received signal and their combination, and the a value for optimizing the Euclidean distance is also changed because the Euclidean distance varies according to the distribution and constellation of the symbol. Can vary.
  • Equation 5 when the transmit / receive signal is a combination of 4-QAM and 16-QAM (QPSK + 16QAM) and a combination of 16-QAM and 16-QAM (16QAM + 16QAM), a value for optimizing Euclidean distance is calculated. Each calculation was shown.
  • the value of a is set so that the constellation of is equal to that of the 16-QAM signal.
  • 29 is a BER / SNR chart showing the performance of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 29 illustrates performance differences of a GC scheme (Golden Code), an SM scheme (SM), and the MIMO encoding scheme (SM OPT1) according to the first embodiment when the transmit / receive signal is 16-QAM in the correlation channel.
  • a GC scheme Golden Code
  • SM SM
  • MIMO encoding scheme SM OPT1
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention exhibits superior performance compared to the GC or SM method.
  • Arrows in the chart of Fig. 29 represent SNR gains of the first embodiment of the present invention.
  • the SNR gain increases as the code rate of the outer code increases.
  • the SM code rate of 2/5 or more decoding is not possible at all in the correlation channel, and the reception of the service is impossible regardless of the SNR.
  • FIG. 30 is a capacity / SNR chart showing performance in a correlationless channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 is a capacity / SNR chart showing performance in a correlation channel of the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment shows superior SNR performance than the SM and GC schemes, and is superior to the SISO.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention can obtain better performance while using a system having a lower complexity than the GC scheme, and has a similar complexity to the SM scheme. It can be seen that superior performance can be obtained in the correlation channel.
  • a subset of the GC may be used as the MIMO encoding matrix in the MIMO encoding, in which case the MIMO encoding matrix is represented by Equation (6).
  • the performance is shown to be better than the first embodiment of the present invention when using an encoding matrix such as Equation (6).
  • the constellation of FIG. 32 uses the MIMO encoding matrix to MIMO-encode the input signal S1 of the 16-QAM type and the input signal S2 of the 16-QAM type, and transmits the signals transmitted from the two transmit antennas at the receiver through the correlation channel.
  • the constellation received.
  • the left side shows the reception constellation when the subset of GC is used, and the right side corresponds to the reception constellation when the first embodiment is used.
  • 33 is a capacity / SNR chart comparing performance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • the minimum Euclidean distance on the constellation of the received signal is wider than when using a subset of GC, but the SNR performance is using a subset of GC (SM OLDP). Golden) appears to be better. Therefore, it can be seen that the performance difference is caused by factors other than Euclidean distance, and the reason is described below.
  • Fig. 34 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • the figure on the left shows a constellation in the case of using a subset of GS, and the figure on the right shows a constellation in the case of the first embodiment.
  • the reason that the SNR performance is worse than when using a subset of GC is due to the relationship between Euclidean distance and Hamming distance.
  • the distribution of Hamming distances itself is similar, and in both cases they do not have gray mapping. 34, however, it can be seen that when the subset of GC is used, the Euclidean distance of the pair of green lines having a large hamming distance or the pair of black lines is wider than that of the first embodiment. That is, the Euclidean distances within 4 by 4 16-QAM constellations distributed in 16 regions of the entire constellation are similar in both cases, but the Euclidean distances between the 4 by 4 16-QAM constellations are similar. Uses a subset of GC, which makes up for the differences in Hamming distance performance.
  • the BER performance is better than that of the first embodiment when the minimum Euclidean distance is narrower when the subset of GC is used in the first embodiment. Therefore, the following will propose a MIMO encoding method having better SNR performance or BER performance.
  • Second Embodiment MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance
  • a MIMO encoding method in which a received signal passing through a correlation channel has gray mapping while a value is set such that Euclidean distance is optimized.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so as to perform gray mapping at the receiving end.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using a method as in Equation 7 below.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding by changing the sign of the input signal 2 according to the value of S1 while using the MIMO encoding matrix used in the first embodiment.
  • the first transmission signal and the first transmission signal and the first signal are applied to the determined input signal 1 and the input signal 2 by applying the MIMO encoding matrix as described above. 2 Transmission signal can be output.
  • 35 is a diagram illustrating an input signal and a transmission / reception signal performing the MIMO encoding method according to the second embodiment of the present invention.
  • Equation 7 XOR operation is performed on the bit values assigned to the real part and the imaginary part of S1 in the input signals S1 (212010) and S2 (212020), respectively, and the sign of the real part and the imaginary part of S2 is determined according to the result.
  • the antenna 1 and the antenna 2 are respectively transmitted.
  • Received symbols of the coarse received signal 2212050 have gray mapping, so that the hamming distance between adjacent symbols in the constellation is not more than two, as shown in FIG.
  • the second embodiment can expect the same performance as the SIMO method even in the correlated MIMO channel.
  • the value of S2 depends on S1 when the ML decoder decodes the received signal and acquires S1 and S2, complexity may increase, and performance may deteriorate due to correlation between input signals in an uncorrelated MIMO channel.
  • Third embodiment MIMO encoding method for setting MIMO encoding parameter in consideration of Hamming distance in addition to Euclidean distance
  • the value a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the received signal without making the entire constellation of the received signal have minimum Euclidean distance.
  • 36 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • the hamming distance of the D_E1 section is smaller than the Hamming distance of the D_E2 section in the constellation of the received signal, the Euclidean is maintained so that the D_E1 section maintains twice the power difference of the D_E2 section to compensate for the difference in the hamming distance. Adjust the distance. In other words, the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • the section D_E2 has a hamming distance twice that of the section D_E1. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. It can compensate for the deterioration of performance.
  • the relative Euclidean distance is determined in the received signal as shown in FIG. 36 in which the two transmitted signals St2 and St2 received at the receiving end are combined.
  • the minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power decreases from Equation 2 is 2 (a-1), and the minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power increases becomes 2 (a + 1).
  • R h ⁇ (a + 1) S1 + (a-1) S2 ⁇ ).
  • D_E1 is equal to the Euclidean distance of 16-QAM symbols with reduced power.
  • D_E2 subtracts the distance corresponding to 3/2 of the Euclidean distance of the reduced power 16-QAM symbols from 1/2 of the Euclidean distance of the powered 16-QAM symbol and 2 of the calculated distances. It can be seen that it is doubled, which can be expressed as Equation (8).
  • the MIMO encoder uses the MIMO matrix described above to perform MIMO encoding such that the powers of the input signals are distributed differently so that each has a different size of Euclidean distance.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding using a MIMO matrix having an encoding parameter a value set to have a Euclidean distance that compensates for a difference in hamming distance between input signals with power distribution. have.
  • FIG. 37 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • the constellations of the encoded and transmitted transmission signals are respectively transmitted signal 1 214030 and transmission signal 2. (214040).
  • the constellation of the received signal received by the receiver is the same as the received signal 214050, and the Euclidean distance is adjusted according to the Hamming distance in the constellation of the received signal 214050. Able to know.
  • a value such as 4.0 may be used in addition to the above values. This is due to the characteristic that the added signal can represent both S1 and S2 in the case of the SM technique in the QPSK + 16QAM MIMO. In this case, in order to compensate for the performance at the high code rate of the outer code, a value of 4.0 or near may be used instead of the value calculated by Equation 9.
  • the second embodiment SM OPT2 In the MIMO encoding method SM OPT2 of the second embodiment, it can be seen from the chart of the left-correlated MIMO channel environment that the second embodiment SM OPT2 has almost the same performance as the SIMO method. However, in the chart of the uncorrelated MIMO channel environment on the right, the second embodiment (SM OPT2) confirms that performance deterioration occurs due to the characteristic that S2 depends on S1 in the relationship between S1 and S2 transmitted by MIMO encoding. Can be.
  • performance is better than that of the first embodiment SM OPT1 in the correlated MIMO channel, and there is no performance loss even in the uncorrelated MIMO channel.
  • 39 is another capacity / SNR chart comparing the performance of the MIMO encoding methods according to the present invention.
  • the second embodiment shows the same performance as SIMO in the correlating MIMO channel, so that there is no performance loss and MIMO in the correlating MIMO channel.
  • the disadvantages of the scheme can be improved.
  • the input data S1 and S2 are not independent of each other by MIMO encoding, and S2 changes according to S1, so that performance degradation occurs in the uncorrelated channel as shown in the charts of FIGS. 38 and 39. Therefore, iterative ML detection may be used to solve a problem in which reception and decoding errors of S1 are reflected in S2 to cause additional errors in decoding errors of S2.
  • Iterative ML detection includes an outer code in an iterative loop, and converts the soft posterior probability value of S1 output from the outer pod to the ML detector's prior probability value. By reducing the S1 detection error, the detection error of S1 is applied to the S2 detection.
  • the MIMO encoding method of the second embodiment can be used to represent the performance of the SIMO system in the correlated MIMO channel and the performance of the SM scheme in the uncorrelated MIMO channel.
  • the MIMO encoding method of the third embodiment is designed such that the received signal received through the correlated MIMO channel considers both Hamming distance and Euclidean distance. Therefore, it is confirmed that not only has good performance in the correlation correlated MIMO channel, but also the gain of the MIMO transmission / reception can be used because there is no performance loss in the uncorrelated MIMO channel compared to the SM scheme. In this case, the complexity of the receiver has a similar complexity to that of the SM scheme, which is advantageous in the implementation of the receiver.
  • FIG. 40 is a capacity / SNR chart comparing performance of a combination of modulation methods in a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 40 shows the QPSK + QPSK MIMO transmission scheme and the 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme according to the third embodiment of the SISO scheme of 16-QAM, 64-QAM, and 256-QAM, and 16-QAM, 64-QAM, and 256-.
  • the performance of QAM's SISO method is compared.
  • the third embodiment shows the gain of the MIMO transmission / reception and is superior to the SIMO method or the SISO.
  • the third embodiment shows better performance than the SISO scheme in the right chart of the correlation channel, a performance difference occurs between the QPSK + QPSK MIMO transmission scheme and the 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme as shown. You can check it.
  • the transmission scheme of QPSK + 16-QAM can be used.
  • the MIPS transmission method of QPSK + 16-QAM indicates that one of the two data input signals S1 and S2 used for MIMO encoding / decoding is the QPSK symbol and the other is the 16-QAM symbol. It is similar to 64-QAM of the SISO method.
  • FIG. 41 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a QPSK + QPSK MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • each chart represents a result of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel.
  • the correlation is 0.0 from the case where the correlation is 0 (cor 0.0) to the case where the correlation is 1 (cor 1.0).
  • Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • the chart of the correlation correlated MIMO channel of FIG. 41 it can be seen that the GC technique is severely degraded in performance.
  • the charts show the results of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel.
  • the correlation is 0.0 from the correlation 0 (cor 0.0) to the correlation 1 (cor 1.0). Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • 43 is a capacity / SNR chart comparing performance according to channel correlation when a 16-QAM + 16-QAM MIMO transmission scheme is used in the MIMO encoding method according to the third embodiment of the present invention.
  • each chart shows a result of measuring performance by varying the correlation of the MIMO channel.
  • the correlation is 0.0 from the correlation 0 (cor 0.0) to the correlation 1 (cor 1.0).
  • Performance was shown in each chart by dividing by 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 and 1.0.
  • the broadcast signal transmitter and the broadcast signal receiver using the MIMO scheme may be referred to as a MIMO transmitter and a MIMO receiver, respectively.
  • FIG 44 illustrates a MIMO transmitter and a MIMO receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmitter and the MIMO receiver of FIG. 44 are examples of a case where MIMO communication is performed using two antennas, respectively.
  • the modulation scheme of the input signal is the same. That is, the modulation scheme of two input signals for transmission using two antennas is an embodiment (for example, BPSK + BPSK or QPSK + QPSK, etc.) for the M-QAM type and the M-QAM type.
  • the input data may be processed in units of streams or physical layer pipes (PLPs).
  • the PLP is a physical layer pipe, and each service in the present invention may be transmitted and received through multiple RF channels.
  • the PLP may be viewed as a physical layer time division multiplex (TDM) channel carrying one or more services. have.
  • TDM physical layer time division multiplex
  • the unit in which the physical layer is identifiable in the physical layer or the path through which such a service is transmitted is called a PLP.
  • the PLP may be located in slots that are distributed at a time interval over a plurality of RF channels, or may be distributed at a time interval on one RF channel.
  • Such a signal frame may transmit PLPs distributed over at least one RF channel in time. In other words, one PLP may be transmitted distributed in time in one RF channel or multiple RF channels.
  • the MIMO transmitter includes a BICM (Bit Interleaved Coding and Modulation) module 4410, a frame builder 4440, a frequency interleaver 4440, a MIMO encoder 4440, and an OFDM generator 44050, wherein the BICM module 4410 is A FEC encoder 4460, a bit interleaver 44070, a demultiplexer (DEMUX) 44080, a symbol mapper 444090, and a time interleaver 44100.
  • the MIMO encoder 4440 may also be referred to as a MIMO processor.
  • the MIMO receiver includes an OFDM demodulator 44110, a MIMO decoder 44120, a frequency deinterleaver 44130, a frame parser 44140, a time deinterleaver 44150, a multiplexer (MUX: 44160), a bit deinterleaver 44170, and An FEC decoder 44180.
  • the time deinterleaver 44150, the multiplexer 44160, the bit deinterleaver 44170, and the FEC decoder perform reverse processing of the BICM module, and may be referred to as a BICM decoding module 44190 hereinafter.
  • the MIMO decoder 44120 may be referred to as a MIMO Maximum Likelihood (ML) detector.
  • ML Maximum Likelihood
  • a plurality of PLPs are input to respective BICM paths, and in FIG. 44, an example in which one PLP is input to the BICM module 4410 will be illustrated and described.
  • the BICM module may be provided in plural, and PLPs which have been separately processed for BICM may be input to the frame builder 4440.
  • the BICM module 4410 encrypts and interleaves data.
  • the input PLP unit bit stream is encoded by using an outer code in the FEC encoder 44050.
  • the FEC encoder 4460 may add and encode redundancy for error correction using an outer code such as Bose-Chaudhuri-Hocquengham (BCH) / Low Density Parity Check (LDPC) code.
  • BCH Bose-Chaudhuri-Hocquengham
  • LDPC Low Density Parity Check
  • the bit interleaver 4440 interleaves and outputs the encoded bit stream in units of bits.
  • the demultiplexer 44080 adjusts the bit output order of the bit stream, in order to distribute and distribute the distribution of the data reliability generated in the LDPC encoding when performing symbol mapping.
  • the demultiplexer 44080 demultiplexes the bit stream on an M-QAM basis and outputs the demultiplexer.
  • the symbol mapper 44290 outputs the M-QAM symbol stream by M-QAM gray mapping the bit stream output from the demultiplexer 44080.
  • the time interleaver 44100 interleaves a symbol stream in time units, and in particular, time interleaves symbols from one or a plurality of LDPC blocks. In FIG. 44, signal processing in blocks after the symbol mapper may be performed in symbol units.
  • the frame builder 4440 arranges the symbols of the PLP unit output through the BICM path in the frame.
  • the frame builder 4420 further performs a role of an input signal generator that generates or arranges a plurality of input signals for MIMO transmission.
  • the frame builder 4420 at the MIMO transmitter may arrange symbols such that different PLPs are not MIMO encoded together.
  • the frame builder 4420 may generate two output signals by placing two different symbols in the same cell position.
  • the frequency interleaver 4430 interleaves the two symbol data in the same pattern in the frequency domain.
  • the MIMO encoder 44040 MIMO encodes two input signals for two antennas, that is, two symbol data output from the frequency interleaver 4430.
  • the MIMO encoding used may use the same MIMO encoding method as the first to third embodiments described above, and thus may use the aforementioned MIMO encoding matrix.
  • the OFDM generator 4450 may perform OFDM modulation on MIMO encoded symbol data and transmit the same.
  • the OFDM generator 4440 may be an IFFT module or ACE (Active Constellation) modulating a signal into a plurality of subcarriers by performing an Inverse Fast Furier Transform on the signal.
  • PAPR reduction module for reducing peak-to-average power ratio (PAPR) in modulated OFDM signals using at least one of an Extension or Tone Reservation scheme, and a GI insertion module for inserting guard intervals into OFDM signals. It may include a P1 insertion module for inserting a preamble for the L1 signaling information and a digital-to-analogue converter (DAC) for converting the processed digital signal into an analog signal.
  • DAC digital-to-analogue converter
  • the MIMO encoder 4440 may perform MISO processing or additionally perform SISO processing in addition to MIMO encoding.
  • the transmitter when only MIMO processing is performed, the transmitter may use two antennas, and when MISO processing is additionally performed, a total of four antennas may be used.
  • MISO processing when all PLPs are transmitted by SISO processing, one to four antennas can be used arbitrarily.
  • the MIMO receiver uses at least two antennas for receiving the MIMO signal.
  • the received signal is an SISO signal or an MISO signal
  • at least one antenna may be used.
  • the frequency interleaver 44030 and the OFDM generator 44050 are provided in parallel by the number of input signals transmitted to the plurality of antennas in the MIMO scheme, so that the above-described operations can be performed in parallel.
  • one frequency interleaver 44030 and the OFDM generator 44050 may include a memory to process a plurality of signals in parallel.
  • the OFDM demodulator 44110 OFDM demodulates a plurality of received signals received from a plurality of antennas and outputs a plurality of symbol data and channel information.
  • the received signal may be converted into a signal having a frequency dimension by fast Fourier transform (FFT) processing, and channel information may be obtained using a pilot included in the received signal.
  • FFT fast Fourier transform
  • the OFDM demodulator 44110 detects and decodes an ADC (Analogue-to-Digital Converter) for converting a received analog signal into a digital signal, a P1 signal including L1 signaling information, and decodes the current from the P1 signal.
  • ADC Analogue-to-Digital Converter
  • a P1 detection and decoding module for finding out what frame configuration the received signal has, a time / frequency synchronization unit for detecting guard intervals to perform time synchronization and frequency synchronization, and a GI removal unit for removing guard intervals after synchronization is performed;
  • An FFT module may perform fast Fourier transform to demodulate signals of a plurality of subcarriers, and a channel estimator may estimate a transmission channel from a transmitter to a receiver from pilot signals inserted in a frequency domain.
  • the MIMO decoder 44120 processes the channel information acquired by the OFDM demodulator 44110 and the plurality of received symbol data to output a plurality of output signals.
  • the MIMO decoder 44120 may use Equation 10 below.
  • Equation 10 yh, t denotes a signal received at the receiver, and h denotes a received channel, which represents a channel received for each receiving antenna, and thus represents a received signal passing through a channel corresponding to time t.
  • Hh, t represents channel information experienced by the received signal.
  • h may be represented by a 2 ⁇ 2 matrix representing a MIMO channel, and t represents a time unit.
  • W denotes a MIMO encoding matrix
  • Ss denotes an input signal before MIMO encoding, as a transmitted QAM signal. Small s is a unit for two signals used for MIMO transmission.
  • the receiver Since represents the difference between the received signal vector (which has been two signals at the same time, it can be referred to as a vector) and the transmitted signal bettor, we want to find a vector Ss that minimizes this. Therefore, since the receiver knows yh, t, Hh, t, and W, Equation 10 is used to compare the probability S1 of the corresponding bit (S1) and the probability S0 of the corresponding bit (0) in the log domain to compare the LLR (Log). Likelihood Ratio) can be obtained.
  • the MIMO decoder 44120 finds a signal closest to the transmission signal from the received signal using Equation 10. Since the information obtained as a result of detection is a probability in bits, the MIMO decoder The plurality of output signals at 44120 are data in bit units expressed by Log Likelihood Ratio (LLR). At this time, the MIMO decoder 44120 compares the received data with all combinations of data used in the MIMO encoding and channel information to obtain an LLR value, which is the closest to the received data in order to reduce complexity. Approximated ML method using only a value, and sphere decoding method using only a combination of a predetermined vicinity of a received signal may be used. That is, in FIG.
