KR20130142985A - 신호생성방법 및 신호생성장치 - Google Patents

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Abstract

제 1 변조신호와 제 2 변조신호를 동일 주파수로 동시에 송신하는 송신방법으로, 양신호에 고정의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩하는 동시에 제 1 변조신호 또는 제 2 변조신호의 적어도 일방의 위상을 규칙적으로 전환하며 송신함으로써 송신장치에서 데이터의 수신품질이 향상된다.

Description

신호생성방법 및 신호생성장치{METHOD OF SIGNAL GENERATION AND SIGNAL GENERATING DEVICE}
(관련 출원에 관한 언급) 2011년 2월 18일에 출원된 일본국 특허출원 2011-033771호, 2011년 3월 9일에 출원된 일본국 특허출원 2011-051842호, 2011년 4월 19일에 출원된 일본국 특허출원 2011-093544호 및 2011년 4월 28일에 출원된 일본국 특허출원 2011-102101호에 포함되는 특허청구범위, 명세서, 도면 및 요약서의 개시 내용은 모두 본원에 원용된다.
본 발명은 특히 멀티안테나를 이용한 통신을 실행하는 송신장치 및 수신장치에 관한 것이다.
종래, 멀티안테나를 이용한 통신방법으로 예를 들어 MIMO(Multiple-Input　Multiple-Output)라고 불리는 통신방법이 있다. MIMO로 대표되는 멀티안테나 통신에서는 복수 계열의 송신데이터를 각각 변조하여, 각 변조신호를 다른 안테나로부터 동시에 송신함으로써 데이터의 통신속도를 높이게 되어 있다.
도 23은 송신안테나 수 2, 수신안테나 수 2, 송신변조신호(송신 스트림) 수 2일 때의 송수신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. 송신장치에서는 부호화된 데이터를 인터리브 하고, 인터리브 후의 데이터를 변조해서 주파수 변환 등을 실행하여 송신신호가 생성되며, 송신신호는 안테나로부터 송신된다. 이때, 송신안테나로부터 각각 다른 변조신호를 동일 시각에 동일 주파수로 송신하는 방식이 공간 다중 MIMO 방식이다.
이때, 특허문헌 1에서는 송신안테나마다 다른 인터리브 패턴을 구비하는 송신장치가 제안되어 있다. 즉, 도 23의 송신장치에서 2개의 인터리브 (πa,πb)가 서로 다른 인터리브 패턴을 가지고 있게 된다. 그리고 수신장치에 있어서 비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2에 나타내고 있는 것과 같이 소프트 값을 이용한 검파방법(도 23에서의 MIMO　detector)을 반복하여 실행함으로써 수신품질이 향상하게 된다.
그러나 무선통신에서의 실제 전파환경의 모델로 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 환경으로 대표되는 NLOS(Non-line　of　sight) 환경, 라이시안 페이딩(Rician fading) 환경으로 대표되는 LOS(Line　of　sight) 환경이 존재한다. 송신장치에서 싱글의 변조신호를 송신하고, 수신장치에서 복수의 안테나로 수신한 신호에 대해 최대 비 합성을 실행하여 최대 비 합성 후의 신호에 대해서 복조 및 복호를 실행하는 경우, LOS 환경, 특히 산란파의 수신전력에 대한 직접파의 수신전력의 크기를 나타내는 라이시안 팩터(Rician factor)가 큰 환경에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다. 그러나 전송방식(예를 들어, 공간 다중 MIMO 전송방식)에 따라서는 라이시안 팩터가 커지면 수신품질이 열화한다고 하는 문제가 발생한다(비 특허문헌 3 참조).
도 24의 (A), (B)는 레일리 페이딩 환경 및 라이시안 팩터 K=3, 10, 16dB의 라이시안 페이딩 환경에서 LDPC(low-density　parity-check) 부호화된 데이터를 2×2(2 안테나 송신, 2 안테나 수신) 공간 다중 MIMO 전송한 경우의 BER(Bit　Error　Rate) 특성(세로축：BER, 가로축：SNR(Signal-to-Noise　power　Ratio))의 시뮬레이션 결과의 일례를 나타내고 있다. 도 24의 (A)는 반복 검파를 실행하지 않은 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(APP：A　Posterior　Probability)의 BER 특성, 도 24의 (B)는 반복 검파를 실행한 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(반복횟수 5회)의 BER 특성을 나타내고 있다. 도 24 (A), (B)로부터 알 수 있는 것과 같이, 반복 검파를 실행하거나 또는 실행하지 않거나에 관계없이 공간 다중 MIMO 시스템에서는 라이시안 팩터가 커지면 수신품질이 열화하는 것을 확인할 수 있다. 이로부터 「공간 다중 MIMO 시스템에서는 전파환경이 안정적이 되면 수신품질이 열화한다」라는 종래의 싱글 변조신호를 송신하는 시스템에는 없는 공간 다중 MIMO 시스템 고유의 과제를 갖는 것을 알 수 있다.
방송이나 멀티캐스트통신은 다양한 전파환경에 대응해야 하는 서비스이며, 사용자가 소지하는 수신기와 방송국 사이의 전파 전파환경이 LOS 환경인 경우는 당연히 있을 수 있다. 상술의 과제를 갖는 공간 다중 MIMO 시스템을 방송이나 멀티캐스트통신에 이용한 경우, 수신기에 있어서 전파의 수신 전계 강도는 높으나, 수신품질의 열화에 의해 서비스를 받을 수 없다고 하는 현상이 발생할 가능성이 있다. 즉, 공간 다중 MIMO 시스템을 방송이나 멀티캐스트통신에서 이용하기 위해서는 NLOS 환경 및 LOS 환경의 어느 경우에 있어서도 어느 정도의 수신품질을 얻을 수 있는 MIMO 전송방식의 개발이 요청되고 있다.
비 특허문헌 8에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보로부터 프리코딩에 이용하는 코드 북(codebook, 프리코딩 행렬(프리코딩 웨이트 행렬이라고도 한다))을 선택하는 방법에 대해 기술되어 있으나, 상기와 같이 방송이나 멀티캐스트통신과 같이 통신 상대로부터의 피드백 정보를 얻을 수 없는 상황에서 프리코딩을 실행하는 방법에 대해서는 전혀 기재되어 있지 않다.
한편, 비 특허문헌 4에서는 피드백 정보가 없는 경우에도 적용할 수 있는, 시간과 함께 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해 기술되어 있다. 이 문헌에서는 프리코딩에 이용하는 행렬로 유니테리 행렬(unitary matrix)을 이용하는 것, 또, 유니테리 행렬(unitary matrix)을 랜덤하게 전환하는 것에 대해 기술되어 있으나, 상기에서 나타내는 LOS 환경에서의 수신품질의 열화에 대한 적용방법에 대해서는 전혀 기재되어 있지 않으며, 단지 랜덤하게 전환하는 것만이 기재되어 있다. 당연하나, LOS 환경의 수신품질의 열화를 개선하기 위한 프리코딩방법 및 프리코딩 행렬의 구성방법에 관한 기술은 일절 되어있지 않다.
특허문헌 1 : 국제공개 제2005/050885호
비 특허문헌 1 : "Achieｖing　near-capacity　on　a　multiple-antenna　channel"　IEEE　Transaction　on　communications,　ｖol. 51,　no. 3,　pp. 389-399,　March　2003. 비 특허문헌 2 : "Performance　analysis　and　design　optimization　of　LDPC-coded　MIMO　OFDM　systems"　IEEE　Trans.　Signal　Processing. ,　ｖol. 52,　no. 2,　pp. 348-361,　Feb.　2004. 비 특허문헌 3 : "BER　performance　eｖaluation　in　2x2　MIMO　spatial　multiplexing　systems　under　Rician　fading　channels,"　IEICE　Trans.　Fundamentals,　ｖol. E91-A,　no. 10,　pp. 2798-2807,　Oct.　2008. 비 특허문헌 4 : "Turbo　space-time　codes　with　time　ｖarying　linear　transformations,　"IEEE　Trans.　Wireless　communications,　ｖol. 6,　no. 2,　pp. 486-493,　Feb.　2007. 비 특허문헌 5 : "Likelihood　function　for　QR-MLD　suitable　for　soft-decision　turbo　decoding　and　its　performance,"　IEICE　Trans.　Commun. ,　ｖol. E88-B,　no. 1,　pp. 47-57,　Jan.　2004. 비 특허문헌 6 : 「Shannon 한계에의 도표："Parallel　concatenated　(Turbo)　coding",　"Turbo　(iteratiｖe)　decoding"과 그 주변」 전자정보통신학회, 신학기법 IT98-51 비 특허문헌 7 : "Adｖanced　signal　processing　for　PLCs：　Waｖelet-OFDM,"　Proc.　of　IEEE　International　symposium　on　ISPLC　2008,　pp. 187-192,　2008. 비 특허문헌 8 : D.　J.　Loｖe,　and　R.　W.　heath,　Jr. ,　"Limited　feedback　unitary　precoding　for　spatial　multiplexing　systems,"　IEEE　Trans.　Inf.　Theory,　ｖol. 51,　no. 8,　pp. 2967-1976,　Aug.　2005. 비 특허문헌 9 : DVB　Document　A122,　Framing　structure,　channel　coding　and　modulation　for　a　second　generation　digital　terrestrial　teleｖision　broadcasting　syste, m　(DVB-T2),　June　2008. 비 특허문헌 10 : L.　Vangelista,　N.　Benｖenuto,　and　S.　Tomasin,　"Key　technologies　for　next-generation　terrestrial　digital　teleｖision　standard　DVB-T2,"　IEEE　Commun.　Magazine,　ｖo. 47,　no. 10,　pp. 146-153,　Oct.　2009. 비 특허문헌 11 : T.　Ohgane,　T.　Nishimura,　and　Y.　Ogawa,　"Application　of　space　diｖision　multiplexing　and　those　performance　in　a　MIMO　channel,"　IEICE　Trans.　Commun. ,　ｖo. 88-B,　no. 5,　pp. 1843-1851,　May　2005. 비 특허문헌 12 : R.　G.　Gallager,　"Low-density　parity-check　codes,"　IRE　Trans.　Inform.　Theory,　IT-8,　pp-21-28,　1962. 비 특허문헌 13 : D.　J.　C.　Mackay,　"Good　error-correcting　codes　based　on　ｖery　sparse　matrices,"　IEEE　Trans.　Inform.　Theory,　ｖol. 45,　no. 2,　pp399-431,　March　1999. 비 특허문헌 14 : ETSI　EN　302　307,　"Second　generation　framing　structure,　channel　coding　and　modulation　systems　for　broadcasting,　interactiｖe　serｖices,　news　gathering　and　other　broadband　satellite　applications,　"ｖ. 1. 1. 2,　June　2006. 비 특허문헌 15 : Y. -L.　Ueng,　and　C. -C.　Cheng,　"a　fast-conｖergence　decoding　method　and　memory-efficient　VLSI　decoder　architecture　for　irregular　LDPC　codes　in　the　IEEE　802. 16e　standards,"　IEEE　VTC-2007　Fall,　pp. 1255-1259. 비 특허문헌 16 : S. M. Alamouti,　"A　simple　transmit　diｖersity　technique　for　wireless　communications,"IEEE　J.　Select.　Areas　Commun. ,　ｖol. 16,　no. 8,　pp. 1451-1458,　Oct　1998. 비 특허문헌 17 : V.　Tarokh,　H.　Jafrkhani,　and　A. R. Calderbank,　"Space-time　block　coding　for　wireless　communications：　Performance　results,"IEEE　J.　Select.　Areas　Commun. ,　ｖol. 17,　no. 3,　no. 3,　pp. 451-460,　March 1999.
본 발명은 LOS 환경에서의 수신품질의 개선이 가능한 MIMO 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 신호생성방법은 복수의 베이스밴드신호로부터 동일한 주파수 대역이면서 동일한 시각에 송신되는 복수의 베이스밴드신호로부터 동일한 주파수 대역이면서 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호를 생성하는 신호생성방법으로, 제 1 복수 비트로부터 생성된 제 1 베이스밴드신호 s1과 제 2 복수 비트로부터 생성된 제 2 베이스밴드신호 s2의 양방에 대해 위상변경을 실행하여 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'와 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 생성하고, 상기 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'를 u배 하고 상기 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 ｖ배 하며, u와 ｖ는 서로 다른 실수이고, 상기 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'을 u배 한 신호와 상기 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 ｖ배 한 신호에 대해 소정의 행렬 F에 따른 가중합성을 실행하여 제 1 가중합성신호 z1과 제 2 가중합성신호 z2를 상기 동일한 주파수 대역이면서 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호로서 생성하고, 상기 제 1 가중합성신호 z1 및 상기 제 2 가중합성신호 z2는 (z1, z2)T=F(u×s1',ｖ×s2')T를 만족하며, 상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기 ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2에 대하여 실시되는 위상변경량은 각각 N개의 위상변경량의 후보를 전환하면서 선택된 하나의 위상변경량이며, 상기 N개의 위상변경량의 각각은 소정의 기간 내에서 적어도 1회 선택되는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명의 신호생성장치는 복수의 베이스밴드신호로부터 동일한 주파수 대역이면서 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호를 생성하는 신호생성장치로, 제 1 복수 비트로부터 생성된 제 1 베이스밴드신호 s1과 제 2 복수 비트로부터 생성된 제 2 베이스밴드신호 s2의 양방에 대해 위상변경을 실행하여 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'와 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 생성하는 위상 변경부와, 상기 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'를 u배하고 상기 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 ｖ배 하며, u와 ｖ는 서로 다른 실수인 파워 변경부와, 상기 위상변경 후의 제 1 베이스밴드신호 s1'를 u배 한 신호와 상기 위상변경 후의 제 2 베이스밴드신호 s2'를 ｖ배 한 신호에 대해 소정의 행렬 F에 따른 가중합성을 실행하여, 제 1 가중합성신호 z1과 제 2 가중합성신호 z2를 상기 동일한 주파수 대역이면서 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호로 생성하는 가중합성부를 구비하며, 상기 제 1 가중합성신호 z1 및 상기 제 2 가중합성신호 z2는 (z1, z2)T=F(u×s1',ｖ×s2')T를 만족시키고, 상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기 ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2에 대해 실시되는 위상변경량은 각각 N개의 위상변경량의 후보를 전환하면서 선택된 하나의 위상변경량이며, 상기 N개의 위상변경량의 후보의 각각은 소정의 기간 내에서 적어도 1회 선택되는 것을 특징으로 한다.
이와 같이 본 발명에 의하면 LOS 환경에서의 수신품질의 열화를 개선하는 신호생성방법, 신호생성장치를 제공할 수 있으므로, 방송이나 멀티캐스트통신에서 송수신자 간에 대해 품질의 높은 서비스를 제공할 수 있다.
도 1은 공간 다중 MIMO 전송 시스템에서의 송수신장치의 구성의 예이다.
도 2는 프레임 구성의 일례이다.
도 3은 위상변경방법 적용 시의 송신장치의 구성의 예이다.
도 4는 위상변경방법 적용 시의 송신장치의 구성의 예이다.
도 5는 프레임 구성의 예이다.
도 6은 위상변경방법의 예이다.
도 7은 수신장치의 구성의 예이다.
도 8은 수신장치의 신호처리부의 구성의 예이다.
도 9는 수신장치의 신호처리부의 구성의 예이다.
도 10은 복호처리방법이다.
도 11은 수신상태의 예이다.
도 12는 위상변경방법 적용 시의 송신장치의 구성의 예이다.
도 13은 위상변경방법 적용 시의 송신장치의 구성의 예이다.
도 14는 프레임 구성의 예이다.
도 15는 프레임 구성의 예이다.
도 16은 프레임 구성의 예이다.
도 17은 프레임 구성의 예이다.
도 18은 프레임 구성의 예이다.
도 19는 매핑방법의 일례이다.
도 20은 매핑방법의 일례이다.
도 21은 가중합성부의 구성의 예이다.
도 22는 심벌의 정렬방법의 일례이다.
도 23은 공간 다중 MIMO 전송 시스템에서의 송수신장치의 구성의 예이다.
도 24는 BER 특성 예이다.
도 25는 위상변경방법의 예이다.
도 26은 위상변경방법의 예이다.
도 27은 위상변경방법의 예이다.
도 28은 위상변경방법의 예이다.
도 29는 위상변경방법의 예이다.
도 30은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 31은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 프레임 구성의 예이다.
도 32는 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 33은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 34는 블록부호를 이용한 경우의 하나의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화 예이다.
도 35는 블록부호를 이용한 경우의 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화 예이다.
도 36은 디지털 방송용 시스템의 전체 구성도이다.
도 37은 수신기의 구성의 예를 나타내는 블록도이다.
도 38은 다중화데이터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 39는 각 스트림이 다중화데이터에서 어떻게 다중화되어 있는가를 모식적으로 나타내는 도면이다.
도 40은 PES 패킷 열에 비디오 스트림이 어떻게 저장되어 있는가를 나타내는 상세도이다.
도 41은 다중화데이터에서의 TS패킷과 소스 패킷의 구조를 나타내는 도면이다.
도 42는 PMT의 데이터 구성을 나타내는 도면이다.
도 43은 다중화데이터 정보의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 44는 스트림 속성정보의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 45는 영상 표시, 음성출력장치의 구성도이다.
도 46은 통신시스템의 구성의 일례이다.
도 47은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 48은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 49는 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 50은 높은 수신품질을 얻을 수 있는 변조신호의 심벌 배치 예이다.
도 51은 송신장치의 구성의 예이다.
도 52는 송신장치의 구성의 예이다.
도 53은 송신장치의 구성의 예이다.
도 54는 송신장치의 구성의 예이다.
도 55는 베이스밴드신호 교체부를 나타내는 도면이다.
도 56은 송신장치의 구성의 예이다.
도 57은 분배부의 동작의 일례이다.
도 58은 분배부의 동작의 다른 예이다.
도 59는 기지국 및 단말의 관계를 나타내는 통신시스템의 일례이다.
도 60은 송신신호의 주파수 할당의 일례이다.
도 61은 송신신호의 주파수 할당의 일례이다.
도 62는 기지국과 중계기 및 단말의 관계를 나타내는 통신시스템의 일례이다.
도 63은 기지국으로부터의 송신신호의 주파수 할당의 일례이다.
도 64는 중계기로부터의 송신신호의 주파수 할당의 일례이다.
도 65는 중계기의 수신부와 송신부의 구성의 일례이다.
도 66은 기지국이 송신하는 신호의 데이터 포맷의 일례이다.
도 67은 송신장치의 구성의 예이다.
도 68은 베이스밴드신호 교체부를 나타내는 도면이다.
도 69는 가중 베이스밴드신호의 교체, 위상변경방법의 일례이다.
도 70은 OFDM 방식을 이용한 송신장치의 구성의 예이다.
도 71은 프레임 구성의 예이다.
도 72는 변조방식에 따른 슬롯 수와 위상변경 값의 예이다.
도 73은 변조방식에 따른 슬롯 수와 위상변경 값의 예이다.
도 74는 DVB-T2규격에서의 방송국이 송신하는 신호의 프레임 구성의 개요이다.
도 75는 동일 시각에 2종류 이상의 신호가 존재하는 예이다.
도 76은 송신장치의 구성의 예이다.
도 77은 프레임 구성의 예이다.
도 78은 프레임 구성의 예이다.
도 79는 프레임 구성의 예이다.
도 80은 I-Q평면에서의 16QAM인 경우의 신호 점 배치의 예이다.
도 81은 I-Q평면에서의 QPSK인 경우의 신호 점 배치의 예이다.
도 82는 수신장치가 얻는 대수 우도 비의 절대치를 모식적으로 나타내는 예이다.
도 83은 수신장치가 얻는 대수 우도 비의 절대치의 호적한 예이다.
도 84는 가중합성부에 관련한 신호처리부의 구성의 예이다.
도 85는 가중합성부에 관련한 신호처리부의 구성의 예이다.
도 86은 I-Q평면에서의 64QAM인 경우의 신호 점 배치의 예이다.
도 87은 시간별 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 설정 예이다.
도 88은 시간별 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 설정 예이다.
도 89는 가중합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 90은 가중합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 91은 시간별 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 설정 예이다.
도 92는 시간별 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 설정 예이다.
도 93은 가중합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 94는 I-Q평면에서의 16QAM 및 QPSK의 신호 점 배치의 예이다.
도 95는 I-Q평면에서의 16QAM 및 QPSK의 신호 점 배치의 예이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
(실시형태 1)
본 실시형태의 송신방법, 송신장치, 수신방법, 수신장치에 대해 상세하게 설명한다.
본 설명을 하기 전에 종래 시스템인 공간 다중 MIMO 전송 시스템에서의 송신방법, 복호방법의 개요에 대해서 설명한다.
Nt×Nr 공간 다중 MIMO 시스템의 구성을 도 1에 나타낸다. 정보벡터 z는 부호화 및 인터리브가 실시된다. 그리고 인터리브의 출력으로 부호화 후 비트의 벡터 u=(u1, …, uNt)를 얻을 수 있다. 단, ui=(ui1, …, uiM)으로 한다(M：심벌당 송신비트 수). 송신벡터 s=(s1, …, sNt)T로 하면 송신안테나 ＃i로부터 송신신호 si=map(ui)로 표시되고, 송신에너지를 정규화하면 E{｜si｜2}=Es/Nt로 표시된다(Es：채널당 총 에너지). 그리고 수신벡터를 y=(y1, …, yNr)T로 하면 식 (1)과 같이 표시된다.
Figure pct00001
이때, HNtNrdms 채널행렬(channel matrix) n=(n1, …, nNr)T는 노이즈 벡터이며, ni는 평균값 0, 분산 σ2의 i. i. d. 복소 가우스 잡음이다. 수신기에서 도입하는 송신심벌과 수신심벌의 관계로부터 수신벡터에 관한 확률은 식 (2)와 같이 다차원 가우스 분포로 줄 수 있다.
Figure pct00002
여기서 outer　Soft-in/Soft-out 디코더와 MIMO 검파로 이루어지는 도 1과 같은 반복 복호를 실행하는 수신기를 생각한다. 도 1에서의 대수 우도 비(log-likelihood ratio)의 벡터(L-ｖalue)는 식 (3) - (5)와 같이 표시된다.
Figure pct00003
Figure pct00004
Figure pct00005
<반복 검파방법>
여기에서는 NtxNr 공간 다중 MIMO 시스템에서의 MIMO 신호의 반복 검파에 대해서 설명한다.
umn의 대수 우도 비를 식 (6)과 같이 정의한다.
Figure pct00006
베이즈의 정리(Bayes' theorem)에 의해 식 (6)은 식 (7)과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00007
단, Umn ,±1={u｜umn=±1}로 한다. 그리고 lnΣaj ~ max　ln　aj로 근사하면 식 (7)은 식 (8)과 같이 근사할 수 있다. 또, 위의 「~」의 기호는 근사를 의미한다.
Figure pct00008
식 (8)에서의 P(u｜umn)와 ln　P(u｜umn)은 이하와 같이 표시된다.
Figure pct00009
Figure pct00010
Figure pct00011
그러나 식 (2)에서 정의한 식의 대수 확률은 식 (12)과 같이 표시된다.
Figure pct00012
따라서 식 (7), (13)으로부터 MAP 또는 APP(A　Posteriori　Probability)에서는 사후의 L-ｖalue는 이하와 같이 표시된다.
Figure pct00013
이하에서는 반복 APP 복호라고 부른다. 또, 식 (8), (12)로부터 Max-Log 근사에 의거하는 대수 우도 비(Max-Log　APP)에서는 사후의 L-ｖalue는 이하와 같이 표시된다.
Figure pct00014
Figure pct00015
이하에서는 반복 Max-log　APP 복호라고 한다. 그리고 반복 복호의 시스템에서 필요로 하는 외부 정보는 식 (13) 또는 (14)에서 사전 입력을 감산함으로써 구할 수 있다.
<시스템 모델>
도 23에 이하의 설명에 연결되는 시스템의 기본 구성을 나타낸다. 여기에서는 2×2 공간 다중 MIMO 시스템으로 하고, 스트림 A, B에는 각각 outer인코더가 있으며, 2개의 outer인코더는 동일한 LDPC부호의 인코더로 한다(여기에서는 outer인코더로 LDPC부호의 인코더를 이용하는 구성을 예로 들어 설명하나, outer인코더가 이용하는 오류정정부호는 LDPC부호에 한정되는 것은 아니며, 터보부호(turbo coding), 돌림형 부호(convolutional coding), LDPC 돌림형 부호 등의 다른 오류정정부호를 이용해도 동일하게 실행할 수 있다. 또, outer인코더는 송신안테나마다 갖는 구성으로 하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신안테나가 복수라도 outer인코더는 1개라도 좋고, 또, 송신안테나 수보다 많은 outer인코더를 가지고 있어도 좋다). 그리고 스트림 A, B에서는 각각 인터리버 (πa,πb)가 있다. 여기에서는 변조방식을 2h-QAM으로 한다(1 심벌로 h 비트를 송신하게 된다).
수신기에서는 상술한 설명의 MIMO 신호의 반복 검파(반복 APP(또는 Max-log　APP) 복호)를 실행하는 것으로 한다. 그리고 LDPC부호의 복호로는 예를 들어 sum-product 복호를 실행하는 것으로 한다.
도 2는 프레임 구성을 나타내고 있으며, 인터리브 후의 심벌의 순번을 기재하고 있다. 이때, 이하의 식과 같이 (ia, ja), (ib, jb)를 나타내는 것으로 한다.
Figure pct00016
Figure pct00017
이때, ia, ib：인터리브 후의 심벌의 순서, ja, jb：변조방식에서의 비트 위치(ja, jb=1, …, h), πa,πb：스트림 A, B의 인터리버, Ωa ia , ja,Ωb ib , jb：스트림 A, B의 인터리브 전의 데이터의 순번을 나타내고 있다. 단, 도 2에서는 ia=ib일 때의 프레임 구성을 나타내고 있다.
<반복 복호>
여기에서는 수신기에서의 LDPC부호의 복호로 이용하는 sum-product 복호 및 MIMO 신호의 반복 검파의 알고리즘에 대해 상세하게 설명한다.
sum-product 복호
2원 M x N 행렬 H={Hmn}을 복호대상으로 하는 LDPC부호의 검사행렬(check matrix)로 한다. 집합[1, N]={1, 2, …, N}의 부분 집합 A(m), B(n)를 다음 식과 같이 정의한다.
Figure pct00018
Figure pct00019
이때, A(m)은 검사행렬 H의 m행째에서 1인 열(列) 인덱스의 집합을 의미하고, B(n)은 검사행렬 H의 n행째에서 1인 행 인덱스의 집합이다. sum-product 복호의 알고리즘은 이하와 같다.
Step　Aㆍ1 (초기화)：Hmn=1을 만족하는 모든 조 (m, n)에 대해 사전 값 대수비 βmn=0으로 한다. 루프 변수(반복횟수) lsum=1로 하고, 루프 최대 횟수를 lsum, max로 설정한다.
Step　Aㆍ2(행 처리)： m=1, 2, …, M의 순으로 Hmn=1을 만족하는 모든 조 (m, n)에 대해 이하의 갱신 식을 이용하여 외부 값 대수비 αmn을 갱신한다.
Figure pct00020
Figure pct00021
Figure pct00022
이때, f는 Gallager의 함수이다. 그리고 λn을 구하는 방법에 대해서는 이하에서 상세하게 설명한다.
Step　Aㆍ3(열 처리)：n=1, 2, …, N의 순으로 Hmn=1을 만족하는 모든 조 (m, n)에 대해 이하의 갱신 식을 이용하여 외부 값 대수비 βmN을 갱신한다.
Figure pct00023
Step　Aㆍ4 (대수 우도 비의 계산)：n∈[1, N]에 대해 대수 우도 비 Ln을 이하와 같이 구한다.
Figure pct00024
Step　Aㆍ5 (반복횟수의 카운트)：만일 lsum< lsum , max이면 lsum을 인크리먼트(increment) 하고 step　Aㆍ2로 되돌아간다. lsum=lsum , max인 경우, 이번 회의 sum-product 복호는 종료한다.
이상이 1회의 sum-product 복호의 동작이다. 그 후, MIMO 신호의 반복 검파가 이루어진다. 상술한 sum-product 복호의 동작의 설명에서 이용한 변수 m, n,αmn,βmn,λn, Ln에 있어서 스트림 A에서의 변수를 ma, na,αa mana,βa mana,λna, Lna, 스트림 B에서의 변수를 mb, nb,αb mbnb,βb mbnb,λnb, Lnb로 나타내는 것으로 한다.
<MIMO 신호의 반복 검파>
여기에서는 MIMO 신호의 반복 검파에서의 λn을 구하는 방법에 대해 상세하게 설명한다.
식 (1)로부터 다음 식이 성립한다.
Figure pct00025
도 2의 프레임 구성에서 식 (16), (17)로부터 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00026
Figure pct00027
이때, na, nb∈[1, N]이 된다. 이하에서는 MIMO 신호의 반복 검파의 반복횟수 k일 때의 λna, Lna,λnb, Lnb를 각각 λk, na, Lk , na,λk, nb, Lk , nb로 나타내는 것으로 한다.
Step　Bㆍ1 (초기 검파；k=0)：초기 검파일 때, λ0, na, λ0, nb를 이하와 같이 구한다.
반복 APP 복호일 때：
Figure pct00028
반복 Max-log　APP 복호일 때：
Figure pct00029
Figure pct00030
단, X=a, b로 한다. 그리고 MIMO 신호의 반복 검파의 반복횟수를 lmimo=0으로 하고, 반복횟수의 최대 횟수를 lmimo , max로 설정한다.
Step　Bㆍ2(반복 검파；반복횟수 k)：반복횟수 k일 때의 λk, na, λk, nb는 식 (11), (13)-(15),(16),(17)로부터 식 (31)-(34)와 같이 표시된다. 단, (X, Y)=(a, b)(b, a)가 된다.
반복 APP 복호일 때：
Figure pct00031
Figure pct00032
반복 Max-log　APP 복호일 때：
Figure pct00033
Figure pct00034
Step　Bㆍ3(반복횟수의 카운트, 부호어 추정)： 만일 lmimo<lmimo , max이면 lmimo를 인크리먼트하고, step　Bㆍ2로 되돌아간다. lmimo=lmimo , max의 경우, 추정 부호어를 이하와 같이 구한다.
Figure pct00035
단, X=a, b로 한다.
도 3은 본 실시형태에서의 송신장치(300)의 구성의 일례이다. 부호화부(302A)는 정보(데이터)(301A), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)(부호화부(302A)가 데이터의 오류정정 부호화에 사용하는 오류정정방식, 부호화율, 블록 길이의 정보가 포함되어 있고, 프레임 구성신호(313)가 지정한 방식을 이용하게 된다. 또, 오류정정방식은 전환해도 좋다)에 따라서 예를 들어 돌림형 부호, LDPC부호, 터보부호 등의 오류정정부호화를 실행하여, 부호화 후의 데이터(303A)를 출력한다.
인터리버(304A)는 부호화 후의 데이터(303A), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 인터리브, 즉, 순번의 재배열을 실행하여 인터리브 후의 데이터(305A)를 출력한다(프레임 구성신호(313)에 의거하여 인터리브의 방법은 전환해도 좋다).
매핑부(306A)는 인터리브 후의 데이터(305A), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, QPSK(Quadrature　Phase　Shift　Keying), 16QAM(16Quadrature　Amplitude　Modulation), 64QAM(64Quadrature　Amplitude　Modulation) 등의 변조를 실시하여 베이스밴드신호(307A)를 출력한다(프레임 구성신호(313)에 의거하여 변조방식은 전환해도 좋다).
도 19는 QPSK 변조에서의 베이스밴드신호를 구성하는 동상 I성분와 직교 Q성분 IQ평면에서의 매핑방법의 일례로 하고 있다. 예를 들어, 도 19 (A)와 같이 입력 데이터가 「00」의 경우 I=1.0, Q=1.0이 출력되고, 이하와 마찬가지로 입력 데이터가 「01」의 경우 I=-1.0, Q=1.0이 출력되며, …이 출력된다. 도 19 (B)는 도 19 (A)와는 다른 QPSK 변조의 IQ평면에서의 매핑방법의 예이며, 도 19 (B)가 도 19 (A)와 다른 점은 도 19 (A)에서의 신호 점이 원점을 중심으로 회전시킴으로써 도 19 (B)의 신호 점을 얻을 수 있다. 이와 같은 성상 회전(Constellation rotation)방법에 대해서는 비 특허문헌 9, 비 특허문헌 10에 기재되어 있으며, 또, 비 특허문헌 9, 비 특허문헌 10에 나타내고 있는 Cyclic Q Delay를 적용해도 좋다. 도 19와는 다른 예로, 도 20에 16QAM일 때의 IQ평면에서의 신호 점 배치를 나타내고 있고, 도 19 (A)에 상당하는 예가 도 20 (A)이며, 도 19 (B)에 상당하는 예가 도 20 (B)가 된다.
부호화부(302B)는 정보(데이터)(301B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)(사용하는 오류정정방식, 부호화율, 블록 길이의 정보가 포함되어 있으며, 프레임 구성신호(313)가 지정한 방식을 이용하게 된다. 또, 오류정정방식은 전환해도 좋다)에 따라서 예를 들어, 돌림형 부호, LDPC부호, 터보부호 등의 오류정정부호화를 실시하여 부호화 후의 데이터(303B)를 출력한다.
인터리버(304B)는 부호화 후의 데이터(303B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 인터리브, 즉, 순번의 재배열을 실행하고, 인터리브 후의 데이터(305B)를 출력한다(프레임 구성신호(313)에 의거하여 인터리브의 방법은 전환해도 좋다).
매핑부(306B)는 인터리브 후의 데이터(305B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, QPSK(Quadrature　Phase　Shift　Keying), 16QAM(16Quadrature　Amplitude　Modulation), 64QAM(64Quadrature　Amplitude　Modulation) 등의 변조를 실시하여 베이스밴드신호(307B)를 출력한다(프레임 구성신호(313)에 의거하여 변조방식은 전환해도 좋다).
신호처리방법정보 생성부(314)는 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여 프레임 구성신호(313)에 의거하는 신호처리방법에 관한 정보(315)를 출력한다. 또, 신호처리방법에 관한 정보(315)는 어느 프리코딩 행렬을 고정적으로 이용하는지를 지정하는 정보와 위상을 변경하는 위상변경패턴의 정보를 포함한다.
가중합성부(308A)는 베이스밴드신호(307A), 베이스밴드신호(307B), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 신호처리방법에 관한 정보(315)에 의거하여 베이스밴드신호(307A) 및 베이스밴드신호(307B)를 가중합성하여 가중합성 후의 신호(309A)를 출력한다. 또, 가중합성방법의 상세에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.
무선부(310A)는 가중합성 후의 신호(309A)를 입력으로 하여, 직교 변조, 대역 제한, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실시하여 송신신호(311A)를 출력하고, 송신신호(311A)는 안테나(312A)에서 전파로서 출력된다.
가중합성부(308B)는 베이스밴드신호(307A), 베이스밴드신호(307B), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 신호처리방법에 관한 정보(315)에 의거하여 베이스밴드신호(307A) 및 베이스밴드신호(307B)를 가중합성하여 가중합성 후의 신호(316B)를 출력한다.
도 21에 가중합성부(308A, 308B)의 구성을 나타낸다. 도 21에서 점선으로 둘러싸이는 영역이 가중합성부가 된다. 베이스밴드신호(307A)는 w11과 승산하여 w11, s1(t)를 생성하고, w21과 승산하여 w21, s1(t)를 생성한다. 마찬가지로 베이스밴드신호(307B)는 w12와 승산하여 w12, s2(t)를 생성하고, w22와 승산하여 w22, s2(t)를 생성한다. 다음에 z1(t)=w11, s1(t)＋w12, s2(t), z2(t)=w21, s1(t)＋w22, s2(t)를 얻는다. 이때, s1(t) 및 s2(t)는 상기 설명으로부터 알 수 있는 것과 같이 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK, 8PSK(8Phase Shift Keying), 16QAM, 32QAM(32Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, 256QAM, 16APSK(16Amplitude Phase Shift Keying) 등의 변조방식의 베이스밴드신호가 된다.
여기서, 양 가중합성부는 고정의 프리코딩 행렬을 이용하여 가중을 실행하는 것으로 하며, 프리코딩 행렬로는 일례로 하기의 식 (37) 또는 식 (38)의 조건 하에 식 (36)을 이용하는 방법이 있다. 단, 이는 일례이며, α의 값은 식 (37), 식 (38)에 한정되는 것은 아니며, 다른 값, 예를 들어 α를 1로 해도 좋다.
또, 프리코딩 행렬은
Figure pct00036
단, 상기 식 (36)에서 α는
Figure pct00037
이다.
또는 상기 식 (36)에서 α는
Figure pct00038
이다.
또, 프리코딩 행렬은 식 (36)에 한정되는 것은 아니며, 식 (39)에 나타내는 것을 이용해도 좋다.
Figure pct00039
이 식 (39)에서 a=Aej δ11, b=Bej δ12, c=Cej δ21, d=Dej δ22로 나타내면 좋다. 또, a, b, c, d의 어느 한쪽이 「0」이라도 좋다. 예를 들어, (1) a가 0이고 b, c, d는 0이 아니며, (2) b가 0이고 a, c, d는 0이 아니며, (3) c가 0이고 a, b, d는 0이 아니며, (4) d가 0이고 a, b, c는 0이 아닌 구성이라도 좋다.
또, 변조방식, 오류정정부호, 그 부호화율의 어느 한쪽을 변경한 때는 사용하는 프리코딩 행렬을 설정, 변경하여 그 프리코딩 행렬을 고정적으로 사용해도 좋다.
위상 변경부(317B)는 가중합성 후의 신호(316B) 및 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 당해 신호(316B)의 위상을 규칙적으로 변경하여 출력한다. 규칙적으로 변경한다는 것은 미리 정해진 주기(예를 들어, n개의 심벌마다(n은 1 이상의 정수) 혹은 미리 정해진 시간마다), 미리 정해진 위상변경패턴에 따라 위상을 변경한다. 위상변경패턴의 상세에 대해서는 하기의 실시형태 4에서 설명한다.
무선부(310B)는 위상변경 후의 신호(309B)를 입력으로 하여, 직교 변조, 대역 제한, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 하여 송신신호(311B)를 출력하고, 송신신호(311B)는 안테나(312B)에서 전파로서 출력된다.
도 4는 도 3과는 다른 송신장치(400)의 구성의 예를 나타내고 있다. 도 4에서 도 3과 다른 부분에 대해서 설명한다.
부호화부(402)는 정보(데이터)(401) 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)에 의거하여 오류정정부호화를 실시하여 부호화 후의 데이터(402)를 출력한다.
분배부(404)는 부호화 후의 데이터(403)을 입력으로 하여 분배 하며, 데이터(405A) 및 데이터(405B)를 출력한다. 또, 도 4에서는 부호화부가 하나인 경우를 기재하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 부호화부를 m(m는 1 이상의 정수)로 하여, 각 부호화부에서 작성된 부호화 데이터를 분배부가 2 계통의 데이터로 나누어서 출력하는 경우에 대해서도 본 발명과 마찬가지로 실시할 수 있다.
도 5는 본 실시형태에서의 송신장치의 시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 심벌(500-1)은 수신장치에 송신방법을 통지하기 위한 심벌이며, 예를 들어 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 오류정정방식, 그 부호화율의 정보, 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 변조방식의 정보 등을 전송한다.
심벌(501-1)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t){단, t는 시간}의 채널변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502-1)은 변조신호 z1(t)가 (시간 축에서의) 심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503-1)은 변조신호 z1(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.
심벌(501-2)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z2(t){단, t는 시간}의 채널변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502-2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503-2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.
이때, z1(t)에서의 심벌과 z2(t)에서의 심벌에서 동일 시각(동일시간)의 심벌은 동일(공통)의 주파수를 이용하여 송신안테나에서 송신되게 된다.
송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t)와 변조신호 z2(t) 및 수신장치에서의 수신신호 r1(t), r2(t)의 관계에 대하여 설명한다.
도 5에서 504＃1, 504＃2는 송신장치에서의 송신안테나, 505＃1, 505＃2는 수신장치에서의 수신안테나를 나타내고 있으며, 송신장치는 변조신호 z1(t)를 송신안테나(504＃1), 변조신호 z2(t)를 송신안테나(504＃2)로 송신한다. 이때, 변조신호 z1(t) 및 변조신호 z2(t)는 동일(공통의) 주파수(대역)를 점유하고 있는 것으로 한다. 송신장치의 각 송신안테나와 수신장치의 각 안테나의 채널변동을 각각 h11(t), h12(t), h21(t), h22(t)로 하고, 수신장치의 수신안테나(505＃1)가 수신한 수신신호를 r1(t), 수신장치의 수신안테나(505＃2)가 수신한 수신신호를 r2(t)로 하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00040
도 6은 본 실시형태에서의 가중방법(프리코딩(Precoding) 방법) 및 위상변경방법에 관한 도면이며, 가중합성부(600)은 도 3의 가중합성부(308A와 308B)의 양자를 통합한 가중합성부이다. 도 6에 나타내는 것과 같이 스트림 s1(t) 및 스트림 s2(t)는 도 3의 베이스밴드신호(307A 및 307B)에 상당하는 즉, QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식의 매핑에 따른 베이스밴드신호 동상 I성분, 직교성분 Q이 된다. 그리고 도 6의 프레임 구성과 같이 스트림 s1(t)는 심벌번호 u의 신호를 s1 (u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s1 (u＋1), …로 나타낸다. 마찬가지로 스트림 s2(t)는 심벌번호 u의 신호를 s2(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s2(u＋1), …로 나타낸다. 그리고 가중합성부(600)은 도 3에서의 베이스밴드신호(307A(s1(t)) 및 307B(s2(t))), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여 신호처리방법에 관한 정보(315)에 따른 가중을 실시해서 도 3의 가중합성 후의 신호(309A(z1(t)), 316B(z2'(t)))를 출력한다. 위상 변경부(317B)는 가중된 신호(316B(z2'(t)))의 위상을 변경하여 위상변경 후의 신호(309B(z2(t)))를 출력한다.
이때, z1(t)는 고정의 프리코딩 행렬 F에서의 제 1 행 벡터를 W1=(w11, w12)로 하면 이하의 식 (41)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00041
한편, z2(t)는 고정의 프리코딩 행렬 F에서의 제 2 행 벡터를 W2=(w21, w22)로 하고, 위상 변경부에 따른 위상변경 식을 y(t)로 하면 이하의 식 (42)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00042
여기서, y(t)는 미리 정해진 방식에 따라서 위상을 변경하기 위한 식이며, 예를 들어, 주기를 4로 하면 시각 u의 위상변경 식은 예를 들어 식 (43)으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00043
과 같이 시각 u＋1의 위상변경 식은 예를 들어 식 (44)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00044
즉, 시각 u＋k의 위상변경 식은 식 (45)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00045
또, 식 (43) ~ (45)에 나타낸 규칙적인 위상변경 예는 일례에 지나지 않는다.
규칙적인 위상변경의 주기는 4로 한정되는 것은 아니다. 이 주기의 수가 많아지면 그만큼 수신장치의 수신성능(더 정확하게는 오류정정성능)의 향상을 촉구할 수 있을 가능성이 있다(주기가 크면 좋다는 것은 아니나, 2와 같이 작은 값은 피하는 편이 좋을 가능성이 크다).
또, 상기 식 (43) ~ (45)에서 나타내는 위상변경 예에서는 순차 소정의 위상(상기 식에서는 π／2씩)만 회전시켜 가는 구성을 나타냈으나, 마찬가지로 위상량만 회전시키는 것이 아니라 랜덤하게 위상을 변경하는 것으로 해도 좋다. 예를 들어, y(t)는 미리 정해진 주기에 따라서 식 (46)이나 식 (47)에 나타내는 것과 같이 순차적으로 승산하는 위상이 변경되어도 좋다. 위상의 규칙적인 변경에서 중요해지는 것은 변조신호의 위상이 규칙적으로 변경되는 것이며, 변경되는 위상의 정도에 대해서는 가능한 한 균등하게 되는 예를 들어 -π라디안에서 π라디안에 대하여 일양 분포가 되는 것이 바람직하나 랜덤이라도 좋다.
Figure pct00046
Figure pct00047
이와 같이, 도 6의 가중합성부(600)은 미리 정해진 고정의 프리코딩 웨이트를 이용해 프리코딩을 실행하고, 위상 변경부(317B)는 입력된 신호의 위상을 그 변경 정도를 규칙적으로 바꾸면서 변경한다.
LOS 환경에서는 특수한 프리코딩 행렬을 이용하면 수신품질이 크게 개선될 가능성이 있으나, 직접파의 상황에 따라 그 특수한 프리코딩 행렬은 수신한 때의 직접파의 위상, 진폭성분에 따라 다르다. 그러나 LOS 환경에는 어떤 규칙이 있으며, 이 규칙에 따라 송신신호의 위상을 규칙적으로 변경하면 데이터의 수신품질이 크게 개선된다. 본 발명은 LOS 환경을 개선하는 신호처리방법을 제안하고 있다.
도 7은 본 실시형태에서의 수신장치(700)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 무선부(703-X)는 안테나(701-X)에서 수신된 수신신호(702-X)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 실시하여 베이스밴드신호(704-X)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(705-1)는 베이스밴드신호(704-X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-1)을 추출해서 식 (40)의 h11에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(706-1)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(705-2)는 베이스밴드신호(704-X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-2)를 추출해서 식 (40)의 h12에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(706-2)를 출력한다.
무선부(703-Y)는 안테나(701-Y)에서 수신된 수신신호(702-Y)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 실시하여 베이스밴드신호(704-Y)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(707-1)는 베이스밴드신호(704-Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-1)을 추출해서 식 (40)의 h21에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(708-1)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(707-2)는 베이스밴드신호(704-Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-2)를 추출해서 식 (40)의 h22에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(708-2)를 출력한다.
제어정보 복호부(709)는 베이스밴드신호(704-X 및 704-Y)를 입력으로 하여, 도 5의 송신방법을 통지하기 위한 심벌(500-1)을 검출하여, 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 출력한다.
신호처리부(711)는 베이스밴드신호(704-X, 704-Y), 채널추정신호(706-1, 706-2, 708-1, 708-2) 및 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 입력으로 해서 검파, 복호를 실시하여 수신데이터(712-1 및 712-2)를 출력한다.
다음에, 도 7의 신호처리부(711)의 동작에 대해 상세하게 설명한다. 도 8은 본 실시형태에서의 신호처리부(711)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 8은 주로 INNER　MIMO 검파부와 Soft-in/Soft-out 디코더, 계수 생성부로 구성되어 있다. 이 구성에서의 반복 복호의 방법에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에서 상세히 기술되어 있으나, 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 기재되어 있는 MIMO 전송방식은 공간 다중 MIMO 전송방식이나, 본 실시형태에서의 전송방식은 시간과 함께 신호의 위상을 규칙적으로 변경하고, 또한, 프리코딩 행렬이 사용되고 있는 MIMO 전송방식인 점이 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3과 다른 점이다. 식 (36)에서의 (채널)행렬을 H(t), 도 6에서의 프리코딩 웨이트 행렬을 F(여기서 프리코딩 행렬은 1의 수신신호 중에서 변경되지 않은 고정의 것이다), 도 6의 위상 변경부에 따른 위상변경 식의 행렬을 Y(t)(여기서 Y(t)는 t에 따라 변화한다), 수신벡터를 R(t)=(r1(t), r2(t))T, 스트림 벡터 S(t)=(s1(t), s2(t))T로 하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00048
이때, 수신장치는 H(t)×Y(t)×F를 얻음으로써 수신벡터 R(t)에 대해서 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3의 복호방법을 적용할 수 있다.
따라서 도 8의 계수 생성부(819)는 송신장치가 통지한 송신방법의 정보(이용한 고정의 프리코딩 행렬 및 위상을 변경하고 있었을 경우의 위상변경패턴을 특정하기 위한 정보)에 관한 신호(818)(도 7의 710에 상당)을 입력으로 하여, 신호처리방법의 정보에 관한 신호(820)를 출력한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 신호처리방법의 정보에 관한 신호(820)를 입력으로 하여, 이 신호를 이용해서 식 (48)의 관계를 이용함으로써 반복 검파ㆍ복호를 실행하게 되며, 그 동작에 대해서 설명한다.
도 8에 나타내는 구성의 신호처리부에서는 반복 복호(반복 검파)를 실행하기 위해 도 10에 나타내는 것과 같은 처리방법을 실행할 필요가 있다. 먼저, 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 복호를 실행한다. 그 결과, Soft-in/Soft-out 디코더로부터 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 각 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 얻을 수 있다. 그리고 그 LLR를 이용해서 재차 검파ㆍ복호를 한다. 이 조작이 복수 회 실행된다(이 조작을 반복 복호(반복 검파)라고 한다). 이하에서는 1 프레임에서의 특정의 시간의 심벌의 대수 우도 비(LLR)의 작성방법을 중심으로 설명한다.
도 8에서 기억부(815)는 베이스밴드신호(801X)(도 7의 베이스밴드신호(704-X)에 상당한다), 채널추정신호 군(802X)(도 7의 채널추정신호(706-1, 706-2)에 상당한다), 베이스밴드신호(801Y)(도 7의 베이스밴드신호(704-Y)에 상당한다), 채널추정신호 군(802Y)(도 7의 채널추정신호(708-1, 708-2)에 상당한다)을 입력으로 하여 반복 복호(반복 검파)를 실현하기 위해 식 (48)에서의 H(t)×Y(t)×F를 실행(산출)하고, 산출한 행렬을 변형 채널신호 값으로서 기억한다. 그리고 기억부(815)는 필요한 때에 상기 신호를 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)으로서 출력한다.
그 후의 동작에 대해서는 초기 검파의 경우와 반복 복호(반복 검파)의 경우를 나누어서 설명한다.
<초기 검파의 경우>
INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)을 입력으로 한다. 여기에서는 변조신호(스트림) s1, 변조신호(스트림) s2의 변조방식을 16QAM으로 하여 설명한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 먼저 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 값(802Y)으로부터 H(t)×Y(t)×F를 실행하여 베이스밴드신호(801X)에 대응하는 후보신호 점을 구한다. 그때의 모습을 도 11에 나타낸다. 도 11에서 ●(검은 원)은 IQ평면에서의 후보신호 점이며, 변조방식이 16QAM이므로 후보신호 점은 256개 존재한다(단, 도 11에서는 이미지 도를 나타내고 있으므로 256개의 후보신호 점 모두를 나타내고 있지 않다). 여기서, 변조신호 s1로 전송하는 4비트를 b0, b1, b2, b3, 변조신호 s2로 전송하는 4비트를 b4, b5, b6, b7로 하면, 도 11에서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점이 존재하게 된다. 그리고 수신신호 점(1101)(베이스밴드신호(801X)에 상당한다)과 후보신호 점 각각과의 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 구한다. 그리고 각각의 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산σ2로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구하게 된다. 또, 각 베이스밴드신호, 변조신호 s1, s2는 복소 신호이다.
마찬가지로 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 군(802Y)으로부터 H(t)×Y(t)×F를 실행하여 베이스밴드신호(801Y)에 대응하는 후보신호 점을 구하고, 수신신호 점(베이스밴드신호(801Y)에 상당한다)과의 2승 유클리드 거리를 구해서, 이 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산 σ2로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구하게 된다.
그리고 EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) = E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 신호(804)로 출력한다.
대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도(Log　Likelihood)를 산출하여, 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및 “0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (28), 식 (29), 식 (30)에 나타낸 것과 같으며, 상세에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 기재되어 있다.
마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출하여, 대수 우도 신호(806B)를 출력한다.
디 인터리버(De-Interleaver)(807A)는 대수 우도 신호(806A)를 입력으로 해서 인터리버(도 3의 인터리버(304A))에 대응하는 디 인터리브(De-Interleave)를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 출력한다.
마찬가지로, 디 인터리버(807B)는 대수 우도 신호(806B)를 입력으로 해서 인터리버(도 3의 인터리버(304B))에 대응하는 디 인터리브를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 출력한다.
대수 우도 비 산출부(809A)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 입력으로 해서 도 3의 부호화기(302A)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호(810A)를 출력한다.
마찬가지로, 대수 우도 비 산출부(809B)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 입력으로 해서 도 3의 부호화기(302B)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호 (810B)를 출력한다.
Soft-in/Soft-out 디코더(811A)는 대수 우도 비 신호(810A)를 입력으로 해서 복호를 실행하여 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 출력한다.
마찬가지로, Soft-in/Soft-out 디코더(811B)는 대수 우도 비 신호(810B)를 입력으로 해서 복호를 실행하여 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 출력한다.
<반복 복호(반복 검파)의 경우, 반복횟수 k>
인터리버(813A)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 입력으로 해서 인터리브를 실행하여 인터리브 후의 대수 우도 비(814A)를 출력한다. 이때, 인터리브(813A)의 인터리브의 패턴은 도 3의 인터리버(304A)의 인터리브 패턴과 같다.
인터리버(813B)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 입력으로 하여 인터리브를 실행해서 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 출력한다. 이때, 인터리브(813B)의 인터리브의 패턴은 도 3의 인터리버(304B)의 인터리브 패턴과 같다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y), 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 입력으로 한다. 여기서, 베이스밴드신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)이 아니거나, 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)을 이용하는 이유는 반복 복호이므로 지연 시간이 발생하고 있기 때문이다.
INNER　MIMO 검파부(803)의 반복 복호 시의 동작과 초기 검파 시의 동작의 차이점은 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 신호처리 시에 이용하고 있는 점이다. INNER　MIMO 검파부(803)는 먼저 초기 검파 때와 마찬가지로, E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다. 또, 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)로부터 식 (11), 식 (32)에 상당하는 계수를 구한다. 그리고 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)의 값을 구한 계수를 이용해서 보정 하여, 그 값을 E'(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)로 하여 신호(804)로서 출력한다.
대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도를 산출해서 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및 “0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (31), 식 (32), 식 (33), 식 (34), 식 (35)에 나타낸 것과 같으며 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 나타내고 있다.
마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출해서 대수 우도 신호(806B)를 출력한다. 디 인터리버 이후의 동작은 초기 검파와 동일하다.
또, 도 8에서는 반복 검파를 실행하는 경우의 신호처리부의 구성에 대해서 나타내었으나, 반복 검파는 반드시 양호한 수신품질을 얻는데 있어서 필수의 구성은 아니며, 반복 검파에만 필요로 하는 구성 부분, 인터리버(813A, 813B)를 갖지 않은 구성이라도 좋다. 이때, INNER　MIMO 검파부(803)는 반복적인 검파를 실행하지 않게 된다.
그리고 본 실시형태에서 중요한 부분은 H(t)×Y(t)×F의 연산을 실행하는 것이다. 또, 비 특허문헌 5 등에 나타내고 있는 것과 같이 QR분해를 이용하여 초기 검파, 반복 검파를 실행해도 좋다.
또, 비 특허문헌 11에 나타내고 있는 것과 같이, H(t)×Y(t)×F에 의거하여 MMSE(Minimum Mean Square Error), ZF(Zero Forcing)의 선형 연산을 실행하여 초기 검파를 실행해도 좋다.
