JP2000124744A - 定電圧発生回路 - Google Patents

定電圧発生回路

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JP2000124744A JP10289832A JP28983298A JP2000124744A JP 2000124744 A JP2000124744 A JP 2000124744A JP 10289832 A JP10289832 A JP 10289832A JP 28983298 A JP28983298 A JP 28983298A JP 2000124744 A JP2000124744 A JP 2000124744A
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    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 負の温度係数を有し、電源電圧の変動にも安
定した電圧を発生する定電圧発生回路を提供する。 【解決手段】 定電圧発生回路は、基準電流源回路１０
Ｂと、ダイオードＤＸと、ダイオードＤＸの両端の電圧
を増幅して電圧ＶCSを出力する増幅回路ＡＭＰと、ノー
ドＮ１に流れる電流を制御する電流制御回路２０とを有
する。電流制御回路２０は、カレントミラー型定電流源
回路を構成するトランジスタＱＢ１、ＱＢ２と、ダイオ
ードＤＸと同じ特性を持つダイオードＱＢ３とを有し、
ノードＮ１からトランジスタＱＢ１に電流を引き込み、
電圧ＶCSを負の温度係数に維持する。基準電流源回路１
０Ｂは電源電圧ＶCCの変動を受けず、一定の電流をノー
ドＮ１に流す。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は定電圧発生回路（基
準電圧電源回路）に関するものであり、とくに、低電圧
で動作可能で温度依存性の少ない電子回路用定電圧発生
回路（基準電圧電源回路）に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は本発明の定電圧発生回路が適用さ
れる電子回路の１例としてのＥＣＬ（Emitter Coupled
Logic)インバータ／バッファ回路の回路図である。この
ＥＣＬインバータ／バッファ回路は、エミッタが共通接
続され差動対増幅回路として機能する第２および第３の
ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３を有する。
さらにＥＣＬインバータ／バッファ回路は、トランジス
タＱ２，Ｑ３のそれぞれのコレクタと第１の電源電圧Ｖ
CCの供給部（供給ライン）との間に設けられた同じ抵抗
値の負荷抵抗素子ＲＬ，ＲＬを有する。ＥＣＬインバー
タ／バッファ回路はさらに、トランジスタＱ２，Ｑ３の
エミッタの共通接続点と第２の電源電圧ＶEEの供給ライ
ンとの間に設けられ、定電流源として機能する第１のＮ
ＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１および第１の抵抗素
子ＲＥ１を有する。
【０００３】ＥＣＬインバータ／バッファ回路はさら
に、第２のトランジスタＱ２のコレクタにおける第１の
出力信号がベースに印加され、コレクタが第１の電源電
圧ＶCCの供給ラインに接続され、出力バッファとして機
能する第４のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４を有
する。出力バッファとしてのトランジスタＱ４のエミッ
タと第２の電源電圧ＶEEの供給ラインとの間には、トラ
ンジスタＱ４の定電流源として機能する第６のＮＰＮ型
バイポーラトランジスタＱ６および第２の抵抗素子ＲＥ
２が設けられている。
【０００４】ＥＣＬインバータ／バッファ回路はさら
に、第３のトランジスタＱ３のコレクタにおける第２の
出力信号がベースに印加され、コレクタが第１の電源電
圧ＶCCの供給ラインに接続され、出力バッファとして機
能する第５のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ５を有
する。出力バッファとしてのトランジスタＱ５のエミッ
タと第２の電源電圧ＶEEの供給ラインとの間には、トラ
ンジスタＱ５の定電流源として機能する第７のＮＰＮ型
バイポーラトランジスタＱ７および第３の抵抗素子ＲＥ
３が設けられている。
【０００５】図１に図解したＥＣＬインバータ／バッフ
ァ回路においては、第２のトランジスタＱ２のベースに
印加された第１の入力信号ＡＹと第３のトランジスタＱ
３のベースに印加された第２の入力信号ＡＸとの差に応
じた信号が第２のトランジスタＱ２のコレクタおよび第
３のトランジスタＱ３のコレクタに出力され、それらの
出力信号が出力バッファとしての第４および第５のトラ
ンジスタＱ４，Ｑ５のベースに印加されて、これらのト
ランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタから最終の出力信号
Ｘ，Ｙを出力する。
【０００６】図１に図解したＥＣＬインバータ／バッフ
ァ回路において、定電流源を構成するトランジスタＱ
１，Ｑ６，Ｑ７のベースにはこれらのトランジスタＱ
１，Ｑ６，Ｑ７から抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３に一定の値
の制御電流ＩCSを流すように制御電圧（または基準電
圧）ＶCSが印加されている。図１に図解したＥＣＬイン
バータ／バッファ回路において、第１〜第３の抵抗素子
ＲＥ１〜ＲＥ３の抵抗値は同じ値Ｒe である。
【０００７】トランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７を流れる電
流ＩCSの値は比較的大きい。図１に図解したＥＣＬイン
バータ／バッファ回路においては、３個の定電流源があ
るから、その消費電力はＶCC×ＩCS×３となる（ＶCCは
電源電圧ＶCCの電圧を示し、ＩCSは制御電流ＩCSの電流
値を示す）。トランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７を流れる制
御電流ＩCSは下記式１で規定される。
【０００８】 ＩCS＝（ＶCS−ＶBE）／ Re ・・（１） ただし、ＶCSはトランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７のベース
に印加される基準電圧（制御電圧）であり、ＶBEはトラ
ンジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７のベース・エミッタ間の電圧
（ＰＮ接合電圧）であり、Re は第１〜第３の抵抗素子
ＲＥ１〜ＲＥ３の抵抗値である。
【０００９】上述した消費電力をもとに図解したＥＣＬ
インバータ／バッファ回路を含む多数の論理回路が集積
された論理集積回路（ロジックＩＣ）全体の消費電力を
試算すると、ＩＣチップ全体で１〜数Ｗもの消費電力と
なり、消費電力による発熱によってＩＣチップの表面温
度は高温になる。加熱防止対策としては効果的な放熱対
策を講じるほか、消費電力で加熱しその加熱がさらに消
費電力を高めるという循環を繰り返してＩＣチップが破
損する「熱暴走」を有効に回避する手段を講じる必要が
ある。
【００１０】熱暴走を防止する後者の観点からは、制御
電流ＩCSの温度係数が負であることが望ましい。式１に
おいて、バイポーラトランジスタのＰＮ接合電圧ＶBEの