  • S1 and S2 such as input signals of a transmitter
  • S1 and S2 such as input signals of a transmitter
  • S1 and S2 such as input signals of a transmitter
  • S1 and S2 such as input signals of a transmitter
  • WS and W are the MIMO encoding matrix and include all of the encoding matrix matrices of the previously proposed MIMO encoding method (first to third embodiments).
  • the transmitter can transmit information indicative of the MIMO matrix used, and the receiver can use this information to identify and decode the MIMO matrix.
  • the receiver may use a preset MIMO matrix.
  • the frequency deinterleaver 44130 performs deinterleaving on a plurality of output signals in the reverse order of interleaving performed by the frequency interleaver 4430 of the transmitter.
  • the frequency interleaver 4440 of the transmitter performs frequency interleaving on a symbol basis, but since the frequency deinterleaver 44130 of the receiver uses LLR bit information, the LLR bit information belonging to one QAM symbol is rearranged in a symbol unit.
  • Output The frequency deinterleaver 44130 may be provided in plural to perform frequency deinterleaving in parallel with respect to each of the MIMO input signals.
  • the frame parser 44140 acquires and outputs only desired PLP data from the output data of the frequency deinterleaver 44130, and the time deinterleaver 44150 performs deinterleaving in the reverse order of the time interleaver 44100 of the transmitter.
  • the time deinterleaver 44150 also performs deinterleaving in units of bits unlike the transmitter, and rearranges and outputs the bit stream in consideration of LLR bit information.
  • the frame parser 44140 performs frame parsing on the plurality of input signals, rearranges the input signals into one stream, and outputs the input signals. That is, the frame parser 44140 performs the operation of the output signal generator described with reference to FIG. 24, and blocks after the frame parser 44140 perform signal processing on one stream in the receiver.
  • the multiplexer 44160, the bit deinterleaver 44170, and the FEC decoder 44180 respectively perform reverse processes of the demultiplexer 44080, the bit interleaver 44070, and the FEC encoder 44460 of the receiver to output the recovered PLP. That is, the multiplexer 44160 rearranges the LLR bit information, the bit deinterleaver 44170 performs bit deinterleaving, and the FEC decoder 44180 performs LDPC / BCH decoding to correct an error to correct the bit data of the PLP. You can output The operation after the frame parser can be viewed as BICM decoding of the BICM decoding module 44190, which performs the reverse operation of the BICM module 4410 of the transmitter.
  • the above-described frequency interleaver 44030, frequency deinterleaver 44130, OFDM generator 4450, and OFDM demodulator 44110 are provided in plural to parallel the above-described operations for MIMO transmission / reception signals according to the number of MIMO transmission / reception signals.
  • the system may be replaced with a frequency interleaver 44030, a frequency deinterleaver 44130, an OFDM generator 44050, and an OFDM demodulator 44110, each of which includes a memory for processing a plurality of data at a time. It may be.
  • the MIMO transmitter and the MIMO receiver of FIG. 45 are examples of a case where MIMO communication is performed using two antennas, respectively.
  • the modulation scheme of the input signal is the same. That is, the modulation scheme of two input signals for transmission using two antennas is an embodiment (for example, BPSK + BPSK or QPSK + QPSK, etc.) for the M-QAM type and the M-QAM type.
  • the MIMO transmitter includes a Bit Interleaved Coding and Modulation (BICM) module 45010, a frame builder 4520, a frequency interleaver 45030, and an OFDM generator 45040, wherein the BICM module 45010 includes an FEC encoder 45050, A bit interleaver 45060, a demultiplexer (DEMUX) 45070, a symbol mapper 45080, a MIMO encoder 45090, and a time interleaver 45100.
  • BICM Bit Interleaved Coding and Modulation
  • the MIMO receiver includes an OFDM demodulator 45110, a frequency deinterleaver 45120, a frame parser 45130, a time deinterleaver 45140, a MIMO ML (Maximum Likelihood) detector 45150, a multiplexer (MUX: 45160), and a bit demultiplexer.
  • the time deinterleaver 45150, the multiplexer 45160, the bit deinterleaver 45170, and the FEC decoder perform reverse processing of the BICM module, and may be referred to as a BICM decoding module 45190 hereinafter.
  • the configuration and operation of the MIMO transmitter and MIMO receiver of FIG. 45 are similar to the configuration and operation of the MIMO transmitter and MIMO receiver described with reference to FIG. 44.
  • the same contents as the configurations and operations of the MIMO transmitter and the MIMO receiver of FIG. 44 will not be duplicated, and the differences will be described.
  • the MIMO encoder 45090 is located between the symbol mapper 45080 and the time interleaver 45100, that is, included in the BICM module. That is, unlike the frame builder outputting the QAM symbols to be MIMO encoded in parallel, the MIMO encoder 45090 receives the symbols output from the symbol mapper and arranges them in parallel, and outputs the data in parallel by MIMO encoding.
  • the MIMO encoder 45090 further performs a role of an input signal generator to generate a plurality of input signals, and performs MIMO encoding to output a plurality of transmission signals.
  • MIMO transmission data output in parallel is processed and transmitted in parallel in one time interleaver 45100, frame builder 4520, frequency interleaver 4530, and OFDM generator 45040 which process a plurality or internally in parallel.
  • time interleaver 45100, frame builder 4520, frequency interleaver 45030, and OFDM generators 45040 are each provided and output from MIMO encoder 45090. You can also process the data in parallel.
  • a MIMO decoder 45150 is positioned between the time deinterleaver 45140 and the multiplexer 45160. Accordingly, the OFDM demodulator 45110, the frequency deinterleaver 45120, the frame parser 45130, and the time deinterleaver 45140 process MIMO signals received by a plurality of antennas in symbol units in a plurality of paths, and the MIMO decoder 45150. ) Converts the symbol unit data into LLR bit data and outputs the result.
  • the OFDM demodulator 45110, the frequency deinterleaver 45120, the frame parser 45130, and the time deinterleaver 45140 are provided in plural or include a memory capable of performing the above-described parallel processing. It may be replaced by one. Since the frequency deinterleaver 45120, the frame parser 45130, and the time deinterleaver 45140 all process symbol data, the complexity and memory requirements are reduced compared to the case of processing LLR bit information as in the embodiment of FIG. Can be.
  • the MIMO transmitter may transmit information indicating a combination of QAM types of input signals used for MIMO encoding.
  • the information indicating the QAM type that is, the modulation type may be included in the L1 post signaling information of FIG. 16. That is, information indicating the QAM type of the first input signal and the second input signal may be transmitted through the preamble part.
  • the first input signal and the second input signal have the same QAM type. That is, the MIMO decoder performs MIMO decoding by using a MIMO matrix suitable for the combination of the QAM types by using information indicating the combination of the QAM types of the input signals included in the received signal, and outputs output signals corresponding to the combination of the QAM types. do.
  • the output signals of this QAM type include data in bit units, and the data in bit units is a soft decision value representing the above-described probability of bits. These soft decision values may be converted to hard decision values through FEC decoding.
  • the devices corresponding to the input signal generator / output signal generator are represented by a frame builder / frame parser and a MIMO encoder / MIMO decoder, respectively.
  • the role of the input signal generator / output signal generator may be performed by another device element.
  • an input signal generator is performed in a demultiplexer, or an input signal generator is provided behind a demultiplexer, and a corresponding receiver system is an output signal generator in a multiplexer, or an output signal generator in front of a multiplexer. It may be provided.
  • a plurality of elements behind the input signal generator may be provided to process the output signals in parallel according to the number of output signals of the input signal generator.
  • a plurality of elements in front of the output signal generator may be provided to process the input signals in parallel according to the number of paths of the input signals input to the output signal generator.
  • 46 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver OFDM demodulates the first broadcast signal and the second broadcast signal (S46010).
  • the broadcast signal receiver receives a plurality of broadcast signals transmitted by the MIMO scheme using the first antenna and the second antenna, and performs OFDM demodulation along each physical path.
  • the first OFDM demodulator and the second OFDM demodulator may OFDM demodulate the received first broadcast signal and second broadcast signal, respectively.
  • the broadcast signal receiver deinterleaves the OFDM demodulated first broadcast signal and the second broadcast signal in the frequency domain, respectively (S46020).
  • the broadcast signal receiver may deinterleave each broadcast signal using the first frequency deinterleaver and the second frequency deinterleaver according to the physical paths of the first broadcast signal and the second broadcast signal, and the operation of the frequency deinterleaver may be performed. As described above.
  • the broadcast signal receiver parses the frequency deinterleaved first and second broadcast signals, respectively (S46030).
  • the broadcast signal receiver may parse the frame structure of each broadcast signal by using the first frame parser and the second frame parser according to the physical paths of the first broadcast signal and the second broadcast signal. As shown.
  • the broadcast signal receiver time deinterleaves the frame-parsed first broadcast signal and second broadcast signal (S46040).
  • the broadcast signal receiver may parse a frame structure of each broadcast signal using the first time deinterleaver and the second time deinterleaver according to the physical paths of the first broadcast signal and the second broadcast signal, and the operation of the time deinterleaver Is as described above.
  • the broadcast signal receiver MIMO decodes the first broadcast signal and the second broadcast signal which are time deinterleaved.
  • the broadcast signal receiver may generate and output a first output signal and a second output signal by MIMO decoding the first broadcast signal and the second broadcast signal using the MIMO matrix.
  • the MIMO decoder when the MIMO decoder plays the role of a merger, the generated first output signal and the second output signal may be merged to output an output signal through one path. Since the plurality of broadcast signals are decoded using the above-described MIMO matrix, even when the channel environment is an autocorrelation channel, the first output signal and the second output signal can be recovered from the received signal.
  • the MIMO matrix used by the receiver has been described above with reference to the first to third embodiments.
  • the MIMO decoder performs MIMO decoding according to the QAM type and outputs a first output signal and a second output signal corresponding to each QAM type, and the broadcast signal receiver provides information indicating the QAM type included in the broadcast signal. Can also be used.
  • Receive signal processing of such broadcast signal receivers also has the advantage of performing MIMO decoding after time deinterleaving.
  • the data output from the MIMO decoding result is bit information rather than symbol units. Therefore, by performing MIMO decoding after time interleaving, there is an advantage in that data can be processed in symbol units until MIMO decoding. For example, since the MIMO decoder is located at the symbol demapper of the broadcast receiver that does not use the MIMO method, the MIMO decoding is performed. Maximum operating efficiency can be obtained.
  • FIG. 46 illustrates the operation of the above-described broadcast signal receiver, and detailed operations are the same as those described with reference to the broadcast signal receiver diagrams (eg, FIGS. 44 to 45).
  • the present invention may be applied in whole or in part to a digital broadcasting system.

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 OFDM 복조하는 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 디모듈레이터; 상기 OFDM 복조된 제 1 방송 신호 및 상기 제 2 방송 신호를 주파수 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 프리퀀시 디인터리버 및 제 2 프리퀀시 디인터리버; 상기 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 프레임 구조를 각각 파싱하는 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서; 상기 프레임 파싱된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 시간 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 타임 디인터리버 및 제 2 타임 디인터리버; 및 상기 타임 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력하는 MIMO 디코더를 포함한다.

Description

방송 신호 송신기, 수신기 및 방송 신호 송신 및 수신 방법
본 발명은 방송 신호의 송신기, 수신기 및 방송 신호 송신 및 수신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 데이터 전송 효율을 높이면서 종래의 방송 신호 송수신 장비와 호환될 수 있도록 방송 신호를 송신하는 송신기, 수신기 및 그의 방송 신호 송신 및 수신 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호의 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 전송할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
본 발명은 디지털 방송 시스템에 있어서 데이터 전송 효율을 높일 수 있는 방송 신호 송신기, 수신기 및 송신/수신 방법을 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 상술한 목적을 달성함과 동시에 종래의 방송 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
상술한 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 OFDM 복조하는 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 디모듈레이터; 상기 OFDM 복조된 제 1 방송 신호 및 상기 제 2 방송 신호를 주파수 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 프리퀀시 디인터리버 및 제 2 프리퀀시 디인터리버; 상기 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 프레임 구조를 각각 파싱하는 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서; 상기 프레임 파싱된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 시간 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 타임 디인터리버 및 제 2 타임 디인터리버; 및 상기 타임 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력하는 MIMO 디코더를 포함한다.
본 발명에 따르면 디지털 방송 시스템에 있어서 MIMO 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강인성(Robustness)를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 인코딩에 의해 다양한 방송 환경에서도 수신기에서 MIMO 수신 신호들을 효율적으로 복구할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 시스템을 사용하면서도 종래의 송수신 시스템을 최대한 사용함으로써 호환성을 확보할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기의 일 실시예이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 프로세싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명에 다른 일 실시예에 따른 따른 인풋 프로세싱 모듈에 포함된 스트림 어댑테이션 블록을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더(모듈)를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파서를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신 시스템이 송수신하는 PLP 기반의 전송 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 NEW 전송 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 NEW 전송 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예이다.
도 17은 본 발명에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-포스트 시그널링 정보의 또 다른 실시예이다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송수신기를 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송수신기를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 22는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 전송 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 아우터 코드를 사용한 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 방식 및 아우터 코드의 코드 레이트에 따른 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 29는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 성능을 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 30은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 무상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 31은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 전상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 32는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 33은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 34는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
도 35는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 36은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 37은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 38은 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 39는 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 다른 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 40은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 변조 방법의 조합에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 41은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 44는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기를 나타낸 도면이다.
도 45는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기를 나타낸 도면이다.
도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다.
본 명세서에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도, 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 명세서에서 사용되는 용어는, 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 아닌 실질적인 의미와 본 명세서의 전반에 걸친 내용을 토대로 해석되어야 함을 밝혀두고자 한다.
본 발명은 MIMO(multi-input multi-output) 프로세싱을 이용한 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 전송 채널의 특성에 의존하는데, 특히 독립적 채널 환경들을 가진 시스템에서 그 효율이 높아진다. 즉, 송신단의 각 안테나에서 수신단의 각 안테나까지 이르는 각 채널들이 서로 상관성이 없는 독립적인 채널일수록 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 좋아질 수 있으나, LOS (line-of-sight) 환경처럼 각 송수신 안테나간 채널들의 상호 상관성이 매우 높은 채널 환경에서는 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능이 급격히 떨어지거나 또는 동작 자체가 불가능한 경우가 발생할 수도 있다.
또한, SISO(Single-Input Single-Output) 및 MISO 방식을 사용하던 방송 시스템에 MIMO 방식을 적용하는 경우, 데이터 전송 효율을 높일 수 있으나 상술한 문제점 외에도 단일 안테나를 갖는 수신기에서도 서비스를 수신할 수 있도록 호환성을 유지해야 하는 과제가 존재한다. 따라서 본 발명에서는 이하에서 이러한 현존하는 문제점 및 과제들을 해결할 수 있는 방법을 제시하도록 한다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호) 예컨대 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 위한 방송 신호 송수신기 및 송수신방법을 제시할 수 있다. 이러한 모바일 방송 시스템을 MIMO 송수신 시스템 또는 NEW 송수신 시스템이라 호칭할 수 있다.
이를 위해, 본 발명에서는 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 기본 비디오 컴포넌트와, 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 확장 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있는 확장성(scalability))을 갖는 비디오 코딩 방법을 사용할 수 있다. 본 발명에서는 확장성을 갖는 비디오 코딩 방법으로 SVC을 설명하나, 이외의 임의의 비디오 코딩 방법을 적용할 수 있다. 이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기의 일 실시예이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 인풋 프리-프로세서(101100), 인풋 프로세싱 모듈(101200), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 모듈(101300), 프레임 빌더(101400), OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) 제너레이터(101500)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE (General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림)을 입력 받을 수 있다.
인풋 프리-프로세서(101100)는 입력 스트림 즉, 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE 스트림에 대해 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위로 복수의 PLP(physical layer pipe)를 생성할 수 있다.
PLP는 피지컬 레이어에서 식별이 되는 데이터의 단위로, PLP별로 동일한 전송 경로에서 데이터가 가공된다. 즉, PLP는 전송 경로에서 처리되는 피지컬 레이어의 속성이 동일한 데이터로서, 프레임 내의 셀 단위로 매핑될 수 있다. 또한 PLP는 셀을 통해 운반되는 피지컬 레이어의 TDM 채널로 정의할 수도 있다.
이후 인풋 프로세싱 모듈(101200)은 생성된 복수의 PLP를 포함하는 BB(Base Band) 프레임을 생성할 수 있다. 또한 BICM 인코더(101300)는 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 BB 프레임에 리던던시(redundancy)를 추가하고 BB 프레임에 포함된 PLP 데이터를 인터리빙할 수 있다.
프레임 빌더(101400)는 복수의 PLP를 전송 프레임에 매핑하고, 시그널링 정보를 추가하여 전송 프레임 구조를 완성할 수 있다. OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 빌더로부터 입력 데이터를 OFDM 복조하여 복수의 안테나를 통해 전송될 수 있는 복수의 경로로 분리하여 출력할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 프로세싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 2의 (A)는 하나의 인풋 스트림을 입력받는 경우, 인풋 프로세싱 모듈(101200)의 일 실시예이다. 인풋 스트림이 1개인 경우 도 2의 (A)에 도시된 바와 같이, 인풋 프로세싱 모듈(101200)는 모드 어댑테이션 블록(102100) 및 스트림 어댑테이션 블록(102200)을 포함할 수 있다.
모드 어댑테이션 블록(102100)은 입력 비트 스트림을 후단의 BICM 인코더에서 FEC(BCH/LDPC) 인코딩을 수행하기 위한 논리적인 단위로 구분하여 매핑을 수행하는 인풋 인터페이스 모듈(102110), 매핑된 비트 스트림에 CRC 인코딩을 수행하는 CRC-8(Cyclic Redundancy Check-8)인코더(102120) 및 데이터 필드에 고정된 크기를 갖는 BB 헤더를 각각 삽입하는 BB 헤더 삽입부(102130)를 포함할 수 있다. 이 경우 BB 헤더는 모드 어답테이션 타입 (TS/GS/IP) 정보, 사용자 패킷 길이 정보, 데이터 필드 길이 정보 등을 포함할 수 있다.
또한 스트림 어댑테이션 블록(102200)은 입력 데이터가 FEC 인코딩을 위한 하나의 BB 프레임을 채우지 못하는 경우 BB 프레임을 완성할 수 있도록 패딩 비트를 삽입하는 패딩 삽입부(102210) 및 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고, 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이징하는 BB 스크램블러 모듈(102220)를 포함할 수 있다.
도 2의 (B)는 복수의 인풋 스트림을 입력받는 경우, 인풋 프로세싱 모듈(102110)에 포함된 모드 어댑테이션 블록(102100)의 또 다른 실시예를 도시하고 있다.
모드 어댑테이션 블록(102100)은 p+1개의 인풋 인터페이스 모듈(102300-0~p), p+1개의 인풋 스트림 싱크 모듈(102310-0~p), p+1개의 딜레이 보상부 (102320-0~p), p+1개의 널 패킷 제거부(102330-0~p), p+1개의 CRC 인코더(102340-0~p) 및 p+1개의 BB 헤더 삽입부 (102350-0~p)를 포함할 수 있다.
입력된 p+1개의 인풋 스트림은 복수개의 MPEG-TS 혹은 GSE 스트림이 변환된 스트림으로 독립적으로 처리될 수 있으며, 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 스트림이 될 수도 있고, 하나의 서비스 컴포넌트만을 포함하는 최소 단위의 스트림이 될 수도 있다.