도 9는 도 8과 다른 신호처리부의 구성이며, 도 4의 송신장치가 송신한 변조신호를 위한 신호처리부이다. 도 8과 다른 점은 Soft-in/Soft-out 디코더의 수이며, Soft-in/Soft-out 디코더(901)는 대수 우도 비 신호(810A, 810B)를 입력으로 하여 복호를 실행해서 복호 후의 대수 우도 비(902)를 출력한다. 분배부(903)는 복호 후의 대수 우도 비(902)를 입력으로 하여 분배를 실행한다. 그 이외의 부분에 대해서는 도 8과 동일한 동작이 된다.
이상과 같이, 본 실시형태와 같이 MIMO 전송 시스템의 송신장치가 복수 안테나로부터 복수의 변조신호를 송신할 때, 프리코딩 행렬을 승산하는 동시에, 시간과 함께 위상을 변경하고 이 위상의 변경을 규칙적으로 실행함으로써 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 수신장치에서의 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서, 특히, 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실행할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다.
또, 본 실시형태에서는 특히 LDPC부호를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 또, 복호방법에 대해서도 Soft-in/Soft-out 디코더로 sum-product 복호를 예로 한정한 것은 아니며, 다른 Soft-in/Soft-out의 복호방법, 예를 들어 BCJR 알고리즘, SOVA 알고리즘, Max-log-MAP 알고리즘 등이 있다. 상세에 대해서는 비 특허문헌 6에 기재되어 있다.
또, 본 실시형태에서는 싱글 캐리어 방식을 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송을 실행한 경우에서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 따라서 예를 들어 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM(Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, SC-FDMA(Single　Carrier　Frequency　Diｖision　Multiple　Access), SC-OFDM(Single　Carrier　Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, 비 특허문헌 7등에서 나타내고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어, 파일럿심벌(프리앰블, 유니크 워드 등), 제어정보의 전송용 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.
이하에서는 멀티 캐리어 방식의 일례로 OFDM 방식을 이용한 때의 예를 설명한다.
도 12는 OFDM 방식을 이용한 때의 송신장치의 구성을 나타내고 있다. 도 12에서 도 3과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.
OFDM 방식관련 처리부(1201A)는 가중 후의 신호(309A)를 입력으로 하여 OFDM 방식관련의 처리를 해서 송신신호(1202A)를 출력한다. 마찬가지로, OFDM 방식관련 처리부(1201B)는 위상변경 후의 신호(309B)를 입력으로 하여 송신신호(1202B)를 출력한다.
도 13은 도 12의 OFDM 방식관련 처리부(1201A, 1201B) 이후의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 12의 1201A에서 312A에 관련하는 부분이 1301A에서 1310A이며, 1201B에서 312B에 관련하는 부분이 1301B에서 1310B이다.
직병렬(Serial/Parallel) 변환부(1302A)는 가중 후의 신호(1301A)(도 12의 가중 후의 신호(309A)에 상당한다) 직병렬 변환을 실행하여 병렬신호(1303A)를 출력한다.
재배열부(1304A)는 병렬신호(1303A)를 입력으로 하여 재배열을 실행해서 재배열 후의 신호(1305A)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.
역 고속 푸리에 변환부(1306A)는 재배열 후의 신호(1305A)를 입력으로 하여 역 고속 푸리에 변환을 실행하여 역 푸리에 변환 후의 신호(1307A)를 출력한다.
무선부(1308A)는 역 푸리에 변환 후의 신호(1307A)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1309A)를 출력하며, 변조신호(1309A)는 안테나(1310A)로부터 전파로서 출력된다.
직병렬 변환부(1302B)는 가중되어 위상이 변경된 후의 신호(1301B)(도 12의 위상변경 후의 신호(309B)에 상당한다)에 대하여 직병렬 변환을 실행하여 병렬신호(1303B)를 출력한다.
재배열부(1304B)는 병렬신호(1303B)를 입력으로 하여 재배열을 실행하여 재배열 후의 신호(1305B)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.
역 고속 푸리에 변환부(1306B)는 재배열 후의 신호(1305B)를 입력으로 하여 역 고속 푸리에 변환을 실행하여 역 푸리에 변환 후의 신호(1307B)를 출력한다.
무선부(1308B)는 역 푸리에 변환 후의 신호(1307B)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1309B)를 출력하며, 변조신호(1309B)는 안테나(1310B)로부터 전파로서 출력된다.
도 3의 송신장치에서는 멀티 캐리어를 이용한 전송방식이 아니므로, 도 6과 같이 4 주기가 되도록 위상을 변경하여 위상변경 후의 심벌을 시간 축 방향에 배치하고 있다. 도 12에 나타내는 것과 같은 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 당연히, 도 3과 같이 프리코딩 하여 위상을 변경한 후의 심벌을 시간 축 방향으로 배치하고, 그것을 각 (서브)캐리어마다 실행하는 방식을 생각할 수 있으나, 멀티 캐리어 전송방식의 경우, 주파수 축 방향, 또는 주파수 축ㆍ시간 축 양자를 이용하여 배치하는 방법을 생각할 수 있다. 이하에서는 이 점에 대하여 설명한다.
도 14는 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 주파수 축은 (서브)캐리어 0에서 (서브)캐리어 9로 구성되어 있고, 변조신호 z1과 z2는 동일 시각(시간)에 동일한 주파수 대역을 사용하고 있으며, 도 14 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 14 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 직병렬 변환부(1302A)가 입력으로 하는 가중 후의 신호(1301A)의 심벌에 대해 순번으로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …로 번호를 부여한다. 여기에서는 주기 4의 경우를 생각하고 있으므로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3이 1주기 분이 된다. 마찬가지로 생각하면 ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3(n은 0 이상의 정수)이 1주기 분이 된다.
이때, 도 14 (a)와 같이 심벌 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …을 캐리어 0부터 순번으로 배치하고, 심벌 ＃0에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌 ＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다. 또, 변조신호 z1과 z2는 복소 신호이다.
마찬가지로, 직병렬 변환부(1302B)가 입력으로 하는 가중되어 위상이 변경된 후의 신호(1301B)의 심벌에 대해 순번으로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …라는 번호를 부여한다. 여기에서는 주기 4의 경우를 생각하고 있으므로, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3은 각각 다른 위상변경을 실행하게 되고, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3이 1주기 분이 된다. 마찬가지로 생각하면 ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3(n은 0 이상의 정수)은 각각 다른 위상변경을 실행하게 되고, ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3이 1주기 분이 된다.
이때, 도 14 (b)와 같이, 심벌 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …을 캐리어 0부터 순번으로 배치하고, 심벌 ＃0에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌 ＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다.
그리고 도 14 (B)에 나타내는 심벌 값(1402)은 도 6에 나타내는 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이며, 심벌 ＃0은 도 6의 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃1은 도 6의 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃2는 도 6의 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃3은 도 6의 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌 ＃x에서 x　mod　4가 0 (x를 4로 나누었을 때의 여분, 따라서 mod：modulo)일 때 심벌 ＃x는 도 6의 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 1일 때 심벌 ＃x는 도 6의 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　4가 2일 때 심벌 ＃x는 도 6의 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 3일 때 심벌 ＃x는 도 6의 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이다.
또, 본 실시형태에서는 도 14 (A)에 나타내는 변조신호 z1은 위상이 변경되어 있지 않다.
이와 같이, OFDM 방식 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 경우, 싱글 캐리어 전송일 때와는 달리 심벌을 주파수 축 방향으로 배열할 수 있다는 특징을 가지게 된다. 그리고 심벌의 배열방법에 대해서는 도 14와 같은 배열방법에 한정되는 것은 아니다. 다른 예에 대해 도 15, 도 16을 이용하여 설명한다.
도 15는 도 14와는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 15 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 15 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 15 (A), (B)가 도 14와 다른 점은 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법이 다른 점이며, 도 15 (B)에서는 심벌 ＃0부터 ＃5를 캐리어 4부터 캐리어 9에 배치하고, 심벌 ＃6부터 ＃9를 캐리어 0에서부터 3에 배치하며, 그 후, 동일한 규칙으로 심벌 ＃10에서 ＃19를 각 캐리어에 배치한다. 이때, 도 14 (B)와 마찬가지로, 도 15 (B)에 나타내는 심벌 군(1502)은 도 6이 나타내는 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.
도 16은 도 14와 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 16 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 16 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 16 (A), (B)가 도 14와 다른 점은 도 14에서는 심벌을 캐리어에 차례대로 배치하고 있는 것에 대해, 도 16에서는 심벌을 캐리어에 차례대로 배치하고 있지 않은 점이다. 당연하나, 도 16에서 도 15와 마찬가지로 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 재배열방법을 다르게 해도 좋다.
도 17은 도 14 ~ 16과는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 17 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 17 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 14 ~ 16에서는 심벌을 주파수 축 방향으로 배열하고 있으나, 도 17에서는 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있다.
도 6에서는 위상의 변경을 4 슬롯으로 전환하는 경우의 예로 하여 설명하였으나, 여기에서는 8 슬롯으로 전환하는 경우를 예로 하여 설명한다. 도 17에 나타내는 심벌 군(1702)은 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌(따라서 8 심벌)이고, 심벌 ＃0은 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃1은 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃2는 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃3은 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃4는 시각 u＋4의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃5는 시각 u＋5의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃6은 시각 u＋6의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃7은 시각 u＋7의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌＃x에서 x　mod　8이 0일 때 심벌 ＃x는 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 1일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 2일 때, 심벌 ＃x는 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 3일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 4일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋4의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 5일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋5의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 6일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋6의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 7일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋7의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 도 17의 심벌의 배열방법에서는 시간 축 방향으로 4 슬롯, 주파수 축 방향으로 2 슬롯의 합계 4×2=8 슬롯을 이용하여 1주기 분의 심벌을 배치하고 있으나, 이때, 1주기 분의 심벌의 수를 m×n심벌(즉, 승산하는 위상은 m×n종류 존재한다) 1주기 분의 심벌을 배치하는데 사용하는 주파수 축 방향의 슬롯(캐리어 수)을 n, 시간 축 방향으로 사용하는 슬롯을 m으로 하면 m>n으로 하면 좋다. 이는 직접파의 위상은 시간 축 방향의 변동은 주파수 축 방향의 변동과 비교하여 완만하다. 따라서 정상적인 직접파의 영향을 작게 하기 위해 본 실시형태의 규칙적인 위상의 변경을 실행하므로, 위상의 변경을 실행하는 주기에서는 직접파의 변동을 작게 하려고 한다. 따라서 m>n으로 하면 좋다. 또, 이상의 점을 고려하면, 주파수 축 방향만 또는 시간 축 방향에만 심벌을 재배열하는 것보다, 도 17과 같이 주파수 축과 시간 축의 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 편이 직접파는 정상적이 될 가능성이 크고, 본 발명의 효과를 얻기 쉽다는 효과를 얻을 수 있다. 단, 주파수 축 방향으로 배열하면 주파수 축의 변동이 급격하므로, 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻을 수 있을 가능성이 있으므로, 반드시 주파수 축과 시간 축의 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 방법이 최적인 방법이라고는 할 수 없다.
도 18은 도 17과는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 18 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 18 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 18은 도 17과 마찬가지로 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있으나, 도 17과 다른 점은 도 17에서는 주파수 방향을 먼저하고, 그 후에 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있는데 반해, 도 18에서는 시간 축 방향을 먼저하고, 그 후에 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있다는 점이다. 도 18에서 심벌 군(1802)은 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.
또, 도 17, 도 18에서는 도 15와 마찬가지로 변조신호 z1의 심벌의 배치방법과 변조신호 z2의 심벌 배치방법이 다르게 배치해도 마찬가지로 실시할 수 있으며, 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 또, 도 17, 도 18에서 도 16과 마찬가지로 심벌을 차례대로 배치하고 있지 않아도 마찬가지로 실시할 수 있으며, 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
도 22는 상기와는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 130B)에서의 심벌의 정렬방법의 일례를 나타내고 있다. 도 6의 시각 u ~ u＋3과 같은 4 슬롯을 이용하여 규칙적으로 위상을 변경하는 경우를 생각한다. 도 22에서 특징적인 점은 주파수 축 방향으로 심벌을 차례로 배열하고 있으나, 시간 축 방향으로 진행한 경우, 사이클릭에 n(도 22의 예에서는 n=1) 심벌 사이클릭 시프트(Cyclic Shift) 시키고 있다는 점이다. 도 22에서의 주파수 축 방향의 심벌 군 (2210)에 나타낸 4 심벌에 있어서 도 6의 시각 u ~ u＋3의 위상의 변경을 실행하는 것으로 한다.
이때, ＃0의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃1에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃2에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
주파수 축 방향의 심벌 군(2220)에 대해서도 마찬가지로 ＃4의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃5에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃6에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃7에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 ＄1의 심벌에서 상기와 같은 위상의 변경을 실행하였으나, 시간 축 방향에서 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)를 하고 있으므로, 심벌 군(2201, 2202, 2203, 2204)에 대해서는 이하와 같이 위상의 변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2201)에서는 ＃0의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃9에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃18에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃27에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2202)에서는 ＃28의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃1에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃10에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃19에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2203)에서는 ＃20의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃29에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃2에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃11에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2204)에서는 ＃12의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃21에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃30에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃3에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
도 22에서의 특징은 예를 들어 ＃11의 심벌에 주목한 경우, 동일 시각의 주파수 축 방향의 좌우 양쪽의 심벌(＃10과 ＃12)은 모두 ＃11과는 다른 위상을 이용하여 위상의 변경을 실행하고 있는 동시에, ＃11의 심벌의 동일 캐리어의 시간 축 방향의 좌우 양쪽의 심벌(＃2와 ＃20)은 모두 ＃11과는 다른 위상을 이용하여 위상의 변경을 실행하고 있는 것이다. 그리고 이는 ＃11의 심벌에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향 및 시간 축 방향 모두 좌우 양쪽 이웃에 심벌이 존재하는 심벌 모두에 있어서 ＃11의 심벌과 같은 특징을 가지게 된다. 이에 의해 효과적으로 위상을 변경하고 있게 되며, 직접파의 정상적인 상황에 대한 영향을 받기 힘들어지므로 데이터의 수신품질이 개선될 가능성이 커진다.
도 22에서는 n=1로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고, n=3으로 해도 동일하게 실행할 수 있다. 또, 도 22에서는 주파수 축에 심벌을 배열하고, 시간이 축 방향으로 진행하는 경우, 심벌의 배치 순번을 사이클릭 시프트(Cyclic Shift) 한다는 특징을 가지게 함으로써 상기 특징을 실현하였으나, 심벌을 랜덤(규칙적이라도 좋다)하게 배치함으로써 상기 특징을 실현하는 것과 같은 방법도 있다.
(실시형태 2)
상기 실시형태 1에서는 가중합성된(고정의 프리코딩 행렬로 프리코딩 된) 신호 z(t)의 위상을 변경하는 것으로 했다. 여기에서는 상기 실시형태 1과 동등한 효과를 얻을 수 있는 위상변경방법의 각종 실시형태에 대하여 설명한다.
상기 실시형태에서, 도 3 및 도 6에 나타내는 것과 같이 위상 변경부(317B)는 가중합성부(600)로부터의 일방의 출력에 대해서만 위상의 변경을 실행하는 구성으로 되어 있다.
그러나 위상의 변경을 실행하는 타이밍으로는 가중합성부(600)에 의한 프리코딩 전에 실행하는 것으로 해도 좋고, 송신장치는 도 6에 나타낸 구성 대신에 도 25에 나타내는 것과 같이 위상 변경부(317B)를 가중합성부(600)의 전단에 구비하는 구성으로 해도 좋다.
이 경우, 위상 변경부(317B)는 선택한 변조방식의 매핑에 따른 베이스밴드신호 s2(t)에 대하여 규칙적인 위상의 변경을 실행하고, s2'(t)=s2(t) y(t)(단, y(t)는 t에 의해 변경된다)를 출력하며, 가중합성부(600)은 s2'(t)에 대하여 프리코딩을 실행하고 z2(t)(=W2s2'(t))(식 (42) 참조)을 출력하여 이를 송신하는 구성으로 해도 좋다.
또, 위상의 변경은 양 변조신호 s1(t), s2(t)의 쌍방에 대하여 실행해도 좋고, 송신장치는 도 6에 나타낸 구성을 대신하여 도 26에 나타내는 것과 같이 가중합성부(600)의 양방의 출력에 대해 위상 변경부를 구비하는 구성을 가져도 좋다.
위상 변경부(317A)는 위상 변경부(317B)와 마찬가지로 입력된 신호의 위상을 규칙적으로 변경하는 것이며, 가중합성부로부터의 프리코딩 된 신호 z1'(t)의 위상을 변경하여 위상을 변경한 신호 z1(t)를 송신부에 출력한다.
단, 위상 변경부(317A) 및 위상 변경부(317B)는 서로 위상을 변경하는 위상의 정도는 동일한 타이밍에서는 도 26에 나타내는 것과 같은 위상의 변경을 실행한다(단, 이하는 하나의 예이며 위상의 변경방법은 이에 한정되는 것은 아니다). 시각 u에서 도 26의 위상 변경부(317A)는 z1(t)=y1(t) z1'(t)가 되도록, 또, 위상 변경부(317B)는 z2(t)=y2(t) z2'(t)가 되도록 위상의 변경을 실행한다. 예를 들어, 도 26에 나타내는 것과 같이 시각 u에서 y1 (u)=ej0, y2(u)=e-jπ／2, 시각 u＋1에서 y1 (u＋1)=ejπ／4, y2(u＋1)=e- j3 π／4, …, 시각 u＋k에서 y1 (u＋k)=ejk π／4, y2(u＋k)=ej (-kπ／4-π／2) 로 하여 위상의 변경을 실행한다. 또, 위상을 규칙적으로 변경하는 주기는 위상 변경부(317A)와 위상 변경부(317B)에서 동일해도 좋고, 다른 것이라도 좋다.
또, 상술한 것과 같이 위상을 변경하는 타이밍은 가중합성부에 의한 프리코딩의 실행 전이라도 좋고, 송신장치는 도 26에 나타내는 구성을 대신하여 도 27에 나타내는 구성으로 해도 좋다.
양 변조신호의 위상을 규칙적으로 변경하는 경우에는 각각의 송신신호에는 예를 들어 제어정보로 각각의 위상변경패턴의 정보가 포함되는 것으로 하고, 수신장치는 이 제어정보를 얻음으로써 송신장치가 규칙적으로 전환한 위상변경방법, 즉, 위상변경패턴을 알 수 있으며, 이에 의해 올바른 복조 (검파)를 실행하는 것이 가능해진다.
다음에, 도 6, 도 25의 구성의 변형 예에 대해 도 28, 도 29를 이용하여 설명한다. 도 28이 도 6과 다른 점은 위상 변경 ON/OFF에 관한 정보(2800)가 존재하는 점 및 위상변경을 z1'(t), z2'(t)의 어느 한쪽에 위상변경을 실행하는(동일 시각, 또는 동일 주파수로 위상변경을 z1'(t), z2'(t)의 어느 한쪽에 대해 실시한다) 점이다. 따라서 위상변경을 z1'(t), z2'(t)의 어느 한쪽에 위상변경을 실행하게 되므로, 도 28의 위상 변경부(317A), 위상 변경부(317B)는 위상변경을 실행하는(ON) 경우와 위상변경을 실행하지 않은(OFF) 경우가 있다. 이 ON/OFF에 관한 제어정보가 위상 변경 ON/OFF에 관한 정보(2800)가 된다. 이 위상 변경 ON/OFF에 관한 정보(2800)은 도 3에 나타내는 신호처리방법 정보 생성부(314)로부터 출력된다.
도 28의 위상 변경부(317A)는 z1(t)=y1(t) z1'(t)가 되도록, 또, 위상 변경부(317B)는 z2(t)=y2(t) z2'(t)가 되도록 위상의 변경을 실행하게 된다.
이때, 예를 들어 z1'(t)는 주기 4로 위상변경을 실행하는 것으로 한다(이때, z2'(t)는 위상변경을 실행하지 않는다). 따라서 시각 u에서 y1 (u)=ej0, y2(u)=1, 시각 u＋1에서 y1 (u＋1)=ej π／2, y2(u＋1)=1, 시각 u＋2에서 y1 (u＋2)=ej π, y2(u＋2)=1, 시각 u＋3에서 y1 (u＋3)=ej3 π／2, y2(u＋3)=1로 하는 것으로 한다.
다음에, 예를 들어 z2'(t)는 주기 4로 위상변경을 실행하는 것으로 한다(이때, z1'(t)는 위상변경을 실행하지 않는다). 따라서 시각 u＋4에서 y1 (u＋4)=1, y2(u＋4)=ej0, 시각 u＋5에서 y1 (u＋5)=1, y2(u＋5)=ej π／2, 시각 u＋6에서 y1 (u＋6)=1, y2(u＋6)=ej π, 시각 u＋7에서 y1 (u＋7)=1, y2(u＋7)=ej3 π／2로 하는 것으로 한다.
따라서 상기의 예에서는
시각 8k일 때 y1 (8k)=ej0, y2(8k)=1,
시각 8k＋1일 때 y1 (8k＋1)=ej π／2, y2(8k＋1)=1,
시각 8k＋2일 때 y1 (8k＋2)=ej π, y2(8k＋2)=1,
시각 8k＋3일 때 y1 (8k＋3)=ej3 π／2, y2(8k＋3)=1,
시각 8k＋4일 때 y1 (8k＋4)=1, y2(8k＋4)=ej0,
시각 8k＋5일 때 y1 (8k＋5)=1, y2(8k＋5)=ej π／2,
시각 8k＋6일 때 y1 (8k＋6)=1, y2(8k＋6)=ej π,
시각 8k＋7일 때 y1 (8k＋7)=1, y2(8k＋7)=ej3 π／2
가 된다.
위에서 설명한 것과 같이, z1'(t)만 위상을 변경하는 시간과 z2'(t)만 위상을 변경하는 시간이 존재하도록 한다. 또, z1'(t)만 위상을 변경하는 시간과 z2'(t)만 위상을 변경하는 시간으로 위상변경의 주기를 구성한다. 또, 앞의 설명에서는 z1'(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기와 z2'(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기를 동일하게 하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, z1'(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기와 z2'(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기가 달라도 좋다. 또, 상술의 예에서는 z1'(t)를 4주기에 위상변경을 실행한 후에 z2'(t)를 4주기로 위상변경을 실행하도록 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, z1'(t)의 위상변경과 z2'(t)의 위상변경의 순번을 어떻게 해도 좋다(예를 들어, z1'(t)의 위상변경과 z2'(t)의 위상변경을 교대로 해도 좋고, 어떤 규칙에 따른 순번이라도 좋으며, 순번은 랜덤이라도 좋다).
도 29의 위상 변경부(317A)는 s1'(t)=y1(t) s1(t)가 되도록, 또, 위상 변경부(317B)는 s2'(t)=y2(t) s2(t)가 되도록 위상의 변경을 실행하게 된다.
이때, 예를 들어, s1(t)는 주기 4로 위상변경을 실행하는 것으로 한다(이때, s2(t)는 위상변경을 실행하지 않는다). 따라서 시각 u에서 y1 (u)=ej0, y2(u)=1, 시각 u＋1에서 y1 (u＋1)=ej π／2, y2(u＋1)=1, 시각 u＋2에서 y1 (u＋2)=ej π, y2(u＋2)=1, 시각 u＋3에서 y1 (u＋3)=ej3 π／2, y2(u＋3)=1로 하는 것으로 한다.
다음에, 예를 들어 s2(t)는 주기 4로 위상변경을 실행하는 것으로 한다(이때, s1(t)는 위상변경을 실행하지 않는다). 따라서 시각 u＋4에서 y1 (u＋4)=1, y2(u＋4)=ej0, 시각 u＋5에서 y1 (u＋5)=1, y2(u＋5)=ej π／2, 시각 u＋6에서 y1 (u＋6)=1, y2(u＋6)=ej π, 시각 u＋7에서 y1 (u＋7)=1, y2(u＋7)=ej3 π／2로 하는 것으로 한다.
따라서 상기의 예에서는
시각 8k일 때 y1 (8k)=ej0, y2(8k)=1,
시각 8k＋1일 때 y1 (8k＋1)=ej π／2, y2(8k＋1)=1,
시각 8k＋2일 때 y1 (8k＋2)=ej π, y2(8k＋2)=1,
시각 8k＋3일 때 y1 (8k＋3)=ej3 π／2, y2(8k＋3)=1,
시각 8k＋4일 때 y1 (8k＋4)=1, y2(8k＋4)=ej0,
시각 8k＋5일 때 y1 (8k＋5)=1, y2(8k＋5)=ej π／2,
시각 8k＋6일 때 y1 (8k＋6)=1, y2(8k＋6)=ej π,
시각 8k＋7일 때 y1 (8k＋7)=1, y2(8k＋7)=ej3 π／2
가 된다.
위에서 설명한 것과 같이, s1(t)만 위상을 변경하는 시간과 s2(t)만 위상을 변경하는 시간이 존재하도록 한다. 또, s1(t)만 위상을 변경하는 시간과 s2(t)만 위상을 변경하는 시간으로 위상변경의 주기를 구성한다. 또, 앞의 설명에서는 s1(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기와 s2(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기를 동일하게 하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, s1(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기와 s2(t)만 위상변경을 실행하는 경우의 주기가 달라도 좋다. 또, 상술의 예에서는 s1(t)를 4주기에 위상변경을 실행한 후에 s2(t)를 4주기로 위상변경을 실행하도록 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, s1(t)의 위상변경과 s2(t)의 위상변경의 순번을 어떻게 해도 좋다(예를 들어, s1(t)의 위상변경과 s2(t)의 위상변경을 교대로 해도 좋고, 어떤 규칙에 따른 순번이라도 좋으며, 순번은 랜덤이라도 좋다).
이에 의해 수신장치 측에서의 송신신호 z1(t) 및 z2(t)를 수신한 때의 각각의 수신상태를 균등하게 할 수 있는 동시에, 수신한 신호 z1(t) 및 z2(t) 각각의 심벌에 대해 위상이 주기적으로 전환할 수 있음으로써 오류정정부호 후의 오류정정능력을 향상시킬 수 있으므로, LOS 환경에서의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
이상, 실시형태 2에 나타낸 구성에서도 상기 실시형태 1과 동일한 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서는 싱글 캐리어 방식을 예로, 즉, 위상변경을 시간 축에 대하여 실행하는 경우에 대해서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송을 실행한 경우에서도 동일하게 실시할 수 있다. 따라서 예를 들어, 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM(Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, SC-FDMA(Single　Carrier　Frequency　Diｖision　Multiple　Access), SC-OFDM(Single　Carrier　Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, 비 특허문헌 7등에서 설명하고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 상술한 것과 같이 본 실시형태에서는 위상변경을 실행하는 설명으로 시간 t축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우로 하여 설명하였으나, 실시형태 1과 같이 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행하는 즉, 본 실시형태에서 t방향에서의 위상변경의 설명에서 t를 f(f：주파수((서브)캐리어))로 치환하여 생각함으로써, 본 실시형태에서 설명한 위상변경방법을 주파수 방향으로 위상 변경에 적용할 수 있게 된다. 또, 본 실시형태의 위상변경방법은 실시형태 1의 설명과 마찬가지로 시간-주파수 방향에 대한 위상 변경에 대하여 적용하는 것도 가능하다.
따라서 도 6, 도 25, 도 26, 도 27에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 6, 도 25, 도 26, 도 27에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하고, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다.
그리고 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어, 파일럿심벌(프리앰블, 유니크 워드 등), 제어정보의 전송용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되고 있어도 좋다.
(실시형태 3)
상기 실시형태 1 및 2에서는 위상을 규칙적으로 변경하는 것으로 했다. 본 실시형태 3에서는 송신장치에서 보아서 각처에 점재(點在)하게 되는 수신장치에서 수신장치가 어디에 배치되어 있어도 각 수신장치가 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위한 수법에 대하여 설명한다.
본 실시형태 3에서는 위상을 변경하여 얻을 수 있는 신호의 심벌 배치를 설명한다.
도 31은 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방식에서 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 방식을 이용한 때의 시간-주파수 축에서의 신호의 일부인 심벌의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다.
먼저, 실시형태 1에서 설명한 2개의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 중 일방의 베이스밴드신호(도 6 참조)로 위상변경을 실행한 경우의 예로 하여 설명한다.
(또, 도 6에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 6에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향으로의 위상변경을 실행하는 것에 상당하고, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다).
도 31은 도 12에 나타낸 위상 변경부(317B)의 입력인 변조신호 z2'의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 1개의 사각이 심벌(단, 프리코딩을 실행하고 있으므로 s1과 s2의 양자의 신호를 포함하고 있는 것이 통상이나, 프리코딩 행렬의 구성에 따라 s1과 s2의 일방의 신호만인 경우도 있다)을 나타내고 있다.
여기서, 도 31의 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(3100)에 대하여 주목한다. 또, 여기에서는 캐리어라고 기재하고 있으나 서브 캐리어라고 호칭하는 경우도 있다.
캐리어 2에서 시각 ＄2에 시간적으로 가장 인접하는 심벌, 즉 캐리어 2의 시각 ＄1의 심벌(3103)과 시각 ＄3의 심벌(3101)의 각각의 채널상태는 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(3100)의 채널상태와 매우 상관이 높다.
마찬가지로 시각 ＄2에서 주파수 축 방향으로 캐리어 2에 가장 인접하고 있는 주파수의 심벌, 즉, 캐리어 1, 시각 ＄2의 심벌(3104)과 시각 ＄2, 캐리어 3의 심벌(3104)의 채널상태는 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(3100)의 채널상태와 함께 매우 상관이 높다.
상술한 것과 같이 심벌(3101, 3102, 3103, 3104)의 각각의 채널상태는 심벌 (3100)의 채널상태와의 매우 상관이 높다.
본 명세서에서 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 승산하는 위상으로 N종류의 위상(단, n은 2 이상의 정수)을 준비하고 있는 것으로 한다. 도 31에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부여하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 도 6에서의 신호 z2'에 대해 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다. 즉, 도 31의 각 심벌에 기재하고 있는 값은 식 (42)에서의 y(t) 및 실시형태 2에서 설명한 z2(t)=y2(t) z2'(t)에서의 y2(t)의 값이 된다.
본 실시형태에서는 이 주파수 축 방향으로 서로 인접하는 심벌 및/또는 시간 축 방향으로 서로 인접하는 심벌의 채널상태의 상관성이 높은 것을 이용하여 수신장치 측에서 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있는 위상이 변경된 심벌의 심벌 배치를 설명한다.
이 수신 측에서 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있는 조건으로 <조건 ＃1>, <조건 ＃2>를 생각할 수 있다.
<조건 ＃1>
도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 호칭한다)이고, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y가 모두 데이터심벌이며, 이들 3개의 데이터심벌에 대응하는 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2', 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y에서의 각각의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에서는 모두 다른 위상 변경이 실행된다.
<조건 ＃2>
도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 호칭한다)이고, 주파수 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1이 모두 데이터심벌인 경우, 이들 3개의 데이터심벌에 대응하는 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2', 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1에서의 각각의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에서는 모두 다른 위상 변경이 실행된다.
그리고 <조건 ＃1>을 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다. 마찬가지로, <조건 2>를 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다.
이 <조건 ＃1>, <조건 ＃2>가 도출되는 이유는 이하와 같다.
송신신호에서 어떤 심벌(이후, 심벌 A라고 호칭한다)이 있고, 당해 심벌 A에 시간적으로 인접한 심벌 각각의 채널상태는 상술한 것과 같이 심벌 A의 채널상태와의 상관이 높다.
따라서 시간적으로 인접한 3 심벌로 다른 위상을 이용하고 있으면 LOS 환경에서 심벌 A가 열악한 수신품질(SNR로는 높은 수신품질을 얻고 있으나, 직접파의 위상 관계가 열악한 상황이므로 수신품질이 나쁜 상태)이라도 나머지 심벌 A에 인접하는 2 심벌에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 매우 높으며, 그 결과 오류정정 복호 후는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.
마찬가지로, 송신신호에서 어떤 심벌(이후, 심벌 A라고 호칭한다)이 있고, 이 심벌 A와 주파수적으로 인접한 심벌 각각의 채널상태는 상술한 것과 같이 심벌 A의 채널상태와의 상관이 높다.
따라서 주파수적으로 인접한 3 심벌로 다른 위상을 이용하고 있으면 LOS 환경에서 심벌 A가 열악한 수신품질(SNR로는 높은 수신품질을 얻고 있으나, 직접파의 위상 관계가 열악한 상황이므로 수신품질이 나쁜 상태)이라도 나머지 심벌 A와 인접하는 2 심벌에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 매우 높으며, 그 결과 오류정정 복호 후는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.
또, <조건 ＃1>과 <조건 ＃2>를 조합하면 수신장치에서 더욱 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 있다. 따라서 이하의 <조건 ＃3>을 도출할 수 있다.
<조건 ＃3>
도 6과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 동일한 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 호칭한다)이고, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y가 모두 데이터심벌이며, 또한, 주파수 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1이 모두 데이터심벌인 경우, 이들 5개의 데이터심벌에 대응하는 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2', 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y 및 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1, 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1에서의 각각의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에서는 모두 다른 위상변경이 이루어진다.
여기서, 「다른 위상 변경」에 대하여 보충을 한다. 위상변경은 0 라디안에서 2π라디안으로 정의되게 된다. 예를 들어, 시간 Xㆍ캐리어 Y에서 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대하여 실시하는 위상변경을 ej θX, Y, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y에서 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해서 실시하는 위상변경을 ej θX-1, Y, 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y에서 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해서 실시하는 위상변경을 ej θX＋1, Y로 하면, 0 라디안≤θX, Y<2π, 0 라디안≤θX-1, Y<2π, 0 라디안≤θX＋1, Y<2π가 된다. 따라서 <조건 ＃1>에서는 θX, Y≠θX-1, Y, 또한, θX, Y≠θX＋1, Y, 또한, θX＋1, Y≠θX-1, Y가 성립하게 된다. 마찬가지로 생각하면 <조건 ＃2>에서는 θX, Y≠θX, Y-1, 또한, θX, Y≠θX, Y＋1, 또한, θX, Y-1≠θX-1, Y＋1이 성립하게 되며, <조건 ＃3>에서는 θX, Y≠θX-1, Y, 또한, θX, Y≠θX＋1, Y, 또한, θX, Y≠θX, Y-1, 또한, θX, Y≠θX, Y＋1, 또한, θX-1, Y≠θX＋1, Y, 또한, θX-1, Y≠θX, Y-1, 또한, θX-1, Y≠θX, Y＋1, 또한, θX＋1, Y≠θX, Y-1, 또한, θX＋1, Y≠θX, Y＋1, 또한, θX, Y-1≠θX, Y＋1이 성립하게 된다.
그리고 <조건 ＃3>을 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다.
도 31은 <조건 ＃3>의 예이며 심벌 A에 해당하는 심벌(3100)에 해당하는 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산되어 있는 위상과 그 심벌(3100)에 시간적으로 인접하는 심벌(3101)에 해당하는 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2', 심벌(3102)에 해당하는 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산되어 있는 위상과 주파수적으로 인접하는 심벌(3102)에 해당하는 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2', 심벌(3104)에 해당하는 도 6의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산되어 있는 위상이 서로 다르게 배치되어 있으며, 이에 따라 수신 측에서의 심벌(3100)의 수신품질이 열악해도 그 인접하는 심벌의 수신품질은 매우 높아지므로 오류정정 복호 후의 높은 수신품질을 확보할 수 있다.
이 조건의 하에서 위상을 변경하여 얻을 수 있는 심벌의 배치 예를 도 32에 나타낸다.
도 32를 보면 알 수 있는 것과 같이, 어느 데이터심벌에서도 그 위상이 주파수 축 방향 및 시간 축 방향의 쌍방에서 서로 인접하는 심벌에 대해서 변경된 위상의 정도는 서로 다른 위상변경량이 되어 있다. 이와 같이 함으로써 수신장치에서의 오류정정능력을 더욱 향상시킬 수 있다.
즉, 도 32에서는 시간 축 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우 <조건 ＃1>이 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
마찬가지로, 도 32에서는 주파수 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우 <조건 ＃2>가 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
마찬가지로, 도 32에서는 주파수 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고, 또한, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우 <조건 ＃3>이 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
다음에, 실시형태 2에서 설명한 2개의 프리코딩 후의 베이스밴드신호로 위상변경을 실행한 경우(도 26 참조)의 예로 설명한다.
도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 양자에 위상변경을 하는 경우, 위상변경방법에 대해 몇 가지 방법이 있다. 그 점에 대해 상세하게 설명한다.
방법 1로, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 상술한 것과 같이 도 32와 같이 위상변경을 실행하는 것으로 한다. 도 32에서의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10으로 하고 있다. 그러나 앞에서 설명한 것과 같이 <조건 ＃1>, <조건 ＃2>, <조건 ＃3>을 만족하도록 하기 위해 (서브)캐리어 1에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 실시하는 위상변경을 시간과 함께 변경하고 있다(도 32에서는 이와 같은 변경을 하고 있으나, 주기 10으로 하는 다른 위상변경방법이라도 좋다). 그리고 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경은 도 33과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10의 1주기 분의 위상을 변경하는 값은 일정하게 한다. 도 33에서는 (프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의) 1주기 분을 포함하는 시각 ＄1에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경의 값은 ej0로 하고 있고, 다음의 (프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의) 1주기 분을 포함하는 시각 ＄2에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경의 값은 ej π／9로 하고 있으며, …로 하고 있다.
또, 도 33에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부가하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 도 26에서의 신호 z1'에 대해 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다. 즉, 도 33의 각 심벌에 기재하고 있는 값은 실시형태 2에서 설명한 z1(t)=y1(t) z1'(t)에서의 y1(t)의 값이 된다.
프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경은 도 33과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10의 1주기 분의 위상을 변경하는 값은 일정으로 하고, 위상을 변경하는 값은 1주기 분의 번호와 함께 변경하도록 한다(위에서 설명한 것과 같이, 도 33에서는 제 1의 1주기 분으로는 ej0로 하고, 제 2의 1주기 분으로는 ej π／9, …, 로 하고 있다).
이상과 같이 함으로써 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10이나, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경과 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 10보다 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이에 의해 수신장치의 데이터의 수신품질이 향상할 가능성이 있다.
방법 2로, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 상술한 것과 같이 도 32와 같이 위상변경을 실행하는 것으로 한다. 도 32에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10으로 하고 있다. 그러나 앞에서 설명한 것과 같이 <조건 ＃1>, <조건 ＃2>, <조건 ＃3>을 만족시키기 위하여 (서브)캐리어 1에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 실시하는 위상변경을 시간과 함께 변경하고 있다(도 32에서는 이와 같은 변경을 하고 있으나, 주기 10으로 하는 다른 위상변경방법이라도 좋다). 그리고 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경은 도 30에 나타내는 것과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10과는 다른 주기 3에서의 위상변경을 실행한다.
또, 도 30에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부가하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 도 26에서의 신호 z1'에 대해 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다. 즉, 도 30의 각 심벌에 기재하고 있는 값은 실시형태 2에서 설명한 z1(t)=y1(t) z1'(t)에서의 y1(t)의 값이 된다.
이상과 같이 함으로써 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경은 주기 10이나, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경과 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 30이 되고, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경과 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기를 10보다 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이에 의해 수신장치의 데이터의 수신품질이 향상할 가능성이 있다. 방법 2의 하나의 유효한 방법으로는 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경의 주기를 N으로 하고 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의 주기를 M으로 한 때, 특히, N과 M이 서로 소의 관계이면, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'의 위상변경과 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 N×M으로 용이하게 큰 주기로 설정할 수 있다는 이점이 있으나, N과 M이 서로 소의 관계라도 주기를 크게 하는 것은 가능하다.
또, 본 실시형태 3의 위상변경방법은 일례이며, 이에 한정되는 것은 아니고, 실시형태 1, 실시형태 2에서 설명한 것과 같이 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행하거나 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하거나 시간-주파수의 블록으로 위상변경을 실행해도 동일하게 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다는 효과를 갖게 된다.
상기에서 설명한 프레임 구성 이외에도 데이터심벌 간에 파일럿심벌(SP(Scattered Pilot))이나 제어정보를 전송하는 심벌 등이 삽입되는 것도 생각할 수 있다. 이 경우의 위상 변경에 대해 상세하게 설명한다.
도 47은 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1' 및 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 47 (A)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 47 (b)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 47에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌을 나타내고 있으며, 데이터심벌(4702)은 프리코딩 또는 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다.
도 47은 도 6과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1에는 위상변경을 실행하지 않는다). (또, 도 6에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 6에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하며, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 47의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다. 또, 도 47의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'(z1)의 심벌은 위상변경을 실행하지 않으므로 수치를 기재하고 있지 않다.
도 47에서 중요한 점은 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 48은 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1' 및 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 48 (a)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 48 (b)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 48에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌을 나타내고 있으며, 데이터심벌(4702)은 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다.
도 48은 도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(또, 도 26에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 26에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하며, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 48의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다.
도 48에서 중요한 점은 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대하여 실시하고 있고, 또, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z1'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 또, z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 49는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1' 및 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 49 (a)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 49 (b)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 49에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌, 4901은 Null심벌이고, 베이스밴드신호의 동상성분 I=0이고 직교성분 Q=0이 된다. 이때, 데이터심벌(4702)은 프리코딩 또는 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다. 도 49와 도 47의 차이는 데이터심벌 이외의 심벌의 구성방법이며, 변조신호 z1'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z2'는 Null심벌이 되어 있고, 반대로 변조신호 z2'와 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z1'는 Null심벌이 된다는 점이다.
도 49는 도 6과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1에는 위상변경을 실행하지 않는다). (또, 도 6에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 6에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각하는 함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하며, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각하는 함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 49의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다. 또, 도 49의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'(z1)의 심벌은 위상변경을 실행하지 않으므로 수치를 기재하고 있지 않다.
도 49에서 중요한 점은 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대해 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 50은 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1' 및 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 50 (A)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 50 (b)는 변조신호(프리코딩 후의 베이스밴드신호) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 50에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌, 4901은 Null심벌이고, 베이스밴드신호의 동상성분 I=0이고 직교성분 Q=0이 된다. 이때, 데이터심벌(4702)은 프리코딩 또는 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다. 도 50과 도 48의 차이는 데이터심벌 이외의 심벌의 구성방법이며, 변조신호 z1'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z2'는 Null심벌이 되어 있으며, 반대로 변조신호 z2'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z1'는 Null 심벌이 된다는 점이다.
도 50은 도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(또, 도 26에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 26에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하고, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 50의 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다.
도 50에서 중요한 점은 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대하여 실시하고 있고, 또, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩을 실시한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z1'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 또, z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 51은 도 47, 도 49의 프레임 구성의 변조신호를 생성하여 송신하는 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 4와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다.
도 51에서 가중합성부(308A, 308B) 및 위상 변경부(317B)는 프레임 구성신호 (313)가 데이터심벌인 타이밍을 나타내고 있을 때만 동작하게 된다.
도 51의 파일럿심벌(Null심벌 생성을 겸하는 것으로 한다) 생성부(5101)는 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또한 Null심벌)인 것을 나타내고 있은 경우, 파일럿심벌의 베이스밴드신호(5102A 및 5102B)를 출력한다.
도 47부터 도 50의 프레임 구성에서는 나타내고 있지 않았으나, 프리코딩(및 위상회전을 하지 않는다)을 실시하지 않는, 예를 들어 1 안테나로부터 변조신호를 송신하는 방식(이 경우, 이미 일방의 안테나로부터는 신호를 전송하지 않게 된다), 또는 시공간부호(특히 시공간블록부호)를 이용한 전송방식을 이용하여 제어정보 심벌을 송신하는 경우 제어정보 심벌(5104)은 제어정보(5103), 프레임 구성신호 (313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)가 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 제어정보 심벌의 베이스밴드신호(5102A, 5102B)를 출력한다.
도 51의 무선부(310A, 310B)는 입력이 되는 복수의 베이스밴드신호 중 프레임 구성신호(313)에 의거하여 복수의 베이스밴드신호로부터 소망의 베이스밴드신호를 선택한다. 그리고 OFDM 관련의 신호처리를 실행하여 프레임 구성에 따른 변조신호(311A, 311B)를 각각 출력한다.
도 52는 도 48, 도 50의 프레임 구성의 변조신호를 생성하여 송신하는 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 4, 도 51과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 51에 대하여 추가한 위상 변경부(317A)는 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌인 타이밍을 나타내고 있을 때만 동작하게 된다. 그 외에 대해서는 도 51과 동일한 동작이 된다.
도 53은 도 51과는 다른 송신장치의 구성방법이다. 이하에서는 다른 점에 대하여 설명한다. 위상 변경부(317B)는 도 53과 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우, 위상 변경부(317B)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(316B)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌) 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우, 위상 변경부(317B)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
선택부(5301)는 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 하여 프레임 구성신호(313)가 나타내는 심벌의 베이스밴드신호를 선택하여 출력한다.
도 54는 도 52와는 다른 송신장치의 구성방법이다. 이하에서는 다른 점에 대하여 설명한다. 위상 변경부(317B)는 도 54와 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우, 위상 변경부(317B)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(316B)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌) 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우, 위상 변경부(317B)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
마찬가지로 위상 변경부(5201)는 도 54와 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(5201)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(309A)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌) 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(5201)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
상술의 설명에서는 파일럿심벌과 제어심벌과 데이터심벌을 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩과는 다른 전송방법, 예를 들어 1 안테나 송신, 시공간블록부호를 이용한 전송방식 등을 이용하여 전송하는 심벌이면 동일하게 위상변경을 하지 않는 것이 중요해지며, 이와는 반대로 프리코딩을 실행한 심벌에 대해서는 위상변경을 실행하는 것이 본 발명에서는 중요한 것이 된다.
따라서 시간-주파수 축에서의 프레임 구성에서의 모든 심벌에서 위상변경을 하는 것은 아니며, 프리코딩을 실행한 신호에만 위상변경을 하는 점이 본 발명의 특징이 된다.
(실시형태 4)
상기 실시형태 1 및 2에서는 위상을 규칙적으로 변경하는 것을, 실시형태 3에 서는 서로 이웃이 되는 심벌의 위상의 변경의 정도를 다르게 하는 것을 설명했다.
본 실시형태 4에서는 위상변경방법이 송신장치가 사용하는 변조방식, 오류정정부호의 부호화율에 의해 달라도 좋은 것을 나타낸다.
이하의 표 1에는 송신장치가 설정한 각종 설정 파라미터에 따라서 설정하는 위상변경방법의 일례를 나타내고 있다.
Figure pct00049
표 1에서의 ＃1은 상기 실시형태 1의 변조신호 s1 (송신장치가 설정한 변조방식의 베이스밴드신호 s1), ＃2는 변조신호 s2(송신장치가 설정한 변조방식의 베이스밴드신호 s2)를 의미한다. 표 1에서의 부호화율의 예는 #1, #2의 변조방식에 대하여 오류정정부호가 설정한 부호화율을 나타내고 있다. 표 1에서의 위상변경패턴의 예는 실시형태 1부터 실시형태 3에서 설명한 것과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1 (z1'), z2(z2')에 대해서 실시하는 위상변경방법을 나타내고 있으며, 위상변경패턴을 A, B, C, D, E, …와 같이 설정하고 있으나, 이는 실제로는 위상을 변경하는 정도의 변화를 나타내는 정보이며, 예를 들어, 상기 식 (46)이나 식 (47)에 나타내는 것과 같은 변경패턴을 나타내는 것으로 한다. 또, 표 1에서의 위상변경패턴의 예에서 「­」이라고 기재하고 있으나, 이는 위상변경을 실행하지 않는 것을 의미하고 있다.
또, 표 1에 나타낸 변조방식이나 부호화율의 조합은 일례이며, 표 1에 나타내는 변조방식 이외의 변조방식(예를 들어 128QAM나 256QAM 등)이나, 부호화율(예를 들어 7/8 등)이 포함되어도 좋다. 또, 실시형태 1에서 나타내는 것과 같이 오류정정부호는 s1, s2 각각에 설정해도 좋다(또, 표 1의 경우는 도 4와 같이 하나의 오류정정부호의 부호화를 실시하고 있는 경우로 하고 있다). 또, 동일한 변조방식 및 부호화율에 서로 다른 복수의 위상변경패턴을 대응시켜도 좋다. 송신장치는 각 위상패턴을 나타내는 정보를 수신장치에 대해 송신하고, 수신장치는 당해 정보와 표 1을 참조함으로써 위상변경패턴을 특정하여 복조 및 복호를 실행하게 된다. 또, 변조방식 및 오류정정방식에 대해 위상변경패턴이 고유하게 결정되는 경우, 송신장치는 변조방식과 오류정정방식의 정보를 수신장치에 송신하면 수신장치는 그 정보를 얻음으로써 위상변경패턴을 알 수 있으므로, 이 경우는 위상변경패턴의 정보는 반드시 필요로 하지 않는다.
실시형태 1부터 실시형태 3에서는 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우에 대하여 설명하였으나, 위상뿐만 아니라 진폭을 위상변경과 동일하게 주기를 가지고 규칙적으로 변경하는 것도 가능하다. 따라서 당해 표 1에 규칙적으로 변조신호의 진폭을 변경하는 진폭변경패턴도 대응시켜도 좋다. 이 경우, 송신장치에는 도 3이나 도 4의 가중합성부(308A)의 뒤에 진폭을 변경하는 진폭변경부, 또, 가중합성부(308B)의 뒤에 진폭을 변경하는 진폭변경부를 구비하면 좋다. 또, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1(t), z2(t)의 일방에 대해 진폭변경을 실시해도 좋고(이 경우, 가중합성부(308A, 308B)의 어느 하나의 뒤에 진폭변경부를 구비하면 좋다), 양쪽 모두에 대하여 진폭변경을 실시해도 좋다.
또, 상기 표 1에서는 나타내고 있지 않으나, 위상을 규칙적으로 변경하는 것이 아니라 매핑부에 의해 규칙적으로 매핑방법을 변경하는 구성으로 해도 좋다.
즉, 변조신호 s1(t)의 매핑방식을 16QAM, 변조신호 s2(t)의 매핑방식을 16QAM이던 것을, 예를 들어 변조신호 s2(t)에 적용하는 매핑방식을 규칙적으로 16QAM → 16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying) → I-Q평면에서 16QAM, 16APSK와는 다른 신호 점 배치가 되는 제 1 매핑방법 → I-Q평면에서 16QAM, 16APSK와는 다른 신호 점 배치가 되는 제 2 매핑방법 → … 과 같이 변경함으로써 상술한 것과 같이 위상을 규칙적으로 변경하는 경우와 동일하게 수신장치에서 데이터의 수신품질을 향상시키는 효과를 얻을 수 있다.
또, 본 발명은 위상을 규칙적으로 변경하는 방법, 매핑방법을 규칙적으로 변경하는 방법, 진폭을 변경하는 방법의 어느 하나의 조합이라도 좋고, 또, 그 모두를 고려하여 송신신호를 송신하는 구성으로 해도 좋다.
본 실시형태에서는 싱글 캐리어 방식, 멀티 캐리어 전송 어느 경우에서도 실시할 수 있다. 따라서 예를 들어, 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM(Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, SC-FDMA(Single　Carrier　Frequency　Diｖision　Multiple　Access), SC-OFDM(Single　Carrier　Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, 비 특허문헌 7 등에서 설명하는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 실시할 수 있다. 상술한 것과 같이 본 실시형태에서는 위상변경, 진폭변경, 매핑변경을 실행하는 설명으로 시간 t축 방향으로 위상변경, 진폭변경, 매핑 변경을 실행하는 경우로 설명하였으나, 실시형태 1과 동일하게 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행할 때와 마찬가지로, 즉, 본 실시형태에서 t방향에서의 위상변경, 진폭변경, 매핑변경의 설명에서 t를 f(f：주파수((서브)캐리어))로 치환하여 생각함으로써 본 실시형태에서 설명한 위상변경, 진폭변경, 매핑변경을, 주파수 방향으로 위상변경, 진폭변경, 매핑변경으로 적용할 수 있게 된다. 또, 본 실시형태의 위상변경, 진폭변경, 매핑변경 방법은 실시형태 1의 설명과 마찬가지로 시간-주파수 방향에 대한 위상변경, 진폭변경, 매핑변경에 대하여 적용하는 것도 가능하다.
그리고 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어, 파일럿심벌(프리앰블, 유니크 워드 등), 제어정보의 전송용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.
(실시형태 A1)
본 실시형태에서는 비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(QC-LDPC부호가 아닌 LDPC부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호, 테일 바이팅(tail-biting)을 이용한 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에 대해 상세하게 설명한다. 여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용하여 부호화를 실행한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실행한 때, 제어정보 등(예를 들어, CRC(Cyclic Redundancy Check), 전송 파라미터 등)이 필요할 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는 예를 들어 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 보유하고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다)
도 34에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 상술한 설명의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌이 할당되게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 상술에서 정의한 슬롯과 승산하는 위상과의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 4의 송신장치의 위상 변경부를 위하여 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비한다(실시형태 1부터 실시형태 4에서의 「주기」가 된다)(도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우 주기 5의 위상변경을 실행기 위하여 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우 1 슬롯을 위해 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 한다. 따라서 이 경우 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 이 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3], PHASE[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상의 영향이 크고, 수신장치에서 이 영향에 의존한 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에 대해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.
이상과 같이, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 N개(N개의 다른 위상을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]로 나타내는 것으로 한다)로 한 때의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN -1로 한 때,
<조건 ＃A01>
K0=K1=…=Ki=…=KN -1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
라도 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃A01>가 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일해지는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃A01>를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃A01>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃A02>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a, ∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
도 35는 블록부호를 이용한 때 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 35는 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송의 어느 하나를 이용해도 좋다)
도 35에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되며, 또, 2개의 부호화기가 존재하므로, 2개의 스트림에서는 다른 부호블록을 전송하게 된다. 따라서 변조방식이 QPSK일 때 s1, s2에 의해 2개의 부호화블록이 동일 구간 내에서 송신되는 점으로부터, 예를 들어 s1에 의해 제 1 부호화 후의 블록이 송신되고, s2에 의해 제 2 부호화블록이 송신되게 되므로, 제 1, 제 2 부호화 후의 블록을 송신하기 위해 3000슬롯이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 상술한 설명에서 정의한 슬롯과 승산하는 위상과의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 3 및 도 12의 송신장치의 위상 변경부를 위하여 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비하는 것으로 한다(실시형태 1부터 실시형태 4에서의 「주기」가 된다)(도 6과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 부른다. 따라서 이 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 이 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3], PHASE[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상의 영향이 크고, 수신장치에서 이 영향에 의존한 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.