温度係数は負であり、通常、−２ｍＶ／°Ｃである。し
たがって、制御電圧ＶCSの温度係数は−２ｍＶ／°Ｃよ
りも大きいものでなくてはならない。加えて、抵抗素子
ＲＥ１〜ＲＥ３の温度係数を考慮して制御電圧ＶCSの温
度係数を制御する必要がある。もし、抵抗素子の温度係
数が負であれば、その温度係数を加えて、更に大きな負
の温度係数を制御電圧ＶCSに持たせなければならない。
さらには、第１の電源電圧ＶCCおよび第２の電源電圧Ｖ
EEの変動に依存せず、一定であることが望ましい。
【００１１】上述して観点から、図１のＥＣＬインバー
タ／バッファ回路のトランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７のベ
ースに印加する制御電圧（基準電圧）ＶCS、または、そ
の他の電子回路に印加する電圧を発生する従来の定電圧
発生回路（基準電圧発生回路）を図２および図３を参照
して考察する。
【００１２】図２に図解した定電圧発生回路（基準電圧
発生回路）は、よく知られているバンドギャップリファ
レンス回路と呼ばれる定電圧発生回路である。このバン
ドギャップリファレンス型定電圧発生回路は、基準電流
源回路Ｉrefと、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１
１と、ベースとコレクタとが接続されてＰＮ接合型ダイ
オードとして機能するＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
Ｑ１２と、抵抗素子ＲＣ１、ＲＣ２、ＲＥとを有する。
この定電圧発生回路はさらに、ＮＰＮ型バイポーラトラ
ンジスタＱ１３（図示せず）を内蔵し増幅率１の増幅回
路であるバッファ回路ＢＵＦとを有する。図から明らか
なように、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２と
はカレントミラー型定電流源回路を構成している。図２
に図解した定電圧発生回路において、抵抗素子ＲＣ１，
ＲＣ２およびＲＥの値を適切に設定することにより、バ
ッファ回路ＢＵＦから所望の値の電圧ＶCSが出力され
る。
【００１３】図２に図解した定電圧発生回路は、カレン
トミラー型定電流源回路を構成しているトランジスタＱ
１１とトランジスタＱ１２との特性が同じと考えること
ができるから、抵抗素子ＲＥの両端に印加される電圧Ｖ
REは下記式で表される。
【００１４】 ＶRE ＝ ＶBE（Q12)−ＶBE（Q11) ＝ （ｋＴ／ｑ）×ln（ＩC2／ＩC1) ・・（２） ただし、ＶBE（Q11)はトランジスタＱ１１のベース・エ
ミッタ間電圧であり、ＶBE（Q12)はトランジスタＱ１２
のベース・エミッタ間電圧であり、ＩC1は抵抗素子ＲＣ
１を流れる電流であり、ＩC2は抵抗素子ＲＣ２を流れる
電流であり、Ｔは絶対温度であり、ｋはボルツマン定数
であり、ｑは電荷である。
【００１５】バッファ回路ＢＵＦからの出力電圧ＶCSは
下記式で表される。
【００１６】 ＶCS ＝ＶBE（Q13)＋ＶRC1 ＝ＶBE（Q13)＋（ Rc1／ Re ）×ＶRE ＝ＶBE（Q13)＋（ Rc1／ Re ）・Ｖth・ln（ＩC2／ＩC1） ＝ＶBE（Q13)＋（ Rc1／ Re ）・（ｋＴ／q ）・ln（ＩC2／ＩC1） ・・（３） ただし、ＶBE（Q13)はバッファ回路ＢＵＦに内蔵されて
いるトランジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧であ
り、ＶRC1 は抵抗素子ＲＣ１の両端に印加される電圧で
あり、Rc1は抵抗素子ＲＣ１の抵抗値であり、Re は抵抗
素子ＲＥの抵抗値である。
【００１７】バッファ回路ＢＵＦに内蔵されているトラ
ンジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧（ＰＮ接合電
圧）ＶBE（Q13)は約−２ｍＶ／°Ｃの温度係数を持つ。
制御電圧ＶCSの温度係数が０となる条件は、ボルツマン
係数ｋ＝１．３８×１０-23（Ｊ／Ｋ）、電荷ｑ＝１．
６×１０-19 （Ｃ）を代入すると、（RC1 ／RE）・（ｋ
Ｔ／ｑ）・ln（ＩC2／ＩC1）＝２３．２となる。２５°
Ｃにおいて、ＶBE(Q13) ＝０．８Ｖと仮定し抵抗素子の
値を適切に選択すると、出力電圧ＶCSは、１．２５Ｖと
なり、シリコンのバンドギャップ値（１．２Ｖ）に近似
した値となる。図２に図解したバンドギャップリファレ
ンス型定電圧発生回路は、第１の電源電圧ＶCCの変動に
対する影響を受けず（電圧依存性がほとんどなく）、し
かも、上述したように温度係数を制御できるという利点
を有する。
【００１８】図３に図解した定電圧発生回路は、基準電
流源回路Ｉref と、バイポーラトランジスタＱＸのベー
スとコレクタとを接続したトランジスタのＰＮ接合を用
いたダイオードＤＸと、増幅回路ＡＭＰとを有する。増
幅回路ＡＭＰは、入力抵抗素子Ｒ１、負帰還抵抗素子Ｒ
２と、バイポーラトランジスタでなる増幅部ＱＡＭＰと
を有する。この定電圧発生回路は、トランジスタＱＸの
ＰＮ接合電圧ＶBEを増幅回路ＡＭＰを用いて（Ｒ１＋Ｒ
２）／Ｒ１に増幅して出力電圧ＶCSとして出力する。ト
ランジスタＱＸのＰＮ接合部の順方向電圧降下、すなわ
ち、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧ＶBEと、
抵抗素子Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を適切に設定して、出力電
圧ＶCSを、バンドギャップリファレンス回路と同様、た
とえば、約１．２５〜１．３０Ｖに設定することができ
る。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図１に図解したＥＣＬ
インバータ／バッファ回路おいて、バイポーラトランジ
スタのベース・エミッタ間の電圧ＶBE、すなわち、トラ
ンジスタのＰＮ接合部の順方向電圧降下分ＶBEの温度係
数は負の約−２ｍＶ／°Ｃである。ＥＣＬインバータ／
バッファ回路をＩＣ回路として製造する場合、抵抗素子
ＲＥ１〜ＲＥ３は、拡散抵抗素子又はポリシリコン抵抗
素子として形成される。ポリシリコン抵抗素子の温度係
数は負である。抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３をポリシリコン
で形成し、制御電圧ＶCSを発生する定電圧発生回路が正
の温度係数を示すと、制御電流ＩCSは正の温度係数とな
り、ＩＣチップは熱暴走して破損する可能性がある。
【００２０】図２に図解した定電圧発生回路において、
出力電圧ＶCSは式３、すなわち、Ｖ CS＝ＶBE(Q13) ＋α
・（ｋＴ／ｑ）と規定される。ｋＴ／ｑは正の温度係数
を示すから、出力電圧ＶCSの温度係数はトランジスタの
ＰＮ接合電圧である電圧ＶBEの温度係数より大きな負の
温度係数にはならない。よって、図２に図解した定電圧
発生回路は、ＶBEよりも大きな負の温度係数が望ましい
という上述した目的に則さない。
【００２１】図３に図解した定電圧発生回路において、
基準電流源回路Ｉref が温度特性に依存しないと仮定し
た場合でも、出力電圧ＶCSの温度係数は、トランジスタ
のＰＮ接合電圧ＶBEの温度係数を増幅回路ＡＭＰの増幅
率（R1+R2)／R1で増幅した値として規定されるため、出
力電圧ＶCSの値によって出力電圧ＶCSの温度係数が一義
的に温度係数が決まってしまうという不具合がある。た
とえば、出力電圧ＶCSを１．３Ｖとした場合、この電圧
値とは独立に出力電圧ＶCSの温度係数を、たとえば、−
