DE4201516C2 - Schaltungsanordnung zum Bewirken eines Streßtests bei einer Halbleiterspeichervorrichtung - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Bewirken eines Streßtests bei einer HalbleiterspeichervorrichtungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung der
im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.
Bei hochintegrierten Halbleiterspeichervorrichtungen wird
eine interne Spannungsabfallschaltung zum Heruntersetzen
einer extern zugeführten Spannung auf eine interne Spannung
mit vorgegebenem Pegel, die im Inneren der
Halbleiterspeichervorrichtung verwendet wird, benutzt. Ent
sprechend dem Pegel der extern zugeführten Spannung setzt
der interne Spannungsabfallschaltkreis den Halbleiterspei
cherchip in einen Normalbetrieb oder in einen Streßbetrieb
zum Testen der Zuverlässigkeit des Speicherchips. Wenn der
Speicherchip sich im Streßbetrieb befindet, beträgt die in
terne Versorgungsspannung etwa 6 bis 7 V, wogegen im Normal
betrieb die Versorgungsspannung 5 V beträgt. Im
Falle des Streßbetriebs wird die Zugriffszeit im Verhältnis
zu der Zugriffszeit im Normalbetrieb kürzer. Als Vorrichtung
zum einfachen Erkennen des Streßbetriebs wird ein
Spannungsabfallschaltkreis verwendet, der
Spannungsabfalleinrichtungen wie Widerstände, Dioden oder
MOS-Transistoren, die zwischen dem Eingangsanschluß
und dem Erdanschluß geschaltet sind. Dabei wird der Streßbe
trieb anhand des Spannungszustandes an einem Knoten, der den
Eingangsanschluß mit dem Spannungsabfallschaltkreis verbin
det, festgestellt. Wenn die Spannung an dem Knoten ein Po
tential erreicht, das groß genug ist, um den
Spannungsabfallschaltkreis einzuschalten, wird das Potential
am Knoten den logischen "Low"-Zustand einnehmen (in diesem
Fall liegt der Streßbetrieb vor), wohingegen im anderen Fall
das Potential des Knotens den logischen "High"-Zustand ein
nimmt (in diesem Fall liegt der Normalbetrieb vor), so daß
dadurch die Betriebsart des Halbleiterchips festgestellt
werden kann. Dabei erweist es sich jedoch als nachteilig,
daß die Geschwindigkeit, mit der ein Streßbetrieb festge
stellt werden kann, gering ist. Derartige Schaltungen sind
der DE-PS 39 42 656 zu entnehmen.
Fig. 4 zeigt einen herkömmlichen Schaltkreis zum Feststellen
eines Streßbetriebs. Der Streßbetrieb wird durch indirektes
Zuführen einer Streßspannung an den Eingangsanschluß 1 er
reicht. Im Normalbetrieb wird, da das Potential eines Kno
tens 2 um die Schwellspannung eines als Diode verschalteten
NMOS-Transistors Q2 gegenüber einer extern zugeführten Span
nung XVcc vermindert ist, ein PMOS-Transistor Q3, dessen
Gate die externe Versorgungsspannung XVcc empfängt, ge
sperrt. Dagegen sind die NMOS-Transistoren Q4 und Q5, die an
ihren Gateanschlüssen die externe Versorgungsspannung XVcc
empfangen, leitend geschaltet. Entsprechend wird, da das Po
tential an einem Abtastknoten 3 einen logischen
"Low"-Zustand aufweist und der Ausgang eines Vorspannschalt
kreises 4 einen logischen "High"-Zustand aufweist, ein
PMOS-Transistor Q6 gesperrt. Wird dagegen die Streßspannung
dem Eingangsanschluß 1 zugeführt, nimmt der Knoten 2 ein Po
tential ein, das der um die Schwellspannung des
NMOS-Transistors Q1 verminderten Streßspannung
entspricht. Da das Potential am Knoten 2, wie es durch die
Streßspannung hervorgerufen wird, höher ist als die dem Gate
des PMOS-Transistors Q3 zugeführte externe Spannung XVcc,
wird der PMOS-Transistor Q3 angeschaltet. Daher nimmt
die Ausgangsspannung des Vorspannschaltkreises 4 einen
logischen "Low"-Zustand ein, und die interne Versorgungs
spannung IVcc nimmt den "High"-Zustand ein. Auf diese Weise
stellt der interne Schaltkreis den Streßtestbetrieb fest.
Für diesen Fall sollte festgehalten werden, daß die Strom
treibefähigkeit des PMOS-Transistors Q3 größer ist als die
der NMOS-Transistoren Q4 und Q5. Anschließend steigt die in
terne Versorgungsspannung IVcc in Abhängigkeit der extern
zugeführten Versorgungsspannung XVcc und nimmt genau genom
men den Wert XVcc-2VTH ein, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist.
