HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Speichervor
richtung wie etwa einen dynamischen Speicher mit wahlfreiem
Zugriff (DRAM) mit einem Reihendecodierer mit reduzierter
Zeitlagentoleranz oder reduziertem Durchgangsstrom.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Für eine Speichervorrichtung ist mit der Hochgeschwin
digkeitsoperation der Mikroprozessoreinheit (MPU) eine
Hochgeschwindigkeitsoperation erforderlich.
Fig. 1B zeigt eine Schaltung eines Reihenadressen
systems eines Speichers 10 nach Stand der Technik. N-förmig
gebogene Linien in den Zeichnungen bezeichnen eine Verdrah
tung mit großer Länge in einem Chip.
Eine Reihenadresse mit den Bits A8 bis A15 von außer
halb wird für den Dateneingang eines Reihenadressenregisters
11 über ein Puffergatter 12A für eine Signalpegelschnitt
stelle vorgesehen, während ein Chipselektionssignal *CS (*
bedeutet, daß dieses Signal aktiv ist, wenn es low ist), ein
Reihenadressen-Strobe-Signal *RAS, ein Spaltenadressen-
Strobe-Signal *CAS, ein Schreibfreigabesignal *WE, ein
Taktfreigabesignal CKE und ein Taktsignal CLK, die von
außerhalb kommen, über ein Puffergatter 12B für eine Steuer
schaltung 13 vorgesehen werden, die einen Befehlsdecodierer
enthält und verschiedene Steuersignale erzeugt. Zum Beispiel
wird als eines der Steuersignale ein Signal AS1 erzeugt, das
als Reaktion auf die Ausgabe eines Aktivierungsbefehls
aktiviert wird.
Indessen hängt eine Signalausbreitungsverzögerungszeit
einer Verdrahtung mit großer Länge in einem Chip von der
Varianz des parasitären Widerstandes und der parasitären
Kapazität ab, die aus der Varianz von Produktionsprozessen,
der Varianz pro Chip der verwendeten Energiequellenspannung
und aus Temperaturveränderungen resultiert. Da ferner die
Abstände von den Anschlußstellen auf einem Chip für die
Reihenadresse von A8 bis A15 bis zu dem Reihenadressenregi
ster 11 von Bit zu Bit differieren, werden bei Signalen
zeitliche Versetzungen auftreten.
Fig. 19 enthält Zeitdiagramme, die Operationen von Fig. 18
zeigen. In Fig. 19 kennzeichnet jede durchgehende Linie
den Fall, wenn die Signalausbreitungsverzögerungszeit die
mittlere ist, kennzeichnet jede gestrichelte und jede ge
punktete Linie die Fälle, wenn die Signalausbreitungsverzö
gerungszeit die maximale bzw. die minimale ist und aus den
oben beschriebenen Gründen verursacht wurde.
Es wird angenommen, daß sich das Reihenadressensignal
ADR0 und das Steuersignal CMD0 an den Ausgängen der Puffer
gatter 12A bzw. 12B zu einer Zeit T1 gleichzeitig verändern.
Die Vorderflanken der Reihenadresse ADR1 am Dateneingang des
Reihenadressenregisters 11 und des Steuersignals AS1 als
Strobe-Signal nahe des Takteingangs CK des Reihenadressen
registers 11 sind ab der Zeit T1 verzögert, wie in Fig. 19
gezeigt.
In dem Fall, wenn die Signalausbreitungsverzögerungs
zeit zu dem Dateneingang des Reihenadressenregisters 11 am
größten ist und die Signalausbreitungsverzögerungszeit zu
dem Takteingang CK des Reihenadressenregisters 11 am klein
sten ist, ist es erforderlich, um Reihenadressen in dem
Reihenadressenregister 11 ohne Fehler zu halten, das Steuer
signal AS1 um eine Zeit TD1, die in Fig. 19 gezeigt ist, in
einer Zeitlagenerzeugungsschaltung 14 zu verzögern, um ein
Strobe-Signal AS2 zu erzeugen und dieses für den Takteingang
CK des Reihenadressenregisters 11 vorzusehen.
Die Ausgabe des Reihenadressenregisters 11 wird über
eine Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15 und einen
Vordecodierer 16 für einen Wortdecodierer 17 vorgesehen.
Diese Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15, der Vordeco
dierer 16 und der Wortdecodierer 17 bilden einen Reihen
adressendecodierer. Der Wortdecodierer 17 ist längs einer
Seite eines Speicherblocks in einem Speicherkernblock 18A
gebildet, und der Wortdecodierer 17 ist in der Nähe einer
Seite eines Chips angeordnet. Da die Anzahl von Ausgangslei
tungen der Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15 doppelt
so groß wie jene von Eingangsleitungen ist, sind die Schal
tungen 15 und 16 in der Nähe des Wortdecodierers 17 gebil
det, um die Länge von vielen Leitungen zu verringern. Da ein
Speicherkernblock 18B gebildet ist, um zu dem Speicherkern
block 18A symmetrisch zu sein, und ein Wortdecodierer in dem
Speicherkernblock 18B in der Nähe der gegenüberliegenden
Seite des Chips gebildet ist, ist das Reihenadressenregister
11 in der Nähe des Mittelpunktes zwischen den Speicherkern
blöcken 18A und 18B gebildet.
Deshalb ist die Verdrahtung von dem Reihenadressenregi
ster 11 bis zu der Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15
lang.
Speicherzellen (nicht gezeigt) in einer Reihe sind mit
jeder Wortleitung WL gekoppelt, die in Fig. 18 mit gepunkte
ten Linien gekennzeichnet ist, und die Wortleitungen sind
mit dem Ausgang des Wortdecodierers 17 verbunden. Speicher
zellen (nicht gezeigt) in einer Spalte sind mit Bitleitungen
BL und *BL verbunden, die mit einer Schaltung 19, die einen
Leseverstärker enthält, einer Vorladeschaltung und einem
Spaltengatter verbunden sind. Speicherzellen in einer Reihe
werden mit einer Aktivierungswortleitung selektiert, und ihr
Inhalt wird auf Bitleitungen gelesen. Da der Wortdecodierer
17 mit einer Logikgatterschaltung für jede Wortleitung WL
versehen ist, ist es nicht zulässig, andere Schaltungen in
diesem Schaltungsbereich anzuordnen. Falls eine zeitliche
Versetzung zwischen den Flanken des Eingangssignals für den
Wortdecodierer 17 vorhanden ist, wird für einen Moment eine
falsche Wortleitung selektiert.
Um die Ausgabezeitlage des Wortdecodierers 17 zu ge
währleisten, wird deshalb die Zeitlage der Ausgabe PDA0 des
Vordecodierers 16 in der vorhergehenden Stufe gesichert. Ein
Signal S1 auf derselben Leitung des Steuersignals AS1 wird
nämlich in einer Zeitlagenerzeugungsschaltung 20 verzögert,
um ein Strobe-Signal S2 zu erzeugen, und dieses Signal wird
für den Vordecodierer 16 vorgesehen.
Die Ausgabe ADR2 des Reihenadressenregisters 11, die
Eingabe ADR3 der Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15,
die Ausgabe CADR0 der Schaltung 15 und die Eingabe CADR1 des
Vordecodierers 16 werden nacheinander verzögert, wie in Fig. 19
gezeigt.
