HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Signalübertragungs-Bussystem zum
Übertragen eines elektrischen Signals, wie beispielsweise ein digitales Signal hoher
Geschwindigkeit mit einer Frequenz von mehreren Gigahertz oder darüber, von
einer Treiberschaltung über eine Übertragungsleitung zu einer Empfangsschaltung.
Ein herkömmliches Signalübertragungs-Bussystem, das in Fig. 21 gezeigt ist,
enthält eine Übertragungsleitung 101, eine Treiberschaltung 102 und eine
Empfangsschaltung 103, die in einem Schaltkreissubstrat 104 ausgebildet oder
darauf angebracht sind. Bei einer typischen Anwendung sind die Treiberschaltung
102 und die Empfangsschaltung 103 in separaten Chips für eine integrierte
Schaltung (IC-Chips) angeordnet, die auf dem Schaltungssubstrat 104 angebracht
sind. Ein Leistungsversorgungsmuster 105 und ein Erdungsmuster 106 sind
innerhalb des Schaltungssubstrats 104 ausgebildet. Das
Leistungsversorgungsmuster 105 führt Leistung von einer Leistungsversorgung, die
allgemein mit Vdd bezeichnet ist, zur Treiberschaltung 102, zur Empfangsschaltung
103 und zu anderen Schaltungen zu. Obwohl es in der Zeichnung als Leitung
gezeigt ist, kann das Leistungsversorgungsmuster 105 einen Teil oder das
Gesamte einer Ebene im Schaltungssubstrat 104 besetzen. Ein Erdungsmuster
106, das gleichermaßen ein weites planares Ausmaß hat, verbindet die
Treiberschaltung 102, die Empfangsschaltung 103 und andere Schaltungen mit der
Erdungsseite der Leistungsversorgung, welche Erdungsseite mit dem
herkömmlichen Erdungssymbol und den Buchstaben GND bezeichnet ist. Die
Übertragungsleitung 101 ist als Mikrostreifen-Übertragungsleitung konfiguriert.
Die Treiberschaltung 102 und die Empfangsschaltung 103 sind komplementäre
Metalloxid-Halbleiter-(CMOS-)Schaltungen, die jeweils einen p-Kanal-Metalloxid-
Halbleiter-Feldeffekttransistor (hierin nachfolgend pMOS-Transistor) mit seiner
Source-Elektrode mit dem Leistungsversorgungsmuster 105 gekoppelt, einen n-
Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (hierin nachfolgend nMOS-
Transistor) mit seiner Source-Elektrode mit dem Erdungsmuster 106 gekoppelt,
einen mit den Gate-Elektroden dieser zwei Transistoren verbundenen
Eingangsanschluß und einen mit den Drain-Elektroden der zwei Transistoren
verbundenen Ausgangsanschluß haben. Die zwei Enden der Übertragungsleitung
101 sind mit dem Ausgangsanschluß der Treiberschaltung 102 und dem
Eingangsanschluß der Empfangsschaltung 103 gekoppelt. Die Eingangsimpedanz
der Empfangsschaltung 103 ist größer die charakteristische Impedanz der
Übertragungsleitung 101.
Die Treiberschaltung 102 empfängt ein Übertragungs-Eingangssignal TS von einer
externen Quelle und plaziert ein entsprechendes übertragenes Signal auf der
Übertragungsleitung 101. Die Empfangsschaltung 103 empfängt das übertragene
Signal und erzeugt ein entsprechendes Empfangs-Ausgangssignal RS.
Ein Vorteil einer CMOS-Treiberschaltung, wie beispielsweise der Treiberschaltung
102, ist eine geringe Leistungsdissipation. Eine Leistungsdissipation ist niedrig, weil
ein signifikanter Strom nur dann fließt, wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS
einen Zustand ändert.
Ein Übergang von hoch zu niedrig des Übertragungs-Eingangssignals TS
veranlaßt, daß ein Strom (mit ILH bezeichnet) vom Leistungsversorgungsmuster 105
durch den pMOS-Transistor in der Treiberschaltung 102 in die Mikrostreifen-
Übertragungsleitung 101 fließt. Auf der Mikrostreifen-Übertragungsleitung 101
breitet sich das übertragene Signal als elektromagnetische Welle von der
Treiberschaltung 102 zur Empfangsschaltung 103 aus, wobei es den durch die
Empfangsschaltung 103 erfaßten Potentialpegel von niedrig zu hoch ändert. Im
Leistungsversorgungsmuster 105 tritt ein Ladungsfluß als Elektronendrift von der
Treiberschaltung 102 in Richtung zur Leistungsversorgung Vdd auf. Bei jedem
Übergang von hoch zu niedrig des Übertragungs-Eingangssignals TS wiederholt,
erzeugt dieser Ladungsfluß einen Stromfluß mit einer Wechsel-(ac)-Komponente im
Leistungsversorgungsmuster 105.