본 발명에서는 이와 같이 독립적으로 처리될 인풋 스트림이 전송되는 경로를 PLP(physical layer pipe)라고 호칭할 수 있다. 각각의 서비스는 다수의 RF 채널을 통해 송수신될 수 있는데, PLP 데이터는 복수의 RF 채널들에 시간적인 간격을 가지고 분포된 슬롯들에 포함될 수도 있고, 하나의 RF 채널에 시간적인 간격을 가지고 분포될 수도 있다. 또한 본 발명에서는 전송 효율을 높이기 위하여, 복수의 PLP 중 임의의 PLP를 선택하고, 선택된 임의의 PLP를 통하여 복수의 PLP에 공통적으로 적용될 수 있는 정보를 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 이와 같은 PLP를 커먼 PLP(common PLP) 또는 L2 시그널링 정보라 호칭할 수 있으며, 설계자의 의도에 따라 커먼 PLP는 복수개가 될 수 있다.
p+1개의 인풋 인터페이스 모듈(102300-0~p), p+1개의 CRC 인코더(102340-0~p) 및 p+1개의 BB 헤더 삽입부(102350-0~p)는 도 2의 (A)의 인풋 인터페이스 모듈(102100), CRC-8 인코더(102120) 및 BB 헤더 삽입부(102130)와 동일한 기능을 수행하므로 구체적인 설명은 생략한다. p+1개의 인풋 스트림 싱크 모듈레이터(102310-0~p)는 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보 즉, 수신단에서 TS(Transport Stream) 또는 GS(Generic Stream)을 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다.
p+1개의 딜레이 보상부(102320-0~p)는 입력 스트림 싱크로나이저에서 삽입된 타이밍 정보를 기준으로 그룹 단위의 PLP들에 대하여 데이터를 지연시켜 동기를 맞출 수 있으며, p+1개의 널 패킷 제거부(102330-0~p)는 딜레이 보상된 BB 프레임 내에 삽입된 불필요하게 전송되는 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷의 개수를 각각 삽입할 수 있다.
도 3은 본 발명에 다른 일 실시예에 따른 따른 인풋 프로세싱 모듈에 포함된 스트림 어댑테이션 블록을 나타낸다.
도 3에 도시된 스트림 어댑테이션 블록(102200)은 복수의 PLP를 전송 프레임의 각 슬롯에 할당하기 위한 스케쥴링을 수행하고, 인밴드 시그널링과 별개로 현재 프레임의 L1-다이내믹 시그널링 정보를 BICM 모듈(101300)으로 전송하는 스케줄러(103100), 인밴드 시그널링 등을 위해서 후속 프레임에 대한 스케줄링 정보가 현재 프레임에 포함될 수 있도록 입력 데이터를 한 프레임만큼 지연시키는 p+1개의 프레임 지연부(103200-0~p), 한 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1-다이나믹 시그럴링 정보를 삽입한다. 또한, 패딩을 위한 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 각각 삽입하는 p+1개의 인밴드 시그널링/패딩 삽입부(103200-0~p) 및 p+1개의 BB 스크램블러(103300-0~p)를 포함할 수 있다. p+1개의 BB 스크램블러(103300-0~p)는 도2 의 (A)에서 설명한 BB 스크램블러 모듈(102150)와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더(모듈)를 나타낸 도면이다.
본 발명에 따른 BICM 인코더(101300)은 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)과 제 2 BICM 인코딩 블록(104200)을 포함할 수 있다. 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP를 각각 처리하기 위한 블록들을 포함하며, 제 2 BICM 인코딩 블록(104200)은 시그널링 정보를 각각 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다. 본 발명의 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. 각 블록의 위치는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 이하 각 블록에 대해 구체적으로 살펴본다.
제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 PLP에 포함된 데이터(이하 PLP 데이터)에 대하여 수신부에서 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하여 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행하는 p+1개의 FEC 인코더(104110-0~p), FEC 인코딩이 수행된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하는 p+1개의 비트 인터리버(1041200-0~p), 비트 인터리빙된 PLP 데이터에 대하여 각각 하나의 FEC 블록 단위로 디멀티플렉싱하는 p+1개의 제 1 디멀티플렉서(Bit to cell Demux; 1041300-0~p), 디멀티플렉싱된 비트 단위의 PLP 데이터를 각각 심볼 단위로 성상도에 매핑하는 p+1개의 성상도 맵퍼(104140-0~p), 성상도에 매핑된 셀들을 2개의 경로 즉, 제 1 경로 및 제 2 경로로 분리하여 출력하는 p+1개의 제 2 디멀티플렉서(Cell to polarity demux, 104150-0~p), 성상도에 매핑된 PLP 데이터에 대해 셀 단위로 인터리빙을 수행하는 p+1개의 셀 인터리버(104160-0~p), 셀 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 시간단위로 인터리빙을 수행하는 p+1개의 타임 인터리버(104170-0~p) 및 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 비트 단위의 비트 단위의 PLP 데이터를 심볼 단위로 성상도에 재매핑하고, 모듈레이션 타입에 따라 성상도를 일정 각도로 회전시키는 p+1개의 성상도 로테이터/재매핑부(104180-0~p)을 포함할 수 있다. 이하에서, 제 2 디멀티플렉서는 디바이더라고 호칭할 수도 있다.
본 발명의 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 복수의 PLP 별로 각각 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 처리하기 위한 MISO 인코더 또는 MIMO 인코더를 포함할 수 있다. 이 경우, MISO/MIMO 인코더는 본 발명의 p+1개의 성상도 맵퍼(104140-0~p)이후에 위치할 수 있으며, p+1개의 타임 인터리버(104170-0~p)이후에 위치할 수도 있다. 또한 MISO/MIMO 인코더는 본 발명의 OFDM 제너레이터(101500)에 포함될 수도 있다.
또한 p+1개의 제 2 디멀티플렉서(104150-0~p)에서 분리되는 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터는 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송될 수 있으며 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송 될 수 있다.
또한 p+1개의 성상도 로테이터/재매핑부(104180-0~p)에서 회전된 성상도들은 I-phase(In-phase) 성분과 Q-phase(Quadrature-phase) 성분으로 표현될 수 있으며, p+1개의 성상도 로테이터/재매핑부(104180-0~p)는 이중 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이할 수 있다. 이후 p+1개의 성상도 로테이터/재매핑부(104180-0~p)는 I-phase 성분과 딜레이된 Q-phase 성분을 이용하여 인터리빙된 PLP 데이터를 새로운 성상도에 재매핑할 수 있다. 따라서 제 1 경로와 제 2경로의 I/Q 컴포넌트들은 서로 섞이게 되어 동일한 정보가 제 1 경로와 제 2 경로를 통해 각각에 전송되므로 다이버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다. p+1개의 성상도 로테이터/재매핑부(104180-0~p)의 위치는 셀 인터리버 전에 위치할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다. 결과적으로, 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 각 PLP마다 각각 2개의 데이터를 출력할 수 있다. 예를 들어 제 1 블록(104100)은 PLP0를 입력받고 처리하여 2개의 데이터, STX_0, STX_0+1를 출력할 수 있다.
제 2 BICM 인코딩 블록(104200)은 입력된 L1-다이나믹 정보 및 L1-컨피규러블 정보를 인코딩하여 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 생성하는 L1 시그널링 제너레이터 (104210), 2개의 FEC 인코더, 비트 인터리버, 디멀티플렉서, 2개의 성상도 맵퍼, 2개의 디멀티플렉서 및 2개의 성상도 로테이터/재맵퍼를 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 L1 시그널링 제너레이터 (104210)는 스트림 어댑테이션 블록(102200)에 포함될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다. 나머지 블록들은 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)에 포함된 블록들과 동일한 동작을 수행하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
L1-프리 시그널링 정보는 수신부에서 L1-포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며, L1-포스트 시그널링 정보는 수신부에서 수신한 데이터를 복구하는데 필요한 정보들을 포함할 수 있다. 수신부에서 L1-시그널링 정보 및 데이터를 디코딩하기 위해서는 L1-프리 시그널링 정보를 정확하고 빠르게 디코딩할 필요가 있다. 따라서 본 발명의 제 2 BICM 인코딩 블록(104200)은 수신부에서 L1-프리 시그널링 정보의 빠른 디코딩을 수행할 수 있도록, L1-프리 시그널링 정보에 대해서는 비트 인터리빙 및 디멀티플렉싱을 수행하지 않는다. 결과적으로 제 2 BICM 인코딩 블록(104200)은 L1-다이나믹 정보 및 L1-컨피규러블 정보에 대하여 2개의 데이터를 출력할 수 있다. 예를 들어 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 L1-다이나믹 정보를 입력받고 처리하여 2개의 데이터, STX_pre, STX_pre+1를 출력할 수 있다.
BICM 인코더(101300)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터를 각각 처리하여 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 프레임 빌더(101400)으로 출력할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능한 사항이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 제 1 BICM 인코딩 블록(104100)은 복수의 PLP 데이터에 대해 각각 STX_k 및 STX_k+1과 같은 2개의 데이터를 출력할 수 있고, 제 2 BICM 인코딩 블록(104200)은 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대하여 4개의 시그널링 데이터 즉, STX_pre와 STX_pre+1 및 STX_post와 STX_post+1을 출력할 수 있다.
각 출력 데이터는 프레임 빌더(101400)으로 입력된다. 이 경우, 도 5에 도시된 바와 같이 프레임 빌더(101400)는 BICM 모듈(101300)에서 출력된 데이터 중 4개의 시그널링 데이터 즉, STX_pre와 STX_pre+1 및 STX_post와 STX_post+1를 먼저 입력받을 수 있다. L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 1 전송 프레임만큼의 지연 및 BICM 모듈(101300)내의 처리에 따른 지연을 모두 보상하는 딜레이 보상부(105100), 스케쥴링 정보를 이용하여, 입력된 커먼 PLP 셀들과 일반적인 데이터를 포함하는 PLP 셀들 및 시그널링 정보를 포함하는 셀들을 전송 프레임의 OFDM 심볼 기반의 어레이(array)에 배치하는 셀 맵퍼(105200) 및 입력된 셀들을 주파수 도멘인에서 인터리빙 한 뒤, 인터리빙된 데이터를 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 출력하는 주파수 인터리버(105300)을 포함할 수 있다.
셀 맵퍼(105200)는 커먼 PLP 어셈블러, 서브 슬라이스 프로세서, 데이터 PLP 어셈블러 및 시그널링 정보 어셈블러 블록들을 포함할 수 있으며, 시그널링 정보에 포함된 스케쥴링 정보를 이용하여 배치관련 기능을 수행할 수 있다. 셀 맵퍼(105200)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대하여 동일한 셀 매핑 방식을 적용할 수도 있고, 서로 다른 셀 매핑 방식을 적용할 수도 있다. 이는 스케쥴링 정보에 따라 달라질 수 있다.
프레임 빌더(101400)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터를 각각 처리하여 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 OFDM 제너레이터(101500)로 출력할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능한 사항이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터(101500)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 방송 신호를 입력받아 복조하고 두 개의 안테나(Tx1,Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 1 송신부(106100)라 하고, 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 송신부(106200)이라 호칭할 수 있다. 이하에서 제 1 송신부 및 제 2 송신부는 각각 제 1 OFDM 제네레이터, 제 2 OFDM 제네레이터로 호칭할 수도 있다.
제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 전송되는 채널 간 채널 상관도(channel correlation)가 클 경우, 제 1 안테나 및 제 2 안테나는 상관도의 부호에 따라 전송 신호에 극성(polarity)을 적용하여 전송할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 기법을 사용하는 MIMO 방식을 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식이라 호칭할 수 있으며, 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 1 안테나를 수직 안테나(Vertical Antenna), 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 2 안테나를 수평 경로(Horizontal Antenna)라 호칭할 수 있다. 이하에서는 제 1 송신부(106100) 및 제 2 송신부(106200)이 포함하는 모듈들을 설명한다.
제 1 송신부(106100)는 각 경로로 전송된 입력된 심볼들에 대하여 전송 다이버시티를 가질 수 있도록 MISO 인코딩을 수행하는 MISO 인코더(106110), 미리 결정된 파일럿 패턴의 파일럿을 전송 프레임 내 해당 위치에 삽입하여 IFFT 모듈(106130)로 출력하는 파일럿 삽입 모듈(106120), 파일럿이 삽입된 각 경로의 신호에 IFFT 연산을 수행하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Tramsform) 모듈(106130), 시간 영역의 신호들의 PAPR을 감소시켜 GI 삽입 모듈(106150)로 출력하거나 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 삽입 모듈(106120)로 피드백하는 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)모듈(106140), 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 CP(cyclic prefix) 형태로 가드 인터벌을 각 OFDM 심볼에 삽입하여 P1 심볼 삽입 모듈(106160)로 출력하는 GI(Guard Interval) 삽입 모듈(106150), 각 전송 프레임의 시작 부분에 P1 심볼을 삽입하는 P1 심볼 삽입 모듈(106160) 및 P1 심볼이 삽입된 각 신호 프레임을 아날로그 신호로 변환한 후 해당 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송하는 DAC (Digital-to-Analog Convert)모듈(106170)을 포함할 수 있다.
제 2 송신부(106200)는 제 1 송신부(106100)와 동일한 모듈을 포함할 수 있으며, 제 1 송신부(106100)에 포함된 모듈과 각각 동일한 기능을 수행하므로 구체적인 설명은 생략한다. 이하에서는 제 1 송신부(106100)에 포함된 모듈들의 동작을 설명한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 7에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신기는 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 파서(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(107400)를 포함할 수 있다. OFDM 디모듈레이터(107100)는 복수개의 수신 안테나로 수신된 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다. 프레임 파서(107200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력할 수 있다. BICM 디코더(107300)는 전송 채널에 의해서 발생한 에러를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(107400)는 출력 TS 혹은 GS 스트림을 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행할 수 있다. 이때, 입력 안테나 신호는 듀얼 극성 신호를 입력받을 수 있으며 출력 TS 혹은 GS 스트림은 한 개 혹은 복수개의 스트림들이 출력될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 8의 OFDM 디모듈레이터(107100)는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받고, 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다. 본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제1 수신부(107100)라고 호칭하고, 제2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 수신부(107200)라고 호칭할 수 있다. 이하에서 제 1 수신부(108100) 및 제 2 수신부(108200)는 각각 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 OFDM 디모듈레이터로 지칭할 수도 있다. 또한 본 발명에서 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, 제 1 수신부(108100)는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 프레임 파서(107200)로 출력하고, 제 2 수신부(108200)는 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 2 경로를 통해 프레임 파서(107200)으로 출력할 수 있다.
제 1 수신부(108100)는 ADC 모듈(108110), P1 심볼 검출 모듈(108120), 동기화 모듈(108130), GI 제거 모듈(108140), FFT 모듈(108150), 채널 추정 모듈(108160) 및 MISO 디코더(108170)을 포함할 수 있다.
제 2 수신부(108200)는 제 1 수신부(108100)와 동일한 모듈을 포함할 수 있으며 제 1 수신부(108100)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다. 도 8에 도시된 OFDM 디모듈레이터(107100)는 도 6에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 역과정을 수행할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파서을 나타낸 도면이다.
도 9에 도시된 바와 같이 프레임 파서(107200)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 각각 처리하기 위한 주파수 디인터리버(109100) 및 셀 맵퍼(109200)를 포함할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다. 도 9에 도시된 프레임 파서 (107200)는 도 5에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 역과정을 수행할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더을 나타낸 도면이다.
도 10에 도시된 바와 같이 BICM 디코더(107300)는 프레임 디맵퍼(107200)에서 출력된 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 출력되는 SRx_0 데이터부터 SRx_p+1 데이터까지를 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(110100), 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 출력되는 SRx_pre 데이터부터 SRx_post+1 데이터까지를 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(110200)을 포함할 수 있다. 이 경우, 제 1 BICM 디코딩 블록(110100)에 포함된 p+1개의 성상도 디맵퍼(110110-0~p) 및 제 2 BICM 디코딩 블록(110200)에 포함된 2개의 성상도 디맵퍼(110210-0~1)는 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, 성상도 회전 각도를 고려하여 LLR 값을 계산할 수 있다. 만약 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행하지 않은 경우에는 노말 QAM을 기준으로 LLR 값을 계산할 수 있다. 또한 제 1 BICM 디코딩 블록(110100)에 포함된 p+1개의 성상도 디맵퍼(110110-0~p) 및 제 2 BICM 디코딩 블록(111200)에 포함된 2개의 성상도 디맵퍼(110210-0~1)는 셀 인터리버 이전에 위치할 수도 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능한 사항이다.
또한 본 발명의 BICM 디코더(107300)는 설계자의 의도에 따라 MISO 디코더 또는 MIMO 디코더를 포함할 수도 있다. 이 경우 MISO 디코더 또는 MIMO 디코더의 위치는 셀 인터리버 이후가 될 수도 있고, 성상도 디맵퍼 이후가 될 수도 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능하다.
도 10에서, 제 1 멀티플렉서는 제 1 경로 및 제 2 경로로 분리되어 수신된 셀들을 하나의 셀 스트림으로 머징하고, 제 2 멀티플렉서는 셀에 할당된 비트드을 할당되기 전의 비트 스트림 형태로 복원한다. 이하에서, 제 1 멀티플렉서는 머저(merger)로 호칭할 수도 있다.
BICM 디코더(107300)에 포함된 나머지 블록들은 도 4 에서 설명한 BICM 인코더 (101300)의 역과정을 수행할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11의 (A)에 도시된 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)은, 도 1의 (A)에서 설명한 싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세싱 모듈(101100)에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세싱 모듈의 실시예로서, BB 디스크램블러(111100), 패딩 제거 모듈(111110), CRC-8 디코더(111120) 및 BB 프레임 프로세서(111140)를 포함할 수 있다. 도 11의 (A)에 도시된 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)은 방송 신호 수신기에서 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역처리를 수행하는 BICM 디코더(107300)(또는, 디코딩 모듈)로부터 비트 스트림을 수신하여 도 1에서 설명한 인풋 프로세싱 모듈(101200)이 처리한 과정의 역과정을 수행할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 11의 (B)는 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)을 나타낸 도면이다. 도 11 의 (B)에 도시된 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)은 도 2의 (B)에서 설명한 복수의 PLP를 처리하는 인풋 프로세싱 모듈(101200)에 대응하여, 그의 역처리를 수행할 수 있다. 도 11 의 (B)에 도시된 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)은, 복수의 PLP를 처리할 수 있도록 복수의 블록들을 포함할 수 있으며, p+1개의 BB 디스크램블러, p+1개의 패딩 제거 모듈, p+1개의 CRC-8 디코더, p+1개의 BB 프레임 프로세서, 복수의 PLP 간의 싱크로나이제이션을 위해 방송 신호 송신기에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(Time To Output) 파라미터 정보에 따라 보상하는 p+1개의 디-지터(De-jitter) 버퍼(111200-0~p), DNP(Deleted Null Packet) 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 복원하는 p+1개의 널 패킷 삽입 모듈(111210-0~p), ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원하는 TS 클록(clock) 리제네레이션(regeneration) 모듈(111220), 데이터 PLP의 패딩 비트 필드를 통해 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복구하여 출력하는 인밴드 시그널링 디코더(111240) 및 복원된 커먼 PLP와 관련된 데이터 PLP들을 입력받아 원래의 TS, IP 또는 GS를 복원하여 출력하는 TS 재결합(recombining) 모듈(111230)을 포함할 수 있다. 본 도면에는 도시되지 않았으나, 도 11의 (B)에 도시된 아웃풋 프로세싱 모듈(107500)은 L1 시그널링 디코더를 포함할 수도 있다. 이 중 도 11의 (A)과 동일한 블록에 대한 설명은 생략하기로 한다.