이상과 같이, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]로 나타내는 것으로 한다)로 한 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN -1로 한 때,
<조건 ＃A03>
K0=K1= … =Ki= … =KN -1, 즉, Ka= Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 1 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 1, 위상 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 1 (i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 1로 한 때,
<조건 ＃A04>
K0, 1=K1, 1=…=Ki , 1=…=KN -1, 1, 즉, Ka , 1=Kb , 1, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 2 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 2, 위상 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 2, 위상 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 2(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 2로 한 때,
<조건 ＃A05>
K0 , 2=K1 , 2=…=Ki , 2=…=KN -1, 2, 즉, Ka , 2=Kb , 2, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
라도 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택해서 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃A03>, <조건 ＃A04>, <조건 ＃A05>이 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우 각 변조방식에 의해 1 심벌로 송신할 수가 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일해지는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃A03>, <조건 ＃A04>, <조건 ＃A05>를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃A03>, <조건 ＃A04>, <조건 ＃A05>를 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃A06>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃A07>
Ka , 1과 Kb , 1의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 1-Kb , 1｜은 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃A08>
Ka , 2과 Kb , 2의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 2-Kb , 2｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이상과 같이, 부호화 후의 블록과 승산하는 위상의 관계를 갖는 것을 실행함으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 위상에 편중이 없어지므로, 수신장치에서 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 주기 N의 위상변경방법을 위해서는 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)이 필요하게 된다. 이때, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)으로서 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]의 순서로 배열하는 방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트) PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]을 실시형태 1과 동일하게 시간 축, 주파수-시간 축의 블록에 대하여 심벌을 배치함으로써 위상을 변경할 수도 있다. 또, 주기 N의 위상변경방법으로 설명하고 있으나, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 이용할 필요는 없으나, 상기에서 설명한 조건을 만족하는 것은 수신장치에서 높은 데이터의 수신품질을 얻는데 있어서는 중요하다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정된 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법(실시형태 1부터 실시형태 4에서 설명한 송신방법)의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이와 같은 모드에서 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있도록 해도 좋다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식이란 비 특허문헌 3에 나타내고 있는 것과 같이 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1, s2를 각각 다른 안테나에서 송신하는 방법이며, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식이란 실시형태 1부터 실시형태 4에서 프리코딩만을 실행하는(위상변경을 실행하지 않는) 방식이다. 또, 시공간블록부호화 방식이란 비 특허문헌 9, 16, 17에 나타내고 있는 전송방식이다. 1 스트림만 송신이란 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1의 신호를 소정의 처리를 실행하여 안테나에서 송신하는 방법이다.
또, OFDM과 같은 멀티 캐리어의 전송방식을 이용하고 있으며, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군과는 다른 제 2 캐리어 군, …과 같이 복수의 캐리어 군으로 멀티 캐리어 전송을 실현하고 있으며, 캐리어 군 마다 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 어느 하나로 설정해도 좋고, 특히, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.
또, 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 PHASE[i]의 위상변경 값을 「X라디안」으로 한 경우, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 된다. 그리고 양자의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 PHASE[i]의 위상변경 세트를 「X라디안」 및 「Y라디안」으로 한 경우, 도 26, 도 27, 도 28, 도 52, 도 54에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 되며, ejY를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'에 승산하게 된다.
(실시형태 B1)
이하에서는 상기 각 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법의 응용 예와 그를 이용한 시스템의 구성의 예를 설명한다.
도 36은 상기 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법을 실행하는 장치를 포함하는 시스템의 구성 예를 나타내는 도면이다. 상기 각 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법은 도 36에 나타내는 것과 같은 방송국과, 텔레비전(3611), DVD 레코더(3612), STB(Set Top Box)(3613), 컴퓨터(3620), 차량용의 텔레비전(3641) 및 휴대전화(3630) 등의 다양한 종류의 수신기를 포함하는 디지털방송용 시스템(3600)에서 실시된다. 구체적으로는 방송국(3601)이 영상데이터나 음성데이터 등이 다중화된 다중화데이터를 상기 각 실시형태에서 나타낸 송신방법을 이용하여 소정의 전송 대역으로 송신한다.
방송국(3601)으로부터 송신된 신호는 각 수신기에 내장되거나 또는 외부에 설치된 당해 수신기와 접속된 안테나(예를 들어 안테나(3660, 3640))로 수신된다. 각 수신기는 안테나에서 수신된 신호를 상기 각 실시형태에서 나타내는 수신방법을 이용해 복조하여 다중화데이터를 취득한다. 이에 의해 디지털 방송용 시스템(3600)은 상기 각 실시형태에서 설명한 본원 발명의 효과를 얻을 수 있다.
여기서, 다중화데이터에 포함되는 영상데이터는 예를 들어 MPEG(Moｖing　Picture　Experts　Group) 2, MPEG4-AVC(Adｖanced　Video　Coding), VC-1 등의 규격에 준거한 동영상 부호화방법을 이용하여 부호화되어 있다. 또, 다중화데이터에 포함되는 음성데이터는 예를 들어 돌비 AC(Audio　Coding)-3, Dolby　Digital　Plus, MLP(Meridian　Lossless　Packing), DTS(Digital　Theater　Systems), DTS-HD, 리니어 PCM(Pulse　Coding　Modulation) 등의 음성 부호화방법으로 부호화되어 있다.
도 37은 상기 각 실시형태에서 설명한 수신방법을 실시하는 수신기(7900)의 구성의 일례를 나타내는 도면이다. 도 37에 나타내는 수신기(3700)은 도 36에 나타낸 텔레비전(3611), DVD 레코더(3612), STB(Set Top Box)(3613), 컴퓨터(3620), 차량용 텔레비전(3641) 및 휴대전화(3630) 등이 구비하는 구성에 상당한다. 수신기(3700)은 안테나(3760)에서 수신된 고주파신호를 베이스밴드신호로 변환하는 튜너(3701)와 주파수 변환된 베이스밴드신호를 복조하여 다중화데이터를 취득하는 복조부(3702)를 구비한다. 상기 각 실시형태에서 나타내는 수신방법은 복조부(3702)에서 실시되며, 이에 의해 상기 각 실시형태에서 설명한 본원 발명의 효과를 얻을 수 있다.
또, 수신기(3700)은 복조부(3702)에서 얻은 다중화데이터로부터 영상데이터와 음성데이터를 분리하는 스트림 입출력부(3720)와, 분리된 영상데이터에 대응하는 동화상 복호방법을 이용하여 영상데이터를 영상신호로 복호하고, 분리된 음성데이터에 대응하는 음성 복호방법을 이용하여 음성데이터를 음성신호로 복호 하는 신호처리부(3704)와, 복호 된 음성신호를 출력하는 스피커 등의 음성출력부(3706), 복호 된 영상신호를 표시하는 디스플레이 등의 영상표시부(3707)를 갖는다.
예를 들어, 사용자는 리모컨(리모트 컨트롤러)(3750)을 이용하여 선국한 채널(선국한 (텔레비전) 프로그램, 선국한 음성방송)의 정보를 조작 입력부(3710)에 송신한다. 그러면 수신기(3700)은 안테나(3760)에서 수신한 수신신호에 대해 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻는다. 이때, 수신기(3700)은 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(상기 실시형태에서 설명한 전송방식, 변조방식, 오류정정방식 등)(이에 대해서는 도 5, 도 41에 기재한 것과 같다)의 정보를 포함하는 제어심벌의 정보를 얻음으로써 수신동작, 복조 방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써 방송국(기지국)에서 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다. 상술한 설명에서는 사용자는 리모컨(3750)에 의해 채널을 선국하는 예를 설명하였으나, 수신기(3700)가 탑재하고 있는 선국 키를 이용하여 채널을 선국해도 상기와 동일한 동작이 된다.
상기의 구성에 의해 사용자는 수신기(3700)가 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법에 의해 수신한 프로그램을 시청할 수 있다.
또, 본 실시형태의 수신기(3700)은 복조부(3702)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터(경우에 따라서는 복조부(3702)에서 복조 되어 얻어진 신호에 대해 오류정정 복호를 실시하지 않을 수도 있다. 또, 수신기(3700)은 오류정정 복호 후에 다른 신호처리가 실시될 수도 있다. 이하에서 동일한 표현을 하고 있는 부분에 대해서도 이 점은 동일이다)에 포함되는 데이터 또는 그 데이터에 상당하는 데이터(예를 들어, 데이터를 압축함으로써 얻어진 데이터)나, 동영상, 음성을 가공하여 얻어진 데이터를 자기디스크, 광디스크, 불휘발성의 반도체메모리 등의 기록 미디어에 기록하는 기록부(드라이브)(3708)를 구비한다. 여기서 광디스크란 예를 들어 DVD(Digital　Versatile　Disc)나 BD(Blu-ray　Disc) 등의 레이저광을 이용하여 정보의 기억과 판독이 이루어지는 기록 미디어이다. 자기 디스크란 예를 들어 FD(Floppy　Disk)(등록상표)나 하드디스크(Hard　Disk) 등의 자속을 이용하여 자성체를 자화함으로써 정보를 기억하는 기록 미디어이다. 불휘발성의 반도체메모리란 예를 들어 플래시메모리나 강유전체 메모리(Ferroelectric　Random　Access　Memory) 등의 반도체소자에 의해 구성된 기록 미디어이며, 플래시메모리를 이용한 SD카드나 Flash　SSD(Solid　State　Driｖe) 등을 예로 들 수 있다. 또, 여기서 든 기록 미디어의 종류는 어디까지나 그 일례이며, 상기의 기록 미디어 이외의 기록 미디어를 이용하여 기록을 실행해도 좋은 것은 말할 필요도 없다.
상기의 구성에 의해 사용자는 수신기(3700)가 상기 각 실시형태에서 나타내는 수신방법에 의해 수신한 프로그램을 기록해서 보존하여, 프로그램이 방송되고 있는 시간 이후의 임의의 시간에 기록된 데이터를 판독하여 시청하는 것이 가능해진다.
또, 상기 설명에서는 수신기(3700)은 복조부(3702)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터를 기록부(3708)에서 기록하는 것으로 하였으나, 다중화데이터에 포함되는 데이터 중 일부의 데이터를 추출하여 기록해도 좋다. 예를 들어 복조부(3702)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 영상데이터나 음성데이터 이외의 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등이 포함되는 경우, 기록부(3708)는 복조부(3702)에서 복조 된 다중화데이터에서 영상데이터나 음성데이터를 추출하여 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 또, 기록부(3708)는 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터 및 음성데이터 중 어느 하나만을 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 그리고 상기에서 설명한 다중화데이터에 포함되는 데이터방송 서비스의 콘텐츠를 기록부(3708)는 기록해도 좋다.
또, 텔레비전, 기록장치(예를 들어, DVD 레코더, Blu-ray 레코더, HDD 레코더, SD카드 등), 휴대전화에 본 발명에서 설명한 수신기(3700)가 탑재되어 있는 경우, 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 텔레비전이나 기록장치를 동작시키는데 사용하는 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터나 개인정보나 기록한 데이터의 유출을 막기 위한 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터가 포함되어 있는 경우, 이와 같은 데이터를 인스톨함으로써 텔레비전이나 기록장치의 소프트웨어의 결함을 수정해도 좋다. 그리고 데이터에 수신기(3700)의 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터가 포함되어 있는 경우 이 데이터에 의해 수신기(3700)의 결함을 수정할 수도 있다. 이에 의해 수신기(3700)가 탑재되어 있는 텔레비전, 기록장치, 휴대전화를 더 안정적으로 동작시키는 것이 가능해진다.
여기서, 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 복수의 데이터에서 일부의 데이터를 추출하여 다중화하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(3703)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(3703)가 도시하고 있지 않은 CPU 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(3702)에서 복조 된 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리하고, 분리 후의 데이터로부터 지정된 데이터만을 추출하여 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 분리 후의 데이터로부터 어느 데이터를 추출할지에 대해서는 예를 들어 사용자가 결정해도 좋고, 기록 미디어의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.
상기의 구성에 의해 수신기(3700)은 기록된 프로그램을 시청할 때에 필요한 데이터만을 추출하여 기록할 수 있으므로, 기록하는 데이터의 데이터 사이즈를 삭감할 수 있다.
또, 상기 설명에서는 기록부(3708)는 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터를 기록하는 것으로 하였으나, 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터를 당해 영상데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트(Bit rate)가 낮아지도록 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하여, 변환 후의 영상데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 이때, 원래의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과 변환 후의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법은 서로 다른 규격에 준거하고 있어도 좋고, 동일한 규격에 준거하며 부호화 시에 사용하는 파라미터만이 달라도 좋다. 마찬가지로 기록부(3708)는 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 음성데이터를 당해 음성데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하여 변환 후의 음성데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다.
여기서, 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 영상데이터나 음성데이터를 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 다른 영상데이터나 음성데이터로 변환하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(3703) 및 신호처리부(3704)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(3703)가 CPU 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(3702)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리한다. 신호처리부(3704)는 제어부로부터의 지시에 의해 분리 후의 영상데이터를 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하는 처리 및 분리 후의 음성데이터를 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하는 처리를 실행한다. 스트림 입출력부(3703)는 제어부로부터의 지시에 의해 변환 후의 영상데이터와 변환 후의 음성데이터를 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 신호처리부(3704)는 제어부로부터의 지시에 의해 영상데이터와 음성데이터의 어느 한쪽에 대해서만 변환의 처리를 실행해도 좋고, 양방에 대해 변환의 처리를 실행해도 좋다. 또, 변환 후의 영상데이터 및 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트레이트는 사용자가 결정해도 좋고, 기록 미디어의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.
상기의 구성에 의해 수신기(3700)은 기록 미디어에 기록 가능한 데이터 사이즈나 기록부(3708)가 데이터의 기록 또는 판독을 실행하는 속도에 맞추어 영상데이터나 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트 레이트를 변경하여 기록할 수 있다. 이에 의해 기록 미디어에 기록 가능한 데이터 사이즈가 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터의 데이터 사이즈보다 작은 경우나, 기록부가 데이터의 기록 또는 판독을 실행하는 속도가 복조부(3702)에서 복조된 다중화데이터의 비트 레이트보다 낮은 경우에도 기록부가 프로그램을 기록하는 것이 가능해지므로, 사용자는 프로그램이 방송되고 있는 시간 이후의 임의의 시간에 기록된 데이터를 판독하여 시청하는 것이 가능해진다.
또, 수신기(3700)은 복조부(3702)에서 복조 된 다중화데이터를 외부 기기에 대해서 통신매체(3730)를 개재하여 송신하는 스트림 출력 IF(Interface ： 인터페이스)(3709)를 구비한다. 스트림 출력 IF(3709)의 일례로는 Wi-Fi(등록상표)(IEEE802. 11a, IEEE802. 11b, IEEE802. 11g, IEEE802. 11n 등), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Zigbee 등의 무선통신 규격에 준거한 무선통신방법을 이용하여 변조한 다중화데이터를 무선매체(통신매체(3730)에 상당)를 개재하여 외부 기기에 송신하는 무선통신장치를 예로 들 수 있다. 또, 스트림 출력 IF(3709)는 이더넷(등록상표)이나 USB(Uniｖersal　Serial　Bus), PLC(Power　Line　Communication), HDMI(High-Definition　Multimedia　Interface) 등의 유선 통신규격에 준거한 통신방법을 이용하여 변조된 다중화데이터를 당해 스트림 출력 IF(3709)에 접속된 유선전송로(통신매체(3730)에 상당)를 개재하여 외부 기기에 송신하는 유선통신장치라도 좋다.
상기의 구성에 의해 사용자는 수신기(3700)가 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법에 의해 수신한 다중화데이터를 외부 기기에서 이용할 수 있다. 여기서 설명하는 다중화데이터의 이용은 사용자가 외부 기기를 이용하여 다중화데이터를 리얼타임으로 시청하는 것이나, 외부 기기에 구비된 기록부에서 다중화데이터를 기록하는 것, 외부 기기로부터 또 다른 외부 기기에 대해서 다중화데이터를 송신하는 것 등을 포함한다.
또, 상기 설명에서는 수신기(3700)은 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터를 스트림 출력 IF(3709)가 출력하는 것으로 하였으나, 다중화데이터에 포함되는 데이터 중 일부의 데이터를 추출하여 출력해도 좋다. 예를 들어 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터에 영상데이터나 음성데이터 이외의 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등이 포함되는 경우, 스트림 출력 IF(3709)는 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터로부터 영상데이터나 음성데이터를 추출하여 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다. 또, 스트림 출력 IF(3709)는 복조부(3702)에서 복조 된 다중화데이터에 포함되는 영상데이터 및 음성데이터 중 어느 한쪽만을 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다.
여기서, 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 복수의 데이터로부터 일부의 데이터를 추출하여 다중화하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(3703)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(3703)가 도시하고 있지 않은 CPU(Central　Processing　Unit) 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(3702)에서 복조된 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리하고, 분리 후의 데이터로부터 지정된 데이터만을 추출하여 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 분리 후의 데이터로부터 어느 데이터를 추출할지에 대해서는 예를 들어 사용자가 결정해도 좋고, 스트림 출력 IF(3709)의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.
상기의 구성에 의해 수신기(3700)은 외부 기기가 필요한 데이터만을 추출하여 출력할 수 있으므로, 다중화데이터의 출력에 의해 소비되는 통신 대역을 삭감할 수 있다.
또, 상기 설명에서는 스트림 출력 IF(3709)는 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터를 출력하는 것으로 하였으나, 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 영상데이터를 당해 영상데이터보다 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하고, 변환 후의 영상데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다. 이때, 원래의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과 변환 후의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법이란 서로 다른 규격에 준거하고 있어도 좋고, 동일한 규격에 준거하며 부호화 시에 사용하는 파라미터만이 달라도 좋다. 마찬가지로, 스트림 출력 IF(3709)는 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 음성데이터를 당해 음성데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하여 변환 후의 음성데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다.
여기서, 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 영상데이터나 음성데이터를 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 다른 영상데이터나 음성데이터로 변환하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(3703) 및 신호처리부(3704)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(3703)가 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리한다. 신호처리부(3704)는 제어부로부터의 지시에 의해 분리 후의 영상데이터를 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하는 처리 및 분리 후의 음성데이터를 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하는 처리를 실행한다. 스트림 입출력부(3703)는 제어부로부터의 지시에 의해 변환 후의 영상데이터와 변환 후의 음성데이터를 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 신호처리부(3704)는 제어부로부터의 지시에 따라서 영상데이터와 음성데이터 중 어느 한쪽에 대해서만 변환의 처리를 실행해도 좋고, 양방에 대해서 변환의 처리를 실행해도 좋다. 또, 변환 후의 영상데이터 및 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트 레이트는 사용자가 결정해도 좋고, 스트림 출력 IF(3709)의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.
상기의 구성에 의해 수신기(3700)은 외부 기기와의 사이의 통신속도에 맞추어 영상데이터나 음성데이터의 비트 레이트를 변경하여 출력할 수 있다. 이에 의해 외부 기기와의 사이의 통신속도가 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터의 비트 레이트보다 낮은 경우에서도 스트림 출력 IF로부터 외부 기기에 새로운 다중화데이터를 출력할 수 있게 되므로, 사용자는 다른 통신장치에 대해 새로운 다중화데이터를 이용하는 것이 가능해진다.
또, 수신기(3700)은 외부 기기에 대해 신호처리부(3704)에서 복호 된 영상신호 및 음성신호를 외부의 통신매체에 대해 출력하는 AV(Audio　and　Visual) 출력 IF(Interface)(3711)를 구비한다. AV출력 IF(3711)의 일례로는 Wi-Fi(등록상표)(IEEE802. 11a, IEEE802. 11b, IEEE802. 11g, IEEE802. 11n 등), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Gigbee 등의 무선통신규격에 준거한 무선통신방법을 이용하여 변조한 영상신호 및 음성신호를 무선매체를 개재하여 외부 기기에 송신하는 무선통신장치를 예로 들 수 있다. 또, 스트림 출력 IF(3709)는 이더넷(ethernet)(등록상표)나 USB, PLC, HDMI 등의 유선통신규격에 준거한 통신방법을 이용하여 변조된 영상신호 및 음성신호를 당해 스트림 출력 IF(3709)에 접속된 유선 전송로를 개재하여 외부 기기에 송신하는 유선통신장치라도 좋다. 또, 스트림 출력 IF(3709)는 영상신호 및 음성신호를 아날로그신호 그대로 출력하는 케이블을 접속하는 단자라도 좋다.
상기의 구성에 의해 사용자는 신호처리부(3704)에서 복호 된 영상신호 및 음성신호를 외부 기기로 이용할 수 있다.
더욱이 수신기(3700)은 사용자 조작의 입력을 받아들이는 조작 입력부(3710)를 구비한다. 수신기(3700)은 사용자의 조작에 따라서 조작 입력부(3710)에 입력되는 제어신호에 의거하여 전원의 ON/OFF의 변환이나 수신하는 채널의 전환, 자막 표시의 유무나 표시하는 언어의 변환, 음성 출력부(3706)로부터 출력되는 음량의 변경 등의 다양한 동작의 전환이나 수신 가능한 채널의 설정 등의 설정의 변경을 실행한다.
또, 수신기(3700)은 당해 수신기(3700)에서 수신중의 신호의 수신품질을 나타내는 안테나 레벨을 표시하는 기능을 구비하고 있어도 좋다. 여기서, 안테나 레벨이란 예를 들어 수신기(3700)가 수신한 신호의 RSSI(Receiｖed　Signal　Strength　Indication, Receiｖed　Signal　Strength　Indicator, 수신신호 강도), 수신전계강도, C/N(Carrier-to-noise　power　ratio), BER(Bit　Error　Rate：비트 에러율), 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보(Channel　State　Information) 등에 의거하여 산출되는 수신품질을 나타내는 지표이며, 신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호이다. 이 경우, 복조부(3702)는 수신한 신호의 RSSI, 수신전계강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등을 측정하는 수신품질 측정부를 구비하며, 수신기(3700)은 사용자의 조작에 따라서 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 사용자가 식별 가능한 형식으로 영상 표시부(3707)에 표시한다. 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)의 표시형식은 RSSI, 수신전계강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등에 따른 수치를 표시하는 것이라도 좋고, RSSI, 수신 전계 강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등에 따라서 다른 화상을 표시하는 것과 같은 것이라도 좋다. 또, 수신기(3700)은 상기 각 실시형태에서 나타내는 수신방법을 이용하여 수신하며, 분리된 복수의 스트림 s1, s2, …마다 구한 복수의 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 표시해도 좋고, 복수의 스트림 s1, s2, …로부터 구한 1개의 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 표시해도 좋다. 또, 프로그램을 구성하는 영상데이터나 음성데이터가 계층 전송방식을 이용하여 송신되고 있는 경우에는 계층마다 신호의 레벨(신호의 우열을 나타내는 신호)을 나타내는 것도 가능하다.
상기 구성에 의해 사용자는 상기 각 실시형태에서 나타내는 수신방법을 이용하여 수신하는 경우의 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 수치상으로 또는 시각적으로 파악할 수 있다.
또, 상기 설명에서는 수신기(3700)가 음성 출력부(3706), 영상 표시부 (3707), 기록부(3708), 스트림 출력 IF(3709) 및 AV출력 IF(3711)를 구비하고 있는 경우를 예로 들어 설명하였으나, 이와 같은 구성의 모두를 구비하고 있을 필요는 없다. 수신기(3700)가 상기의 구성의 중 적어도 어느 하나를 구비하고 있으면 사용자는 복조부(3702)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻어진 다중화데이터를 이용할 수 있으므로, 각 수신기는 그 용도에 맞추어 상기의 구성을 임의로 조합하여 구비하고 있으면 좋다.
(다중화데이터)
다음에, 다중화데이터의 구조의 일례에 대해 상세하게 설명한다. 방송에 이용되는 데이터 구조로는 MPEG2-트랜스포트 스트림(TS)이 일반적이며, 여기에서는 MPEG2-TS를 예로 들어 설명한다. 그러나 상기 각 실시형태에서 나타내는 송신방법 및 수신방법으로 전송되는 다중화데이터의 데이터 구조는 MPEG2-TS에 한정되지 않으며, 다른 어떤 데이터 구조라도 상기의 각 실시형태에서 설명한 효과를 얻을 수 있는 것은 말할 필요도 없다.
도 38은 다중화데이터의 구성의 일례를 나타내는 도면이다. 도 38에 나타내는 것과 같이 다중화데이터는 각 서비스에서 현재 제공되고 있는 프로그램(Program 또는 그 일부인 Event)을 구성하는 요소이며, 예를 들어 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림(PG), 인터랙티브 그래픽스 스트림(IG) 등의 엘리멘터리 스트림 중 하나 이상을 다중화함으로써 얻을 수 있다. 다중화데이터에서 제공되고 있는 프로그램이 영화인 경우, 비디오 스트림은 영화의 주 영상 및 부 영상을, 오디오 스트림은 영화의 주음성부분과 당해 주음성과 믹싱하는 부 음성을, 프레젠테이션 그래픽스 스트림은 영화의 자막을 각각 나타내고 있다. 여기서 주 영상이란 화면에 표시되는 통상의 영상을 나타내며, 부 영상이란 주 영상 안에 작은 화면으로 표시하는 영상(예를 들어, 영화의 개요를 나타낸 텍스트 데이터의 영상 등)이다. 또, 인터랙티브 그래픽스 스트림은 화면상에 GUI 부품을 배치함으로 대화화면을 나타내고 있다.
다중화데이터에 포함되는 각 스트림은 각 스트림에 할당된 식별자인 PID에 의해 식별된다. 예를 들어 영화의 영상에 이용하는 비디오 스트림에는 0x1011이, 오디오 스트림에는 0x1100에서 0x111F까지가 프레젠테이션 그래픽스에는 0x1200에서 0x121F까지가 인터랙티브 그래픽스 스트림에는 0x1400에서 0x141F까지가 영화의 부 영상에 이용하는 비디오 스트림에는 0x1B00에서 0x1B1F까지, 주음성과 믹싱하는 부 음성에 이용하는 오디오 스트림에는 0x1A00에서 0x1A1F가 각각 할당되어 있다.
도 39는 다중화데이터가 어떻게 다중화되어 있는가의 일례를 모식적으로 나타내는 도면이다. 먼저, 복수의 비디오 프레임으로 이루어지는 비디오 스트림 (3901), 복수의 오디오 프레임으로 이루어지는 오디오 스트림(3904)을 각각 PES 패킷 열(3902 및 3905)로 변환하고, TS패킷(3903 및 3906)으로 변환한다. 마찬가지로 프레젠테이션 그래픽스 스트림(3911) 및 인터랙티브 그래픽스(3914)의 데이터를 각각 PES 패킷 열(3912 및 3915)로 변환하고, TS패킷(3913 및 3916)으로 더 변환한다. 다중화데이터(3917)는 이와 같은 TS패킷(3903, 3906, 3913, 3916)을 1개의 스트림에 다중화함으로써 구성된다.
도 40은 PES 패킷 열에 비디오 스트림이 어떻게 저장되는가를 더 상세하게 나타내고 있다. 도 40에서의 제 1 단째는 비디오 스트림의 비디오 프레임 열을 나타낸다. 제 2 단째는 PES 패킷 열을 나타낸다. 도 40의 화살표(yy1, yy2, yy3, yy4)로 나타내는 것과 같이, 비디오 스트림에서의 복수의 Video　Presentation　Unit인 I픽처, B픽처, P픽처는 픽처마다 분할되며 PES 패킷의 페이로드(Payload)에 저장된다. 각 PES 패킷은 PES 헤더를 가지며, PES 헤더에는 픽처의 표시 시각인 PTS(Presentation　Time-Stamp)나 픽처의 복호 시각인 DTS(Decoding　Time-Stamp)가 저장된다.
도 41은 다중화데이터에 최종적으로 기입되는 TS패킷의 형식을 나타내고 있다. TS패킷은 스트림을 식별하는 PID 등의 정보를 가지는 4Byte의 TS헤더와 데이터를 저장하는 184Byte의 TS 페이로드로 구성되는 188Byte 고정길이의 패킷이며, 상기 PES 패킷은 분할되어 TS 페이로드에 저장된다. BD-ROM의 경우, TS패킷에는 4Byte의 TP-Extra-Header가 부여되며, 192Byte의 소스 패킷을 구성하여 다중화데이터에 기입된다. TP-Extra-Header에는 ATS(Arriｖal-Time-Stamp) 등의 정보가 기재된다. ATS는 당해 TS패킷의 디코더의 PID 필터로의 전송 개시시각을 나타낸다. 다중화데이터에는 도 41 하단에 나타내는 것과 같이 소스 패킷이 배열되게 되며, 다중화데이터의 선두로부터 인크리먼트하는 번호는 SPN(소스 패킷 넘버)이라고 불린다.
또, 다중화데이터에 포함되는 TS패킷에는 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림 등의 각 스트림 이외에도 PAT(Program　Association　Table), PMT(Program　Map　Table), PCR(Program　Clock　Reference) 등이 있다. PAT는 다중화데이터 중에 이용되는 PMT의 PID가 무엇인가를 나타내고, PAT 자체의 PID는 0으로 등록된다. PMT는 다중화데이터 중에 포함되는 영상ㆍ음성ㆍ자막 등의 각 스트림의 PID와 각 PID에 대응하는 스트림의 속성정보(프레임 레이트, 종횡비 등)를 가지며, 또 다중화데이터에 관한 각종 디스크립터(Descriptor)를 갖는다. 디스크립터에는 다중화데이터의 카피의 허가ㆍ불허가를 지시하는 카피컨트롤정보 등이 있다. PCR는 ATS의 시간 축인 ATC(Arriｖal　Time　Clock)와 PTSㆍDTS의 시간 축인 STC(System　Time　Clock)의 동기를 취하기 위해 그 PCR 패킷이 디코더에 전송되는 ATS에 대응하는 STC 시간의 정보를 가진다.
도 42는 PMT의 데이터 구조를 상세하게 설명하는 도면이다. PMT의 선두에는 그 PMT에 포함되는 데이터의 길이 등을 기재한 PMT 헤더가 배치된다. 그 뒤에는 다중화데이터에 관한 디스크립터가 복수 배치된다. 상기 카피컨트롤정보 등이 디스크립터로 기재된다. 디스크립터의 뒤에는 다중화데이터에 포함되는 각 스트림에 관한 스트림 정보가 복수 배치된다. 스트림 정보는 스트림의 압축 코덱 등을 식별하기 위한 스트림 타입, 스트림의 PID, 스트림의 속성정보(프레임 레이트, 종횡비 등)가 기재된 스트림 디스크립터로 구성된다. 스트림 디스크립터는 다중화데이터에 존재하는 스트림의 수만큼 존재한다.
기록매체 등에 기록하는 경우에는 상기 다중화데이터는 다중화데이터 정보 파일과 함께 기록된다.
도 43은 그 다중화데이터 정보 파일의 구성을 나타내는 도면이다. 다중화데이터 정보 파일은 도 43에 나타내는 것과 같이 다중화데이터의 관리정보이며, 다중화데이터와 1 대 1에 대응하여 다중화데이터 정보, 스트림 속성정보와 엔트리 맵으로 구성된다.
다중화데이터 정보는 도 43에 나타내는 것과 같이 시스템 레이트, 재생개시시각, 재생종료시각으로 구성되어 있다. 시스템 레이트는 다중화데이터의 후술 하는 시스템 타깃 디코더의 PID 필터에의 최대 전송 레이트를 나타낸다. 다중화데이터 중에 포함되는 ATS의 간격은 시스템 레이트 이하가 되도록 설정되어 있다. 재생 개시시각은 다중화데이터의 선두의 비디오 프레임의 PTS이며, 재생종료시각은 다중화데이터의 종단의 비디오 프레임의 PTS에 1프레임 분의 재생 간격을 더한 것이 설정된다.
도 44는 다중화데이터 정보 파일에 포함되는 스트림 속성정보의 구성을 나타내는 도면이다. 스트림 속성정보는 도 44에 나타내는 것과 같이 다중화데이터에 포함되는 각 스트림에 대한 속성정보가 PID마다 등록된다. 속성정보는 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림, 인터랙티브 그래픽스 스트림마다 다른 정보를 갖는다. 비디오 스트림 속성정보는 그 비디오 스트림이 어떤 압축 코덱으로 압축되었는가 비디오 스트림을 구성하는 개개의 픽처 데이터의 해상도가 얼마인가 종횡비는 얼마인가 프레임 레이트는 얼마인가 등의 정보를 갖는다. 오디오 스트림 속성정보는 그 오디오 스트림이 어떤 압축 코덱으로 압축되었는가 그 오디오 스트림에 포함되는 채널 수는 얼마인가 무슨 언어에 대응하는가 샘플링 주파수가 얼마인가 등의 정보를 갖는다. 이와 같은 정보는 플레이어가 재생하기 전의 디코더의 초기화 등에 이용된다.
본 실시형태에서는 상기 다중화데이터 중 PMT에 포함되는 스트림 타입을 이용한다. 또, 기록매체에 다중화데이터가 기록되어 있는 경우에는 다중화데이터 정보에 포함되는 비디오 스트림 속성정보를 이용한다. 구체적으로는 상기 각 실시형태에서 나타내는 동화상 부호화방법 또는 장치에서 PMT에 포함되는 스트림 타입, 또는 비디오 스트림 속성정보에 대해 상기 각 실시형태에서 나타낸 동화상 부호화방법 또는 장치에 의해 생성된 영상데이터인 것을 나타내는 고유의 정보를 설정하는 스텝 또는 수단을 설치한다. 이 구성에 의해 상기 각 실시형태에서 나타내는 동화상 부호화방법 또는 장치에 의해 생성한 영상데이터와 다른 규격에 준거하는 영상데이터를 식별하는 것이 가능해진다.
도 45는 방송국(기지국)으로부터 송신된 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터를 포함하는 변조신호를 수신하는 수신장치(4504)를 포함하는 영상 음성출력장치(4500)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 또, 수신장치(4504)의 구성은 도 37의 수신장치(3700)에 상당한다. 영상 음성출력장치(4500)에는 예를 들어 OS(Operating System： 오퍼레이팅 시스템)가 탑재되어 있고, 또, 인터넷에 접속하기 위한 통신장치(4506)(예를 들어, 무선 LAN(Local Area Network)이나 이더넷을 위한 통신장치)가 탑재되어 있다. 이에 의해 영상을 표시하는 부분(4501)에서는 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(4502) 및 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(World Wide Web(월드 와이드 웹：WWW))(4503)을 동시에 표시하는 것이 가능해진다. 그리고 리모컨(휴대전화나 키보드라도 좋다)(4507)을 조작함으로써 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(4502), 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(4503)의 어느 하나를 선택하여 동작을 변경하게 된다. 예를 들어 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(4503)가 선택된 경우, 표시하고 있는 WWW의 사이트를 리모컨을 조작함으로써 변경하게 된다. 또, 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(4502)가 선택되어 있는 경우, 리모컨(4507)에 의해 선국한 채널(선국한 (텔레비전) 프로그램, 선국한 음성방송)의 정보를 송신한다. 그러면 IF(4505)는 리모컨에서 송신된 정보를 취득하고, 수신장치(4504)는 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻는다. 이때, 수신장치(4504)는 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(이에 대해서는 도 5의 기재와 동일하다)의 정보를 포함하는 제어심벌의 정보를 얻음으로써 수신동작, 복조 방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써 방송국(기지국)에서 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다. 상술한 설명에서는 사용자는 리모컨(4507)에 의해 채널을 선국하는 예를 설명하였으나, 영상 음성출력장치(4500)가 탑재하고 있는 선국 키를 이용하여 채널을 선국해도 상기와 동일한 동작이 된다.
또, 인터넷을 이용하여 영상 음성출력장치(4500)를 조작해도 좋다. 예를 들어 다른 인터넷에 접속하고 있는 단말로부터 영상 음성출력장치(4500)에 대해 녹화(기억)의 예약을 실행한다(따라서 영상 음성출력장치(4500)은 도 37과 같이 기록부(3708)를 가지고 있게 된다). 그리고 녹화를 개시하기 전에 채널을 선국하게 되며, 수신장치(4504)는 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻는다. 이때, 수신장치(4504)는 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(상기 실시형태에서 설명한 전송방식, 변조방식, 오류정정방식 등)(이에 대해서는 도 5의 기재와 동일하다)의 정보를 포함하는 제어심벌의 정보를 얻음으로써 수신 동작, 복조 방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써 방송국(기지국)에서 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다.
(그 외 보충)
본 명세서에서 송신장치를 구비하고 있는 것은 예를 들어, 방송국, 기지국, 액세스포인트, 단말, 휴대전화(Mobile　phone) 등의 통신ㆍ방송기기인 것을 생각할 수 있으며, 수신장치를 구비하고 있는 것은 텔레비전, 라디오, 단말, 퍼스널컴퓨터, 휴대전화, 액세스포인트, 기지국 등의 통신기기인 것을 생각할 수 있다. 또, 본 발명에서의 송신장치, 수신장치는 통신 기능이 있는 기기이며, 그 기기가 텔레비전, 라디오, 퍼스널컴퓨터, 휴대전화 등의 애플리케이션을 실행하기 위한 장치에 어떤 인터페이스(예를 들어 USB)를 개재하여 접속할 수 있는 형태인 것도 생각할 수 있다.
또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어, 파일럿심벌(파일럿심벌을 프리앰블, 유니크 워드, 포스트앰블, 레퍼런스 심벌, 분산 파일럿(Scattered pilot) 등이라고 불러도 좋다), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다. 그리고 여기에서는 파일럿심벌, 제어정보용의 심벌이라고 명명하고 있으나, 어떤 명명법으로 해도 좋고, 기능 자체가 중요하다.
파일럿심벌은 예를 들어 송수신기에서 PSK 변조를 이용하여 변조한 기존의 심벌(또는 수신기가 동기를 취하는 것에 의해 수신기는 송신기가 송신한 심벌을 알 수 있어도 좋다)이면 좋고, 수신기는 이 심벌을 이용하여 주파수 동기, 시간 동기, (각 변조신호의) 채널 추정(CSI(Channel　State　Information)의 추정), 신호의 검출 등을 실행하게 된다.
또, 제어정보용의 심벌은 (애플리케이션 등의) 데이터 이외의 통신을 실현하기 위한, 통신 상대에게 전송할 필요가 있는 정보(예를 들어, 통신에 이용하고 있는 변조방식ㆍ오류정정부호화 방식ㆍ오류정정부호화 방식의 부호화율, 상위층에서의 설정정보 등)를 전송하기 위한 심벌이다.
또, 본 발명은 모든 실시형태에 한정되지 않으며, 다양하게 변경하여 실시하는 것이 가능하다. 예를 들어, 상기 실시형태에서는 통신장치로서 실행하는 경우에 대해서 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며 이 통신방법을 소프트웨어로서 실행하는 것도 가능하다.
또, 상기에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 방법에서의 위상변경방법에 대해서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 4개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하는 동시에 위상을 변경하고, 4개의 변조신호를 생성하여 4개의 안테나로부터 송신하는 방법, 즉, N개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하여 N개의 변조신호를 생성해서, N개의 안테나로부터 송신하는 방법에서도 동일하게 위상을 규칙적으로 변경하는 위상변경방법으로 해도 동일하게 실시할 수 있다.
또, 상기 실시형태에 나타낸 시스템 예에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하고, 각각을 2개의 안테나로 수신하는 MIMO 방식의 통신시스템을 설명하였으나, 본 발명은 당연히 MISO(Multiple Input Single Output) 방식의 통신시스템에도 적용할 수 있다. MISO 방식의 경우, 수신장치는 도 7에 나타내는 구성 중 안테나(701-Y), 무선부(703-Y), 변조신호 z1의 채널변동 추정부(707-1), 변조신호 z2의 채널변동 추정부(707-2)가 없는 구성이 되나, 이 경우에도 상기 실시형태 1에 나타낸 처리를 실행함으로써 r1, r2 각각을 추정할 수 있다. 또, 동일 주파수대, 동일시간에 있어서 송신된 복수의 신호를 1개의 안테나로 수신하여 복호 할 수 있는 것은 주지이며, 본 명세서에서는 신호처리부에서의 송신 측에서 변경된 위상을 되돌리기 위한 처리가 종래 기술에 추가되는 처리가 된다.
또, 본 발명의 설명에서 설명한 시스템 예에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하고, 각각을 2개의 안테나로 수신하는 MIMO 방식의 통신시스템을 설명하였으나, 본 발명은 당연히 MISO(Multiple Input Single Output) 방식의 통신시스템에도 적용할 수 있다. MISO 방식의 경우, 송신장치에서 프리코딩과 위상변경을 적용하고 있는 점은 지금까지의 설명과 동일하다. 한편, 수신장치는 도 7에 나타내는 구성 중 안테나(701-Y), 무선부(703-Y), 변조신호 z1의 채널변동 추정부(707-1), 변조신호 z2의 채널변동 추정부(707-2)가 없는 구성이 되나, 이 경우에도 본 명세서 중에서 설명한 처리를 실행함으로써 송신장치가 송신한 데이터를 추정할 수 있다. 또, 동일 주파수대, 동일시간에서 송신된 복수의 신호를 1개의 안테나로 수신하여 복호 할 수 있는 것은 주지(1 안테나 수신에서 ML연산 등(Max-log APP 등)의 처리를 하면 좋다)이며, 본 발명에서는 도 7의 신호처리부(711)에서 송신 측에서 이용한 프리코딩과 위상변경을 고려한 복조 (검파)를 실행하면 좋아진다.
본 명세서에서는 「프리코딩」, 「프리코딩 웨이트」, 「프리코딩 행렬」 등의 용어를 사용하고 있으나, 명명법 자체는 어떤 것이라도 좋고(예를 들어, 코드 북(Codebook)이고 불러도 좋다), 본 발명에서는 그 신호처리 자체가 중요하다.
또, 본 명세서에서는 송신방법으로 OFDM 방식을 이용한 경우를 중심으로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, OFDM 방식 이외의, 멀티 캐리어 방식, 싱글 캐리어 방식을 이용한 경우에도 동일하게 실시할 수 있다. 이때, 스펙트럼 확산 통신방식을 이용해도 좋다. 또, 싱글 캐리어 방식을 이용하고 있는 경우, 위상변경은 시간 축 방향으로 위상변경을 하게 된다.
또, 본 명세서에서 수신장치에서 ML연산, APP, Max-log APP, ZF, MMSE 등을 이용하여 설명하고 있으나, 이 결과 송신장치가 송신한 데이터의 각 비트의 연판정(Soft decision) 결과(대수 우도, 대수 우도 비)나 경판정 결과(「0」또는 「1」)를 얻게 되나, 이들을 총칭하여 검파, 복조, 검출, 추정, 분리라고 불러도 좋다.
스트림 s1(t), s2(t)(s1 (i), s2(i))에 의해 다른 데이터를 전송해도 좋고, 동일한 데이터를 전송해도 좋다.
또, 2 스트림의 베이스밴드신호 s1 (i), s2(i)(단, i는 (시간, 또는 주파수(캐리어)의) 순번을 나타낸다)에 대해 규칙적인 위상 변경 및 프리코딩을 실행하여(순번은 어느 쪽이 먼저라도 좋다) 생성된 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i), z2(i)에서 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)의 동상 I성분을 I1 (i), 직교성분을 Q1 (i)로 하고, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z2(i)의 동상 I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)로 한다. 이때, 베이스밴드 성분의 교체를 실행하여,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)로 하여, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 1, 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 2로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것과 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)에 상당하는 변조신호와 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)를 다른 안테나로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것으로 해도 좋다. 또,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
로 해도 좋다. 또, 상술한 설명에서는 2 스트림의 신호에 대해 양자의 신호처리를 실행하고, 양자의 신호처리 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체에 대해서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2 스트림보다 많은 신호에 대해 양자의 신호처리 후를 실행하고, 양자의 신호처리 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체를 실행하는 것도 가능하다.
또, 상기의 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 베이스밴드신호의 교체를 설명하고 있으나, 동일 시각의 베이스밴드신호의 교체가 아니라도 좋다. 예로서 이하와 같이 기술할 수 있다
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w).
도 55는 상기의 기재를 설명하기 위한 베이스밴드신호 교체부(5502)를 나타내는 도면이다. 도 55에 나타내는 것과 같이, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)(5501-1), z2(i)(5501-2)에서 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)(5501-1)의 동상 I성분을 I1 (i), 직교성분을 Q1 (i)로 하고, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z2(i)(5501-2)의 동상 I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)라 한다. 그리고 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)(5503-1)의 동상성분을 Ir1 (i), 직교성분을 Qr1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)(5503-2)의 동상성분을 Ir2(i), 직교성분을 Qr2(i)로 하면, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)(5503-1)의 동상 I성분r1 (i), 직교성분 Qr1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)(5503-2)의 동상 I성분r2(i), 직교성분을 Qr2(i)는 앞에서 설명한 어느 하나로 나타내는 것으로 한다. 또, 이 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호의 교체에 대하여 설명하였으나, 위에서 설명한 것과 같이 다른 시각(다른 주파수((서브)캐리어))의 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호의 교체라도 좋다.
송신장치의 송신안테나, 수신장치의 수신안테나 모두 도면에 기재되어 있는 1개의 안테나는 복수의 안테나에 의해 구성되어 있어도 좋다.
본 명세서에서 「∀」은 전칭기호(Universal quantifier)를 나타내고 있고, 「∃」은 존재기호(Existential quantifier)를 나타내고 있다.
또, 본 명세서에서 복소 평면에서의, 예를 들어 편각과 같은 위상의 단위는 「라디안(radian)」으로 하고 있다.
복소 평면을 이용하면 복소수의 극좌표에 의한 표시로 극 형식으로 표시할 수 있다. 복소수 z = a + jb (a, b는 모두 실수이며, j는 허수 단위이다)에 복소 평면의 점 (a, b)를 대응시킨 때 이 점이 극좌표에서 [r, θ]로 표시되면,
a=r×cosθ,
b=r×sinθ
Figure pct00050
이 성립되고, r은 z의 절대치 (r = |z|)이며, θ가 편각(Argument)이 된다. 그리고 z = a + jb는 rej θ로 표시된다.
　본 발명의 설명에서 베이스밴드신호 s1, s2, z1, z2는 복소 신호가 되나, 복소 신호란 동상신호를 I, 직교 신호를 Q로 한 때 복소 신호는 I + jQ(j는 허수 단위)로 나타내게 된다. 이때, I가 제로가 되어도 좋고, Q가 제로가 되어도 좋다.
본 명세서에서 설명한 위상변경방법을 이용한 방송시스템의 일례를 도 46에 나타낸다. 도 46에서 영상 부호화부(4601)는 영상을 입력으로 하여 영상 부호화를 실행하여 영상 부호화 후의 데이터(4602)를 출력한다. 음성 부호화부(4603)는 음성을 입력으로 하여 음성 부호화를 실행하여 음성 부호화 후의 데이터(4604)를 출력한다. 데이터 부호화부(4605)는 데이터를 입력으로 하여 데이터의 부호화(예를 들어, 데이터 압축)를 실행하여 데이터 부호화 후의 데이터(4606)를 출력한다. 이들을 합쳐서 정보원 부호화부(4600)라고 한다.
송신부(4607)는 영상 부호화 후의 데이터(4602), 음성 부호화 후의 데이터(4604), 데이터 부호화 후의 데이터(4606)를 입력으로 하여, 이들 데이터의 어느 하나 또는 이들 데이터 모두를 송신데이터로 하여 오류정정부호화, 변조, 프리코딩, 위상변경 등의 처리(예를 들어, 도 3의 송신장치에서의 신호처리)를 실시하여 송신신호(4608-1에서 4608-N)을 출력한다. 그리고 송신신호(4608-1에서 4608-n)는 각각 안테나(4609-1에서 4609-N)에 의해 전파로서 송신된다.
수신부(4612)는 안테나(4610-1에서 4610-M)에서 수신한 수신신호(4611-1에서 4611-M)를 입력으로 하여 주파수 변환, 위상변경, 프리코딩의 디코드, 대수 우도 비 산출, 오류정정 복호 등의 처리(예를 들어 도 7의 수신장치에서의 처리)를 실시하여 수신데이터(4613, 4615, 4617)를 출력한다. 정보원 복호부(4619)는 수신데이터(4613, 4615, 4617)를 입력으로 하여, 영상 부호화부(4614)는 수신데이터(4613) 입력으로 하여 영상용의 복호를 실행하여 영상신호를 출력하고, 영상은 텔레비전, 디스플레이에 표시된다. 또, 음성 부호화부(4616)는 수신데이터(4615)를 입력으로 하여 음성용의 복호를 실행하여 음성신호를 출력하며, 음성은 스피커에서 흘러나온다. 또, 데이터 부호화부(4618)는 수신데이터(4617)를 입력으로 하여 데이터용의 복호를 실행하여 데이터의 정보를 출력한다.
또, 본 발명의 설명을 하고 있는 실시형태에서, 이전에도 설명한 것과 같이 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식에서 송신장치가 보유하고 있는 부호화기의 수는 몇 개라도 좋다. 따라서 예를 들어 도 4와 같이 송신장치가 부호화기를 1개 구비하고, 출력을 분배하는 방법을 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식에도 적용하는 것도 당연히 가능하다. 이때, 도 4의 무선부(310A, 310B)를 도 12의 OFDM 방식관련 처리부(1301A, 1301B)로 치환하면 좋아진다. 이때, OFDM 방식관련 처리부의 설명은 실시형태 1과 같다.
또, 실시형태 1에서 프리코딩 행렬의 예로 식 (36)을 주었으나 이와는 별도로 프리코딩 행렬로서 이하의 식을 이용하는 방법을 생각할 수 있다.
Figure pct00051
또, 프리코딩 식 (36), 식 (50)에서 α의 값으로 식 (37), 식 (38)을 설정하는 것을 기재하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, α=1로 설정하면 간단한 프리코딩 행렬이 되므로 이 값도 유효한 값 중 하나이다.
또, 실시형태 A1에서 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 주기 N을 위한 위상변경 값(도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서는 일방의 베이스밴드신호에만 위상변경을 주게 되므로 위상변경 값이 된다)으로 PHASE[i](i=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수))로 표현했다. 그리고 본 명세서에서 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우(즉, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53), 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 하고 있다. 이때, PHASE[k]를 이하와 같이 된다.
Figure pct00052
이때, k=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (k는 0 이상 N-1 이하의 정수)로 한다. 그리고 N=5, 7, 9, 11, 15로 하면 수신장치에서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
또, 본 명세서에서는 2개의 변조신호를 복수의 안테나로 송신하는 경우에서의 위상변경방법에 대하여 상세하게 설명하였으나, 이에 한정되지 않으며, 3개 이상의 변조방식의 매핑을 실행한 베이스밴드신호에 대해 프리코딩, 위상변경을 실행하고, 프리코딩, 위상변경 후의 베이스밴드신호에 대해 소정의 처리를 실행하여 복수의 안테나에서 송신하는 경우에 대해서도 동일하게 실시할 수 있다.
또, 예를 들어 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 미리 ROM(Read　Only　Memory)에 저장해 두고, 그 프로그램을 CPU(Central　Processor　Unit)에 의해 동작시키도록 해도 좋다.
또, 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 컴퓨터로 판독가능한 기억매체에 저장하고, 기억매체에 저장된 프로그램을 컴퓨터의 RAM(Random　Access　Memory)에 기록하여, 컴퓨터를 그 프로그램에 따라서 동작시키도록 해도 좋다.
그리고 상기의 각 실시형태 등의 각 구성은 전형적으로는 집적회로인 LSI(Large　Scale　IntegratioN)으로 실현되어도 좋다. 이들은 개별적으로 1 칩화되어도 좋고, 각 실시형태의 모든 구성 또는 일부의 구성을 포함하도록 1 칩화되어도 좋다.　여기에는 LSI로 하였으나, 집적도의 차이에 따라서 IC(Integrated　Circuit), 시스템 LSI, 슈퍼 LSI, 울트라 LSI로 불리는 경우도 있다. 또, 집적회로화의 수법은 LSI에 한정되는 것은 아니며, 전용 회로 또는 범용 프로세서로 실현되어도 좋다. LSI 제조 후에 프로그램할 수 있는 FPGA(Field　Programmable　Gate　Array)나, LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성 가능한 리콘피규러블ㆍ프로세서(Reconfigurable Processor)를 이용해도 좋다.
나아가 반도체 기술의 진보 또는 파생하는 다른 기술에 의해 LSI에 대치되는 집적회로화 기술이 등장하면 당연히 그 기술을 이용하여 기능 블록의 집적화를 실행해도 좋다. 바이오 기술의 적용 등이 가능성으로 있을 수 있다.
(실시형태 C1)
본 실시형태에서는 실시형태 1에서 송신 파라미터를 변경한 때 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서 설명하였으나, 본 실시형태에서는 그 상세한 예에 대해 앞의 (그 외의 보충)에서 설명한 것과 같이 송신 파라미터로 스트림 s1(t), s2(t)에서 다른 데이터를 전송하는 경우와 동일한 데이터를 전송하는 경우로 전환할 때에 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 방법 및 이에 수반하는 위상변경방법에 대해서 설명한다.
본 실시형태의 예에서는 다른 2개의 송신안테나에서 각각 변조신호를 송신하는 경우, 각각의 변조신호에서 동일한 데이터를 포함하고 있는 경우와 각각의 변조신호에서 다른 데이터를 송신하는 경우를 전환할 때에 대해서 설명한다.
도 56은 앞에서 설명한 것과 같이 송신방법을 전환하는 경우의 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 56에서 도 54와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 56에서 분배부(404)는 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여 있는 점이 도 54와 다른 점이 된다. 분배부(404)의 동작에 대해 도 57을 이용하여 설명한다.
도 57에 동일 데이터를 송신하는 경우와 다른 데이터를 송신하는 경우의 분배부(404)의 동작을 나타내고 있다. 도 57에 나타내는 것과 같이 부호화 후의 데이터를 x1, x2, x3, x4, x5, x6, …이라 하면, 동일 데이터를 송신하는 경우 분배 후의 데이터(405A)는 x1, x2, x3, x4, x5, x6, …으로 나타내며, 마찬가지로 분배 후의 데이터(405B)는 x1, x2, x3, x4, x5, x6, …으로 나타낸다.
한편, 다른 데이터를 송신하는 경우 분배 후의 데이터(405A)는 x1, x3, x5, x7, x9, …로 나타내며, 분배 후의 데이터(405B)는 x2, x4, x6, x8, x10, …으로 나타낸다.
또, 분배부(404)는 입력신호인 프레임 구성신호(313)에 의해 송신 모드가 동일 데이터를 송신하는 경우와 다른 데이터를 송신하는 경우를 판단하게 된다.
상기와는 다른 방법으로는, 도 58과 같이 동일 데이터 송신을 실행하는 경우 분배부(404)는 분배 후의 데이터(405A)로 x1, x2, x3, x4, x5, x6, …을 출력하고, 분배 후의 데이터(405B)에는 출력을 하지 않는다. 따라서 프레임 구성신호(313)가 「동일 데이터 송신」을 나타내고 있는 경우 분배부(404)의 동작은 상술한 것과 동일하고, 또, 도 56에서의 인터리버(304B), 매핑부(306B)는 동작하지 않게 된다. 그리고 도 56에서의 매핑부(306A)의 출력인 베이스밴드신호(307A)만이 유효가 되며, 가중합성부 308A 및 308B의 양자가 입력신호가 된다.
본 실시형태에서 하나의 특징이 되는 점은 송신 모드를 동일 데이터를 송신하는 경우와 다른 데이터를 송신하는 경우의 전환을 실행하는 경우에 프리코딩 행렬을 전환하는 점이다. 실시형태 1의 식 (36), 식 (39)에서 나타내는 것과 같이 w11, w12, w21, w22로 구성되는 행렬로 나타낸 경우, 동일 데이터를 송신하는 경우의 프리코딩 행렬은 이하와 같이 나타내면 좋다.