２．４ｍＶ／°Ｃとは規定できず、出力電圧ＶCS＝１．
３Ｖとした場合には、そのときの電圧値で規定される温
度係数になってしまうという不都合がある。
【００２２】図２および図３を参照して図１に図解した
ＥＣＬインバータ／バッファ回路用の制御（出力）電圧
ＶCSを発生する回路の課題を述べたが、図１に図解した
回路に限らず、種々の電子回路への給電を行う定電圧発
生回路は、上述した熱暴走に関係する上記同様の問題に
遭遇している。
【００２３】本発明の目的は、熱暴走を起こさないよう
に温度依存性を制御可能であり、電源電圧の変動に対し
ても一定の電圧が発生可能な定電圧発生回路を提供する
ことにある。本発明の他の目的は、上述した目的に加え
て、所望の電圧値の電圧を発生可能な定電圧発生回路を
提供することにある。本発明のさらに他の目的は、電子
回路、好適には、半導体集積回路と一体構成可能な上述
した性能を有する定電圧発生回路を提供することにあ
る。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、第１の
ダイオードを構成する第１のバイポーラトランジスタと
上記第１のダイオードの両端の電圧を増幅して所定の電
圧を出力する増幅回路とを含む電圧発生回路と、上記第
１のダイオードに電流を供給する基準電流源回路と、上
記第１のダイオードに流れる電流をバイパスする電流制
御回路とを有する定電圧発生回路が提供される。
【００２５】この定電圧発生回路においては、電流制御
回路が第１のダイオードに流れる電流を引き込むので、
定電圧発生回路の温度係数が常に負になる。したがっ
て、温度が上昇しても、熱暴走は起こらない。
【００２６】そのような電流制御回路は、第１の電源端
子と第２の電源端子と間に直列に接続されている第１の
抵抗素子、第２のバイポーラトランジスタ及び第３のバ
イポーラトランジスタと、上記第１のダイオードに並列
に接続されている第４のバイポーラトランジスタとを含
み、上記第２のバイポーラトランジスタのベースがその
コレクタに接続されて第２のダイオードが構成され、上
記第３のバイポーラトランジスタのベースと上記第４の
バイポーラトランジスタのベースとが上記第３のバイポ
ーラトランジスタのコレクタに接続されて第１のカレン
トミラー回路が構成されている。
【００２７】更に、基準電流源回路は、上記第１の電源
端子と上記第１のダイオードのアノードとの間に接続さ
れている第１のＭＯＳトランジスタと、ゲート及びドレ
インが上記第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続さ
れている第２のＭＯＳトランジスタとを含み、上記第１
のＭＯＳトランジスタと上記第２のＭＯＳトランジスタ
とで第２のカレントミラー回路が構成されている。
【００２８】更には、基準電流回路は、上記第１の電源
端子と上記第２の電源端子との間に直列に接続されてい
る第２の抵抗素子及び第５のバイポーラトランジスタ
と、上記第２のＭＯＳトランジスタのドレインと上記第
２の電源端子との間に接続されている第６のバイポーラ
トランジスタと、上記第１の電源端子と上記第２の電源
端子との間に直列に接続されている第３の抵抗素子、第
７のバイポーラトランジスタ及び第８のバイポーラトラ
ンジスタと、上記第５のバイポーラトランジスタに並列
に接続されている第９のバイポーラトランジスタと、上
記第１の電源端子と上記第２の電源端子との間に直列に
接続されている第１０のバイポーラトランジスタ及び第
４の抵抗素子とを含み、上記第５のバイポーラトランジ
スタのベースと上記第６のバイポーラトランジスタのベ
ースとが上記第５のバイポーラトランジスタのコレクタ
に接続されて第３のカレントミラー回路が構成され、上
記第７のバイポーラトランジスタのベースと上記第１０
のバイポーラトランジスタのベースとが上記第７のバイ
ポーラトランジスタのコレクタに接続されて第４のカレ
ントミラー回路が構成され、上記第８のバイポーラトラ
ンジスタのベースと上記第９のバイポーラトランジスタ
のベースとが上記第１０のバイポーラトランジスタと上
記第４の抵抗素子との接続中点に接続されている。
【００２９】特定的には、第１形態の基準電流源回路に
おいて、前記カレントミラー型定電流源回路は２つのＭ
ＩＳトランジスタを有し、該２つのトランジスタのゲー
トが共通接続され、一方のトランジスタがドレインまた
はソースとゲートとが接続されており、他方のトランジ
スタの出力端子が前記第１のダイオードに接続されてい
る。
【００３０】好適には、前記一方のＭＩＳトランジスタ
の出力端子に入力端子が接続された第１のバイポーラト
ランジスタと、該第１のトランジスタの出力端子にゲー
トが接続され入力端子が前記第１のトランジスタのゲー
トに接続された第２のバイポーラトランジスタと、該第
２のトランジスタの入力端子と第１の電圧供給部との間
に接続された抵抗素子とをさらに有する。
【００３１】また第２形態の前記基準電流源回路は、第
１のカレントミラー型定電流源回路と、第２のカレント
ミラー型定電流源回路と、第３のカレントミラー型定電
流源回路と、該第３のカレントミラー型定電流源回路の
出力端子と第１の電源電圧供給部との間に設けられ当該
基準電流源回路の出力電流を規定する抵抗素子とを有
し、前記第１のカレントミラー型定電流源回路の一方の
出力端子が前記第１のダイオードに接続され、前記第２
のカレントミラー型定電流源回路の一方の出力端子と前
記第１のカレントミラー型定電流源回路の他方の出力端
子とが接続され、前記第３のカレントミラー型定電流源
回路の一方の出力端子と前記第２のカレントミラー型定
電流源回路の他方の出力端子とが接続され、前記抵抗素
子が前記第３のカレントミラー型定電流源回路の他方の
出力端子と第１の電圧供給部との間に設けられて、前記
第３のカレントミラー型定電流源回路に流れる電流値を
規定する。第２形態の基準電流源回路を有する定電圧発
生回路は、第１形態の基準電流源回路を用いた定電圧発
生回路に比較して、電源電圧が低電圧でも動作可能とな
る。
【００３２】さらに第３の形態の基準電流源回路は、上
記第２の形態の基準電流源回路に、出力端子が前記第３
のカレントミラー型定電流源回路を構成している２つの
トランジスタのゲートが共通接続されている接続点に接
続されている付加的なトランジスタをさらに有する。第
３形態の基準電流源回路を有する定電圧発生回路は、第
２形態の基準電流源回路を用いた定電圧発生回路に比較
して、電源電圧の変動が大きい場合でも、一定の出力電
圧を発生可能となる。
【００３３】第２および第３の形態の基準電流源回路に
おいて、特定的には、前記第１のカレントミラー型定電
流源回路は２つのＭＩＳトランジスタを有し、該２つの
トランジスタのゲートが共通接続され、前記第２のカレ
ントミラー型定電流源回路の一方の出力端子と接続され
ている一方のＭＩＳトランジスタのドレインまたはソー
スとゲートとが接続されており、他方のＭＩＳトランジ
スタの出力端子が前記第１のダイオードに接続されてお
り、前記第２のカレントミラー型定電流源回路は２つの
バイポーラトランジスタを有し、前記第３のカレントミ
ラー型定電流源回路の一方の出力端子と接続されている
一方のバイポーラトランジスタのコレクタとベースとが
接続されており、他方のバイポーラトランジスタの出力
端子が前記第１のカレントミラー型定電流源回路の他方
のＭＩＳトランジスタに接続されており、前記第３のカ
レントミラー型定電流源回路は２つのバイポーラトラン
ジスタを有し、前記抵抗素子と接続されている一方のバ