Dabei bedeutet VTH die Schwellspannung der Transistoren Q6
und Q7 der Spannungsstabilisierungsschaltung 5. Da zum Aus
führen des Streßtestbetriebs eine Streßspannung ex
tern zugeführt werden muß, sind derartige Schaltungen für
den Benutzer nachteilig. Darüber hinaus ist es, nachdem die
Streßspannung zugeführt wurde, schwierig, den genauen Zeit
punkt festzustellen, bei dem die interne Versorgungsspannung
IVcc den Pegel des Streßtestbetriebs aufweist, da die
interne Versorgungsspannung IVcc in Abhängigkeit der exter
nen Versorgungsspannung XVcc ansteigt, wie dies in Fig. 4
gezeigt ist.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum
Bewirken eines Streßtests so auszubilden, daß der Speicher
vorrichtung keine Streßspannung von außen zugeführt werden
muß.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeich
nenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale ge
löst.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist auf: einen
ersten Spannungsknoten, der ein erstes Potential, das von
einer internen Versorgungsspannung abhängt, führt, einen
zweiten Spannungsknoten, der ein zweites Potential, das von
der externen Versorgungsspannung abhängt, führt, einen Dif
ferenzverstärker, der so geschaltet ist, daß er das erste
und zweite Potential des ersten und zweiten Spannungsknotens
erhält und einen Ausgangsknoten aufweist, einen ersten Feldeffekt
transistor mit isoliertem Gate, dessen Gate mit dem Aus
gangsknoten des Differenzverstärkers verbunden ist, einen
Ladeknoten, der mit einem Anschluß eines Kanals des ersten Feld
effektransistors mit isoliertem Gate verbunden ist und ein
drittes Potential aufweist, das von der externen Versor
gungsspannung abhängt, einen Triggerknoten, der mit dem
anderen Anschluß des Kanals des ersten Feldeffekttransistors mit
isoliertem Gate verbunden ist, und einen zweiten Feldeffekttransistor mit
isoliertem Gate, der mit dem Ausgang eines Vorspannschaltkreises über einen Gate
anschluß verbunden ist und einen Kanal aufweist, der zwischen der externen Ver
sorgungsspannung und der internen Versorgungsspannung liegt.
Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung
erläutert. Dabei zeigen die Figuren im einzelnen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungs
form der Erfindung;
Fig. 2 einen Schaltplan, der die bevorzugte Ausführungs
form der Fig. 2 veranschaulicht;
Fig. 3 eine graphische Darstellung zum Vergleichen der
internen Spannungsverläufe der Schaltungen gemäß Fig. 2
und Fig. 4;
Fig. 4 einen Schaltplan einer Schaltung für einen
herkömmlichen Test eines Streßbetriebs.
Fig. 1 zeigt eine Vorrichtung zum Testen des
Streßbetriebs mit: einem Komparator 10 zum
Vergleichen der internen Versorgungsspannung IVcc′ mit der
externen Versorgungsspannung XVcc, um dadurch eine
Spannungsdifferenz zwischen der internen
Versorgungsspannung IVcc′ und der externen
Versorgungsspannung XVcc zu verstärken, einem
Pegeltriggerschaltkreis 20, der entsprechend dem Ausgang
des Komparators 10 betrieben wird, einem
Vorspannschaltkreis 30 zum Einstellen des Potentials am
Ausgang des Pegeltriggerschaltkreises 20 auf einen
vorgegebenen Pegel, und einem PMOS-Transistor 40, der in
Abhängigkeit des Ausgangspotentials des
Vorspannschaltkreises 30 betrieben wird.
Fig. 2 zeigt einen Schaltplan zum Erläutern einer
bevorzugten Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. 1.
Für den Fall, daß die interne Versorgungsspannung IVcc′
durch die Widerstände R1 und R2 geteilt wird, und die
Widerstände R1 und R2 den gleichen Wert aufweisen, stellt
sich an einem ersten Spannungsknoten 11, der zwischen den
Widerständen R1 und R2 liegt, das Potential 1/2Vcc ein.
