DE4124427C2 - Schaltung zum Erzeugen einer inneren temperaturstabilisierten Versorgungsspannung - Google Patents

Schaltung zum Erzeugen einer inneren temperaturstabilisierten Versorgungsspannung

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.
Eine derartige Schaltung zur temperaturstabilisierten Spannungsversorgung von logischen Schaltungen mit einem Bezugsspannungsgenerator der angegebenen Art ist aus IBM Technical Disclosure Bulletin, Vol. 31, No. 11, April 1989, Seiten 361 bis 364 bekannt.
Eine Halbleiterspeichervorrichtung mit hoher Speicherkapazität muß mit einer Versorgungsspannung versorgt werden, die kleiner ist als die äußere Versorgungsspannung von 5 V, die gewöhnlich in Computersystemen zugeführt wird. Zu diesem Zweck muß ein innerer Versorgungsspannungsgenerator zusätzlich zu der Speicherschaltung vorgesehen werden, um die niedrige innere Versorgungsspannung abzugeben. Beispielsweise enthält eine Halbleiter-DRAM-Vorrichtung mit 16 Mbit notwendigerweise den inneren Versorgungsspannungsgenerator, um eine hohe Zuverlässigkeit der Speichervorrichtung zu erzielen.
Aus EP 04 14 434 A2 ist beispielsweise ein herkömmlicher Versorgungsspannungsgenerator bekannt, bei dem eine Temperaturstabilisierung verwirklicht ist.
Ein weiterer herkömmlicher innerer Versorgungsspannungsgenerator und seine Eigenschaften werden unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 erläutert.
Gemäß Fig. 1 enthält der innere Versorgungsspannungsgenerator 100 den Bezugsspannungsgenerator 50 und die Ausgangsschaltung 70, die aus einem PMOS-Transistor 10 besteht, der als variabler Widerstand dient. Die Spannungsausgänge vom Bezugsspannungsgenerator 50 und von der Ausgangsschaltung 70 werden dann am Komparator 60 miteinander verglichen, der ein Differenzverstärker ist, um die Spannung zu steuern, die dem Gate des PMOS-Transistors 10 zugeführt wird. Der Bezugsspannungsgenerator 50 hat erste und zweite Widerstände R1, R2, die in Serie zwischen die äußere Versorgungsspannung und Massepegel geschaltet sind, um an einem Verbindungspunkt 3 eine Bezugsspannung Vref zu erzeugen. Der Komparator 60 hat erste und zweite NMOS-Transistoren 6, 7, die einen Differenzverstärker bilden, einen dritten NMOS-Transistor 8, der als Konstantstromquelle dient, und erste und zweite PMOS-Transistoren 4, 5, die eine Stromspiegellaststufe bilden. Darüber hinaus ist der PMOS-Transistor 10 an seiner Source mit der äußeren Versorgungsspannung Vccext verbunden, während sein Drain mit der inneren Versorgungsspannung Vccint an einem Ausgangsknoten 11 verbunden ist. In der Zeichnung wird die Bezugsspannung Vref dem Gate des ersten NMOS-Transistors 6 des Komparators 60 zugeführt. Im Falle, daß der Laststrom vom Ausgangsknoten 11 zur Speicherschaltung (nicht dargestellt) fließt, tritt ein Spannungsabfall am PMOS-Transistor 10 der Ausgangsschaltung 70 auf. Als Folge davon wird die innere Versorgungsspannung auf einen Spannungspegel gesetzt, der niedriger als die äußere Versorgungsspannung ist. Gleichzeitig steuert der Komparator 60 die Gatespannung des PMOS-Transistors 10 derart, daß der Pegel der inneren Versorgungsspannung identisch auf dem Bezugsspannungspegel Vref gehalten wird.
Der innere Versorgungsspannungsgenerator muß an seinem Arbeitspunkt eine innere Versorgungsspannung konstant halten ohne Rücksicht auf Änderungen der äußeren Versorgungsspannung, damit die Halbleiterspeichervorrichtung in hohem Maße zuverlässig bleibt. Unerwünschterweise weist der bekannte innere Versorgungsspannungsgenerator 100 von Fig. 1 die Spannungsdifferenz ΔV gemäß Fig. 2 in Abhängigkeit von einer Steigerung der äußeren Versorgungsspannung auf. Dieses Problem wird durch die Tatsache verursacht, daß die Bezugsspannung Vref vom Bezugsspannungsgenerator 50 der Gleichung Vref = Vccext·R2/(R1+R2) gehorcht. Die Bezugsspannung Vref nimmt daher zu, wenn die äußere Versorgungsspannung zunimmt, wodurch die innere Versorgungsspannung steigt. Dementsprechend kann die Zuverlässigkeit der Halbleitervorrichtung leiden.