Figure pct00053
식 (52)에서 a는 실수로 한다(a는 복소수라도 좋으나, 프리코딩에 의해 입력하는 베이스밴드신호에 위상변경을 실행하게 되므로, 회로 규모가 가능한 한 크고, 복잡해지지 않게 하는 것을 고려하면 실수인 편이 좋다). 또, a가 1인 경우 가중합성부(308A, 308B)는 가중합성의 동작을 하지 않으며, 입력신호를 그대로 출력하게 된다.
따라서 「동일 데이터를 송신하는」의 경우, 가중합성부(308A, 308B)의 출력 신호가 되는 가중합성 후의 베이스밴드신호(309A)와 가중합성 후의 베이스밴드신호(316B)는 동일한 신호가 된다.
그리고 위상 변경부(5201)는 프레임 구성신호(313)가 「동일 데이터를 송신하는」 것을 나타내고 있는 경우, 가중합성 후의 베이스밴드신호(309A)에 위상변경을 하여 위상변경 후의 베이스밴드신호(5202)를 출력한다. 그리고 위상 변경부(317B)는 프레임 구성신호(313)가 「동일 데이터를 송신하는」 것을 나타내고 있는 경우, 가중합성 후의 베이스밴드신호(316B)에 위상변경을 하여 위상변경 후의 베이스밴드신호(309B)를 출력한다. 또, 위상 변경부(5201)에서 실시하는 위상변경을 ejA(t)(또는 ejA (f) 또는 ejA (t, f))(단, t는 시간, f는 주파수)로 하고(따라서 ejA (t)(또는 ejA (f) 또는 ejA (t, f))는 입력된 베이스밴드신호에 승산하는 값이다), 위상 변경부(317B)에서 실시하는 위상변경을 ejB(t)(또는 ejB (f) 또는 ejB(t, f))(단, t는 시간, f는 주파수)로 하며, (따라서 ejB (t)(또는 ejB (f) 또는 ejB (t, f))는 입력된 베이스밴드신호에 승산하는 값이다), 이하의 조건을 만족하는 것이 중요하다.
Figure pct00054
이와 같이 함으로써 송신신호는 멀티패스의 영향을 경감할 수 있으므로, 수신장치에서 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다(단, 위상변경은 가중합성 후의 베이스밴드신호(309A)와 가중합성 후의 베이스밴드신호(316B) 중 일방에만 실행하는 구성으로 해도 좋다).
또, 도 56에서 위상변경 후의 베이스밴드신호(5202)는 OFDM를 이용하고 있는 경우 IFFT, 주파수 변환 등의 처리를 실행하여 송신안테나로부터 송신된다(도 13 참조)(따라서 위상변경 후의 베이스밴드신호(5202)는 도 13의 신호(1301A)라고 생각하면 좋다). 마찬가지로 위상변경 후의 베이스밴드신호(309B)는 OFDM를 이용하고 있는 경우 IFFT, 주파수 변환 등의 처리를 하여 송신안테나로부터 송신된다(도 13 참조)(따라서 위상변경 후의 베이스밴드신호(309B)는 도 13의 신호(1301B)라고 생각하면 좋다).
한편, 송신 모드로 「다른 데이터를 송신한다」가 선택되어 있는 경우, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이, 식 (36), 식 (39), 식 (50)의 어느 하나로 표시되는 것으로 한다. 이때, 도 56의 위상 변경부(5201, 317B)는 「동일한 데이터를 송신」하는 경우와는 다른 위상변경방법을 실행하는 것이 중요하다. 특히, 이 경우 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 예를 들어 위상 변경부(5201)는 위상변경을 실행하고 위상 변경부(317B)는 위상변경을 실행하지 않거나, 또는 위상 변경부(5201)는 위상변경을 실행하지 않고 위상 변경부(317B)는 위상변경을 실행하는 것과 같이, 2개의 위상 변경부 중 어느 한쪽만 위상변경을 실행하는 것으로 하면 LOS 환경, NLOS 환경의 양자에서 수신장치는 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
또, 송신 모드로 「다른 데이터를 송신한다」가 선택되어 있는 경우, 프리코딩 행렬로 식 (52)를 이용해도 좋으나, 식 (36), 식 (50), 또는 식 (39)로 표시되게 되고, 또한, 식 (52)과 다른 프리코딩 행렬을 이용하면 수신장치에서, 특히 LOS 환경에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시킬 수 있을 가능성이 있다.
또, 본 실시형태는 송신방법으로 OFDM 방식을 이용한 경우를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, OFDM 방식 이외의, 멀티 캐리어 방식, 싱글 캐리어 방식을 이용한 경우에도 동일하게 실시하는 것은 가능하다. 이때, 스펙트럼 확산 통신방식을 이용하고 있어도 좋다. 또, 싱글 캐리어 방식을 이용하고 있는 경우, 위상변경은 시간 축 방향으로 위상변경을 하게 된다.
또, 실시형태 3에서 설명한 것과 같이, 「다른 데이터를 송신하는」 송신방법의 경우 데이터심벌에만 대해 위상변경을 실행하는 것으로 했다. 그러나 본 실시형태에서 설명한 「동일 데이터를 송신하는」 송신방법일 때, 위상변경은 데이터심벌에 한정하지 않으며, 송신신호의 송신프레임에 삽입되어 있는 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하게 된다(단, 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하지 않아도 좋으나, 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻기 위해서는 위상변경을 실행하면 좋다).
(실시형태 C2)
본 실시형태에서는 실시형태 C1을 응용한 기지국의 구성방법에 대하여 설명한다.
도 59에 기지국(방송국)과 단말의 관계를 나타내고 있다. 단말 P(5907)는 기지국 A(5902A)의 안테나(5904A)에서 송신된 송신신호(5903A)와 안테나(5906A)에서 송신된 송신신호(5905A)를 수신하고 소정의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻고 있는 것으로 한다.
단말 Q(5908)는 기지국 A(5902A)의 안테나(5904A)로부터 송신된 송신신호(5903A)와 기지국 B(5902B)의 안테나(5904B)에서 송신된 송신신호(5903B)를 수신하고 소정의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻고 있는 것으로 한다.
도 60 및 도 61은 기지국 A(5902A)가 안테나(5904A), 안테나(5906A)에서 송신하는 송신신호(5903A), 송신신호(5905A)의 주파수 할당 및 기지국 B(5902B)가 안테나(5904B), 안테나(5906B)에서 송신하는 송신신호(5903B), 송신신호(5905B)의 주파수 할당을 나타내고 있다. 도 60, 도 61에서의 도면에서는 가로축을 주파수, 세로축을 송신파워로 한다.
도 60에 나타내는 것과 같이, 기지국 A(5902A)가 송신하는 송신신호(5903A), 송신신호(5905A) 및 기지국 B(5902B)가 송신하는 송신신호(5903B, 송신신호(5905B)는 적어도 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y를 사용하고 있으며, 주파수 대역 X를 이용하여 제 1 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있고, 또, 주파수 대역 Y를 이용하여 제 2 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있는 것으로 한다.
따라서 단말 P(5907)는 기지국 A(5902A)의 안테나(5904A)에서 송신된 송신신호(5903A)와 안테나(5906A)에서 송신된 송신신호(5905A)를 수신해서 주파수 대역 X를 추출하여, 소정의 처리를 실행하여 제 1 채널의 데이터를 얻는다. 그리고 단말 Q(5908)는 기지국 A(5902A)의 안테나(5904A)에서 송신된 송신신호(5903A)와 기지국 B(5902B)의 안테나(5904B)에서 송신된 송신신호(5903B)를 수신해서 주파수 대역 Y를 추출하여, 소정의 처리를 실행하여 제 2 채널의 데이터를 얻는다.
이때의 기지국 A(5902A) 및 기지국 B(5902B)의 구성 및 동작에 대하여 설명한다.
기지국 A(5902A) 및 기지국 B(5902B) 모두 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이도 56 및 도 13에서 구성된 송신장치를 구비하고 있다. 그리고 기지국 A(5902A)는, 도 60과 같이 송신하는 경우, 주파수 대역 X에서는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이 다른 2개의 변조신호를 생성하고(프리코딩, 위상변경을 실행한다), 2개의 변조신호를 각각 도 59의 안테나(5904A 및 5906A)에서 송신한다. 주파수 대역 Y에서는 기지국 A(5902A)는 도 56에서 인터리버(304A), 매핑부(306A), 가중합성부(308A), 위상 변경부(5201)를 동작시켜서 변조신호(5202)를 생성하여, 변조신호(5202)에 상당하는 송신신호를 도 13의 안테나(1310A), 즉, 도 59의 안테나(5904A)에서 송신한다. 마찬가지로 기지국 B(5902B)는 도 56에서 인터리버(304A), 매핑부(306A), 가중합성부(308A), 위상 변경부(5201)를 동작시켜서 변조신호(5202)를 생성하여, 변조신호(5202)에 상당하는 송신신호를 도 13의 안테나(1310A), 즉, 도 59의 안테나(5904B)에서 송신한다.
또, 주파수 대역 Y의 부호화 후의 데이터의 작성에 대해서는 도 56과 같이 기지국이 개별적으로 부호화 후의 데이터를 생성해도 좋으나, 어느 한 기지국에서 작성한 부호화 후의 데이터를 다른 기지국에 전송해도 좋다. 또, 다른 방법으로는 변조신호를 어느 한 기지국이 생성하여 생성한 변조신호를 다른 기지국에 인계하는 구성으로 해도 좋다.
또, 도 59에서 신호(5901)는 송신 모드(「동일한 데이터를 송신」 또는 「다른 데이터를 송신」)에 관한 정보를 포함하고 있게 되며, 기지국은 이 신호를 취득함으로써 각 주파수 대역에서의 변조신호의 생성방법을 전환하게 된다. 여기에서는 신호(5901)는 도 59와 같이 다른 기기 혹은 네트워크로부터 입력하고 있으나, 예를 들어, 기지국 A(5902A)이 마스터국이 되고, 기지국 B(5902 B)에 신호(5901)에 상당하는 신호를 인계하도록 해도 좋다.
이상의 설명과 같이 기지국이 「다른 데이터를 송신」하는 경우, 그 송신방법에 적절한 프리코딩 행렬 및 위상변경방법을 설정하여 변조신호를 생성하게 된다.
한편, 「동일한 데이터를 송신」하는 경우, 2개의 기지국이 각각 변조신호를 생성하여 송신하게 된다. 이때, 각 기지국은 하나의 안테나에서 송신하기 위한 변조신호를 생성하는 것은 2개의 기지국을 함께 생각한 경우에는 2개의 기지국에서 식 (52)의 프리코딩 행렬을 설정한 것에 상당한다. 또, 위상변경방법에 대해서는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같으며, 예를 들어 (수 53)의 조건을 만족하면 좋다.
또, 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y는 시간과 함께 송신하는 방법을 변경해도 좋다. 따라서 도 61과 같이 시간이 경과하여 도 60과 같은 주파수 할당에서 도 61과 같은 주파수 할당으로 변경해도 좋다.
본 실시형태와 같이 함으로써 「동일한 데이터를 송신」, 「다른 데이터를 송신」의 어느 경우에 대해서도 수신장치에서 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다는 효과를 얻을 수 있는 동시에, 송신장치에서 위상 변경부의 공유화를 실행할 수 있다는 이점이 있다.
또, 본 실시형태는 송신방법으로 OFDM 방식을 이용한 경우를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, OFDM 방식 이외의, 멀티 캐리어 방식, 싱글 캐리어 방식을 이용한 경우에도 동일하게 실시하는 것은 가능하다. 이때, 스펙트럼 확산 통신방식을 이용하고 있어도 좋다. 또, 싱글 캐리어 방식을 이용하고 있는 경우 위상변경은 시간 축 방향으로 위상변경을 하게 된다.
또, 실시형태 3에서 설명한 것과 같이 「다른 데이터를 송신하는」 송신방법의 경우, 데이터심벌 만에 대해 위상변경을 실행하는 것으로 했다. 그러나 본 실시형태에서 설명한 「동일 데이터를 송신하는」 송신방법일 때, 위상변경은 데이터심벌에 한정되지 않으며, 송신신호의 송신프레임에 삽입되어 있는 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하게 된다(단, 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하지 않게 해도 좋으나, 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻기 위해서는 위상변경을 실행하면 좋다)
(실시형태 C3)
본 실시형태에서는 실시형태 C1을 응용한 중계기의 구성방법에 대하여 설명한다. 또, 중계기는 중계국이라고 호칭되는 경우도 있다.
도 62에 기지국(방송국), 중계기와 단말의 관계를 나타내고 있다. 기지국(6201)은 도 63에 나타내는 것과 같이 적어도 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y의 변조신호를 송신한다. 기지국(6201)은 안테나(6202A) 및 안테나(6202B)에서 각각 변조신호를 송신한다. 이때의 송신방법에 대해서는 도 63을 이용하여 이후에 설명한다.
중계기 A(6203 A)는 수신안테나(6204A)에서 수신한 수신신호(6205A) 및 수신안테나(6206A)에서 수신한 수신신호(6207A)를 복조 등의 처리를 실시하여 수신데이터를 얻는다. 그리고 그 수신데이터를 단말에 전송하기 위해 송신 처리를 하여 변조신호(6209A 및 6211A)를 생성해서 각각 안테나(6210A 및 6212A)에서 송신한다.
마찬가지로, 중계기 B(6203B)는 수신안테나(6204B)에서 수신한 수신신호(6205B) 및 수신안테나(6206B)에서 수신한 수신신호(6207B)를 복조 등의 처리를 하여 수신데이터를 얻는다. 그리고 그 수신데이터를 단말에 전송하기 위해 송신처리를 하여 변조신호(6209B 및 6211B)를 생성해서 각각 안테나(6210B 및 6212B)로부터 송신한다. 또, 여기에서는 중계기 B(6203 B)는 마스터 중계기로 하고 제어신호(6208)를 출력하며, 중계기 A(6203A)는 이 신호를 입력으로 한다. 또, 반드시 마스터 중계기를 설치할 필요는 없고, 기지국(6201)이 중계기 A(6203 A), 중계기 B(6203 B)에 개별적으에서 제어정보를 전송하는 것으로 해도 좋다.
단말 P(5907)는 중계기 A(6203A)가 송신한 변조신호를 수신하여 데이터를 얻는다. 단말 Q(5908)는 중계기 A(6203A) 및 중계기 B(6203B)가 송신한 신호를 수신하여 데이터를 얻는다. 단말 R(6213)은 중계기 B(6203B)가 송신한 변조신호를 수신하여 데이터를 얻는다.
도 63은 기지국이 송신하는 송신신호 중 안테나(6202A)에서 송신하는 변조신호의 주파수 할당 및 안테나(6202B)에서 송신하는 변조신호의 주파수 할당을 나타내고 있다. 도 63에서 가로축을 주파수, 세로축을 송신파워로 한다.
도 63에 나타내는 것과 같이, 안테나(6202A)에서 송신하는 변조신호 및 안테나(6202B)에서 송신하는 변조신호는 적어도 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y를 사용하고 있고, 주파수 대역 X를 이용하여 제 1 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있으며, 또, 주파수 대역 Y를 이용하여 제 1 채널과는 다른 제 2 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있는 것으로 한다.
그리고 제 1 채널의 데이터는, 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이, 주파수 대역 X를 이용하여 「다른 데이터를 송신」하는 모드로 전송한다. 따라서 도 63에 나타내는 것과 같이 안테나(6202A)에서 송신하는 변조신호 및 안테나(6202B)에서 송신하는 변조신호는 주파수 대역 X의 성분을 포함하게 된다. 그리고 주파수 대역 X의 성분은 중계기 A 및 중계기 B로 수신되게 된다. 따라서 주파수 대역 X의 변조신호는 실시형태 1, 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩(가중합성) 및 위상변경이 실시되게 된다.
제 2 채널의 데이터는 도 63에서는 도 62의 안테나(6202A)에서 송신되는 주파수 대역 Y의 성분에 의해 데이터가 전송된다. 그리고 주파수 대역 Y의 성분은 중계기 A 및 중계기 B로 수신되게 된다.
도 64는 중계기 A, 중계기 B가 송신하는 송신신호 중 중계기 A의 안테나(6210A)에서 송신하는 변조신호(6209A), 안테나(6212A)에서 송신하는 변조신호(6211A)의 주파수 할당 및 중계기 B의 안테나(6210B)에서 송신하는 변조신호(6209B), 안테나(6212B)에서 송신하는 변조신호(6211B)의 주파수 할당을 나타내고 있다. 도 64에서 가로축을 주파수, 세로축을 송신파워로 한다.
도 64에 나타내는 것과 같이, 안테나(6210A)에서 송신하는 변조신호(6209A) 및 안테나(6212A)에서 송신하는 변조신호(6211A)는 적어도 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y를 사용하고 있고, 또, 안테나(6210B)에서 송신하는 변조신호 (6209B) 및 안테나(6212B)에서 송신하는 변조신호(6211B)는 적어도 주파수 대역 X와 주파수 대역 Y를 사용하고 있으며, 주파수 대역 X를 이용하여 제 1 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있고, 또, 주파수 대역 Y를 이용하여 제 2 채널의 데이터의 전송을 실행하고 있는 것으로 한다.
그리고 제 1 채널의 데이터는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이 주파수 대역 X를 이용하여 「다른 데이터를 송신」하는 모드로 전송한다. 따라서 도 64에 나타내는 것과 같이, 안테나(6210A)에서 송신하는 변조신호(6209A) 및 안테나(6212A)에서 송신하는 변조신호(6211A)는 주파수 대역 X의 성분을 포함하게 된다. 그리고 주파수 대역 X의 성분은 단말 P로 수신되게 된다. 마찬가지로, 도 64에 나타내는 것과 같이 안테나(6210B)에서 송신하는 변조신호(6209B) 및 안테나(6212B)에서 송신하는 변조신호(6211B)는 주파수 대역 X의 성분을 포함하게 된다. 그리고 주파수 대역 X의 성분은 단말 R로 수신되게 된다. 따라서 주파수 대역 X의 변조신호는 실시형태 1, 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩(가중합성) 및 위상변경이 실시되게 된다.
제 2 채널의 데이터는 도 64에서는 도 62의 중계기 A(6203A)의 안테나(6210A) 및 중계기 B(6203B)의 안테나(6210B)에서 송신되는 변조신호의 주파수 대역 Y의 성분을 이용하여 전송되게 된다. 이때, 도 62의 중계기 A(6203A)의 안테나(6210A)에서 송신되는 변조신호(6209A)의 주파수 대역 Y의 성분 및 중계기 B(6203B)의 안테나(6210B)에서 송신되는 변조신호(6209B)의 주파수 대역 Y의 성분에 의해 실시형태 C1에서 설명한 「동일 데이터를 송신하는」 송신 모드를 사용하게 된다. 그리고 주파수 대역 Y의 성분은 단말 Q로 수신되게 된다.
다음에, 도 62에서의 중계기 A(6203A)와 중계기 B(6203B)의 구성을 도 65를 이용하여 설명한다.
도 65는 중계기의 수신부와 송신부의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 56과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다. 수신부(6203X)는 수신안테나(6501a)에서 수신한 수신신호(6502a) 및 수신안테나(6501b)에서 수신한 수신신호(6502b)를 입력으로 하여, 주파수 대역 X의 성분에 대하여 신호처리(신호의 분리 또는 합성, 오류정정 복호 등의 처리)를 실시하여 기지국이 주파수 대역 X를 이용하여 전송한 데이터(6204X)를 얻으며, 이를 분배부(404)에 출력하는 동시에 제어정보에 포함되는 송신방법의 정보를 얻어서(중계기가 송신할 때의 송신방법의 정보도 얻는다), 프레임 구성신호(313)을 출력한다.
또, 수신부(6203X) 이후는 주파수 대역 X로 송신하기 위한 변조신호를 생성하기 위한 처리부가 된다. 또, 수신부에 대해서는, 도 65에서 나타내고 있는 것과 같이 주파수 대역 X의 수신부만이 아니라 다른 주파수 대역의 수신부를 그외에도 구비하고 있으며, 각 수신부에서는 그 주파수 대역을 이용하여 송신하기 위한 변조신호를 생성하기 위한 처리부를 구비하게 된다.
분배부(404)의 동작의 개요는 실시형태 C2에서 설명한 기지국에서의 분배부의 동작과 동일하다.
중계기 A(6203A)와 중계기 B(6203B)는, 도 64와 같이 송신하는 경우, 주파수 대역 X에서는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이 다른 2개의 변조신호를 생성하고(프리코딩, 위상변경을 실행한다), 2개의 변조신호를 각각 중계기 A(6203A)는 도 62의 안테나(6210A 및 6212A)에서, 중계기 B(6203 B)는 도 62의 안테나(6210B 및 6212B)에서 송신한다.
주파수 대역 Y에서는 중계기 A(6203A)는 도 65에서 주파수 대역 X에 관련하는 신호처리부(6500)에 대응하는 주파수 대역 Y에 관련하는 처리부(6500)에서(6500은 주파수 대역 X 관련의 신호처리부이나, 주파수 대역 Y에 대해서도 마찬가지로 신호처리부를 구비하므로, 6500 내의 부가한 번호로 설명한다), 인터리버(304A), 매핑부(306A), 가중합성부(308A), 위상 변경부(5201)를 동작시켜서 변조신호(5202)를 생성하여, 변조신호(5202)에 상당하는 송신신호를 도 13의 안테나(1310A), 즉, 도 62의 안테나(6210A)에서 송신한다. 마찬가지로 중계기 B(6203B)는 도 62에서 주파수 대역 Y에서의 인터리버(304A), 매핑부(306A), 가중합성부(308A), 위상 변경부(5201)를 동작시켜서 변조신호(5202)를 생성하여, 변조신호(5202)에 상당하는 송신신호를 도 13의 안테나(1310A), 즉, 도 62의 안테나(6210B)에서 송신한다.
또, 기지국은 도 66에 나타내는 것과 같이(도 66은 기지국이 송신하는 변조신호의 프레임 구성이며 가로축은 시간, 세로축은 주파수이다), 송신방법에 관한 정보(6601), 중계기가 실시하는 위상변경에 관한 정보(6602), 데이터심벌(6603)을 송신하며, 중계기는 송신방법에 관한 정보(6601), 중계기가 실시하는 위상변경에 관한 정보(6602)를 얻음으로써 송신신호에 실시하는 위상변경의 방법을 결정할 수 있다. 또, 도 66에서의 중계기가 실시하는 위상변경에 관한 정보(6602)가 기지국이 송신한 신호에 포함되지 않은 경우에는 도 62에 나타내는 것과 같이 중계기 B(6203B)가 마스터가 되며, 중계기 A(6203A)에 위상변경방법의 지시를 해도 좋다.
이상의 설명과 같이, 중계기가 「다른 데이터를 송신」하는 경우, 그 송신방법에 적절한 프리코딩 행렬 및 위상변경방법을 설정하여 변조신호를 생성하게 된다.
한편, 「동일한 데이터를 송신」하는 경우, 2개의 중계기가 각각 변조신호를 생성하여 송신하게 된다. 이때, 각 중계기는 하나의 안테나로부터 송신하기 위한 변조신호를 생성하는 것은 2개의 중계기를 아울러서 생각한 경우, 2개의 중계기에서 식 (52)의 프리코딩 행렬을 설정한 것에 상당한다. 또, 위상변경방법에 대해서는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같으며, 예를 들어 (수 53)의 조건을 만족하면 좋다.
또, 실시형태 C1에서 설명한 것과 같이, 주파수 대역 X와 같이 기지국, 중계기 모두 2개의 안테나에서 각각 변조신호를 송신하고, 2개의 안테나에서 동일한 데이터를 송신하도록 해도 좋다. 이때의 기지국 및 중계기의 동작에 대해서는 실시형태 C1에서 설명한 것과 같다.
본 실시형태와 같이 함으로써 「동일한 데이터를 송신」, 「다른 데이터를 송신」의 어느 경우에 대해서도 수신장치에서 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다는 효과를 얻을 수 있는 동시에 송신장치에서 위상 변경부의 공유화를 실행할 수 있다는 이점이 있다.
또, 본 실시형태는 송신방법으로 OFDM 방식을 이용한 경우를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, OFDM 방식 이외의, 멀티 캐리어 방식, 싱글 캐리어 방식을 이용한 경우에도 동일하게 실시할 수 있다. 이때, 스펙트럼 확산 통신방식을 이용하고 있어도 좋다. 또, 싱글 캐리어 방식을 이용하고 있는 경우, 위상변경은 시간 축 방향으로 위상변경을 하게 된다.
또, 실시형태 3에서 설명한 것과 같이 「다른 데이터를 송신하는」 송신방법의 경우, 데이터심벌 만에 대해 위상변경을 실행하는 것으로 했다. 그러나 본 실시형태에서 설명한 「동일 데이터를 송신하는」 송신방법일 때, 위상변경은 데이터심벌에 한정되지 않으며, 송신신호의 송신프레임에 삽입되어 있는 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하게 된다(단, 파일럿심벌이나 제어심벌 등의 심벌에 대해서도 위상변경을 실행하지 않게 해도 좋으나, 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻기 위해서는 위상변경을 실행하면 좋다).
(실시형태 C4)
본 실시형태에서는 「실시형태 1」, 「그 외 보충」에서 설명한 위상변경방법과는 다른 위상변경방법에 대하여 설명한다.
실시형태 1에서 프리코딩 행렬의 예로 식 (36)이 주어지고, 그 외 보충에서 프리코딩 행렬의 예로 식 (50)이 주어졌다. 그리고 실시형태 A1에서 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 주기 N을 위한 위상변경 값(도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서는 일방의 베이스밴드신호에만 위상변경을 주게 되므로, 위상변경 값이 된다)으로 PHASE[i](i=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수))라고 표현했다. 그리고 본 명세서에서 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우(즉, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53), 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 주고 있다. 이때 PHASE[k]를 이하와 같이 준다.
Figure pct00055
이때, k=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (k는 0 이상 N-1 이하의 정수)로 한다.
이와 같이 하면, 수신장치에서, 특히, 전파 환경이 LOS 환경일 때 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다. 이는 LOS 환경에서 위상변경을 실행하지 않는 경우에는 정상적인 위상 관계이던 것이 위상변경을 실행함으로써 위상 관계의 변경이 이루어지며, 이에 의해 버스트(Burst)적으로 전파환경이 나쁜 상황이 회피되기 때문이다. 또, 식 (54)과는 다른 방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00056
이때, k=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (k는 0 이상 N-1 이하의 정수)로 한다.
또, 다른 위상변경방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00057
이때, k=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (k는 0 이상 N-1 이하의 정수)로 하며, Z는 고정 값으로 한다.
또, 다른 위상변경방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00058
이때, k=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (k는 0 이상 N-1 이하의 정수)로 하며, Z는 고정 값으로 한다.
이상과 같이, 본 실시형태와 같은 위상변경을 실행함으로써 수신장치는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 커진다고 하는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태의 위상변경은 싱글 캐리어 방식에의 적용에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송의 경우도 적용할 수 있다. 따라서 예를 들어 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM 방식, SC-FDMA, SC-OFDM 방식, 비 특허문헌 7 등에서 나타내고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 동일하게 실시할 수 있다. 앞에서 설명한 것과 같이, 본 실시형태에서는 위상변경을 실행하는 설명으로 시간 t축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우가 있으나, 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행할 때와 마찬가지로, 즉, 본 실시형태에서 t방향에서의 위상변경의 설명에서 t를 f(f：주파수((서브)캐리어))로 치환하여 생각함으로써 본 실시형태에서 설명한 위상변경을 주파수 방향으로의 위상 변경에 적용할 수 있게 된다. 또, 본 실시형태의 위상변경방법은 실시형태 1의 설명과 마찬가지로 시간-주파수 방향에 대한 위상 변경에 대하여 적용하는 것도 가능하다. 또, 본 실시형태에서 설명한 위상변경방법은 실시형태 A1에서 설명한 내용을 만족하면 수신장치에서 양호한 데이터 품질을 얻을 수 있을 가능성이 크다.
(실시형태 C5)
본 실시형태에서는 「실시형태 1」, 「그 외 보충」, 「실시형태 C4」에서 설명한 위상변경방법과는 다른 위상변경방법에 대하여 설명한다.
실시형태 1에서 프리코딩 행렬의 예로 식 (36)이 주어지고, 그 외 보충에 대하여 프리코딩 행렬의 예로 식 (50)이 주어졌다. 그리고 실시형태 A1에서 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 주기 N을 위한 위상변경 값(도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서는 일방의 베이스밴드신호에만 위상변경을 주게 되므로, 위상변경 값이 된다)로 PHASE[i](i=0, 1, 2, …, N-2, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수))로 표현했다. 그리고 본 명세서에서 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우(즉, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53), 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 주고 있다.
본 실시형태에서의 위상변경방법의 특징적인 점은 주기 N=2n+1로 나타내는 점이다. 그리고 주기 N=2n+1을 실현하기 위해 준비하는 다른 위상변경 값은 n+1개가 된다. 그리고 n+1개의 다른 위상변경 값 중 n개의 위상변경 값은 1주기 내에서 각각 2회 이용되며, 1개의 위상변경 값은 1회 이용됨으로써 주기 N=2n+1이 실현된다. 이하에서는 이때의 위상변경 값에 대하여 상세하게 설명한다.
주기 N=2n+1이 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 실현하기 위해 필요로 하는 n+1개의 다른 위상변경 값을 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]으로 한다(i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n(i는 0 이상 n 이하의 정수)). 이때, n+1개의 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]의 예를 이하와 같이 나타낸다.
Figure pct00059
이때, k=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n(k는 0 이상 n 이하의 정수)으로 한다. 식 (58)의 n+1개의 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서 PHASE[0]을 1회 이용하고, 또한, PHASE[1] ~ PHASE[n]를 각각 2회 이용(PHASE[1]을 2회 이용하고 PHASE[2]를 2회 이용하며 …, PHASE[n-1]을 2회 이용하고 PHASE[n]를 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2n+1이 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법으로 함으로써 적은 위상변경 값으로 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 실현할 수 있으며, 수신장치는 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 준비하는 위상변경 값이 적으므로, 송신장치, 수신장치의 효과를 삭감할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이상과 같이 수신장치에서, 특히 전파환경이 LOS 환경일 때 데이터의 수신품질이 향상하는 효과를 얻을 수 있다. 이는, LOS 환경에서 위상변경을 실행하지 않은 경우에는 정상적인 위상 관계였던 것이 위상변경을 실행함으로써 위상 관계의 변경이 이루어지며, 이에 의해 버스트적으로 전파환경이 나쁜 상황이 회피되기 때문이다. 또, 식 (58)과는 다른 방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00060
이때, k=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n(k는 0 이상 n 이하의 정수)로 한다.
식 (59)의 n+1개의 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서 PHASE[0]을 1회 이용하고, 또한, PHASE[1] ~ PHASE[n]를 각각 2회 이용(PHASE[1]을 2회 이용하고 PHASE[2]를 2회 이용하며 …, PHASE[n-1]을 2회 이용하고 PHASE[n]를 2회 이용한다)함으로써 주기 N=2n+1의 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법으로 함으로써, 적은 위상변경 값으로 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 실현할 수 있으며, 수신장치는 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 준비하는 위상변경 값이 적으므로 송신장치, 수신장치의 효과를 삭감할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
또, 다른 방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00061
이때, k=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n(k는 0 이상 n 이하의 정수)로 하고, Z는 고정 값으로 한다.
식 (60)의 n+1개의 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서, PHASE[0]을 1회 이용하고, 또한, PHASE[1] ~ PHASE[n]를 각각 2회 이용(PHASE[1]을 2회 이용하고 PHASE[2]를 2회 이용하며 …, PHASE[n-1]을 2회 이용하고 PHASE[n]를 2회 이용한다)함으로써 주기 N=2n+1의 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법으로 함으로써, 적은 위상변경 값으로 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 실현할 수 있으며, 수신장치는 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 준비하는 위상변경 값이 적으므로 송신장치, 수신장치의 효과를 삭감할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
또, 다른 방법으로 PHASE[k]를 이하와 같이 주어도 좋다.
Figure pct00062
이때, k=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n(k는 0 이상 n 이하의 정수)으로 하고, Z는 고정 값으로 한다.
식 (61)의 n+1개의 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], …, PHASE[i], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서 PHASE[0]을 1회 이용하고, 또한, PHASE[1] ~ PHASE[n]를 각각 2회 이용(PHASE[1]을 2회 이용하고 PHASE[2]를 2회 이용하며 …, PHASE[n-1]을 2회 이용하고 PHASE[n]를 2회 이용한다)함으로써 주기 N=2n+1의 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법으로 함으로써, 적은 위상변경 값으로 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 실현할 수 있으며, 수신장치는 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 준비하는 위상변경 값이 적으므로 송신장치, 수신장치의 효과를 삭감할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
이상과 같이 본 실시형태와 같은 위상변경을 실행함으로써 수신장치는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 커진다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태의 위상변경은 싱글 캐리어 방식에의 적용에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송의 경우도 적용할 수 있다. 따라서 예를 들어 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM 방식, SC-FDMA, SC-OFDM 방식, 비 특허문헌 7 등에서 나타나고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 동일하게 실시할 수 있다. 앞에서 설명한 것과 같이, 본 실시형태에서는 위상변경을 실행하는 설명으로 시간 t축 방향에서 위상변경을 실행하는 경우가 있으나, 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행할 때와 마찬가지로, 즉, 본 실시형태에서 t방향에서의 위상변경의 설명에서 t를 f(f：주파수((서브)캐리어))로 치환하여 생각함으로써 본 실시형태에서 설명한 위상변경을 주파수 방향으로 위상 변경에 적용할 수 있게 된다. 또, 본 실시형태의 위상변경방법은 실시형태 1의 설명과 마찬가지로 시간-주파수 방향에 대한 위상 변경에 대하여 적용하는 것도 가능하다.
(실시형태 C6)
본 실시형태에서는 비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(단, QC-LDPC부호가 아닌 LDPC(블록) 부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호 등의 블록부호, 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의, 특히 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법을 이용한 때에 대하여 상세하게 설명한다. 여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용하여 부호화를 실행한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에서 이하에서 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실행한 때, 제어정보 등(예를 들어, CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)이 필요할 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는 예를 들어 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송의 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 34에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 앞에서 설명한 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌이 할당되게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞의 설명에서 정의한 슬롯과 위상의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 주기 5의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 4의 송신장치의 위상 변경부를 위해 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비하는 것으로 한다. 단, 실시형태 C5에서 설명한 것과 같이 다른 위상변경 값은 3개 존재하게 된다. 따라서 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값 중에는 동일한 위상변경 값이 존재하게 된다(도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우에는 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 한다. 따라서 이 경우 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]로 나타내는 것으로 한다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞에서의 설명에서 정의한 슬롯과 위상의 관계에 대하여 설명한다.
변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상변경 값에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상변경 값의 영향이 큰 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에 대해, 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.
이상과 같이 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서 주기 N=2n+1을 실현하기 위한 위상변경 값 P[0], P[1], …, P[2n-1], P[2n](단, P[0], P[1], …, P[2n-1], P[2n]은 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[n-1], PHASE[n]으로 구성되어 있다(실시형태 C5참조))으로 한 때의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(i는 0 이상 2n 이하의 정수)), 위상변경 값 P[2n] 을 사용하는 슬롯 수를 K2n로 한 때,
<조건 ＃C01>
K0=K1=…=Ki=…=K2n, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
로 하면 좋다.
실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서 주기 N=2n+1을 실현하기 위한 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 G0, 위상변경 값 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 G1, 위상변경 값 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Gi(i=0, 1, 2, …, n-1, n(i는 0 이상 n 이하의 정수)), 위상변경 값 PHASE[n] 을 사용하는 슬롯 수를 Gn로 한 때 <조건 ＃C01>은 이하와 같이 나타낼 수 있다.
<조건 ＃C02>
2×G0=G1=…=Gi=…=Gn, 즉, 2×G0=Ga, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식에서 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃C01>(<조건 ＃C02>)이 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일하게 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃C01>(<조건 ＃C02>)를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃C01>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃C03>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃C03>를 다른 표현으로 하면 이하의 조건이 된다.
<조건 ＃C04>
Ga와 Gb의 차이는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜Ga-Gb｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수, b는 1 이상 n 이하의 정수), a≠b)
및
2×G0과 Ga의 차이는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G0-Ga｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
도 35는 블록부호를 이용한 때의 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 35는 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송의 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 35에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되며, 또, 2개의 부호화기가 존재하므로 2개의 스트림에서는 다른 부호블록을 전송하게 된다. 따라서 변조방식이 QPSK일 때 s1, s2에 의해 2개의 부호화블록이 동일 구간 내에서 송신되므로, 예를 들어 s1에 의해 제 1 부호화 후의 블록이 송신되고, s2에 의해 제 2 부호화블록이 송신되게 되므로, 제 1, 제 2 부호화 후의 블록을 송신하기 위해 3000슬롯이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 2 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞에서의 설명에서 정의한 슬롯과 위상의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 주기 5의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 4의 송신장치의 위상 변경부를 위하여 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비하는 것으로 한다. 단, 실시형태 C5에서 설명한 것과 같이, 다른 위상변경 값은 3개가 존재하게 된다. 따라서 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값 중에는 동일한 위상변경 값이 존재하게 된다(도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우에는 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 한다. 따라서 이 경우 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상변경 값에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상변경 값의 영향이 큰 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해서는 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.
이상과 같이, 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서 주기 N=2n+1을 실현하기 위한 위상변경 값 P[0], P[1], …, P[2n-1], P[2n](단, P[0], P[1], …, P[2n-1], P[2n]은 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[n-1], PHASE[n]으로 구성되어 있다(실시형태 C5참조))로 한 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(i는 0 이상 2n 이하의 정수)), 위상변경 값 P[2n] 을 사용하는 슬롯 수를 K2n로 한 때,
<조건 ＃C05>
K0=K1=…=Ki=…=K2n, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 1 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 1, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 1 (i=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(i는 0 이상 2n 이하의 정수)), 위상변경 값 P[2n] 을 사용하는 횟수를 K2n , 1로 한 때,
<조건 ＃C06>
K0 , 1=K1 , 1=…=Ki , 1=…=K2n , 1, 즉, Ka , 1=Kb , 1, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 2 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 2, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 2, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 2(i=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(i는 0 이상 2n 이하의 정수)), 위상변경 값 P[2n] 을 사용하는 횟수를 K2n , 2로 한 때,
<조건 ＃C07>
K0 , 2=K1 , 2=…=Ki, 2=…=K2n , 2, 즉, Ka, 2=Kb , 2, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
이면 좋다.
실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서 주기 N=2n+1을 실현하기 위한 다른 위상변경 값 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[n-1], PHASE[n]에서 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 G0 , 위상변경 값 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 G1, 위상변경 값 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Gi(i=0, 1, 2, …, n-1, n(i는 0 이상 n 이하의 정수)), 위상변경 값 PHASE[n] 을 사용하는 슬롯 수를 Gn로 한 때, <조건 ＃C05>는 이하와 같이 나타낼 수 있다.
<조건 ＃C08>
2×G0=G1=…=Gi=…=Gn, 즉, 2×G0=Ga, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
이며, 제 1 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 G0 , 1, 위상변경 값 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 1, 위상변경 값 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Gi , 1 (i=0, 1, 2, …, n-1, n(i는 0 이상 n 이하의 정수)), 위상변경 값 PHASE[n] 을 사용하는 횟수를 Gn , 1로 한 때,
<조건 ＃C09>
2×G0 , 1=G1 , 1=…=Gi , 1=…=Gn , 1, 즉, 2×G0 , 1=Ga , 1, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
이며, 제 2 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 G0 , 2, 위상변경 값 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 G1 , 2, 위상변경 값 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Gi , 2(i=0, 1, 2, …, n-1, n(i는 0 이상 n 이하의 정수)), 위상변경 값 PHASE[n] 을 사용하는 횟수를 Gn , 2로 한 때,
<조건 ＃C10>
2×G0 , 2=G1 , 2=…=Gi , 2=…=Gn , 2, 즉, 2×G0 , 2=Ga , 2, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
이면 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃C05>, <조건 ＃C06>, <조건 ＃C07>(<조건 ＃C08>, <조건 ＃C09>, <조건 ＃C10>)이 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일한 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃C05>, <조건 ＃C06>, <조건 ＃C07>(<조건 ＃C08>, <조건 ＃C09>, <조건 ＃C10>)를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃C05>, <조건 ＃C06>, <조건 ＃C07>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃C11>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n((a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수)), a≠b)
<조건 ＃C12>
Ka , 1과 Kb , 1의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 1-Kb , 1｜은 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n((a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수)), a≠b)
<조건 ＃C13>
Ka , 2와 Kb , 2의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 2-Kb , 2｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2n-1, 2n(a는 0 이상 2n 이하의 정수, b는 0 이상 2n 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃C11>, <조건 ＃C12>, <조건 ＃C13>을 다른 표현으로 하면 이하의 조건이 된다.
<조건 ＃C14>
Ga와 Gb의 차이는 0, 1 또는 2, 즉,｜Ga-Gb｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n((a는 1 이상 n 이하의 정수, b는 1 이상 n 이하의 정수)), a≠b)
및
2×G0과 Ga의 차이는 0, 1 또는 2, 즉,｜2×G0-Ga｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
<조건 ＃C15>
Ga , 1과 Gb , 1의 차이는 0, 1 또는 2, 즉,｜Ga , 1-Gb , 1｜은 0 또는 1 또는 2
(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수, b는 1 이상 n 이하의 정수), a≠b)
및
2×G0 , 1과 Ga , 1의 차이는 0, 1 또는 2, 즉,｜2×G0 , 1-Ga , 1｜은 0 또는 1 또는 2
(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
<조건 ＃C16>
Ga , 2와 Gb , 2의 차이는 0, 1 또는 2, 즉,｜Ga , 2-Gb , 2｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수, b는 1 이상 n 이하의 정수), a≠b)
및
2×G0 , 2와 Ga , 2의 차이는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G0 , 2-Ga , 2｜는 0 또는 1 또는 2
(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1 이상 n 이하의 정수))
이상과 같이, 부호화 후의 블록과 위상변경 값을 연관시킴으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값에 편중이 없어지므로, 수신장치에서 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 주기 N의 위상변경방법을 위해서는 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)이 필요하다. 이때, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)으로 P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]의 순으로 배열하는 방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트) P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]을 실시형태 1과 마찬가지로 시간 축, 주파수-시간 축의 블록에 대하여 심벌을 배치함으로써 위상을 변경할 수도 있다. 또, 주기 N의 위상변경방법으로 설명하고 있으나, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 랜덤하게 이용하도록 해도 같은 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 이용할 필요는 없으나, 상기에서 설명한 조건을 만족하는 것은 수신장치에서 높은 데이터의 수신품질을 얻는데 있어서는 중요하다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이와 같은 모드에서 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있도록 해도 좋다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식이란, 비 특허문헌 3에 나타내고 있는 것과 같이 선택한 변조방식으로 매핑한 신호 s1, s2를 각각 다른 안테나에서 송신하는 방법이며, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식이란, 프리코딩만을 실행하는(위상변경을 실행하지 않는) 방식이다. 또, 시공간블록부호화 방식이란, 비 특허문헌 9, 16, 17에 나타내고 있는 전송방식이다. 1 스트림만 송신이란, 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1의 신호를 소정의 처리를 실행하여 안테나에서 송신하는 방법이다.
또, OFDM과 같은 멀티 캐리어의 전송방식을 이용하고 있고, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군과는 다른 제 2 캐리어 군, …과 같이 복수의 캐리어 군으로 멀티 캐리어 전송을 실현하고 있고, 캐리어 군마다 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 어느 하나에 설정해도 좋으며, 특히, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.
또, 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 P[i]의 위상변경 값을 「X라디안」으로 한 경우, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 된다. 그리고 양자의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 P[i]의 위상변경 세트를 「X라디안」 및 「Y라디안」으로 한 경우, 도 26, 도 27, 도 28, 도 52, 도 54에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 되며, ejY를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'에 승산하게 된다.
(실시형태 C7)
본 실시형태에서는 비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(단, QC-LDPC부호가 아닌 LDPC(블록) 부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호 등의 블록부호, 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 실시형태 A1, 실시형태 C6를 일반화시킨 경우에 대하여 설명한다. 여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용하여 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않은 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실시한 때, 제어정보 등 (예를 들어, CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)이 필요한 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는, 예를 들어 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이, s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 34에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트인 것으로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 앞에서 설명한 3000 심벌은 s1에 1500 심벌 s2에 1500 심벌 할당할 수 있게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때, 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞의 설명에서 정의한 슬롯과 위상의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 주기 5의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 주기 5의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]로 한다. 단, P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]에는 적어도 2개 이상의 다른 위상변경 값이 포함되어 있으면 좋다(P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]에 동일한 위상변경 값이 포함되어 있어도 좋다). (도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 한다. 따라서 이 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다).
변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상변경 값에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상변경 값의 영향이 큰 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.
이상과 같이, 주기 N의 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서의 위상변경 값 P[0], P[1], …, P[N-2] , P[N-1]로 나타내는 것으로 한다. 단, P[0], P[1], …, P[N-2] , P[N-1]은 적어도 2개 이상의 다른 위상변경 값으로 구성되어 있는 것으로 한다(P[0], P[1], …, P[N-2] , P[N-1]에 동일한 위상변경 값이 포함되어 있어도 좋다). 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상변경 값 P[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN-1로 한 때,
<조건 ＃C17>
K0=K1=…=Ki=…=KN -1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이면 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식에서 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃C17>가 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일해지는 일도 있을 수 있다. ), 경우에 따라서는 <조건 ＃C17>를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃C17>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃C18>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
도 35는 블록부호를 이용한 때의 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 35는 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 35에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 3의 송신장치 및 도 12의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되고, 또 2개의 부호화기가 존재하므로 2개의 스트림에서는 다른 부호블록을 전송하게 된다. 따라서 변조방식이 QPSK일 때 s1, s2에 의해 2개의 부호화블록이 동일 구간 내에서 송신되는 것으로부터, 예를 들어 s1에 의해 제 1 부호화 후의 블록이 송신되며, s2에 의해 제 2 부호화블록이 송신되게 되므에서 제 1, 제 2 부호화 후의 블록을 송신하기 위해 3000슬롯이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 2 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞의 설명에서 정의한 슬롯과 위상의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 주기 5의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 4의 송신장치의 위상 변경부를 위하여 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트) P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]를 준비하는 것으로 한다. 단, P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]에는 적어도 2개 이상의 다른 위상변경 값이 포함되어 있으면 좋다(P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]에 동일한 위상변경 값이 포함되어 있어도 좋다). (도 6과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 도 26과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1' 및 z2'의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 한다. 따라서 이 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 주기 5를 위한 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 P[0], P[1], P[2], P[3], P[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상변경 값에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상변경 값의 영향이 큰 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 600회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에서 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상변경 값 P[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상변경 값 P[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.
이상과 같이, 주기 N의 규칙적으로 위상변경 값을 전환하는 위상변경방법에서의 위상변경 값을 P[0], P[1], P[2], …, P[N-2] , P[N-1]로 나타내는 것으로 한다. 단, P[0], P[1], P[2], …, P[N-2] , P[N-1]은 적어도 2개 이상의 다른 위상변경 값으로 구성되어 있는 것으로 한다(P[0], P[1], P[2], …, P[N-2] , P[N-1]에 동일한 위상변경 값이 포함되어 있어도 좋다). 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상변경 값 P[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN -1로 한 때,
<조건 ＃C19>
K0=K1=…=Ki=…=KN -1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 1 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 1, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 1, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 1 (i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상변경 값 P[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 1로 한 때,
<조건 ＃C20>
K0 , 1=K1 , 1=…=Ki , 1=…=KN -1, 1, 즉, Ka , 1=Kb , 1, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 2 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상변경 값 P[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 2, 위상변경 값 P[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 2, 위상변경 값 P[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 2(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상변경 값 P[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 2로 한 때,
<조건 ＃C21>
K0 , 2=K1 , 2=…=Ki , 2=…=KN -1, 2, 즉, Ka , 2=Kb , 2, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이면 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식에서 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃C19>, <조건 ＃C20>, <조건 ＃C21>이 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일한 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃C19>, <조건 ＃C20>, <조건 ＃C21>를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃C19>, <조건 ＃C20>, <조건 ＃C21>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃C22>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃C23>
Ka , 1과 Kb , 1의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 1-Kb , 1｜은 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃C24>
Ka , 2와 Kb , 2의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 2-Kb , 2｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이상과 같이, 부호화 후의 블록과 위상변경 값을 연관시킴으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값에 편중이 없어지므로, 수신장치에서 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 주기 N의 위상변경방법을 위해서는 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)이 필요하다. 이때, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)으로서 P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]의 순으로 배열방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트) P[0], P[1], P[2], …, P[N-2], P[N-1]을 실시형태 1과 동일하게 시간 축, 주파수-시간 축의 블록에 대하여 심벌을 배치함으로써 위상을 변경할 수도 있다. 또, 주기 N의 위상변경방법으로 설명하고 있으나, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있는, 즉, 반드시, 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 이용할 필요는 없으나, 상기에서 설명한 조건을 만족하는 것은 수신장치에서 높은 데이터의 수신품질을 얻는데 있어서는 중요하다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이와 같은 모드에서 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있도록 해도 좋다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식이란, 비 특허문헌 3에 나타내고 있는 것과 같이 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1, s2를 각각 다른 안테나로부터 송신하는 방법이며, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식이란, 프리코딩만을 실행하는(위상변경을 실행하지 않는다) 방식이다. 또, 시공간블록부호화 방식이란, 비 특허문헌 9, 16, 17에 나타내고 있는 전송방식이다. 1 스트림만 송신이란, 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1의 신호를 소정의 처리를 실행하여 안테나에서 송신하는 방법이다.
또, OFDM과 같은 멀티 캐리어의 전송방식을 이용하고 있으며, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군과는 다른 제 2 캐리어 군, …과 같이 복수의 캐리어 군으로 멀티 캐리어 전송을 실현하고 있고, 캐리어 군마다 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 어느 한쪽으로 설정해도 좋으며, 특히, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.
또, 일방의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 P[i]의 위상변경 값을 「X라디안」으로 한 경우, 도 3, 도 4, 도 6, 도 12, 도 25, 도 29, 도 51, 도 53에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 된다. 그리고 양자의 프리코딩 후의 베이스밴드신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 예를 들어 P[i]의 위상변경 세트를 「X라디안」 및 「Y라디안」으로 한 경우, 도 26, 도 27, 도 28, 도 52, 도 54에서의 위상 변경부에서 ejX를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2'에 승산하게 되며 ejY를 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1'에 승산하게 된다.
(실시형태 D1)
본 실시형태에서는 먼저 실시형태 1의 변형 예에 대하여 설명한다. 도 67은 본 실시형태에서의 송신장치의 구성의 일례이며, 도 3과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있고, 또, 이하에서는 도 3에서의 설명과 동일하게 동작 부분에 대해서는 설명을 생략한다. 그리고 도 67이 도 3과 다른 점은 가중합성부의 직후에 베이스밴드신호 교체부(6702)가 삽입되어 있는 부분이다. 따라서 이하에서는 베이스밴드신호 교체부(6702) 주변 동작의 동작을 중심으로 설명을 한다.
도 21에 가중합성부(308A, 308B)의 구성을 나타낸다. 도 21에서 점선으로 둘러싸이는 영역이 가중합성부가 된다. 베이스밴드신호(307A)는 w11과 승산하여 w11ㆍs1(t)를 생성하고, w21과 승산하여 w21ㆍs1(t)를 생성한다. 마찬가지로 베이스밴드신호(307B)는 w12와 승산하여 w12ㆍs2(t)를 생성하고, w22와 승산하여 w22ㆍs2(t)를 생성한다. 다음에, z1(t)=w11ㆍs1(t)＋w12ㆍs2(t), z2(t)=w21ㆍs1(t)＋w22ㆍs2(t)를 얻는다. 이때, s1(t) 및 s2(t)는, 실시형태 1의 설명에서 알 수 있는 것과 같이, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK, 8 PSK(8 Phase Shift Keying), 16QAM, 32 QAM(32 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, 256QAM, 16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying) 등의 변조방식의 베이스밴드신호가 된다. 여기서, 양 가중합성부는 고정의 프리코딩 행렬을 이용하여 가중을 실행하는 것으로 하며, 프리코딩 행렬로는 일례로 아래와 같이 식 (63) 또는 식 (64)의 조건 하의 식 (62)를 이용하는 방법이 있다. 단, 이는 일례이며, α의 값은 식 (63), 식 (64)에 한정되는 것은 아니며, 다른 값, 예를 들어 α를 1로 해도 좋고, α는 0이라도 좋다(α는 0 이상의 실수라도 좋고, α는 허수라도 좋다).
또, 프리코딩 행렬은
Figure pct00063
단, 상기 식 (62)에서 α는
Figure pct00064
이다.
혹은 상기 식 (62)에서 α는
Figure pct00065
이다.
또, 프리코딩 행렬은 식 (62)에 한정되는 것은 아니며,
Figure pct00066
　a=Aej δ11, b=Bej δ12, c=Cej δ21, d=Dej δ22로 나타내면 좋다. 또, a, b, c, d의 어느 하나가 「제로」라도 좋다. 예를 들어 (1) a가 제로이고 b, c, d는 제로가 아니거나, (2) b가 제로이며 a, c, d는 제로가 아니거나, (3) c가 제로이며 a, b, d는 제로가 아니거나, (4) d가 제로이며 a, b, c는 제로가 아니라도 좋다.
또, a, b, c, d 중 2개의 값을 제로로 해도 좋다. 예를 들어, (1) a 및 d가 제로이며 b, c는 제로가 아니거나, (2) b 및 c가 제로이며 a, d는 제로가 아닌 방법이 유효하다.
또, 변조방식, 오류정정부호, 그 부호화율의 어느 한쪽을 변경한 때는 사용하는 프리코딩 행렬을 설정, 변경하여 그 프리코딩 행렬을 고정적으로 사용해도 좋다.
다음에, 도 67에서의 베이스밴드신호 교체부(6702)에 대하여 설명한다. 베이스밴드신호 교체부(6702)는 가중합성 후의 신호(309A) 및 가중합성 후의 신호(316B)를 입력으로 하여 베이스밴드신호 교체를 실행해서, 교체 후 베이스밴드신호(6701A) 및 교체 후 베이스밴드신호(6701B)를 출력한다. 또, 베이스밴드신호의 교체의 상세에 대해서는 도 55를 이용하여 설명한 것과 동일하다. 본 실시형태의 베이스밴드신호의 교체는 베이스밴드신호의 교체하기 위한 신호가 도 55와 다르다. 이하에서는 본 실시형태의 베이스밴드신호의 교체에 대해 도 68을 이용하여 설명한다.
도 68에서 가중합성 후의 신호(309A)(p1 (i))의 동상 I성분 Ip1 (i), 직교 Q성분을 Qp1 (i)로 나타내며, 가중합성 후의 신호(316B)(p2(i))의 동상 I성분을 Ip2(i), 직교 Q성분을 Qp2(i)로 나타낸다. 그리고 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))의 동상 I성분을 Iq1 (i), 직교 Q성분을 Qq1 (i)로 나타내며, 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))의 동상 I성분을 Iq2(i), 직교 Q성분을 Qq2(i)로 나타낸다(단, i는 (시간, 또는 주파수(캐리어)의) 순번을 나타낸다. 도 67의 예에서는 i는 시간이 되나, 도 67을 도 12와 같이 OFDM 방식을 이용하고 있는 경우에 적용한 경우, i는 주파수(캐리어)라도 좋다. 나중에 이 점에 대하여 설명한다).