방송 신호 수신기의 복수의 PLP에 대한 프로세싱은, 커먼(common) PLP와 관련된 데이터 PLP를 디코딩하는 경우 또는 방송 신호 수신기가 복수의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트(예를 들어, SVC(Scalable Video Service)의 컴포넌트들)를 동시에 디코딩하는 경우를 예로서 설명할 수 있다. BB 스크램블러, 패딩 제거 모듈, CRC-8 디코더 및 BB 프레임 프로세서의 동작은 도 11의 (A)와 관련하여 상술한 바와 같다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신 시스템이 송수신하는 PLP 기반의 전송 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 12에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 L1 시그널링 정보를 포함하는 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다.
P1 심볼은 전송 타입 및 베이직 전송 파라미터에 관련된 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 전송 프레임을 검출할 수 있다. P2 심볼은 복수개가 될 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보 및 커먼 PLP와 같은 시그널링 정보를 운반할 수 있다. 커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다.
P2 심볼 후단에 위치한 복수의 데이터 심볼은 복수의 PLP 데이터를 포함할 수 있다. 복수의 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 본 발명에서는 PSI/SI 정보를 전송하는 PLP를 베이스 PLP라 호칭할 수 있다. PLP는 전송 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 PLP를 포함할 수 있다. 또한 복수의 PLP는 하나의 서비스를 전송할 수 있고, 하나의 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들을 전송할 수도 있다. 만약 PLP가 서비스 컴포넌트를 전송하는 경우, 전송측은 서비스 컴포넌트를 전송하는 PLP임을 지시하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 기본적인 데이터 외에 추가적인 데이터(또는 인핸스드 방송 신호)를 특정 PLP를 통해 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이 경우 전송측은 상술한 P1 심볼의 시그널링 정보를 통해 현재 전송되는 신호 또는 시스템을 정의할 수 있을 것이다. 이하에서는 추가적인 데이터가 비디오 데이터의 경우를 설명한다. 즉, 도 12에 도시된 바와 같이 전송 프레임의 타입 2 PLP인 PLP M1(112100)과 PLP (M1+M2)(112200)은 추가적인 비디오 데이터를 포함하여 전송할 수 있다. 또한 본 발명에서는 이와 같이 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 전송 프레임을 NEW 전송 프레임이라 호칭할 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 NEW 전송 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 13에서는 상술한 추가적인 비디오 데이터를 전송하기 위하여 FEF(Future extension frame)를 사용하는 경우를 나타내고 있다. 본 발명에서는 기본적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임이라 호칭하고, 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 FEF를 NEW 프레임이라 호칭할 수 있다.
도 13은 기본 프레임과 NEW 프레임이 멀티플렉싱된 수퍼 프레임(113100, 113200) 구조를 나타내고 있다. 수퍼 프레임(113100)에 포함된 프레임 중 표시 되지 않은 프레임(113100-1~n)은 기본 프레임이며, 표시된 프레임(113110-1~2)은 NEW 프레임이다.
도 13의 (a)는 기본 프레임과 NEW 프레임의 비율이 N:1인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우 수신기에서 하나의 NEW 프레임(113120-1)을 수신한 뒤 다음 NEW 프레임(113120-2)을 수신하는데 걸리는 시간은 n개의 기본 프레임 길이에 해당할 수 있다.
도 13의 (b)는 기본 프레임과 NEW 프레임의 비율이 1:1인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우, 수퍼 프레임(113200) 내에서 NEW 프레임의 비율이 최대가 될 수 있으므로, NEW 프레임는 기본 프레임과의 공유성을 극대화시키기 위하여 기본 프레임과 매우 유사한 구조를 가질 수도 있다. 또한 이 경우 수신기에서 하나의 NEW 프레임(113210-1)을 수신한 뒤 다음 NEW 프레임(113210-1)을 수신하는데 걸리는 시간은 1개의 기본 프레임(113220) 길이에 해당하므로, 도 13의 (a)에 도시된 경우보다 주기가 짧다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 전송 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 13에 도시된 바와 같이 기본 프레임 구별되는 추가 전송 프레임을 통해 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 경우, 수신기에서 추가 전송 프레임을 식별하고 처리할 수 있도록 별도의 시그널링 정보를 전송해야 한다. 본 발명의 추가 전송 프레임은 이와 같이 별도의 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 포함할 수 있으며, 이를 new_system_P1 심볼이라 호칭할 수 있다. 이는 기존 전송 프레임에서 사용되던 P1 심볼과 다를 수 있으며, 복수개가 될 수 있다. 이때 new_system_P1 심볼은 전송 프레임의 프리앰블 영역 내 첫번째 P2 심볼 전단에 위치하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
또한 본 발명에서는 new_system_P1 심볼을 생성하기 위하여 기존의 전송 프레임의 P1 심볼을 수정하여 사용할 수 있다. 이를 위하여 본 발명에서는 기존 전송 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성하거나, 심볼을 생성하는 심볼 제너레이션부(114100)을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성하는 방법을 제시한다.
도 14의 A는 기존 전송 프레임의 P1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 14의 A에 도시된 기존 전송 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, 기존 P1 심볼의 prefix와 postfix를 위한 주파수 변위값(f_SH)을 변형시키거나 P1 심볼의 길이(T_P1C나 T_P1B의 크기)를 바꿔서 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 단, P1 심볼 구조를 수정하여 AP1 심볼을 생성하는 경우, P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(f_SH, T_P1C, T_P1B의 크기)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 14의 B는 P1 심볼을 생성하는 P1 심볼 제너레이션부를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 14의 B에 도시된 P1 심볼 제너레이션부를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, 심볼 제너레이션부(114100)에 포함된 CDS 테이블 모듈(114110), MSS 모듈(114120) 및 C-A-B 스트럭쳐 모듈(114130)으로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어 CDS 테이블 모듈(114110)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등) 또는 P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(MSS 모듈(114120)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법 등)등을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 L1 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보, L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. 도면에는 도시되어 있지 않으나, P1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 전단에 위치할 수 있다. 또한 P1 시그널링 정보는 S1 필드와 S2 필드를 포함할 수 있다. S1 필드는 프리앰블 영의 포맷을 지시하기 위한 식별자들을 포함할 수 있으며, S2 필드는 보조정보들을 지시하기 위한 식별자들을 포함할 수 있다.
도 15은 L1-프리 시그널링 정보에 포함되는 테이블의 일 실시예이다. L1-프리 시그널링 정보는 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 이하 테이블에 포함되는 각 필드들을 살펴본다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
TYPE 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 인풋 스트림의 타입이 TS인지 GS인지를 지시할 수 있다.
BWT_EXT 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, OFDM 심볼의 대역폭 확장 (bandwidth extension) 여부를 지시할 수 있다.
S1 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 전송 시스템이 MISO인지 SISO인지를 지시할 수 있다.
S2 필드는 4 비트의 크기를 가지는 필드로, FFT 사이즈를 지시할 수 있다.
L1_REPETITION_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, L1 시그널의 리피티션 플래그(repetition flag)를 지시할 수 있다.
GUARD_INTERVAL 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 전송 프레임의 가드 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
PAPR 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, PAPR 리덕션(PAPR reduction)의 방식을 지시할 수 있다. 상술한 바와 같이 본 발명에서 사용되는 PAPR 방식으로는 ACE 방식 또는 TR 방식이 될 수 있다.
L1_MOD 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다.
L1_COD 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
L1_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
L1_POST_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 크기를 지시할 수 있다.
L1_POST_INFO_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 정보 영역의 크기를 지시할 수 있다.
PILOT_PATTERN 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 파일럿 삽입 패턴을 지시할 수 있다.
TX_ID_AVAILABILITY 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 지리적인 셀의 범위 내에서 전송 장치 식별 능력을 지시할 수 있다.
CELL_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 셀 식별자를 지시할 수 있다.
NETWORK_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로 네트워크 식별자를 지시할 수 있다.
SYSTEM_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 시스템 식별자를 지시할 수 있다.
NUM_FRAMES 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임당 전송 프레임들의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 12비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임 당 OFDM 심볼들의 개수를 지시할 수 있다.
REGEN_FLAG 필드는3 비트의 크기를 가지는 필드로, 리피터에 의해 신호 재생산의 횟수를 지시할 수 있다.
L1_POST_EXTENSION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 익스텐션 블록의 존재 여부를 지시할 수 있다.
NUM_RF 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 RF 밴드들의 개수를 지시할 수 있다.
CURRENT_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용하기 위한 필드이다.
CRC-32 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, L1-프리 시그널링 정보의 CRC 에러 추출 코드를 지시할 수 있다.
도 16은 본 발명에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예이다.
L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP 데이터를 부호화하기 위해 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다.
L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block), 다이내믹 블록(dynamic block), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
컨피규러블 블록은 하나의 전송 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있고, 다이내믹 블록은 현재 전송되고 있는 전송 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다.
익스텐션 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 확장되는 경우 사용될 수 있는 블록이며, CRC 블록은 L1-포스트 시그널링 정보의 에러정정을 위해 사용되는 정보들을 포함할 수 있으며 32비트 크기를 가질 수 있다. 또한 패딩 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 여러 개의 인코딩 블록들에 나뉘어 전송되는 경우, 각 인코딩 블록에 포함되는 정보의 크기를 동일하게 맞추기 위해 사용될 수 있으며 그 크기는 가변적이다.
도 16에 도시된 테이블은 컨피규러블 블록에 포함되는 테이블로, 테이블에 포함된 필드들은 다음과 같다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
SUB_SLICES_PER_FRAME 필드는 15비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임당 서브 슬라이스의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_PLP 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_AUX 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림의 개수를 지시할 수 있다.
AUX_CONFIG_RFU 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 영역이다.
이하는 주파수 루프에 포함되는 필드들이다.
RF_IDX 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
FREQUENCY 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 주파수를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용되는 필드들이다.
FEF_TYPE 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, FEF(Future extension frame)타입을 지시하기 위해 사용될 수 있다.
FEF_LENGTH 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, FEF의 길이를 지시할 수 있다.
FEF_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, FEF 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 PLP 루프에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_TYPE 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP가 커먼 PLP 인지 일반적인 데이터를 포함하는 PLP여부를 지시할 수 있다.
PLP_PAYLOAD_TYPE 필드는 5비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 페이로드의 타입을 지시할 수 있다.
FF_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 고정된 주파수 플래그(fixed frequency flag)를 지시할 수 있다.
FIRST_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 첫번째 RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
FIRST_FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임 내 현재 PLP의 첫번째 프레임 인덱스를 지시할 수 있다.
PLP_GROUP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 그룹을 식별하기 위해 사용될 수 있다. 본 발명에서는 PLP 그룹을 LLP(Link-Layer-Pipe)라 호칭할 수 있으며 PLP_GROUP_ID 필드를 LLP_ID 필드로 호칭하는 것을 일 실시예로 한다.
PLP_COD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
PLP_MOD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다.
PLP_ROTATION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 성상도 로테이션 플래그를 지시할 수 있다.
PLP_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS_MAX 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, FEC 블럭들의 PLP 최대 개수를 지시할 수 있다.
FRAME_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임의 인터벌을 지시할 수 있다.
TIME_IL_LENGTH 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙 (또는 타임 인터리빙)의 뎁스(depth)를 지시할 수 있다.
TIME_IL_TYPE 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙(또는 타임 인터리빙)의 타입을 지시할 수 있다.
IN-BAND_B_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 인밴드 시그널링 플래그를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_2 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 컨피규러블 블록에서 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
도 17은 본 발명에 따른 송수신 신호에 포함되는 L1-포스트 시그널링 정보의 또 다른 실시예이다.
도 17에 도시된 테이블은 다이나믹 블록에 포함되는 테이블로, 테이블에 포함된 필드들은 다음과 같다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임내의 프레임 인덱스를 지시할 수 있다.
SUB_SLICE_INTERVAL 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 서브 슬라이스의 인터벌을 지시할 수 있다.
TYPE_2_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 복수개의 프레임에 걸친 심볼 인터리버의 PLP의 시작 포지션을 지시할 수 있다. L1_CHANGE_COUNTER 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, L1-시그널링의 변화 여부를 지시할 수 있다.
START_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 시작 RF 채널 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 PLP 루프에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 각 PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 프레임내의 PLP 시작 주소를 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, FEC 블럭들의 PLP 개수를 지시할 수 있다.
RESERVED_2 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_3 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 다이내믹 블록에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU는 48비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
방송 신호 송신기의 복수의 안테나로부터 방송 신호 수신기의 복수의 안테나까지 각각의 경로를 통해 전송된 신호는 서로 전혀 다른 채널을 통해 전송될 수도 있고, 동일하거나 거의 유사한 채널을 통해 전송될 수도 있다. 만약 MIMO 기술을 이용하여 복수의 채널로 전송된 신호들이 동일하거나 거의 유사한 채널을 통해 전송되는 경우, 채널들 간의 상관성이 높아서 신호 수신 장치는 수신된 신호들을 분리할 수 없다. 따라서, 채널 간의 상관성에 따라 다르게 MIMO 처리를 하여 신호를 적응적으로 얻을 수 있어야 하며, 이러한 방식을 계층적(hierarchical) MIMO 방식이라 호칭한다. 이하에서는 계층적 MIMO 방식을 사용하는 방송 신호 송수신기에 대해 설명한다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송수신기를 나타낸 도면이다.
도 18의 (A)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 18의 (A)에 도시된 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기는, 입력된 PLP 데이터를 부호화하기 위한 FEC 인코더, 인코딩된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하는 디멀티플렉서, 심볼 매핑될 비트의 MSB(most significant bit)와 LSB(least significant bit)로 데이터를 역다중화하고 제 1 경로 및 제 2 경로로 출력하는 제 1 심볼 맵퍼 및 제 2 심볼 맵퍼, 계층적으로 심볼 매핑된 심볼들을 수신하고, 수신한 심볼들을 MIMO 인코딩하는 MIMO 인코더, 제 1 경로 및 제 2 경로로 전송될 신호 프레임을 형성하는 제 1 프레임 맵퍼 및 제 2 프레임 맵퍼와, 각각, OFDM 방식으로 신호 프레임을 변조하고, 변조한 신호를 제 1 안테나 및 제 2 안테나를 통해 전송하는 제 1 OFDM 모듈레이터 및 제 2 OFDM 모듈레이터를 포함할 수 있다. 제 1 심볼 맵퍼 및 제 2 심볼 맵퍼의 심볼 매핑 방식은 서로 다를 수도 있다. 따라서 두 안테나를 통해서 동시에 (M+N) bps/Hz의 데이터 량이 전송된다고 가정할 때, 제 1 심볼 맵퍼는 M bps/Hz의 데이터 량을, 제 2 심볼 맵퍼는 N bps/Hz의 데이터 량을 각각 심볼 매핑할 수 있다.
도 18의 (B)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 18의 (B)에 도시된 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 수신기는, 제 1 안테나 및 제 2 안테나로부터 수신된 신호의 시간 및 주파수 영역에서의 동기를 획득하는 제 1 동기부 및 제 2 동기부, 각각, 동기가 획득된 신호에 대해 OFDM 방식으로 복조를 수행하고, 2개의 안테나를 통해 수신된 신호에 대한 채널 등화를 수행하는 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 OFDM 디모듈레이터, 각각, 2개의 안테나 경로에서 등화된 신호로부터 신호 프레임을 파싱할 수 있는 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서, 채널 정보를 이용하여 채널의 상관성을 산출하고, 산출된 채널의 상관성에 따라 파싱된 신호 프레임에 포함된 신호에 대해 다르게 MIMO 디코딩을 수행하는 계층적 (hierarchical) MIMO 디코더, 출력된 제어 신호에 따라 MIMO 디코더가 분리한 신호들에 대해 계층적 디모듈레이션을 적용하여 심볼 디맵핑하거나 또는 하나의 디모듈레이션 방식으로 심볼 디맵핑하는 제 1 심볼 디맵퍼, 제 2 심볼 디맵퍼 및 제 3 심볼 디맵퍼, 제 1 심볼 디맵퍼, 제 2 심볼 디맵퍼가 심볼 디매핑한 비트 스트림을 다중화하는 멀티플렉서, MIMO 디코더(104400)로부터 채널 상관성에 따른 채널 정보를 수신할 수 있고, 수신한 채널 정보에 따라 멀티플렉서 또는 제 3 심볼 디맵퍼가 출력하는 비트 스트림을 선택적으로 출력하는 데이터 머저 및 데이터 머저가 출력하는 비트 스트림에 대해 에러 정정 복호를 수행하는 FEC 디코더를 포함할 수 있다.
채널의 상관성이 낮은 경우, 제 1 심볼 디맵퍼 및 제 2 심볼 디맵퍼는 각각, MIMO 디코더가 분리하여 출력한 심볼을 수신하고 수신한 심볼을 각각의 심볼 매핑 방식에 따라 심볼 디맵핑을 수행하고, 각각 수신 데이터의 MSB와 LSB에 해당하는 비트 스트림을 출력할 수 있다. 또한 채널의 상관성이 높을 경우 제 3 심볼 디맵퍼는 각 안테나 경로로 전송된 신호들이 합쳐진 신호의 심볼에 대해 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다.
MIMO 방식을 사용하는 방송 신호 송신기의 경우, 심볼 맵핑 방식에 따라 데이터 전송율이 달라질 수 있고, 2개 보다 더 많은 전송 경로로 데이터를 전송할 경우 심볼 맵핑 방식에 따라 데이터 전송율의 차이는 더 커질 수 있다. 이 경우, 전송 경로들의 수만큼 서로 다른 심볼 맵핑 방식들을 사용하여 데이터 전송율을 조절할 수 있다. 이러한 방식을 하이브리드(Hybrid) MIMO 방식이라 호칭하며, 이하에서는 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 사용하는 방송 신호 송/수신기에 대해 설명한다.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송수신기를 나타낸 도면이다.
도 19의 (A)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다. 19의 (A)에 도시된 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기는 전송할 데이터에 대해 특정 에러 정정 부호 방식에 따라 에러 정정 부호화를 수행하는 FEC 인코더, 에러 정정 부호화된 데이터를 복수의 안테나 수에 해당하는 복수의 경로로 나누어 출력하는 디멀티플렉서, 각 경로를 통해 입력된 데이터를 각각 심볼 맵핑하는 제 1 심볼 맵퍼 및 제 2 심볼 맵퍼, 볼들이 최적의 파워로 전송되도록 심볼들의 파워를 조절하는 제 1 파워 보정부 및 제 2 파워 보정부, 심볼 맵핑된 심볼들을 각각 수신하여 MIMO 인코딩을 수행하는 MIMO 인코더, 각각 안테나 경로로 전송될 신호 프레임을 형성하는 제 1 프레임 맵퍼 및 제 2 프레임 맵퍼와 각각, OFDM 방식으로 신호 프레임을 변조할 수 있고, 변조한 신호를 각각의 안테나를 통해 전송하는 제 1 OFDM 모듈레이터 및 제 2 OFDM 모듈레이터를 포함할 수 있다.
제 1 심볼 맵퍼 및 제 2 심볼 맵퍼의 심볼 맵핑 방식은 다를 수 있다. 1 파워 보정부 및 제 2 파워 보정부는 서로 다른 두 심볼 맵핑 방식에 따라 심볼들의 파워를 조절할 수 있는데, 예를 들어 2 개의 심볼 맵핑 방식에 따른 심볼들의 평균 파워로 조절할 수 있다.
도 19의 (B)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 19의 (B)에 도시된 바와 같이 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신기는 제 1 동기부 및 제 2 동기부, 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 OFDM 디모듈레이터, 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서, MIMO 디코더, 제 1 파워 보정부 및 제 2 파워 보정부, 제 1 심볼 디맵퍼, 제 2 심볼 디맵퍼, 멀티플렉서 및 FEC 디코더를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 수신기는 하이브리드 MIMO 방식을 이용하여 복수의 안테나로 수신된 신호들을 서로 다른 심볼 디맵핑 방식에 따라 디맵핑할 수 있으며, 도 19의 (A)에 도시된 방송 신호 송신기의 역과정을 수행하므로 구체적인 설명은 생략한다.