Die externe Versorgungsspannung XVcc wird durch die
Widerstände R3 und R4 geteilt, so daß im Falle, daß die
Widerstände R3 und R4 den gleichen Wert aufweisen, an
einem zweiten Spannungsknoten 13, der zwischen den
Widerstanden R3 und R4 liegt, ein Potential von 1/2Vcc
erzeugt wird. Der erste und zweite Spannungsknoten 11 und
13 stellen Eingangsknoten eines Differenzverstärkers mit
N-Kanal Transistoren, bestehend aus den
PMOS-Transistoren P1 und P2 und den NMOS-Transistoren N1,
N2 und N3, dar. Die Source-Anschlüsse der
PMOS-Transistoren P1 und P2 sind miteinander mit der
externen Versorgungsspannung XVcc verbunden. Ein
Gate-Anschluß des NMOS-Transistors N3 ist so verschaltet,
daß er eine Referenzspannung VREF empfängt, die den
Differenzverstärker aktiviert. Ein Anschluß des Kanals des
NMOS-Transistors N3 ist mit dem Masseanschluß Vss
verbunden. Eine Ausgangsspannung des Differenzverstärkers
wird dem Pegeltriggerschaltkreis 20 zugeführt. Der
Pegeltriggerschaltkreis 20 besteht aus einem
PMOS-Transistor P4 und NMOS-Transistoren N4 und N5, deren
Gate-Anschlüsse alle gemeinsam mit dem Ausgangsknoten 12
des Differenzverstärkers verbunden sind. Weiter weist der
Pegeltriggerschaltkreis 20 einen PMOS-Transistor P3 auf,
dessen Kanal zwischen der externen Versorgungsspannung
XVcc und einem Source-Anschluß des PMOS-Transistors P4
verbunden ist und dessen Gate-Anschluß mit dem
Massepotential Vcc verbunden ist. Der PMOS-Transistor P4
und die NMOS-Transistoren N4 und N5 sind seriell
miteinander zur Massespannung Vss hin verbunden. Der
Verbindungspunkt zwischen dem PMOS-Transistor P4 und dem
NMOS-Transistor N4, an dem die Drain-Spannung anliegt,
wird als Triggerknoten 15 verwendet. Der Triggerknoten 15
ist mit dem Eingangsanschluß des Vorspannschaltkreises 30
verbunden. In der oben angegebenen Verschaltung können die
Widerstände R1 bis R4 durch Dioden oder MOS-Transistoren
ersetzt werden.
Wie anhand der Fig. 2 und 3 ersichtlich ist, wird das
Potential am zweiten Spannungsknoten 13 für den Fall, daß
die externe Versorgungsspannung XVcc ansteigt, größer als
das Potential am ersten Spannungsknoten 11. Die Stärke des
Stromes, der zum Massepotential Vss durch die
NMOS-Transistoren N2 und N3 fließt, erhöht sich damit.
Entsprechend erniedrigt sich das Potential am
Ausgangsknoten 12. Währenddessen wird der Ladeknoten 14,
der dem Source-Anschluß des PMOS-Transistors P4 im
Pegeltriggerschaltkreis 2 entspricht, auf das Potential
der externen Versorgungsspannung XVcc aufgeladen, da der
PMOS-Transistor P3 sich im leitenden Zustand
befindet. Wenn die externe Versorgungsspannung XVcc sich
der Streßspannung (etwa 6 bis 7 V) annähert,
erzeugen die Potentiale an dem Ausgangsknoten 12 und dem
Ladeknoten 14 einen Zustand, unter dem der PMOS-Transistor
P4 leitend geschaltet wird. D. h. im Falle, daß die
Schwellspannung des PMOS-Transistors P4 -1 V beträgt, wird
die Spannung am Ausgangsknoten 12 zur Gate-Spannung VG des
PMOS-Transistors P4 und die Spannung am Ladeknoten 14 die
Source-Spannung Vs am PMOS-Transistor P4. Wenn die
Source-Spannung Vs etwa 7 V von der externen
Versorgungsspannung XVcc beträgt und die Gate-Spannung VH
kleiner als 6 V ist, ist die Spannung zwischen dem
Gate-Anschluß und dem Source-Anschluß kleiner als -1V,
wodurch der PMOS-Transistor P4 leitend geschaltet wird. Damit
wird der Triggerknoten 15 des Pegeltriggerschaltkreises 20
einen logischen "High"-Zustand einnehmen. Gleichzeitig
wird die interne Versorgungsspannung IVcc′ zum Zeitpunkt
Ts, in dem die Streßspannung auftritt, stark
ansteigen, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Anschließend
wird die interne Versorgungsspannung IVcc′ in Abhängigkeit
zur externen Versorgungsspannung XVcc ansteigen. Dabei
sollte beachtet werden, daß die Stromtreibefähigkeit des
PMOS-Transistors P4 höher liegt als die der
NMOS-Transistoren N4 und N5. Daher kann der Triggerknoten
15 in definierter Weise durch einen plötzlichen Anstieg
der internen Versorgungsspannung IVcc′ zum Zeitpunkt Ts in
den Streßbetrieb getriggert werden. Dies liegt
daran, daß der Ausgangsknoten 12 des Differenzverstärkers
so weit erniedrigt wird, wie das Potential der externen
Versorgungsspannung XVcc erhöht wird. Es ist außerdem zu
beachten, daß die erhöhte Spannung, die im gleichen Maße
wie die extern zugeführte Spannung XVcc erhöht ist, dem
Source-Anschluß des PMOS-Transistors P4, der den
Triggerbetrieb ausführt, zugeführt wird, wenn die externe
Versorgungsspannung XVcc die Streßspannung
erreicht und damit die Pull-up-Funktion des
PMOS-Transistors P4 stark verbessert werden kann.