イポーラトランジスタのコレクタとベースとが接続され
ており、他方のバイポーラトランジスタの出力端子が前
記第２のカレントミラー型定電流源回路の他方のバイポ
ーラトランジスタに接続されている。
【００３４】
【発明の実施の形態】本発明の定電圧発生回路につい
て、図面を参照して実施の形態を述べる。本発明の定電
圧発生回路の適用電子回路例として、図１に図解したＥ
ＣＬインバータ／バッファ回路を例示し、ＥＣＬインバ
ータ／バッファ回路における定電流源のトランジスタＱ
１，Ｑ６，Ｑ７の制御電圧ＶCSを発生する回路について
述べる。
【００３５】上述したＥＣＬインバータ／バッファ回路
において、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３として、正の温度係
数を持つ拡散抵抗素子を用いた場合について述べたが、
本発明の好ましい実施の形態として、図１に図解した抵
抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３として、負の温度係数を持つポリ
シリコン抵抗素子を用いた場合について述べる。ポリシ
リコン抵抗素子の温度係数は、拡散抵抗素子の温度係数
とは逆の負の温度係数であるため、後述する定電圧発生
回路で発生する電圧ＶCSにより大きな負の温度係数を持
たせる必要がある。
【００３６】一方、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３としてを拡
散抵抗素子、あるいは、外付け抵抗素子を用いた場合
は、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３は正の温度係数を持つの
で、トランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７を流れる電流ＩCSの
温度係数を負に保つためには、後述する定電圧発生回路
で発生する電圧ＶCSの温度係数をトランジスタＱＸのＰ
Ｎ接合電圧ＶBEの温度係数より大きな負の係数にする必
要がある。
【００３７】第１の実施の形態 図４は本発明の定電圧発生回路の第１実施の形態とし
て、図１に図解したＥＣＬインバータ／バッファ回路の
定電流源のトランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７のベースに印
加する制御電圧ＶCSを発生する定電圧発生回路の構成図
である。第１実施の形態において、図１に図解した抵抗
素子ＲＥ１〜ＲＥ３を負の温度係数を持つポリシリコン
で形成した場合について述べる。
【００３８】図４に図解した定電圧発生回路は、電流源
回路１０と、電流制御回路２０と、電圧発生回路３０と
を有する。電圧発生回路３０は、図３に図解したトラン
ジスタのＰＮ接合電圧を用いた定電圧発生回路と実質的
に同じである。しかしながら、図３においては、電圧発
生回路３０の一部として基準電流源回路Ｉref を示した
が、本実施の形態においては、図３に図解した基準電流
源回路Ｉref を独立した回路、即ち電流源回路１０とし
て図解している。したがって、図４においては、電圧発
生回路３０は、電流源回路１０から基準電流が供給され
る。
【００３９】電圧発生回路３０は、バイポーラトランジ
スタＱＸのＰＮ接合を用いたダイオードＤＸと、増幅回
路ＡＭＰを有する。増幅回路ＡＭＰは、入力抵抗素子Ｒ
１と、負帰還抵抗素子Ｒ２と、バイポーラトランジスタ
でなる増幅部ＱＡＭＰとを有する。
【００４０】電圧発生回路３０の基準電流源回路として
の電流源回路１０は、カレントミラー型定電流源回路を
構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１と、Ｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２を有する。また電流源
回路１０は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱＡ１
と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱＡ２と、トラン
ジスタＱＡ１のコレクタと第１の電源電圧ＶCCとの間に
接続された抵抗素子ＲＡ１を有する。この抵抗素子ＲＡ
１が電流源回路１０の出力電流を規定する。抵抗素子Ｒ
Ａ１の値は、たとえば、５ＫΩである。さらに電流源回
路１０は、トランジスタＱＡ２のエミッタと第２の電源
ＶEE（ＧＮＤ）との間に接続された抵抗素子ＲＡ２を有
する。抵抗素子ＲＡ２の値は、たとえば、６００Ωであ
る。抵抗素子ＲＡ１およびＲＡ２は、好ましくは、負の
温度係数を有するポリシリコンで形成する。
【００４１】電流源回路１０の概略動作を述べる。トラ
ンジスタＱＡ２のベースにはトランジスタＱＡ１のコレ
クタ電圧が印加され、トランジスタＱＡ１のベースには
抵抗素子ＲＡ２の端子電圧が印加されている。トランジ
スタＱＡ２に流れる電流ｉ(QA2) は抵抗素子ＲＡ１の抵
抗値RA1 によって規定され、ｉ(QA2) ＝ＶBE(QA1) ／RA
1 である。ここで、トランジスタＱＡ１のベース・エミ
ッタ間電圧ＶBE(QA1) と抵抗素子ＲＡ１の抵抗値RA1 と
は共に温度係数が負であり、温度上昇に伴って値が小さ
くなるから、ＶBE／RA1 は打ち消しあい大きな温度係数
にはならない。すなわち、トランジスタＱＡ１に流れる
電流ｉ(QA1) の温度係数は大きな値とはならず、温度依
存性がないと考えることができる。トランジスタＭＰ１
とトランジスタＭＰ２とはカレントミラー型定電流源回
路を構成しているから、トランジスタＭＰ２にはトラン
ジスタＭＰ１に流れる電流と同じ電流が流れる。すなわ
ち、トランジスタＭＰ２からｉ(MP2) ＝ＶBE(QA1)／Ｒ
Ａ１の電流が電圧発生回路３０のノードＮ１に流れる。
このように、電流源回路１０は一定の電流ｉ(MP2) を電
圧発生回路３０に提供する基準電流源回路として機能す
る。
【００４２】電流源回路１０の電源電圧ＶCCに対する動
作条件は、下記式で規定される。
【００４３】 ＶBE（QA1)＋ＶCE（QA2)＋ＶT (MP1) ＜ＶCC ・・（３） ここで、ＶBE（QA1)はトランジスタＱＡ１のベース・エ
ミッタ間電圧であり、ＶCE（QA2)はトランジスタＱＡ２
のコレクタ・エミッタ間電圧であり、ＶT (MP1) はトラ
ンジスタＭＰ１のしきい値電圧であり、ＶCCは電源電圧
ＶCCである。
【００４４】トランジスタＱＡ１のベース・エミッタ間
電圧ＶBE（QA1)は最大でも１．１Ｖ程度であり、トラン
ジスタＱＡ２のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶCE（QA2)
は０．２Ｖ程度である。トランジスタＭＰ１のしきい値
電圧ＶT は相当のバラツキがあり、最大で１．３Ｖ程度
と仮定すると、電源電圧ＶCCは２．５Ｖとなるが、実際
的に２．５Ｖの電源電圧ＶCCでは電流源回路１０の動作
は困難なので、現実的な面からは、電源電圧ＶCC＝３Ｖ
程度となる。このように、図４に図解した電流源回路１
０を用いた場合、電源電圧ＶCCが３Ｖ以上となる。
【００４５】電流制御回路２０は、抵抗素子ＲＢ１と、
ベースとコレクタとを接続したトランジスタＱＢ３で構
成されるＰＮ接合ダイオードとを有する。電流制御回路
２０はさらに、ベースとコレクタとが接続されたＮＰＮ
型バイポーラトランジスタＱＢ２と、ＮＰＮ型バイポー
ラトランジスタＱＢ１とを有する。トランジスタＱＢ１
とトランジスタＱＢ２とはカレントミラー型定電流源回