또한 본 발명에서는 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 시스템을 제안한다. SVC 방식은 다양한 단말기와 통신 환경 및 이들의 변화에 대응하기 위해 개발된 동영상의 코딩 방법이다. SVC 방식은 하나의 동영상을 계층적으로 원하는 화질이 발생하도록 코딩하여, 베이스 레이어에서 기본 화질의 영상에 대한 비디오 데이터를, 인핸스먼트 레이어에서 상위 화질의 영상을 복원할 수 있는 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 수신기는 수신기의 특성에 따라 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 수신하여 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 이하에서 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 SVC의 대상은 비디오 데이터만이 아닐 수도 있으며, 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 기본 영상/음성/데이터를 포함하는 기본 서비스를 제공할 수 있는 데이터를, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 상위 영상/음성/데이터를 포함하는 상위 서비스를 제공할 수 있는 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
이하 본 발명의 방송 시스템에서는, SVC 방식을 이용하여 SISO 또는 MISO 방식으로 수신 가능한 경로로 SVC의 베이스 레이어를 전송하고, MIMO 방식으로 수신이 가능한 경로로 SVC의 인핸스먼트 레이어를 전송하는 방법을 제시한다. 즉, 단일 안테나를 갖는 수신기의 경우 SISO 또는 MISO 방식으로 베이스 레이어를 수신하여 기본 화질의 영상을 획득하고, 복수의 안테나를 갖는 수신기의 경우 MIMO 방식으로 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 수신하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있는 방법을 제시한다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 20에서 도시된 바와 같이 방송 신호 송신기는 방송 서비스를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(120100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(120200)를 포함할 수 있다. 도 20에서는 계층 변조(Hierarchical modulation) 방식을 사용하는 방송 신호 송신기를 도시하고 있다.
SVC 인코더(120100)는 방송 서비스를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 출력한다. 베이스 레이어는 제 1 안테나(Ant 1; 120300) 및 제 2 안테나(Ant 2; 120400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코더(120200)에서 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 안테나(120300) 및 제 2 안테나(120400)로 전송된다. 이 경우 전송 시스템은 데이터 변조시 심볼 매핑을 수행하는데, 심볼 매핑에 대한 도면은 좌측에서 도시한 바와 같다(심볼 맵퍼는 미도시함).
방송 신호 송신기는 계층 변조를 수행하여, 심볼 매핑시 변조되는 데이터의 MSB(Most Significant Bit) 부분에는 베이스 레이어에 해당하는 비트들을, LSB(Least Significant Bit) 부분에는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비트들을 매핑할 수 있다.
도 21은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 21에서 전송 장치는 방송 신호 송신기를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(121100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(121200)를 포함한다. 도 21에서는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 방법을 사용하는 전송 시스템의 실시예를 나타낸다.
SVC 인코더(121100)는 방송 서비스를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 출력한다. 베이스 레이어는 제 1 안테나(Ant 1; 121300) 및 제 2 안테나(Ant 2; 121400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코더(121200)에서 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 안테나(121300) 및 제 2 안테나(121400)로 전송된다.
방송 신호 송신기는 데이터 전송 효율을 높이기 위해 FDM 방식을 사용하여 데이터를 처리할 수 있으며, 특히 OFDM 방식을 사용, 복수의 서브 캐리어를 통해 데이터를 전송할 수 있다. 또한 방송 신호 송신기는 서브 캐리어들을 SISO/MISO 신호를 전송하는데 사용하는 서브 캐리어와 MIMO 신호를 전송하는 서브 캐리어로 할당하여 각각의 신호를 전송할 수 있다. SVC 인코더(121100)에서 출력되는 베이스 레이어는 SISO/MISO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 동일하게 전송되고, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코딩을 거쳐 MIMO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 전송될 수 있다.
방송 신호 수신기는 OFDM 심볼을 수신하여 SISO/MISO 캐리어에 해당하는 데이터를 SISO/MISO 디코딩하여 베이스 레이어를 획득하고, MIMO 캐리어에 해당하는 데이터를 MIMO 디코딩하여 인핸스먼트 레이어를 획득할 수 있다. 이후 채널 상황 및 수신 시스템에 따라 MIMO 디코딩이 불가능한 경우에는 베이스 레이어만으로, MIMO 디코딩이 가능한 경우에는 인핸스먼트 레이어까지 포함하여 서비스를 복구, 제공할 수 있다. 제 2 실시예의 경우, 서비스의 비트 정보가 심볼로 매핑된 후에 MIMO 처리가 수행되므로 MIMO 인코더(121200)가 심볼 맵퍼 후에 위치할 수 있어 방송 신호 송신기의 구조가 도 21에 도시된 실시예의 경우보다 간단해질 수도 있다.
도 22는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 방송 신호 송신기 및 송신 방법을 나타낸 도면이다.
도 22에서 방송 신호 송신기는 방송 서비스를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(122100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(122200)를 포함한다. 도 22에서는 TDM (Time Division Multiplexing) 방법을 사용하는 전송 장치의 실시예를 나타낸다.
도 22의 실시예에서, 방송 신호 송신기는 SVC 인코딩된 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 각각 SISO/MISO 슬롯 및 MIMO 슬롯을 통해 전송할 수 있다. 이 슬롯은 전송 신호의 시간 또는 주파수 단위의 슬롯일 수 있으며, 도 22의 실시예에서는 시간 슬롯으로 도시하였다. 또한, 이 슬롯은 PLP가 될 수도 있다. 방송 신호 수신기는 수신되는 슬롯이 어떤 종류의 슬롯인지를 파악하고, SISO/MISO 슬롯으로부터 베이스 레이어를, MIMO 슬롯으로부터 인핸스먼트 레이어를 수신한다. 상술한 바와 같이 채널 또는 수신기에 따라 수신 시스템은 베이스 레이어만을 사용하여 서비스를 복구하거나, MIMO 디코딩을 수행하여 인핸스먼트 레이어도 함께 사용하여 서비스를 복구할 수도 있다.
앞에서 설명한 제 1 내지 제 3 실시예에서, SVC 방식을 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 생성하고, 생성된 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 SISO/MISO 및 MIMO 방법 중 하나로 각각 전송하는 방법을 설명하였다. 이렇게 전송하는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 MIMO 방송 데이터에 해당한다. 이하에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터를, 지상파 방송을 전송하기 위한 지상파 방송 프레임과의 관계에서 어떻게 전송할 것인지에 대하여 설명하도록 한다. 이하에서 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터는 제 1 내지 제 3 실시예 중 하나에 의해 생성될 수 있으며, 또한 이 중 하나 이상의 조합에 의해 생성될 수 있다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송할 수 있다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이를 설명하기 위한 시그널링 정보를 추가적으로 전송할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 기존 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 지상파 방송 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이를 설명하기 위한 시그널링 정보를 추가적으로 전송할 수 있다. 이 경우 특정 프레임은 도 13에서 설명한 FEF가 될 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로 호칭한다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 상술한 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 기존 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 연결되는 PLP간의 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP에는 SISO, MISO, MIMO 방식의 PLP가 존재할 수 있다. 이 경우 SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 베이스 레이어가 전송될 수 있고, MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 인핸스먼트 레이어가 전송될 수 있다. SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어와 MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어의 비율은 0~100%로 가변할 수 있으며, 그 비율은 프레임마다 상이하게 설정될 수 있다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 전송 프레임 구조를 나타낸 도면이다. 도 23은 도 20 내지 도 22와 관련하여 설명한 방법 및 방법 (1) 내지 방법 (3)의 적어도 하나를 사용한 방송 신호의 실시예에 해당한다.
도 23의 (A)는 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 나타낸다. 도 23의 (A)에서 MIMO 방송 PLP는 지상파 방송 프레임 및 MIMO 방송 프레임에 존재할 수 있다. 기존 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어이며, MIMO 방송 프레임이 포함된 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서, SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 23의 (B)는 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 나타낸다. 도 23의 (B)에서 MIMO 방송 PLP는 MIMO 방송 프레임에만 존재할 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP를 포함할 수 있다.
도 23의 (C)는 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. MIMO 방송 데이터는 MIMO 방송 프레임 내에만 존재한다. 다만, 도 23의 (B)와 달리 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 PLP로 구분되어 전송되지 않고, 캐리어로 구분되어 전송될 수 있다. 즉, 도 21에서 설명한 바와 같이 베이스 레이어에 해당하는 데이터와 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터를 각각 별도의 서브 캐리어에 할당하여 OFDM 변조하여 전송할 수 있다.
상술한 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 방송 시스템에 있어서 방송 신호 송신기는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 PLP로 구분지어 입력받고 처리할 수 있다. 예를 들어, 도 2의 (B)에서 설명한 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 블록(102100)에서, 베이스 레이어는 PLP0에, 인핸스먼트 레이어는 PLP1에 포함될 수 있다. 이에 대응하는 방송 신호 수신기는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 PLP로 구분지어 전송된 방송 신호를 수신하여 처리할 수 있다. 또한 방송 신호 송신기는 하나의 PLP에 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 함께 전송할 수 있다. 이 경우 방송 신호 송신기는 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트로 출력하는 SVC 인코더를 포함할 수 있다. 이에 대응하는 방송 신호 수신기는베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 하나의 PLP로 전송된 방송 신호를 수신하여 처리할 수 있다.
이하에서는, 상술한 방송 신호를 전송하는 송신기 및 송신 방법에 있어서, MIMO 송신 방법에 대하여 더욱 상세히 설명하도록 한다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 단일 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(SISO; Single-Input Single-Output), 단일 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(SIMO; Single-Input Multi-Output) 다중 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(MISO; Multi-Input Sinle-Output), 다중 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(MIMO; Multi-Input Multi-Output)으로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
SISO 방식은 1개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 일반적인 방송 시스템을 나타낸다. SIMO 방식은 1개의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하는 방송 시스템을 나타낸다.
MISO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방송 시스템을 나타내며, 일 예로서 알라모우티(Alamouti) 방식 등을 나타낸다. MISO 방식은 1개의 안테나로 데이터를 성능 손실(performance loss) 없이 수신할 수 있는 방식을 일컫는다. 수신 시스템에서 성능 향상을 위해 복수의 수신 안테나로 동일한 데이터를 수신할 수 있지만, 이러한 경우에도 본 명세서에서는 이를 MISO의 범위에 포함하여 설명하도록 한다.
MIMO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신/수신 다이버시티와 높은 전송 효율을 제공하는 방송 시스템을 나타낸다. MIMO 방식은 시간 및 공간 차원에서 상이하게 신호를 처리하여, 동일 주파수 대역에서 동시에 동작하는 병렬적 경로를 통해 복수의 데이터 스트림을 전송하여 다이버시티 효과와 높은 전송 효율을 달성할 수 있다.
일 실시예로서, MIMO 방식에는 공간 다중화 (SM; Spatial Multiplexing) 기법 및 골든 코드(GC; Golden Code) 기법이 사용될 수 있으며, 이하에서 이들에 대해 상술하도록 한다.
이하에서 방송 신호 전송시 변조 방식을 M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)으로 표현할 수 있다. 즉, M이 2인 경우에는 2-QAM으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을, M이 4인 경우에는 4-QAM으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 나타낼 수 있다. M은 변조에 사용되는 심볼의 개수를 나타낼 수 있다.
이하에서, MIMO 시스템은 2개의 전송 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 전송하고, 2개의 수신 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 수신하는 경우를 예로써 설명하도록 한다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 24는 본 발명의 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기에서, MIMO 인코딩에 관련된 엘러먼트들을 나타낸 도면이다.
도 24에서, MIMO 전송 시스템은 입력 신호 생성부(201010), MIMO 인코더(201020), 제 1 전송 안테나(201030) 및 제 2 전송 안테나(201040)를 포함한다. 이하에서 입력 신호 생성부(201010)는 디바이더로, MIMO 인코더(201020)는 MIMO 프로세서로 각각 지칭할 수도 있다.
MIMO 수신 시스템은 제 1 수신 안테나(201050), 제 2 수신 안테나(201060), MIMO 디코더(201070) 및 출력 신호 생성부(201080)를 포함할 수 있다. 이하에서 출력 신호 생성부(201080)는 머저(merger)로, MIMO 디코더(201070)는 ML 디텍터로 지칭할 수도 있다.
MIMO 전송 시스템에서, 입력 신호 생성부(201010)는 복수의 안테나로 전송하기 위한 복수의 입력 신호를 생성할 수 있다. 즉, 송신하려는 입력 신호 또는 데이터를 2개의 입력 신호로 분배하여 MIMO 전송을 위한 제 1 입력 신호 S1 및 제 2 입력 신호 S2를 출력할 수 있다.
MIMO 인코더(201020)는 복수의 입력 신호(S1 및 S2)에 MIMO 인코딩을 수행하여 MIMO 전송을 위한 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2를 출력하며, 출력된 전송 신호들 각각은 필요한 신호 처리 및 변조 과정을 거쳐 각각 제 1 안테나(201030) 및 제 2 안테나(201040)를 통해 전송될 수 있다. MIMO 인코더(201020)는 심볼 단위로 인코딩을 수행할 수 있다. MIMO 인코딩 방법으로는 상술한 SM 기법, GC 기법을 사용할 수 있으며, 이하에서 본 발명에서는 새로운 MIMO 인코딩 방법을 제안한다. MIMO 인코더는 이하에서 설명하는 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 복수의 입력 신호를 MIMO 인코딩할 수 있다. 또한, MIMO 인코더는 이하에서 MIMO 프로세서로 지칭할 수도 있다. 즉, MIMO 인코더는 이하에서 제안하는 MIMO 매트릭스와 MIMO 매트릭스의 파라미터 값에 따라 복수의 입력 신호를 프로세싱하여 복수의 전송 신호를 출력한다.
입력 신호 생성부(201010)는 MIMO 인코딩을 위한 복수의 입력 신호를 출력하는 엘러먼트로서, 전송 시스템에 따라 디멀티플렉서, 프레임 빌더 등의 엘러먼트가 될 수도 있다. 또한, MIMO 인코더(201020)에 포함되어, MIMO 인코더(201020)가 복수의 입력 신호를 생성하여 생성된 복수의 입력 신호에 인코딩을 수행할 수도 있다. 그리고 MIMO 인코더(201020)는 MIMO 전송 시스템의 다이버시티 이득 및 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있도록 복수의 신호를 MIMO 인코딩 또는 MIMO 프로세싱하여 출력하는 디바이스를 나타낸다.
입력 신호 생성부(201010) 이후의 신호 처리는 복수의 입력 신호들에 대하여 행해져야 하므로, 복수의 디바이스들이 구비되어 병렬로 신호를 처리하거나, 메모리를 구비한 하나의 디바이스에서 순차적으로 또는 동시에 병렬로 신호를 처리할 수 있다.
MIMO 수신 시스템은, 제 1 수신 안테나(201050) 및 제 2 수신 안테나(201060)를 사용하여 제 1 수신 신호 Sr1 및 제 2 수신 신호 Sr2를 수신한다. 그리고 MIMO 디코더(201070)가 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. MIMO 디코더(201070)는 MIMO 인코더(201020)가 사용한 MIMO 인코딩 방법에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 디코더(201070)는, ML 디텍터로서 전송 시스템에서 MIMO 인코더가 사용한 MIMO 매트릭스와 수신 신호, 채널 환경에 대한 정보를 사용하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. 실시예에 따라, ML 디텍팅을 수행하는 경우 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 비트 값이 아닌 비트에 대한 확률 정보를 포함할 수 있고, 이러한 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 FEC 디코딩을 거쳐 비트 값으로 변환될 수도 있다.
MIMO 수신 시스템의 MIMO 디코더는 MIMO 전송 시스템에서 처리한 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 QAM 타입에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 수신 시스템에서 수신하는 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호는 동일한 QAM 타입 또는 상이한 QAM 타입의 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호가 MIMO 인코딩되어 전송된 신호이므로, MIMO 수신 시스템은 수신 신호가 어떤 QAM 타입의 조합인지를 파악하여 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다. 따라서, MIMO 전송 시스템은 전송 신호에 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보를 전송할 수 있으며, 이때 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보는 전송 신호의 프리앰블 부분에 포함될 수 있다. 그리고 MIMO 수신 시스템은 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보로부터 수신 신호의 QAM 타입의 조합(M-QAM+M-QAM 또는 M-QAM+N-QAM)을 식별하여, 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따라 다양한 채널 환경에서 낮은 시스템 복잡도, 높은 데이터 전송 효율 및 높은 신호 복구 성능을 갖는 MIMO 인코더 및 MIMO 인코딩 방법에 대하여 설명하도록 한다.
SM 기법은 전송하려는 데이터를 별도의 MIMO 방식을 위한 별도의 인코딩없이 복수의 안테나로 동시에 전송하는 방식이다. 이 경우 수신기는 복수의 수신 안테나로 동시에 수신된 데이터에서 정보를 획득할 수 있다. SM 기법의 경우 수신기에서 신호 복원시 사용하는 ML(Maximum Likelihood) 디코더는 수신된 복수의 신호 조합을 검사하면 되므로 복잡도가 비교적 낮은 장점이 있다. 다만, 송신측에서의 송신 다이버시티를 기대할 수 없는 단점이 있다. 이하에서, SM 기법의 경우 MIMO 인코더는 복수의 입력 신호들을 바이패스하며, 이러한 바이패스 처리를 MIMO 인코딩으로 표현할 수 있다.
GC 기법은 전송하려는 데이터를 정해진 규칙(예를 들면, 골든 코드를 사용하는 인코딩 방법)으로 인코딩한 후 이를 복수의 안테나로 전송하는 방식이다. 안테나가 2개인 경우, GC 기법은 2x2 행렬을 사용하여 인코딩하므로, 송신측에서의 송신 다이버시티가 획득된다. 다만 수신기의 ML 디코더는 4개의 신호 조합을 검사해야 하므로 복잡도가 높아지는 단점이 있다.
GC 기법은 SM 기법에 비해 송신 다이버시티가 획득되는 점에서 강건한 통신이 가능해지는 장점이 있다. 다만, 이는 데이터 전송시 데이터 가공에 GC 기법과 SM 기법만을 사용한 경우를 비교한 것으로, 별도의 데이터 코딩(또는, 아우터 코딩(outer coding)이라 지칭할 수 있다)을 함께 사용하여 데이터를 전송하는 경우에는 GC 기법의 송신 다이버시티가 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있다. 이러한 현상은 특히 이러한 아우터 코딩이 넓은(large) 미니멈 해밍 디스턴스(hamming distance)를 갖는 경우 쉽게 나타난다. 해밍 디스턴스는 같은 비트 수를 갖는 2진 부호 사이에 대응되는 비트값이 일치하지 않는 것의 개수를 나타낸다. 예를 들면, 미니멈 해밍 디스턴스가 넓은 LDPC(Low Density Parity Check) 부호 등을 사용하여, 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화한 데이터를 전송하는 경우 GC 기법의 송신 다이버시티가 SM 기법에 비해 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있으며, 이러한 경우에는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하는 것이 방송 시스템에 있어서 유리할 수 있다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 아우터 코드를 사용한 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 25는 QPSK 변조 방식을 사용하고, 채널은 래이레이(Rayleigh) 채널 환경을 전제하여, 아우터 코드의 코드 레이트에 따라 GC 기법 및 SC 기법의 BER/SNR 성능을 나타내었다. 이하의 차트들에서 래이레이 채널 환경은 MIMO 송수신 시 경로 사이의 상관(correlation) 이 없는 채널을 나타낸다.