Wie oben beschrieben wurde, kann
der Streßbetrieb automatisch eingestellt
werden, ohne daß eine externe Streßspannung
angelegt werden muß. Außerdem kann, wenn die externe
Versorgungsspannung die Streßspannung erreicht,
der Triggerzeitpunkt des Streßbetriebs in exakter
Weise erhalten werden.
Claims (3)
1. Schaltungsanordnung zum Bewirken eines Streßtests bei
einer Halbleiterspeichervorrichtung, die eine externe
Versorgungsspannung (XVcc) und eine zur Herstellung des
Streßzustandes zu erhöhende interne Versorgungsspannung
(IVcc′) benutzt, mit:
einem ersten Feldeffekttransistor (P4) mit isoliertem Gate;
einem Ladeknoten (14), der mit einem Anschluß eines Kanals des ersten Feldeffekttransistors (P4) mit isoliertem Gate verbunden ist und der ein drittes Potential aufweist, das von der externen Versorgungsspannung (XVcc) abhängt;
einem Triggerknoten (15), der mit dem anderen Anschluß des Kanals des ersten Feldeffekttransistors (P4) verbunden ist,
einem Vorspannschaltkreis (30) mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Triggerknoten (15) verbunden ist; und
einem zweiten Feldeffekttransistor (40) mit isoliertem Gate, der mit dem Ausgang des Vorspannschaltkreises (30) über einen Gateanschluß verbunden ist und einen Kanal aufweist, der zwischen der externen Versorgungsspannung (XVcc) und der internen Versorgungsspannung (ICcc′) liegt,
gekennzeichnet durch:
einen ersten Spannungsknoten (11), der ein erstes Potential aufweist, das von der internen Versorgungsspannung (IVcc′) abhängt;
einen zweiten Spannungsknoten (13), der ein zweites Potential aufweist, das von der externen Versorgungsspannung (XVcc) abhängt;
einen Differenzverstärker, der an seinen Eingängen die Potentiale des ersten und zweiten Spannungsknotens (11, 13) empfängt und einen Ausgangsknoten (12) aufweist, der mit dem Gateanschluß des ersten Feldeffekttransistors (P4) verbunden ist und bei einer Erhöhung der externen Versorgungsspannung (XVcc) sein Potential entsprechend vermindert.
einem ersten Feldeffekttransistor (P4) mit isoliertem Gate;
einem Ladeknoten (14), der mit einem Anschluß eines Kanals des ersten Feldeffekttransistors (P4) mit isoliertem Gate verbunden ist und der ein drittes Potential aufweist, das von der externen Versorgungsspannung (XVcc) abhängt;
einem Triggerknoten (15), der mit dem anderen Anschluß des Kanals des ersten Feldeffekttransistors (P4) verbunden ist,
einem Vorspannschaltkreis (30) mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Triggerknoten (15) verbunden ist; und
einem zweiten Feldeffekttransistor (40) mit isoliertem Gate, der mit dem Ausgang des Vorspannschaltkreises (30) über einen Gateanschluß verbunden ist und einen Kanal aufweist, der zwischen der externen Versorgungsspannung (XVcc) und der internen Versorgungsspannung (ICcc′) liegt,
gekennzeichnet durch:
einen ersten Spannungsknoten (11), der ein erstes Potential aufweist, das von der internen Versorgungsspannung (IVcc′) abhängt;
einen zweiten Spannungsknoten (13), der ein zweites Potential aufweist, das von der externen Versorgungsspannung (XVcc) abhängt;
einen Differenzverstärker, der an seinen Eingängen die Potentiale des ersten und zweiten Spannungsknotens (11, 13) empfängt und einen Ausgangsknoten (12) aufweist, der mit dem Gateanschluß des ersten Feldeffekttransistors (P4) verbunden ist und bei einer Erhöhung der externen Versorgungsspannung (XVcc) sein Potential entsprechend vermindert.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß der erste Spannungsknoten (11) mit dem Ausgang
einer ersten Spannungsteilereinrichtung (R1, R2) verbunden
ist, die zwischen der internen Versorgungsspannung (IVCcc′)
und Masse geschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß der zweite Spannungsknoten (13) mit einem
Ausgang einer zweiten Spannungsteilereinrichtung (R3, R4)
verbunden ist, die zwischen der externen Versorgungsspannung
(XVcc) und Masse geschaltet ist.
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