路を構成している。抵抗素子ＲＢ１は好ましくは、負の
温度係数を有するポリシリコン抵抗として形成されてい
る。抵抗素子ＲＢ１の値は、たとえば、２ＫΩである。
【００４６】電圧発生回路３０の基準電流源回路として
の電流源回路１０と、電圧発生回路３０との動作は、図
３を参照して上述したように、増幅回路ＡＭＰにおいて
トランジスタＱＸのＰＮ接合電圧ＶBE(QX)を（R1＋R2）
／R1に増幅することにより、ＰＮ接合電圧ＶBE(QX)の負
の温度係数（約−２ｍＶ／°Ｃ）を増幅させる。バイポ
ーラトランジスタＱＸのＰＮ接合の順方向電圧降下は、
たとえば、約０．８Ｖである。しかしながら、電流源回
路１０および電圧発生回路３０のみでは、上述した問
題、すなわち、温度係数が出力電圧（または制御電圧）
ＶCSの値によって規定され、出力電圧ＶCSの値と温度係
数とを独立して設定できないとう問題があった。この問
題を克服するため、電流制御回路２０が設けられてい
る。
【００４７】電流制御回路２０において、トランジスタ
ＱＢ１，ＱＢ２はカレントミラー型定電流源回路を構成
しているから、トランジスタＱＢ１とトランジスタＱＢ
２には等しい電流が流れる。すなわち、トランジスタＱ
Ｂ１のエミッタ電流ｉe (QB1）はトランジスタＱＢ２の
エミッタ電流ｉe (QB2）に等しい。トランジスタＱＢ２
に流れるエミッタ電流ｉe (QB2) は、抵抗素子ＲＢ１と
ＰＮ接合ダイオードＱＢ３に流れる電流によって規定さ
れる。抵抗素子ＲＢ１はポリシリコンで形成されていて
その抵抗値は負の温度係数を持ち、ＰＮ接合ダイオード
ＱＢ３、トランジスタＱＢ１，ＱＢ２もそれぞれ、約−
２ｍＶ／°Ｃの負の温度係数を持つ。温度が上昇すると
負の温度係数を持つ抵抗素子ＲＢ１の抵抗値 Rb1は小さ
くなり、トランジスタＱＢ２のエミッタ電流ｉe (QB2)
は抵抗素子ＲＢ１の抵抗値 R b1が低下した分だけ大きく
なる。
【００４８】トランジスタＱＢ２のエミッタ電流ｉe (Q
B2）は下記式で規定される。
【００４９】 ｉe (QB2) ＝（ＶCC−（ＶBE(QB2) ＋ＶBE(QB3) ）／ Rb1 ・・（４） ただし、ＶBE(QB2) はトランジスタＱＢ２のＰＮ接合電
圧であり、ＶBE(QB3) はトランジスタＱＢ３のＰＮ接合
電圧であり、Rb1は抵抗素子ＲＢ１の抵抗値である。
【００５０】抵抗素子ＲＢ１にかかる電圧の温度係数は
ＰＮ接合電圧ＶBEの温度係数の２倍の値になるが、温度
が上昇するとトランジスタＱＢ２のエミッタ電流ｉe (Q
B2)は、トランジスタＱＸのＰＮ接合電圧ＶBEの温度変
化と抵抗素子ＲＢ１の温度変化との双方の温度変化によ
る低下によって、増加する。
【００５１】トランジスタＱＢ１とＱＢ２とはカレント
ミラー型定電流源回路を構成しているから、トランジス
タＱＢ１のエミッタ電流ｉe (QB1) はトランジスタＱＢ
２のエミッタ電流ｉe (QB2) と等しく、トランジスタＱ
Ｂ１のエミッタ電流ｉe (QB1) が増加した分トランジス
タＱＢ２のエミッタ電流ｉe (QB2) も増加し、トランジ
スタＱＢ１のコレクタを介してノードＮ１から増加した
分だけ多く電流を引き抜く。したがって、トランジスタ
ＱＸを流れる電流ｉ(QX)は下記式で規定される。
【００５２】 ｉ(QX)＝ ｉ(MP2) −ｉC (QB1) ・・（５）
【００５３】トランジスタＱＸを流れる電流ｉ(QX)は負
の温度係数を示すＰＮ接合電圧ＶBEに依存するから、電
流ｉ(QX)は温度が上昇すると減少する。すなわち、電流
ｉ(QX)は負の温度係数を持つ。加えて、ノードＮ１から
減じられるｉC (QB1) による減少分によるＰＮ接合電圧
ＶBEの減少が加わり、電圧ＶBE(QX)は温度上昇に対し
て、通常のＰＮ接合電圧ＶBEよりも大きな負の温度係数
となる。
【００５４】このように、温度上昇があってもノードＮ
１からダイオードＤＸを流れる電流は電流制御回路２０
のトランジスタＱＢ１のコレクタに流れる電流ｉC (QB
1) によって制御され、トランジスタＱＸを流れる電流
ｉ(QX)は温度上昇に伴って増加しない。その結果、ダイ
オードＤＸには一定のＰＮ接合電圧ＶBEが発生し、増幅
回路ＡＭＰからは、ＰＮ接合電圧ＶBEを（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
／Ｒ1 倍に増幅し、所望の温度係数を持つ出力電圧ＶCS
が出力される。
【００５５】図４に図解した定電圧発生回路から、温度
依存性を制御した出力電圧（制御電圧）ＶCSが図１に図
解したＥＣＬインバータ／バッファ回路のトランジスタ
Ｑ１，Ｑ６，Ｑ７のベースに印加されれば、差動増幅回
路の定電流源も温度依存性の小さい安定した電流源とし
て機能する。その結果、ＥＣＬインバータ／バッファ回
路は熱暴走しない。
【００５６】上述した実施の形態において、好適例とし
て、電圧発生回路３０における抵抗素子Ｒ１，Ｒ２、お
よび、電流制御回路２０における抵抗素子ＲＢ１、およ
び、電流源回路１０における抵抗素子ＲＡ１，ＲＡ２を
負の温度係数を持つポリシリコンで形成し、他の半導体
回路と一体的にＩＣチップとして組み込む場合の例につ
いて述べたが、これらの抵抗素子を正の温度係数を持
つ、たとえば、拡散抵抗素子にすること、あるいは、Ｉ
Ｃチップの外付け抵抗素子を用いることもできる。電流
源回路１０において、抵抗素子ＲＡ１、ＲＡ２の抵抗値
の温度係数は、トランジスタＱＡ１，ＱＡ２のＰＮ接合
電圧ＶBEの温度定数の絶対値より小さい値であることが
望ましい。同様に、電流制御回路２０において、抵抗素
子ＲＢ１の温度係数は、トランジスタＱＢ１，ＱＢ２，
ＱＢ３のＰＮ接合電圧ＶBEの温度定数の絶対値より小さ
い値であることが望ましい。
【００５７】第２の実施の形態 図５は本発明の定電圧発生回路の第２実施の形態を示し
ており、図１に図解したＥＣＬインバータ／バッファ回
路の定電流源としてのトランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７の
ベースに印加する制御電圧ＶCSを発生する定電圧発生回
路の構成図である。
【００５８】図５に図解した定電圧発生回路は、電流源
回路１０Ａと、電流制御回路２０と、電圧発生回路３０
とを有する。図５に図解した定電圧発生回路は、図４に
図解した定電圧発生回路を改良した回路である。図４に
図解した電流源回路１０は電源電圧ＶCCが３Ｖ以上で動
作可能な回路であったが、電流源回路１０Ａは電源電圧
ＶCCさらに低下させて、２．５Ｖでも動作可能とした回
路である。電流源回路１０Ａが図４に図解した電流源回
路１０と異なる他は、電流制御回路２０および電圧発生
回路３０は図４に図解したものと同じである。その他の
事項は、図４を参照して述べた第１実施の形態と同様で
あり、それらの詳細な事項の説明は割愛する。
【００５９】電圧発生回路３０の基準電流源回路として
の電流源回路１０Ａは、第１のカレントミラー型定電流
源回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１
と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２を有する。さ
らに電流源回路１０Ａは、第２のカレントミラー型定電
流源回路を構成している、ＮＰＮ型バイポーラトランジ
スタＱＡ１１と、ベースとコレクタとが接続されたＮＰ
Ｎ型バイポーラトランジスタＱＡ１２を有する。電流源
回路１０Ａはさらに、第３のカレントミラー型定電流源