Gleichermaßen veranlaßt ein Übergang von niedrig zu hoch des Übertragungs-
Eingangssignals TS, daß ein Strom (mit IHL bezeichnet) von der Mikrostreifen-
Übertragungsleitung 101 durch den nMOS-Transistor in der Treiberschaltung 102 in
das Erdungsmuster 106 fließt. Auf der Mikrostreifen-Übertragungsleitung 102
breitet sich das übertragene Signal wieder als elektromagnetische Welle von der
Treiberschaltung 102 zur Empfangsschaltung 103 aus, wobei es den durch die
Empfangsschaltung 103 erfaßten Potentialpegel von hoch zu niedrig ändert. Im
Erdungsmuster 106 tritt ein Ladungsfluß als Elektronendrift von der Erdung in
Richtung zur Treiberschaltung 102 auf. Bei jedem Übergang von niedrig zu hoch
des Übertragungs-Eingangssignals TS wiederholt, erzeugt dieser Ladungsfluß
einen Stromfluß mit einer ac-Komponente im Erdungsmuster 106.
Wenn beispielsweise die Leistungsversorgungsspannung Vdd 3,3 Volt ist, die
Transistoren in der Treiberschaltung 102 Ein-Widerstandswerte von fünfzehn Ohm
(15 Ω) und Aus-Widerstandswerte von einhunderttausend Ohm (100 kΩ) haben
und der Widerstandswert der Übertragungsleitung 101 einhundert Ohm (100 Ω) ist,
dann hat der sogenannte Dunkelstrom, der von der Leistungsversorgung durch das
Leistungsversorgungsmuster 105 zur Übertragungsleitung 101 fließt, wenn die
Übertragungsleitung 101 auf dem niedrigen (Erdungs-)Potentialpegel ist, und von
der Übertragungsleitung 101 durch das Erdungsmuster 106 zur Erdung, wenn die
Übertragungsleitung 101 auf dem hohen (Vdd-)Potentialpegel ist, den
vergleichsweise kleinen Wert von dreihundertdreißig Mikroampere.
3,3 V/(100 Ω + 100 kΩ) = 330 µA
Wenn die Signalausbreitungszeit auf der Übertragungsleitung 101 eine
Nanosekunde (1 ns) ist, dann hat während dieser einen Nanosekunde der Strom
ILH oder IHL, der in die oder aus der Mikrostreifen-Übertragungsleitung 101 fließt,
was die Kapazität der Übertragungsleitung 101 lädt oder entlädt, den
vergleichsweise großen Wert von neunundzwanzig Milliampere.
3,3 V/(15 Ω + 100 Ω) = 29 mA
Wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS beispielsweise ein digitales Signal
hoher Geschwindigkeit mit einer Frequenz von mehreren Gigahertz (GHz) ist, dann
wird eine Wechselstromkomponente einer vergleichbaren Frequenz mit einer
Amplitude, die gleich der Differenz zwischen den obigen zwei Stromwerten ist, im
Leistungsversorgungsmuster 105 und im Erdungsmuster 106 erzeugt. Diese
vergleichsweise große Hochfrequenz-ac-Komponente kann die
Leistungsversorgungs- und Erdungs-Potentiale stören und das Signalübertragungs-
Bussystem als Ganzes beeinflussen bzw. beeinträchtigen. Unter Resonanzbildung
mit Streuinduktanzen und -kapazitäten kann sie dazu führen, daß das
Signalübertragungs-Bussystem schlecht funktioniert.
Ein weiteres Problem ist eine Wellenformverzerrung aufgrund einer im
wesentlichen Totalreflexion des übertragenen Signals bei der Empfangsschaltung
103. Wenn beispielsweise TS-Übergänge bei Frequenzen von mehreren Gigahertz
auftreten und die Signalausbreitungszeit auf der Übertragungsleitung 101 eine
Nanosekunde ist, dann kann jede Reflexion mehrfache Impulswellenformen
verzerren, die sich gleichzeitig in der Übertragungsleitung 101 ausbreiten, und jede
Wellenform kann durch Mehrfachreflexionen verzerrt werden. Die
Reflexionsverzerrungen werden weiter erhöht, wenn die Übertragungsleitung 101
als Signalbus mit mehreren Empfangsschaltungen verbunden ist.