Gemäß der obigen Beschreibung ist es in dem Fall, wenn
die Signalausbreitungsverzögerungszeit zu dem Dateneingang
des Vordecodierers 16 am größten ist und die Signalausbrei
tungsverzögerungszeit zu dem Strobe-Signal-Eingang des
Vordecodierers 16 am kleinsten ist, nötig, um eine zeitliche
Versetzung des Ausgangssignals PDA0 des Vordecodierers 16 zu
verhindern, das Signal S1 um eine Zeit TD2, die in Fig. 19
gezeigt ist, in einer Zeitlagenerzeugungsschaltung 20 zu
verzögern, um ein Strobe-Signal S2 zu erzeugen und dieses
für den Strobe-Signal-Eingang des Vordecodierers 16 vorzu
sehen. Die Ausgabe PDA0 des Vordecodierers 16 verändert sich
bei der Vorderflanke des Strobe-Signals S2, wie es in Fig. 19
gezeigt ist.
Da jedoch die zeit ab einer Veränderung des Reihen
adressensignals von A8 bis A15 bis zu einer Veränderung des
Signals auf einer selektierten Wortleitung WL auf Grund der
Verzögerungszeiten TD1 und TD2 in den Zeitlagenerzeugungs
schaltungen 14 und 20 lang wird, wird die Hochgeschwindig
keitsoperation des Speichers 10 behindert.
Andererseits ist in Speichervorrichtungen zur Verwen
dung in tragbaren elektronischen Vorrichtungen ein niedriger
Energieverbrauch erforderlich.
Indessen ist ein synchroner DRAM mit einer Vielzahl von
Bänken versehen, wodurch ein Hochgeschwindigkeitszugriff
ermöglicht wird, wobei Bänke bei jedem Taktimpuls umgeschal
tet werden und die Bänke parallel betrieben werden. Um
diesen parallelbetrieb möglich zu machen, sind Verriege
lungsschaltungen für jeweilige Wortleitungen in der Aus
gangsstufe in Wortdecodiererschaltungen verbunden, für die
Signale vorgesehen werden, die durch das vordecodieren der
Reihenadressen erhalten werden.
Fig. 20 zeigt eine Schaltung für eine Wortleitung, die
ein Teil eines Wortdecodierers ist.
Eine Wortdecodierschaltung 60 ist ein NAND-Gatter, in
dem NMOS-Transistoren 61 und 62 seriell verbunden sind, und
vordecodierte Signale SS1 und SS2 werden für Gateelektroden
der NMOS-Transistoren 61 bzw. 62 vorgesehen. Um eine Wort
leitung WL zu selektieren, werden die vordecodierten Signale
SS1 und SS2 auf high gesetzt, wodurch das Signal SS3 low
wird. Das Signal SS3 wird in einer Verriegelungsschaltung 70
gehalten, und ein Signal SS4, das durch Invertieren des
Signals SS3 erzeugt wird, wird von der Verriegelungsschal
tung 70 ausgegeben.
In der Verriegelungsschaltung 70 sind Inverter 71 und
72 in Ringform verbunden, und ein NMOS-Transistor 73 zum
Setzen ist zwischen dem Ausgang des Inverters 72 und dem
Erdpotential verbunden, und ein NMOS-Transistor 74 zum
Zurücksetzen ist zwischen dem Ausgang des Inverters 71 und
dem Erdpotential verbunden.
Die Treibkapazität des Signals SS4 wird durch einen
Treiber 80 verstärkt, um die Wortleitung WL zu betreiben.
Da eine Speichervorrichtung in Einheiten von einem
Block aktiviert wird, wird ein Wortrücksetzsignal WRST für
alle Verriegelungsschaltungen in einem aktivierten Speicher
block gemeinsam vorgesehen, wenn ein Zugriff beendet ist, um
den Energieverbrauch zu reduzieren, wodurch der NMOS-Transi
stor 74 eingeschaltet wird und das Signal SS4 und die Wort
leitung WL low werden.
Um vor dem Versand von Speichern einen Beschleunigungs
test bei hoher Temperatur in einem Zustand auszuführen, wenn
alle Wortleitungen high sind, werden Signalleitungen eines
Mehrfachselektionssignals WMSEL mit allen Verriegelungs
schaltungen in allen Wortdecodierern gemeinsam verbunden.
Bei dem Test werden die Mehrfachselektionssignale WMSEL auf
high gesetzt, und der NMOS-Transistor 73 wird eingeschaltet,
um zu bewirken, daß die Eingabe des Inverters 71 low und die
Ausgabe SS4 high wird.
Fig. 21 zeigt eine Struktur der Verriegelungsschaltung
70 Von Fig. 20.
Der Inverter 71 ist so, daß ein PMOS-Transistor 711 und
ein NMOS-Transistor 712 zwischen den Energiequellenpotentia
len VDD und VSS seriell verbunden sind, und die beiden
Gateelektroden sind gemeinsam verbunden, um das Signal SS3
zu empfangen. Ähnlich ist der Inverter 72 so, daß ein
PMOS-Transistor 721 und ein NMOS-Transistor 722 seriell verbunden
sind, und die beiden Gateelektroden sind gemeinsam verbun
den, um das Signal SS4 zu empfangen.
Wenn das Signal SS3 low ist, ist der PMOS-Transistor
711 ein und der NMOS-Transistor 712 aus. Falls in diesem
Zustand das Wortleitungsrücksetzsignal WRST auf high gesetzt
wird, wird ein NMOS-Transistor 74 eingeschaltet, und ein
Durchgangsstrom fließt von dem Energiequellenpotential VDD
durch den PMOS-Transistor 711 und den NMOS-Transistor 74 zu
dem Energiequellenpotential VSS. Wenn das Signal SS4 low
wird, werden der PMOS-Transistor 721 und der NMOS-Transistor
722 auf ein bzw. aus umgestellt, wird das Signal SS3 high
und werden der PMOS-Transistor 711 und der NMOS-Transistor
712 aus- bzw. eingeschaltet, wodurch der Durchgangsstrom
verhindert wird. Da jedoch der Durchgangsstrom fließt, bis
dieser Zustand hergestellt wird, wird sinnlos Energie ver
braucht.
Falls das Mehrfachselektionssignal WMSEL bei dem obigen
Beschleunigungstest bei hoher Temperatur in einem Zustand
auf high verändert wird, wenn das Signal SS4 low ist, der
PMOS-Transistor 721 ein und der NMOS-Transistor 722 aus ist,
wird ähnlich bewirkt, daß ein Durchgangsstrom von dem Ener
giequellenpotential VDD durch den PMOS-Transistor 721 und
den NMOS-Transistor 73 fließt und der Durchgangsstrom an
hält, bis das Signal SS4 auf high verändert wird und der
PMOS-Transistor 721 ausgeschaltet wird. Da in diesem Fall
bewirkt wird, daß der Durchgangsstrom in jeder Verriege
lungsschaltung 70 in einem Chip gleichzeitig fließt, kann er
nicht ignoriert werden. Als nächstes kehrt das Mehrfach
selektionssignal WMSEL auf low zurück. In diesem Zustand
wird das Wortleitungsrücksetzsignal WRST in jeder Verriege
lungsschaltung 70 in allen Speicherblöcken auf high verän
dert, wodurch ein Durchgangsstrom in jeder Verriegelungs
schaltung fließt, wobei er durch den PMOS-Transistor 711 und
den NMOS-Transistor 74 hindurchtritt. Deshalb kann der
Durchgangsstrom nicht ignoriert werden. Aus diesem Grund
wird ein Beschleunigungstest bei hoher Temperatur ungenau
werden.
Da andererseits eine Verriegelungsschaltung 70 für jede
Wortleitung vorgesehen ist, ist der Belegungsbereich der
Verriegelungsschaltungen begrenzt.