回路を構成している、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
ＱＡ１３と、ベースとコレクタとが接続されたＮＰＮ型
バイポーラトランジスタＱＡ１４を有する。電流源回路
１０Ａはさらに、第１の抵抗素子ＲＡ１１と第２の抵抗
素子ＲＡ１２を有する。抵抗素子ＲＡ１１およびＲＡ１
２は、好ましくは、負の温度係数を有するポリシリコン
で形成する。抵抗素子ＲＡ１１およびＲＡ１２の値はそ
れぞれ、たとえば、６００Ωである。電流源回路１０Ａ
は、抵抗素子ＲＡ１２と第３のカレントミラー型定電流
源回路を構成しているトランジスタＱＡ１４のコレクタ
との間に接続された、ベースとコレクタとが接続され、
ダイオードとして機能するトランジスタＱＡ１５を有す
る。第３のカレントミラー型定電流源回路を構成してい
るトランジスタＱＡ１３のコレクタが、第１の抵抗素子
ＲＡ１１と第２のカレントミラー型定電流源回路を構成
しているトランジスタＱＡ１２との接続点（ノードＮ
２）に接続されている。
【００６０】電流源回路１０Ａの概略動作を述べる。第
３のカレントミラー型定電流源回路を構成するトランジ
スタＱＡ１４に流れる電流は抵抗素子ＲＡ１２とトラン
ジスタＱＡ１５の順方向抵抗によって規定される。トラ
ンジスタＱＡ１５の順方向抵抗が抵抗素子ＲＡ１２より
相当小さくて無視できるとすれば、トランジスタＱＡ１
４に流れる電流は抵抗素子ＲＡ１２のみにて規定され、
ｉ(QA14)＝（Ｖcc−ＶBE(QA15)−ＶBE(QA14)）／ＲＡ12
＝（Ｖ cc−２ＶBE）／ＲＡ12となる。トランジスタＱＡ
１４のベース・エミッタ電圧Ｖ BE(QA14)と抵抗素子ＲＡ
１２の抵抗値ＲＡ12とは、共に温度係数が負であり、温
度上昇に対して値が小さくなるから、ＶBE／ＲＡ12は打
ち消しあい、大きな温度係数にはならない。すなわち、
トランジスタＱＡ１４に流れる電流の温度係数は大きな
値とはならない。
【００６１】トランジスタＱＡ１４と同じ電流がトラン
ジスタＱＡ１３に流れる。よって、トランジスタＱＡ１
３は、そこに流れる電流分だけノードＮ２から電流を引
き抜く。また、抵抗素子ＲＡ１１に流れる電流は、ｉ
（ＲＡ１１）＝（Ｖcc−２ＶBE）／ＲＡ11と表わすこと
ができる。第２のカレントミラー型定電流源回路を構成
しているトランジスタＱＡ１１に流れる電流は抵抗素子
ＲＡ１１に流れる電流からトランジスタＱＡ１３に流れ
る電流を引いた電流であるから、抵抗素子ＲＡ１１とＲ
Ａ１２とを等しい抵抗値に設定することにより、下記式
で規定される。
【００６２】 ｉ(QA11)＝ ｉ(RA11)−ｉ(QA13) ＝（Ｖcc−ＶBE）／RA11−（Ｖcc−２ＶBE）／RA12 ＝ ＶBE／RA12(RA11 ＝RA12） ・・（６）
【００６３】電圧ＶBEと抵抗素子ＲＡ１２の抵抗値RA12
は共に温度係数が負である。よって、トランジスタＱＡ
１１に流れる電流の温度係数は大きな値とはならない。
トランジスタＱＡ１１に流れる電流がトランジスタＭＰ
１に流れ、トランジスタＭＰ１に流れる電流と同じ大き
さの電流がトランジスタＭＰ２からノードＮ１を介して
トランジスタ（ダイオード）ＱＸに流れる。ダイオード
ＱＸに流れる電流は、電流源回路２０の働きを無視する
と、温度係数の小さい定電流となる。
【００６４】基準電流源回路としての電流源回路１０Ａ
の基本動作は上述したとおりであるが、電流源回路１０
Ａの電源電圧ＶCCに対する動作条件を考察する。電流源
回路１０Ａの動作条件は、下記式で規定される。
【００６５】 ＶBE（QA11) −ＶCE（QA13) ＋ＶCE（QA11) ＋ＶT (MP1) ＜ＶCC ・・（７）
【００６６】トランジスタＱＡ１１のベース・エミッタ
間電圧ＶBE（QA11) を最大で１．１Ｖとし、トランジス
タＱＡ１３、ＱＡ１１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
（QA13) 、ＶCE（QA11) をそれぞれ０．２Ｖとする。ト
ランジスタＭＰ１のしきい値電圧ＶT には相当バラツキ
があり、最大で１．３Ｖ程度と仮定すると、電源電圧Ｖ
CCは２．４Ｖとなる。このように、図５に図解した回路
は、図４に図解した回路よりも、低電圧で動作可能であ
る。
【００６７】図５に図解した定電圧発生回路において
も、温度上昇があっても、ノードＮ１からダイオードＤ
Ｘを流れる電流は電流制御回路２０のトランジスタＱＢ
１のコレクタに流れる電流ｉC (QB1) によって制御され
る。その結果、ダイオードＤＸには一定のＰＮ接合電圧
ＶBEが発生し、増幅回路ＡＭＰからは、ＰＮ接合電圧Ｖ
BEを（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ1 倍に増幅し、所望の温度係数
を持った出力電圧（制御電圧）ＶCSが出力される。
【００６８】図５に図解した定電圧発生回路から、温度
依存性を負に制御した制御電圧ＶCSが図１に図解したＥ
ＣＬインバータ／バッファ回路のトランジスタＱ１，Ｑ
６，Ｑ７のベースに印加されれば、トランジスタＱ２、
Ｑ３で構成される差動増幅回路の定電流源も温度依存性
の小さい安定した電流源として機能する。その結果、Ｅ
ＣＬインバータ／バッファ回路は熱暴走せず、温度変化
に対しても安定した動作をする。また、図５に図解した
定電圧発生回路、および、この定電圧発生回路から制御
電圧ＶCSが供給されるＥＣＬインバータ／バッファ回路
は、２．５Ｖ程度の低電圧が動作可能である。加えて、
この回路は上述した３．５Ｖはもとより、慣用的な５Ｖ
程度の電源電圧ＶCCでも動作可能であるから、電源電圧
ＶCCの変化に広い動作範囲を有している。
【００６９】第３の実施の形態 図６は本発明の定電圧発生回路の第３実施の形態を示し
ており、図１に図解したＥＣＬインバータ／バッファ回
路の定電流源としてのトランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７の
ベースに印加する制御電圧ＶCSを発生する定電圧発生回
路の構成図である。この実施の例において、図１に図解
した抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３を上述したように、負の温
度係数を持つポリシリコンで形成した場合について述べ
る。
【００７０】図６に図解した定電圧発生回路は、電流源
回路１０Ｂと、電流制御回路２０と、電圧発生回路３０
とを有する。電流制御回路２０および電圧発生回路３０
は、図４および図５を参照して述べたものと同様であ
る。図６に図解した定電圧発生回路は、図５に図解した
定電圧発生回路を改善した回路であり、電流源回路１０
Ｂによって、温度依存性なく、電源電圧ＶCCが２．５Ｖ
〜３．６Ｖの範囲で変動しても安定した制御電圧ＶCSを
発生可能な回路として構成している。
【００７１】図６に図解した電流源回路１０Ｂと、図５
に図解した電流源回路１０Ａと比較すると、電流源回路
１０Ｂには、第６のＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ
Ａ１６と、第３の抵抗素子ＲＡ１３とが追加されてい
る。電流源回路１０Ｂにおいて、第１のカレントミラー
型定電流源回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジス
タＭＰ１と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２；第
２のカレントミラー型定電流源回路を構成しているＮＰ