미니멈 해밍 디스턴스(minimum hamming distance)가 큰, 낮은 코드 레이트(1/4, 1/3, 2/5, 1/2)에서는 SM 기법이 GC 기법보다 좋은 성능을 보임을 알 수 있다. 다만, 미니멈 해밍 디스턴스가 작은, 높은 코드 레이트(2/3, 3/4, 4/5, 5/6)에서는 코딩에 의한 성능 개선보다 GC의 송신 다이버시티 이득이 더 커져, GC 기법의 경우가 SM 기법의 경우보다 좋은 성능을 보임을 알 수 있다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 변조 방식 및 아우터 코드의 코드 레이트에 따른 GC 기법 및 SM 기법의 성능 차이를 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 26의 차트들(203010~203030)에서, 각각 차트(203010)는 QPSK 변조 방식과 1/2의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우, 차트(203020)는 QPSK 변조 방식과 3/4의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우, 차트(203030)는 64-QAM의 변조 방식과 5/6의 코드 레이트를 갖는 아우터 코드를 사용한 경우를 나타낸다.
차트들(203010~203030)을 비교해보면, 차트(203010)와 같이 코드 레이트가 낮은 경우(1/2),및 차트(203030)와 같이 QAM 사이즈가 큰 경우(64-QAM) SM 기법이 GC 기법보다 좋은 성능을 나타냄을 확인 할 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하면서 강한 아우터 코드를 사용함으로써 보다 효율적인 MIMO 방송 시스템을 설계하고자 한다. 다만, 복수의 MIMO 송수신 채널들 간의 상관 정도에 따라 SM 기법은 수신 신호 복원에 문제가 발생할 수 있다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
MIMO 전송 시스템은 SM 기법으로 송신 안테나 1 및 송신 안테나 2로 각각 입력 신호 1(S1) 및 입력 신호 2(S2)를 보낼 수 있다. 도 27은 송신측에서 4-QAM으로 변조된 심볼을 전송하는 실시예에 해당한다.
수신 안테나 1은 두 경로로 신호를 수신하며, 도 27의 채널 환경에서 수신 안테나 1의 수신 신호는 S1*h11 + S2*h21과 같고, 수신 안테나 2의 수신 신호는 S1*h12 + S2*h22와 같다. 수신측에서는 채널 추정을 통해 S1과 S2를 획득하여 데이터를 복구할 수 있게 된다.
이는 송수신 경로가 서로 독립적인 경우의 시나리오로서, 이러한 환경을 이하에서 무상관(un-correlated)라고 지칭하도록 한다. 반면에, LOS(Line Of Sight)환경과 같이 송수신 경로의 채널들 간의 상관이 매우 높을 수 있으며, 이를 전상관(fully correlated)이라고 지칭하도록 한다.
MIMO에서 채널들이 전상관 채널인 경우는 도 27에서 채널을 나타내는 2 by 2 행렬의 각 파라미터들이 모두 1인 경우에 해당한다(h11=h12=h21=h22=1). 이 때 수신 안테나 1과 수신 안테나 2는 동일한 수신 신호(S1+S2)를 수신한다. 다시 말해, 수신 안테나 1과 수신 안테나 2는 모두 전송 신호들을 더한 신호와 같은 신호를 수신하게 되는 것이다. 결국, 2개의 송신 안테나에서 전송된 신호들이 모두 같은 채널을 겪고 2개의 수신 안테나에서 수신되면 수신기에서 수신한 수신 신호 즉 채널에 의해 더해진 데이터는 두 개의 심볼 S1 및 S2를 모두 표현하지 못하게 된다. 도 27에서, 전상관 채널 환경이 경우 수신기에서는 4-QAM인 심볼로 표현되는 신호 S1과 4-QAM 심볼로 표현되는 S2가 더해진 16-QAM 심볼을 수신하지 못하고, 우측 도면에서와 같이 9개의 심볼로 표현되는 신호 S1+S2를 수신하게 되므로 S1과 S2를 분리하여 복구할 수 없게 되는 것이다.
이하에서, 전상관 채널을 통과한 수신 신호는 전송 시스템에서 전송하는 전송 신호들을 더한 신호로 표현할 수 있다. 즉, 안테나가 2개인 경우 전송 시스템에서 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 전송하면, 전상관 채널을 통과한 수신 신호는 제 1 전송 신호와 제 2 전송 신호를 더한 신호로 가정하여 MIMO 인코딩 방법을 설명하도록 한다.
이러한 경우 수신기는 매우 높은 SNR 환경에 있더라도 SM 기법을 이용하여 MIMO로 송신된 신호를 복구하지 못한다. 통신 시스템의 경우 통상 양방향 통신을 전제로 하므로 송수신기 간의 피드백 채널을 통해 이러한 채널 상황을 송신기에 알려 전송 방법을 변경하는 등의 처리가 가능하다. 그러나 방송 시스템의 경우 피드백 채널을 통한 양방향 통신이 어려울 수 있고, 송신기당 커버하는 수신기의 수가 크고 범위 또한 매우 넓어지므로 다양한 채널 환경 변화에 대응하기 어려운 점이 있다. 따라서 이러한 전상관 채널 환경에서 SM 기법을 사용하면 수신기는 서비스를 사용할 수 없고 방송망의 커버리지(coverage)를 줄이지 않으면 이런 환경에 대응이 어려워 비용이 증가된다.
이하에서는 MIMO 채널간의 상관이 1인 경우 즉 전상관 채널 환경인 경우를 극복하기 위한 방법을 상술하도록 한다.
본 발명은, MIMO 채널이 전상관 채널인 경우를 극복할 수 있도록, 채널을 통과하여 수신된 신호가 다음과 같은 조건을 만족하도록 MIMO 시스템을 설계하고자 한다.
1) 수신된 신호는 원래의 신호 S1, S2를 모두 표현할 수 있으야 한다. 다시 말하면, 수신기에서 수신한 성상도의 좌표들이 S1 및 S2의 시퀀스를 유니크하게(uniquely) 표현할 수 있어야 한다.
2) 심볼 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 미니멈 유클리디언 디스턴스(minimum Euclidean distance)가 커지도록 한다. 유클리디언 디스턴스란, 성상도 상에서 좌표간의 거리를 나타낸다.
3) 비트 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 해밍 디스턴스 특성이 좋아야 한다.
이러한 요구를 만족시킬 수 있도록, 본 발명은 먼저 다음 수학식 1과 같이 파라미터 a를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코딩 방법을 제안한다.
수학식 1
Figure PCTKR2011000701-appb-M000001
수학식 1과 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코더에서 입력 신호 S1, S2를 인코딩하는 경우 안테나 1 및 안테나 2에서 수신하는 수신 신호 1(Rx1) 및 수신 신호 2(Rx2)는 다음의 수학식 2와 같이 산출되며, 특히 MIMO 채널이 전상관인 경우는 수학식 2의 마지막 줄과 같이 산출된다.
수학식 2
Figure PCTKR2011000701-appb-M000002
먼저 MIMO 채널이 무상관 채널인 경우, 수신 신호 1(Rx1)은 Rx1 = h11(S1+a*S2)+h21(a*S1-S1)로, 수신 신호 2(Rx2)는 Rx2 = h12(S1+a*S2)+h22(a*S1-S2)와 같이 산출되어, S1과 S2가 같은 파워를 갖게 되므로 MIMO 시스템의 이득(gain)을 SM 기법과 같이 모두 이용할 수 있다. MIMO 채널이 전상관 채널인 경우에 수신 신호들(R=Rx1=Rx2)은 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}와 같이 획득되어, S1과 S2를 분리하여 획득할 수 있으며, S1과 S2는 각각 다른 파워를 갖도록 설계되어, 이를 이용하여 강인성을 확보할 수 있다.
다시 말해, MIMO 인코더는 입력 신호 S1 및 S2가 인코딩 파라미터 a에 따라 다른 파워를 갖고, 전상관 채널에서도 S1과 S2가 상이한 분포로 수신되도록 입력 신호들을 인코딩할 수 있다. 예를 들면, S1과 S2가 다른 전력을 갖도록 인코딩하고, 노멀라이제이션에 의해 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도로 전송함으로써 수신기에서 전상관 채널을 겪은 경우에도 입력 신호들을 분리하여 복구할 수 있게 된다.
위의 MIMO 인코딩 매트릭스를 노멀라이제이션 팩터를 고려하여 표현하면 수학식 3과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2011000701-appb-M000003
수학식 3에서와 같이, 수학식 2와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코더의 MIMO 인코딩은, 입력 신호들을 인코딩 파라미터 a로 표현할 수 있는 임의의 각도(세타)만큼 회전하여, 회전된 신호의 코사인 성분과 사인 성분 (또는 실수 성분과 허수 성분)을 각각 분리하고 분리된 성분들에 각각 +/- 부호를 할당하여 다른 안테나로 전송하는 것으로도 볼 수 있다. 예를 들면, MIMO 인코더는 입력 신호 S1의 코사인 성분과 입력 신호 S2의 사인 성분을 하나의 전송 안테나로, 입력 신호 S1의 사인 성분과 입력 신호 S2의 마이너스 부호를 붙인 코사인 성분을 다른 전송 안테나로 전송하도록 인코딩할 수 있다. 인코딩 파라미터 a값의 변화에 따라 회전시키는 각도가 변화하며, 이 파라미터의 값 및 각도에 따라 입력 신호 S1 및 S2 간의 파워 분포가 달라진다. 달라진 파워의 분포는 성상도에서 심볼 좌표간의 거리로 표현될 수 있으므로, 이렇게 인코딩된 입력 신호들은 수신측에서 전상관 채널을 겪고 수신되더라도 다른 성상도로 표현되어, 식별 및 분리하여 복구가 가능하게 된다.
다시 말하면, 달라진 파워의 분포에 해당하는 만큼 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 달라지므로, 수신측에서 수신한 송신 신호들은 각각 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 식별 가능한 성상도로 표현되어, 전상관 채널에서도 복구가 가능하게 되는 것이다. 즉, MIMO 인코더는 입력 신호 S1과 입력 신호 S2를 a값에 따라 다른 유클리디언 디스턴스를 갖는 신호로 인코딩할 수 있으며, 이렇게 인코딩된 송신 신호들은 수신단에서 식별 가능한 성상도들로 수신 및 복구될 수 있다.
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용한 입력 신호의 MIMO 인코딩은 다음의 수학식 4와 같이 표현할 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2011000701-appb-M000004
수학식 4에서, S1 및 S2는 각각 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2의 MIMO 경로의 심볼 매퍼에서 매핑된 성상도의 노멀라이즈된 QAM 심볼들을 나타낸다. 그리고 X1 및 X2는 각각 MIMO 인코딩된 심볼들을 나타낸다. 다시 말하면, MIMO 인코더는 S1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 입력 신호 및 S2에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 2 입력 신호에 수학식 4와 같은 매트릭스를 적용하여, X1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 전송 신호 및 X2에 해당하는 심볼들을 포함하는 전송 신호 X2의 심볼들을 출력할 수 있다.
MIMO 인코더는, 위와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호들에 MIMO 인코딩을 수행하면서, 인코딩 파라미터 a 값을 추가로 조정하여 인코딩을 수행할 수도 있다. 즉, MIMO 송수신 시스템의 추가적인 데이터 복구 성능의 고려 및 조정은 파라미터 a값을 조정하여 최적화할 수 있으며, 이에 대하여는 이하에서 상술하도록 하겠다.
1. 제 1 실시예: 유클리디언 디스턴스를 고려하여 인코딩 파라미터 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법(전상관 MIMO 채널)
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 산출할 수 있다. 송수신 안테나가 각각 2개인 MIMO 시스템에서, 전송 신호 St1이 M-QAM 심볼, 전송 신호 St2가 N-QAM 심볼인 경우 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 수신하는 신호 St1+St2는 (M*N)-QAM 신호가 된다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 28의 실시예에서, 입력 신호 S1은 4-QAM 심볼로 성상도(205010)를 갖고, 입력 신호 S2는 4-QAM 심볼로 성상도(205020)를 갖는다. MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2는 16-QAM 심볼이 되며, 도 28에서 성상도(205030) 및 성상도(205040)와 같다.
본 발명의 제 1 실시예에는, 전상관 채널을 통과한 수신 신호의 심볼의 성상도(205050)가 도 28에서 도시된 바와 같이 각 심볼들이 동일한 유클리디언 디스턴스를 갖도록 a값을 최적화하는 방법을 제안한다. 유클리디언 디스턴스를 최적화하는 것은, 신호의 성상도에서 인접한 심볼간의 간격이 균등하도록 배치하는 것을 의미하며, 또한 성상도에서 미니멈 유클리디언 디스턴스를 최대화하는 것을 의미한다. 도 28에서, 수신 신호의 성상도(205050)는 이하의 수학식 5와 같은 a값을 사용하여, 유클리디언 디스턴스를 조정한 성상도이다. 즉, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들을 인코딩하는 경우, 전상관 채널을 겪은 수신 신호(즉, 제 1 전송 신호 St1과 제 2 전송 신호 St2가 더해진 신호)의 성상도에서 미니멈 유클리디언 디스턴스를 최대화하도록 인코딩 파라미터 a의 값을 산출 또는 설정하여 인코딩할 수 있으며, 이러한 a값은 변조 방식의 조합에 따라 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2011000701-appb-M000005
도 28의 실시예에서 수신 심볼의 성상도(205050)는 입력 신호들이 각각 4-QAM과 4-QAM, 즉 QPSK+QPSK와 같은 경우로, a값이 3으로 설정되어 MIMO 인코딩된 경우에 해당한다. 다시 말해, 송수신 심볼의 분포 및 성상도는 수신 신호의 변조 방식 및 그들의 조합에 따라 달라지고, 심볼의 분포 및 성상도에 따라 유클리디언 디스턴스가 달라지므로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a값도 달라질 수 있다. 수학식 5에서 송수신 신호가 4-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(QPSK+16QAM) 및 16-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(16QAM+16QAM) 유클리디언 디스턴스를 최적화하는 a값을 각각 산출하여 나타내었다.
다시 말하면, 제 1 실시예의 경우 예를 들면 4-QAM의 제 1 입력 신호와 4-QAM의 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 출력하는 제 1 전송 신호와 제 2 전송 신호를 더한 신호에서, 더한 신호의 성상도가 16-QAM 신호의 성상도와 같도록 a 값을 설정하는 것이다.
도 29는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 성능을 나타낸 BER/SNR 차트이다.
도 29는 전상관 채널에서 송수신 신호가 16-QAM인 경우 GC 기법(Golden Code), SM 기법(SM), 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법(SM OPT1)의 성능 차이를 나타내며, 송수신 안테나는 각각 2개인 경우를 시뮬레이션한 경우이다. 전상관 채널의 경우, 이하의 차트들에서도 도 29와 같이 MIMO 송수신 경로에 따라 같은 채널을 갖는 AWGN 채널 환경을 전상관 채널로서 시뮬레이션하여 설명할 수 있다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법이 GC 기법이나 SM 기법에 비해 월등한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 도 29의 차트에서 화살표는 본 발명의 제 1 실시예의 SNR이득을 나타내고 있다. 특히, SNR 이득은 아우터 코드의 코드 레이트가 높을수록 높아지고 있음을 확인할 수 있다. 특히 SM의 경우 2/5 이상의 코드레이트에서는 전상관 채널에서 전혀 디코딩이 불가능하며, 서비스의 수신이 SNR과 상관없이 불가능함을 볼 수 있다.
도 30은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 무상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 30에서, 가로축의 SNR에서 특정 에러율을 만족시키는 용량을 각 MIMO 스킴에 따라 나타내었으며, 차트에서 OSFBC는 알라모우티 방식을 나타낸다. 차트에서, 본 발명의 제 1 실시예의 MIMO 인코딩은 SM 방식과 동일한 성능을 나타내고, 다른 방식들에 비하여도 가장 좋은 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
도 31은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법의 전상관 채널에서의 성능을 나타낸 용량(capacity)/SNR 차트이다.
전상관 MIMO 채널에서, 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 SM 기법, GC 기법보다 월등한 SNR 성능을 나타내며, SISO에 비하여도 좋은 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
따라서, 도 30 및 도 31의 차트를 통해 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 GC 기법에 비해 복잡도가 낮은 시스템을 사용하면서 보다 좋은 성능을 획득할 수 있고, 복잡도가 비슷한 SM 기법에 비해 전상관 채널에서 월등한 성능을 획득할 수 있음을 확인할 수 있다.
본 발명의 다른 일 실시예로서, MIMO 인코딩시 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용할 수 있으며, 이 경우 MIMO 인코딩 매트릭스는 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2011000701-appb-M000006
수학식 6과 같은 인코딩 매트릭스를 사용한 경우 성능은 본 발명의 제 1 실시예보다 양호한 것으로 나타난다.
도 32는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 32의 성상도는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 16-QAM 타입의 입력 신호 S1 및 16-QAM 타입의 입력 신호 S2를 MIMO 인코딩하고, 수신기에서 2개의 송신 안테나에서 송신된 신호를 전상관 채널을 통해 수신한 성상도이다. 좌측이 GC의 서브세트를 사용한 경우의 수신 성상도이며, 우측이 제 1 실시예를 사용한 경우의 수신 성상도에 해당하다.
도 33은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
차트에서 나타난 바와 같이, 제 1 실시예의 경우(SM OPT1) 수신 신호의 성상도 상의 미니멈 유클리디언 디스턴스가 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 넓지만 SNR 성능은 GC의 서브세트를 사용한 경우(SM OLDP Golden)가 더 양호한 것으로 나타난다. 따라서 유클리디언 디스턴스 외의 요소로 인해 성능의 차이가 나고 있는 것을 알 수 있으며, 그 이유는 이하에서 설명한다.
도 34는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
좌측의 도면이, GS의 서브세트를 사용한 경우의 성상도를 나타내고, 우측의 도면이 제 1 실시예의 경우의 성상도를 나타낸다.
미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 넓음에도 불구하고 SNR 성능이 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 좋지 않은 이유는 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계에 기인하다.
제 1 실시예의 경우 및 GC의 서브세트를 사용한 경우는 모두 해밍 디스턴스의 분포 자체는 비슷하며, 두 경우 모두 그레이 매핑을 갖지 못한다. 다만, 도 34를 보면 GC의 서브세트를 사용한 경우 해밍 디스턴스가 큰 녹색 선의 페어 또는 검은색 선의 페어의 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우보다 넓은 것을 알 수 있다. 즉, 전체 성상도에서 16개의 영역에 분포하는 4 by 4의 16-QAM 성상도들 내부의 유클리디언 디스턴스는 양 경우가 유사하나 이 4 by 4의 16-QAM 성상도들간의 유클리디언 디스턴스는 GC의 서브세트를 사용한 경우가 더 넓어, 해밍 디스턴스의 성능 차이를 보완해주고 있는 것이다.
이러한 특성으로 인해, GC의 서브세트를 사용한 경우 미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 좁음에도 불구하고 BER 성능이 제 1 실시예의 경우보다 양호하게 나타난다. 따라서, 이하에서는 더 나은 SNR 성능 또는 BER 성능을 갖는 MIMO 인코딩 방법을 제안하도록 한다.
2. 제 2 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 2 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 전상관 채널을 거친 수신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 수신단에서 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 이하의 수학식 7와 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다.
MIMO 인코더는 제 1 실시예에서 사용한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 입력 신호 2의 부호를 S1의 값에 따라 변경하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 다시 말하면, 수학식 7에서와 같이 입력 신호 2의 부호를 입력 신호 1의 부호에 따라 결정한 후, 결정된 입력 신호 1 및 입력 신호 2에 상술한 바와 같이 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력할 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2011000701-appb-M000007
도 35는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
수학식 7에서와 같이 입력 신호 S1(212010) 및 S2(212020)에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수생하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정하고, 이렇게 처리된 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2에 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용한 전송 신호 1(212030) 및 전송 신호 2(212040)를 안테나 1 및 안테나 2에서 각각 전송하면, 수신기에서 수신한 전상관 채널을 거친 수신 신호(212050)의 수신 심볼들은 그레이 매핑을 갖게 되어, 도 35에서 도시한 바와 같이 성상도에서 인접한 심볼 간의 해밍 디스턴스는 2를 넘지 않는다.