Fig. 22 zeigt Layoutmuster eines Diffusionsbereichs und
einer Polysiliziumverdrahtungsschicht von zwei benachbarten
Verriegelungsschaltungen. In Fig. 22 ist das Muster einer
Metallverdrahtungsschicht nicht gezeigt, um Komplikationen
zu vermeiden. Fig. 23 ist ein Schaltungsdiagramm, in dem zum
besseren Verstehen des Musters von Fig. 22 Transistoren in
Entsprechung zu dem Layoutmuster von Fig. 22 angeordnet
sind.
Um den Belegungsbereich der Verriegelungsschaltungen zu
reduzieren und deren Breite einzuengen, sind eine PMOS-
Transistorgruppe 70P und eine NMOS-Transistorgruppe 70N
separat voneinander angeordnet, und ferner sind die
PMOS-Transistorgruppe 70P und die NMOS-Transistorgruppe 70N längs
der Wortleitungsrichtung in einer Bandform angeordnet. In
Fig. 22 sind 721P und 711P ein p-Typ-Diffusionsbereich der
PMOS-Transistoren 721 bzw. 711, während 712N, 722N, 74N und
73N ein n-Typ-Diffusionsbereich der NMOS-Transistoren 712,
722, 74 bzw. 73 sind. Die schraffierten Bereiche kennzeich
nen Polysiliziumverdrahtungen, und kleine Rechtecke sind
Kontaktlöcher zwischen Schichten. Hinsichtlich der Verdrah
tungen von gepunkteten Mustern dient die Verdrahtung auf der
Seite der Transistorgruppe 70P zum Anwenden eines Energie
quellenpotentials VDD auf die N-Mulde, und die Verdrahtung
auf der Seite der Transistorgruppe 70N dient zum Anwenden
eines Energiequellenpotentials VSS auf die P-Mulde.
Falls die Schaltung kompliziert wird und die Schal
tungsbreite in der Spaltenrichtung verbreitert wird, indem
Verriegelungsschaltungen mit Durchgangsstromverhinderungs
mitteln versehen werden, wird die Wortleitungsteilung ver
größert und die Speicherzellendichte reduziert, wodurch eine
Verringerung der Speicherkapazität oder eine Vergrößerung
des Chipbereichs herbeigeführt wird, wobei die Breite in
einer Spaltenrichtung verlängert wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine Speichervorrichtung mit einem Reihendecodierer mit
reduzierter Zeitlagentoleranz für eine Operation mit höherer
Geschwindigkeit vorzusehen.
Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es,
eine Speichervorrichtung mit einem Reihendecodierer mit
reduziertem Durchgangsstrom in Verriegelungsschaltungen
vorzusehen, ohne deren Belegungsbereich auf einem Chip zu
vergrößern.
Gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist
eine Speichervorrichtung vorgesehen, die umfaßt: ein Puffer
gatter mit einem Eingang, um eine Reihenadresse zu empfan
gen; ein Reihenadressenregister mit einem Dateneingang, der
mit einem Ausgang des Puffergatters gekoppelt ist, und einem
Takteingang; eine Komplementärsignalerzeugungsschaltung mit
einem Dateneingang, der mit einem Datenausgang des Reihen
adressenregisters gekoppelt ist; einen Vordecodierer mit
einem Dateneingang, der mit einem Datenausgang der Komple
mentärsignalerzeugungsschaltung gekoppelt ist; einen Wort
decodierer mit einem Dateneingang, der mit einem Datenaus
gang des Vordecodierers gekoppelt ist; eine Steuerschaltung
zum Vorsehen eines Steuersignals; eine erste Zeitlagenerzeu
gungsschaltung zum Verzögern des Steuersignals, um ein
erstes Strobe-Signal zu erzeugen, welches erste Strobe-
Signal für den Takteingang des Reihenadressenregisters
vorgesehen wird; und eine zweite Zeitlagenerzeugungsschal
tung zum Verzögern des ersten Strobe-Signals, um ein zweites
Strobe-Signal zu erzeugen, bei der eine Schaltung der strom
abwärtigen Seite, die stromabwärts von dem Reihenadressen
register angeordnet ist, eine Strobe-Auswahlschaltung hat,
die in einem Datenstrom gekoppelt ist, zur Strobe-Auswahl
ihrer Eingangsdaten als Reaktion auf das zweite Strobe-
Signal.
Gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird
die Reihenadresse von dem Reihenadressenregister zu der
Zeitlage der Aktivierung des 1. Strobe-Signals ausgegeben,
und die Ankunft des Adressensignals am Dateneingang der
Schaltung der stromabwärtigen Seite wird gemäß der frühen
oder späten Ankunft des 1. Strobe-Signals am Takteingang des
Reihenadressenregisters auf Grund der Varianz der Signalaus
breitungsverzögerung früh oder spät erfolgen. Deshalb ist
die Zeitlage in dem Fall gut, falls sich alle Signalkompo
nenten in der Schaltung der stromabwärtigen Seite verändert
haben, wenn die Signalausbreitung zu dem Dateneingang dieser
Schaltung die späteste (oder die früheste) ist und die
Signalausbreitung zu dem Strobe-Signal-Eingang dieser Schal
tung die späteste (oder die früheste) ist, wodurch eine
Verringerung der Zeitlagentoleranz herbeigeführt wird.
Dadurch kann die Zeit ab der Veränderung einer Reihenadresse
bis zur Aktivierung der Wortleitung mehr als nach Stand der
Technik verkürzt werden, und eine Operation einer Speicher
vorrichtung mit höherer Geschwindigkeit kann erreicht wer
den.
Gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist
eine Speichervorrichtung vorgesehen, die einen Wortdecodie
rer enthält, welcher Wortdecodierer umfaßt: eine Wortdeco
dierschaltung mit einem Ausgang, um ein Setzsignal als
Reaktion auf ein vordecodiertes Reihenadressensignal vorzu
sehen; und eine Verriegelungsschaltung, die zwischen dem
Ausgang der Wortdecodierschaltung und einer von Wortleitun
gen in einem Speicherzellenarray gekoppelt ist, bei der die
Verriegelungsschaltung umfaßt: einen PMOS-Transistor und
einen NMOS-Transistor, die zwischen ersten und zweiten
Energiequellenpotentialen seriell verbunden sind; einen
ersten MOS-Transistor, der mit einem des PMOS-Transistors
oder NMOS-Transistors parallel verbunden ist; und einen
zweiten MOS-Transistor, der mit dem anderen des PMOS-Transis
tors oder NMOS-Transistors seriell verbunden ist, welcher
zweite MOS-Transistor auf solch eine Weise betrieben wird,
daß die Ein/Aus-Zustände der ersten und zweiten MOS-Transi
storen zueinander entgegengesetzt sind.
Da gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung
der zweite MOS-Transistor ausgeschaltet ist, falls der erste
MOS-Transistor eingeschaltet ist, wird ein Durchgangsstrom
durch den zweiten MOS-Transistor verhindert, wodurch der
Energieverbrauch verringert wird.
Da ferner zu dieser Logikgatterschaltung nur der zweite
MOS-Transistor hinzugefügt wird, wird verhindert, daß der
Belegungsbereich auf einem Chip vergrößert wird.