Ｎ型バイポーラトランジスタＱＡ１１と、ベースとコレ
クタとが接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ
Ａ１２；第３のカレントミラー型定電流源回路を構成し
ているベースとコレクタとか接続されたＮＰＮ型バイポ
ーラトランジスタＱＡ１５と、ＮＰＮ型バイポーラトラ
ンジスタＱＡ１６；第１の抵抗素子ＲＡ１１；第２の抵
抗素子ＲＡ１２は、図５に図解した電流源回路１０Ａと
同じである。
【００７２】好ましくは、抵抗素子ＲＡ１１、ＲＡ１
２、ＲＡ１３は負の温度係数を有するポリシリコンで形
成されている。抵抗素子ＲＡ１１、ＲＡ１２、ＲＡ１３
の値はそれぞれ、たとえば、６００Ω、６００Ω、５Ｋ
Ωである。
【００７３】電流源回路１０Ｂにおいても、トランジス
タＱＡ１１，ＱＡ１２によって構成される第１のカレン
トミラー型定電流源回路の動作にしたがってトランジス
タＭＰ２に流れる電流ｉ(MP2) は、トランジスタＱＡ１
１に流れる電流と等しく、その電流値は、ＶBE／RA12で
規定される。ここで、トランジスタＱＡ１１のベース・
エミッタ間電圧ＶBEと抵抗素子ＲＡ１２の抵抗値RA12と
は、共に温度係数が負であり温度上昇に対して値が小さ
くなるから、ＶBE／RA12は打ち消しあい大きな温度係数
にはならない。したがって、ＭＯＳトランジスタＭＰ１
に流れる電流の温度係数は大きな値とはならない。以上
のように、図６に図解した定電圧発生回路の基本動作は
第１〜第２の実施の形態と同様である。
【００７４】図６における電流源回路１０Ｂにおいて、
トランジスタＱＡ１６と、抵抗素子ＲＡ１３を付加した
効果について考察する。そのため、まず、図５に図解し
た電流源回路１０Ａの誤差を評価する。
【００７５】図５に図解した電流源回路１０Ａにおい
て、抵抗素子ＲＡ１１、トランジスタＱＡ１２、トラン
ジスタＱＡ１３に流れる電流ｉ(RA11)、ｉ(QA12)、ｉ(Q
A13)には下記の関係が成立する。
【００７６】 ｉ(QA12)＝ｉ(RA11) −ｉC (QA13) ・・（８） ｉ(RA11)＝（ＶCC− ＶBE(QA12)）／ＲＡ11 ・・（９） ｉ(QA13)＝（ＶCC−（ＶBE(QA14)＋ＶBE(QA15)）／ＲＡ12 ・・（10）
【００７７】上記式から下記式が得られる。
【００７８】 ｉ(QA12)＝ＶBE／ＲＡ ・・（11） ただし、ＲＡ≡ＲＡ11＝ＲＡ12
【００７９】電源電圧ＶCCが大きく変動すると、抵抗素
子ＲＡ１２を流れる電流が大きく変動する。その結果、
電圧ＶBE(QA14)とＶBE(QA15)が僅かに大きくなり、トラ
ンジスタＱＡ１２に流れる電流が変化する。このトラン
ジスタＱＡ１２に流れる電流の変化は、結局、トランジ
スタＭＰ２を流れる電流の変化となり、電圧発生回路３
０のノードＮ１に流れ込む電流の値が変化するので、定
電流源としては誤差のある定電流源となる。
【００８０】その誤差は、たとえば、電源電圧ＶCC＝
２．５Ｖのときの抵抗素子ＲＡ１２を流れる電流をｉ(R
A12)2.5 とし、電源電圧ＶCC＝３．６Ｖのときの抵抗素
子ＲＡ１２を流れる電流をｉ(RA12)3.6 とした場合、下
記の式で表すことができる。
【００８１】 Δｉ＝（ＶT ×ln（ｉ(RA12)2.5 ／ｉ(RA12)3.6 ）×２）／RA ・・（12）
【００８２】次いで電流源回路１０Ｂについて考察す
る。電流源回路１０Ｂにおいて付加したトランジスタＱ
Ａ１６は、電源電圧ＶCCの変動に伴う抵抗素子ＲＡ１２
に流れる電流ｉ(RA12)の変動には影響を受けない。抵抗
素子ＲＡ１２に流れる電流ｉ(RA12)は下記式で表すこと
ができる。
【００８３】 ｉ(RA12)＝（ＶCC−（ＶBE(QA14)＋ＶBE(QA16)）／RA12 ・・（13）
【００８４】抵抗素子ＲＡ１２を流れる電流はトランジ
スタＱＡ１４を流れる電流に等しく、トランジスタＱＡ
１３を流れる電流に等しい。トランジスタＱＡ１３を流
れる電流を示す式１３と、上記式１０とを比較すると、
式１３は電源電圧ＶCCの変動に影響を受けないトランジ
スタＱＡ１６の電圧ＶBE(QA16)が式１２の電圧ＶBE(QA1
5)に代わっているから、式１３に示した電流は式１０に
示した電流の変化より半分程度少ない。したがって、式
１２と同様の誤差の評価をすると、図６の回路における
電源電圧ＶCCの変動に起因する誤差は、図５の回路の誤
差のほぼ半分になる。すなわち、図６に図解した定電圧
発生回路における電流源回路１０Ｂは、トランジスタＱ
Ａ１６と抵抗素子ＲＡ１３を付加したことにより、図５
に図解した電流源回路１０Ａに比較して電源電圧ＶCCの
変動に起因する、トランジスタＭＰ２から出力される電
流の変化は半分になる。
【００８５】表１は、図６に図解した定電圧発生回路に
おける電源電圧ＶCCの変動と、定電圧発生回路から出力
される制御電圧ＶCSの値と温度との関係をシミュレーシ
ョンした結果を示す。このシミュレーションにおいて
は、電源電圧ＶCC＝２．５Ｖと、３．６Ｖの両者につい
て行った。
【００８６】
【表１】 表１ ＶcC -40 °C 0 °C 40 °C 80 °C 120 °C 温度係数 2.5V 1.36V 1.28V 1.19V 1.09V 0.99V -2mV/°C 3.6V 1.34V 1.26V 1.17V 1.08V 0.98V -2mV/°C
【００８７】このように、図６に図解した定電圧発生回
路によれば、電源電圧ＶCCの変化によっても制御電圧Ｖ
CSはあまり変化しない。
【００８８】表１から明らかなように、２５°Ｃ程度の
温度で動作させると、図６に図解した定電圧発生回路
は、図２に図解したバンドギャップリファレンス回路と
同様の低い電圧を発生させることができる。
【００８９】図４〜図６を参照して、ＥＣＬインバータ
／バッファ回路の定電流源のトランジスタＱ１，Ｑ６，
Ｑ７のベースに印加する制御電流ＶCSの発生について述
べたが、図４〜図６に図解した定電圧発生回路は、図１
に図解したＥＣＬインバータ／バッファ回路への適用に
限定される訳ではなく、その他の電子回路の基準電圧と
しても適用できる。
【００９０】本発明の実施の形態は上述した例示に限定
されず、種々の変形態様をとることができる。まず、上
述した種々の抵抗素子の抵抗値は例示である。目的に応
じて、抵抗素子の値は任意に設定できる。次いで、図１
および図４〜図６に図解したトランジスタの導電性を逆
にした回路構成をとることもできる。また、上述した回
路構成例は、基本的な回路を図解したが、実施に際して
は、付加的回路素子、たとえば、雑音除去回路などを付
加することができるが、そのような回路の変形は当業者
にとって自明のことである。
【００９１】
【発明の効果】本発明の定電圧発生回路によれば、低電
圧で動作可能であり、温度依存性がなく、電源電圧の変
動の影響が少ない、安定な電圧を提供できる。ダイオー
ド本発明の定電圧発生回路は電子回路または半導体集積
回路と一体化可能な回路構成である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の定電圧発生回路によって動作す
る電子回路の１例としての、ＥＣＬインバータ／バッフ
ァ回路を図解する図である。
【図２】図２は従来の定電圧発生回路の回路構成図であ
る。
【図３】図３は従来の他の定電圧発生回路の回路構成図
である。
【図４】図４は本発明の定電圧発生回路の第１の実施の
形態の回路図である。
【図５】図５は本発明の定電圧発生回路の第２の実施の
形態の回路図である。
【図６】図６は本発明の定電圧発生回路の第３の実施の
形態の回路図である。