Bezugnehmend auf Fig. 3 besteht ein anderer Bezugsspannungsgenerator 50 aus ersten bis dritten PMOS-Transistoren 12, 13, 14, die in Serie miteinander geschaltet sind, und vierten und fünften PMOS-Transistoren 15, 16, die in Serie miteinander geschaltet sind, wobei die ersten bis dritten PMOS-Transistoren parallel zu den vierten und fünften PMOS-Transistoren geschaltet sind. Die Gates und Drains der ersten bis fünften PMOS-Transistoren 12 bis 16 sind jeweils in Diodenschaltung verschaltet, und weiterhin ist das Gate des vierten PMOS-Transistors 15 mit der Source des dritten PMOS-Transistors 14 verbunden. Die Source des dritten PMOS-Transistors 14 ist außerdem so angeschlossen, daß der Gatespannungspegel des vierten PMOS-Transistors 15 auf Vccext/3 eingestellt wird, die Source des vierten PMOS-Transistors 15 dient als Ausgangsknoten 17, wodurch der Bezugsspannungsgenerator 50 die Bezugsspannung Vref über den Ausgangsknoten 17 erzeugt. Wenn die Temperatur zunimmt, nimmt jedoch die Schwellenspannung Vth des betreffenden PMOS-Transistors in diesem Bezugsspannungsgenerator 50 ab. Die Bezugsspannung Vref wird damit vermindert. Wenn der Bezugsspannungspegel sinkt, nimmt aber auch die innere Versorgungsspannung ab, was dazu führt, daß die Halbleiterspeichervorrichtung mit geringerer Geschwindigkeit arbeitet.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltung der eingangs genannten Art hinsichtlich der Temperaturstabilisierung weiter so zu verbessern, daß eine von ihr versorgte Halbleiterspeichervorrichtung mit stabiler, konstanter Geschwindigkeit ohne Rücksicht auf Temperaturänderungen arbeitet.
Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die Erfindung wird anhand der Figuren erläutert. Dabei zeigt
Fig. 1 einen konventionellen inneren Versorgungsspannungs­ generator,
Fig. 2 die Ausgangscharakteristik des Generators gemäß Fig. 1,
Fig. 3 eine alternative Ausführungsform des Bezugsspannungsgenerators gemäß Fig. 1,
Fig. 4 ein Beispiel eines Vrsorgungsspannungsgenerators gemäß dem Stand der Technik im Blockschaltbild,
Fig. 5 die Ausgangscharakteristik des inneren Versorgungs­ spannungsgenerators gemäß Fig. 4 (ohne zusätzliche Temperaturkompensation der Spannungsteilerschaltung),
Fig. 6 eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die temperaturabhängigen Widerstandseinrichtungen als MOS-Transistoren verwirklicht sind,
Fig. 7 eine Tabelle zur Darstellung des Zunahmeverhältnisses der Stromtreiberleistung eines MOS-Transistors in Abhängigkeit von Temperaturänderungen.
Bezugnehmend auf Fig. 4 wird erläutert, wie eine Spannungsteilerschaltung 80 mit einem Komparator 60 und einer Ausgangsschaltung 70 verbunden ist. Ein Bezugsspannungsgenerator 50, an dem eine äußere Versorgungsspannung liegt, erzeugt eine Bezugsspannung Vref. Der Komparator 60, der mit dem Ausgang des Bezugsspannungsgenerators 50 verbunden ist, vergleicht eine erste Eingangsspannung, die die Bezugsspannung Vref ist, mit einer zweiten Eingangsspannung. Der Ausgang des Komparators 60 wird einem Eingangsanschluß der Ausgangsschaltung 70 zur Erzeugung der inneren Versorgungsspannung zugeführt. Die Spannungsteilerschaltung 80, die mit der Ausgangsschaltung 70 verbunden ist, erzeugt die zweite Eingangsspannung an einem Ausgangsknoten derselben, was es erlaubt, daß der Ausgangsspannungspegel der Ausgangsschaltung 70 in Abhängigkeit von einer Temperatursteigerung zunimmt. Es sei weiterhin angemerkt, daß die Spannungsteilerschaltung 80 erste und zweite variable Lastwiderstände R′₁, R′₂ hat, von denen die Widerstände in Abhängigkeit von Temperatursteigerungen zunehmen, wobei der Widerstand des ersten variablen Lastwiderstandes R′₁ größer als der des zweiten variablen Lastwiderstandes R′₂ ist. Weiterhin ist das Verhältnis der Widerstandssteigerung zur Temperatursteigerung beim ersten variablen Lastwiderstand R′₁ größer als das beim zweiten variablen Lastwiderstand R′₂.