Andere Aspekte, Ziele und die Vorteile der vorliegenden
Erfindung gehen aus der folgenden eingehenden Beschreibung
in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen hervor.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrich
tung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm, das ein Struk
turbeispiel eines Teils der Schaltung von Fig. 1 zeigt;
Fig. 3 enthält Zeitdiagramme, die Operationen der
Schaltung von Fig. 1 zeigen;
Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrich
tung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm, das ein Struk
turbeispiel eines Teils der Schaltung von Fig. 4 zeigt;
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrich
tung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm, das ein Struk
turbeispiel eines Teils der Schaltung von Fig. 6 zeigt;
Fig. 8 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrich
tung gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
Fig. 9 ist ein schematisches Diagramm, das ein Struk
turbeispiel eines Teils der Schaltung von Fig. 8 zeigt;
Fig. 10 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung, die Fig. 9 entspricht, einer Speichervorrichtung gemäß
der fünften Ausführungsform der vorliegenden-Erfindung
zeigt;
Fig. 11 ist ein schematisches Blockdiagramm eines syn
chronen DRAM gemäß der sechsten Ausführungsform der vorlie
genden Erfindung;
Fig. 12 ist ein schematisches Diagramm, das einen Teil
für eine Wortleitung eines Wortdecodierers von Fig. 11
zeigt;
Fig. 13 ist ein Diagramm, das ein Strukturbeispiel
einer Verriegelungsschaltung von Fig. 12 zeigt;
Fig. 14 ist ein Layoutmusterdiagramm eines Diffusions
bereichs und einer Polysiliziumverdrahtungsschicht, das zwei
Verriegelungsschaltungen von Fig. 12 enthält;
Fig. 15 ist ein Schaltungsdiagramm, in dem Transistoren
entsprechend dem Layoutmuster von Fig. 14 angeordnet sind;
Fig. 16 ist ein schematisches Diagramm, das einen Teil
für eine Wortleitung eines Wortdecodierers gemäß der siebten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 17 ist ein Diagramm, das ein Strukturbeispiel der
Verriegelungsschaltung von Fig. 16 zeigt;
Fig. 18 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schal
tung eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrich
tung nach Stand der Technik zeigt;
Fig. 19 enthält Zeitdiagramme, die Operationen der
Schaltung von Fig. 18 zeigen;
Fig. 20 ist ein Diagramm, das einen Teil für eine Wort
leitung eines Wortdecodierers nach Stand der Technik zeigt;
Fig. 21 ist ein Diagramm, das ein Strukturbeispiel nach
Stand der Technik der Verriegelungsschaltung von Fig. 20
zeigt;
Fig. 22 ist ein schematisches Diagramm, das ein Layout
muster eines Diffusionsbereichs und einer Polysiliziumver
drahtungsschicht zeigt, das zwei Verriegelungsschaltungen
von Fig. 21 enthält; und
Fig. 23 ist ein Schaltungsdiagramm, in dem Transistoren
entsprechend dem Layoutmuster von Fig. 22 angeordnet sind.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, in denen gleiche
Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Teile über mehrere
Ansichten hinweg bezeichnen, werden nun unten bevorzugte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Erste Ausführungsform
Fig. 1 zeigt die schematische Struktur der Schaltung
eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrichtung
10A, die zum Beispiel ein synchroner DRAM ist. Die Beschrei
bung bezüglich desselben Teils wie bei Fig. 18 wird wegge
lassen.
In der Schaltung ist der Ausgang einer Zeitlagenerzeu
gungsschaltung 14 mit dem Eingang einer Zeitlagenerzeugungs
schaltung 20A verbunden. Zusätzlich wird ein Bankselektions
signal BNK0, das in einem Bankadressenregister (nicht ge
zeigt) gehalten wird, für die Zeitlagenerzeugungsschaltung
20A vorgesehen. Das Signal BNK0 soll 18A von den Speicher
kernblöcken 18A und 18B selektieren.
Alle anderen Punkte sind dieselben wie bei Fig. 18.
Fig. 2 zeigt ein Strukturbeispiel eines Teils der
Schaltung von Fig. 1.
Die Zeitlagenerzeugungsschaltung 14 umfaßt vierstufige
Basisverzögerungsschaltungen, und in jeder von ihnen ist der
Ausgang des Inverters 141 mit der CR-Integrationsschaltung
verbunden, die aus einem Widerstand 142 und einem Kondensa
tor 143 gebildet ist. Der Kondensator 143 ist zum Beispiel
solch ein MOS-Kondensator, bei dem die Source eines
NMOS-Transistors mit dessen Drain kurzgeschlossen ist und mit
einer Erdleitung verbunden ist.
In der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A ist eine zwei
stufige Basisverzögerungsschaltung mit dem Ausgang eines
UND-Gatters 201 verbunden, und die oben erwähnten Signale S1
und BNK0 werden für das UND-Gatter 201 vorgesehen.
Eine Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15 ist mit
einem Inverter für jedes Ausgangsbit des Reihenadressenregi
sters 11 versehen, deshalb ist deren Konstruktion einfach,
und deren Eingabe und Ausgabe wird für einen Vordecodierer
16 vorgesehen. In dem Vordecodierer 16 wird eine 7-Bit-
Adresse durch 3-Bit-Decodierer 161, 162 und einen 2-Bit-
Decodierer 163 decodiert, und die Ausgaben der Decodierer
161, 162 und 163 werden für eine Strobe-Schaltung 21 vorge
sehen. Die Schaltung 21 ist aus zwanzig uND-Gattern 2101 bis
2120 gebildet, wobei die Ausgabe, die den Decodierern 161
bis 163 entspricht, für einen Eingang von ihnen vorgesehen
wird, während ein Strobe-Signal S2 von der Zeitlagenerzeu
gungsschaltung 20A gemeinsam für deren anderen Eingang
vorgesehen wird.
Als nächstes folgt eine Beschreibung der Operationen
der ersten Ausführungsform, die so wie oben beschrieben
konstruiert ist.
Fig. 3 enthält Zeitdiagramme, die Operationen der
Schaltung von Fig. 1 zeigen.
Die Reihenadresse von A8 bis A15 und das Steuersignal
von *CS (* bedeutet, daß dessen Signal low-aktiv ist, und
das gilt auch im folgenden), *RAS, *CAS, *WE und CKE, die
von außerhalb kommen, werden durch Puffergatter 12A bzw. 12B
in einen internen Signalpegel konvertiert und werden zu
einer Reihenadresse ADR0 und einem Steuersignal CMD0. Es
wird angenommen, daß diese Signale ADR0 und CMD0 an den
Ausgängen der Puffergatter 12A bzw. 12B zu einer Zeit T1
gleichzeitig verändert werden.
Die Reihenadresse ADR0 wird zu dem Eingang des Reihen
adressenregisters 11 als ADR1 ausgebreitet. Das Steuersignal
CMD0 wird für die Steuerschaltung 13 vorgesehen, in der ein
Steuersignal AS1, das dem Reihenadressen-Strobe-Signal RAS
entspricht, für die Zeitlagenerzeugungsschaltung 14 vorgese
hen wird. Die Zeitlagenerzeugungsschaltung 14 verzögert das
Signal AS1 und sieht es als Strobe-Signal AS2 für einen
Takteingang CK des Reihenadressenregisters 11 vor, der als
Strobe-Signal-Eingang dient. Die Reihenadresse ADR1 wird in
dem Reihenadressenregister 11 bei einem Anstieg des Strobe-
Signals AS2 verriegelt, und das Register 11 gibt die verrie
gelte Adresse als ADR2 aus.
Die Reihenadresse ADR2 wird zu dem Eingang der Komple
mentärsignalerzeugungsschaltung 15 als ADR3 ausgebreitet,
und ein komplementäres Signal CADR0 wird durch die Schaltung
15 erzeugt. Das komplementäre Signal CADR0 wird zu dem
Eingang des Vordecodierers 16 als CADR1 ausgebreitet.
Andererseits wird das Strobe-Signal AS2 zu einem Ein
gang der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A als Signal S1
ausgebreitet.