【符号の説明】
１０，１０Ａ，１０Ｂ・・電流源回路 ２０・・電流制御回路 ３０・・電圧発生回路
【手続補正書】
【提出日】平成１０年１１月１３日（１９９８．１１．
１３）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】削除
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】削除
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】削除
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】削除
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】削除
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３６】一方、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３として、拡
散抵抗素子、あるいは、カーボン抵抗などの外付け抵抗
素子を用いた場合は、抵抗素子ＲＥ１〜ＲＥ３は正の温
度係数を持つので、トランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７を流
れる電流ＩCSの温度係数を負に保つためには、後述する
定電圧発生回路で発生する電圧ＶCSの温度係数をトラン
ジスタＱＸのＰＮ接合電圧ＶBEの温度係数より大きな負
の係数にする必要がある。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４４】トランジスタＱＡ１のベース・エミッタ間
電圧ＶBE（QA1)は最大でも１．１Ｖ程度であり、トラン
ジスタＱＡ２のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶCE（QA2)
は０．２Ｖ程度である。トランジスタＭＰ１のしきい値
電圧Ｖ T には相当のバラツキがあり、最大で１．３Ｖ程
度と仮定すると、電源電圧ＶCCは２．５Ｖとなるが、実
際的に２．５Ｖの電源電圧ＶCCでは電流源回路１０の動
作は困難なので、現実的な面からは、電源電圧ＶCC＝３
Ｖ程度となる。このように、図４に図解した電流源回路
１０を用いた場合、電源電圧ＶCCが３Ｖ以上となる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６０】電流源回路１０Ａの概略動作を述べる。第
３のカレントミラー型定電流源回路を構成するトランジ
スタＱＡ１４に流れる電流は抵抗素子ＲＡ１２とトラン
ジスタＱＡ１５の順方向抵抗によって規定される。トラ
ンジスタＱＡ１５の順方向抵抗が抵抗素子ＲＡ１２より
相当小さくて無視できるとすれば、トランジスタＱＡ１
４に流れる電流は抵抗素子ＲＡ１２のみにて規定され、
ｉ(QA14)＝（Ｖcc−ＶBE(QA15)−ＶBE(QA14)）／ＲＡ12
＝（Ｖ cc−２ＶBE）／ＲＡ12となる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA03 AA58 CA02 CA04 CA11 CA56 CN02 CN03 FA05 FA08 FN01 FN06 FN07 HA02 HA08 HA10 HA18 HA25 HA43 HN08 HN20 KA02 KA03 KA04 KA09 KA10 KA11 KA12 KA47 KA55 MA19 MA21 TA01 5J091 AA03 AA58 CA02 CA04 CA11 CA56 FA05 FA08 GP02 GP05 HA02 HA08 HA10 HA18 HA25 HA43 KA02 KA03 KA04 KA09 KA10 KA11 KA12 KA47 KA55 MA19 MA21 TA01 UW03 UW10

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１のダイオードを構成する第１のバイポ
    ーラトランジスタと上記第１のダイオードの両端の電圧
    を増幅して所定の電圧を出力する増幅回路とを含む電圧
    発生回路と、 上記第１のダイオードに電流を供給する基準電流源回路
    と、 上記第１のダイオードに流れる電流をバイパスする電流
    制御回路と、 を有する定電圧発生回路。
  2. 【請求項２】上記電流制御回路は、第１の電源端子と第
    ２の電源端子と間に直列に接続されている第１の抵抗素
    子、第２のバイポーラトランジスタ及び第３のバイポー
    ラトランジスタと、上記第１のダイオードに並列に接続
    されている第４のバイポーラトランジスタとを含み、上
    記第２のバイポーラトランジスタのベースがそのコレク
    タに接続されて第２のダイオードが構成され、上記第３
    のバイポーラトランジスタのベースと上記第４のバイポ
    ーラトランジスタのベースとが上記第３のバイポーラト
    ランジスタのコレクタに接続されて第１のカレントミラ
    ー回路が構成されている請求項１に記載の定電圧発生回
    路。
  3. 【請求項３】上記基準電流源回路は、上記第１の電源端
    子と上記第１のダイオードのアノードとの間に接続され
    ている第１のＭＯＳトランジスタと、ゲート及びドレイ
    ンが上記第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続され
    ている第２のＭＯＳトランジスタとを含み、上記第１の
    ＭＯＳトランジスタと上記第２のＭＯＳトランジスタと
    で第２のカレントミラー回路が構成されている請求項１
    又は２記載の定電圧発生回路。
  4. 【請求項４】上記基準電流回路は、上記第１の電源端子
    と上記第２の電源端子との間に直列に接続されている第
    ２の抵抗素子及び第５のバイポーラトランジスタと、上
    記第２のＭＯＳトランジスタのドレインと上記第２の電
    源端子との間に接続されている第６のバイポーラトラン
    ジスタと、上記第１の電源端子と上記第２の電源端子と
    の間に直列に接続されている第３の抵抗素子、第７のバ
    イポーラトランジスタ及び第８のバイポーラトランジス
    タと、上記第５のバイポーラトランジスタに並列に接続
    されている第９のバイポーラトランジスタと、上記第１
    の電源端子と上記第２の電源端子との間に直列に接続さ
    れている第１０のバイポーラトランジスタ及び第４の抵
    抗素子とを含み、上記第５のバイポーラトランジスタの
    ベースと上記第６のバイポーラトランジスタのベースと
    が上記第５のバイポーラトランジスタのコレクタに接続
    されて第３のカレントミラー回路が構成され、上記第７
    のバイポーラトランジスタのベースと上記第１０のバイ
    ポーラトランジスタのベースとが上記第７のバイポーラ
    トランジスタのコレクタに接続されて第４のカレントミ
    ラー回路が構成され、上記第８のバイポーラトランジス
    タのベースと上記第９のバイポーラトランジスタのベー
    スとが上記第１０のバイポーラトランジスタと上記第４
    の抵抗素子との接続中点に接続されている請求項３記載
    の定電圧発生回路。
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