Die Ausgangsspannung Vccint des inneren Versorgungsspannungsgenerators 100 von Fig. 4 kann geschrieben werden als
wobei das Verhältnis der Widerstandsvariation zur Temperaturänderung R′₁ < R′₂ ist. Aus Vorangehendem ergibt sich, daß mit Zunahme der Temperatur das Widerstandszunahmeverhältnis des ersten variablen Lastwiderstandes R′₁ größer als das des zweiten variablen Lastwiderstandes R′₂ wird, wodurch die innere Versorgungsspannung Vccint zunimmt.
Wie in Fig. 5 dargestellt ist, steigt die innere Versorgungsspannung mit zunehmender Temperatur und es bestand das Problem der konventionellen Schaltung darin, daß, wenn die Temperatur zunimmt, die Bezugsspannung Vref des Bezugsspannungsgenerators abnimmt, was zu einer unerwünschten niedrigen inneren Versorgungsspannung führte sowie zu dem Problem, daß, wenn die äußere Versorgungsspannung zunimmt, die Bezugsspannung ebenfalls zunimmt, was zu der instabilen inneren Versorgungsspannung führt.
Beide Probleme werden von der Erfindung überwunden.
Eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung im Detail wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 6 erläutert. Der Bezugsspannungsgenerator 50 hat eine Konstantstromquelle 31, von der ein Eingang mit der äußeren Versorgungsspannung Vccext verbunden ist. Ein Ausgangsknoten 38 ist mit dem Ausgang der Konstantstromquelle 31 verbunden, und eine Schaltung ist zwischen den Ausgangsanschluß und Massepegel geschaltet, um den Spannungspegel am Ausgangsanschluß 38 auf einen vorbestimmten Pegel abzusenken.
Die Pegelabsenkschaltung hat einen ersten Widerstand 35, der mit dem Ausgangsanschluß 38 verbunden ist, wobei das andere Ende des ersten Widerstandes 35 mit dem Kollektor und der Basis eines ersten bipolaren Transistors 32 verbunden ist, dessen Emitter mit Massepegel verbunden ist. Ein zweiter Widerstand 36 ist am einen Ende mit dem Ausgangsanschluß 38 verbunden und ist mit dem Kollektor eines zweiten bipolaren Transistors 33 verbunden, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten bipolaren Transistors 32 verbunden ist und dessen Emitter mit Massepegel über einen dritten Widerstand 37 verbunden ist. Darüber hinaus ist der Ausgangsanschluß 38 mit dem Kollektor eines dritten bipolaren Transistors 34 verbunden, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten bipolaren Transistors 33 und dessen Emitter mit Massepegel verbunden sind.
Der Komparator 60 hat einen ersten PMOS-Transistor 39, von dem die Source mit der äußeren Versorgungsspannung verbunden ist, und einen zweiten PMOS-Transistor 40, von dem die Source mit der äußeren Versorgungsspannung verbunden ist. Das Gate des ersten PMOS-Transistors 39 ist mit dem Gate und dem Drain des zweiten PMOS-Transistors 40 verbunden. Das Gate eines ersten NMOS-Transistors 41 ist mit einer ersten Eingangsspannung, d. h. der Bezugsspannung Vref verbunden. Darüber hinaus ist der erste NMOS-Transistor 41 mit seinem Drain mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors 39 verbunden, und seine Source ist mit der Source eines zweiten NMOS-Transistors 43 verbunden, von dem das Drain mit dem Drain des zweiten PMOS-Transistors 40 und das Gate mit der zweiten Eingangsspannung verbunden ist. Die Sources der ersten und zweiten NMOS-Transistoren 41 und 43 sind mit dem Drain eines dritten NMOS-Transistors 42 verbunden, von dem die Source mit Massepegel und das Gate mit der ersten Eingangsspannung verbunden sind. Der Verbindungspunkt 44 der Drains des ersten PMOS-Transistors 39 und des ersten NMOS-Transistors 41 dient als Ausgangsanschluß des Komparators 60.