In dem Fall, wenn das Bankselektionssignal BNK0 low
ist, wird die Ausgabe des UND-Gatters 201 low, unabhängig
von einer Veränderung des Signals S1. Dadurch werden alle
Ausgangsbits des Vordecodierers 16 low, und in dem Speicher
kernblock 18A wird keine Wortleitung selektiert, während in
dem Speicherkernblock 18B eine Wortleitung selektiert wird.
In dem Fall, wenn das Bankselektionssignal BNK0 high
ist, wird ein Strobe-Signal S2 erzeugt, wobei das Signal S1
verzögert wird. Als Reaktion auf das Signal S2, das auf high
verändert wird, beginnen die Ausgaben der Decodierer 161 bis
163 durch die Strobe-Schaltung 21 hindurchzutreten, und
deren Ausgabe wird als Signal PDA0 vorgesehen. Das Signal
PDA0 wird für den Eingang des Wortdecodierers 17 als PDA1
vorgesehen, wodurch eine Wortleitung, die dem Signal PDA1
entspricht, durch den Wortdecodierer 17 selektiert wird.
In Fig. 3 sind Signale von dem obersten Ende bis zu dem
komplementären Signal CADR1 jeweilig dieselben wie die
entsprechenden Signale von Fig. 19.
Da sich die Reihenadresse ADR2 zu der Zeitlage der Vor
derflanke des Strobe-Signals AS2 verändert, erfolgt die
Ankunft des komplementären Signals CADR1 am Vordecodierer 16
früh oder spät jeweilig in Übereinstimmung mit einer frühen
oder späten Ankunft des Signals S1 an der Zeitlagenerzeu
gungsschaltung 20A, was auf die Ursache zurückzuführen ist,
die bezüglich des Hintergrundes der Erfindung beschrieben
wurde. Deshalb ist die Zeitlage in dem Fall gut, falls alle
Ausgangssignalkomponenten des Vordecodierers 16 verändert
worden sind, wenn die Signalausbreitung zu dem Dateneingang
des Vordecodierers 16 die späteste (oder die früheste) ist
und die Signalausbreitung zu dem Strobe-Signal-Eingang des
Vordecodierers 16 die späteste (oder die früheste) ist.
Somit wird ein Strobe-Signal S2 erzeugt, wobei das Signal S1
in der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A um eine Zeit TD3,
die in Fig. 3 gezeigt ist, verzögert wird, und das Signal S2
wird für den Strobe-Signal-Eingang des Vordecodierers 16
vorgesehen.
Dadurch wird der Übergangspunkt des Strobe-Signals S2
um eine Zeit ΔTD = T3-T3A gegenüber dem Fall von Fig. 19
vorverlegt, und die Zeit ab einer Veränderung der Reihen
adresse bis zu einem Anstieg der Wortleitung wird mehr als
nach Stand der Technik verkürzt, woraus eine Hochgeschwin
digkeitsoperation der Speichervorrichtung 10A resultiert.
Zweite Ausführungsform
Fig. 4 zeigt eine schematische Struktur einer Schaltung
eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrichtung 10B
gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfin
dung.
In der Schaltung wird die Zeitlageneinstellung am Aus
gang der Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15A anstelle
der Zeitlageneinstellung am Ausgang des Vordecodierers 16A
ausgeführt. Die Schaltung 15A ist in der Ausgangsstufe, wie
in Fig. 5 gezeigt, mit einer Strobe-Schaltung 21A versehen,
die aus UND-Gattern 2101 bis 2116 gebildet ist. Jedes der
komplementären Signale in der vorhergehenden Stufe wird für
jeden Eingang auf einer Seite der UND-Gatter 2101 bis 2116
vorgesehen, und ein Strobe-Signal S2 von der Zeitlagenerzeu
gungsschaltung 20A wird gemeinsam für deren Eingänge auf der
anderen Seite vorgesehen, wodurch es nicht nötig ist, den
Vordecodierer 16A mit der Strobe-Schaltung 21 zu versehen.
Da die Komplementärsignalerzeugungsschaltung 15A in der
Nähe des Vordecodierers 16A gebildet ist, kann ein Effekt
erreicht werden, der fast derselbe wie jener der ersten
Ausführungsform ist. Da die Anzahl von UND-Gattern der
Strobe-Schaltung 21A kleiner als die der Strobe-Schaltung 21
von Fig. 2 ist, wird zusätzlich die Struktur weiter verein
facht.
Dritte Ausführungsform
Fig. 6 zeigt die schematische Struktur einer Schaltung
eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrichtung 10C
gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfin
dung.
In der Schaltung wird die Zeitlageneinstellung an den
Ausgängen des Wortdecodierers 17 anstelle der Zeitlagenein
stellung am Ausgang des Vordecodierers 16A oder der Komple
mentärsignalerzeugungsschaltung 15 ausgeführt.
Der Wortdecodierer 17 ist, wie in Fig. 7 gezeigt, aus
UND-Gattern 1701 bis 1732 gebildet, von denen jedes verbun
den ist, um eine verschiedene Kombination von einer Aus
gangskomponente des 3-Bit-Decodierers 162 und einer Aus
gangskomponente des 2-Bit-Decodierers 163 zu empfangen.
Ferner sind die UND-Gatter 1701 bis 1732 verbunden, um die
Strobe-Signale S4 von der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A
gemeinsam zu empfangen.
Der Speicherkernblock 18A hat acht Speicherblöcke, die
durch jeweilige Speicherblockselektionssignale BLK0 bis BLK7
selektiert werden, die Ausgaben des 3-Bit-Decodierers 162
sind. Das Speicherblockselektionssignal BLK0 wird nur dann
high, wenn der Speicherblock selektiert wird, der dem Wort
decodierer 17 entspricht. Das Speicherblockselektionssignal
BLK0 und das Bankselektionssignal BNK0 werden für das
UND-Gatter 201 in der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A vorgese
hen.
Hinsichtlich der anderen Speicherblöcke (nicht gezeigt)
ist eine Ähnlichkeit mit dem oben beschriebenen vorhanden.
Obwohl es erforderlich ist, ein Strobe-Signal S4 für
den Wortdecodierer 17 vorzusehen, ist es nicht notwendig,
das Speicherblockselektionssignal BLK0 für den Wortdecodie
rer 17 vorzusehen, wobei das Speicherblockselektionssignal
BLK0 für die Zeitlagenerzeugungsschaltung 20A vorgesehen
wird. Demzufolge ist die Struktur des Wortdecodierers 17
dieselbe wie die des Wortdecodierers von Fig. 1 (im Fall von
Fig. 1 wird BLK0 anstelle von S4 vorgesehen), und deren
Komplikation kann vermieden werden. Es ist nicht erforder
lich, die Schaltung 15 oder 16A mit einer Strobe-Schaltung
zu versehen.
Da gemäß der dritten Ausführungsform die Zeitlage der
Ausgabe des Wortdecodierers 17 direkt eingestellt wird, ist
es möglich, sicherer als in den ersten und zweiten Ausfüh
rungsformen zu verhindern, daß die Ausgabe des Wortdecodie
rers für einen Moment fehlerhaft ist.
Vierte Ausführungsform
Fig. 8 zeigt die schematische Struktur einer Schaltung
eines Reihenadressensystems in einer Speichervorrichtung 10E
gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfin
dung, und Fig. 9 zeigt ein Strukturbeispiel eines Teils der
Schaltung von Fig. 8.
In der Schaltung wurde ferner eine Zeitlagenerzeugungs
schaltung 20B zu der Struktur von Fig. 1 hinzugefügt. Ein
Strobe-Signal S4 wird durch die Zeitlagenerzeugungsschaltung
20B erzeugt, wobei die Ausgabe S2 der Zeitlagenerzeugungs
schaltung 20A verzögert wird, und das Strobe-Signal S4 wird
wie im Fall von Fig. 7 für den Wortdecodierer 17 vorgesehen.