이때, 베이스밴드신호 교체부(6702)는 베이스밴드 성분의 교체를 실행하여,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Qp2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Qp1 (i)로 하여, 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 1, 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 2로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것과 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)에 상당하는 변조신호와 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)를 다른 안테나로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것으로 해도 좋다. 또,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Ip2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Qp2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Qp2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Ip2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Qp2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Ip2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Ip2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Ip2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Qp2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Qp2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Ip2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Qp2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i), 직교성분을 Qp2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Ip2(i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i), 직교성분을 Qp1 (i),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i), 직교성분을 Ip1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i), 직교성분을 Ip2(i),
로 해도 좋다. 또, 앞의 설명에서는 가중합성 후의 신호(309A) 및 가중합성 후의 신호(316B)의 동상성분과 직교성분의 교체에 대하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2개의 신호보다 많은 신호 동상성분과 직교성분의 교체를 실행하는 것도 가능하다.
또, 상기의 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 베이스밴드신호의 교체를 설명하고 있으나, 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 베이스밴드신호의 교체가 아니라도 좋다. 예로 이하와 같이 기술할 수 있다.
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Ip1 (i＋ｖ), 직교성분을 Qp2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Ip2(i＋w), 직교성분을 Qp1 (i＋ｖ),
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 q2(i)의 동상성분을 Qp2(i＋w), 직교성분을 Ip1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (i)의 동상성분을 Qp1 (i＋ｖ), 직교성분을 Ip2(i＋w),
가중합성 후의 신호(309A)(p1 (i))의 동상 I성분을 Ip1 (i), 직교 Q성분을 Qp1 (i)로 나타내며, 가중합성 후의 신호(316B)(p2(i))의 동상 I성분을 Ip2(i), 직교 Q성분을 Qp2(i)로 나타낸다. 그리고 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))의 동상 I성분을 Iq1 (i), 직교 Q성분을 Qq1 (i)로 나타내며, 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))의 동상 I성분을 Iq2(i), 직교 Q성분을 Qq2(i)로 나타낸다.
도 68은 상기의 기재를 설명하기 위한 도면이며, 상술에 기재한 것과 같이 가중합성 후의 신호(309A)(p1 (i))의 동상 I성분을 Ip1 (i), 직교 Q성분을 Qp1 (i)로 나타내며, 가중합성 후의 신호(316B)(p2(i))의 동상 I성분을 Ip2(i), 직교 Q성분을 Qp2(i)로 나타낸다. 그리고 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))의 동상 I성분을 Iq1 (i), 직교 Q성분을 Qq1 (i)로 나타내며, 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))의 동상 I성분을 Iq2(i), 직교 Q성분을 Qq2(i)로 나타낸다.
그러면 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))의 동상 I성분 Iq1 (i), 직교 Q성분 Qq1 (i) 및 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))의 동상 I성분 Iq2(i), 직교 Q성분 Qq2(i)를 앞에서 설명한 어느 하나로 표시되는 것으로 한다.
그리고 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))에 상당하는 변조신호를 송신안테나(312A), 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))에 상당하는 변조신호를 송신안테나(312B)에서 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것과 같이, 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))에 상당하는 변조신호와 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))에 상당하는 변조신호를 다른 안테나에서 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하게 된다.
위상 변경부(317B)는 교체 후 베이스밴드신호(6701B) 및 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여 당해 신호 교체 후 베이스밴드신호(6701B)의 위상을 규칙적으로 변경하여 출력한다. 규칙적으로 변경한다는 것은 미리 정해진 주기(예를 들어, n개의 심벌마다(n은 1 이상의 정수) 혹은 미리 정해진 시간마다)로 미리 정해진 위상변경패턴에 따라 위상을 변경한다. 위상변경패턴의 상세에 대해서는 실시형태 4에 대해서 설명한 것과 동일하다.
무선부(310B)는 위상변경 후의 신호(309B)를 입력으로 하여, 직교 변조, 대역 제한, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 하여 송신신호(311B)를 출력하며, 송신신호(311B)는 안테나(312B)에서 전파로 출력된다.
또, 도 67은 도 3과 같이, 부호화기가 복수인 경우로 설명하였으나, 도 67에 대하여, 도 4와 같이 부호화기와 분배부를 구비하고, 분배부가 출력하는 신호를 각각 인터리버의 입력신호로 하도록 하며, 그 이후는 도 67의 구성을 답습하는 경우에 대해서도 상술과 동일하게 동작시킬 수 있다.
도 5는 본 실시형태에서의 송신장치의 시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 심벌(500-1)은 수신장치에 송신방법을 통지하기 위한 심벌이며, 예를 들어 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 오류정정방식, 그 부호화율의 정보, 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 변조방식의 정보 등을 전송한다.
심벌(501-1)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t){단, t는 시간}의 채널변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502-1)은 변조신호 z1(t)가(시간 축에서의) 심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503-1)은 변조신호 z1(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.
심벌(501-2)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z2(t){단, t는 시간}의 채널변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502-2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503-2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.
이때, z1(t)에서의 심벌과 z2(t)에서의 심벌에서 동일 시각(동일시간)의 심벌은 동일(공통)의 주파수를 이용하여 송신안테나에서 송신되게 된다.
송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t)와 변조신호 z2(t) 및 수신장치에서의 수신신호 r1(t), r2(t)의 관계에 대하여 설명한다.
도 5에서 504＃1, 504＃2는 송신장치에서의 송신안테나, 505＃1, 505＃2는 수신장치에서의 수신안테나를 나타내고 있으며, 송신장치는 변조신호 z1(t)를 송신안테나(504＃1), 변조신호 z2(t)를 송신안테나(504＃2)에서 송신한다. 이때, 변조신호 z1(t) 및 변조신호 z2(t)는 동일(공통의) 주파수(대역)를 점유하고 있는 것으로 한다. 송신장치의 각 송신안테나와 수신장치의 각 안테나의 채널변동을 각각 h11(t), h12(t), h21(t), h22(t)로 하고, 수신장치의 수신안테나(505＃1)가 수신한 수신신호를 r1(t), 수신장치의 수신안테나(505＃2)가 수신한 수신신호를 r2(t)로 하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00067
도 69는 본 실시형태에서의 가중방법(프리코딩(Precoding) 방법), 베이스밴드신호의 교체 및 위상변경방법에 관한 도면이며, 가중합성부(600)은 도 67의 가중합성부(308A와 308B)의 양자를 통합한 가중합성부이다. 도 69에 나타내는 것과 같이, 스트림 s1(t) 및 스트림 s2(t)는 도 3의 베이스밴드신호(307A 및 307B)에 상당한다, 즉, QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식의 매핑에 의한 베이스밴드신호의 동상 I성분, 직교 Q성분이 된다. 그리고 도 69의 프레임 구성과 같이 스트림 s1(t)는 심벌번호 u의 신호를 s1 (u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s1 (u＋1), …로 나타낸다. 마찬가지로, 스트림 s2(t)는 심벌번호 u의 신호를 s2(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s2(u＋1), …로 나타낸다. 그리고 가중합성부(600)은 도 67에서의 베이스밴드신호(307A)(s1(t)) 및 307B(s2(t)), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여 신호처리방법에 관한 정보(315)에 따른 가중을 하여, 도 67의 가중합성 후의 신호(309A(p1(t)), 316B(p2(t)))를 출력한다.
이때, p1(t)는 고정의 프리코딩 행렬 F에서의 제 1행의 벡터를 W1=(w11, w12)로 하면 이하의 식 (67)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00068
한편, p2(t)는 프리코딩 행렬 F에서의 제 2행의 벡터를 W2=(w21, w22)로 하면 이하의 식 (68)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00069
따라서 프리코딩 행렬 F는 다음 식으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00070
베이스밴드신호의 교체를 실행한 후의 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))의 동상 I성분 Iq1 (i), 직교 Q성분 Qq1 (i) 및 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))의 동상 I성분 Iq2(i), 직교 Q성분 Qq2(i)와 p1(t) 및 p2(t)의 관계는 앞에서 설명한 것과 동일하다. 그리고 위상 변경부에 의한 위상변경 식을 y(t)로 하면 위상변경 후의 베이스밴드신호(309B)(q2'(i))는 이하의 식 (70)으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00071
여기서, y(t)는 미리 정해진 방식에 의해 위상을 변경하기 위한 식이며, 예를 들어, 주기를 4로 하면, 시각 u의 위상변경 식은 예를 들어 식 (71)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00072
마찬가지로, 시각 u＋1의 위상변경 식은 예를 들어, 식 (72)로 나타낼 수 있다.
Figure pct00073
즉, 시각 u＋k의 위상변경 식은 식 (73)으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00074
또, 식 (71) ~ (73)에 나타낸 규칙적인 위상변경 예는 일례에 지나지 않는다.
규칙적인 위상변경의 주기는 4에 한정되는 것은 아니다. 이 주기의 수가 많아지면 그만큼 수신장치의 수신 성능(더 정확하게는 오류정정성능)의 향상을 도모할 수 있을 가능성이 있다(주기가 크면 좋다는 것은 아니나, 2와 같이 작은 값은 피하는 편이 좋을 가능성이 크다).
또, 상기 식 (71) ~ (73)으로 나타내는 위상변경 예에서는 순차 소정의 위상(상기 식에서는 π／2씩)만큼 회전시켜 가는 구성을 나타내었으나, 동일한 위상량만 회전시키는 것이 아니라 랜덤하게 위상을 변경하는 것으로 해도 좋다. 예를 들어, y(t)는 미리 정해진 주기에 의해 식 (74)나 식 (75)에 나타내는 것과 같은 순차적으로 승산하는 위상이 변경되어도 좋다. 위상의 규칙적인 변경에서 중요한 것은 변조신호의 위상이 규칙적으로 변경되는 것이며, 변경되는 위상의 정도에 대해서는 가능한 한 균등해지는, 예를 들어, -π라디안에서 π라디안에 대하여 일양 분포(一樣分布)가 되는 것이 바람직하나 랜덤이라도 좋다.
Figure pct00075
Figure pct00076
이와 같이, 도 6의 가중합성부(600)은 미리 정해진 고정의 프리코딩 웨이트를 이용하여 프리코딩을 실행하며, 베이스밴드신호 교체부는 앞에서 설명한 베이스밴드신호의 교체를 실행하고, 위상 변경부는 입력된 신호의 위상을 그 변경 정도를 규칙적으로 전환하면서 변경한다.
LOS 환경에서는 특수한 프리코딩 행렬을 이용하면 수신품질이 크게 개선될 가능성이 있으나, 직접파의 상황에 따라 그 특수한 프리코딩 행렬은 수신한 때의 직접파의 위상, 진폭성분에 따라 다르다. 그러나 LOS 환경에는 어떤 규칙이 있으며, 이 규칙을 따라서 송신신호의 위상을 규칙적으로 변경하면 데이터의 수신품질이 크게 개선된다. 본 발명은 LOS 환경을 개선하는 신호처리방법을 제안하고 있다.
도 7은 본 실시형태에서의 수신장치(700)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 무선부(703-X)는 안테나(701-X)에서 수신된 수신신호(702-X)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 하여 베이스밴드신호(704-X)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(705-1)는 베이스밴드신호(704-X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-1)을 추출해서 식 (66)의 h11에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(706-1)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(705-2)는 베이스밴드신호(704-X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-2)를 추출해서 식 (66)의 h12에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호 (706-2)를 출력한다.
무선부(703-Y)는 안테나(701-Y)에서 수신된 수신신호(702-Y)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 실시하여 베이스밴드신호(704-Y)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(707-1)는 베이스밴드신호(704-Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌( 501-1)을 추출해서 식 (66)의 h21에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(708-1)를 출력한다.
송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(707-2)는 베이스밴드신호(704-Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501-2)를 추출해서 식 (66)의 h22에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(708-2)를 출력한다.
제어정보 복호부(709)는 베이스밴드신호(704-X 및 704-Y)를 입력으로 하여, 도 5의 송신방법을 통지하기 위한 심벌(500-1)을 검출하여, 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 출력한다.
신호처리부(711)는 베이스밴드신호(704-X, 704-Y), 채널추정신호(706-1, 706-2, 708-1, 708-2) 및 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 입력으로 해서 검파, 복호를 실행하여 수신데이터(712-1 및 712-2)를 출력한다.
다음에, 도 7의 신호처리부(711)의 동작에 대해 상세하게 설명한다. 도 8은 본 실시형태에서의 신호처리부(711)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 8은 주로 INNER　MIMO 검파부와 Soft-in/Soft-out 디코더, 계수 생성부로 구성되어 있다. 이 구성에서의 반복 복호의 방법에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에서 상세히 기술되어 있으나, 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 기재되어 있는 MIMO 전송방식은 공간 다중 MIMO 전송방식이나, 본 실시형태에서의 전송방식은 시간과 함께 신호의 위상을 규칙적으로 변경하고, 또한, 프리코딩 행렬이 사용되며, 또, 베이스밴드신호의 교체를 실행하고 있는 MIMO 전송방식인 점이 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3과 다른 점이다. 식 (66)에서의 (채널)행렬을 H(t), 도 69에서의 프리코딩 웨이트 행렬을 F(여기서 프리코딩 행렬은 1의 수신신호 중에서 변경되지 않는 고정의 것이다), 도 69의 위상 변경부에 의한 위상변경 식의 행렬을 Y(t)(여기서 Y(t)는 t에 의해 변화한다), 베이스밴드신호의 교체로부터 수신벡터를 R(t)=(r1(t), r2(t))T와 스트림 벡터 S(t)=(s1(t), s2(t))T의 관계를 도출하고, 수신벡터를 R(t)에 대해 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3의 복호방법을 적용할 수 있는 MIMO 검파를 실행할 수 있다.
따라서 도 8의 계수 생성부(819)는 송신장치가 통지한 송신방법의 정보(이용한 고정의 프리코딩 행렬 및 위상을 변경하고 있은 경우의 위상변경패턴을 특정하기 위한 정보)에 관한 신호(818)(도 7의 710에 상당)를 입력으로 하여 신호처리방법의 정보에 관한 신호(820)를 출력한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 신호처리방법의 정보에 관한 신호(820)를 입력으로 하여, 이 신호를 이용해서 반복 검파ㆍ복호를 실시하게 되나, 그 동작에 대하여 설명한다.
도 8에 나타내는 구성의 신호처리부에서는 반복 복호(반복 검파)를 실행하므로 도 10에 나타내는 것과 같은 처리방법을 실행할 필요가 있다. 처음에, 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 복호가 실행된다. 그 결과, Soft-in/Soft-out 디코더에서 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 각 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 얻을 수 있다. 그리고 그 LLR를 이용하여 재차 검파ㆍ복호가 실행된다. 이 조작이 복수 회 실행된다(이 조작을 반복 복호(반복 검파)라고 한다). 이하에서는 1 프레임에서의 특정의 시간의 심벌의 대수 우도 비(LLR)의 작성방법을 중심으로 설명한다.
도 8에서 기억부(815)는 베이스밴드신호(801X)(도 7의 베이스밴드신호(704-X)에 상당한다), 채널추정신호 군(802X)(도 7의 채널추정신호(706-1, 706-2)에 상당한다), 베이스밴드신호(801Y)(도 7의 베이스밴드신호(704-Y)에 상당한다), 채널추정신호 군(802Y)(도 7의 채널추정신호(708-1, 708-2)에 상당한다)을 입력으로 하여, 반복 복호(반복 검파)를 실현하기 위해 산출한 행렬을 변형 채널신호 군으로 기억한다. 그리고 기억부(815)는 필요한 때에 상기 신호를 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)으로 출력한다.
그 후의 동작에 대해서는 초기 검파의 경우와 반복 복호(반복 검파)의 경우를 나누어서 설명한다.
<초기 검파의 경우>
INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)을 입력으로 한다. 여기에서는 변조신호(스트림) s1, 변조신호(스트림) s2의 변조방식이 16QAM으로 하여 설명한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 먼저 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 군(802Y)으로부터 베이스밴드신호(801X)에 대응하는 후보신호 점을 구한다. 그때의 모습을 도 11에 나타낸다. 도 11에 있어서 ●(검은 원)은 IQ평면에서의 후보신호 점이며, 변조방식이 16QAM이므로 후보신호 점은 256개가 존재한다(단, 도 11에서는 이미지 도를 나타내고 있으므로, 256개의 후보신호 점은 나타내지 않았다) 여기서, 변조신호 s1로 전송하는 4비트를 b0, b1, b2, b3, 변조신호 s2로 전송하는 4비트를 b4, b5, b6, b7로 하면, 도 11에서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) 대응하는 후보신호 점이 존재하게 된다. 그리고 수신신호 점(1101)(베이스밴드신호(801X)에 상당한다)과 후보신호 점 각각과의 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 구한다. 그리고 각각의 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 노이즈의 분산 σ2로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구해지게 된다. 또, 각 베이스밴드신호, 변조신호 s1, s2는 복소 신호이다.
마찬가지로, 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 군(802Y)으로부터 베이스밴드신호(801Y)에 대응하는 후보신호 점을 구하여 수신신호 점(베이스밴드신호(801Y)에 상당한다)과의 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 구하고, 이 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 노이즈의 분산 σ2로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구해지게 된다.
그리고 EX(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+EY(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) = E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 신호(804)로 출력한다.
대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도(Log　Likelihood)를 산출하여 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및“0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (28), 식 (29), 식 (30)에 나타낸 것과 같으며, 상세에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 기재되어 있다.
마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출하여 대수 우도 신호(806B)를 출력한다.
디 인터리버(De-Interleaver)(807A)는 대수 우도 신호(806A)를 입력으로 해서 인터리버(도 67의 인터리버(304 A))에 대응하는 디 인터리브를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 출력한다.
마찬가지로, 디 인터리버(807B)는 대수 우도 신호(806B)를 입력으로 해서 인터리버(도 67의 인터리버(304B))에 대응하는 디 인터리브를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 출력한다.
대수 우도 비 산출부(809A)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 입력으로 해서 도 67의 부호화기(302A)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호(810A)를 출력한다.
마찬가지로 대수 우도 비 산출부(809B)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 입력으로 해서 도 67의 부호화기(302B)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호(810B)를 출력한다.
Soft-in/Soft-out 디코더(811A)는 대수 우도 비 신호(810A)를 입력으로 하여 복호를 실행해서 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 출력한다.
마찬가지로 Soft-in/Soft-out 디코더(811B)는 대수 우도 비 신호(810B)를 입력으로 하여 복호를 실행해서 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 출력한다.
<반복 복호(반복 검파)의 경우, 반복횟수 k>
인터리버(813A)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 입력으로 해서 인터리브를 실행하여 인터리브 후의 대수 우도 비(814A)를 출력한다. 이때, 인터리브(813A)의 인터리브의 패턴은 도 67의 인터리버(304A)의 인터리브 패턴과 동일하다.
인터리버(813B)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 입력으로 해서 인터리브를 실행하여 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 출력한다. 이때, 인터리브(813B)의 인터리브의 패턴은 도 67의 인터리버(304B)의 인터리브 패턴과 동일하다.
INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y), 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 입력으로 한다. 여기서, 베이스밴드신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)이 아니라, 베이스밴드신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)을 이용하고 있는 이유는 반복 복호이므로 지연 시간이 발생하고 있기 때문이다.
INNER　MIMO 검파부(803)의 반복 복호 시의 동작과 초기 검파시의 동작의 차이점은 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 신호처리 시에 이용하고 있는 점이다. INNER　MIMO 검파부(803)는 먼저 초기 검파 때와 동일하게 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다. 또, 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(914B)로부터 식 (11), 식 (32)에 상당하는 계수를 구한다. 그리고 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)의 값을 구한 계수를 이용하여 보정 하여, 그 값을 E'(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)로 하여 신호(804)로 출력한다.
대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도(Log　Likelihood)를 산출하여 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및“0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (31), 식 (수 32), 식 (33), 식 (34), 식 (35)에 나타낸 것과 같으며, 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 나타내고 있다.
마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출해서 대수 우도 신호(806B)를 출력한다. 디 인터리버 이후의 동작은 초기 검파와 동일하다.
또, 도 8에서는 반복 검파를 실행하는 경우의 신호처리부의 구성에 대하여 나타내었으나, 반복 검파는 반드시 양호한 수신품질을 얻는데 있어서 필수의 구성은 아니며, 반복 검파 만에 필요로 하는 구성 부분, 인터리버(813A, 813B)를 갖지 않은 구성이라도 좋다. 이때, INNER　MIMO 검파부(803)는 반복적인 검파를 실행하지 않게 된다.
또, 비 특허문헌 5 등에 나타내고 있는 것과 같이, QR분해를 이용하여 초기 검파, 반복 검파를 실행해도 좋다. 또, 비 특허문헌 11에 나타내고 있는 것과 같이, MMSE(Minimum Mean Square Error), ZF(Zero Forcing)의 선형 연산을 실행하여 초기 검파를 실행해도 좋다.
도 9는 도 8과 다른 신호처리부의 구성이며, 도 67에 대해 도 4의 부호화기, 분배부를 적용한 송신장치가 송신한 변조신호를 위한 신호처리부이다. 도 8과 다른 점은 Soft-in/Soft-out 디코더의 수이며, Soft-in/Soft-out 디코더(901)는 대수 우도 비 신호(810A, 810B)를 입력으로 하여 복호를 실행해서 복호 후의 대수 우도 비(902)를 출력한다. 분배부(903)는 복호 후의 대수 우도 비(902)를 입력으로 하여 분배를 실행한다. 그 이외의 부분에 대해서는 도 8과 동일한 동작이 된다.
이상과 같이, 본 실시형태와 같이 MIMO 전송 시스템의 송신장치가 복수 안테나로부터 복수의 변조신호를 송신할 때, 프리코딩 행렬을 승산하는 동시에, 시간과 함께 위상을 변경하고, 당해 위상의 변경을 규칙적으로 실행함으로써 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 수신장치에서의 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
본 실시형태에서, 특히 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 동일하게 실행할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다.
또, 본 실시형태에서는 부호화는 특히 LDPC부호에 한정되는 것은 아니며, 또, 복호방법에 대해서도 Soft-in/Soft-out 디코더로 하여 sum-product 복호를 예로 한정한 것은 아니며, 다른 Soft-in/Soft-out의 복호방법, 예를 들어, BCJR 알고리즘, SOVA 알고리즘, Max-log-MAP 알고리즘 등이 있다. 상세에 대해서는 비 특허문헌 6에 기재되어 있다.
또, 앞의 설명에서는 싱글 캐리어 방식을 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송을 실행한 경우에서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 따라서 예를 들어 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM 방식, SC-FDMA, SC-OFDM 방식, 비 특허문헌 7 등에서 나타내고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿심벌(프리앰블, 유니크 워드 등), 제어정보의 전송용 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.
다음에, 멀티 캐리어 방식의 일례로서 OFDM 방식을 이용한 때의 예를 설명한다.
도 70은 OFDM 방식을 이용한 때의 송신장치의 구성을 나타내고 있다. 도 70에서 도 3, 도 12, 도 67과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.
OFDM 방식관련 처리부(1201A)는 가중 후의 신호(309A)를 입력으로 하여 OFDM 방식관련의 처리를 하여 송신신호(1202A)를 출력한다. 마찬가지로, OFDM 방식관련 처리부(1201B)는 위상변경 후의 신호(309B)를 입력으로 하여 송신신호(1202B)를 출력한다.
도 13은 도 70의 OFDM 방식관련 처리부(1201A, 1201B) 이후의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 70의 1201A에서 312A에 관한 부분이 1301A에서 1310A이며, 1201B에서 312B에 관한 부분이 1301B에서 1310B이다.
직병렬 변환부(1302A)는 교체 후의 베이스밴드신호(1301A)(도 70의 교체 후의 베이스밴드신호(6701A)에 상당한다)에 직병렬 변환을 실행하여 병렬신호(1303A)를 출력한다.
재배열부(1304A)는 병렬신호(1303A)를 입력으로 하여 재배열을 실행해서 재배열 후의 신호(1305A)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.
역 고속 푸리에 변환부(1306A)는 재배열 후의 신호(1305A)를 입력으로 하여 역 고속 푸리에 변환을 실행하여 역 푸리에 변환 후의 신호(1307A)를 출력한다.
무선부(1308A)는 역 푸리에 변환 후의 신호(1307A)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1309A)를 출력하며, 변조신호(1309A)는 안테나(1310A)에서 전파로서 출력된다.
직병렬 변환부(1302B)는 위상이 변경된 후의 신호(1301B)(도 12의 위상변경 후의 신호(309B)에 상당한다)에 직병렬 변환을 실행하여 병렬신호(1303B)를 출력한다.
재배열부(1304B)는 병렬신호(1303B)를 입력으로 하여 재배열을 실행하여 재배열 후의 신호(1305B)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.
역 고속 푸리에 변환부(1306B)는 재배열 후의 신호(1305B)를 입력으로 하여 역 고속 푸리에 변환을 실행하여 역 푸리에 변환 후의 신호(1307B)를 출력한다.
무선부(1308B)는 역 푸리에 변환 후의 신호(1307B)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1309B)를 출력하며, 변조신호(1309B)는 안테나(1310B)에서 전파로 출력된다.
도 67의 송신장치에서는 멀티 캐리어를 이용한 전송방식이 아니므로, 도 69와 같이 4 주기가 되도록 위상을 변경하여 위상변경 후의 심벌을 시간 축 방향으로 배치하고 있다. 도 70에 나타내는 것과 같은 OFDM 방식과 동일한 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 당연히, 도 67과 같이 프리코딩, 베이스밴드신호의 교체를 하고, 위상을 변경한 후의 심벌을 시간 축 방향으로 배치하여, 그것을 각 (서브)캐리어마다 실행하는 방식이 생각되나, 멀티 캐리어 전송방식의 경우 주파수 축 방향, 또는 주파수 축ㆍ시간 축 양자를 이용하여 배치하는 방법을 생각할 수 있다. 이하에서는 이 점에 대하여 설명한다.
도 14는 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 주파수 축은 (서브)캐리어 0에서 (서브)캐리어 9로 구성되어 있고, 변조신호 z1과 z2는 동일 시각(시간)에 동일한 주파수 대역을 사용하고 있으며, 도 14 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 14 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 직병렬 변환부(1302A)가 입력으로 하는 교체 후의 베이스밴드신호(1301A)의 심벌에 대하여 순번으로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …으로 번호를 부여한다. 여기에서는 주기 4의 경우를 생각하고 있으므로, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3이 1주기 분이 된다. 마찬가지로 생각하면 ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3(n은 0 이상의 정수)이 1주기 분이 된다.
이때, 도 14 (a)와 같이 심벌 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …을 캐리어 0에서부터 차례로 배치하고, 심벌＃0에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다. 또, 변조신호 z1과 z2는 복소 신호이다.
마찬가지로, 직병렬 변환부(1302B)가 입력으로 하는 위상이 변경된 후의 신호(1301B)의 심벌에 대해 순번으로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …로 번호를 부여한다. 여기에서는 주기 4의 경우를 생각하고 있으므로 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3은 각각 다른 위상변경을 실행하게 되며, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3이 1주기 분이 된다. 마찬가지로 생각하면 ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3(n은 0 이상의 정수)은 각각 다른 위상변경을 실행하게 되며, ＃4n, ＃4n＋1, ＃4n＋2, ＃4n＋3이 1주기 분이 된다.
이때, 도 14 (b)와 같이 심벌 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, …을 캐리어 0에서부터 차례로 배치하고, 심벌 ＃0에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌 ＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다.
그리고 도 14 (B)에 나타내는 심벌 군(1402)은 도 69에 나타내는 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이며, 심벌 ＃0은 도 69의 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌＃1은 도 69의 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃2는 도 69의 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃3은 도 69의 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌＃x에서 x　mod　4(x를 4로 나눈 때의 나머지, 따라서 mod：modulo)가 0일 때 심벌 ＃x는 도 69의 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　4가 1일 때 심벌 ＃x는 도 69의 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 2일 때 심벌＃x는 도 69의 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 3일 때 심벌＃x는 도 69의 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이다.
또, 본 실시형태에 있어서는 도 14 (A)에 나타내는 변조신호 z1은 위상이 변경되어 있지 않다.
이와 같이 OFDM 방식 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 경우, 싱글 캐리어 전송 때와는 다르게 심벌을 주파수 축 방향으로 배열할 수 있다는 특징을 갖게 된다. 그리고 심벌의 배열방법에 대해서는 도 14와 같이 배열방법에 한정되는 것은 아니다. 다른 예에 대해 도 15, 도 16을 이용하여 설명한다.
도 15는 도 14와는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 15 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 15 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 15 (A), (B)가 도 14와 다른 점은 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법이 다른 점이며, 도 15 (B)에서는 심벌 ＃0에서 ＃5를 캐리어 4에서부터 캐리어 9에 배치하고, 심벌＃6에서 ＃9를 캐리어 0에서부터 3에 배치하며, 그 후, 동일한 규칙으로 심벌 ＃10에서 ＃19를 각 캐리어에 배치한다. 이때, 도 14 (B)와 같이 도 15 (B)에 나타내는 심벌 군(1502)은 도 6에 나타내는 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.
도 16은 도 14와 다른, 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 16 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 16 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 16 (A), (B)가 도 14와 다른 점은 도 14에서는 심벌을 캐리어에 차례로 배치하고 있는 것에 대해, 도 16에서는 심벌을 캐리어에 차례로 배치하고 있지 않다는 점이다. 당연하나, 도 16에서 도 15와 같이 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 재배열방법을 다르게 해도 좋다.
도 17은 도 14 ~ 16과는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의, 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 17 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 17 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 14 ~ 16에서는 심벌을 주파수 축 방향으로 배열하고 있으나, 도 17에서는 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있다.
도 69에서는 위상의 변경을 4 슬롯으로 전환하는 경우의 예를 설명하였으나, 여기에서는 8 슬롯으로 전환하는 경우를 예로 하여 설명한다. 도 17에 나타내는 심벌 군(1702)은 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌(따라서 8 심벌)이고, 심벌 ＃0은 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃1은 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃2는 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃3은 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃4는 시각 u＋4의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃5는 시각 u＋5의 위상을 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃6은 시각 u＋6의 위상을 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃7은 시각 u＋7의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌 ＃x에서 x　mod　8이 0일 때 심벌 ＃x는 시각 u의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 1일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋1의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 2일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋2의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 3일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋3의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 4일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋4의 위상을 이용한 때의 심벌이며, x　mod　8이 5일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋5의 위상을 이용한 때의 심벌이고, x　mod　8이 6일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋6의 위상을 이용한 때의 심벌이며x　mod　8이 7일 때 심벌 ＃x는 시각 u＋7의 위상을 이용한 때의 심벌이다. 도 17의 심벌의 배열방법에서는 시간 축 방향으로 4 슬롯, 주파수 축 방향으로 2 슬롯의 합계 4×2=8 슬롯을 이용하여 1주기 분의 심벌을 배치하고 있으나, 이때, 1주기 분의 심벌의 수를 m×n심벌(즉, 승산하는 위상은 m×n종류 존재한다) 1주기 분의 심벌을 배치하는데 사용하는 주파수 축 방향의 슬롯(캐리어수)을 n, 시간 축 방향으로 사용하는 슬롯을 m으로 하면 m>n으로 하면 좋다. 이는 직접파의 위상은 시간 축 방향의 변동은 주파수 축 방향의 변동에 비해 완만하다. 따라서 정상적인 직접파의 영향을 작게 하기 위해 본 실시형태의 규칙적인 위상의 변경을 실행하므로, 위상의 변경을 실행하는 주기에서는 직접파의 변동을 작게 하고자 한다. 따라서 m>n으로 하면 좋다. 또, 이상의 점을 고려하면, 주파수 축 방향만 또는 시간 축 방향에만 심벌을 재배열하는 것보다, 도 17과 같이 주파수 축과 시간 축의 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 편이 직접파는 정상적이 될 가능성이 크고, 본 발명의 효과를 얻기 쉽다는 효과를 얻을 수 있다. 단, 주파수 축 방향으로 배열하면 주파수 축의 변동이 급격하므로 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻을 수 있을 가능성이 있으므로, 반드시 주파수 축과 시간 축의 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 방법이 최적의 방법이라고는 할 수 없다.
도 18은 도 17과는 다른, 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 1301B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 18 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 18 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 18은 도 17과 동일하게 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있으나, 도 17과 다른 점은 도 17에서는 주파수 방향을 우선하고, 그 후, 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있는데 반해, 도 18에서는 시간 축 방향을 우선하고, 그 후, 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있다는 점이다. 도 18에서 심벌 군(1802)은 위상변경방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.
또, 도 17, 도 18에서는 도 15와 마찬가지로 변조신호 z1의 심벌의 배치방법과 변조신호 z2의 심벌 배치방법이 다르게 배치해도 동일하게 실행할 수 있으며, 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 또, 도 17, 도 18에서 도 16과 동일하게 심벌을 차례로 배치하고 있지 않아도 동일하게 실시할 수 있으며, 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
도 22는 상기와는, 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 13의 재배열부(1301A, 130B)에서의 심벌의 정렬방법의 일례를 나타내고 있다. 도 69의 시각 u ~ u＋3과 같은 4 슬롯을 이용하여 규칙적으로 위상을 변경하는 경우를 생각한다. 도 22에서의 특징적인 점은 주파수 축 방향으로 심벌을 차례로 배열하고 있으나, 시간 축 방향으로 진행한 경우, 사이클릭에 n(도 22의 예에서는 n=1) 심벌 사이클릭 시프트(Cyclic Shift) 시키고 있는 점이다. 도 22에서의 주파수 축 방향의 심벌 군(2210)에 나타낸 4 심벌에 있어서 도 69의 시각 u ~ u＋3의 위상의 변경을 실행하는 것으로 한다.
이때, ＃0의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃1에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃2에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃3에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
주파수 축 방향의 심벌 군(2220)에 대해서도 동일하게 ＃4의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃5에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃6에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃7에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 ＄1의 심벌에서 상기와 같은 위상의 변경을 실행하였으나, 시간 축 방향에서 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)를 하고 있으므로 심벌 군(2201, 2202, 2203, 2204)에 대해서는 이하와 같이 위상의 변경을 실행하게 된다.
시간 축 방향의 심벌 군(2201)에서는 ＃0의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃9에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃18에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃27에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2202)에서는 ＃28의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃1에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃10에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃19에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2203)에서는 ＃20의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃29에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃2에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃11에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
시간 축 방향의 심벌 군(2204)에서는 ＃12의 심벌에서는 시각 u의 위상을 이용한 위상변경, ＃21에서는 시각 u＋1의 위상을 이용한 위상변경, ＃30에서는 시각 u＋2의 위상을 이용한 위상변경, ＃3에서는 시각 u＋3의 위상을 이용한 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
도 22에서의 특징은 예를 들어 ＃11의 심벌에 주목한 경우, 동일 시각의 주파수 축 방향의 양 이웃하는 심벌(＃10과 ＃12)은 모두 ＃11과는 다른 위상을 이용하여 위상의 변경을 실행하고 있는 동시에, ＃11의 심벌의 동일 캐리어의 시간 축 방향의 양 이웃하는 심벌(＃2과 ＃20)은 모두 ＃11과는 다른 위상을 이용하여 위상의 변경을 실행하고 있는 점이다. 그리고 이는 ＃11의 심벌에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향 및 시간 축 방향 모두 양 이하는 심벌이 존재하는 심벌 모두에 있어서 ＃11의 심벌과 같은 특징을 가지게 된다. 이에 의해 효과적으로 위상을 변경하고 있게 되며, 직접파의 정상적인 상황에 대한 영향을 받기 힘들어지므로, 데이터의 수신품질이 개선될 가능성이 커진다.
도 22에서는 n=1로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, n=3으로 해도 동일하게 실행할 수 있다. 또, 도 22에서는 주파수 축에 심벌을 배열하고, 시간이 축 방향으로 진행하는 경우, 심벌의 배치의 순번을 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)를 한다는 특징을 가지게 함으로써 상기의 특징을 실현하였으나, 심벌을 랜덤(규칙적이라도 좋다)하게 배치함으로써 상기 특징을 실현하는 것과 같은 방법도 있다.
또, 본 실시형태에서는 실시형태 1의 변형 예로 위상 변경 전에 베이스밴드신호 교체부를 삽입하는 구성을 설명하였으나, 본 실시형태와 실시형태 2를 조합시켜서, 도 26, 도 28에서 위상변경을 실행하기 전에 베이스밴드신호의 교체부를 삽입하여 실시해도 좋다. 따라서 도 26에서 위상 변경부(317A)는 교체 후 베이스밴드신호(6701A)(q1 (i))를 입력으로 하고, 위상 변경부(317B)는 교체 후 베이스밴드신호(6701B)(q2(i))를 입력으로 하게 된다. 또, 도 28의 위상 변경부(317A) 및 위상 변경부(317B)에 대해서도 동일해진다.
다음에, 송신장치에서 봐서 각소에 점재하게 되는 수신장치에서 수신장치가 어디에 배치되어 있어도 각 수신장치가 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위한 수법에 대하여 개시한다.
도 31은 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방식에서 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 방식을 이용한 때의 시간-주파수 축에서의 신호의 일부인 심벌의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다.
도 31은 도 67에 나타낸 위상 변경부(317B)의 입력인 교체 후의 베이스밴드신호에 대응하는 변조신호 z2'의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 1개의 사각이 심벌(단, 프리코딩을 실행하고 있으므로 s1과 s2의 양자의 신호를 포함하고 있는 것이 통상이나, 프리코딩 행렬의 구성에 따라서는 s1과 s2의 일방의 신호 만인 경우도 있다)을 나타내고 있다.
여기서, 도 31의 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(3100)에 대해 주목한다. 또, 여기에서는 캐리어라고 기재하고 있으나, 서브 캐리어라고 명명하는 경우도 있다.
캐리어 2에서 시각 ＄2에 시간적으로 가장 인접하는 심벌, 즉 캐리어 2의 시각 ＄1의 심벌(3103)과 시각 ＄3의 심벌(3101)의 각각의 채널상태는 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(610a)의 채널상태와 매우 상관이 높다.
마찬가지로 시각 ＄2에서 주파수 축 방향으로 캐리어 2에 가장 인접하고 있는 주파수의 심벌, 즉, 캐리어 1, 시각 ＄2의 심벌(3104)과 시각 ＄2, 캐리어 3의 심벌(3104)의 채널상태는 모두 캐리어 2, 시각 ＄2의 심벌(3100)의 채널상태와 매우 상관이 높다.
앞에서 설명한 것과 같이 심벌 (3101, 3102, 3103, 3104)의 각각의 채널상태는 심벌 (3100)의 채널상태와 매우 상관이 높다.
본 명세서에서 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 승산하는 위상으로 N종류의 위상(단, n은 2 이상의 정수)을 준비하고 있는 것으로 한다. 도 31에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부가하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 도 6에서의 신호 z2'에 대하여 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다. 즉, 도 31의 각 심벌에 기재하고 있는 값은 식 (70)에서의 y(t)의 값이 된다.
본 실시형태에서는 이 주파수 축 방향으로 서로 인접하는 심벌 및/또는 시간 축 방향으로 서로 인접하는 심벌의 채널상태의 상관성이 높은 것을 이용하여 수신장치 측에서 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있는 위상이 변경된 심벌의 심벌 배치를 개시한다.
이 수신 측에서 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있는 조건으로 조건 ＃D1-1, 조건 ＃D1-2를 생각할 수 있다.
<조건 ＃D1-1>
도 69와 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 한다)로서, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y가 모두 데이터심벌이며, 이들 3개의 데이터심벌에 대응하는 교체 후의 베이스밴드신호 q2, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y에서의 각각의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에서는 모두 다른 위상변경이 이루어진다.
<조건 ＃D1-2>
도 69와 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 한다)로서, 주파수 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1이 모두 데이터심벌인 경우, 이들 3개의 데이터심벌에 대응하는 교체 후의 베이스밴드신호 q2, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1에서의 각각의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에서는 모두 다른 위상변경이 이루어진다.
그리고 <조건 ＃D1-1>을 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다. 마찬가지로 <조건 ＃D1-2>를 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다.
당해 <조건 ＃D1-1>, <조건 ＃D1-2>가 도출되는 이유는 이하와 같다.
송신신호에서 어떤 심벌(이후, 심벌 A라고 호칭한다)이 있고, 당해 심벌 A에 시간적으로 인접한 심벌 각각의 채널상태는 앞에서 설명한 것과 같이 심벌 A의 채널상태와 상관이 높다.
따라서 시간적으로 인접한 3 심벌에서 다른 위상을 이용하고 있으면 LOS 환경에서 심벌 A가 열악한 수신품질(SNR로는 높은 수신품질을 얻고 있으나, 직접파의 위상 관계가 열악한 상황이므로 수신품질이 나쁜 상태)이라도 나머지의 심벌 A에 인접하는 2 심벌에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 매우 높고, 그 결과 오류정정 복호 후는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.
마찬가지로 송신신호에서 어떤 심벌(이후, 심벌 A라고 한다)이 있고, 당해 심벌 A에 주파수적으로 인접한 심벌 각각의 채널상태는 앞에서 설명한 것과 같이 심벌 A의 채널상태와 상관이 높다.
따라서 주파수적으로 인접한 3 심벌로 다른 위상을 이용하고 있으면 LOS 환경에서 심벌 A가 열악한 수신품질(SNR로서는 높은 수신품질을 얻고 있으나, 직접파의 위상 관계가 열악한 상황이므로 수신품질이 나쁜 상태)이라도 나머지의 심벌 A에 인접하는 2 심벌에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 매우 높고, 그 결과, 오류정정 복호 후는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.
또, <조건 ＃D1-1>과 <조건 ＃D1-2>를 조합하면 수신장치에서, 보다 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 있다. 따라서 이하의 조건을 도출할 수 있다.
<조건 ＃D1-3>
도 69와 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 규칙적으로 위상을 변경하는 송신방법에서 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 시간 Xㆍ캐리어 Y가 데이터 전송용의 심벌(이하, 데이터심벌이라고 한다)이며, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y 및 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y가 모두 데이터심벌이며, 또한, 주파수 축 방향으로 인접하는 심벌, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1 및 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1이 모두 데이터심벌인 경우, 이들 5개의 데이터심벌에 대응하는 교체 후의 베이스밴드신호 q2, 즉, 시간 Xㆍ캐리어 Y, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y, 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y, 시간 Xㆍ캐리어 Y-1, 시간 Xㆍ캐리어 Y＋1에서의 각각의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에서는 모두 다른 위상변경이 이루어진다.
여기서, 「다른 위상변경」에 대하여 보충을 한다. 위상변경은 0 라디안에서 2π라디안으로 정의되게 된다. 예를 들어 시간 Xㆍ캐리어 Y에서 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 실시하는 위상변경을 ej θX, Y, 시간 X-1ㆍ캐리어 Y에서 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 실시하는 위상변경을 ej θX-1, Y, 시간 X＋1ㆍ캐리어 Y에서 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대하여 실시하는 위상변경을 ej θX＋1, Y로 하면 0 라디안≤θX, Y<2π, 0 라디안≤θX-1, Y<2π, 0 라디안≤θX＋1, Y<2π가 된다. 따라서<조건 ＃D1-1>에서는 θX, Y≠θX-1, Y 또한, θX, Y≠θX＋1, Y 또한, θX＋1, Y≠θX-1, Y가 성립하게 된다. 마찬가지로 생각하면 <조건 ＃D1-2>에서는 θX, Y≠θX, Y-1, θX, Y≠θX, Y＋1 또한, θX, Y-1≠θX-1, Y＋1이 성립하게 되며, <조건 ＃D1-3>에서는 θX, Y≠θX-1, Y, θX, Y≠θX＋1, Y, θX, Y≠θX, Y-1, θX, Y≠θX, Y＋1 , θX-1, Y≠θX＋1, Y , θX-1, Y≠θX, Y-1, θX-1, Y≠θX, Y＋1, θX＋1, Y≠θX, Y-1, θX＋1, Y≠θX, Y＋1 또한, θX, Y-1≠θX, Y＋1이 성립하게 된다.
그리고 <조건 ＃D1-3>을 만족하는 데이터심벌이 존재하면 좋다.
도 31은 <조건 ＃D1-3>의 예이며, 심벌 A에 해당하는 심벌(3100)에 상당하는 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 승산되어 있는 위상과 그 심벌(3100)에 시간적으로 인접하는 심벌(3101)에 상당하는 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2, 3103에 상당하는 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 승산되어 있는 위상과 주파수적으로 인접하는 심벌(3102)에 상당하는 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2, 3104에 상당하는 도 69의 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 승산되어 있는 위상이 서로 다르게 배치되고 있으며, 이에 의해 수신 측에서 심벌(3100)의 수신품질이 열악해도 그 인접하는 심벌의 수신품질은 매우 높아지므로, 오류정정 복호 후의 높은 수신품질을 확보할 수 있다.
이 조건의 하에서 위상을 변경하여 얻을 수 있는 심벌의 배치 예를 도 32에 나타낸다.
도 32를 보면 알 수 있는 것과 같이, 어느 데이터심벌에서도 그 위상이 주파수 축 방향 및 시간 축 방향의 쌍방에서 서로 인접하는 심벌에 대하여 변경된 위상의 정도는 서로 다른 위상변경량이 되어 있다. 이와 같이 함으로써 수신장치에서의 오류정정 능력을 더욱 향상시킬 수 있다.
즉, 도 32에서는 시간 축 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우, <조건 ＃D1-1>이 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
마찬가지로, 도 32에서는 주파수 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우, <조건 ＃D1-2>가 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
마찬가지로, 도 32에서는 주파수 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하며, 또한, 시간 축 방향으로 인접하는 심벌에 데이터심벌이 존재하고 있는 경우, <조건 ＃D1-3>이 모든 X, 모든 Y에서 성립하고 있다.
다음에, 앞에서 설명한, 2개의 교체 후의 베이스밴드신호 q2로 위상변경을 실행한 경우(도 68 참조)의 예로 설명한다.
교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 양자에 위상변경을 주는 경우, 위상변경방법에 대하여 어느 하나의 방법이 있다. 그 점에 대하여 상세하게 설명한다.
방법 1로, 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 상술한 설명과 같이, 도 32와 같이 위상변경을 실행하는 것으로 한다. 도 32에서 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10으로 하고 있다. 그러나 앞에서 설명한 것과 같이 <조건 ＃D1-1>, <조건 ＃D1-2>, <조건 ＃D1-3>을 만족하도록 하기 위해 (서브)캐리어 1에서 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 실시하는 위상변경을 시간과 함께 변경하고 있다(도 32에서는 이와 같은 변경을 실행하고 있으나, 주기 10으로 하여, 다른 위상변경방법이라도 좋다). 그리고 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경은 도 33과 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10의 1주기 분의 위상을 변경하는 값은 일정하게 한다. 도 33에서는 (교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의) 1주기 분을 포함할 때 각 ＄1에서 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경의 값은 ej0로 하고 있고, 다음의 (교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의) 1주기 분을 포함할 때 각 ＄2에서 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경의 값은 ej π／9로 하고 있으며, …, 로 하고 있다.
또, 도 33에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부가하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 도 26에서의 신호 q1에 대하여 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다.
교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경은 도 33과 같이 프리코딩 후의 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10의 1주기 분의 위상을 변경하는 값은 일정으로 하고, 위상을 변경하는 값은 1주기 분의 번호와 함께 변경하도록 한다(위에서 설명한 것과 같이, 도 33에서는 제 1의 1주기 분으로는 ej0로 하고, 제 2의 1주기 분으로는 ej π／9, …로 하고 있다).
이상과 같이 함으로써 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10이나, 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경과 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 10보다 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이에 의해 수신장치의 데이터의 수신품질이 향상할 가능성이 있다.
방법 2로, 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 앞에서 설명한 것과 같이, 도 32와 같이 위상변경을 실행하는 것으로 한다. 도 32에서 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10으로 하고 있다. 그러나 앞에서 설명한 것과 같이, <조건 ＃D1-1>, <조건 ＃D1-2>, <조건 ＃D1-3>을 만족하도록 하기 위해 (서브)캐리어 1로 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 실시하는 위상변경을 시간과 함께 변경하고 있다(도 32에서는 이와 같은 변경을 실시하고 있으나, 주기 10으로 하고, 다른 위상변경방법이라도 좋다) 그리고 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경은 도 30과 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10과는 다른 주기 3에서의 위상변경을 실행한다.
또, 도 30에 나타낸 심벌에는 예를 들어 「ej0」라는 기재를 부가하고 있으나, 이는 이 심벌에서의 교체 후의 베이스밴드신호 q1에 대하여 「ej0」가 승산되어 위상이 변경된 것을 의미한다.
이상과 같이 함으로써 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경은 주기 10이나, 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경과 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 30이 되며, 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경과 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기를 10보다 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이에 의해 수신장치의 데이터의 수신품질이 향상할 가능성이 있다. 방법 2의 하나의 유효한 방법으로는 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경의 주기를 N으로 하고, 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의 주기를 M으로 한 때, 특히, N과 M이 서로 소의 관계이면 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 위상변경과 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 위상변경의 양자를 고려한 때의 주기는 N×M으로 용이하게 큰 주기로 설정할 수 있다는 이점이 있으나, N과 M이 서로 소의 관계에서도 주기를 크게 하는 것은 가능하다.
또, 앞에서 설명한 위상변경방법은 일례이며, 이에 한정되는 것은 아니고, 주파수 축 방향으로 위상변경을 실행하거나, 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하거나, 시간-주파수의 블록으로 위상변경을 실행해도 동일하게 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다는 효과를 가지게 된다.
상기에서 설명한 프레임 구성 이외에도 데이터심벌 간에 파일럿심벌(SP(Scattered Pilot))이나 제어정보를 전송하는 심벌 등이 삽입되는 경우도 생각할 수 있다. 이 경우의 위상 변경에 대하여 상세하게 설명한다.
도 47은 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 및 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 47 (A)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 47 (B)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 47에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌을 나타내고 있으며, 데이터심벌(4702)은 교체 후의 베이스밴드신호 또는 교체 후의 베이스밴드신호와 위상변경을 한 심벌이 된다.
도 47은 도 69와 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(교체 후의 베이스밴드신호 q1에는 위상변경을 실행하지 않는다). (또, 도 69에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 69에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하며, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 47의 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다. 또, 도 47의 교체 후의 베이스밴드신호 q1 (z1)의 심벌은 위상변경을 실행하지 않으므로 수치를 기재하고 있지 않다.
도 47에서 중요한 점은 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 48은 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 및 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 48 (A)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 48 (B)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 48에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌을 나타내고 있으며, 데이터심벌(4702)은 프리코딩과 위상변경을 한 심벌이 된다.
도 48은 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다. 따라서 도 48의 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다.
도 48에서 중요한 점은 교체 후의 베이스밴드신호 q1에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호의 교체를 실행한 심벌에 대하여 실시하고 있는고, 또, 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호의 교체를 실행한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z1'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 또, z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 49는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 및 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 49 (a)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 49 (b)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 49에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌, 4901은 Null심벌이며, 베이스밴드신호의 동상성분 I=0이며, 직교성분 Q=0이 된다. 이때, 데이터심벌(4702)은 프리코딩 또는 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다. 도 49와 도 47의 차이는 데이터심벌 이외의 심벌의 구성방법이며, 변조신호 z1'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z2'는 Null심벌이 되며, 반대로 변조신호 z2'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z1'는 Null심벌이 된다는 점이다.
도 49는 도 69와 같이 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다(교체 후의 베이스밴드신호 q1에는 위상변경을 실행하지 않는다). (또, 도 69에서는 시간 축 방향으로 위상변경을 실행하는 경우를 나타내고 있으나, 도 6에서 시간 t를 캐리어 f로 치환하여 생각함으로써 주파수 방향에서의 위상변경을 실행하는 것에 상당하며, 시간 t를 시간 t, 주파수 f, 즉, (t)를 (t, f)로 치환하여 생각함으로써 시간 주파수의 블록으로 위상변경을 실행하는 것에 상당한다). 따라서 도 49의 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다. 또, 도 49의 교체 후의 베이스밴드신호 q1의 심벌은 위상변경을 실행하지 않으므로 수치를 기재하고 있지 않다.
도 49에서 중요한 점은 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 실행한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 하지 않게 된다.
도 50은 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1' 및 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 50 (A)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q1) z1 또는 z1'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 50 (B)는 변조신호(교체 후의 베이스밴드신호 q2) z2'의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 50에서 4701은 파일럿심벌, 4702는 데이터심벌, 4901은 Null심벌이며, 베이스밴드신호의 동상성분 I=0이며, 직교성분 Q=0이 된다. 이때, 데이터심벌(4702)은 프리코딩 또는 프리코딩과 위상변경을 실행한 심벌이 된다. 도 50으로 도 48의 차이는 데이터심벌 이외의 심벌의 구성방법이며, 변조신호 z1'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z2'는 Null심벌이 되며, 반대로 변조신호 z2'에서 파일럿심벌이 삽입되어 있는 시간과 캐리어에서 변조신호 z1'는 Null심벌이 된다는 점이다.
도 50은 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대해 위상변경을 실행하는 경우의 심벌 배치를 나타내고 있다. 따라서 도 50의 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 심벌에 기재되어 있는 수치는 위상의 변경 값을 나타내고 있다.
도 50에서 중요한 점은 교체 후의 베이스밴드신호 q1에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 한 심벌에 대하여 실시하고 있고, 또, 교체 후의 베이스밴드신호 q2에 대한 위상변경은 데이터심벌, 즉, 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 한 심벌에 대하여 실시하고 있다는 점이다(여기서, 심벌이라고 기재하고 있으나, 여기서 기재하고 있는 심벌에는 프리코딩이 실시되어 있으므로, s1의 심벌과 s2의 심벌의 양자를 포함하게 된다). 따라서 z1'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 또, z2'에 삽입된 파일럿심벌에 대해서는 위상변경을 실행하지 않게 된다.
도 51은 도 47, 도 49의 프레임 구성의 변조신호를 생성하여 송신하는 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 4와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 또, 도 51에서는 도 67이나 도 70에서 나타내는 베이스밴드신호 교체부를 도시하고 있지 않으나, 도 51에 대해 도 67이나 도 70과 같이 가중합성부와 위상 변경부의 사이에 베이스밴드신호 교체부를 삽입하면 좋다.
도 51에서 가중합성부(308A, 308B) 및 위상 변경부(317B) 및 베이스밴드신호 교체부는 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌인 타이밍을 나타내고 있을 때만 동작하게 된다.
도 51의 파일럿심벌(Null심벌 생성을 겸하는 것으로 한다) 생성부(5101)는 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또한, Null심벌)인 것을 나타내고 있는 경우, 파일럿심벌의 베이스밴드신호(5102A 및 5102B)를 출력한다.