Die obigen Resonanzeffekte und Mehrfachreflexionseffekte erzeugen auch eine
elektromagnetische Strahlung, die in ausgedehnten planaren Bereichen des
Leistungsversorgungsmusters 105 und des Erdungsmusters 106 zu Wirbelströmen
Anlaß geben kann. Die Wirbelströme wiederum erzeugen weitere
elektromagnetische Strahlung, die zur elektromagnetischen Interferenz (EMI) wird,
die andere Schaltungen auf dem Schaltungssubstrat 104 beeinflußt.
Ein weiteres Problem besteht darin, daß dann, wenn die TS-Frequenz hoch genug
ist, um die TS-Impulsbreite kleiner als die Signalausbreitungszeit (z. B. 1 ns) auf der
Übertragungsleitung 101 zu machen, nahezu kontinuierlich ein großer Strom
(entweder ILH oder IHL) fließt, so daß der CMOS-Vorteil einer niedrigen
Leistungsdissipation verloren wird.
Als Lösung für die Probleme des in Fig. 21 gezeigten Signalübertragungs-
Bussystems haben die gegenwärtigen Erfinder das in Fig. 22 gezeigte
Signalübertragungs-Bussystem vorgeschlagen (das in der japanischen ungeprüften
Patentveröffentlichung mit der Nr. 10-348270 offenbart ist). Die
Übertragungsleitung in diesem System ist ein Übertragungsleitungspaar 201, das
parallele Signalübertragungsleitungen 201a, 201b gleicher Länge aufweist, die an
einem Ende durch einen Abschlußwiderstand 202 miteinander verbunden sind, die
am anderen Ende mit einer Treiberschaltung 203 verbunden sind und die einen
oder mehrere Verzweigungsabschnitte 204 (zwei sind gezeigt) bei Zwischenstellen
zwischen den zwei Enden haben. Die Verzweigungsabschnitte 204 koppeln das
Übertragungsleitungspaar 201 mit jeweiligen Empfangsschaltungen 205. Das
System enthält auch ein Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 206, das eine
Leistungsversorgungsleitung 206a und eine parallele Erdungsleitung 206b gleicher
Länge aufweist. Die obigen Komponenten bzw. Bauteile sind auf einem
Schaltungssubstrat 207 angeordnet, wobei die Treiberschaltung 203 ein Teil eines
IC-Chips 211 ist und wobei die Empfangsschaltungen 205 in anderen IC-Chips 212
angeordnet sind.
Der Abschlußwiderstand 202 ist an die charakteristische Impedanz des
Übertragungsleitungspaars 201 angepaßt.
Die Treiberschaltung 203 ist ein Treiber vom Stromschalttyp, wobei der
Stromschalter durch einen pMOS-Transistor Q1 und einen nMOS-Transistor Q2
ausgebildet ist, die zwischen der Leistungsversorgungsleitung 206a und der
Erdungsleitung 206b in Reihe gekoppelt sind, parallel zu einem nMOS-Transistor
Q3 und einem pMOS-Transistor Q4, die auch zwischen der
Leistungsversorgungsleitung 206a und der Erdungsleitung 206b in Reihe gekoppelt
sind. Die Anschlüsse zur Leistungsversorgungsleitung 206a und zur Erdungsleitung
206b verlaufen durch jeweilige serielle Widerstände 208, 209. Das Übertragungs-
Eingangssignal TS wird an die Gate-Elektroden aller vier Transistoren Q1, Q2, Q3,
Q4 angelegt. Der Knoten, bei welchem die Transistoren Q1 und Q2 miteinander
verbunden sind, ist mit der Übertragungsleitung 201a gekoppelt, während der
Knoten, bei welchem die Transistoren Q3 und Q4 miteinander verbunden sind, mit
der Übertragungsleitung 201b gekoppelt ist. Übrigens können bei dem
Stromschalter Bipolartransistoren anstelle von MOS-Transistoren verwendet
werden.
Die Treiberschaltung 203 führt in Antwort auf das Übertragungs-Eingangssignal TS
ein übertragenes Signal zum Übertragungsleitungssignal 201 zu. Das übertragene
Signal ist ein komplementäres Signal mit wechselseitig komplementären
Komponenten, die sich jeweils auf den Übertragungsleitungen 201a und 201b
ausbreiten. Die Treiberschaltung 203 tauscht diese komplementären Komponenten
jedesmal dann aus, um dadurch die Polarität des komplementären Signals zu
invertieren, wenn sich der TS-Pegel ändert (von hoch zu niedrig oder von niedrig zu
hoch).