In der Zeitlagenerzeugungsschaltung 20B ist ein Eingang
eines NAND-Gatters 202 mit dem Ausgang einer Basisverzöge
rungsschaltung verbunden, für die ein Strobe-Signal S2
vorgesehen wird. Für den anderen Eingang des NAND-Gatters
202 ist das Speicherblockselektionssignal BLK0 von dem
Vordecodierer 16 vorgesehen.
Die Verzögerungszeit in der Zeitlagenerzeugungsschal
tung 20B entspricht der vergleichsweise kurzen Signalaus
breitungsverzögerungszeit von dem Vordecodierer 16 zu dem
Wortdecodierer 17. Deshalb ist die Struktur der Zeitlagen
erzeugungsschaltung 20B mit einer Stufe der Basisverzöge
rungsschaltung einfach, und die Schaltung 20B kann in der
Nähe des entsprechenden Wortdecodierers angeordnet werden.
Zeitlagenerzeugungsschaltungen, deren Struktur dieselbe wie
jene der Schaltung 20B ist, sind mit der Schaltung 20B
kaskadiert, und sie sind in der Nähe der jeweiligen Wort
decodierer gebildet, die in der Nähe von jeweiligen Spei
cherblöcken (nicht gezeigt) angeordnet sind. Die Speicher
blockselektionssignale BLK2 bis BLK7 werden für die jeweili
gen Zeitlagenerzeugungsschaltungen vorgesehen, während deren
Ausgaben für die jeweiligen Wortdecodierer so wie in Fig. 9
vorgesehen sind.
Fünfte Ausführungsform
Fig. 10 zeigt eine Schaltung, die Fig. 9 entspricht,
einer Speichervorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
Die Speichervorrichtung ist zum Beispiel ein synchroner
DRAM und ist mit einer Vielzahl von Bänken versehen.
Bei einer Mehrfachbankstruktur werden, wenn Bänke umge
schaltet werden, Prozesse in Bänken vor und nach dem Um
schalten parallel ausgeführt. Deshalb wird eine Operation
mit höherer Geschwindigkeit ermöglicht.
In der Schaltung von Fig. 10 werden NAND-Gatter 2201
bis 2232 in dem Wortdecodierer 17A anstelle der UND-Gatter
1701 bis 1732 von Fig. 9 verwendet. Diese Schaltung ist
ferner mit RS-Flipflops 2301 bis 2332 versehen, die den
jeweiligen Ausgängen der NAND-Gatter 2201 bis 2232 entspre
chen. Die Ausgaben der NAND-Gatter 2201 bis 2232 werden für
die jeweiligen Setzeingänge der RS-Flipflops 2301 bis 2332
vorgesehen. Ein Wortleitungsrücksetzsignal WLRST von der
Steuerschaltung 13 von Fig. 8 wird gemeinsam für die Rück
setzeingänge der RS-Flipflops 2301 bis 2332 vorgesehen. Der
Rest der Struktur ist derselbe wie bei Fig. 9.
In dem Zustand, nachdem die RS-Flipflops 2301 bis 2332
durch einen negativen Impuls des Wortleitungsrücksetzsignals
WLRST zurückgesetzt worden sind, wird ein negativer Impuls
von einem selektierten der NAND-Gatter 2201 bis 2232 ausge
geben, um das entsprechende der RS-Flipflops 2301 bis 2332
zu setzen.
Durch das Halten der Ausgaben der NAND-Gatter 2201 bis
2232 in den jeweiligen RS-Flipflops 2301 bis 2332 zu der
Zeitlage eines Anstiegs des Strobe-Signals S4 wird es mög
lich, eine nächste Reihenadresse für eine andere Bank. In dem
Reihenadressenregister 11 zu halten. Deshalb wird eine
Operation mit einer noch höheren Geschwindigkeit als in den
ersten bis vierten Ausführungsformen ermöglicht.
Sechste Ausführungsform
Fig. 11 zeigt die schematische Struktur eines synchro
nen DRAM gemäß der sechsten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Jeder der schraffierten Bereiche zeigt eine
Leseverstärkerreihe.
In dem synchronen DRAM sind ein Spaltendecodierer 40
und eine Lesepufferschaltung 41 so angeordnet, daß Bänke 0
bis 3 zwischen ihnen positioniert sind.
Die Bank 0 ist mit Leseverstärkerreihen 42 bis 44,
einem Speicherblock 0 zwischen den Leseverstärkerreihen 42
und 43 und einem anderen Speicherblock 1 zwischen den Lese
verstärkerreihen 43 und 44 versehen. Ein Wortdecodierer (WD)
ist für jeden Speicherblock angeordnet. Zum Beispiel ent
spricht der Wortdecodierer 45 dem Speicherblock 0. Der
Speicherblock 1 ist derselbe wie der Speicherblock 0, außer
der Speicherblockadresse. Diese sind hinsichtlich jeder der
Bänke 1 bis 3 dieselben, außer der Bankadresse.
Eine Adresse ADDR von außerhalb wird über ein Puffer
gatter 46 für eine Signalpegelschnittstelle vorgesehen, um
Pufferregister 47 und 48 zu adressieren. Das Chipselektions
signal *CS, das niedrige Adressen-Strobe-Signal *RAS, das
Spaltenadressen-Strobe-Signal *CAS, das Schreibfreigabe
signal *WE, das Taktfreigabesignal CKE und der Takt CLK, die
von außerhalb sind, werden über ein Puffergatter 49 für eine
Steuerschaltung 50 vorgesehen. Die Steuerschaltung 50 er
zeugt verschiedene Steuersignale als Reaktion auf Befehle,
wie etwa auf einen Aktivierungsbefehl, einen Lesebefehl,
einen Schreibbefehl und so weiter, die durch Werte von
Kombinationen der Steuersignale *CS, *RAS, *CAS, *WE und CKE
definiert sind.
Als Reaktion auf die Ausgabe des Aktivierungsbefehls
ACT bewirkt die Steuerschaltung 50, daß das Adressenpuffer
register 47 eine Bankadresse, eine bankinterne Blockadresse
und eine blockinterne Reihenadresse hält, wobei ein Verrie
gelungssignal für den Takteingang des Adressenpufferregi
sters 47 vorgesehen wird. Die Ausgabe des Adressenpuffer
registers 47 wird durch einen Vordecodierer 51 vordecodiert
und durch die Wortdecodierer, die einen Wortdecodierer 45
enthalten, weiter decodiert, wodurch bewirkt wird, daß ein
Signal auf der selektierten Wortleitung WL in der selektier
ten Bank und dem selektierten Block ansteigt.
Mit diesem Anstieg wird der Speicherinhalt in einer
Reihe längs der Wortleitung WL auf Bitleitungen ausgelesen,
die eine Bitleitung BL enthalten, und durch Leseverstärker
reihen 42 und 43 verstärkt. Genauer gesagt, der Speicher
inhalt von einer Speicherzelle MC wird zum Beispiel auf die
Bitleitung BL ausgelesen und durch einen Leseverstärker 52
in der Leseverstärkerreihe 43 verstärkt.