수신단에서 수신한 (M*N)-QAM 신호가 미니멈 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 2 실시예의 경우 전상관 MIMO 채널에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있고, 무상관 MIMO 채널에서 입력 신호간의 상관으로 인해 성능이 열화될 가능성이 있다.
3. 제 3 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하여 MIMO 인코딩 파라미터를 설정하는 MIMO 인코딩 방법
제 3 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 수신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 수신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a값을 설정하여 MIMO 인코딩을 수행하는 방법을 제시한다.
도 36은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 36은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신한 수신 신호의 성상도에서 해밍 디스턴스와 MIMO 인코딩 매트릭스의 인코딩 파라미터 a 값과의 관계를 나타낸다. 제 3 실시예에서는 수신 신호의 성상도에서 D_E1 구간의 해밍 디스턴스가 D_E2 구간의 해밍 디스턴스보다 작으므로, D_E1 구간이 D_E2 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정한다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
도 36에서, D_E2 구간은 D_E1 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다. 먼저, 수신단에서 수신한 2개의 전송 신호(St2, St2)가 합해진 도 36과 같은 수신 신호에 있어서 상대적인 유클리디언 디스턴스를 파악한다. 상술한 수학식 2로부터 파워가 작아지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a-1)이 되고, 파워가 커지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a+1)가 됨을 알 수 있다(하나의 수신 신호가 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}로 표현되므로). 도 36에서, D_E1은 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스와 같다. 그리고 D_E2는 파워가 커진 16-QAM 심볼의 유클리디언 디스턴스의 1/2로부터 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스의 3/2에 해당하는 거리를 빼고, 이렇게 계산된 거리의 2배가 됨을 알 수 있으며, 이는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2011000701-appb-M000008
다시 말하면, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 파워가 다르게 분배되어 각각 다른 크기의 유클리디언 디스턴스를 갖도록 MIMO 인코딩한다. 이 경우 제 3 실시예에서 MIMO 인코더는, 파워가 분배된 입력 신호들간의 해밍 디스턴스의 차이를 보상하는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 인코딩 파라미터 a값을 설정한 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 37은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 37에서, 입력 신호 S1(214010) 및 입력 신호 S2(214020)를 제 3 실시예에 따라 MIMO 인코딩하는 경우, 인코딩되어 전송되는 송신 신호들의 성상도는 각각 송신 신호 1(214030) 및 송신 신호 2(214040)과 같다. 이러한 송신 신호들이 전상관 MIMO 채널을 통해 전송되면 수신기에서 수신하는 수신 신호의 성상도는 수신 신호(214050)와 같고, 수신 신호의 성상도(214050)에서 해밍 디스턴스에 따라 유클리디언 디스턴스가 조정되었음을 알 수 있다.
도 36 및 도 37와 관련하여 설명한 예는 입력 신호 S1이 16-QAM, 입력 신호 S2가 16-QAM인 경우에 a 값을 산출하는 예로서, 같은 원리를 사용하여 다른 변조 방식의 a 값을 수학식 9와 같이 산출할 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2011000701-appb-M000009
QPSK+16QAM MIMO의 경우 위에 제시된 값은 심볼 매퍼가 입력 신호 S1과 S2를 각각 QPSK 및 16QAM으로 QAM 변조를 수행한 후 파워를 1로 노멀라이제이션(normalization)을 수행하였을 때를 가정한다. 만약 노멀라이제이션을 수행하지 않은 경우 그에 맞게 a 값을 수정할 수 있다.
또한, QPSK+16QAM의 경우 위에 제시된 값 외에 4.0등의 값을 a 값으로 사용할 수 있다. 이는 QPSK+16QAM MIMO의 경우 전상관 채널에서 SM 기법의 경우에도 더해진 신호가 S1,S2를 모두 표현할 수 있는 특성에 기인한다. 이 경우 아우터 코드의 높은 코드 레이트에서의 성능을 보완하기 위해서 수학식 9에서 산출한 값 대신 4.0 혹은 근처의 값을 사용할 수 있다.
도 38은 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT2)의 경우, 좌측의 전상관 MIMO 채널 환경의 차트에서, 제 2 실시예(SM OPT2)가 SIMO 방식과 거의 동일한 성능을 가짐을 확인할 수 있다. 그러나 우측의 무상관 MIMO 채널 환경의 차트에서 제 2 실시예(SM OPT2)는 MIMO 인코딩하여 전송되는 S1과 S2의 관계에서 상술한 바와 같이 S2가 S1에 의존하는 특성으로 인해 성능 열화가 발생함을 확인할 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT3)의 경우 전상관 MIMO 채널에서 제 1 실시예(SM OPT1)보다 더 좋은 성능을 보이면서, 무상관 MIMO 채널에서도 성능 손실이 없음을 확인할 수 있다.
도 39는 본 발명에 따른 MIMO 인코딩 방법들의 성능을 비교한 다른 용량(capacity)/SNR 차트이다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법(SM OPT3)의 경우, 좌측의 전상관 MIMO 채널에서 제 1 실시예(SM OPT1) 및 골든 코드의 서브 세트를 사용하는 MIMO 인코딩 방법(SM OLDP Golden)보다 더 좋은 성능을 가지며, 우측의 무상관 MIMO 채널에서도 성능 손실이 없음을 확인할 수 있다.
상술한 설명 및 차트를 기초로 제 2 실시예 및 제 3 실시예를 비교하여 보면, 제 2 실시예는 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO와 동일한 성능을 나타내어 성능 손실이 없고, 전상관 MIMO 채널에서의 MIMO 방식의 단점을 개선할 수 있다. 다만, 제 2 실시예는 MIMO 인코딩에 의해 입력 데이터 S1, S2가 서로 독립적이지 않고 S1에 따라 S2가 변화하게 되어, 도 38 및 도 39의 차트와 같이 무상관 채널에서 성능 열화가 발생한다. 따라서 S1의 수신 및 디코딩 에러가 S2에 반영되어 S2의 디코딩 에러에 추가적인 에러를 발생시키는 문제를 해결하기 위해서 이터래티브(iterative) ML 디텍션을 사용할 수 있다.
이터래티브 ML 디텍션은, 이터래티브 루프(loop)안에 아우터 코드를 포함시키고, 아우터 포드에서 출력되는 S1의 연(soft) 사후확률(posteriori probability) 값을 ML 디텍터의 사전확률(priori probability) 값으로 이용하여, S1 디텍션 에러를 줄임으로써 S2 디텍션에 S1의 디텍션 에러가 인가되는 것을 줄일 수 있다. 이러한 방식을 사용하면 제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO 시스템의 성능을, 무상관 MIMO 채널에서는 SM 기법의 성능을 나타낼 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신된 수신 신호가 해밍 디스턴스와 유클리디언 디스턴스를 모두 고려하도록 설계된다. 따라서 전상관 MIMO 채널에서 좋은 성능을 가질 뿐 아니라, 무상관 MIMO 채널에서도 SM 기법과 비교하여 성능 손실이 없으므로 MIMO 송수신의 이득을 모두 사용할 수 있음을 확인하였다. 이 경우는 수신기의 복잡도도 SM 기법과 비슷한 복잡도를 가지므로 수신기의 구현에 있어서도 장점을 갖는다.
도 40은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 변조 방법의 조합에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 40에서는 제 3 실시예의 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식과 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM의 SISO 방식 및 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM의 SISO 방식과 성능을 비교하였다.
무상관 채널의 좌측 차트에서, 제 3 실시예는 MIMO 송수신의 이득을 나타내며 SIMO 방식이나 SISO 보다 월등한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 전상관 채널의 우측 차트에서도 제 3 실시예는 SISO 방식보다 좋은 성능을 나타내나, 도시한 바와 같이 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식과 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식 사이에 성능 차이가 발생함을 확인할 수 있다. 이러한 성능의 차이를 보완하기 위해 QPSK+16-QAM의 전송 방식을 사용할 수 있다. QPSK+16-QAM의 MIMO 전송 방식은 MIMO 인코딩/디코딩에 사용되는 입력 신호 S1, S2 두개의 데이터 중 하나의 데이터는 QPSK 심볼이고 다른 하나는 16-QAM 심볼임을 나타내며, 이 경우 한번에 전송되는 데이터양은 SISO 방식의 64-QAM과 비슷하게 된다.
도 41은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 41에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 41의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 QPSK+QPSK MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법의 경우 전상관 MIMO 채널의 경우(cor 1.0)에는 디코딩이 불가능한 정도로 성능이 열화됨을 역시 확인할 수 있다.
GC 기법의 경우 코드 레이트가 높아질수록 좋은 성능을 보일 수 있으나, 그 정도가 크지 않고, 낮은 코드레이트에서는 본 발명의 실시예들에 비해 열악한 성능을 나타낸다. 도 41의 전상관 MIMO 채널의 차트에서, GC 기법은 성능 열화가 심한 것을 확인할 수 있다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 42에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 42의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 QPSK+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법 및 GC 기법의 경우 전상관 MIMO 채널(cor 1.0)에서 성능이 크게 열화됨을 역시 확인할 수 있다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법에서, 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우 채널의 상관도에 따른 성능을 비교한 용량(capacity)/SNR 차트이다.
도 43에서 각각의 차트들은 MIMO 채널의 상관도를 달리하여 성능을 측정한 결과를 나타내며, 상관도가 0인 경우(cor 0.0)부터 상관도가 1인 경우(cor 1.0)까지를 상관도를 0.0, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9 및 1.0으로 나누어 각 차트에서 성능을 나타내었다.
도 43의 차트들에서, 제 3 실시예의 인코딩 방식이 16-QAM+16-QAM MIMO 전송 방식을 사용한 경우, 채널 간의 상관도가 커질수록 성능이 좋아지고 있음을 확인할 수 있다. SM 기법 및 GC 기법의 경우 전상관 MIMO 채널(cor 1.0)에서 성능이 크게 열화됨을 역시 확인할 수 있다. 특히 SM 기법은 전상관 MIMO 채널에서, 모든 코드 레이트에서 디코딩이 불가능함을 확인할 수 있다.
이하에서는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩/디코딩을 수행하는 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기에 대하여 설명하도록 한다. MIMO 방식을 사용하는 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기는, 이하에서 각각 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기라고 지칭할 수도 있다.
도 44는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기를 나타낸 도면이다.
도 44의 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기는, 각각 2개의 안테나를 사용하여 MIMO 통신을 수행하는 경우에 대한 실시예이다. 특히 송신기의 경우는 입력 신호의 변조 방식이 동일한 경우를 가정한 실시예이다. 즉, 2개의 안테나를 사용하여 전송하기 위한 2개의 입력 신호의 변조 방식이 M-QAM 타입 및 M-QAM 타입에 대한 실시예(예를 들면, BPSK+BPSK 또는 QPSK+QPSK 등)이다.
입력되는 데이터는 스트림 또는 PLP(Physical Laper Pipe) 단위로 처리될 수 있다. PLP는 피지컬 레이어 파이프로, 본 발명에서 각각의 서비스는 다수의 RF 채널을 통해 송수신될 수 있다.PLP는 하나 또는 복수의 서비스를 전달(carry)하는 피지컬 레이어 TDM(Time Division Multiplex) 채널로 볼 수 있다. 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는, 피지컬 레이어에서 식별 갖능한 스트림의 단위를 PLP라고 호칭한다. PLP는 위와 같이 다수의 RF 채널들에 시간적인 간격을 가지고 분포하는 슬롯들에 위치할 수도 있고, 하나의 RF 채널에 시간적인 간격을 가지고 분포할 수도 있다. 이러한 신호 프레임은 적어도 하나의 RF 채널에 시간적으로 분포한 PLP를 전송할 수 있다. 다시 말하면, 하나의 PLP는 하나의 RF 채널 또는 다수의 RF 채널들에 시간적으로 분포되어 전송될 수도 있다.
MIMO 송신기는, BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(44010), 프레임 빌더(44020), 프리퀀시 인터리버(44030), MIMO 인코더(44040) 및 OFDM 제네레이터(44050)를 포함하며, BICM 모듈(44010)은 FEC 인코더(44060), 비트 인터리버(44070), 디멀티플렉서(DEMUX; 44080), 심볼 매퍼(44090), 및 타임 인터리버(44100)를 포함한다. MIMO 인코더(44040)는, MIMO 프로세서로 지칭할 수도 있다.
MIMO 수신기는, OFDM 디모듈레이터(44110), MIMO 디코더(44120), 프리퀀시 디인터리버(44130), 프레임 파서(44140), 타임 디인터리버(44150), 멀티플렉서(MUX:44160), 비트 디인터리버(44170) 및 FEC 디코더(44180)를 포함한다. 타임 디인터리버(44150), 멀티플렉서(44160), 비트 디인터리버(44170) 및 FEC 디코더는, BICM 모듈의 역처리를 수행하며, 이하에서 BICM 디코딩 모듈(44190)으로 지칭할 수도 있다. MIMO 디코더(44120)는, MIMO ML(Maximum Likelihood) 디텍터로 지칭할 수도 있다.
이하에서는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성 요소들의 기능과 함께 MIMO 송수신 방법을 설명하도록 하겠다.
먼저, MIMO 송신기의 구성 및 동작을 설명한다.
MIMO 송신기에서 복수의 PLP는 각각의 BICM 경로들로 입력되며, 도 44에서는 하나의 PLP가 BICM 모듈(44010)로 입력되는 경우를 예로서 도시하고 설명하도록 한다. BICM 모듈은 복수개가 구비될 수 있으며, 각각 별도로 BICM 처리된 PLP들이 프레임 빌더(44020)로 입력될 수 있다.
BICM 모듈(44010)은 데이터를 암호화하고 인터리빙한다. 더 자세하게 설명하면, 입력되는 PLP 단위의 비트 스트림은 FEC 인코더(44050)에서 아우터 코드를 사용하여 인코딩된다. FEC 인코더(44060)는 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquengham)/LDPC(Low Density Parity Check) 부호와 같은 아우터 코드를 사용하여 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화할 수 있다. 비트 인터리버(44070)는 인코딩된 비트 스트림을 비트 단위로 인터리빙하여 출력한다. 디멀티플렉서(44080)는 비트 스트림의 비트 출력 순서를 조정하는데, 이는 이후 심볼 매핑을 수행할 때 LDPC 부호화에서 발생한 데이터 신뢰도(reliability)의 분포를 분산 배치하기 위함이다. 디멀티플렉서(44080)는 비트 스트림을 M-QAM 기준으로 디멀티플렉싱하여 출력한다. 심볼 매퍼(44090)는 디멀티플렉서(44080)에서 출력된 비트 스트림을 M-QAM 그레이 매핑하여 M-QAM 심볼 스트림을 출력한다. 타임 인터리버(44100)는 심볼 스트림을 시간 단위에서 인터리빙하며, 특히 1개 또는 복수개의 LDPC 블록에서 나온 심볼들을 타임 인터리빙한다. 도 44에서, 심볼 매퍼 이후의 블록들에서의 신호 처리는 심볼 단위로 수행될 수 있다.
프레임 빌더(44020)는 각각의 BICM 경로를 거쳐 출력된 PLP 단위의 심볼들을 프레임에 배치한다. 프레임 빌더(44020)는, MIMO 송신을 위해 복수의 입력 신호를 생성 또는 배열하는, 입력 신호 생성부의 역할을 추가로 수행한다. 이때 MIMO 송신기에서 프레임 빌더(44020)는 서로 다른 PLP들이 함께 MIMO 인코딩되지 않도록 심볼들을 배치할 수도 있다. 2개의 안테나로 전송하는 도 44의 실시예에서 프레임 빌더(44020)는 같은 셀 포지션에 서로 다른 2개의 심볼들을 각각 배치하여, 2개의 입력 신호를 생성 및 출력할 수 있다. 그리고 프레임 빌더(44020)가 같은 셀 포지션에 할당되는 2개의 심볼 데이터(즉, 2개의 입력 신호)를 병렬로 출력하면, 프리퀀시 인터리버(44030)는 2개의 심볼 데이터를 동일한 패턴으로 주파수 영역에서 인터리빙한다.MIMO 인코더(44040)는 2개의 안테나를 위한 2개의 입력 신호, 즉 프리퀀시 인터리버(44030)에서 출력되는 2개의 심볼 데이터를 MIMO 인코딩한다. 이때 사용하는 MIMO 인코딩은 상술한 제 1 내지 제 3 실시예와 같은 MIMO 인코딩 방법을 사용할 수 있으며, 따라서 상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용할 수 있다.
OFDM 제네레이터(44050)는 MIMO 인코딩된 심볼 데이터를 OFDM 변조하여 전송할 수 있다. OFDM 제네레이터(44050)는 도 44에서는 도시하지 않았으나, 일 실시예로서 신호에 역이산 패스트 푸리에 트랜스폼(Inverse Fast Furier Transform)을 수행하여 신호를 복수의 서브 캐리어로 변조하는 IFFT 모듈, ACE(Active Constellation Extension) 기법 또는 톤 예약(Tone Reservation) 기법 중 적어도 하나를 사용하여 변조된 OFDM 신호에서 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 감소시키는 PAPR 리덕션 모듈, OFDM 신호에 가드 인터벌을 삽입하는 GI 삽입 모듈, L1 시그널링 정보를 위한 프리앰블을 삽입하는 P1 삽입 모듈 및 처리된 디지털 신호를 아날로그 신호로 컨버팅하는 DAC(Digital-to-Analogue Converter)를 포함할 수 있다.
MIMO 인코더(44040)는 MIMO 인코딩 외에, MISO 프로세싱을 수행하거나 SISO 프로세싱을 추가로 수행할 수도 있다. 도 44과 같은 실시예에서 MIMO 프로세싱만 수행한 경우에 송신기는 2개의 안테나를 사용할 수 있고, MISO 프로세싱이 추가로 수행된 경우에는 총 4개의 안테나를 사용할 수 있다. 모든 PLP를 SISO 프로세싱하여 전송하는 경우에는 1개에서 4개까지의 안테나를 임의로 사용할 수 있다.
이에 대응하여 MIMO 수신기는 MIMO 신호 수신을 위해 적어도 2개의 안테나를 사용한다. 수신 신호가 SISO 신호 또는 MISO 신호인 경우에는 적어도 1개의 안테나를 사용할 수 있다.
프리퀀시 인터리버(44030) 및 OFDM 제네레이터(44050)는 MIMO 방식으로 복수의 안테나로 송신하는 입력 신호의 숫자만큼 병렬로 구비되어, 상술한 동작을 병렬로 수행할 수 있다. 또는, 실시예에 따라 하나의 프리퀀시 인터리버(44030) 및 OFDM 제네레이터(44050)가 메모리를 구비하여 복수의 신호들을 병렬로 처리할 수도 있다.
이제, MIMO 수신기의 구성 및 동작을 설명한다.