Jeder Verzweigungsabschnitt 204 zweigt einen kleinen Teil der Energie des
komplementären Signals auf dem Übertragungsleitungspfad 201 zur gekoppelten
Empfangsschaltung 205 ab, die das Signal erfaßt, ohne seine Ausbreitung auf dem
Übertragungsleitungspaar 201 signifikant zu stören. Die Empfangsschaltung 205 ist
beispielsweise ein Differentialverstärker.
Eine Treiberschaltung vom Stromschalttyp ermöglicht, daß ständig ein Strom von
der Leistungsversorgung Vdd zur Erdung fließt, ungeachtet dessen, ob das
Übertragungs-Eingangssignal TS hoch oder niedrig ist. Der Gleichstrom-(dc-)Fluß
ist nötig, wenn digitale Signale bei Frequenzen über fünfhundert Megahertz
(500 MHz) zu übertragen sind. Bei Frequenzen, die hoch sind, kann ein CMOS-Treiber
von dem in Fig. 21 gezeigten Typ eine Ladung nicht schnell genug zur
Übertragungsleitung zuführen, um mit dem Übertragungs-Eingangssignal
mitzuhalten; ein Ein- und Ausschalten der Ströme ILH Und IHL bei dieser hohen
Frequenz erfordert zu viel Energie. Die Treiberschaltung 203 in Fig. 22 muß jedoch
nur die Richtung einer Ladungsbewegung auf dem Übertragungsleitungspaar 201
ändern, was sie mit hoher Geschwindigkeit tun kann, während ein ständiger dc-
Fluß von der Leistungsversorgung (Vdd) zur Erdung unterhalten wird.
Durch Verwenden eines Übertragungsleitungspaars 201, das zwei parallele
Signalübertragungsleitungen 201a, 201b gleicher Länge aufweist, kann das in Fig.
22 gezeigte Signalübertragungs-Bussystem digitale Signale mit Geschwindigkeiten
bis zu mehreren Gigahertz übertragen. Sinuswellensignale können mit Frequenzen
übertragen werden, die mehr als fünfmal höher als die maximale Geschwindigkeit
bzw. Rate des digitalen Signals sind. Am Ende des Übertragungsleitungspaars 201
tritt keine Reflexion auf, weil der Abschlußwiderstand 202 an die charakteristische
Impedanz der Signalübertragungsleitungen 201a und 201b angepaßt ist. Ein
Signalübertragungs-Bussystem von diesem Typ kombiniert somit eine einfache
Struktur mit idealen Signalübertragungseigenschaften.
Das Signalübertragungs-Bussystem ist jedoch nicht völlig frei von Problemen. Da
die Transistoren Q1, Q2, Q3, Q4 gleichzeitig ein- und ausschalten, laufen sie auf
halbem Weg zwischen den Ein- und Aus-Zuständen gleichzeitig durch einen
teilweisen Ein-Zustand, wobei ein Strom unter Umgehung des
Übertragungsleitungspaars 201 von der Leistungsversorgungsleitung 206a über die
Transistoren Q1 und Q2 und über die Transistoren Q3 und Q4 direkt zur
Erdungsleitung 206b fließt. Bei jedem Übergang des Übertragungs-
Eingangssignals TS gibt es somit einen kurzen Moment, während welchem die
Leistungsversorgungsleitung 206a mit der Erdungsleitung 206b semi-kurzge
schlossen ist. Dies führt zu einem Gleichtaktrauschen, wobei das Erdungspotential
kurzzeitig ansteigt und das Leistungsversorgungspotential (Vdd) kurzzeitig abfällt.
Eine geringe Menge an Differenzenrauschen kann ebenso auftreten.
Als Beispiel soll angenommen werden, daß die Leistungsversorgungsspannung
Vdd 3,3 V ist, die charakteristische Impedanz jeder Signalübertragungsleitung
201a, 201b 100 Ω ist, der Abschlußwiderstand 100 Ω ist und der Widerstandswert
jedes seriellen Widerstands 208, 209 ebenso 100 Ω ist. Es soll weiterhin
angenommen werden, daß die Transistoren Q1 bis Q4 identische
Schaltcharakteristiken haben, und zwar mit einem Ein-Widerstand von 15 Ω, einem
Aus-Widerstand von 100 kΩ und einem Widerstand von 500 Ω im Zustand auf
halbem Weg zwischen den Ein- und Aus-Zuständen.