도 47에서 도 50의 프레임 구성에서는 나타내고 있지 않았으나, 프리코딩(및 위상 회전을 실시하지 않는다)를 실시하지 않는, 예를 들어 1 안테나로 변조신호를 송신하는 방식(이 경우, 다른 일방의 안테나로부터는 신호를 전송하지 않게 된다), 또는 시공간부호(특히, 시공간블록부호)를 이용한 전송방식을 이용하여 제어정보 심벌을 송신하는 경우, 제어정보 심벌(5104)은 제어정보(5103), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)가 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 제어정보 심벌의 베이스밴드신호(5102A, 5102B)를 출력한다.
도 51의 무선부(310A, 310B)는 입력이 되는 복수의 베이스밴드신호 중 프레임 구성신호(313)에 의거하여 복수의 베이스밴드신호로부터 소망한 베이스밴드신호를 선택한다. 그리고 OFDM 관련의 신호처리를 하여 프레임 구성에 따른 변조신호(311A, 311B)를 각각 출력한다.
도 52는 도 48, 도 50의 프레임 구성의 변조신호를 생성하여 송신하는 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 4, 도 51과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 51에 대해서 추가한 위상 변경부(317A)는 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌인 타이밍을 나타내고 있을 때만 동작하게 된다. 그 외에 대해서는 도 51과 동일한 동작이 된다. 또, 도 52에서는 도 67이나 도 70에서 나타내는 베이스밴드신호 교체부를 도시하고 있지 않으나, 도 52에 대해 도 67이나 도 70과 같이 가중합성부와 위상 변경부의 사이에 베이스밴드신호 교체부를 삽입하면 좋다.
도 53은 도 51과는 다른 송신장치의 구성방법이다. 또, 도 53에서는 도 67이나 도 70에서 나타내는 베이스밴드신호 교체부를 도시하고 있지 않으나, 도 53에 대해 도 67이나 도 70과 같이 가중합성부와 위상 변경부의 사이에 베이스밴드신호 교체부를 삽입하면 좋다. 이하에서는 다른 점에 대하여 설명한다. 위상 변경부(317B)는 도 53과 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(317B)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(316B)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌), 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(317B)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
선택부(5301)는 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 하여, 프레임 구성신호 (313)가 나타내는 심벌의 베이스밴드신호를 선택하여 출력한다.
도 54는 도 52와는 다른 송신장치의 구성방법이다. 또, 도 54에서는 도 67이나 도 70에서 나타내는 베이스밴드신호 교체부를 도시하고 있지 않으나, 도 54에 대하여, 도 67이나 도 70과 같이 가중합성부와 위상 변경부의 사이에 베이스밴드신호 교체부를 삽입하면 좋다. 이하에서는 다른 점에 대하여 설명한다. 위상 변경부(317B)는 도 54와 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(317B)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(316B)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌), 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(317B)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
마찬가지로 위상 변경부(5201)는 도 54와 같이 복수의 베이스밴드신호를 입력으로 한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 데이터심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(5201)는 프리코딩 후의 베이스밴드신호(309A)에 대해 위상변경을 실행한다. 그리고 프레임 구성신호(313)가 파일럿심벌(또는 Null심벌), 또는 제어정보 심벌임을 나타내고 있는 경우 위상 변경부(5201)는 위상변경의 동작을 정지하고 각 심벌의 베이스밴드신호를 그대로 출력한다(해석으로는 「ej0」에 상당하는 위상 회전을 강제적으로 실행하고 있다고 생각하면 좋다).
상술의 설명에서는 파일럿심벌과 제어심벌과 데이터심벌을 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩과는 다른 전송방법, 예를 들어 1 안테나 송신, 시공간블록부호를 이용한 전송방식 등을 이용하여 전송하는 심벌이면 마찬가지로 위상변경을 실행하지 않는 것이 중요해지며, 이와는 반대로 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 실행한 심벌에 대해서는 위상변경을 실행하는 것이 본 발명에서는 중요한 점이 된다.
따라서 시간-주파수 축에서의 프레임 구성에서의 모든 심벌에서 위상변경을 하는 것은 아니며, 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체를 실행한 신호에만 위상변경을 주는 점이 본 발명의 특징이 된다.
다음에, 비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(QC-LDPC부호가 아닌 LDPC부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호, 테일 바이팅을 이용한 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에 대하여 상세하게 설명한다. 여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실시한 때, 제어정보 등(예를 들어, CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)이 필요할 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는 예를 들어 도 69, 도 70의 송신장치에 대해 도 4와 같은 부호기와 분배부를 적용하고, s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로서는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 34에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 앞에서 설명한 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되기때문에, 변조방식이 QPSK일 때 상술의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에 대하여 앞의 설명에서 정의한 슬롯과 승산하는 위상과의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 앞에서 설명한 송신장치의 위상 변경부를 위하여 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비하는 것으로 한다(도 69와 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 q2에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 부른다. 따라서 이 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 이 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3], PHASE[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상의 영향이 크고, 수신장치에서 이 영향에 의존한 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.
이상과 같이, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 N개(N개의 다른 위상을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]로 나타내는 것으로 한다)로 한 때의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN -1로 한 때,
<조건 ＃D1-4>
K0=K1=…=Ki=…=KN -1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이면 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃D1-4>가 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일해지는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃D1-4>를 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃D1-4>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃D1-5>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
도 35는 블록부호를 이용한 때의 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 35는 도 67의 송신장치 및 도 70의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 35에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 도 67의 송신장치 및 도 70의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되며, 또, 2개의 부호화기가 존재하기 위해 2개의 스트림에서는 다른 부호블록을 전송하게 된다. 따라서 변조방식이 QPSK일 때, s1, s2에 의해 2개의 부호화블록이 동일 구간 내에서 송신되는 것으로부터, 예를 들어 s1에 의해 제 1 부호화 후의 블록이 송신되며, s2에 의해 제 2 부호화블록이 송신되게 되므로, 제 1, 제 2 부호화 후의 블록을 송신하기 위해 3000슬롯이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 2개의 부호화블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.
다음에, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 앞의 설명에서 정의한 슬롯과 승산하는 위상과의 관계에 대하여 설명한다.
여기에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 위하여 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)의 수를 5로 한다. 즉, 도 67의 송신장치 및 도 70의 송신장치의 위상 변경부를 위하여 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 준비하는 것으로 한다(도 69와 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 q2에만 위상변경을 실행하는 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 값을 준비하면 좋다. 또, 교체 후의 베이스밴드신호 q1 및 교체 후의 베이스밴드신호 q2의 양자에 대해 위상변경을 실행하는 경우, 1 슬롯을 위하여 2개의 위상변경 값이 필요하다. 이 2개의 위상변경 값을 위상변경 세트라고 부른다. 따라서 이 경우, 주기 5의 위상변경을 실행하기 위해서는 5개의 위상변경 세트를 준비하면 좋다). 이 5개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3], PHASE[4]로 나타내는 것으로 한다.
변조방식이 QPSK일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 위상에 편중이 있으면 많은 수를 사용한 위상의 영향이 크고, 수신장치에서 이 영향에 의존한 데이터의 수신품질이 되기 때문이다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 600회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.
마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에서 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.
또, 제 1 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있으며, 또, 제 2 부호화블록을 송신하기 위해 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[2]를 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 위상 PHASE[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.
이상과 같이, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 준비하는 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 N개(N개의 다른 위상을 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]로 나타내는 것으로 한다)로 한 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 위상 PHASE[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 슬롯 수를 KN -1로 한 때,
<조건 ＃D1-6>
K0=K1=…=Ki=…=KN -1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 1 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 1, 위상 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 1, 위상 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 1 (i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 1로 한 때,
<조건 ＃D1-7>
K0 , 1=K1 , 1=…=Ki , 1=…=KN -1, 1, 즉, Ka , 1=Kb , 1, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이며, 제 2 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 위상 PHASE[0]을 사용하는 횟수를 K0 , 2, 위상 PHASE[1]을 사용하는 횟수를 K1 , 2, 위상 PHASE[i]를 사용하는 횟수를 Ki , 2(i=0, 1, 2, …, N-1 (i는 0 이상 N-1 이하의 정수)), 위상 PHASE[N-1]을 사용하는 횟수를 KN -1, 2로 한 때,
<조건 ＃D1-8>
K0 , 2=K1 , 2=…=Ki , 2=…=KN -1, 2, 즉, Ka , 2=Kb , 2, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이면 좋다.
그리고 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에서 <조건 ＃D1-6>, <조건 ＃D1-7>, <조건 ＃D1-8>이 성립하면 좋아진다.
그러나 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라서 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이며(경우에 따라서는 동일해지는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 <조건 ＃D1-6>, <조건 ＃D1-7>, <조건 ＃D1-8>을 만족시킬 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, <조건 ＃D1-6>, <조건 ＃D1-7>, <조건 ＃D1-8>을 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.
<조건 ＃D1-9>
Ka와 Kb의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka-Kb｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃D1-10>
Ka , 1과 Kb , 1의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 1-Kb , 1｜은 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
<조건 ＃D1-11>
Ka , 2와 Kb , 2의 차이는 0 또는 1, 즉,｜Ka , 2-Kb , 2｜는 0 또는 1
(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1 (a는 0 이상 N-1 이하의 정수, b는 0 이상 N-1 이하의 정수), a≠b)
이상과 같이, 부호화 후의 블록과 승산하는 위상의 관계설정을 실행함으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 위상에 편중이 없어지므로, 수신장치에서 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.
상술한 설명에서는 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서 주기 N의 위상변경방법을 위해서는 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)이 필요하다. 이때, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)으로 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]의 순으로 배열방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트) PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], …, PHASE[N-2], PHASE[N-1]을 시간 축, 주파수-시간 축의 블록에 대하여 심벌을 배치함으로써 위상을 변경할 수도 있다. 또, 주기 N의 위상변경방법으로 설명하고 있으나, N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시, 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 위상변경 값(또는 위상변경 세트)을 이용할 필요는 없으나, 상기에서 설명한 조건을 만족하는 것은 수신장치에서 높은 데이터의 수신품질을 얻는데 있어서는 중요하다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이와 같은 모드로부터 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있게 해도 좋다.
또, 공간 다중 MIMO 전송방식이란 비 특허문헌 3에 나타내고 있는 것과 같이 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1, s2를 각각 다른 안테나로부터 송신하는 방법이며, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식이란, 프리코딩만을 실행하는(위상변경을 실행하지 않는다) 방식이다. 또, 시공간블록부호화 방식이란, 비 특허문헌 9, 16, 17에 나타나고 있는 전송방식이다. 1 스트림만 송신이란, 선택한 변조방식에서 매핑한 신호 s1의 신호를 소정의 처리를 실행하여 안테나에서 송신하는 방법이다.
또, OFDM과 같은 멀티 캐리어의 전송방식을 이용하고 있고, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군, 복수의 캐리어로 구성된 제 1 캐리어 군과는 다른 제 2 캐리어 군, …과 같이 복수의 캐리어 군으로 멀티 캐리어 전송을 실현하고 있으며, 캐리어 군마다 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식, 시공간블록부호화 방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법의 어느 하나로 설정해도 좋으며, 특히, 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 상술한 것을 실시하면 좋다.
또, 본 실시형태에서 설명한 프리코딩, 베이스밴드신호의 교체, 위상변경을 실행하는 송신장치와 본 명세서에서 설명한 내용은 조합하여 사용할 수 있으며, 특히, 본 실시형태에서 설명한 위상 변경부에 대해 본 명세서에서 설명한 모든 위상변경에 관한 내용을 조합하여 사용하는 것은 가능하다.
(실시형태 D2)
본 실시형태에서는 도 4의 송신장치의 경우에 있어서 도 4의 송신장치에 대해 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 방식으로 대응한 경우, 도 67, 도 70의 송신장치에 대해 도 4와 같이 하나의 부호화기와 분배부를 적용한 경우에 있어서 본 명세서 중에서 설명한 규칙적으로 위상변경을 실행한 경우의 위상변경의 이니셜라이즈(Initialize) 방법에 대하여 설명한다.
비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(QC-LDPC부호가 아니거나, LDPC부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호, 테일 바이팅을 이용한 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 규칙적으로 위상을 변경하는 경우를 생각한다.
여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실시한 때, 제어정보 등 (예를 들어, CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)이 필요할 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는 예를 들어 상술한 설명의 송신장치에 대해 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 34에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 상술한 설명의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 상술의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 도 71과 같은 프레임 구성으로 송신장치가 변조신호를 송신하는 경우를 생각한다. 도 71 (A)는 변조신호 z1' 또는 z1 (안테나(312A)로 송신)의 시간 및 주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 또, 도 71 (B)는 변조신호 z2(안테나(312B)로 송신)의 시간 및 주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 이때, 변조신호 z1' 또는 z1이 이용하고 있는 주파수(주파수대)와 변조신호 z2가 이용하고 있는 주파수(주파수대)는 동일한 것으로 하며, 동일 시각에 변조신호 z1' 또는 z1과 변조신호 z2가 존재하게 된다.
도 71 (a)에 나타내는 것과 같이 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.
송신장치는 구간 D에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 3, 제 4, …, 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 E에서 제 3 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 F에서 제 4 부호화블록을 송신하게 된다.
도 71 (b)에 나타내는 것과 같이 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.
송신장치는 구간 D에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 3, 제 4, …, 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 E에서 제 3 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 F에서 제 4 부호화블록을 송신하게 된다.
도 72는 도 34와 같이 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히 제 1 부호화블록에서는 변조방식으로 16QAM를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 1 부호화블록을 전송하기 위해서는 750슬롯이 필요하다.
마찬가지로, 제 2 부호화블록에서는 변조방식으로서 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 2 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.
도 73은 도 34와 같이 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히 제 3 부호화블록에서는 변조방식으로서 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 3 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.
그리고 본 명세서에서 설명한 것과 같이 변조신호 z1 즉, 안테나(312A)로 송신하는 변조신호에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 변조신호 z2 즉, 안테나(312B)로 송신하는 변조신호에 대해서는 위상변경을 실행하는 경우를 생각한다. 이때, 도 72, 도 73에서는 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 나타내고 있다.
먼저, 전제로, 위상변경을 하기 위해 다른 위상변경 값을 7개 준비하고, 7개의 위상변경 값을 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6이라고 명명한다. 또, 위상변경은 규칙적이고, 또한 주기적으로 이용하는 것으로 한다. 즉, 위상변경 값은 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, …과 같이 규칙적으로, 또한, 주기적으로 변경을 실행하는 것으로 한다.
도 72에 나타내는 것과 같이, 먼저 제 1 블록부호화블록에서는 750슬롯 존재하므로, 위상변경 값을 ＃0부터 사용을 개시하면 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, …, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0이 되며, 750번째의 슬롯은 ＃0을 이용하여 종료하게 된다.
다음에, 제 2 부호화블록의 각 슬롯에 대해 위상변경을 적용하게 된다. 본 명세서에서는 멀티캐스트통신, 방송에 적용하는 경우를 상정하고 있으므로, 어느 수신 단말은 제 1 부호화블록을 필요로 하지 않으며 제 2 부호화블록만 추출하는 경우를 생각할 수 있다. 이 경우, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯을 송신하기 위해 위상변경 값 ＃0을 이용하고, 제 2 부호화블록을 전송하기 위해 최초로 위상변경 값 ＃1을 이용한 것으로 한다. 그러면,
(a)：상술한 설명의 단말은 제 1 부호화블록이 어떻게 송신되는가를 감시하여, 즉, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯의 송신으로 위상변경 값이 어느 패턴인가를 감시하여 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값을 추정하는,
(b)：(a)를 실행하지 않기 위하여 송신장치는 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값의 정보를 전송하는
이라는 방법을 생각할 수 있다. (a)의 경우, 단말은 제 1 부호화블록의 전송을 감시할 필요가 있으므로 소비 전력이 증대해 버리고, (b)의 경우 데이터의 전송 효율의 저하를 초래하게 된다.
따라서 상술과 같은 위상변경 값의 할당에는 개선의 여지가 있다. 그래서, 각 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값을 고정으로 하는 방법을 제안한다. 따라서 도 72에 나타내는 것과 같이 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값은 제 1 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 이용한 위상변경 값과 마찬가지로 ＃0으로 한다.
마찬가지로, 도 73에 나타내는 것과 같이 제 3 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값은 ＃3으로 하는 것이 아니라, 제 1, 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값과 마찬가지로 ＃0으로 한다.
이상과 같이 함으로써 (a), (b)에서 발생하는 과제를 억제할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
또, 본 실시형태에서는 부호화블록마다 위상변경 값을 이니셜라이즈하는 방법, 즉, 어느 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값은 ＃0으로 고정하는 방법에 대하여 설명하였으나, 다른 방법으로, 프레임 단위로 실행하는 것도 가능하다. 예를 들어 프리앰블이나 제어심벌 전송 후의 정보를 전송하기 위한 심벌에서 최초의 슬롯에서 사용하는 위상변경 값은 ＃0으로 고정으로 해도 좋다.
(실시형태 D3)
또, 상술의 각 실시형태에서는 가중합성부가 프리코딩에 사용하는 프리코딩 행렬을 복소수로 표현하고 있으나, 프리코딩 행렬을 실수로 표현할 수도 있다.
즉, 예를 들어 2개의 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s1 (i), s2(i)(단, i는 시간, 또는 주파수)로 하고, 프리코딩으로 얻어진 2개의 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z1 (i), z2(i)로 한다. 그리고 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s1 (i)의 동상성분을 Is1 (i), 직교성분을 Qs1 (i), 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s2(i)의 동상성분을 Is2(i), 직교성분을 Qs2(i), 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z1 (i)의 동상성분을 Iz1 (i), 직교성분을 Qz1 (i), 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z2(i)의 동상성분을 Iz2(i), 직교성분을 Qz2(i)로 하면, 실수로 구성된 프리코딩 행렬 Hr를 이용하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00077
단, 실수로 구성된 프리코딩 행렬 Hr는 이하와 같이 표시된다.
Figure pct00078
이때, a11, a12, a13, a14, a21, a22, a23, a24, a31, a32, a33, a34, a41, a42, a43, a44는 실수이다. 단, {a11=0, a12=0, a13=0 또한, a14=0}이 성립해서는 안 되며, {a21=0, a22=0, a23=0 또한, a24=0}이 성립해서는 안 되고, {a31=0, a32=0, a33=0 또한, a34=0}이 성립해서는 안 되며, {a41=0, a42=0, a43=0, a44=0}이 성립해서는 안 된다. 그리고 {a11=0, a21=0, a31=0이면서 a41=0}이 성립해서는 안 되며, {a12=0, a22=0, a32=0이면서 a42=0}이 성립해서는 안 되고, {a13=0, a23=0, a33=0이면서 a43=0}이 성립해서는 안 되며, {a14=0, a24=0, a34=0이면서 a44=0}이 성립해서는 안 된다.
(실시형태 E1)
본 실시형태에서는 (1) 도 4의 송신장치의 경우, (2) 도 4의 송신장치에 대해 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 방식으로 대응한 경우, (3) 도 67, 도 70의 송신장치에 대해 도 4와 같이 하나의 부호화기와 분배부를 적용한 경우의 3개의 경우의 모두에 적용할 수 있는, 본 명세서 중에서 설명한 규칙적으로 위상변경을 실행한 경우의 위상변경의 이니셜라이즈 방법에 대하여 설명한다.
비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이, QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Parity-Check) 부호(QC-LDPC부호가 아니거나, LDPC부호라도 좋다), LDPC부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호, 테일 바이팅을 이용한 터보부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 규칙적으로 위상을 변경하는 경우를 생각한다.
여기에서는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 하여 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실행한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하로 기재하는 것과 같은 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용하여 부호화를 실행한 때, 제어정보 등 (예를 들어, CRC(Cyclic Redundancy Check), 전송 파라미터 등)이 필요할 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.
도 34는 블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 34는 예를 들어 상술한 설명의 송신장치에 대해 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때의 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 중 어느 하나를 이용해도 좋다).
도 34에 나타내는 것과 같이, 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.
그리고 상술한 설명의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 상술한 설명의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있게 되므로, s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에서는 「슬롯」이라고 명명한다)이 필요하다.
마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하며, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.
다음에, 도 71과 같은 프레임 구성으로 송신장치가 변조신호를 송신하는 경우를 생각한다. 도 71 (A)는 변조신호 z1' 또는 z1 (안테나(312A)로 송신)의 시간 및 주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 또, 도 71 (B)는 변조신호 z2(안테나(312B)로 송신)의 시간 및 주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 이때, 변조신호 z1' 또는 z1이 이용하고 있는 주파수(주파수대)와 변조신호 z2가 이용하고 있는 주파수(주파수대)는 동일한 것으로 하며, 동일 시각에 변조신호 z1' 또는 z1과 변조신호 z2가 존재하게 된다.
도 71 (a)에 나타내는 것과 같이, 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.
송신장치는 구간 D에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 3, 제 4, …, 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 E에서 제 3 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 F에서 제 4 부호화블록을 송신하게 된다.
도 71 (b)에 나타내는 것과 같이, 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.
송신장치는 구간 D에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에서는 제 3, 제 4, …, 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 E에서 제 3 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 F에서 제 4 부호화블록을 송신하게 된다.
도 72는 도 34와 같이 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히 제 1 부호화블록에서는 변조방식으로 16QAM를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 1 부호화블록을 전송하기 위해서는 750슬롯이 필요하다.
마찬가지로, 제 2 부호화블록에서는 변조방식으로서 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 2 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.
도 73은 도 34와 같이 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히 제 3 부호화블록에서는 변조방식으로 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있으며, 제 3 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.
그리고 본 명세서에서 설명한 것과 같이, 변조신호 z1, 즉, 안테나 (312A)로 송신하는 변조신호에 대해서는 위상변경을 실행하지 않으며, 변조신호 z2, 즉, 안테나(312B)로 송신하는 변조신호에 대해서는 위상변경을 실행하는 경우를 생각한다. 이때, 도 72, 도 73에서는 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 나타내고 있다.
먼저, 전제로 위상변경을 하기 위해 다른 위상변경 값을 7개 준비하며, 7개의 위상변경 값을 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6이라고 명명한다. 또, 위상변경은 규칙적이면서 주기적으로 이용하는 것으로 한다. 즉, 위상변경 값은 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, …과 같이 규칙적이면서 주기적으로 변경을 실행하는 것으로 한다.
도 72에 나타내는 것과 같이, 먼저, 제 1 블록부호화블록에서는 750슬롯이 존재하므로 위상변경 값을 ＃0부터 사용을 개시하면, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, …, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0이 되며, 750번째의 슬롯은 ＃0을 이용하여 종료하게 된다.
다음에, 제 2 부호화블록의 각 슬롯에 대해 위상변경을 적용하게 된다. 본 명세서에서는 멀티캐스트통신, 방송에 적용하는 경우를 상정하고 있으므로, 어느 수신 단말은 제 1 부호화블록을 필요로 하지 않으며, 제 2 부호화블록만 추출하는 경우를 생각할 수 있다. 이 경우, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯을 송신하기 위해 위상변경 값 ＃0을 이용하고, 제 2 부호화블록을 전송하기 위해 최초로 위상변경 값 ＃1을 이용한 것으로 한다. 그러면
(a) 상술한 설명의 단말은 제 1 부호화블록이 어떻게 송신되었는가를 감시, 즉, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯의 송신으로 위상변경 값이 어느 패턴인가를 감시하여 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값을 추정하는,
(b) (a)를 실행하지 않기 위하여, 송신장치는 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값의 정보를 전송하는
의 방법을 생각할 수 있다. (a)의 경우, 단말은 제 1 부호화블록의 전송을 감시할 필요가 있으므로 소비 전력이 증대해 버리며, (b)의 경우, 데이터의 전송 효율의 저하를 초래하게 된다.
따라서 상술의 설명과 같은 위상변경 값의 할당에는 개선의 여지가 있다. 그래서, 각 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값을 고정으로 하는 방법을 제안한다. 따라서 도 72에 나타내는 것과 같이 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값은 제 1 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 이용한 위상변경 값과 마찬가지로 ＃0으로 한다.
마찬가지로, 도 73에 나타내는 것과 같이, 제 3 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값은 ＃3으로 하는 것이 아니고, 제 1, 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 위상변경 값과 마찬가지로 ＃0으로 한다.
이상과 같이 함으로써 상술한 설명의 (a), (b)에서 발생하는 과제를 억제할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
또, 본 실시형태에서는 부호화블록마다 위상변경 값을 이니셜라이즈 하는 방법, 즉, 어느 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 위상변경 값은 ＃0으로 고정하는 방법에 대하여 설명하였으나, 다른 방법으로 프레임 단위로 실행하는 것도 가능하다. 예를 들어 프리앰블이나 제어심벌 전송 후의 정보를 전송하기 위한 심벌에서 최초의 슬롯에서 사용하는 위상변경 값은 ＃0으로 고정해도 좋다.
예를 들어, 도 71에서 프레임이 프리앰블부터 개시되는 것으로 해석하면, 제 1 프레임에서 최초의 부호화블록은 제 1 부호화블록이 되고, 제 2 프레임에서 최초의 부호블록은 제 3 부호화블록이 되며, 도 72, 도 73을 이용하여 앞에서 설명한 것과 같이 한 경우 상술한 「프레임 단위로, 최초의 슬롯에서 사용하는 위상변경 값은 (＃0으로) 고정」의 예로 되어 있다.
다음에, DVB(Digital Video Broadcasting)-T2(T:Terrestrial) 규격을 이용한 방송시스템에 적용하는 경우에 대하여 설명한다. 먼저 DVB-T2규격을 이용한 방송시스템의 프레임 구성에 대하여 설명한다.
도 74는 DVB-T2규격에서의 방송국이 송신하는 신호의 프레임 구성의 개요를 나타내고 있다. DVB-T2규격에서는 OFDM 방식을 이용하고 있으므로 시간-주파수 축으로 프레임이 구성되어 있다. 도 74는 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 프레임은 P1 Signalling data(7401), L1 Pre-Signalling data(7402), L1 Post-Signalling data(7403), Common PLP(7404), PLP#1 ~ #N(7405-1~7405-N)으로 구성되어 있다(PLP：Physical Layer Pipe)(여기서, L1 Pre-Signalling data(7402), L1 Post-Signalling data(7403)을 P2심벌이라고 부른다). 이와 같이, P1 Signalling data(7401), L1 Pre-Signalling data(7402), L1 Post-Signalling data(7403), Common PLP(7404), PLP#1 ~ #N(7405-1 ~ 7405-N)으로 구성되어 있는 프레임을 T2프레임이라고 명명하고 있으며, 프레임 구성의 하나의 단위가 되어 있다.
P1 Signalling data(7401)에 의해 수신장치가 신호 검출, 주파수 동기(주파수 오프셋(offset) 추정도 포함한다)를 실행하기 위한 심벌인 동시에, 프레임에서의 FFT(Fast Fourier Transform) 사이즈의 정보, SISO(Single-Input Single-Output)/MISO(Multiple-Input Single-Output)의 어느 방식으로 변조신호를 송신하는가의 정보 등을 전송한다(SISO 방식의 경우, 하나의 변조신호를 송신하는 방식에서 MISO 방식의 경우 복수의 변조신호를 송신하는 방법이며, 또한, 비 특허문헌 9, 16, 17에 나타내고 있는 시공간 블록부호를 이용하고 있다).
L1 Pre-Signalling data(7402)에 의해 송신프레임에서 사용하는 가드 인터벌의 정보, PAPR(Peak to Average Power Ratio)를 삭감하기 위해 실행하는 신호처리방법에 관한 정보, L1 Post-Signalling data를 전송할 때의 변조방식, 오류정정방식 (FEC: Forward Error Correction), 오류정정방식의 부호화율의 정보, L1 Post-Signalling data의 사이즈 및 정보 사이즈의 정보, 파일럿 패턴의 정보, 셀(주파수 영역) 고유번호의 정보, 노멀 모드 및 확장 모드(노멀 모드와 확장 모드에서는 데이터 전송에 이용하는 서브 캐리어수가 다르다)의 어느 방식을 이용하고 있는가의 정보 등을 전송한다.
L1 Post-Signalling data(7403)에 의해 PLP의 수의 정보, 사용하는 주파수 영역에 관한 정보, 각 PLP의 고유번호의 정보, 각 PLP를 전송하는데 사용하는 변조방식, 오류정정방식, 오류정정방식의 부호화율의 정보, 각 PLP의 송신하는 블록수의 정보 등을 전송한다.
Common PLP(7404), PLP#1 ~ #N(7405-1 ~ 7405-n)은 데이터를 전송하기 위한 영역이다.
도 74의 프레임 구성에서는 P1 Signalling data(7401), L1 Pre-Signalling data(7402), L1 Post-Signalling data(7403), Common PLP(7404), PLP#1 ~ #N(7405-1 ~ 6105-N)은 시분할로 송신되고 있는 것으로 기재하고 있으나, 실제는 동일 시각에 2종류 이상의 신호가 존재하고 있다. 그 예를 도 75에 나타낸다. 도 75에 나타내는 것과 같이, 동일 시각에 L1 Pre-Signalling data, L1 Post-Signalling data, Common PLP가 존재하고 있거나, 동일 시각에 PLP#1, PLP#2가 존재하거나 하는 경우도 있다. 즉, 각 신호는 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 프레임이 구성되어 있다.
도 76은 DVB-T2규격에서의 (예를 들어, 방송국)의 송신장치에 대해 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호로 위상변경을 실행하는 송신방법을 적용한 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다.
PLP 신호 생성부(7602)는 PLP용의 송신데이터(7601)(복수 PLP용의 데이터), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 각 PLP의 오류정정부호화의 정보, 변조방식의 정보 등의 정보에 의거하여 오류정정부호화, 변조방식에 의거하는 매핑을 실행하여 PLP의(직교) 베이스밴드신호(7603)을 출력한다.
P2심벌 신호 생성부(7605)는 P2심벌용 송신데이터(7604), 제어신호( 7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 P2심벌의 오류정정의 정보, 변조방식의 정보 등의 정보에 의거하여 오류정정부호화, 변조방식에 의거하는 매핑을 실행하여 P2심벌의(직교) 베이스밴드신호(7606)를 출력한다.
제어신호 생성부(7608)는 P1심벌용의 송신데이터(7607), P2심벌용 송신데이터(7604)를 입력으로 하여, 도 74에서의 각 심벌 군(P1 Signalling data(7401), L1 Pre-Signalling data(7402), L1 Post-Signalling data(7403), Common PLP(7404), PLP#1 ~ #N(7405-1 ~ 7405-N))의 송신방법(오류정정부호, 오류정정부호의 부호화율, 변조방식, 블록길이, 프레임 구성, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 포함하는 선택한 송신방법, 파일럿심벌 삽입방법, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFT의 정보 등 , PAPR 삭감 방법의 정보, 가드 인터벌 삽입방법의 정보)의 정보를 제어신호(7609)로 출력한다.
프레임 구성부(7610)은 PLP의 베이스밴드신호(7603), P2심벌의 베이스밴드신호(7606), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호에 포함되는 프레임 구성의 정보에 의거하여 주파수, 시간 축에서의 재배열을 하여, 프레임 구성에 따른 스트림 1의(직교) 베이스밴드신호(7611-1)(매핑 후의 신호, 즉, 사용하는 변조방식에 근거하는 베이스밴드신호), 스트림 2의(직교) 베이스밴드신호(7611-2)(매핑 후의 신호, 즉, 사용하는 변조방식에 의거하는 베이스밴드신호)를 출력한다.
신호처리부(7612)는 스트림 1의 베이스밴드신호(7611-1), 스트림 2의 베이스밴드신호(7611-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 송신방법에 의거한 신호처리 후의 변조신호 1(7613-1) 및 신호처리 후의 변조신호 2(7613-2)를 출력한다.
여기서 특징적인 점은, 송신방법으로 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호로 위상변경을 실행하는 송신방법이 선택된 때, 신호처리부는 도 6, 도 25, 도 26, 도 27, 도 28, 도 29, 도 69와 동일하게 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호로 위상변경을 실행하는 처리를 실행하며, 이 신호처리가 이루어진 신호가 신호처리 후의 변조신호 1(7613-1) 및 신호처리 후의 변조신호 2(7613-2)가 된다.
파일럿 삽입부(7614-1)는 신호처리 후의 변조신호 1(7613-1), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 파일럿심벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 신호처리 후의 변조신호 1(7613-1)에 파일럿심벌을 삽입하고, 파일럿심벌 삽입 후의 변조신호(7615-1)를 출력한다.
파일럿 삽입부(7614-2)는 신호처리 후의 변조신호 2(7613-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 파일럿심벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 신호처리 후의 변조신호 2(7613-2)에 파일럿심벌을 삽입하여 파일럿심벌 삽입 후의 변조신호(7615-2)를 출력한다.
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(7616-1)는 파일럿심벌 삽입 후의 변조신호(7615-1), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 IFFT의 방법의 정보에 의거하여 IFFT를 실시하여, IFFT 후의 신호(7617-1)를 출력한다.
IFFT부(7616-2)는 파일럿심벌 삽입 후의 변조신호(7615-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 IFFT의 방법의 정보에 의거하여 IFFT를 실시하여, IFFT 후의 신호(7617-2)를 출력한다.
PAPR 삭감부(7618-1)는 IFFT 후의 신호(7617-1), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 PAPR 삭감에 관한 정보에 의거하여 IFFT 후의 신호(7617-1)에 PAPR 삭감을 위한 처리를 실시하고, PAPR 삭감 후의 신호(7619-1)를 출력한다.
PAPR 삭감부(7618-2)는 IFFT 후의 신호(7617-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 PAPR 삭감에 관한 정보에 의거하여 IFFT 후의 신호(7617-2)에 PAPR 삭감을 위한 처리를 실시하고, PAPR 삭감 후의 신호(7619-2)를 출력한다.
가드 인터벌 삽입부(7620-1)는 PAPR 삭감 후의 신호(7619-1), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 가드 인터벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 PAPR 삭감 후의 신호(7619-1)에 가드 인터벌을 삽입하고, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-1)를 출력한다.
가드 인터벌 삽입부(7620-2)는 PAPR 삭감 후의 신호(7619-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 제어신호(7609)에 포함되는 가드 인터벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 PAPR 삭감 후의 신호(7619-2)에 가드 인터벌을 삽입하고, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-2)를 출력한다.
P1심벌 삽입부(7622)는 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-1), 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-2), P1심벌용의 송신데이터(7607)를 입력으로 하여, P1심벌용의 송신데이터(7607)로부터 P1심벌의 신호를 생성하여, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-1)에 대해 P1심벌을 부가하고, P1심벌을 부가한 후의 신호(7623-1) 및 가드 인터벌 삽입 후의 신호(7621-2)에 대해 P1심벌을 부가하여 P1심벌을 부가한 후의 신호(7623-2)를 출력한다. 또, P1심벌의 신호는 P1심벌을 부가한 후의 신호(7623-1), P1심벌을 부가한 후의 신호(7623-2) 양방에 부가되어 있어도 좋고, 또, 어느 일방에 부가되어 있어도 좋다. 일방에 부가되어 있는 경우, 부가되어 있는 신호가 부가되어 있는 구간에서는 부가되어 있지 않은 신호에는 베이스밴드신호로 제로의 신호가 존재하게 된다.
무선 처리부(7624-1)는 P1심벌을 부가한 후의 신호(7623-1), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 증폭 등의 처리가 실시되어 송신신호( 7625-1)를 출력한다. 그리고 송신신호(7625-1)는 안테나(7626-1)에서 전파로서 출력된다.
무선 처리부(7624-2)는 P1심벌용 처리 후의 신호(7623-2), 제어신호(7609)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 증폭 등의 처리가 실시되어 송신신호(7625-2)를 출력한다. 그리고 송신신호(7625-2)는 안테나(7626-2)에서 전파로서 출력된다.
앞에서 설명한 것과 같이, P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군에 의해 각 PLP의 전송방법(예를 들어, 하나의 변조신호를 송신하는 송신방법, 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호로 위상변경을 실행하는 송신방법) 및 사용하고 있는 변조방식의 정보가 단말에 전송된다. 이때, 단말은 정보로서 필요한 PLP만을 잘라내고, 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다), 오류정정 복호를 실행하면 단말의 소비 전력은 감소한다. 따라서 도 71 ~ 도 73을 이용하여 설명한 때와 마찬가지로, 전송방법으로 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법을 이용하여 전송되는 PLP의 선두의 슬롯에서 사용하는 위상변경 값(＃0으로)을 고정으로 하는 방법을 제안한다. 또, PLP의 전송방법은 상기에 한정되는 것은 아니며, 비 특허문헌 9, 비 특허문헌 16, 비 특허문헌 17에 나타내고 있는 것과 같은 시공간부호나 다른 송신방법을 지정하는 것도 가능하다.
예를 들어, 도 74와 같은 프레임 구성에 의해 방송국이 각 심벌을 송신한 것으로 한다. 이때, 일례로 PLP(혼란을 피하기 위해 ＃1에서 ＄1로 변경한다) ＄1과 PLP ＄K를 방송국이 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호로 위상변경을 이용하여 송신할 때의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성을 도 77에 나타낸다.
또, 전제로, 이하의 설명에서는 일례로 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법에서는 위상변경 값을 7개 준비하고, 7개의 위상변경 값을 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6이라고 명명한다. 또, 위상변경 값은 규칙적이면서도 주기적으로 이용하는 것으로 한다. 즉, 위상변경 값은 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, …과 같이 규칙적이면서 또한 주기적으로 변경을 실행하는 것으로 한다.
도 77과 같이, PLP＄1은 시각 T, 캐리어 3(도 77의 7701)을 슬롯의 선두로 하고, 시각 T＋4, 캐리어 4를 슬롯의 최후(도 77의 7702)로 하여 슬롯(심벌)이 존재하고 있다(도 77 참조).
즉, PLP＄1에서 시각 T, 캐리어 3은 제 1번째의 슬롯이고, 제 2번째의 슬롯은 시각 T, 캐리어 4이며, 제 3번째의 슬롯은 시각 T, 캐리어 5이고, …, 제7번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 1이며, 제 8번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 2이고, 제 9번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 3이며, …, 제 14번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 8이고, 제 15번째의 슬롯은 시각 T＋2, 캐리어 1이며, …가 된다.
그리고 PLP＄K는 시각 S, 캐리어 4 (도 77의 7703)을 슬롯의 선두로 하고, 시각 S＋8, 캐리어 4를 슬롯의 최후(도 77의 7704)로 하여 슬롯(심벌)이 존재하고 있다(도 77 참조).
즉, PLP＄K에 있어서, 시각 S, 캐리어 4는 제 1번째의 슬롯이고, 제 2번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 5이며, 제 3번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 6이고, …, 제 5번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 8이며, 제 9번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 1이고, 제 10번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 2이며, …, 제 16번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 8이고, 제 17번째의 슬롯은 시각 S＋2, 캐리어 1이며, …가 된다.
또, 각 PLP의 선두의 슬롯(심벌)의 정보와 마지막 슬롯(심벌)의 정보를 포함하는 각 PLP가 사용하고 있는 슬롯의 정보는 P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군 등의 제어심벌에 의해 전송되게 된다.
이때, 도 71 ~ 도 73을 이용하여 설명한 때와 같이 PLP＄1의 선두의 슬롯인 시각 T, 캐리어 3(도 77의 7701)의 슬롯은 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하는 것으로 한다. 마찬가지로 PLP＄K-1의 마지막 슬롯인 시각 S, 캐리어 3(도 77의 7705)을 슬롯에서 이용하고 있는 위상변경 값의 번호에 관계없이 PLP＄K의 선두의 슬롯인 시각 S, 캐리어 4 (도 77의 7703)의 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하는 것으로 한다(단, 지금까지 설명한 것과 같이, 위상변경을 실행하기 전에 프리코딩(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 전환)을 하고 있는 것으로 한다).
또, 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법을 이용하여 송신하는 다른 PLP의 선두의 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용하여 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.
이상과 같이 함으로써 상술한 실시형태 D2에서 설명한 (a) 및 (b)의 과제를 억제할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
당연하나, 수신장치는 P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군 등의 제어심벌에 포함하는 각 PLP가 사용하고 있는 슬롯의 정보로부터 필요로 하고 있는 PLP를 추출하여 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다), 오류정정 복호를 실행하게 된다. 또, 수신장치는 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법의 위상변경규칙에 대해, 미리 알고 있고(복수의 규칙이 있는 경우에는 송신장치가 사용하는 규칙의 정보를 전송하고, 수신장치는 그 정보를 얻어서 사용하고 있는 규칙을 알게 된다), 각 PLP의 선두의 슬롯의 번호에 의거하여 위상변경의 변환 규칙의 타이밍을 맞춤으로써 정보 심벌의 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다)가 가능해진다.
다음에, 도 78과 같은 프레임 구성에서(도 78의 심벌 군으로 구성되는 프레임을 메인프레임이라고 부른다) 방송국(기지국)이 변조신호를 송신하는 경우를 생각한다. 도 78에서 도 74와 같이 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 특징적인 점은 (단말의) 수신장치에서 수신신호의 게인 컨트롤을 조정하기 쉽게 메인프레임에서 하나의 변조신호를 송신하는 서브 프레임과 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임으로 분리되어 있다는 점이다. 또, 「하나의 변조신호를 송신한다」란, 하나의 변조신호를 하나의 안테나로부터 송신하는 경우와 동일한 변조신호를 복수 생성하여, 이 복수의 신호를 복수의 다른 안테나로부터 송신하는 경우도 포함하는 것으로 한다.
도 78에서 PLP＃1(7405-1) ~ PLP＃N(7405-N)에 의해 하나의 변조신호를 송신하는 서브 프레임(7800)을 구성하고 있으며, 서브 프레임(7800)은 PLP만으로 구성되어 있는 동시에, 복수 변조신호에 의해 송신하는 PLP는 존재하지 않는다. 그리고 PLP＄1(7802-1) ~ PLP＄M(7802-M)에 의해 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임(7801)을 구성하고 있으며, 서브 프레임(7801)은 PLP만으로 구성되어 있는 동시에, 하나의 변조신호를 송신하는 PLP는 존재하지 않는다.
이때, 지금까지 설명한 때와 마찬가지로, 서브 프레임(7801)에서 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에서 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법을 이용하고 있는 경우, PLP(PLP＄1(7802-1) ~ PLP＄M(7802-M))의 선두의 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용하여 프리코딩을 실행하는 것으로 한다(프리코딩 행렬의 이니셜라이즈라고 부른다). 단, PLP＄1(7802-1) ~ PLP＄M(7802-M)에서 다른 송신방법, 예를 들어 위상변경을 실행하지 않는 프리코딩방법을 이용하는 송신방법, 시공간블록부호를 이용하는 송신방법, 공간 다중 MIMO 전송방법(도 23 참조)의 어느 한쪽을 이용하고 있는 PLP는 상기에서 설명한 프리코딩 행렬의 이니셜라이즈는 관계없게 된다.
또, 도 79와 같이, PLP＄1은 제 X 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP이며, PLP＄1'는 제 Y(단 X와는 다르다) 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 것으로 한다. 그리고 PLP＄1, PLP＄1' 모두 프리코딩 후(또는 프리코딩 및 베이스밴드신호 교체 후)의 신호에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 송신방법을 이용하고 있는 것으로 한다. 또, 도 79에서 도 77과 같은 것은 동일 부호를 부여하고 있다.
이때, 제 X 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 PLP＄1의 선두의 슬롯(도 79의 7701 (시각 T, 캐리어 3의 슬롯))은 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
마찬가지로, 제 Y 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 PLP＄1'의 선두의 슬롯(도 79의 7901 (시각 T', 캐리어 7의 슬롯))은 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하는 것으로 한다.
이상과 같이, 각 메인프레임에서 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP의 최초의 슬롯에서 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하는 것을 특징으로 한다.
이와 같이 하는 경우도 실시형태 D2에서 설명한 (a) 및 (b)의 과제를 억제하기 위해서는 중요하다.
또, PLP＄1의 선두의 슬롯(도 79의 7701 (시각 T, 캐리어 3의 슬롯))은 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하고 있으므로, 주파수 축으로 위상변경 값을 갱신하는 것으로 한 경우 시각 T, 캐리어 4의 슬롯은 위상변경 값 ＃1을 이용하여 위상변경을 실행하고, 시각 T, 캐리어 5의 슬롯은 위상변경 값 ＃2를 이용하여 위상변경을 실행하며, 시각 T, 캐리어 6의 슬롯은 위상변경 값 ＃3을 이용하여 위상변경을 실행하는 … 으로 한다.
마찬가지로 PLP＄1'의 선두의 슬롯(도 79의 7901 (시각 T', 캐리어 7의 슬롯))은 위상변경 값 ＃0을 이용하여 위상변경을 실행하고 있으므로, 주파수 축으로 위상변경 값을 갱신하는 것으로 한 경우 시각 T', 캐리어 8의 슬롯은 위상변경 값＃1을 이용하여 위상변경을 실행하며, 시각 T'＋1, 캐리어 1의 슬롯은 위상변경 값 ＃2를 이용하여 위상변경을 실행하고, 시각 T'＋2, 캐리어 1의 슬롯은 위상변경 값 ＃3을 이용하여 위상변경을 실행하며, 시각 T'＋3, 캐리어 1의 슬롯은 위상변경 값 ＃4를 이용하여 위상변경을 실행하는 …, 으로 한다.
또, 본 실시형태는, 도 4의 송신장치의 경우, 도 4의 송신장치에 대해 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 방식에 대응한 경우, 도 67, 도 70의 송신장치에 대해 도 4와 같이 하나의 부호화기와 분배부를 적용한 경우를 예로 하여 설명하였으나, 도 3의 송신장치, 도 12의 송신장치, 도 67의 송신장치, 도 70의 송신장치와 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하며, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우에 대해서도 본 실시형태에서 설명한 위상변경 값의 이니셜라이즈를 적용하는 것은 가능하다.
또, 본 명세서의 발명에 관한 송신장치의 도면인 도 3, 도 4, 도 12, 도 13, 도 51, 도 52, 도 67, 도 70, 도 76 등에서 2개의 송신안테나로부터 송신되는 변조신호를 각각 변조신호＃1, 변조신호＃2로 한 때, 변조신호＃1의 평균 송신전력과 변조신호＃2의 평균 송신전력은 어떻게 설정해도 좋다. 예를 들어, 양 변조신호의 평균 송신전력을 다르게 설정하는 경우, 일반적인 무선통신 시스템으로 이용되고 있는 송신전력제어의 기술을 적용함으로써 변조신호＃1의 평균 송신전력과 변조신호＃2의 평균 송신전력을 다르게 설정할 수 있다. 이때, 송신전력제어는 베이스밴드신호의 상태(예를 들어, 이용하는 변조방식의 매핑 시점에서 송신전력제어를 실행한다)로 신호의 전력 제어를 실행해도 좋고, 안테나의 바로 앞의 전력증폭기(파워 업)로 송신전력제어를 실행해도 좋다.
(실시형태 F1)
실시형태 1-4, 실시형태 A1, 실시형태 C1 - C7, 실시형태 D1 - D3 및 실시형태 E1에서 설명한 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법은 I-Q평면에 매핑 된 임의의 베이스밴드신호 s1과 s2에 대하여 적용 가능하다. 그러므로, 실시형태 1-4, 실시형태 A1, 실시형태 C1-C7, 실시형태 D1-D3 및 실시형태 E1에서는 베이스밴드신호 s1과 s2에 대하여 상세하게 설명하고 있지 않다. 한편, 예를 들어 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 오류정정부호화 된 데이터로부터 생성된 베이스밴드신호 s1과 s2에 대하여 적용하는 경우, s1과 s2의 평균 전력(평균값)을 제어함으로써 한층 더 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 본 실시형태에서는 오류정정부호화 된 데이터로부터 생성된 베이스밴드신호 s1과 s2에 대하여 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 적용하는 경우의 s1과 s2의 평균 전력(평균값)의 설정방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 일례로 베이스밴드신호 s1에 대하여 적용하는 변조방식이 QPSK, 베이스밴드신호 s2에 대하여 적용하는 변조방식이 16QAM으로 하여 설명한다.
s1의 변조방식이 QPSK이므로 s1은 1 심벌당 2 비트의 데이터를 전송하게 된다. 이 전송하는 2 비트를 b0, b1라고 명명한다. 이에 대하여 s2의 변조방식은 16QAM이므로, s2는 1 심벌당 4비트의 데이터를 전송하게 된다. 이 전송하는 4비트를 b2, b3, b4, b5라고 명명한다. 송신장치는 s1의 1 심벌과 s2의 1 심벌로 구성되는 1 슬롯을 송신하므로, 1 슬롯당 b0, b1, b2, b3, b4, b5의 6 비트의 데이터를 전송하게 된다.
예를 들어 I-Q평면에서의 16QAM의 신호 점 배치의 일례인 도 80에서는 (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0)은 (I, Q)=(3×g, 3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1)는 (I, Q)=(3×g, 1×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 0)은 (I, Q)=(1×g, 3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 1)는 (I, Q)=(1×g, 1×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 1, 0, 0)은 (I, Q)=(3×g,-3×g)에, …, (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 0)은 (I, Q)=(-1×g,-3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1)는(I, Q)=(-1×g,-1×g)에 매핑 된다. 또, 도 80의 우측 상단에 나타내는 b2에서 b5는 각각 I-Q평면에 나타내는 수치의 각각의 비트와의 배열을 나타내고 있다.
또, I-Q평면에서의 QPSK의 신호 점 배치의 일례인 도 81에서는 (b0, b1)=(0, 0)은 (I, Q)=(1×h, 1×h)에, (b0, b1)=(0, 1)는 (I, Q)=(1×h,-1×h)에, (b0, b1)=(1, 0)은 (I, Q)=(-1×h, 1×h)에, (b0, b1)=(1, 1)는 (I, Q)=(-1×h,-1×h)에 매핑 된다. 또, 도 81의 우측 상단에 나타내는 b0, b1은 각각 I-Q평면에 나타내는 수치의 각각의 비트와의 배열을 나타내고 있다.
여기서, s1의 평균 전력과 s2의 평균 전력을 동일하게 한 경우, 즉, 도 81에 나타내는 h가 아래와 같이 식 (78)으로 표시되게 되며, 도 80에 나타내는 g가 아래와 같이 식 (79)으로 표시되게 되는 경우를 가정한다.
Figure pct00079
Figure pct00080
이 경우의 수신장치가 얻는 대수 우도 비의 관계를 도 82에 나타낸다. 도 82는 수신장치가 대수 우도 비를 구한 때, 상기 b0에서 b5의 대수 우도 비의 절대치를 모식적으로 나타낸 도면이다. 도 82에서 8200은 b0의 대수 우도 비의 절대치, 8201은 b1의 대수 우도 비의 절대치, 8202는 b2의 대수 우도 비의 절대치, 8203은 b3의 대수 우도 비의 절대치, 8204는 b4의 대수 우도 비의 절대치, 8205는 b5의 대수 우도 비의 절대치이다. 이때, 도 82에 나타내는 것과 같이 QPSK에 의해 전송된 b0 및 b1의 대수 우도 비의 절대치와 16QAM에 의해 전송된 b2에서 b5의 대수 우도 비의 절대치를 비교하면, b0 및 b1의 대수 우도 비의 절대치는 b2에서 b5의 대수 우도 비의 절대치보다 크다. 이는, 즉, b0 및 b1의 수신장치에서의 신뢰도가 b2에서 b5의 수신장치에서의 신뢰도보다 높아진다. 이는 도 80에 대하여 g를 식 (79)와 같이 한 경우, QPSK의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리(Euclidian distance)가,
Figure pct00081
인데 대하여, 도 81에서 h를 식 (78)과 같이 한 경우, QPSK의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리는,
Figure pct00082
이 되기 때문이다.
수신장치가 이 상황에서 오류정정복호(예를 들어 통신시스템이 LDPC부호를 이용하고 있는 경우, Sum-product 복호 등의 신뢰도 전파 복호)를 실행한 경우, 「b0 및 b1의 대수 우도 비의 절대치가 b2에서 b5의 대수 우도 비의 절대치보다 크다」는 신뢰도의 차이에 의해, b2에서 b5의 대수 우도 비의 절대치의 영향을 받아 수신장치의 데이터의 수신품질이 열화 한다는 과제가 발생한다.
이 과제를 극복하기 위해서는, 도 83에 나타내는 것과 같이, 도 82와 비교하여 「b0 및 b1의 대수 우도 비의 절대치와 b2에서 b5의 대수 우도 비의 절대치의 차이를 작게」하면 좋다.
그래서, 「s1의 평균 전력(평균값)과 s2의 평균 전력(평균값)을 다르게 하는」것을 생각한다. 도 84, 도 85에 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다) 및 가중합성(프리코딩) 부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예를 나타내고 있다. 또, 도 84에서 도 3, 도 6과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다. 또, 도 85에서 도 3, 도 6, 도 84와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.
이하, 파워 변경부의 동작에 대하여 어느 하나의 예를 설명한다.
(예 1)
먼저, 도 84를 이용하여 동작의 일례를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 81과 같으며, h는 식 (78) 과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 80과 같으며, g는 식 (79)와 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
파워 변경부(8401B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 또, u는 실수로 하고, u>1.0으로 한다. 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉, ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면 다음 식이 성립한다.
Figure pct00083
따라서 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 1：u2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83에 나타내는 대수 우도 비의 절대치를 얻을 수 있는 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
예를 들어, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비 1：u2에 대하여 u를,
Figure pct00084
로 설정하면, QPSK의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리와 16QAM의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리를 동일하게 할 수 있고, 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다.
단, 2개의 다른 변조방식의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리를 동일하게 한다는 조건은 어디까지나 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력과의 비를 설정하는 방법의 일례이다. 예를 들어, 오류정정부호화에 이용하는 오류정정부호의 부호길이나 부호화율 등의 그 외의 조건에 따라서는 파워 변경을 위한 값 u의 값을 2개의 다른 변조방식의 I-Q평면에서의 신호 점의 최소 유클리드 거리가 동일해지는 값과는 다른 값(큰 값이나 작은 값)으로 설정하는 편이 양호한 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 또, 수신시에 얻을 수 있는 후보신호 점의 최초 거리를 크게 하는 것을 생각하면 예를 들어,
Figure pct00085
로 설정하는 방법을 일례로 생각할 수 있으나, 시스템에서 요구되는 요구조건에 따라 적절하게 설정되게 된다. 상세한 것에 대해서는 후술한다.
종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
상술한 설명에서, 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 u의 설정수법에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 1-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이로부터 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 응하여 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 의한 파워 변경을 위한 값을 uLX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어 블록길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다. 이때, 예를 들어, uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 있어서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (uL1000, uL1500, uL3000)의 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
앞의 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 1-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 따라 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 urX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3을 설정한다. 이때, 예를 들어 ur1, ur2, ur3을 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호화율일 때에 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ur1, ur2, ur3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.
상술한 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 1-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로 s1의 변조방식을 QPSK에 고정하는 것으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 64QAM로 변경하는(또는 16QAM, 64QAM의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. 또, s2(t)의 변조방식을 64QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 86과 같으며, 도 86에 대하여 k는,
Figure pct00086
인 것으로 한다. 이와 같은 매핑을 실행하면, QPSK일 때에 도 81에 대해 h를 식 (78)로 한 때와 16QAM일 때 도 80에 대해 g를 식 (79)로 한 때의 평균 전력은 동일해진다. 또, 64QAM의 매핑은 6 비트의 입력으로부터 I, Q의 값이 결정되게 되며, 이 점에 대해서는 QPSK, 16QAM의 매핑의 설명과 마찬가지로 실시할 수 있다.