Die Ausgangsschaltung 70 besteht aus einem PMOS-Transistor, dessen Source mit der äußeren Versorgungsspannung Vccext und dessen Gate mit dem Ausgangsanschluß 44 des Komparators 60 verbunden sind. Das Drain des PMOS-Transistors 45 ist mit einem Ausgangsanschluß 49 verbunden, über den die innere Versorgungsspannung Vccint erzeugt wird.
Die Spannungsteilerschaltung 80 besteht aus einem ersten PMOS-Transistor 46, dessen Source mit dem Ausgangsanschluß 49 der Ausgangsschaltung 70 verbunden ist und dessen Gate und Drain in Diodenschaltung verschaltet sind. Ein zweiter PMOS-Transistor 47 ist an seiner Source mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors 46 verbunden, und sein Gate und sein Drain sind in Diodenschaltung mit Massepegel verbunden. Darüber hinaus ist ein Ausgangsanschluß 48, an den Drain und Source der ersten und zweiten PMOS-Transistoren angeschlossen sind, mit der zweiten Eingangsspannung verbunden.
Um eine konstante Bezugsspannung Vref ohne Rücksicht auf Temperaturänderungen zu erzeugen, besteht der Bezugsspannungsgenerator 50 aus bipolaren Transistoren, wie dies beim bekannten Stand der Technik schon der Fall ist. Beispielsweise ist die Ausgangsspannung des erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgenerators 50 gleich
wobei VBE die Basis-Emitter-Spannung des dritten bipolaren Transistors 34, Vt die thermoelektrische Spannung, Rb und Rc die zweiten und dritten Widerstände 36 bzw. 37 und IS1 und IS2 die Kollektorsättigungsströme der ersten und zweiten bipolaren Transistoren 32 und 33 sind. Der Bezugsspannungsgenerator 50 ist derart aufgebaut, daß die Basis-Emitterspannung VBE mit einem negativen Temperaturkoeffizienten von -2,2 mV/°C und die thermoelektrische Spannung Vt mit einem positiven Temperaturkoeffizienten von 0,085 mV/°C in Kombination miteinander einen Temperaturkoeffizienten von Null ergeben. Anders als beim konventionellen Bezugsspannungsgenerator, der PMOS-Transistoren mit negativen Temperaturkoeffizienten von -3 mV/°C verwendet, kann der Bezugsspannungsgenerator 50 eine stabile, konstante Bezugsspannung Vref ohne Rücksicht auf Temperaturänderungen erzeugen.
Bei dieser Schaltung ist erfindungsgemäß die Spannungsteilerschaltung 80 so angeschlossen, daß sie die Bezugsspannung Vref und dadurch die innere Versorgungsspannung Vccint anhebt, wenn die Temperatur zunimmt. Zu diesem Zweck ist die Kanalleitfähigkeit g1(= ∂IDS/∂VDS) des ersten PMOS-Transistors 46 kleiner als die Kanalleitfähigkeit g2 des zweiten PMOS-Transistors 47. Der Kanalwiderstand des ersten PMOS-Transistors ist daher größer als der des zweiten PMOS-Transistors. Es ist bekannt, daß die Leitfähigkeit reziprok zum Widerstand ist. Aus Vorangehendem ergibt sich, daß die Stromtreiberleistung für einen MOS-Transistor mit hohem Kanalwiderstand vermindert wird. Im allgemeinen ist ein MOS-Transistor mit einem langen Kanal temperaturabhängiger als ein MOS-Transistor mit kurzen Kanal. Die Variation des Kanalwiderstandes ist mit Hilfe des MOS-Widerstands mit großer Kanallänge daher vergleichsweise beachtlich.