Als Reaktion auf die Ausgabe des Lesebefehls READ be
wirkt die Steuerschaltung 50, daß das Adressenpufferregister
48 eine Spaltenadresse hält, wobei ein Verriegelungssignal
für den Takteingang des Adressenpufferregisters 48 vorgese
hen wird. Die Ausgabe des Adressenpufferregisters 48 wird
durch einen Spaltendecodierer 40 decodiert, und eines der
Spaltengatter wird mit der selektierten Spaltenselektions
leitung eingeschaltet, wobei zum Beispiel CL aktiviert wird,
wodurch die Daten auf der Bitleitung BL durch einen lokalen
Datenbus LDB hindurchtreten, der längs der Leseverstärker
reihe 43 angeordnet ist, und durch einen globalen Datenbus
GDB, in einer Richtung, die zu ihm orthogonal ist, und durch
die Lesepufferschaltung 41 verstärkt werden. Die Ausgabe der
Schaltung 41 wird als DATEN über eine E/A-Puffergatterschal
tung 53 für eine Signalpegelschnittstelle entnommen.
Mehrfachselektionssignale WMSEL werden von der Steuer
schaltung 50 für Wortdecodierer (WD) von 8 Blöcken gemeinsam
vorgesehen, und Wortleitungsrücksetzsignale WRST1 bis WRST7
werden für diese jeweiligen Blöcke vorgesehen. Das Mehrfach
selektionssignal WMSEL wird nur bei einem Beschleunigungs
test bei hoher Temperatur aktiviert, wohingegen es während
des Normalgebrauchs inaktiv ist.
Fig. 12 zeigt eine Schaltung für eine Wortleitung, die
ein Teil des Wortdecodierers 45 von Fig. 11 ist.
In einer Verriegelungsschaltung 70A ist der Ausgang
eines NOR-Gatters 75 mit einem Eingang eines NOR-Gatters 76
verbunden, ist der Ausgang des NOR-Gatters 76 mit einem
Eingang des NOR-Gatters 75 verbunden. Das Wortleitungsrück
setzsignal WRST0 und das Mehrfachselektionssignal WMSEL
werden jeweilig für die anderen Eingänge der NOR-Gatter 75
und 76 vorgesehen.
Der Rest der Struktur ist derselbe wie in Fig. 20.
Fig. 13 zeigt ein Strukturbeispiel der Verriegelungs
schaltung 70A von Fig. 12.
In dem NOR-Gatter 75 ist ein PMOS-Transistor 74X zwi
schen einem PMOS-Transistor 711 und einer Verdrahtung mit
einem Energiequellenpotential VDD verbunden. Die Gateelek
trode des PMOS-Transistors 74X ist gemeinsam mit der Gate
elektrode des NMOS-Transistors 74 verbunden, wobei das
Wortleitungsrücksetzsignal WRST0 für die beiden Gateelektro
den vorgesehen wird. In dem NOR-Gatter 76 ist ebenfalls ein
PMOS-Transistor 73X zwischen dem PMOS-Transistor 721 und der
Verdrahtung mit dem Energiequellenpotential VDD verbunden.
Die Gateelektrode des PMOS-Transistors 73X ist gemeinsam mit
der Gateelektrode des NMOS-Transistors 73 verbunden, wobei
das Mehrfachselektionssignal WMSEL für die beiden Gateelek
troden vorgesehen wird.
Der Rest der Struktur ist derselbe wie in Fig. 21.
Als nächstes folgt eine Beschreibung von Operationen
der sechsten Ausführungsform, die so wie oben beschrieben
konstruiert ist.
In Fig. 12 sind das Mehrfachselektionssignal WMSEL und
das Wortleitungsrücksetzsignal WRST0 low, wenn sie inaktiv
sind. In diesem Zustand fungiert jedes der NOR-Gatter 75 und
76 als Inverter.
Um die Wortleitung WL in dem Block 0 der Bank 0 von
Fig. 11 zu selektieren, werden die vordecodierten Signale
SS1 und SS2 von Fig. 12 auf high gesetzt, wodurch das Signal
SS3 low und das Signal SS4 high wird. In diesem Zustand sind
in Fig. 13 die PMOS-Transistoren 74X, 711, 73X und der
NMOS-Transistor 722 ein, und die NMOS-Transistoren 712, 74, der
PMOS-Transistor 721 und der NMOS-Transistor 73 sind aus. Die
Treibkapazität des Signals SS4 wird durch einen Treiber 80
verstärkt, und es wird bewirkt, daß die Wortleitung WL
ansteigt. Da der Zustand der Verriegelungsschaltung 70A
gehalten wird, kann eine andere Adresse in einer anderen
Bank in dem Pufferregister 47 bei dem nächsten Anstieg des
Taktes CLK gehalten werden, wodurch es möglich ist, paral
lele Zugriffe für eine Vielzahl von Bänken auszuführen.
Da nur der Block 0 aktiviert wird, wird das Wortlei
tungsrücksetzsignal WRST0, das gemeinsam für alle Verriege
lungsschaltungen in dem Block 0 vorgesehen wird, um den
Energieverbrauch zu reduzieren, auf high gesetzt, wenn ein
Zugriff beendet wird, wodurch der NMOS-Transistor 74 von
Fig. 13 eingeschaltet wird, und das Signal SS4 wird auf low
verändert. Somit fallen die Wortleitungen WL ab. Da der
PMOS-Transistor 74X zu derselben Zeit ausgeschaltet wird, zu
der der NMOS-Transistor 74 eingeschaltet wird, wird verhin
dert, daß ein Durchgangsstrom von dem Energiequellenpoten
tial VDD durch den PMOS-Transistor 711 und den NMOS-Transi
stor 74 zu dem Energiequellenpotential VSS fließt. Deshalb
kann der Energieverbrauch bei normaler Verwendung reduziert
werden. Der NMOS-Transistor 722 wird auf aus verändert, und
der PMOS-Transistor 721 wird auf ein verändert, wodurch das
Signal SS3 high wird. Dadurch wird der PMOS-Transistor 711
ausgeschaltet und der NMOS-Transistor 712 eingeschaltet. Als
nächstes wird das Wortleitungsrücksetzsignal WRST0 auf low
zurückgestellt.
Um vor dem Versand von Chips einen Beschleunigungstest
bei hoher Temperatur auszuführen, wobei die Signale auf
allen Wortleitungen ansteigen, wird eine Signalleitung des
Mehrfachselektionssignals WMSEL mit allen Verriegelungs
schaltungen in den Wortdecodierern gemeinsam verbunden. Bei
diesem Test wird das Mehrfachselektionssignal WMSEL auf high
gesetzt, wodurch der NMOS-Transistor 73 eingeschaltet und
das Signal SS3 auf low verändert wird. Da der PMOS-Transi
stor 73X gleichzeitig ausgeschaltet wird, wird verhindert,
daß ein Durchgangsstrom von dem Energiequellenpotential VDD
durch den PMOS-Transistor 721 und den NMOS-Transistor 73 zu
dem Energiequellenpotential VSS fließt. Der PMOS-Transistor
711 wird auf ein verändert, und der NMOS-Transistor 712 wird
auf aus verändert, wodurch das Signal SS4 high wird und
bewirkt wird, daß die Wortleitung WL ansteigt. Andererseits
wird der PMOS-Transistor 721 ausgeschaltet und der NMOS-
Transistor 722 eingeschaltet. Als nächstes wird das Mehr
fachselektionssignal WMSEL auf low zurückgestellt.
In diesem Zustand werden die Wortleitungsrücksetz
signale WRST0 bis WRST7 auf high verändert, wodurch bewirkt
wird, daß die Signale auf allen Wortleitungen abfallen. Mit
dieser Operation wird der Durchgangsstrom in den Verriege
lungsschaltungen durch die oben erwähnte Rücksetzoperation
verhindert.
Solch eine Operation wird für alle Wortdecodierer
gleichzeitig ausgeführt. Da jedoch der Durchgangsstrom
verhindert wird, kann der Beschleunigungstest genauer ausge
führt werden, wobei die Umgebungstemperatur hoch eingestellt
wird.