MIMO 수신기에서, OFDM 디모듈레이터(44110)는 복수의 안테나에서 수신한 복수의 수신 신호를 OFDM 복조하여 복수의 심볼 데이터 및 채널 정보를 출력한다. 다시 말해, 수신 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 처리하여 주파수 차원의 신호로 전환하고, 수신 신호에 포함된 파일럿을 사용하여 채널 정보를 획득할 수 있다. 도 44에서는 도시하지 않았으나 OFDM 디모듈레이터(44110)는 수신한 아날로그 신호를 디지털 신호로 컨버팅하는 ADC(Analogue-to-Digital Converter), L1 시그널링 정보를 포함하는 P1 신호를 검출하여 디코딩하고, P1 신호로부터 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 갖는지를 알아내는 P1 검출 및 디코딩 모듈, 가드 인터벌을 검출하여 시간 동기화 및 주파수 동기화를 수행하는 시간/주파수 동기부, 동기화가 이루어진 후 가드 인터벌을 제거하는 GI 제거부, 패스트 푸리에 트랜스폼을 수행하여 복수의 서브캐리어의 신호를 복조하는 FFT 모듈 및 주파수 영역에 삽입된 파일럿 신호들로부터 송신기로부터 수신기까지의 전송 채널을 추정하는 채널 추정기를 포함할 수 있다.
MIMO 디코더(44120)는 OFDM 디모듈레이터(44110)에서 획득한 채널 정보와 복수의 수신 심볼 데이터를 처리하여 복수의 출력 신호를 출력한다. MIMO 디코더(44120)는 이하의 수학식 10을 사용할 수 있다.
수학식 10
Figure PCTKR2011000701-appb-M000010
수학식 10에서, yh,t는 수신기에서 수신된 신호를 나타내며, h는 수신 채널로서, 수신 안테나 별로 수신한 채널을 나타내므로 시간 t에 해당하는 채널을 거친 수신 신호를 나타낸다. 예를 들어 SM 기법의 경우 1 단위의 시간 동안만 수신하면 되지만, 알라모우티 코딩, GC 기법의 경우는 2 단위의 시간동안 수신한 신호를 나타낼 수 있다. Hh,t는 수신된 신호가 겪은 채널 정보를 나타낸다. 본 발명의 실시예에서 h는 MIMO 채널을 나타내는 2×2 행렬로 표현될 수 있고, t는 시간 단위를 나타낸다. W는 MIMO 인코딩 매트릭스를 나타내고, Ss는 송신된 QAM 신호로서, MIMO 인코딩되기 전의 입력 신호를 나타낸다. 작은 s는 MIMO 전송에 사용된 2개의 신호에 대한 단위이다.
수신기는 수학식 10에서
Figure PCTKR2011000701-appb-I000001
은 수신된 신호 벡터(동시에 2개의 신호가 되었으므로, 이를 벡터라 지칭할 수 있다)와 송신된 신호 베터 사이의 차이를 나타내므로 이를 최소화하는 벡터 Ss를 찾고자 한다. 따라서 수신기는 yh,t, Hh,t 및 W를 알고 있으므로, 수학식 10을 사용하여 해당 비트가 1인 확률(S1)과 해당 비트가 0인 확률(S0)을 로그 도메인에서 비교하여 LLR(Log Likelihood Ratio)을 획득할 수 있다.
MIMO 디코더(44120)는 상술한 바와 같이 수학식 10을 사용하여 수신한 신호로부터 송신 신호에 가장 근접한 신호를 찾는 방식을 사용하며, 디텍션 결과 획득한 정보는 비트 단위의 확률(probability)이므로, MIMO 디코더(44120)의 복수의 출력 신호는 LLR(Log Likelihood Ratio)로 표시되는 비트 단위의 데이터이다. 이 때, MIMO 디코더(44120)는 LLR값을 얻기 위해서 MIMO 인코딩에 사용된 데이터의 모든 조합과 채널정보를 이용해 수신된 데이터와 비교하는 작업을 하게 되는데, 복잡도를 감소시키기 위해서 수신된 데이터에서 가장 근접한 값만을 이용하는 Approximated ML 방식, 수신된 신호의 일정 근처의 조합만을 이용하는 Sphere decoding방식 등을 사용할 수 있다. 즉, 도 44에서 MIMO 디코더(44120)는 2개의 안테나로 수신한 2개의 수신 신호를 MIMO 디코딩하여, 송신단의 입력 신호들과 같은 복수의 출력 신호 S1 및 S2를 출력하며, 이때 출력되는 출력 신호 S1 및 S2는 비트 단위의 스트림이 될 수 있다. 이 경우 출력 신호들은 각각 전송측 입력 신호의 QAM 타입에 대응되는 출력 신호이다.
MIMO 디코더의 디코딩에 사용된 수식 중 WS, W는 MIMO 인코딩 매트릭스로 앞서 제안된 MIMO 인코딩 방법(제 1 실시예 내지 제 3 실시예)의 인코딩 매트릭스 matrix를 모두 포함한다. 송신기는 사용한 MIMO 매트릭스를 나타내는 정보를 전송할 수 있으며, 수신기는 이러한 정보를 사용하여 MIMO 매트릭스를 파악, 디코딩할 수 있다. 선택적으로 수신기는 기설정된 MIMO 매트릭스를 사용할 수도 있다.
프리퀀시 디인터리버(44130)는 복수의 출력 신호에 대하여 송신기의 프리퀀시 인터리버(44030)에서 수행한 인터리빙의 역순으로 디인터리빙을 수행한다. 이때 송신기의 프리퀀시 인터리버(44030)에서는 심볼 단위로 프리퀀시 인터리빙을 수행한데 비해, 수신기에서의 프리퀀시 디인터리버(44130)는 LLR 비트 정보를 사용하므로 하나의 QAM 심볼에 속하는 LLR 비트 정보들을 심볼 단위로 재정렬하여 출력한다. 프리퀀시 디인터리버(44130)는 복수로 구비되어, MIMO 입력 신호 각각에 대해 프리퀀시 디인터리빙을 병렬로 수행할 수도 있다.
프레임 파서(44140)는 프리퀀시 디인터리버(44130)의 출력 데이터로부터 원하는 PLP의 데이터만을 획득하여 출력하고, 타임 디인터리버(44150)는 송신기의 타임 인터리버(44100)의 역순으로 디인터리빙을 수행한다. 여기에서 타임 디인터리버(44150) 역시 송신기에서와 달리 비트 단위로 디인터리빙을 수행하므로, LLR 비트 정보를 고려하여 비트 스트림을 재정렬하여 출력한다. 프레임 파서(44140)는 복수의 입력 신호에 대해 프레임 파싱을 수행하여, 입력 신호를 하나의 스트림으로 재배열하여 출력한다. 즉, 프레임 파서(44140)는 도 24에서 설명한 출력 신호 생성부의 동작을 수행하고, 수신부에서 프레임 파서(44140) 이후의 블록들은 하나의 스트림에 대해 신호 처리를 수행하게 된다.
멀티플렉서(44160), 비트 디인터리버(44170), FEC 디코더(44180)는 각각 수신기의 디멀티플렉서(44080), 비트 인터리버(44070), FEC 인코더(44060)의 역과정을 수행하여 복구된 PLP를 출력한다. 즉, 멀티플렉서(44160)가 LLR 비트 정보를 재정열하고, 비트 디인터리버(44170)가 비트 디인터리빙을 수행하며, FEC 디코더(44180)가 LDPC/BCH 디코딩을 수행하여 에러를 정정하여 PLP의 비트 데이터를 출력할 수 있다. 프레임 파서 이후의 동작을, 송신기의 BICM 모듈(44010)의 역동작을 수행하는, BICM 디코딩 모듈(44190)의 BICM 디코딩으로 볼 수 있다.
상술한 프리퀀시 인터리버(44030), 프리퀀시 디인터리버(44130), OFDM 제네레이터(44050), OFDM 디모듈레이터(44110)는 복수개가 구비되어 MIMO 송수신 신호의 수에 맞게 MIMO 송수신 신호들에 대해 각각 상술한 동작을 병렬적으로 수행할 수도 있으며, 한번에 복수의 데이터를 처리하는 메모리를 포함하는 프리퀀시 인터리버(44030), 프리퀀시 디인터리버(44130), OFDM 제네레이터(44050), OFDM 디모듈레이터(44110)로 대체하여 시스템의 복잡도를 낮출 수도 있다.
도 45는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기를 나타낸 도면이다.
도 45의 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기는, 각각 2개의 안테나를 사용하여 MIMO 통신을 수행하는 경우에 대한 실시예이다. 특히 송신기의 경우는 입력 신호의 변조 방식이 동일한 경우를 가정한 실시예이다. 즉, 2개의 안테나를 사용하여 전송하기 위한 2개의 입력 신호의 변조 방식이 M-QAM 타입 및 M-QAM 타입에 대한 실시예(예를 들면, BPSK+BPSK 또는 QPSK+QPSK 등)이다.
MIMO 송신기는, BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(45010), 프레임 빌더(45020), 프리퀀시 인터리버(45030) 및 OFDM 제네레이터(45040)를 포함하며, BICM 모듈(45010)은 FEC 인코더(45050), 비트 인터리버(45060), 디멀티플렉서(DEMUX; 45070), 심볼 매퍼(45080), MIMO 인코더(45090) 및 타임 인터리버(45100)를 포함한다.
MIMO 수신기는, OFDM 디모듈레이터(45110), 프리퀀시 디인터리버(45120), 프레임 파서(45130), 타임 디인터리버(45140), MIMO ML(Maximum Likelihood) 디텍터(45150), 멀티플렉서(MUX:45160), 비트 디인터리버(45170) 및 FEC 디코더(45180)를 포함한다. 타임 디인터리버(45150), 멀티플렉서(45160), 비트 디인터리버(45170) 및 FEC 디코더는, BICM 모듈의 역처리를 수행하며, 이하에서 BICM 디코딩 모듈(45190)으로 지칭할 수도 있다.
도 45의 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성 및 동작은, 도 44과 관련하여 설명한 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성 및 동작과 유사하다. 이하에서는 도 44의 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기의 구성 및 동작과 동일한 내용은 중복하여 설명하지 않고, 차이점에 대하여 설명하도록 하겠다.
도 45의 MIMO 송신기에서 MIMO 인코더(45090)는 도 44의 경우와 달리 심볼 매퍼(45080)와 타임 인터리버(45100)의 사이 즉, BICM 모듈에 포함되어 위치한다. 즉, 프레임 빌더가 MIMO 인코딩될 QAM 심볼들을 병렬로 출력했던 것과 달리, MIMO 인코더(45090)가 심볼 매퍼에서 출력되는 심볼들을 수신하여 병렬로 배치하고, MIMO 인코딩하여 병렬로 데이터를 출력한다. MIMO 인코더(45090)가 입력 신호 생성부의 역할을 추가로 수행하여, 복수의 입력 신호를 생성하고, MIMO 인코딩을 수행하여 복수의 전송 신호를 출력하는 것이다. 병렬로 출력되는 MIMO 송신 데이터는, 복수의 또는 내부에서 병렬로 처리하는 하나의 타임 인터리버(45100), 프레임 빌더(45020), 프리퀀시 인터리버(45030) 및 OFDM 제네레이터(45040)에서 병렬로 처리되어 전송된다. 2개의 전송 안테나를 사용하는 도 45의 실시예에서, 타임 인터리버(45100), 프레임 빌더(45020), 프리퀀시 인터리버(45030) 및 OFDM 제네레이터(45040)는 각각 2개씩 구비되어 MIMO 인코더(45090)에서 출력되는 데이터를 병렬로 처리할 수도 있다.
도 45의 MIMO 수신기에서는 MIMO 디코더(45150)가 타임 디인터리버(45140)와 멀티플렉서(45160)의 사이에 위치한다. 따라서 OFDM 디모듈레이터(45110), 프리퀀시 디인터리버(45120), 프레임 파서(45130), 타임 디인터리버(45140)는 복수의 안테나로 수신한 MIMO 신호를 복수의 경로로 심볼 단위에서 처리하고, MIMO 디코더(45150)에서 심볼 단위의 데이터를 LLR 비트 데이터로 변환하여 출력한다. 도 45의 실시예에서 OFDM 디모듈레이터(45110), 프리퀀시 디인터리버(45120), 프레임 파서(45130), 타임 디인터리버(45140)는 복수로 구비되거나, 상술한 병렬 처리를 수행할 수 있는 메모리를 구비하여 하나로 대체될 수도 있다. 프리퀀시 디인터리버(45120), 프레임 파서(45130), 타임 디인터리버(45140)는 모두 심볼 단위의 데이터를 처리하게 되므로, 도 44의 실시예에서처럼 LLR 비트 정보를 처리하는 경우보다 복잡도나 메모리 요구량이 줄어들 수 있다.
도 44 및 도 45에서 MIMO 송신기는, MIMO 인코딩시 사용한 입력 신호들의 QAM 타입의 조합을 나타내는 정보를 전송할 수도 있다. 일 실시예로서, 이러한 QAM 타입 즉 모듈레이션 타입을 나타내는 정보는 도 16의 L1 포스트 시그널링 정보에 포함될 수도 있다. 즉, 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 QAM 타입을 나타내는 정보는 프리앰블 부분을 통해 전송할 수 있으며, 본 실시예에서 제 1 입력 신호와 제 2 입력 신호는 동일한 QAM 타입을 갖는다. 즉, MIMO 디코더는 수신 신호에 포함된 입력 신호들의 QAM 타입의 조합을 나타내는 정보를 사용하여 QAM 타입의 조합에 맞는 MIMO 매트릭스를 사용함으로써 MIMO 디코딩을 수행, QAM 타입의 조합에 해당하는 출력 신호들을 출력한다. 다만, 이 QAM 타입의 출력 신호들은 비트 단위의 데이터를 포함하고, 이 비트 단위의 데이터는 상술한 비트 단위의 확률을 나타내는 소프트 디시전 밸류이다. 이러한 소프트 디시전 밸류들은 FEC 디코딩을 통해 하드 디시전 밸류로 변환될 수 있다.
도 44 및 도 45에서 입력 신호 생성부/출력 신호 생성부에 해당하는 디바이스는 각각 프레임 빌더/프레임 파서 및 MIMO 인코더/MIMO 디코더로 표현하였다. 그러나, 입력 신호 생성부/출력 신호 생성부의 역할은 다른 디바이스 엘러먼트에서 수행할 수도 있다. 예를 들면, 송신 시스템에서는 디멀티플렉서에서 입력 신호 생성부의 역할을 수행하거나, 디멀티플렉서 뒤에 입력 신호 생성부가 구비되고, 이에 대응되는 수신 시스템은 멀티플렉서에서 출력 신호 생성부의 역할을 수행하거나, 멀티플렉서 앞에 출력 신호 생성부가 구비될 수 있다. 다만, 입력 신호 생성부/출력 신호 생성부의 위치에 따라 입력 신호 생성부 후단의 엘러먼트들은 복수로 구비되어 입력 신호 생성부의 출력 신호들 수만큼의 경로에 따라 병렬적으로 출력 신호들을 처리할 수 있으며, 출력 신호 생성부 앞단의 엘러먼트들도 복수로 구비되어 출력 신호 생성부에 입력되는 입력 신호들의 수만큼의 경로에 따러 병렬적으로 입력 신호들을 처리할 수 있다.
도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다.
방송 신호 수신기는, 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 OFDM 복조한다(S46010). 방송 신호 수신기는, MIMO 방식으로 전송된 복수의 방송 신호를 제 1 안테나 및 제 2 안테나를 사용하여 수신하여, 각각의 물리적 경로에 따라 OFDM 복조한다. 물리적 경로에 따라, 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 OFDM 디모듈레이터가 수신된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 OFDM 복조할 수 있다.
방송 신호 수신기는, OFDM 복조된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 주파수 도메인에서 각각 디인터리빙한다(S46020). 방송 신호 수신기는 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 물리적 경로에 따라 제 1 프리퀀시 디인터리버 및 제 2 프리퀀시 디인터리버를 사용하여 각각의 방송 신호를 프리퀀시 디인터리빙할 수 있으며, 프리퀀시 디인터리버의 동작은 상술한 바와 같다.
방송 신호 수신기는 프리퀀시 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 프레임 파싱한다(S46030). 방송 신호 수신기는 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 물리적 경로에 따라 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서를 사용하여 각각의 방송 신호의 프레임 구조를 파싱할 수 있으며, 프레임 파서의 동작은 상술한 바와 같다.
방송 신호 수신기는 프레임 파싱된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 타임 디인터리빙한다(S46040). 방송 신호 수신기는 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 물리적 경로에 따라 제 1 타임 디인터리버 및 제 2 타임 디인터리버를 사용하여 각각의 방송 신호의 프레임 구조를 파싱할 수 있으며, 타임 디인터리버의 동작은 상술한 바와 같다.
그리고, 방송 신호 수신기는 타임 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩한다(S46060). 방송 신호 수신기는 상술한 바와 같이 MIMO 매트릭스를 사용하여 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 생성, 출력할 수 있다. MIMO 디코더의 동작에 따라, MIMO 디코더가 머저의 역할을 수행하는 경우에는 생성된 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 머징하여, 하나의 경로로 출력 신호를 출력할 수도 있다. 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 복수의 방송 신호를 디코딩하므로, 채널 환경이 전상관 채널인 경우에도 수신 신호로부터 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 복구할 수 있다. 전상관 채널의 경우 수신기가 사용하는 MIMO 매트릭스는 제 1 내지 제 3 실시예와 관련하여 상술하였다. 그리고, MIMO 디코더는 QAM 타입에 따라 MIMO 디코딩을 수행하여 각각의 QAM 타입에 해당하는 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력하며, 이때 방송 신호 수신기는 방송 신호에 포함된 QAM 타입을 나타내는 정보를 사용할 수도 있다.
이러한 방송 신호 수신기의 수신 신호 처리는, MIMO 디코딩을 타임 디인터리빙 후에 수행하는데 또한 이점이 존재한다. 상술한 바와 같이 MIMO 디코딩 결과 출력되는 데이터는 심볼 단위가 아니라 비트 단위의 확률 정보가 된다. 따라서, MIMO 디코딩을 타임 인터리빙 후에 수행함으로써 MIMO 디코딩 전까지는 심볼 단위로 데이터를 처리할 수 있는 이점이 발생한다. 예를 들어 MIMO방식을 사용하지 않는 방송 수신기의 심볼 디매퍼 자리에 MIMO 디코더가 위치하여 MIMO 디코딩을 수행하므로, MIMO 디코더 앞뒤에서 방송 신호를 처리하는 방법이 동일하여, 기존의 방송 수신기와의 호환성 및 동작 효율성을 최대로 확보할 수 있다.
도 46은 상술한 방송 신호 수신기의 동작을 나타내며, 자세한 동작은 각 방송 신호 수신기 도면들(예를 들면, 도 44 내지 도 45)과 함께 설명한 바와 같다.
전술한 바와 같이, 상기 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서, 관련된 사항을 기술하였다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 방송 시스템에 전체적으로 또는 부분적으로 적용될 수 있다.

Claims (2)

  1. 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 OFDM 복조하는 제 1 OFDM 디모듈레이터 및 제 2 디모듈레이터;
    상기 OFDM 복조된 제 1 방송 신호 및 상기 제 2 방송 신호를 주파수 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 프리퀀시 디인터리버 및 제 2 프리퀀시 디인터리버;
    상기 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 프레임 구조를 각각 파싱하는 제 1 프레임 파서 및 제 2 프레임 파서;
    상기 프레임 파싱된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 시간 도메인에서 각각 디인터리빙하는 제 1 타임 디인터리버 및 제 2 타임 디인터리버; 및
    상기 타임 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력하는 MIMO 디코더를 포함하는, 방송 수신기.
  2. 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 각각 OFDM 복조하는 단계;
    상기 OFDM 복조된 제 1 방송 신호 및 상기 제 2 방송 신호를 주파수 도메인에서 각각 디인터리빙하는 단계;
    상기 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호의 프레임 구조를 각각 파싱하는 단계;
    상기 프레임 파싱된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 시간 도메인에서 각각 디인터리빙하는 단계; 및
    상기 타임 디인터리빙된 제 1 방송 신호 및 제 2 방송 신호를 MIMO 디코딩하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력하는 단계를 포함하는, 방송 수신기.
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