Der innere Versorgungsspannungsgenerator von Fig. 6 im Betrieb bei normaler Temperatur von 25°C wird nachfolgend erläutert. Die Bezugsspannung Vref vom Bezugsspannungsgenerator 50 wird in Gates der ersten und dritten NMOS-Transistoren 41, 42 zugeführt. Wenn in diesem Augenblick diese Spannung größer als die am Gate des zweiten NMOS-Transistors 43 des Komparators 60 liegende Spannung ist, wird eine gegebene Spannung an den Ausgangsanschluß 49 der Ausgangsschaltung 70 geladen. Im Falle, daß die Bezugsspannung Vref auf dem gleichen Pegel wie die Ausgangsspannung der Spannungsteilerschaltung 80 ist, wird die innere Versorgungsspannung Vccint durch die Spannungsteilerschaltung 80 konstant gehalten. Wenn kurze Zeit später die Temperatur auf über 83°C ansteigt, wird der Stromfluß im ersten PMOS-Transistor 46 der Spannungsteilerschaltung 80 vermindert. Daher wird eine Spannung, die geringer als die während der normalen Temperatur ist, dem Gate des zweiten NMOS-Transistors 43 des Komparators 60 zugeführt. Daher wird an den Ausgangsanschluß 44 des Komparators 60 eine Spannung angelegt, die niedriger als die während der normalen Temperatur ist, und daher wird die Spannung am Ausgangsanschluß 49, d. h. die innere Versorgungsspannung Vccint der Ausgangsschaltung 70 erhöht. Wenn die Temperatur mehr und mehr ansteigt, wird der Stromfluß, der sich im Kanal des ersten PMOS-Transistors 46 der Spannungsteilerschaltung 80 ausbildet, mehr und mehr vermindert, so daß die innere Versorgungsspannung am Ausgangsanschluß 49 der Ausgangsschaltung 70 mit steigender Temperatur zunimmt. Als Folge wird die Zerstörung des MOS-Transistors aufgrund der Temperaturänderung vermieden, und es kann erreicht werden, daß die Halbleiterspeichervorrichtung stabil arbeitet.
Zum besseren Verständnis der Spannungsteilerschaltung 80 gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend eine Tabelle gemäß Fig. 7 erläutert, bei der das Abfallverhältnis der Stromtreiberleistung im Detail für MOS-Transistoren dargestellt ist, deren Gateoxidschicht 160 Å dick ist. Nachfolgend wird der Einfachheit halber der PMOS-Transistor zusammen mit dem NMOS-Transistor beschrieben. Die sich auf den PMOS-Transistor beziehenden Tatsachen sind in Klammern hinzugesetzt. Der Tabelle wird die Stromtreiberleistung für den NMOS(PMOS)-Transistor unter der Bedingung gemessen, daß die zugeführten Gate- und Drainspannungen bei +4,0 V (-4,0 V) sind und die Substrat-Source-Spannung -2,0 V (0 V) ist. Das Abnahmeverhältnis der Stromtreiberleistung bei 85°C ist im Vergleich zu dem Verhältnis bei 25°C dargestellt. Der Fachmann erkennt, daß das hohe Abnahmeverhältnis der Stromtreiberleistung ein hohes Steigerungsverhältnis des Kanalwiderstandes in Abhängigkeit von der Temperaturzunahme beim MOS-Transistor bedeutet. Da die Kanalleitfähigkeit des MOS-Transistors niedrig gemacht ist, ist sein Kanalwiderstand hoch und daher das Widerstandssteigerungsverhältnis ebenfalls hoch.