Fig. 14 zeigt ein Layoutmuster eines Diffusionsbereichs
und einer Polysiliziumverdrahtungsschicht von zwei benach
barten Verriegelungsschaltungen. In Fig. 14 ist kein Metall
verdrahtungsschichtmuster gezeigt, um Komplikationen zu
vermeiden. Fig. 15 zeigt ein Schaltungsdiagramm, in dem
Transistoren zugunsten eines besseren Verstehens des Musters
von Fig. 14 so angeordnet sind, um dem Layoutmuster von Fig. 14
zu entsprechen.
Um den Belegungsbereich der Verriegelungsschaltung 70A
zu reduzieren, sind Transistoren bei der PMOS-Transistor
gruppe 70P und der NMOS-Transistorgruppe 70N getrennt von
einander angeordnet, und ferner sind die Gruppen 70P und 70N
längs der Wortleitungsrichtung angeordnet, wobei ihre Kontu
ren bandförmig sind. Jede der PMOS-Transistorgruppe 70P und
der NMOS-Transistorgruppe 70N ist mit einem Transistorarray
in zwei Reihen und zwei Spalten versehen.
In Fig. 14 sind 721P, 73XP, 711P und 74XP p-Typ-Diffu
sionszonen der PMOS-Transistoren 721, 73X, 711 bzw. 74X,
während 712N, 722N, 73N und 74N n-Typ-Diffusionszonen der
NMOS-Transistoren 712, 722, 73 bzw. 74 sind. Die schraffier
ten Bereiche kennzeichnen Polysiliziumverdrahtungen, und
kleine Rechtecke sind Kontaktlöcher zwischen schichten.
Bezüglich der Verdrahtungen von gepunkteten Mustern dient
die Verdrahtung auf der Seite der Transistorgruppe 70AP zum
Anwenden eines Energiequellenpotentials VDD auf die N-Mulde,
und die Verdrahtung auf der Seite der Transistorgruppe 70AN
dient zum Anwenden eines Energiequellenpotentials VSS auf
die P-Mulde.
Durch einen Vergleich von Fig. 14 mit Fig. 22 wird
deutlich, daß die Belegungsbereiche untereinander fast
dieselben sind.
Mit der Speichervorrichtung gemäß der sechsten Ausfüh
rungsform kann der Durchgangsstrom verhindert werden, ohne
den Belegungsbereich der Verriegelungsschaltung 70A zu
vergrößern.
Siebte Ausführungsform
Fig. 16 zeigt eine Schaltung für eine Wortleitung gemäß
der siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die
ein Teil des Wortdecodierers ist.
In der Verriegelungsschaltung 70B werden NAND-Gatter 77
und 78 anstelle der NOR-Gatter 75 und 76 von Fig. 12 verwen
det. *WRST0 und *WMSEL, die komplementäre Signale des Wort
leitungsrücksetzsignals WRST0 und des Mehrfachselektions
signals WMSEL sind, werden für einen Eingang der NAND-Gatter
78 bzw. 77 vorgesehen. Das Mehrfachselektionssignal *WMSEL
und das Wortleitungsrücksetzsignal *WRST0 sind high, wenn
sie inaktiv sind, und in diesem Zustand fungiert jedes der
NAND-Gatter 77 und 78 als Inverter.
Der Rest der Struktur ist derselbe wie bei Fig. 12.
Fig. 17 zeigt ein Strukturbeispiel der Verriegelungs
schaltung 70B von Fig. 16.
In dem NAND-Gatter 77 ist ein PMOS-Transistor 74A mit
dem PMOS-Transistor 711 parallel verbunden, ist ein
NMOS-Transistor 74AX zwischen dem NMOS-Transistor 712 und dem
Energiequellenpotential VSS verbunden, und die Gateelektrode
des PMOS-Transistors 74A ist gemeinsam mit der Gateelektrode
des NMOS-Transistors 74AX verbunden. Das Mehrfachselektions
signal *WMSEL wird für diese beiden Gateelektroden vorgese
hen. In dem NAND-Gatter 78 ist ebenfalls ein PMOS-Transistor
73A mit dem PMOS-Transistor 721 parallel verbunden, ist ein
NMOS-Transistor 73AX zwischen dem NMOS-Transistor 722 und
dem Energiequellenpotential VSS verbunden, und die Gateelek
trode des PMOS-Transistors 73A ist gemeinsam mit der Gate
elektrode des NMOS-Transistors 73AX verbunden. *WRST0 wird
für diese beiden Gateelektroden vorgesehen.
Der Rest der Struktur ist derselbe wie bei Fig. 21.
Als nächstes folgt eine Beschreibung von Operationen
der siebten Ausführungsform, die so wie oben beschrieben
konstruiert ist.
Am Ende des Zugriffs wird das Wortleitungsrücksetz
signal *WRST0 auf low gesetzt, wodurch der PMOS-Transistor
73A eingeschaltet wird, und das Signal SS3 wird auf high
verändert. Da der NMOS-Transistor 73AX gleichzeitig ausge
schaltet wird, wird verhindert, daß ein Durchgangsstrom von
dem Energiequellenpotential VDD durch den PMOS-Transistor
73A und den NMOS-Transistor 722 zu dem Energiequellenpoten
tial VSS fließt. Dadurch kann der Energieverbrauch bei
normaler Verwendung reduziert werden. Das Signal SS4 wird
auf low verändert, und es wird bewirkt, daß die Wortleitung
WL abfällt. Als nächstes wird das Wortleitungsrücksetzsignal
*WRST0 auf high zurückgestellt.
Bei einem Beschleunigungstest mit hoher Temperatur wird
bewirkt, daß das Mehrfachselektionssignal *WMSEL low wird,
wodurch der PMOS-Transistor 74A eingeschaltet wird, das
Signal SS4 auf high verändert wird und die Wortleitung WL
zum Ansteigen gebracht wird. Da der NMOS-Transistor 74AX zu
derselben Zeit ausgeschaltet wird, wenn der PMOS-Transistor
74A eingeschaltet wird, wird verhindert, daß ein Durch
gangsstrom von dem Energiequellenpotential VDD durch den
PMOS-Transistor 74A und den NMOS-Transistor 712 zu dem
Energiequellenpotential VSS fließt. Das Signal SS3 wird low,
und als nächstes wird das Mehrfachselektionssignal *WMSEL
auf high zurückgestellt.
In diesem Zustand wird das Wortleitungsrücksetzsignal
*WRST0 auf low verändert, um ein Abfallen der Wortleitung WL
zu bewirken. Mit dieser Operation kann der Durchgangsstrom
in der Verriegelungsschaltung 70B durch die oben erwähnte
Rücksetzoperation verhindert werden.
Solch eine Operation wird in jedem Wortdecodierer
gleichzeitig ausgeführt, und da der Durchgangsstrom verhin
dert wird, kann der Beschleunigungstest bei hoher Temperatur
genauer als nach Stand der Technik ausgeführt werden.
Obwohl bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung beschrieben worden sind, versteht sich, daß die
Erfindung nicht auf sie begrenzt ist und daß verschiedene
Veränderungen und Abwandlungen vorgenommen werden können,
ohne vom Grundgedanken und Schutzumfang der Erfindung abzu
weichen.
Zum Beispiel können in Fig. 13 die Verbindungen der
Signalleitungen von SS4 und WMSEL zu dem NOR-Gatter 76
gegeneinander ausgetauscht werden. Dasselbe gilt für die
Verriegelungsschaltung 70B von Fig. 17.