즉, I-Q평면에서의 64QAM의 신호 점 배치의 일례인 도 86에서는 (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 0)은 (I, Q)=(7×k, 7×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 1)는 (I, Q)=(7×k, 5×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 0) 는(I, Q)=(5×k, 7×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 1)는 (I, Q)=(5×k, 5×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1, 0, 0) 는(I, Q)=(7×k, 1×k)에, …, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 0)은 (I, Q)=(-3×k,-1×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 1)은 (I, Q)=(-3×k,-3×k)에 매핑된다. 또, 도 86의 우측 상단에 나타내는 b0에서 b5는 각각 I-Q평면에 나타내는 수치의 각각의 비트와의 배열을 나타내고 있다.
도 84에서 s2의 변조방식이 16QAM일 때 파워 변경부(8401B)는 u=u16로 설정하고, s2의 변조방식이 64QAM일 때 u=u64로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 u16<u64로 하면 s2의 변조방식이 16QAM, 64QAM 중 어느 경우라도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
또, 상술의 설명에서 「s1의 변조방식을 QPSK에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정하는」 것을 생각할 수 있다. 이때, 고정의 변조방식(여기에서는 QPSK)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않고, 복수의 설정 가능한 변조방식(여기에서는 16QAM와 64QAM)에 대해서는 파워 변경을 실행하는 것으로 한다. 즉, 이 경우, 송신장치는 도 84에 나타내는 구성은 아니며, 도 84에 나타낸 구성에서 파워 변경부(8401B)를 제외하고, s1(t) 측에 파워 변경부를 구비하는 구성이 된다. 그러면 고정의 변조방식(여기에서는 QPSK)을 s2로 설정한 때 이하의 관계식 (86)이 성립한다.
Figure pct00087
그러면 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정하고, s1의 변조방식을 16QAM에서 64QAM로 변경(16QAM, 64QAM 어느 한쪽에 설정)」해도 u16<u64로 하면 좋다(또, 16QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u16이고, 64QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u64이며, QPSK는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다).
또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK), (QPSK, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, u16<u64의 관계를 만족하면 좋다.
이하, 상술한 설명의 내용을 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. 또, s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(a>b>c)의 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력치(평균값)와 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)는 동일한 것으로 한다).
이때, s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ua로 한다. 또, s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ub로 한다. 이때, ub<ua로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
고정의 변조방식(여기에서는 변조방식 C)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않으며, 복수의 설정 가능한 변조방식(여기에서는 변조방식 A와 변조방식 B)에 대하여 파워 변경을 실행하는 것으로 생각한다. 그러면 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정으로 하고, s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 하나에 설정)」하는 경우에서도 ub<ua로 하면 좋다. 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B), 또는 (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우 ub<ua의 관계를 만족하면 좋다.
(예 2)
도 84를 이용하여 예 1과는 다른 동작의 예를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 86과 같으며, k는 식 (85)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 80과 같으며, g는 식 (79)와 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
파워 변경부(8401B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 또, u는 실수로 하며, u<1.0으로 한다. 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉, ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면 식 (82)가 성립한다.
따라서 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 1：u2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
종래, 송신전력제어는 일반적으로는 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
상술한 성명에서 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 u의 설정수법에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 2-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이에서 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 의한 파워 변경을 위한 값을 uLX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 블록길이로 1000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 L1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다. 이때, 예를 들어 uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (uL1000, uL1500, uL3000) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
상술한 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 2-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 urx라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3을 설정한다. 이때, 예를 들어 ur1, ur2, ur3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ur1, ur2, ur3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.
앞의 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하고, 부호화율을 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 2-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로 s1의 변조방식을 64QAM에 고정하는 것으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대하여 생각한다. s1의 변조방식을 64QAM로 하는 경우 s1(t)의 매핑방법으로는 도 86과 같고, 도 86에서 k는 식 (85)이다. s2의 변조방식을 16QAM로 하는 경우 s2(t)의 매핑방법으로는 도 80과 같으며, 도 80에서 g는 식 (79)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우 s2(t)의 매핑방법으로는 도 81과 같으며, 도 81에서 h는 식 (78)인 것으로 한다.
이와 같은 매핑을 실행하면 16QAM의 경우와 QPSK의 경우에서 평균 전력(평균값)은 동일해진다.
도 84에서 s2의 변조방식이 16QAM일 때 파워 변경부(8401B)는 u=u16로 설정하고, s2의 변조방식이 QPSK일 때 u=u4로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 u4<u16로 하면 s2의 변조방식이 16QAM, QPSK 중 어느 경우라도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
또, 상술의 설명에서 「s1의 변조방식을 64QAM으로 고정」으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 64QAM와 고정으로 하고, s1의 변조방식을 16QAM에서 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 하나에 설정)」해도, u4<u16로 하면 좋다(예 1-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다). (또, 16QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u16이고, QPSK일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u4이며, 64QAM는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (64QAM, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, QPSK), 또는 (QPSK, 64QAM)의 어느 하나로 설정 가능한 경우 u4<u16의 관계를 만족하면 좋다.
이하, 상술한 설명의 내용을 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. 또, s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(c>b>a)의 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력 값(평균값)과 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력값(평균값)은 동일한 것으로 한다).
이때, s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ua로 한다. 또, s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ub로 한다. 이때, ua<ub로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
고정의 변조방식(여기에서는 변조방식 C)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않으며, 복수의 설정 가능한 변조방식(여기에서는 변조방식 A와 변조방식 B)에 대하여 파워 변경을 실행하는 것으로 생각한다. 그러면 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 한쪽에 설정)」하는 경우에서도 ua<ub로 하면 좋다. 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B), 또는 (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, ua<ub의 관계를 만족하면 좋다.
(예 3)
도 84를 이용하여 예 1과는 다른 동작의 예를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 80과 동일하며, g는 식 (79)와 같다. 또, s2(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 86과 같으며, k는 식 (85)와 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
파워 변경부(8401B)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(추가 400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 또, u는 실수로 하며, u>1.0으로 한다. 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉, ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면 식 (82)가 성립한다.
따라서 16QAM의 평균 전력과 64QAM의 평균 전력의 비는 1：u2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83과 같은 수신상태가 되므로 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
종래, 송신전력제어는 일반적으로는 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
상술한 설명에서 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 u의 설정수법에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 3-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이로부터 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 의한 파워 변경을 위한 값을 uLX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 블록길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000을 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다. 이때, 예를 들어 uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 있어서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (uL1000, uL1500, uL3000) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
앞의 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 3-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 urx라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3를 설정한다. 이때, 예를 들어 ur1, ur2, ur3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ur1, ur2, ur3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).
또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라는 부호화율인 경우를 생각할 수 있다.
앞의 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고, 송신장치에 대해 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이다.
(예 3-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로 s1의 변조방식을 16QAM에 고정하는 것으로 하며, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 64QAM에서 QPSK로 변경하는(또는 64QAM, QPSK의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대하여 생각한다. s1의 변조방식을 16QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 80과 동일하며, 도 80에서 g는 식 (79)이다. s2의 변조방식을 64QAM로 하는 경우, s1(t)의 매핑방법으로는 도 86과 동일하며, 도 86에서 k는 식 (85)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 81과 동일하며, 도 81에서 h는 식 (78)인 것으로 한다.
이와 같은 매핑을 실행하면 16QAM의 경우와 QPSK의 경우로 평균 전력은 동일해진다.
도 84에서 s2의 변조방식이 64QAM일 때 u=u64로 설정하며, s2의 변조방식이 QPSK일 때 u=u4로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 u4<u64로 하면, s2의 변조방식이 16QAM, 64QAM 어느 하나일 때도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
또, 상술의 설명에서 「s1의 변조방식을 16QAM에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 16QAM에 고정하고, s1의 변조방식을 64QAM에서 QPSK로 변경(64QAM, QPSK 어느 한쪽에 설정)」한 경우라도 u4<u64로 하면 좋다(예 1-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다). (또, 64QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u64이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u4이며, 16QAM는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 16QAM)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, u4<u64의 관계를 만족하면 좋다.
이하, 상술의 내용을 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. 또, s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(c>b>a)의 어느 하나로 설정 가능하다고 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력 값(평균값)과 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력 값(평균값)과는 동일한 것으로 한다).
이때, s2의 변조방식으로서 변조방식 A를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ua로 한다. 또, s2의 변조방식으로서 변조방식 B를 설정한 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 ub로 한다. 이때, ua<ub로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
고정의 변조방식(여기에서는 변조방식 C)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않으며, 복수의 설정 가능한 변조방식(여기에서는 변조방식 A와 변조방식 B)에 대하여 파워 변경을 실행하는 것으로 생각한다. 그러면 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 한쪽에 설정)」하는 경우에서도 ua<ub로 하면 좋다. 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B), 또는 (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, ua<ub의 관계를 만족하면 좋다.
(예 4)
상술한 설명에서는 s1, s2 중 일방의 파워를 변경하는 경우에 대하여 설명하였으나, 여기에서는 s1, s2의 양자의 파워를 변경하는 경우에 대하여 설명한다.
도 85를 이용하여 동작의 일례를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하며, 매핑방법은 도 81과 동일하고, h는 식 (78)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 80과 동일하며, g는 식 (79)와 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
파워 변경부(8401A)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307A), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307A)를 ｖ배가 된 신호(8402A)를 출력한다.
파워 변경부(8401B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307B)를 u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 그리고 u=ｖ×w(w>1.0)으로 한다.
규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 다음 식 (87)이 성립한다.
프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉 ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면, 다음 식 (87)이 성립한다.
Figure pct00088
따라서 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=ｖ2：ｖ2×w2=1：w2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
또, 식 (83), 식 (84)을 고려하면, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=ｖ2：ｖ2×w2=1：w2=1：5 혹은 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=ｖ2：ｖ2×w2=1：w2=1：2가 유효한 예로 생각되나, 시스템에서 요구되는 요구 조건에 의해 적당하게 설정하는 것이 가능하다.
종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
앞의 설명에서 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는」 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 4-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이에서 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 마찬가지로 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖLX, uLX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 블록길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값ｖL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값ｖL3000를 설정한다.
한편, 블록길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다.
이때, 예를 들어 ｖL1000,ｖL1500,ｖL3000를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있으며, 또, ｖL1000=ｖL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖL1000,ｖL1500,ｖL3000) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (ｖL1000,ｖL 15 00,ｖL3000) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 또, ｖLX와 uLX가 평균 전력 값의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 앞에서 설명한 것과 동일하다.
상술한 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX가 2개 이상이 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 하나의 중요한 점이며, 또, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX가 2개 이상이 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 4-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 또, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖrx, urx라고 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.
예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr3을 설정한다.
또, 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3를 설정한다.
이때, 예를 들어 ｖr1,ｖr2,ｖr3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율 때에 있어서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로, ur1, ur2, ur3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율 때에 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, ｖr1=ｖr2인 경우도 있으며, 또, ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖr1,ｖr2,ｖr3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (ur1, ur2, ur3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 또, ｖrX와 urX가 평균 전력 값의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 상술한 설명과 동일하다.
또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.
상술한 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx가 2개 이상이 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX가 2개 이상이 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 4-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
[0757] 　송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로서 s1의 변조방식을 QPSK에 고정으로 하며, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 64QAM로 변경하는(또는 16QAM, 64QAM의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대하여 생각한다. s1의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s1(t)의 매핑방법으로는 도 81과 동일하며, 도 81에서 h는 식 (78)이다. s2의 변조방식을 16QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 80과 동일하며, 도 80에서 g는 식 (79)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 64QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 86과 동일하며, 도 86에서 k는 식 (85)인 것으로 한다.
[0758] 　도 85에서 s1의 변조방식을 QPSK로 하고, s2의 변조방식이 16QAM로 한 때, ｖ=α로 하여, u=α×w16 으로 설정하는 것으로 한다. 이때, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=α2：α2×w16 2=1：w16 2가 된다.
그리고 도 85에서 s1의 변조방식을 QPSK로 하며, s2의 변조방식이 64QAM로 한 때, ｖ=β로 하여, u=β×w64로 설정하는 것으로 한다. 이때, QPSK의 평균 전력과 64QAM의 평균 전력의 비는ｖ：u=β2：β2×w64 2=1：w64 2가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 1.0<w16<w64로 하면, s2의 변조방식이 16QAM, 64QAM 어느 하나일 때도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0759] 　또, 상술의 설명에 대하여 「s1의 변조방식을 QPSK에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정한다」는 것을 생각할 수 있다. 이때, 고정의 변조방식(여기에서는 QPSK)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않으며, 복수의 설정 가능한 변조방식(여기에서는 16QAM와 64QAM)에 대하여 파워 변경을 실행하는 것으로 한다. 그러면 고정의 변조방식(여기에서는 QPSK)을 s2로 설정한 때, 이하의 관계식 (88)이 성립한다.
Figure pct00089
[0761] 　그러면 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정하여, s1의 변조방식을 16QAM에서 64QAM로 변경(16QAM, 64QAM 어느 하나에 설정)」해도 1.0<w16<w64로 하면 좋다(또, 16QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=α×w16이며, 64QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=β×w64이고, QPSK의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때 ｖ=α이며, 복수의 설정 가능한 변조방식이 64QAM일 때 ｖ=β된다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식)세트를 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK), (QPSK, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, 1.0<w16<w64의 관계를 만족하면 좋다.
[0762] 　이하, 상술한 설명의 내용을 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하여 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(a>b>c)의 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wa 2로 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로서 변조방식 B를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wb 2로 한다. 이때, wb<wa로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0763] 　따라서 상술한 설명의 예에서는 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하여 s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 한쪽에 설정)」한 경우라도 평균 전력에 관계되며, wb<wa로 하면 좋다(이때, 상술과 동일하게 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 wa 2이며, 변조방식 B의 평균 전력이 wb 2이다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, 평균 전력에 관계되며, wb<wa의 관계를 만족하면 좋다.
(예 5)
도 85를 이용하여 예 4와는 다른 동작의 예를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하며, 매핑방법은 도 86과 동일하며 k는 식 (85)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하며, 매핑방법은 도 80과 동일하며 g는 식 (79)와 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
[0764] 　파워 변경부(8401A)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배가 된 신호(8402A)를 출력한다.
파워 변경부(8401B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) (307B)를 u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 그리고 u=ｖ×w(w<1.0)으로 한다.
[0765] 　프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉 ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면 상술의 식 (87)이 성립한다.
따라서 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=ｖ2：ｖ2×w2=1：w2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
[0766] 　종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
상술한 설명으로 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는」 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 5-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
[0767] 　오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이로부터 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
[0768] 　제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 마찬가지로, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 의한 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖLX, uLX라고 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.
[0769] 　예를 들어, 블록길이로 1000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값ｖL3000를 설정한다.
[0770] 　한편, 블록길이로 1000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우, 파워 변경부(8401 B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다.
[0771] 　이때, 예를 들어, ｖL1000, ｖL1500, ｖ L3000를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호길이의 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로, uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호길이의 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있으며, 또,ｖL1000=ｖL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖL1000, ｖL1500, ｖL3000) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (uL1000, uL1500, uL3000) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 또, ｖLX와 uLX가 평균 전력치의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 앞에서 설명한 것과 동일하다.
[0772] 　상술한 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX가 2개 이상이 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 하나의 중요한 점이며 또, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX가 2개 이상의 존재하며 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 5-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
[0773] 　오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
[0774] 　제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 또, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖrx, urx라고 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.
[0775] 　예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr3를 설정한다.
또, 부호화율로 r1이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로서 r3이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3를 설정한다.
[0776] 　이때, 예를 들어, ｖr1, ｖr2, ｖr3를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호화율일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 마찬가지로, ur1, ur2, ur3를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호화율일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, ｖr1=ｖr2인 경우도 있으며, 또, ur1=ur2인 것도 있다. 중요한 것은 (ｖr1, ｖr2, ｖr3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (ur1, ur2, ur3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 또, ｖrX와 urX가 평균 전력 값의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 앞에서 설명한 것과 같다.
[0777] 　또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.
상술한 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx가 2개 이상의 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실향할 수 있는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX가 2개 이상의 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 5-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
[0778] 　송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로서 s1의 변조방식을 64QAM에 고정으로 하며, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. s1의 변조방식을 64QAM로 하는 경우, s1(t)의 매핑방법으로는 도 86과 동일하며, 도 86에서 k는 식 (85)이다. s2의 변조방식을 16QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 80과 동일하며 도 80에서 g는 식 (79)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 81과 동일하며 도 81에서 h는 식 (78)인 것으로 한다.
[0779] 　도 85에서 s1의 변조방식을 64QAM로 하며 s2의 변조방식이 16QAM로 한 때, ｖ=α로 하여 u=α×w16 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=α2：α2×w16 2=1：w16 2가 된다.
그리고 도 85에서 s1의 변조방식을 64QAM로 하며, s2의 변조방식이 QPSK로 한 때, ｖ=β로 하여 u=β×w4 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 QPSK의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=β2：β2×w4 2=1：w4 2가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 w4<w16<1.0으로 하면 s2의 변조방식이 16QAM, QPSK 어느 하나일 때도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0780] 　또, 상술의 설명에서 「s1의 변조방식을 64QAM에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 64QAM에 고정하여, s1의 변조방식을 16QAM에서 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 한쪽에 설정)」해도 w4<w16<1.0으로 하면 좋다(예 4-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다). (또, 16QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=α×w16이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=β×w4이고, 64QAM의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때ｖ=α이며, 복수의 설정 가능한 변조방식이 QPSK일 때 ｖ=β된다. ) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (64QAM, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 64QAM)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, w4<w16<1.0의 관계를 만족하면 좋다.
[0781] 　이하, 상술한 설명의 내용을 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하여 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로서 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(c>b>a)의 어느 하나로 설정 가능하다고 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wa 2로 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wb 2로 한다. 이때, wa<wb로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0782] 　따라서 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하여 s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 한쪽에 설정)」한 경우라도 평균 전력에 관계되며, wa<wb로 하면 좋다(이때, 상술한 설명과 동일하게 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 wa 2이며, 변조방식 B의 평균 전력이 wb 2이다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식)세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, 평균 전력에 관계되며, wa<wb의 관계를 만족하면 좋다.
(예 6)
도 85를 이용하여 예 4와는 다른 동작의 예를 설명한다. 또, s1(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하며, 매핑방법은 도 86과 동일하며 g는 식 (79) 과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하며, 매핑방법은 도 86과 동일하며 k는 식 (85)과 같다. 또, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.
[0783] 　파워 변경부(8401A)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를, ｖ배가 된 신호(8402A)를 출력한다.
　파워 변경부(8401B)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8400)를 입력으로 하여, 제어신호(8400)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를, u배 한 신호(8402B)를 출력한다. 그리고 u=ｖ×w(w<1.0)으로 한다.
[0784] 　프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 규칙적으로 위상변경을 하기 위한 위상변경 값을 y(t)(y(t)는 절대치가 1인 허수(실수를 포함한다), 즉 ej θ(t)로 나타낼 수 있다)로 하면, 상술의 식 (87)이 성립한다.
따라서 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=ｖ2：ｖ2×w2=1：w2로 설정하게 된다. 이에 의해 도 83과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
[0785] 　종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거하여 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며 이 점에 대하여 상세하게 설명한다.
상술한 설명으로 「제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정한다」는 것을 설명하였으나, 이하에서는 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 한층 더 향상시키기 위한 제어신호(8400)에 의한 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것에 대하여 상세하게 설명한다.
(예 6-1)
송신장치가 복수의 블록길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 블록길이에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
[0786] 　오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 블록길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록길이로부터 선택된 블록길이의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
[0787] 　제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 마찬가지로 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 블록길이에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록길이 X에 의한 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖLX, uLX라고 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.
[0788] 　예를 들어, 블록길이로 1000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값ｖL3000를 설정한다.
[0789] 　한편, 블록길이로 1000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000를 설정하고, 블록길이로 1500이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500를 설정하며, 블록길이로 3000이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000를 설정한다.
[0790] 　이때, 예를 들어, ｖL1000,ｖL1500,ｖL3000를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호길이의 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 같이 uL1000, uL1500, uL3000를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호길이의 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, uL1000=uL1500인 경우도 있으며, 또,ｖL1000=ｖL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖL1000,ｖL 15 00,ｖL3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (uL1000, uL1500, uL3000)세트안에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 또, ｖLX와 uLX가 평균 전력 값의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 앞에서 설명한 것과 같다.
[0791] 　상술한 설명에서는 3개의 부호길이의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX가 2개 이상이 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 uLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 하나의 중요한 점이며, 또, 송신장치에서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX가 2개 이상의 존재하며, 부호길이를 설정한 때, 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖLX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 6-2)
송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실시된 오류정정부호의 부호화율에 의해 s1 및 s2의 평균 전력을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
[0792] 　오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실행한 터보부호 또는 듀오 바이너리 터보부호 및 LDPC부호와 같은 블록부호가 있으며, 많은 통신시스템 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율에서 선택된 부호화율의 오류정정부호화가 실시된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.
[0793] 　제어신호(8400)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(8401A)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 또, 파워 변경부(8401B)는 제어신호(8400)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.
본 발명의 특징은 파워 변경부(8401A, 8401B)가 제어신호(8400)가 나타내는 선택된 부호화율에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 의한 파워 변경을 위한 값을 각각ｖrx, urx라고 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.
[0794] 　예를 들어, 부호화율로 r1이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우, 파워 변경부(8401A)는 파워 변경을 위한 값 ｖr3를 설정한다.
또, 부호화율로 r1이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur1을 설정하며, 부호화율로 r2가 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur2를 설정하며, 부호화율로 r3이 선택된 경우, 파워 변경부(8401B)는 파워 변경을 위한 값 ur3를 설정한다.
[0795] 　이때, 예를 들어, ｖr1, ｖr2, ｖr3를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호화율일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 마찬가지로, ur1, ur2, ur3를 각각 다른 값으로 함으로써, 각 부호화율일 때에서 높은 오류정정 능력을 얻는 것이 가능하다는 것이다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어, ｖr1=ｖr2인 경우도 있으며, 또, ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖr1, ｖr2, ｖr3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (ur1, ur2, ur3) 세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 또,ｖrX와 urX가 평균 전력 값의 비 1：w2를 만족시키도록 설정되는 것은 앞에서 설명한 것과 동일하다.
[0796] 　또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC부호의 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.
상술한 설명에서는 3개의 부호화율의 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx가 2개 이상의 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 urx 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값ｖrX가 2개 이상의 존재하며, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 실행할 수 있는 것도 중요한 점이다.
(예 6-3)
수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.
[0797] 　송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균값)을 설정하는 방법에 대하여 설명한다.
여기에서는 예로서 s1의 변조방식을 16QAM에 고정으로 하며, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 64QAM에서 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK의 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대하여 생각한다. s1의 변조방식을 16QAM로 하는 경우, s1(t)의 매핑방법으로는 도 80과 동일하며, 도 80에서 g는 식 (79)이다. s2의 변조방식을 64QAM로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 86과 동일하며 도 86에서 k는 식 (85)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑방법으로는 도 81과 동일하며 도 81에서 h는 식 (78)인 것으로 한다.
[0798] 　도 85에서 s1의 변조방식을 16QAM로 하며, s2의 변조방식이 64QAM로 한 때, ｖ=α로 하여 u=α×w6 4 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=α2：α2×w64 2=1：w64 2가 된다.
그리고 도 85에서 s1의 변조방식을 16QAM로 하며, s2의 변조방식이 QPSK로 한 때, ｖ=β로 하여 u=β×w4설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 QPSK의 평균 전력의 비는 ｖ2：u2=β2：β2×w4 2=1：w4 2가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 w4<w6 4로 하면, s2의 변조방식이 64QAM, QPSK의 어느 하나일 때도 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0799] 　또, 상술의 설명에 대하여 「s1의 변조방식을 16QAM에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 16QAM에 고정하여 s1의 변조방식을 64QAM에서 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 한쪽에 설정)」해도, w4<w6 4로 하면 좋다(예 4-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다). (또, 16QAM일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=α×w16이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위하여 승산된 값이 u=β×w4이고, 64QAM의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때 ｖ=α이며, 복수의 설정 가능한 변조방식이 QPSK일 때 ｖ=β된다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식)세트를 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 16QAM)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, w4<w64의 관계를 만족하면 좋다.
[0800] 　이하, 상술의 내용을, 일반화한 경우에 대하여 설명한다.
일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하여 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로서 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 a개인 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호 점의 수가 b개인 변조방식 B(c>b>a)의 어느 하나로 설정 가능하다고 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wa 2로 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정한 때의 그 평균 전력의 비를 1：wb 2로 한다. 이때, wa<wb로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.
[0801] 　따라서 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」한다고 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하여 s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 한쪽에 설정)」한 경우라도 평균 전력에 관계되며, wa<wb로 하면 좋다(이때, 상술한 설명과 동일하게 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 wa 2이며, 변조방식 B의 평균 전력이 wb 2이다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A), (변조방식 A, 변조방식 C), (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C)의 어느 하나로 설정 가능한 경우, 평균 전력에 관계되며, wa<wb의 관계를 만족하면 좋다.
[0802] 　상기 「실시형태 1」등에 나타낸 본 명세서에서 규칙적으로 위상을 변경하는 방법으로 이용하는 프리코딩 행렬의 식 (36)에서 α=1로 설정하면 상기와 같이, 「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때, s1의 평균 전력과 s2의 평균 전력을 다르도록 한다」로 해도 z1의 평균 전력과 z2평균 전력은 동일해지며, 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(피크 전력대 평균 전력비)를 크게 하는 것에 연결되지 않으므로, 송신장치의 소비 전력을 줄일 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0803] 　단, α≠1에서도 PAPR에의 영향이 적은 규칙적으로 위상을 변경하는 방법으로 이용하는 프리코딩 행렬은 존재한다. 예를 들어, 실시형태 1에서의 식 (36)에서 나타나는 프리코딩 행렬을 이용하여 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 실현한 때, α≠1에서도 PAPR의 영향은 적다.
(수신장치의 동작)
다음에 수신장치의 동작에 대하여 설명한다. 수신장치의 동작에 대해서는 실시형태 1 등에서 설명한 것과 동일하며, 예를 들어, 수신장치의 구성은 도 7, 도 8, 도 9에 나타나고 있다.
[0804] 　도 5의 관계로부터 수신신호 r1(t), r2(t)는 채널변동 값, h11(t), h12(t), h21(t), h22(t)를 이용하면 도 84, 도 85와 같이 송신장치가 변조신호를 송신한 경우, 이하의 2개의 식의 어느 하나의 관계가 성립한다.
예 1, 예 2, 예 3의 경우, 도 5로부터 이하의 식 (89)에 나타내는 관계를 이끌 수가 있다.
Figure pct00090
[0806] 　또, 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이 이하의 식 (90)과 같은 관계가 되는 경우도 있다.
Figure pct00091
[0808] 　상기의 관계를 이용하여 수신장치는 복조 (검파)를 실행하게(송신장치가 송신한 비트의 추정을 실행하게) 된다(실시형태 1 등에서 설명한 경우와 동일하게 실시하면 좋아진다).
한편, 예 4, 예 5, 예 6의 경우, 도 5로부터 이하의 식 (91)에 나타내는 관계를 이끌 수가 있다.
Figure pct00092
[0810] 　또, 예 3, 예 4, 예 5에서 설명한 것과 같이 이하의 식 (92)과 같은 관계가 되는 경우도 있다.
Figure pct00093
[0812] 　상기의 관계를 이용하여 수신장치는 복조 (검파)를 실행하게(송신장치가 송신한 비트의 추정을 실행하게) 된다(실시형태 1 등에서 설명한 경우와 동일하게 실시하면 좋아진다).
또, 예 1 ~ 예 6에서는 파워 변경부를 송신장치에 추가하는 구성을 나타냈으나, 매핑의 단계에서 파워 변경을 실행해도 좋다.
[0813] 　또, 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이, 특히, 식 (89)에 나타낸 것과 같이, 도 3, 도 4의 매핑부(306B)가 u×s2(t)를 출력하는 경우도 있으며, 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 s1(t) 및 매핑 후의 신호 u×s2(t)에 대해 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 적용하게 된다.
[0814] 　그리고 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이, 특히, 식 (90)에 나타낸 것과 같이, 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 u×s1(t)를 출력하는 경우도 있으며, 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 u×s1(t) 및 매핑 후의 신호 s2(t)에 대해 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 적용하게 된다.
[0815] 　또, 예 4, 예 5, 예 6의 경우, 특히, 식 (91)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 ｖ×s1(t), 매핑부(306B)가 u×s2(t)를 출력하는 경우도 있으며, 모두 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 ｖ×s1(t) 및 매핑 후의 신호 u×s2(t)에 대해 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 적용하고 있게 된다.
[0816] 　그리고 예 4, 예 5, 예 6의 경우, 특히, 식 (92)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 u×s1(t), 매핑부(306B)가 ｖ×s2(t)를 출력하는 경우도 있으며, 모두 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 u×s1(t) 및 매핑 후의 신호ｖ×s2(t)에 대해 프리코딩 후의 변조신호에 대해 규칙적으로 위상을 변경하는 방법을 적용하게 된다.
[0817] 　또, 식 (89) ~ (92)에 나타내는 F는 시간 t에 이용한 프리코딩 행렬이며, y(t)는 위상변경 값이다. 수신장치는 상술한 설명으로 나타내는 r1(t), r2(t)와 s1(t), s2(t)의 관계를 이용하여 복조 (검파)를 실행하게 된다(실시형태 1 등에서 설명한 경우와 동일하게 실시하면 좋아진다). 단, 상술한 설명으로 나타내는 식에는 잡음 성분, 주파수 오프셋(offset), 채널 추정 오차 등의 왜곡 성분은 식에 나타나지 않으며, 이들을 포함하는 형태로 복조 (검파)를 하게 된다. 또, 송신장치가 파워 변경을 실행하기 위해 사용하는 u,ｖ의 값에 대해서는 송신장치가 이들에 관한 정보를 송신하는지, 또는 사용하는 송신 모드(송신방법, 변조방식, 오류정정방식 등)의 정보를 송신하고, 수신장치는 그 정보를 얻음으로써, 송신장치가 이용한 u,ｖ의 값을 알 수 있으며, 이에 의해 상술한 설명으로 나타내는 관계식을 이끌며 복조 (검파)를 실행하게 된다.
[0818] 　본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경 값을 전환하는 경우를 예로 하여 설명하였으나, 다른 실시형태의 설명과 동일하게 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경 값을 전환하는 경우에 대해서도 동일하게 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태로 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브)캐리어))로 치환하게 된다.
[0819] 　따라서 시간 축 방향으로 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경 값을 전환하는 경우, z1(t), z2(t)에서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용하여 송신되게 된다. 그리고 주파수 축 방향으로 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경 값을 전환하는 경우, z1 (f), z2(f)에서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1 (f), z2(f)는 다른 안테나에서 동일시간을 이용하여 송신되게 된다.
[0820] 　또, 시간-주파수 축 방향으로 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경방법을 전환하는 경우에 대해서도 다른 실시형태로 말한 것과 같이 동일하게 실시하는 것이 가능하다. 또, 본 실시형태에서의 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경방법을 전환하는 방법은 본 명세서에서 설명한 프리코딩 후의 변조신호에 대해 위상변경방법을 전환하는 방법으로 한정되는 것은 아니다.
[0821] 　또, 2 스트림의 베이스밴드신호 s1 (i), s2(i)(단, i는 (시간, 또는 주파수(캐리어)의) 순번을 나타낸다)에 대하여 규칙적인 위상 변경 및 프리코딩을 실행하여(순번은 어느 쪽이 앞이라도 좋다) 생성된 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i), z2(i)에 대하여, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)의 동상 I성분을 I1 (i), 직교성분을 Q1 (i)로 하고, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z2(i)의 동상 I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)로 한다. 이때, 베이스밴드 성분의 교체를 실행하며,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)로 하며, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 1, 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 2에서 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신한다, 와 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)에 상당하는 변조신호와 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)를 다른 안테나로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용해 송신한다고 해도 좋다. 또,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 Q2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q1 (i)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i), 직교성분을 I2(i)
로 해도 좋다. 또, 앞의 설명에서는 2 스트림의 신호에 대해 양자의 신호처리를 실행하여 양자의 신호처리 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체에 대하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2 스트림보다 많은 신호에 대해 양자의 신호처리 후를 실행하여 양자의 신호처리 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체를 실행하는 것도 가능하다.
[0822] 　또, 이하와 같은 신호의 교체를 실행해도 좋다. 예를 들어,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i), 직교성분을 Q1 (i)
또, 이 교체에 대해서는 도 55의 구성에 의해 실현될 수 있다.
[0823] 　또, 상기의 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 베이스밴드신호의 교체를 설명하고 있으나, 동일 시각의 베이스밴드신호의 교체가 아니라도 좋다. 예로서 이하와 같이 기술할 수 있다
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i＋w), 직교성분을 I1 (i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 Q1 (i＋ｖ), 직교성분을 I2(i＋w)
또, 이하와 같은 신호의 교체를 실행해도 좋다. 예를 들어,
ㆍ교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)의 동상성분을 I2(i＋w), 직교성분을 Q2(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I1 (i＋ｖ), 직교성분을 Q1 (i＋ｖ)
또, 이에 대해서도 도 55의 구성에 의해 실현될 수 있다.
[0824] 　도 55는 상기의 기재를 설명하기 위한 베이스밴드신호 교체부(5502)를 나타내는 도면이다. 도면 1에 나타내는 것과 같이, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)(5501-1), z2(i)(5501-2)에서 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z1 (i)(5501-1)의 동상 I성분을 I1 (i), 직교성분을 Q1 (i)로 하고, 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호 z2(i)(5501-2)의 동상 I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)로 한다. 그리고 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)(5503-1)의 동상성분을 Ir1 (i), 직교성분을 Qr1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)(5503-2)의 동상성분을 Ir2(i), 직교성분을 Qr2(i)로 하면, 교체 후의 베이스밴드신호 r1 (i)(5503-1)의 동상 I성분r1 (i), 직교성분 Qr1 (i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)(5503-2)의 동상 I성분r2(i), 직교성분을 Qr2(i)는 상술한 설명에서 설명하고 싶은 차이인가로 나타내는 것으로 한다. 또, 이 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브)캐리어))의 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호의 교체에 대해서 설명하였으나, 위에서 설명한 것과 같이, 다를 때 각(다른 주파수((서브)캐리어))의 양자의 신호처리 후의 베이스밴드신호의 교체라도 좋다.
[0825] 　또, 상술의 교체는 규칙적으로 교체 방법을 전환해도 좋다.
예를 들어,
시간 0에서,
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (0)의 동상성분을 I1 (0), 직교성분을 Q1 (0), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(0)의 동상성분을 I2(0), 직교성분을 Q2(0)
시간 1에서,
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (1)의 동상성분을 I2(1), 직교성분을 Q2(1), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(1)의 동상성분을 I1 (1), 직교성분을 Q1 (1)
…
로 해도 좋은 즉,
시간 2k일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k)의 동상성분을 I1 (2k), 직교성분을 Q1 (2k), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k)의 동상성분을 I2(2k), 직교성분을 Q2(2k)
로 하고,
시간 2k＋1일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k＋1)의 동상성분을 I2(2k＋1), 직교성분을 Q2(2k＋1), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k＋1)의 동상성분을 I1 (2k＋1), 직교성분을 Q1 (2k＋1)
로 해도 좋다.
또,
시간 2k일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k)의 동상성분을 I2(2k), 직교성분을 Q2(2k), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k)의 동상성분을 I1 (2k), 직교성분을 Q1 (2k)
로 하고,
시간 2k＋1일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k＋1)의 동상성분을 I1 (2k＋1), 직교성분을 Q1 (2k＋1), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k＋1)의 동상성분을 I2(2k＋1), 직교성분을 Q2(2k＋1)
로 해도 좋다.
[0826] 　마찬가지로 주파수 축 방향으로 전환해도 좋다. 즉,
주파수((서브)캐리어) 2k일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k)의 동상성분을 I1 (2k), 직교성분을 Q1 (2k), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k)의 동상성분을 I2(2k), 직교성분을 Q2(2k)
로 하고,
주파수((서브)캐리어) 2k＋1일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k＋1)의 동상성분을 I2(2k＋1), 직교성분을 Q2(2k＋1), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k＋1)의 동상성분을 I1 (2k＋1), 직교성분을 Q1 (2k＋1)
로 해도 좋다.
또,
주파수((서브)캐리어) 2k일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k)의 동상성분을 I2(2k), 직교성분을 Q2(2k), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k)의 동상성분을 I1 (2k), 직교성분을 Q1 (2k)
로 하고,
주파수((서브)캐리어) 2k＋1일 때(k는 정수),
교체 후의 베이스밴드신호 r1 (2k＋1)의 동상성분을 I1 (2k＋1), 직교성분을 Q1 (2k＋1), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(2k＋1)의 동상성분을 I2(2k＋1), 직교성분을 Q2(2k＋1)
로 해도 좋다.
(실시형태 G1)
본 실시형태에서는 일례로 QPSK의 매핑을 실시한 변조신호와 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호를 송신하는 경우에 QPSK의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정하는 방법의 실시형태 F1과 다른 방법에 대하여 설명한다.
[0827] 　실시형태 F1에서 설명한 것과 같이, s1의 변조신호의 변조방식을 QPSK, s2의 변조신호의 변조방식을 16QAM(또는 s1의 변조신호의 변조방식을 16QAM, s2의 변조신호의 변조방식을 QPSK)로 하여 QPSK의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정한 경우, 송신장치가 사용하는 프리코딩 행렬에 따라서는 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(피크 전력 대 평균 전력비)가 커지며, 송신장치의 소비 전력이 커진다는 과제가 발생하는 경우가 있다.
[0828] 　본 실시형태에서는 「실시형태 1」등에 나타낸 본 명세서에서 규칙적으로 위상을 변경하는 방법으로 이용하는 프리코딩 행렬의 식 (36)에서 α≠1로 해도 PAPR에의 영향이 적은 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 설명한다.
본 실시형태에서는 일례로 s1, s2의 변조방식이 QPSK, 16QAM의 어느 하나일 때와 관계하여 설명을 실행한다.
[0829] 　먼저, QPSK의 매핑 및 16QAM의 매핑방법에 대하여 설명을 실행한다. 또, 본 실시형태에서의 s1, s2는 이하에서 설명하는 QPSK의 매핑 또는 16QAM의 매핑 어느 한쪽에 기초를 두는 신호인 것으로 한다.
먼저, 16QAM의 매핑에 대해 도 80을 이용하여 설명한다. 도 80은 동상I-직교 Q평면에서의 16QAM의 신호 점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 80의 신호 점 8000은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0 ~ b3로 하면, 예를 들어, 송신하는 비트가(b0, b1, b2, b3)=(1, 0, 0, 0)(이값은 도 80에 기재되어 있는 값이다)일 때, 동상I-직교 Q평면에서의 좌표는 (I, Q)=(-3×g, 3×g)이며, 이 I, Q의 값이 매핑 후의 신호가 된다. 또, 송신하는 비트(b0, b1, b2, b3)가 다른 값일 때도 (b0, b1, b2, b3)에 의거하여 도 80에서 (I, Q)세트가 결정되며, I, Q의 값이 매핑 후의 신호(s1 및 s2)가 된다.
[0830] 　다음에, QPSK의 매핑에 대해 도 81을 이용하여 설명한다. 도 81은 동상I-직교 Q평면에서의 QPSK의 신호 점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 81의 신호 점 8100은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0, b1로 하면, 예를 들어, 송신하는 비트가 (b0, b1)=(1, 0)(이값은 도 81에 기재되어 있는 값이다)일 때, 동상I-직교 Q평면에서의 좌표는 (I, Q)=(-1×h, 1×h)이며, 이 I, Q의 값이 매핑 후의 신호가 된다. 또, 송신하는 비트(b0, b1)가 다른 값일 때도 (b0, b1)에 의거하여 도 81에서 (I, Q)세트가 결정되며, I, Q의 값이 매핑 후의 신호(s1 및 s2)가 된다.
[0831] 　또, s1, s2의 변조방식이 QPSK, 16QAM의 어느 하나일 때, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력을 동일하게 하기 위해 h는 식 (78)이 되며, g는 식 (79)이 된다.
도 85에 나타낸 프리코딩 관련의 신호처리부를 이용한 때, 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의, 시간 축(또는 주파수 축, 시간 및 주파수 축)에서의 변경 방법의 예를 도 87, 도 88에 나타낸다.
[0832] 　도 87의 예에서는 시간 t=0에서 t=11에서의 각 시간의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값(u,ｖ), 위상변경 값(y[t])을 표로 나타내고 있다. 또, z1(t), z2(t)에서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나에서 동일 주파수를 이용하여 송신되게 된다(도 87에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향으로 각종 방법(변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값)을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서 도 87에 나타내고 있는 것과 같이 t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있으며, f0, f1, …는 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다) 이때, z1 (f), z2(f)에서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1 (f), z2(f)는 다른 안테나에서 동일시간을 이용하여 송신되게 된다)
도 87에 나타내는 것과 같이, 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서, 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다. )에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).
[0833] 　도 87에서는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 y[0], y[1], y[2]의 3 종류를 준비하며, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로서의 변환 주기는 3이 된다(t0 ~ t2, t3 ~ t5, … 그리고 주기를 형성하고 있다) 또, 본 실시형태에서는 도 85의 예와 같이 프리코딩 후에 일방의 프리코딩 후의 신호에 대해 위상변경을 실행하므로, y[i]는 절대치가 1의 복소수(따라서 y[i]는 ej θ로 나타낼 수 있다)를 다룬다. 그러나 본 명세서에 나타낸 것과 같이, 복수의 프리코딩 후의 신호로 위상변경을 하는 것도 가능하다. 이때, 위상변경 값은 복수의 프리코딩 후의 신호에 대해 각각 존재하게 된다.
[0834] 　그리고 s1(t)의 변조방식은 t0 ~ t2에서는 QPSK, t3 ~ t5에서는 16QAM, …되고 있으며, s2(t)의 변조방식은 t0 ~ t2에서는 16QAM, t3 ~ t5에서는 QPSK, …되고 있다. 따라서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트는 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK)이 되고 있다.
[0835] 　이때, 중요해지는 점은
「y[0]으로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이고, 마찬가지로 y[1]으로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있으며, 또, 마찬가지로 y[2]로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다.」
는 것이다.
[0836] 　또, 파워 변경부(8501A)는 s1(t)의 변조방식이 QPSK일 때, s1(t)에 a를 승산하여 a×s1(t)를 출력하게 되며, s1(t)의 변조방식이 16QAM일 때, s1(t)에 b를 승산하여 b×s1(t)를 출력하게 된다.
파워 변경부(8501B)는 s2(t)의 변조방식이 QPSK일 때, s2(t)에 a를 승산하여 a×s2(t)를 출력하게 되며, s2(t)의 변조방식이 16QAM일 때, s2(t)에 b를 승산하여 b×s2(t)를 출력하게 된다.
[0837] 　또, QPSK의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력을 다르도록(듯이) 설정하는 경우의 방법에 대해서는 실시형태 F1에서 설명한 것과 같다.
　따라서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트를 고려하면, 도 87에 나타내는 것과 같이, 위상변경과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 수, 2：각 위상변경 값에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)된다.
[0838] 　이상과 같이, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상 변경에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수가 있으며 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이, LOS 환경에서의 수신장치에 있어서서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0839] 　또, 상술의 설명에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)인 경우에서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개인 변조방식을 준비하여 s1(t)의 변조방식과 s2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 동일하게 실시할 수 있다.
[0840] 　도 88은 시간 t=0에서 t=11에서의 각 시간의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값을 표로서 나타내고 있다. 또, z1(t), z2(t)에서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나에서 동일 주파수를 이용하여 송신되게 된다(도 88에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서 도 88에 나타내고 있는 것과 같이, t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있으며, f0, f1, …는 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다) 이때, z1 (f), z2(f)에서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1 (f), z2(f)는 다른 안테나에서 동일시간을 이용하여 송신되게 된다) 또, 도 88은 도 87에서 설명한 요건을 만족하는 도 87과는 다른 예이다.
[0841] 　도 88에 나타내는 것과 같이, 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부로 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다. )에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).
[0842] 　도 88에서는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로서 y[0], y[1], y[2]의 3 종류를 준비하며, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로서의 변환 주기는 3이 된다(t0 ~ t2, t3 ~ t5, …그리고 주기를 형성하고 있다)
그리고 s1(t)의 변조방식은 시간 축에서 QPSK와 16QAM가 교대로 설정되게 되어 있으며, 또, 이 점에 대해서는 s2(t)에 대해서도 동일하다. 그리고 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트는 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK)이 되고 있다.
[0843] 　이때, 중요해지는 점은
「y[0]으로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이고, 마찬가지로 y[1]으로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있으며, 또, 마찬가지로 y[2]로 위상변경을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다.」
이다.
[0844] 　또, 파워 변경부(8501A)는 s1(t)의 변조방식이 QPSK일 때, s1(t)에 a를 승산하여 a×s1(t)를 출력하게 되며, s1(t)의 변조방식이 16QAM일 때, s1(t)에 b를 승산하여 b×s1(t)를 출력하게 된다.
파워 변경부(8501B)는 s2(t)의 변조방식이 QPSK일 때, s2(t)에 a를 승산하여 a×s2(t)를 출력하게 되며, s2(t)의 변조방식이 16QAM일 때, s2(t)에 b를 승산하여 b×s2(t)를 출력하게 된다.
[0845] 　따라서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트를 고려하면, 도 88에 나타내는 것과 같이, 위상변경과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 수, 2：각 위상변경 값에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)된다.
[0846] 　이상과 같이, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상변경 값에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수 있으며, 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에 본 명세서에서 설명한 것과 같이, LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0847] 　또, 상술의 설명에 대하여 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트가(QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 경우에서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가(QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가(16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가(128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가(256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개인 변조방식을 준비하여 s1(t)의 변조방식과 s2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 동일하게 실시할 수 있다.
[0848] 　또, 각 시간(각 주파수)의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 관계는 도 87, 도 88에 한정되는 것은 아니다.
이상을 정리하면, 이하의 점이 중요하다.
(s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하며, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정한다.
그리고 파워 변경부(8501A)는 s1(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때, s1(t)에 a를 승산하여 a×s1(t)를 출력하게 되며, s1(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때, s1(t)에 b를 승산하여 b×s1(t)를 출력한다. 마찬가지로 파워 변경부(8501B)는 s2(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때, s2(t)에 a를 승산하여, a×s2(t)를 출력하게 되며, s2(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때, s2(t)에 b를 승산하여 b×s2(t)를 출력한다.
[0849] 　또, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값으로서 y[0], y[1], …, y[N-2], y[N-1](즉, y[k]에서 k는 0 이상 N-1 이하)이 존재하는 것으로 한다. 그리고 y[k]에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 것으로 한다(이때, 「모든 k로, y[k]에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재한다」로 해도 좋고, 또, 「y[k]에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 k가 존재한다」로 해도 좋다)
이상과 같이, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상변경 값에서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하도록 함으로써, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수 있으며, 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이, LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0850] 　상기에 관련하여 이하에서는 s1(t), s2(t)의 생성방법에 대하여 설명한다. 도 3, 도 4에 나타낸 것과 같이, s1(t)는 매핑부(306A), s2(t)는 매핑부(306B)에 의해 생성된다. 따라서 상기의 예에서는 도 87, 도 88에 의해 매핑부(306A, 306B)는 QPSK의 매핑을 실행하는 경우와 16QAM의 매핑을 실행하는 경우의 전환을 실행하게 된다.
[0851] 　또, 도 3, 도 4에서는 s1(t)를 생성하기 위한 매핑부와 s2(t)를 생성하기 위한 매핑부를 각각 설치하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어, 도 89와 같이 매핑부(8902)는 디지털 데이터(8901)를 입력으로 하여, 예를 들어, 도 87, 도 88에 따라서 s1(t), s2(t)를 생성하여 s1(t)를 매핑 후의 신호(307A)로 출력하며, 또, s2(t)를 매핑 후의 신호(307B)로 출력한다.
[0852] 　도 90은 도 85, 도 89와는 다른 가중합성부(프리코딩부) 주변의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 90에서 도 3, 도 85와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 그리고 도 91은 도 90에 대하여 시간 t=0에서 t=11에 서의 각 시간의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값을 표로 나타내고 있다. 또, z1(t), z2(t)에서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나에서 동일 주파수를 이용하여 송신되게 된다(도 91에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서 도 91에 나타내고 있는 것과 같이, t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있으며, f0, f1, …는 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다) 이때, z1 (f), z2(f)에서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1 (f), z2(f)는 다른 안테나에서 동일시간을 이용하여 송신되게 된다)
도 91에 나타내는 것과 같이, 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).
[0853] 　도 91에서는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 y[0], y[1], y[2]의 3 종류를 준비하며, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로서의 변환 주기는 3이 된다(t0 ~ t2, t3 ~ t5, …그리고 주기를 형성하고 있다)
그리고 s1(t)의 변조방식은 QPSK로 고정되어 있으며, s2(t)의 변조방식은 16QAM로 고정되어 있다. 그리고 도 90의 신호 교체부(9001)는 매핑 후의 신호(307A, 307B) 및 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 매핑 후의 신호(307A, 307B)에 대하여 교체(교체를 실행하지 않는 경우도 있다)를 실행하여 교체 후의 신호(9002A：Ω1(t)) 및 교체 후의 신호(9002B：Ω2(t))를 출력한다.
[0854] 　이때, 중요해지는 점은
「y[0]으로 위상변경을 실행할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 y[1]로 위상변경을 실행할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있으며, 또, 마찬가지로 y[2]로 위상변경을 실행할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다.」
는 것이다.
[0855] 　또, 파워 변경부(8501A)는 Ω1(t)의 변조방식이 QPSK일 때, Ω1(t)에 a를 승산하여 a×Ω1(t)을 출력하게 되며, Ω1(t)의 변조방식이 16QAM일 때, Ω1(t)에 b를 승산하여 b×Ω1(t)을 출력하게 된다.
파워 변경부(8501B)는 Ω2(t)의 변조방식이 QPSK일 때, Ω2(t)에 a를 승산하여 a×Ω2(t)를 출력하게 되며, Ω2(t)의 변조방식이 16QAM일 때, Ω2(t)에 b를 승산하여 b×Ω2(t)를 출력하게 된다.
[0856] 　또, QPSK의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정하는 경우의 방법에 대해서는 실시형태 F1에서 설명한 것과 동일하다.
따라서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트를 고려하면, 도 91에 나타내는 것과 같이, 위상변경과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 수, 2：각 위상변경 값에서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)된다.
[0857] 　이상과 같이, (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상변경 값에서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수 있으며, 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0858] 　또, 상술의 설명에서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)인 경우에서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개인 변조방식을 준비하여 Ω1(t)의 변조방식과 Ω2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 동일하게 실시할 수 있다.
[0859] 　도 92는 도 90에 대하여 시간 t=0에서 t=11에서의 각 시간의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값을 표로 나타내고 있으며, 도 91과 다른 표이다. 또, z1(t), z2(t)에서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나에서 동일 주파수를 이용하여 송신되게 된다(도 92에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향으로 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향으로, 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서 도 92에 나타내고 있는 것과 같이 t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있으며, f0, f1, …는 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다) 이때, z1 (f), z2(f)에서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1 (f), z2(f)는 다른 안테나에서 동일시간을 이용하여 송신되게 된다)
도 92에 나타내는 것과 같이, 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다. )에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에서는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).
[0860] 　도 92에서는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 y[0], y[1], y[2]의 3 종류를 준비하며, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로서의 변환 주기는 3이 된다(t0 ~ t2, t3 ~ t5, …그리고 주기를 형성하고 있다)
그리고 s1(t)의 변조방식은 QPSK로 고정되어 있으며, s2(t)의 변조방식은 16QAM로 고정되어 있다. 그리고 도 90의 신호 교체부(9001)는 매핑 후의 신호(307A, 307B) 및 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 매핑 후의 신호(307A, 307B)에 대하여 교체(교체를 실행하지 않는 경우도 있다)를 실행하여 교체 후의 신호(9002A：Ω1(t)) 및 교체 후의 신호(9002B：Ω2(t))를 출력한다.
[0861] 　이때, 중요해지는 점은
「y[0]으로 위상변경을 실시할 때 것(Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식)세트가(QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 y[1]으로 위상변경을 실행할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식)세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있으며, 또, 마찬가지로 y[2]로 위상변경을 실행할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다.」
는 것이다.
[0862] 　또, 파워 변경부(8501A)는 Ω1(t)의 변조방식이 QPSK일 때, Ω1(t)에 a를 승산하여 a×Ω1(t)을 출력하게 되며, Ω1(t)의 변조방식이 16QAM일 때, Ω1(t)에 b를 승산하여 b×Ω1(t)을 출력하게 된다.
파워 변경부(8501 B)는 Ω2(t)의 변조방식이 QPSK일 때, Ω2(t)에 a를 승산하여 a×Ω2(t)를 출력하게 되며, Ω2(t)의 변조방식이 16QAM일 때, Ω2(t)에 b를 승산하여 b×Ω2(t)를 출력하게 된다.
[0863] 　또, QPSK의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실시한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정하는 경우의 방법에 대해서는 실시형태 F1에서 설명한 것과 동일하다.
따라서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트를 고려하면 도 92에 나타내는 것과 같이, 위상변경과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 수, 2：각 위상변경 값에서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)된다.
[0864] 　이상과 같이, (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상변경 값에서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수 있으며, 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0865] 　또, 상술의 설명에서 (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 경우에서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개인 변조방식을 준비하여 Ω1(t)의 변조방식과 Ω2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 동일하게 실시할 수 있다.
[0866] 　또, 각 시간(각 주파수)의 설정하는 변조방식, 파워 변경 값, 위상변경 값의 관계는 도 91, 도 92에 한정되는 것은 아니다.
이상을 정리하면, 이하의 점이 중요하다.
(Ω1(t)의 변조방식,Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하며, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정한다.
[0867] 　그리고 파워 변경부(8501A)는 Ω1(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때, Ω1(t)에 a를 승산하여 a×Ω1(t)을 출력하게 되며, Ω1(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때, Ω1(t)에 b를 승산하여 b×Ω1(t)을 출력한다. 마찬가지로 파워 변경부(8501B)는 Ω2(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때, Ω2(t)에 a를 승산하여 a×Ω2(t)를 출력하게 되며, Ω2(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때, Ω2(t)에 b를 승산하여 b×Ω2(t)를 출력한다.
[0868] 　또, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값으로서 y[0], y[1], …, y[N-2], y[N-1](즉, y[k]에서 k는 0 이상 N-1 이하)이 존재하는 것으로 한다. 그리고 y[k]에서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 것으로 한다(이때, 「모든 k로 y[k]에서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재한다」로 해도 좋고, 또, 「y[k]에 서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 k가 존재한다」로 해도 좋다. )
이상과 같이, (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하며, 또한, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 위상변경 값으로 준비한 위상변경 값의 각 위상변경 값에서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하도록 함으로써, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에게 주는 영향을 줄일 수 있으며, 송신장치의 소비 전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이, LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신품질을 개선할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0869] 　다음에, 수신장치의 동작에 대하여 설명한다. 수신장치의 동작에 대해서는 실시형태 1 등에서 설명한 대로이며, 예를 들어, 수신장치의 구성은 도 7, 도 8, 도 9에 나타나고 있다.