Claims (5)

1. Schaltung für die temperaturstabilisierte Spannungsversorgung einer Halbleiterspeichervorrichtung, die aus einer externen Versorgungsspannung (VCCext) eine herabgesetzte interne Versorgungsspannung (VCCint) erzeugt, mit
  • (a) einem Bezugsspannungsgenerator (50), der einen ersten Widerstand (35), von dem ein Anschluß mit dem sie Bezugsspannung (Vref) abgebenden Ausgang (38) und von dem der andere Anschluß mit dem Kollektor und der Basis eines ersten bipolaren Transistors (32) verbunden ist, einen zweiten Widerstand (36), von dem ein Anschluß mit dem Ausgang (38) und von dem der andere Anschluß mit dem Kollektor eines zweiten bipolaren Transistors (33) und der Basis eines dritten bipolaren Transistors (34) verbunden ist, und der einen dritten Widerstand (37) aufweist, von dem ein Anschluß eines mit dem Emitter des zweiten bipolaren Transistors (33) und von dem der andere Anschluß mit Masse verbunden ist, wobei die Basis des zweiten bipolaren Transistors (32) und die Emitter des ersten und dritten bipolaren Transistors (32, 34) mit Masse mit dem Ausgang (38) verbunden sind;
  • (b) einem Komparator (60), dessen Eingängen die Bezugsspannung (Vref) und eine von der internen Versorgungsspannung (VCCint) abgeleitete Spannung zugeführt sind, und
  • (c) einer die interne Versorgungsspannung (VCCint) abgebenden steuerbaren Halbleiterschaltung (70), deren Steueranschluß mit dem Ausgang (44) des Komparator (60) verbunden ist,
    gekennzeichnet durch
  • (d) eine Spannungsteilerschaltung (80) mit ersten und zweiten temperaturabhängigen änderbaren Widerstandseinrichtungen (46, 47) die zwischen einem die interne Versorgungsspannung (VCCint) führenden Anschluß (49) und Masse miteinander in Reihe geschaltet sind und zwischen sich einen Ausgangsanschluß (48) bilden, wobei
    die interne Versorgungsspannung (VCCint) im Ansprechen auf eine Temperaturerhöhung der Halbleiterspeichervorrichtung durch Vergrößern des Widerstandes der beiden Widerstandseinrichtungen (46, 47) erhöht wird, um damit die Größe einer an ihrem Ausgangsanschluß (48) abgegebenen Rückkopplungsspannung für den Komparator (60) zu verringern, und
    die ersten und zweiten temperaturabhängigen Widerstandseinrichtungen (46, 47) ein Kanalwiderstandsverhältnis haben, das sich im Ansprechen auf eine Temperaturerhöhung der Halbleiterspeichervorrichtung vergrößert, wobei die erste temperaturabhängige Widerstandseinrichtung (46) einen größeren Kanalwiderstand als die zweite temperaturabhängige Widerstandseinrichtung (47) hat.
2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die ersten und zweiten temperaturabhängigen Widerstandseinrichtungen aufweisen:
einen ersten MOS-Transistor (46), von dem ein Kanalende mit dem Ausgangsanschluß (48) und das andere Kanalende und das Gate in Diodenschaltung mit dem die interne Versorgungsspannung (VCCint) führenden Anschluß (49) verbunden sind, sowie
einen zweiten MOS-Transistor (47), von dem ein Kanalende mit dem Ausgangsanschluß (48) und das andere Kanalende und das Gate in Diodenschaltung mit Masse verbunden sind, wobei der erste MOS-Transistor (46) einen Kanal aufweist, der länger ist als der des zweiten MOS-Transistors (47).
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Komparator (60) enthält:
einen ersten PMOS-Transistor (39), von dem die Source mit der externen Versorgungsspannung (VCCext) verbunden ist,
einen zweiten PMOS-Transistor (40), von dem die Source mit der externen Versorgungsspannung (VCCext) verbunden ist, das Gate und das Drain zusammen mit dem Gate des ersten PMOS-Transistors (39) verbunden sind,
einen ersten NMOS-Transistor (41), von dem das Gate mit dem ersten Eingang und das Drain mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors (39) verbunden sind,
einen zweiten NMOS-Transistor (43), von dem das Gate mit dem zweiten Eingang und das Drain mit dem Drain des zweiten PMOS-Transistors (40) verbunden sind,
einen dritten NMOS-Transistor (42), von dem das Gate mit dem ersten Eingang, die Source mit Masse und das Drain mit den Sources der ersten und zweiten NMOS-Transistoren (41, 43) verbunden sind, und
einen Ausgang (44), der an der Verbindung der Drains von erstem PMOS-Transistor (39) und erstem NMOS-Transistor (41) ausgebildet ist.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die steuerbare Halbleiterschaltung (70) enthält:
einen PMOS-Transistor (45), von dem die Source mit der externen Versorgungsspannung (VCCext) und das Gate mit dem Ausgang (44) des Komparators (60) verbunden sind, und
den Ausgangsanschluß (49), der mit dem Drain des PMOS-Transistors (45) verbunden ist.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der die ersten und zweiten MOS-Transistoren (46, 47) der Spannungsteilerschaltung (80) PMOS-Transistoren sind.
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