도 5의 관계로부터 수신신호 r1(t), r2(t)는 채널변동 값, h11(t), h12(t), h21(t), h22(t)를 이용하면, 도 87, 도 88, 도 91, 도 92와 같이 송신장치가 변조신호를 송신한 경우, 이하의 2개의 식의 어느 하나의 관계가 성립한다.
Figure pct00094
Figure pct00095
[0872] 　단, 식 (G1), 식 (G2)에 나타내는 F는 시간 t에 이용한 프리코딩 행렬이며, y(t)는 위상변경 값이다. 수신장치는 상기 2개의 식의 관계를 이용하여 복조 (검파)를 실시하게 된다(실시형태 1의 설명과 동일하게 실시하면 좋아진다). 단, 상기 2개의 식에는 잡음 성분, 주파수 오프셋(offset), 채널 추정 오차 등의 왜곡 성분은 식에 나타나지 않으며, 이들을 포함하는 형태로 복조 (검파)를 하게 된다. 또, 송신장치가 파워 변경을 실행하기 위해 사용하는 u,ｖ의 값에 대해서는 송신장치가 이들에 관한 정보를 송신하는지, 또는 사용하는 송신 모드(송신방법, 변조방식, 오류정정방식 등)의 정보를 송신하고, 수신장치는 그 정보를 얻음으로써, 송신장치가 이용한 u,ｖ의 값을 알 수 있으며, 이에 의해 상기 2개의 관계식을 이끌며 복조 (검파)를 실행하게 된다.
[0873] 　본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우를 예로서 설명하였으나, 다른 실시형태의 설명과 동일하게, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우에 대해서도 동일하게 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태로 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브)캐리어))로 치환하게 된다. 또, 시간-주파수 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시하는 것이 가능하다. 또, 본 실시형태에서의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 본 명세서에서 설명한 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 한정되는 것은 아니며, 또, 위상변경을 실행하지 않고 프리코딩을 실행하는 방식에 대해 본 실시형태를 적용해도 PAPR에의 영향이 적다는 효과를 얻을 수 있다.
[0874]
(실시형태 G2)
본 실시형태에서는 방송(또는 통신) 시스템이, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우, 회로 규모를 삭감할 수 있는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 설명한다.
[0875] 　먼저, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 설명한다.
s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 이용하는 프리코딩 행렬의 예를 실시형태 1로 나타내고 있다. 프리코딩 행렬 F는 다음 식에서 나타나게 된다.
Figure pct00096
[0877] 　이하에서는 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법의 프리코딩 행렬로 식 (G3)을 이용하는 경우를 예로 하여 설명한다.
본 실시형태에서의 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우의 가중합성(프리코딩)부 주변의 구성을 도 93에 나타낸다. 도 93에서 도 3, 도 6, 도 85와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하며, 여기에서는 설명을 생략한다.
[0878] 　도 93의 베이스밴드신호 교체부(9301)는 프리코딩 후의 신호(309 A(z1(t))) 및 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t))), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)가 「신호의 교체를 실행하지 않는다」라는 것을 나타내고 있는 경우, 신호(9302A(r1(t)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t)))를 출력하며, 신호(9302B(r2(t)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t)))를 출력한다.
[0879] 　그리고 제어신호(8500)이 「신호의 교체를 실행한다」라는 것을 나타내고 있는 경우, 베이스밴드신호 교체부(8501)는
시간 2k일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k)))를 출력한다
로 하고,
시간 2k＋1일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k＋1)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k＋1)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k＋1)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k＋1)))를 출력한다.
또,
시간 2k일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k)))를 출력한다
로 하며,
시간 2k＋1일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k＋1)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k＋1)))를 출력하고, 신호 (9302B(r2(2k＋1)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k＋1)))를 출력한다(단, 상술한 설명의 신호의 교체는 하나의 예로 이에 한정되는 것은 아니며, 「신호의 교체를 실행한다」고 된 경우, 신호의 교체를 실행하는 경우가 있다고 하는 것이 중요하다)
그리고 도 3, 도 4, 도 5, 도 12, 도 13 등에서 설명한 것과 같이, 신호( 9302A(r1(t)))는 z1(t)을 대신하여 안테나에서 송신된다(단, 도 3, 도 4, 도 5, 도 12, 도 13 등으로 나타내는 것과 같이 소정의 처리를 한다). 또, 신호(9302 B(r2(t)))는 z2(t)를 대신하여 안테나에서 송신된다(단, 도 3, 도 4, 도 5, 도 12, 도 13 등으로 나타내는 것과 같이 소정의 처리를 한다). 이때, 신호(9302A(r1(t)))와 신호(9302B(r2(t)))는 다른 안테나에서 송신되게 된다.
[0880] 　또, 이 신호 교체는 프리코딩을 실행하고 있는 심벌에 대하여 실행되는 것이며, 다른 삽입 되고 있는 심벌, 예를 들어, 파일럿심벌이나 프리코딩을 실행하지 않는 정보를 전송하기 위한 심벌(예를 들어, 제어정보 심벌)에는 적용되지 않는 것으로 한다. 또, 상술한 설명에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 적용하는 경우에 대하여 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축에서 또는 시간-주파수 축에서 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 적용하는 경우에서도 마찬가지로 본 실시형태를 적용할 수 있으며, 또, 신호 교체에 대해서도 상술한 설명에서는 시간 축 방법으로 설명을 하고 있으나, 주파수 축에서 또는 시간-주파수 축에서 신호 교체를 실행해도 좋다.
[0881] 　다음에, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 도 93의 각 부의 동작에 대하여 설명한다.
s1(t) 및 s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)이므로 매핑방법은 도 80과 동일하며, g는 식 (79)와 같다.
[0882] 　파워 변경부(8501A)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(파워 변경 후의 신호：8502A)를 출력한다.
[0883] 　파워 변경부(8501B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(파워 변경 후의 신호：8502B)를 출력한다.
[0884] 　이때, ｖ=u=Ω이며, ｖ2：u2=1：1로 한다. 이에 의해 수신장치는 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다.
가중합성부(600)은 파워 변경 후의 신호(8502A)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호 8502 B(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중합성 방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거하여 프리코딩 행렬을 결정하며, 프리코딩을 하여 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t))) 및 프리코딩 후의 신호(316B(z2'(t)))를 출력한다.
[0885] 　위상 변경부(317B)는 프리코딩 후의 신호(316B(z2'(t))), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 프리코딩 후의 신호(316B(z2'(t)))에 대하여 신호처리방법에 관한 정보(315)에 의거하는 위상변경방법을 실시하여 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t)))를 출력한다.
이때, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 위상변경 값을 y(t)로 하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00097
[0887] 　단, y(t)는 절대치가 1의 복소수(따라서 y(t)는 ej θ로 나타낼 수 있다)이다.
s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F가 식 (G3)에서 나타내게 된 때, 실시형태 1로 나타내는 것과 같이, α로 식 (37)이 적합한 값이 된다. α가 식 (37)에서 나타내게 된 때, z1(t), z2(t) 모두, 도 94와 같이, I-Q평면에서 256점의 어느 하나의 신호 점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또, 도 94는 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호 점 배치가 될 수도 있다.
[0888] 　s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 가중합성 및 위상 변경된 신호인 z1(t), z2(t)는 모두, 16QAM로 4비트, 16QAM로 4비트의 합계 8 비트가 전송되고 있으므로, 도 94와 같이 256점의 신호 점이 되나, 이때, 신호 점의 최소 유클리드 거리가 크므로, 수신장치에서 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다.
[0889] 　베이스밴드신호 교체부(9301)는 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t))) 및 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t))), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 제어신호(8500)가 「신호의 교체를 실행하지 않는다」라는 것을 나타내고 있으며, 따라서 신호(9302A(r1(t)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(t)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t)))를 출력한다.
[0890] 　다음에, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 도 116의 각 부의 동작에 대하여 설명한다.
s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)로 하고, 매핑방법은 도 81과 동일하며 h는 식 (78)과 같다. s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)이므로, 매핑방법은 도 80과 동일하며, g는 식 (79)와 같다.
[0891] 　파워 변경부(8501A)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(파워 변경 후의 신호：8502A)를 출력한다.
[0892] 　파워 변경부(8501B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, 제어신호(8500)에 의거하여 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(파워 변경 후의 신호：8502B)를 출력한다.
[0893] 　이때, 실시형태 F1에서 「QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는ｖ2：u2=1：5」로 하면 하나의 좋은 예인 것을 나타냈다(이에 의해 수신장치는 높은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다) 이때의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에 대하여 이하에서 설명한다.
가중합성부(600)은 파워 변경 후의 신호(8502A)(변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호(8502B)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 신호처리방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 신호처리방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거하여 프리코딩을 하며, 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t))) 및 프리코딩 후의 신호(316B(z2'(t)))를 출력한다.
[0894] 　이때, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법에서의 프리코딩 행렬을 F, 위상변경 값을 y(t)로 하면 이하의 관계식이 성립한다.
Figure pct00098
[0896] 　단, y(t)는 절대치가 1의 복소수(따라서 y(t)는 ej θ로 나타낼 수 있다)이다.
s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F가 식 (G3)에 나타낸 때, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때와 동일하게 α로 식 (37)이 적합한 값이 된다. 그 이유에 대하여 설명한다.
[0897] 　도 95는 상술한 설명의 송신 상태에서의 16QAM의 I-Q평면에서의 16점의 신호 점과 QPSK의 I-Q평면에서의 4점의 신호 점의 위치의 관계를 나타내고 있으며, ○은 16QAM의 신호 점, ●은 QPSK의 신호 점이다. 도 95로부터 알 수 있는 것과 같이, 16QAM의 16개의 신호 점 중의 4개와 QPSK의 4개의 신호 점은 중첩되는 상태가 된다. 이와 같은 상황으로, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F가 식 (G3)에서 나타내게 되며, α로 식 (37)으로 한 경우, z1(t) 및 z2(t)는 모두 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때의 도 94의 256점의 신호 점에 대하여 64점을 추출한 신호 점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또, 도 94는 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호 점 배치가 될 수도 있다.
[0898] 　s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 가중합성ㆍ위상 변경된 신호인 z1(t), z2(t)는 QPSK2 비트, 16QAM로 4비트의 합계 6 비트가 전송되고 있으므로, 64점의 신호 점이 되나, 이때, 앞에서 설명한 것과 같은 64점의 신호 점이 되기 때문에, 신호 점의 최소 유클리드 거리가 크므로 수신장치에서 보다 좋은 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다.
[0899] 　베이스밴드신호 교체부(9301)는 프리코딩 후의 신호(309A(z1(t))) 및 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(t))), 제어신호(8500)를 입력으로 하여, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 제어신호(8500)이 「신호의 교체를 실행한다」라는 것을 나타내고 있으므로 베이스밴드신호 교체부(9301)는 예를 들어,
시간 2k일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k)))를 출력한다
로 하고,
시간 2k＋1일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k＋1)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k＋1)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k＋1)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k＋1)))를 출력한다.
또,
시간 2k일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k)))를 출력한다
로 하며,
시간 2k＋1일 때(k는 정수)
신호(9302A(r1 (2k＋1)))로 프리코딩 후의 신호(309A(z1 (2k＋1)))를 출력하고, 신호(9302B(r2(2k＋1)))로 프리코딩ㆍ위상변경 후의 신호(309B(z2(2k＋1)))를 출력한다.
[0900] 　또, 상술한 설명에서는 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 신호 교체를 실행하는 것으로 하고 있다. 이와 같이 함으로써, 실시형태 F1로 기재한 것과 같이 PAPR의 삭감이 가능하므로, 송신장치의 소비 전력을 억제할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 단, 송신장치의 소비 전력을 문제로 하지 않는 경우, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때와 동일하게 신호의 교체를 실행하지 않는다고 해도 좋다.
[0901] 　또, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때,ｖ2：u2=1：5로 한 경우가 좋은 예이므로, 이때를 예에 설명하였으나,ｖ2<u2라고 하는 조건으로, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실시하는 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실시하는 방법을 동일로서 양자의 경우로, 양호한 수신품질을 얻을 수 있는 경우는 존재한다. 따라서ｖ2：u2=1：5에 한정되는 것은 아니다.
[0902] 　이상과 같이, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 동일한 방법으로 함으로써, 송신장치의 회로 규모를 삭감할 수가 있는 동시에, 식 (G4) 및 식 (G5), 신호 교체 방법에 의거하여 수신장치는 복조를 실행하게 되나, 상기와 같이 신호 점을 공유하고 있으므로, 수신 후보신호 점을 요구하는 연산부의 공유가 가능해지기 때문에, 수신장치에서 회로 규모를 삭감할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.
[0903] 　또, 본 실시형태에서는 식 (G3)을 이용한 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 예에 설명하였으나, 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 이에 한정되는 것은 아니다.
본 발명과 포인트가 되는 점은 이하와 같이 된다.
ㆍs1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 사용하는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 동일한 것으로 한다.
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, ｖ2<u2의 조건을 만족시킨다
는 것이 된다.
[0904] 　또, 수신장치에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있는 좋은 예로는
예 1 (이하의 2개의 항목을 만족시킨다. )：
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, ｖ2：u2=1：5의 조건을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, 어느 경우도, 동일한 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 이용한다.
예 2(이하의 2개의 항목을 만족시킨다. )：
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, ｖ2<u2의 조건을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 사용하는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 동일하며, 프리코딩 행렬은 식 (G3)에서 나타난다.
예 3(이하의 2개의 항목을 만족시킨다. )：
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, ｖ2<u2의 조건을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 사용하는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 동일하며, 프리코딩 행렬은 식 (G3)에서 나타나α는 식 (37)에서 나타난다.
예 4 (이하의 2개의 항목을 만족시킨다. )：
ㆍs1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우, ｖ2：u2=1：5의 조건을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 사용하는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 동일하고, 프리코딩 행렬은 식 (G3)에서 나타내게 되며, α는 식 (37)에서 나타난다.
[0905] 　또, 본 실시형태는 변조방식을 QPSK 및 16QAM일 때를 예에 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서 본 실시형태를 확장하면 이하와 같이 생각할 수 있다. 변조방식 A와 변조방식 B가 있으며, 변조방식 A의 I-Q평면에서의 신호 점수를 a, 변조방식 B의 I-Q평면에서의 신호 점의 수를 b로 하고, a<b로 한다. 그러면 본 발명의 포인트는 이하와 같이 줄 수 있다.
[0906] 　이하의 2개의 항목을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우와 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 사용하는 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법을 동일한 것으로 한다.
ㆍs1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우, ｖ2<u2의 조건을 만족시킨다.
[0907] 　이때, 도 93을 이용하여 설명한 베이스밴드신호 교체는 실시해도 좋고, 실시하지 않아도 좋다. 단, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우, PAPR의 영향을 고려하면, 상기에서 설명한 베이스밴드신호 교체를 실시하면 좋다.
또는 이하의 2개의 항목을 만족시킨다.
ㆍs1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우와 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우로 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 동일하며, 프리코딩 행렬은 식 (G3)에서 나타난다.
ㆍs1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우 ｖ2<u2의 조건을 만족시킨다.
[0908] 　이때, 도 93을 이용하여 설명한 베이스밴드신호 교체는 실시해도 좋고, 실시하지 않아도 되다. 단, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B의 경우, PAPR의 영향을 고려하면 상기에서 설명한 베이스밴드신호 교체를 실시하면 좋다.
변조방식 A와 변조방식 B세트로는 (변조방식 A, 변조방식 B)가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (64QAM, 256QAM) 등이 있다.
[0909] 　상술의 설명에서는 일방의 프리코딩 후의 신호에 대해 위상변경을 실행하는 경우를 예로 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 본 명세서에 나타낸 것과 같이, 복수의 프리코딩 후의 신호로 위상변경을 하는 경우에 대해서도 본 실시형태를 실시할 수 있어 앞에서 설명한 변조신호세트와 프리코딩 행렬의 관계(본 발명과 포인트가 되는 점)를 만족하면 좋다.
[0910] 　또, 본 실시형태에서는 프리코딩 행렬 F를 식 (G3)에서 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어,
Figure pct00099
Figure pct00100
Figure pct00101
Figure pct00102
Figure pct00103
[0916] 의 어느 한쪽에 설정해도 좋다. 단, 식 (G9), 식 (G10)에서 θ11, θ21, λ은 고정 값이다(단위는 라디안).
본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우를 예로서 설명하였으나, 다른 실시형태의 설명과 동일하게 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우에 대해서도 동일하게 실행할 수 있다. 이때, 본 실시형태로 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브)캐리어))로 치환하게 된다. 또, 시간-주파수 축 방향으로 위상변경 값을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실행하는 것이 가능하다. 또, 본 실시형태에서의 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법은 본 명세서에서 설명한 프리코딩 후에 규칙적으로 위상변경을 실행하는 방법으로 한정되는 것은 아니다.
[0917] 　또, 수신장치는 본 실시형태에서의 2개인 변조방식의 설정 패턴의 어느 하나에서도 실시형태 F1로 말한 수신방법을 이용하여 복조, 검파를 하게 된다.
본 발명은 복수의 안테나로부터 각각 다른 변조신호를 송신하는 무선 시스템에 넓게 적용할 수 있으며, 예를 들어 OFDM-MIMO 통신시스템에 적용하여 매우 적합하다. 또, 복수의 송신 개소를 가지는 유선 통신시스템(예를 들어 PLC(Power　Line　Communication) 시스템, 광통신시스템, DSL(Digital　Subscriber　Line：디지털 가입자선) 시스템)에서 MIMO 전송을 실행하는 경우에 대해서도 적용할 수 있으며, 이때, 복수의 송신 개소를 이용하여 본 발명에서 설명한 것과 같은 복수의 변조신호를 송신하게 된다. 또, 변조신호는 복수의 송신 개소로부터 송신되어도 좋다.
302A, 302B　 화기
304A, 304B　 리버
306A, 306B 매핑부
314　 신호처리방법 정보 생성부
308A, 308B　 가중합성부
310A, 310B　 무선부
312A, 312B　 안테나
317A, 317B　 위상 변경부
402　 부호화기
404　 분배부
504＃1, 504＃2　 송신안테나
505＃1, 505＃2　 수신안테나
600　 가중합성부
701-X, 701-Y　 안테나
703-X, 703-Y　 무선부
705-1　 채널변동 추정부
705-2　 채널변동 추정부
707-1　 채널변동 추정부
707-2　 채널변동 추정부
709　 제어정보 복호부
711　 신호처리부
803　I NNER　MIMO 검파부
805A, 805B　 대수 우도 산출부
807A, 807B　 디 인터리버
809A, 809B　 대수 우도 비산출부
811A, 811B　 Soft-in/Soft-out 디코더
813A, 813B　 인터리버
815　 기억부
819　 계수 생성부
901　 Soft-in/Soft-out 디코더
903　 분배부
1201A, 1201B OFDM 방식관련 처리부
1302A, 1302A 직병렬 변환부
1304A, 1304B　 재배열부
1306A, 1306B　 역 고속 푸리에 변환부
1308A, 1308B　 무선부

Claims (2)

  1. 복수의 베이스밴드신호로부터 동일한 주파수 대역 한편 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호를 생성하는 신호생성방법으로,
    　제 1 복수 비트로부터 생성된 제 1 베이스밴드신호 s1을 u배하고, 제 2 복수 비트로부터 생성된 제 2 베이스밴드신호 s2를 ｖ배 하며, 상기 u와 상기ｖ와는 서로 다른 실수이며,
    상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기 ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2의 양쪽 모두에 대해 위상변경을 실행하여 위상변경 후의 신호 u×s1' 및 위상변경 후의 신호ｖ×s2'를 생성하고,
    상기 위상변경 후의 신호 u×s1'와 상기 위상변경 후의 신호 ｖ×s2'에 대하여 소정의 행렬 F에 응한 가중합성을 실행하고, 제 1 가중합성신호 z1과 제 2 가중합성신호 z2를 상기 동일한 주파수 대역 또한, 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호로서 생성하며,
    상기 제 1 가중합성신호 z1 및 상기 제 2 가중합성신호 z2는 (z1, z2)T=F(u×s1',ｖ×s2')T를 만족하며,
    상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2에 대해서 실시되는 위상변경량은 각각 N개의 위상변경량의 후보를 전환하면서 선택된 하나의 위상변경량이며, 상기 N개의 위상변경량의 각각은 소정의 기간 내에서 적어도 1회 선택되는 신호생성방법.
  2. 복수의 베이스밴드신호로부터 동일한 주파수 대역 또한, 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호를 생성하는 신호생성장치이며,
    제 1 복수 비트로부터 생성된 제 1 베이스밴드신호 s1을 u배하고, 제 2 복수 비트로부터 생성된 제 2 베이스밴드신호 s2를 ｖ배 하며, 상기 u와 상기ｖ와는 서로 다른 실수인 파워 변경부와,
    상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2의 양쪽 모두에 대해 위상변경을 실행하여 위상변경 후의 신호 u×s1' 및 위상변경 후의 신호ｖ×s2'를 생성하는 위상 변경부와,
    상기 위상변경 후의 신호 u×s1'와 상기 위상변경 후의 신호ｖ×s2'에 대하여 소정의 행렬 F에 의한 가중합성을 실행하고, 제 1 가중합성신호 z1과 제 2 가중합성신호 z2를 상기 동일한 주파수 대역 또한, 동일한 시각에 송신되는 복수의 신호로서 생성하는 가중합성부를 구비하며,
    상기 제 1 가중합성신호 z1 및 상기 제 2 가중합성신호 z2는 (z1, z2)T=F(u×s1',ｖ×s2')T를 만족하며,
    상기 u배 된 제 1 베이스밴드신호 s1 및 상기ｖ배 된 제 2 베이스밴드신호 s2에 대하여 실시되는 위상변경량은 각각 N개의 위상변경량의 후보를 전환하면서 선택된 하나의 위상변경량이며, 상기 N개의 위상변경량의 후보의 각각은 소정의 기간 내에서 적어도 1회 선택되는 신호생성장치.
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Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5578619B2 (ja) 2010-12-10 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および受信装置
US8971432B2 (en) 2011-04-19 2015-03-03 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Signal generating method and signal generating device
CN102916923B (zh) * 2012-10-11 2015-07-22 华中科技大学 一种降低多载波系统峰均功率比的信息传输方法
EP2930871B1 (en) 2012-12-07 2018-03-07 Sun Patent Trust Signal generation method, transmission device, reception method, and reception device
JP6277525B2 (ja) 2013-01-11 2018-02-14 サン パテント トラスト データ処理方法、プリコーディング方法、通信装置
EP3020174A4 (en) * 2013-07-10 2017-02-15 LG Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
KR102121947B1 (ko) 2013-09-27 2020-06-11 삼성전자주식회사 신호 처리 장치 및 그의 신호 처리 방법
CN108540191B (zh) 2013-10-31 2021-03-09 松下电器（美国）知识产权公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
CN105634696B (zh) * 2014-10-31 2019-02-22 富士通株式会社 多载波调制信号的比特分配方法、装置和系统
JP6643626B2 (ja) * 2015-02-09 2020-02-12 サン パテント トラスト 送信装置および受信装置
JP7002185B2 (ja) * 2015-07-30 2022-01-20 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法、送信装置、受信方法、受信装置
CN105450273B (zh) 2015-08-24 2016-11-23 电信科学技术研究院 一种传输编码指示信息和确定预编码矩阵的方法和装置
CN109417532B (zh) * 2016-07-14 2021-08-24 苹果公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
CN108023632B (zh) * 2016-11-04 2022-06-28 华为技术有限公司 数据处理方法和发送设备
EP3537623B1 (en) * 2016-11-04 2021-12-22 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Transmitting device, transmitting method, receiving device and receiving method
JP7092682B2 (ja) 2016-12-12 2022-06-28 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および送信方法
RU178755U1 (ru) * 2017-07-04 2018-04-18 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Устройство декодирования ldpc-кодов
WO2021181278A1 (en) 2020-03-10 2021-09-16 Ntwine, Llc Bandwidth constrained communication systems with frequency domain information processing
CN111970027B (zh) * 2020-07-09 2021-06-08 珠海中慧微电子有限公司 一种宽带载波通信网络的信标信号的发送方法
US11990922B2 (en) 2021-01-11 2024-05-21 Ntwine, Llc Bandwidth constrained communication systems with neural network based detection
CN112468423B (zh) * 2021-02-04 2021-05-18 北京紫光青藤微系统有限公司 信号解码方法、装置、电子设备及存储介质

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005050885A (ja) 2003-07-29 2005-02-24 Kyocera Corp 配線基板及びその製造方法
WO2010016183A1 (ja) * 2008-08-05 2010-02-11 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
WO2010076854A1 (ja) * 2009-01-05 2010-07-08 富士通株式会社 通信装置、移動局および通信制御方法
US20100311358A1 (en) * 2005-12-20 2010-12-09 Toshizo Nogami Transmitter for communications system

Family Cites Families (206)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3750175A (en) * 1967-12-14 1973-07-31 Texas Instruments Inc Modular electronics communication system
US3647945A (en) * 1969-09-30 1972-03-07 Rca Corp Color encoding system utilizing two filters alternately for minimizing effects of image misregistration and image pickup device lag
US3747098A (en) * 1970-07-23 1973-07-17 Univ Syracuse Res Corp Phased array antenna
US4227194A (en) * 1971-01-04 1980-10-07 Hughes Aircraft Company Synthetic array processor
US4217587A (en) * 1978-08-14 1980-08-12 Westinghouse Electric Corp. Antenna beam steering controller
NL7901865A (nl) * 1979-03-08 1980-09-10 Philips Nv Systeem voor multiniveau datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude.
US4521779A (en) * 1980-04-24 1985-06-04 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Pulse compression system
JPS6212814A (ja) * 1985-07-10 1987-01-21 Canon Inc ロ−タリ−エンコ−ダ−
JP2554511B2 (ja) * 1987-11-30 1996-11-13 日本ヒューレット・パッカード株式会社 ベクトル電流計
US5149255A (en) * 1990-02-20 1992-09-22 Arthur D. Little, Inc. Gearing system having interdigital concave-convex teeth formed as invalutes or multi-faceted polygons
JPH0677737A (ja) * 1992-07-08 1994-03-18 Toshiba Corp 位相検波器及びこれに用いる位相検波方式
JP2734955B2 (ja) * 1993-12-24 1998-04-02 日本電気株式会社 無線データ通信装置
JPH07234382A (ja) * 1994-02-24 1995-09-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 超解像走査光学装置
DE69533028T2 (de) * 1994-12-05 2005-04-07 Ntt Mobile Communications Network Inc. Vorrichtung und verfahren zum multiplexen von signalen
JP3444001B2 (ja) * 1995-02-10 2003-09-08 ソニー株式会社 符号検出回路
US6034987A (en) * 1996-12-17 2000-03-07 Ericsson Inc. System for improving the quality of a received radio signal
US6359923B1 (en) * 1997-12-18 2002-03-19 At&T Wireless Services, Inc. Highly bandwidth efficient communications
US6175550B1 (en) * 1997-04-01 2001-01-16 Lucent Technologies, Inc. Orthogonal frequency division multiplexing system with dynamically scalable operating parameters and method thereof
US6026117A (en) * 1997-10-23 2000-02-15 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for generating complex four-phase sequences for a CDMA communication system
US20030138058A1 (en) * 1998-02-06 2003-07-24 Dakshi Agrawal Diversity coded OFDM for high data-rate communication
US6463096B1 (en) * 1998-06-12 2002-10-08 Cisco Systems, Inc MAC protocol employing multiple data rates
US7110444B1 (en) * 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
JP3552622B2 (ja) * 1999-12-24 2004-08-11 日本電気株式会社 Ｐｌｄを用いた無限移相器およびその調整方法
US7106821B2 (en) * 2000-03-15 2006-09-12 Sony Corporation Data modulation method, data modulation device and communication device
US6967993B1 (en) * 2000-05-26 2005-11-22 Freescale Semiconductor, Inc. Ultrawide bandwidth system and method for fast synchronization using sub-code spins
JP4326673B2 (ja) * 2000-06-06 2009-09-09 富士通株式会社 非線形歪補償装置を有する通信装置の起動方法
DE10039666B4 (de) * 2000-08-14 2011-08-11 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG, 81671 Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz und/oder der Phase eines digitalen Signals
US6928120B1 (en) * 2000-09-25 2005-08-09 Cingular Wireless Ii, Llc Methods and apparatus for use in reducing residual phase error in OFDM communication signals
US6996418B2 (en) * 2000-12-29 2006-02-07 Nortel Networks Limited Apparatus and method for OFDM data communications
JP3714910B2 (ja) * 2001-02-20 2005-11-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ ターボ受信方法及びその受信機
US6859503B2 (en) * 2001-04-07 2005-02-22 Motorola, Inc. Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel
KR100510434B1 (ko) * 2001-04-09 2005-08-26 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치
FR2824206A1 (fr) * 2001-04-27 2002-10-31 Thomson Csf Procede de generation de modulation par division de frequence suivi de mulitplication de frequence
JP2003087218A (ja) 2001-06-29 2003-03-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置およびマルチキャリア無線通信方法
US7409012B2 (en) * 2001-07-06 2008-08-05 Motorola, Inc. Modulator and signaling method
US20050201473A1 (en) * 2001-12-06 2005-09-15 Ismail Lakkis Systems and methods for receiving data in a wireless communication network
US7224742B2 (en) * 2001-12-14 2007-05-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for reducing the peak-to-average power ratio of OFDM/OFDMA signals
US6693589B2 (en) * 2002-01-30 2004-02-17 Raytheon Company Digital beam stabilization techniques for wide-bandwidth electronically scanned antennas
JP3407254B1 (ja) * 2002-01-31 2003-05-19 富士通株式会社 データ伝送システム及びデータ伝送制御方法
US8325590B2 (en) * 2002-02-27 2012-12-04 Apple Inc. OFDM communications system
CN1572080B (zh) * 2002-04-09 2011-04-06 松下移动通信株式会社 正交频分多路复用通信方法与正交频分多路复用通信装置
FI20021013A0 (fi) * 2002-05-29 2002-05-29 Nokia Corp Tiedonsiirtomenetelmä ja -järjestelmä
US8457230B2 (en) * 2002-08-21 2013-06-04 Broadcom Corporation Reconfigurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) chip supporting single weight diversity
US7263385B2 (en) * 2002-08-23 2007-08-28 Qualcomm Incorporated System and method for beamforming with data rate control feedback
US8320301B2 (en) * 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US7986742B2 (en) * 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US7308063B2 (en) * 2002-12-20 2007-12-11 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for effectuating post-FFT correction of fine frequency offset
JP4091854B2 (ja) * 2003-01-31 2008-05-28 富士通株式会社 アレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラム
US8422380B2 (en) * 2003-03-26 2013-04-16 Sharp Laboratories Of America, Inc. Dynamically reconfigurable wired network
JP2004336564A (ja) * 2003-05-09 2004-11-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチキャリア送信装置、基地局装置及び移動体通信端末装置
US7761059B2 (en) * 2003-05-28 2010-07-20 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method of transmitting or receiving with constrained feedback information
KR100689382B1 (ko) * 2003-06-20 2007-03-02 삼성전자주식회사 직교분할다중화방식을 기반으로 하는이동통신시스템에서의 송신장치 및 방법
US7031678B2 (en) * 2003-07-15 2006-04-18 Qualcomm Inc. Wireless speech and data transmission
DE602004029166D1 (de) * 2003-07-16 2010-10-28 Nippon Telegraph & Telephone Optisches kommunikationssystem mit einem optischen frequenzcode, optische sendeeinrichtung und optische empfangseinrichtung dafür und optische kommuni
KR100640461B1 (ko) * 2003-07-30 2006-10-30 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법
US7356089B2 (en) * 2003-09-05 2008-04-08 Nortel Networks Limited Phase offset spatial multiplexing
JP2005086781A (ja) * 2003-09-11 2005-03-31 Regents Of The Univ Of Minnesota 部分的チャネル認識を伴うマルチアンテナ送信のための適応変調
EP1678857A1 (en) * 2003-10-21 2006-07-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Mimo transmitter and receiver for low-scattering environments
US7616698B2 (en) * 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
KR100584439B1 (ko) * 2003-11-05 2006-05-26 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법
EP2690814A1 (en) 2003-11-21 2014-01-29 Panasonic Corporation Multi-antenna apparatus using different interleaving patterns
JP2005184730A (ja) * 2003-12-24 2005-07-07 Sony Corp 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
US7308047B2 (en) * 2003-12-31 2007-12-11 Intel Corporation Symbol de-mapping methods in multiple-input multiple-output systems
US7995667B2 (en) * 2004-02-13 2011-08-09 Broadcom Corporation Reduced latency concatenated reed solomon-convolutional coding for MIMO wireless LAN
US7668227B2 (en) * 2004-03-05 2010-02-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for reducing interference in spread spectrum signals using spreading code cross-correlations
US7447268B2 (en) * 2004-03-31 2008-11-04 Intel Corporation OFDM system with per subcarrier phase rotation
US7633994B2 (en) * 2004-07-30 2009-12-15 Rearden, LLC. System and method for distributed input-distributed output wireless communications
JP4513400B2 (ja) 2004-04-27 2010-07-28 ソニー株式会社 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
JP4604798B2 (ja) 2004-05-10 2011-01-05 ソニー株式会社 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
US8233555B2 (en) * 2004-05-17 2012-07-31 Qualcomm Incorporated Time varying delay diversity of OFDM
JP4256301B2 (ja) * 2004-05-28 2009-04-22 株式会社東芝 無線通信装置
US7327983B2 (en) * 2004-06-25 2008-02-05 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. RF-based antenna selection in MIMO systems
US7324794B2 (en) * 2004-09-29 2008-01-29 Tzero Technologies, Inc. Phase combining diversity
US7522562B2 (en) * 2004-10-06 2009-04-21 Broadcom Corporation Method and system for channel estimation in a spatial multiplexing MIMO system
US8098776B2 (en) * 2004-10-06 2012-01-17 Broadcom Corporation Method and system for pre-equalization in a single weight spatial multiplexing MIMO system
US7366465B2 (en) * 2004-11-19 2008-04-29 Sirit Technologies Inc. Homodyne RFID receiver and method
US7643444B2 (en) * 2005-03-10 2010-01-05 Broadcom Corporation Method and system for parsing bits in an interleaver for adaptive modulations in a multiple input multiple output (MIMO) wireless local area network (WLAN) system
US7787843B2 (en) * 2005-03-29 2010-08-31 Broadcom Corporation Multiple band direct conversion radio frequency transceiver integrated circuit
US20060227891A1 (en) * 2005-04-07 2006-10-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of channel estimation for MIMO-OFDM using phase rotated low overhead preamble
KR20060124090A (ko) * 2005-05-30 2006-12-05 삼성전자주식회사 3대역 단일 인테나 공유장치
US8073063B2 (en) * 2005-08-23 2011-12-06 Nortel Networks Limited Methods and systems for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) multiple zone partitioning
CN101248608B (zh) * 2005-08-24 2012-03-14 松下电器产业株式会社 多入多出-正交频分复用发送装置和多入多出-正交频分复用发送方法
US7983236B2 (en) * 2005-09-27 2011-07-19 Nokia Corporation Pilot structure for multicarrier transmissions
JP4528236B2 (ja) * 2005-09-29 2010-08-18 株式会社日立製作所 無線基地局装置および通信方法
JP4079964B2 (ja) * 2005-09-30 2008-04-23 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 無線受信装置及びアンテナ・ベリフィケーション方法
JP4939888B2 (ja) * 2005-10-05 2012-05-30 パナソニック株式会社 無線通信装置
CN1953361B (zh) * 2005-10-18 2010-05-05 大唐移动通信设备有限公司 发送多载频信号的方法及系统
US7817641B1 (en) * 2005-10-20 2010-10-19 Amir Keyvan Khandani Methods for spatial multiplexing of wireless two-way channels
EP1944882B1 (en) * 2005-10-31 2011-03-02 Sharp Kabushiki Kaisha Terminal apparatus, base station apparatus and communication system
US7917176B2 (en) 2006-02-14 2011-03-29 Nec Laboratories America, Inc. Structured codebook and successive beamforming for multiple-antenna systems
JP4748311B2 (ja) * 2005-10-31 2011-08-17 日本電気株式会社 微弱光の光パワー測定方法および装置、それを用いた光通信システム
KR101165629B1 (ko) * 2005-11-03 2012-07-17 엘지전자 주식회사 Ｏｆｄｍ 신호 생성/복원 방법 및 그 장치
JP4680036B2 (ja) * 2005-11-09 2011-05-11 独立行政法人情報通信研究機構 受信装置および受信方法
US8072943B2 (en) * 2005-12-09 2011-12-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless communication system and methodology for communicating via multiple information streams
GB2433681B (en) * 2005-12-21 2009-05-06 Iti Scotland Ltd Communication system and method
US20070153934A1 (en) 2005-12-29 2007-07-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Constant uneven power loading in beamforming systems for high throughput wireless communications
US8014415B2 (en) * 2005-12-30 2011-09-06 Meshnetworks, Inc. Apparatus, system and method for communicating information in a wireless communication network
JP4958565B2 (ja) * 2006-01-06 2012-06-20 パナソニック株式会社 無線通信装置
JP4758781B2 (ja) * 2006-01-31 2011-08-31 富士通株式会社 Ｄｃオフセット補正装置及びその方法
US7710319B2 (en) * 2006-02-14 2010-05-04 Sibeam, Inc. Adaptive beam-steering methods to maximize wireless link budget and reduce delay-spread using multiple transmit and receive antennas
KR100817497B1 (ko) * 2006-03-10 2008-03-27 한국전자통신연구원 다중 안테나를 위한 심볼 생성 장치 및 방법
CN101039136B (zh) * 2006-03-15 2011-09-14 华为技术有限公司 基于空频编码的多天线发射分集方法及其系统
CN101043298B (zh) * 2006-03-20 2011-07-27 华为技术有限公司 一种多天线通信中发射信号的方法及系统
JP2007259445A (ja) * 2006-03-20 2007-10-04 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ通信システムにおける送信装置及び方法
US7672388B2 (en) * 2006-03-23 2010-03-02 Motorola, Inc. Method of providing signal diversity in an OFDM system
US7787547B2 (en) * 2006-03-24 2010-08-31 Broadcom Corporation Hybrid radio frequency transmitter
KR101119228B1 (ko) * 2006-04-27 2012-03-21 레이스팬 코포레이션 메타물질 구조에 기반한 안테나, 장치 및 시스템
KR100894992B1 (ko) * 2006-05-09 2009-04-24 삼성전자주식회사 다중 안테나 시스템에서 검출 복잡도 감소 장치 및 방법
KR20070113967A (ko) * 2006-05-26 2007-11-29 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
US8312335B2 (en) * 2006-07-06 2012-11-13 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for correcting errors in a multiple subcarriers communication system using multiple antennas
US8737361B2 (en) * 2006-07-07 2014-05-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting signal in communication system
JP2008048092A (ja) * 2006-08-14 2008-02-28 Toshiba Corp Ｏｆｄｍを用いる無線送信方法、送信機及び受信機
JP4740065B2 (ja) * 2006-08-22 2011-08-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局、移動局及びパイロットチャネル生成方法
KR20080022033A (ko) * 2006-09-05 2008-03-10 엘지전자 주식회사 프리코딩 정보 피드백 방법 및 프리코딩 방법
KR20080026010A (ko) * 2006-09-19 2008-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 구현하는 송수신 장치
KR20080026019A (ko) * 2006-09-19 2008-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
US7746766B2 (en) * 2006-09-21 2010-06-29 Sharp Laboratories Of America, Inc. Systems and methods for obtaining an optimum transmission format of reference signals to maximize capacity and minimize peak to average power ratio
KR101356508B1 (ko) * 2006-11-06 2014-01-29 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서의 데이터 전송 방법
KR100939738B1 (ko) * 2006-12-21 2010-01-29 삼성전자주식회사 다중안테나 무선통신 시스템에서 순환 지연 다이버시티장치 및 방법
CN101573886A (zh) * 2006-12-28 2009-11-04 松下电器产业株式会社 无线电通信设备和再发送控制方法
JP5073512B2 (ja) * 2007-01-19 2012-11-14 パナソニック株式会社 マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信方法、マルチアンテナ受信方法、端末装置及び基地局装置
CN101595703A (zh) * 2007-01-30 2009-12-02 松下电器产业株式会社 调制装置和解调装置
US8780771B2 (en) * 2007-02-06 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Cyclic delay diversity and precoding for wireless communication
FI20075083A0 (fi) * 2007-02-06 2007-02-06 Nokia Corp Ilmaisumenetelmä ja -laite monivuo-MIMOa varten
US7995671B2 (en) * 2007-02-09 2011-08-09 Qualcomm Incorporated Multiple-input multiple-output (MIMO) transmission with rank-dependent precoding
ATE539499T1 (de) * 2007-02-14 2012-01-15 Lg Electronics Inc Datensende- und empfangsverfahren mit auf phasenverschiebung basierender vorcodierung und dieses unterstützender sender/empfänger
WO2008103317A2 (en) * 2007-02-16 2008-08-28 Interdigital Technology Corporation Precoded pilot transmission for multi-user and single user mimo communications
WO2008115508A1 (en) * 2007-03-19 2008-09-25 Interdigital Technology Corporation Combined precoding vector switch and frequency switch transmit diversity for secondary synchronization channel in evolved utra
WO2008118474A2 (en) * 2007-03-26 2008-10-02 Sibeam, Inc. Extensions to adaptive beam-steering method
KR20080101023A (ko) * 2007-05-15 2008-11-21 삼성전자주식회사 광대역 무선통신 시스템에서 타일 구조 기반의 최대전력 대평균전력 감소 장치 및 방법
JP5126224B2 (ja) * 2007-05-16 2013-01-23 富士通株式会社 無線通信装置および無線通信方法
US8107544B2 (en) * 2007-05-16 2012-01-31 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for feedback in closed loop transmitting
US8160177B2 (en) * 2007-06-25 2012-04-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmit methods with delay diversity and space-frequency diversity
US8144636B2 (en) * 2007-07-09 2012-03-27 Qualcomm Incorporated Methods for sending small packets in a peer-to-peer (P2P) network
KR101421251B1 (ko) * 2007-08-14 2014-07-18 한국과학기술원 중계기를 기반으로 하는 다중안테나 무선통신 시스템에서협력 중계를 위한 장치 및 방법
JP2009077023A (ja) * 2007-09-19 2009-04-09 Sharp Corp チューナおよびそれを備えたダイバーシティ受信システム
KR20090030200A (ko) * 2007-09-19 2009-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 방법 및이를 지원하는 송수신기
US9137806B2 (en) * 2007-09-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Interference management employing fractional time reuse
JP2009088649A (ja) 2007-09-27 2009-04-23 Toshiba Corp 無線通信装置、無線通信装置の制御方法および無線通信装置の制御プログラム
KR101413309B1 (ko) * 2007-10-08 2014-06-27 엘지전자 주식회사 채널 선택성을 감소시키는 전송기 및 데이터 전송 방법
US8130847B2 (en) * 2007-11-09 2012-03-06 Motorola Mobility, Inc. Closed-loop transmission feedback in wireless communication systems
CN101437007A (zh) * 2007-11-12 2009-05-20 华为技术有限公司 Mimo系统的数据发送/接收方法、装置及设备
KR101048437B1 (ko) * 2007-11-30 2011-07-11 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 시변 순환 지연 다이버시티 방법 및 장치
US8626079B2 (en) * 2007-12-12 2014-01-07 Electronics And Telecommunications Research Institute Link adaptation method and apparatus in wireless communication system
JP2009152688A (ja) * 2007-12-18 2009-07-09 Toshiba Corp 端末装置、基地局、無線通信方法および通信プログラム
JP5244381B2 (ja) * 2007-12-26 2013-07-24 株式会社東芝 無線通信装置、無線通信方法および通信プログラム
JP5269098B2 (ja) * 2008-01-14 2013-08-21 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） Ｍｉｍｏ通信における開ループ事前符号化器循環
EP2234286B1 (en) * 2008-01-17 2016-07-20 Alcatel Lucent Method and apparatus for performing cyclic delay mapping to signals in multiple antenna transmitters
US20090185630A1 (en) * 2008-01-23 2009-07-23 Mediatek Inc. Method and apparatus for estimating the channel impulse response of multi-carrier communicating systems
US8009685B2 (en) * 2008-02-01 2011-08-30 Nokia Corporation Signalling the presence of extension frames
KR100937429B1 (ko) * 2008-02-04 2010-01-18 엘지전자 주식회사 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치
JP5047834B2 (ja) * 2008-02-15 2012-10-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信装置及び無線通信方法
JP2009193905A (ja) * 2008-02-18 2009-08-27 Panasonic Corp パネルスイッチ
WO2009104927A2 (en) * 2008-02-21 2009-08-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting and receiving a frame including control information in a broadcasting system
EP2260579B1 (en) * 2008-02-25 2011-11-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) A method of and a device for precoding transmit data signals in a wireless mimo communication system
KR101455393B1 (ko) * 2008-03-03 2014-10-27 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송수신하는 방법 및 장치
US20090231196A1 (en) * 2008-03-11 2009-09-17 Huaning Niu Mmwave wpan communication system with fast adaptive beam tracking
US8014686B2 (en) * 2008-03-20 2011-09-06 Infinera Corporation Polarization demultiplexing optical receiver using polarization oversampling and electronic polarization tracking
WO2009153978A1 (ja) * 2008-06-17 2009-12-23 パナソニック株式会社 無線送信装置及び無線送信方法
US8594212B2 (en) * 2008-06-30 2013-11-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) IQ-imbalance compensation in presence of carrier offset
KR20100017039A (ko) * 2008-08-05 2010-02-16 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 데이터 전송 방법
KR101268687B1 (ko) * 2008-08-18 2013-05-29 한국전자통신연구원 다중-셀 협력 통신을 위한 기지국들 및 단말을 포함하는 통신 시스템
US8331310B2 (en) * 2008-08-22 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Systems and methods employing multiple input multiple output (MIMO) techniques
JP5149111B2 (ja) * 2008-09-09 2013-02-20 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線中継装置及び無線中継方法
JP2010074417A (ja) * 2008-09-17 2010-04-02 Fujitsu Ltd 無線送信機、受信機および無線送信方法
KR101497928B1 (ko) * 2008-09-25 2015-03-03 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법
EP2347470A4 (en) * 2008-10-13 2012-04-11 Elektrobit Wireless Comm Oy ANTENNA BEAM
WO2010062230A1 (en) * 2008-11-27 2010-06-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and arrangements for peak to average power ratio reduction
GB0823593D0 (en) * 2008-12-30 2009-01-28 Astrium Ltd Calibration apparatus and method
US8116819B2 (en) * 2008-12-31 2012-02-14 Intel Corporation Arrangements for beam refinement in a wireless network
CN101771648B (zh) 2009-01-06 2018-03-23 中兴通讯股份有限公司 一种多天线信号处理系统及方法
JP4587004B2 (ja) * 2009-01-07 2010-11-24 岩崎通信機株式会社 マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置
US8588193B1 (en) * 2009-02-03 2013-11-19 Sibeam, Inc. Enhanced wireless data rates using multiple beams
JP5420275B2 (ja) * 2009-03-03 2014-02-19 株式会社Ｎｔｔドコモ 符号多重伝送方法、送信装置及び受信装置
US8537785B2 (en) * 2009-03-05 2013-09-17 Huawei Technologies Co., Ltd Method and apparatus for cell/sector coverage of a public channel through multiple antennas
EP2237445B8 (en) * 2009-04-02 2014-11-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for determining optimum integer perturbation vector of low complexity in multiple antenna system
KR101527110B1 (ko) * 2009-04-13 2015-06-16 삼성전자주식회사 분산 다중 입출력 무선통신 시스템에서 전력 제어 장치 및 방법
US8208434B2 (en) * 2009-04-28 2012-06-26 Motorola Mobility, Inc. Method of signaling particular types of resource elements in a wireless communication system
CN101540751B (zh) * 2009-04-30 2013-01-02 北京邮电大学 用于多流数据的解调方法和系统
WO2010131409A1 (ja) * 2009-05-11 2010-11-18 パナソニック株式会社 アンテナ評価装置及び方法
JP5236807B2 (ja) * 2009-06-12 2013-07-17 三菱電機株式会社 通信装置
US8520753B2 (en) * 2009-06-19 2013-08-27 Acer Incorporated Systems and methods for code sequence extension over transmission in wireless communication environments
US8433008B2 (en) * 2009-08-07 2013-04-30 The Aerospace Corporation Receiver for detecting signals in the presence of high power interference
JP5446671B2 (ja) * 2009-09-29 2014-03-19 ソニー株式会社 無線伝送システム及び無線通信方法
US8923905B2 (en) * 2009-09-30 2014-12-30 Qualcomm Incorporated Scrambling sequence initialization for coordinated multi-point transmissions
JP5039110B2 (ja) * 2009-10-05 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局装置、移動局装置及び送信電力制御方法
US8902873B2 (en) * 2009-10-08 2014-12-02 Qualcomm Incorporated Efficient signaling for closed-loop transmit diversity
US8873650B2 (en) * 2009-10-12 2014-10-28 Motorola Mobility Llc Configurable spatial channel information feedback in wireless communication system
US8599777B2 (en) * 2009-11-17 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Channel quality indicator design for multiple-user multiple-input and multiple-output in high-speed packet access systems
JP5280991B2 (ja) * 2009-11-30 2013-09-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局装置、基地局装置、ｍｉｍｏシステム及びデータ伝送方法
JP5540733B2 (ja) * 2010-01-29 2014-07-02 富士通セミコンダクター株式会社 信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置
US9191966B2 (en) * 2010-03-30 2015-11-17 Intel Mobile Communications GmbH Communication device and method for communicating in a communication mode using a frequency range according to a frame structure
US9444577B1 (en) * 2010-04-05 2016-09-13 Marvell International Ltd. Calibration correction for implicit beamformer using an explicit beamforming technique in a wireless MIMO communication system
US8520572B2 (en) * 2010-05-05 2013-08-27 Motorola Mobility Llc Multiplexing control and data on multilayer uplink transmissions
ES2651485T3 (es) * 2010-06-17 2018-01-26 Sun Patent Trust Método y transmisor de precodificación
US8472399B2 (en) * 2010-07-06 2013-06-25 Apple Inc. Ranging channel structures and methods
US8948305B2 (en) * 2010-11-16 2015-02-03 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Transmission method, transmission apparatus, reception method and reception apparatus
EP2641341A4 (en) * 2010-11-18 2014-06-25 Ericsson Telefon Ab L M METHODS AND DEVICES FOR CONFIGURING ANTENNA MODE FOR UPLINK COMMUNICATION
US20120127034A1 (en) * 2010-11-19 2012-05-24 Raysat Antenna Systems, L.L.C. Phased Array Antenna with Reduced Component Count
JP5578619B2 (ja) * 2010-12-10 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および受信装置
MX2013000954A (es) 2010-12-10 2013-03-22 Panasonic Corp Metodo de generacion de señales y aparato de generacion de señales.
WO2012081870A2 (ko) * 2010-12-14 2012-06-21 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
US20120224651A1 (en) * 2011-03-03 2012-09-06 Yutaka Murakami Signal generation method and signal generation apparatus
CN103814539B (zh) * 2011-09-08 2017-04-12 太阳专利托管公司 信号生成方法及信号生成装置
US8576951B2 (en) * 2011-10-24 2013-11-05 Sigear Europe Sarl Mixed-signal radio frequency receiver implementing multi-mode spur avoidance
KR101880990B1 (ko) * 2011-11-16 2018-08-24 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005050885A (ja) 2003-07-29 2005-02-24 Kyocera Corp 配線基板及びその製造方法
US20100311358A1 (en) * 2005-12-20 2010-12-09 Toshizo Nogami Transmitter for communications system
WO2010016183A1 (ja) * 2008-08-05 2010-02-11 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
WO2010076854A1 (ja) * 2009-01-05 2010-07-08 富士通株式会社 通信装置、移動局および通信制御方法

Non-Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
비 특허문헌 1 : "Achieｖing near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Transaction on communications, ｖol. 51, no. 3, pp. 389-399, March 2003.
비 특허문헌 10 : L. Vangelista, N. Benｖenuto, and S. Tomasin, "Key technologies for next-generation terrestrial digital teleｖision standard DVB-T2," IEEE Commun. Magazine, ｖo. 47, no. 10, pp. 146-153, Oct. 2009.
비 특허문헌 11 : T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, "Application of space diｖision multiplexing and those performance in a MIMO channel," IEICE Trans. Commun. , ｖo. 88-B, no. 5, pp. 1843-1851, May 2005.
비 특허문헌 12 : R. G. Gallager, "Low-density parity-check codes," IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, pp-21-28, 1962.
비 특허문헌 13 : D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on ｖery sparse matrices," IEEE Trans. Inform. Theory, ｖol. 45, no. 2, pp399-431, March 1999.
비 특허문헌 14 : ETSI EN 302 307, "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactiｖe serｖices, news gathering and other broadband satellite applications, "ｖ. 1. 1. 2, June 2006.
비 특허문헌 15 : Y. -L. Ueng, and C. -C. Cheng, "a fast-conｖergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802. 16e standards," IEEE VTC-2007 Fall, pp. 1255-1259.
비 특허문헌 16 : S. M. Alamouti, "A simple transmit diｖersity technique for wireless communications,"IEEE J. Select. Areas Commun. , ｖol. 16, no. 8, pp. 1451-1458, Oct 1998.
비 특허문헌 17 : V. Tarokh, H. Jafrkhani, and A. R. Calderbank, "Space-time block coding for wireless communications： Performance results,"IEEE J. Select. Areas Commun. , ｖol. 17, no. 3, no. 3, pp. 451-460, March 1999.
비 특허문헌 2 : "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans. Signal Processing. , ｖol. 52, no. 2, pp. 348-361, Feb. 2004.
비 특허문헌 3 : "BER performance eｖaluation in 2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels," IEICE Trans. Fundamentals, ｖol. E91-A, no. 10, pp. 2798-2807, Oct. 2008.
비 특허문헌 4 : "Turbo space-time codes with time ｖarying linear transformations, "IEEE Trans. Wireless communications, ｖol. 6, no. 2, pp. 486-493, Feb. 2007.
비 특허문헌 5 : "Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance," IEICE Trans. Commun. , ｖol. E88-B, no. 1, pp. 47-57, Jan. 2004.
비 특허문헌 6 : 「Shannon 한계에의 도표："Parallel concatenated (Turbo) coding", "Turbo (iteratiｖe) decoding"과 그 주변」 전자정보통신학회, 신학기법 IT98-51
비 특허문헌 7 : "Adｖanced signal processing for PLCs： Waｖelet-OFDM," Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, pp. 187-192, 2008.
비 특허문헌 8 : D. J. Loｖe, and R. W. heath, Jr. , "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems," IEEE Trans. Inf. Theory, ｖol. 51, no. 8, pp. 2967-1976, Aug. 2005.
비 특허문헌 9 : DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial teleｖision broadcasting syste, m (DVB-T2), June 2008.

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Publication number Publication date
CN107566023A (zh) 2018-01-09
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