Wenn die Transistoren Q1 bis Q4 im Stromschalter nicht gerade geschaltet werden,
hat der gesamte serielle Widerstand der Transistoren Q1 und Q2 und der seriellen
Widerstände 208, 209 den folgenden Wert, der auch der gesamte serielle
Widerstand der Transistoren Q3 und Q4 und der seriellen Widerstände 208, 209 ist.
(2 × 100 Ω + (100 kΩ + 15 Ω) = 100215 Ω
Der Strom, der durch die Transistoren Q1 und Q2 geführt wird, wie auch der Strom,
der durch die Transistoren Q3 und Q4 geführt wird, haben den folgenden Wert.
3,3 V/100215 Ω = 33 µA
Während Zeiten, zu denen kein Schalten erfolgt, ist der Gesamtstrom, der von der
Leistungsversorgungsleitung 206a über den Stromschalter direkt zur
Erdungsleitung 206b geführt wird, nur 66 µA.
Wenn ein Schalten auftritt, hat in dem Moment auf halbem Weg durch die
Schaltperiode der gesamte serielle Widerstand auf dem direkten Pfad durch jedes
Paar von Transistoren den folgenden Wert.
(2 × 100 Ω) + (2 × 500 Ω) = 1,2 kΩ
Der Kurzschlußstrom, der in diesem Moment auf jedem direkten Pfad geführt wird,
hat somit den folgenden Wert.
3,3 V/1,2 kΩ = 2,75 mA
Der Signalstrom, der zu Zeiten, zu denen kein Schalten erfolgt, durch das
Übertragungsleitungspaar 201 geführt wird, hat den folgenden Wert.
3,3 V/(2 × 100 Ω + 2 × 15 Ω + 100 Ω) = 10 mA
Diese zwei Stromwerte können wie folgt verglichen werden.
2,75 mA/10 mA = 27,5%
Auf halbem Weg durch die Schaltperiode wird demgemäß der Kurzschlußstrom zu
groß, um ignoriert zu werden. Da es zwei Kurzschlußpfade in der Treiberschaltung
203 gibt, wenn die zwei Pfade mit genau derselben Zeitgabe schalten, erreicht der
gesamte momentane Kurzschlußstrom das Zweifache des obigen Werts (55% des
normalen Signalstromflusses durch das Übertragungsleitungspaar 201). Wenn die
Zeitgabe versetzt ist, ändert sich der Kurzschlußstrom in einem komplexen Muster,
das Hochfrequenzkomponenten enthält, was auch zu signifikanten
Rauschproblemen führt.
Bei Schaltzeitpunkten fließt ein gleicher Kurzschlußstrom durch die
Treiberschaltung 102 in Fig. 21. Die durch diesen Kurzschlußstrom verursachten
Probleme wurden jedoch nicht bemerkbar, weil diese Treiberschaltung 102 nicht
mit Signalen sehr hoher Frequenz verwendet wird.
Das Gleichtaktrauschen aufgrund des obigen Kurzschlußstroms tritt sogar in einem
kürzeren Zeitausmaß auf als die Anstiegszeit des übertragenen digitalen Signals;
das Gleichtaktrauschen enthält Frequenzkomponenten, die mehr als zehn Mal
höher als diejenigen des übertragenen digitalen Signals sind. Das
Gleichtaktrauschen führt zu Leistungs- und Erdungspotentialstörungen, die das
gesamte Signalübertragungs-Bussystem beeinflussen. Durch eine Resonanz mit
Streuinduktanzen und -kapazitäten erzeugen diese Störungen des
Signalübertragungssystems als Ganzes eine elektromagnetische Strahlung.
Eine Art zum Reduzieren des Auftretens des Gleichtaktrauschens besteht im
Einfügen eines Umgehungskondensators, der auch Entkopplungskondensator
genannt wird, zwischen der Leistungsversorgungsleitung und der Erdungsleitung in
der Nähe der Treiberschaltung, um zusätzliche Ladung zuzuführen, wenn plötzliche
Stromänderungen auftreten. Ein Umgehungskondensator hat jedoch seine eigene
parasitäre Induktanz, die dann als impedanz funktioniert, wenn in Antwort auf
plötzliche Stromänderungen eine Ladung zugeführt wird, was die Ladungszufuhr
behindert und ein Spannungsrauschen in den Leistungsversorgungs- und
Erdungspotentialen induziert.
Fig. 23 zeigt ein Bewertungssystem, das die Erfinder zum Bewerten von
Gleichtaktrauschen verwendet haben. Der IC-Chip 211, der die Treiberschaltung
203 enthält, wurde zusammen mit einem Umgehungskondensator 222, einem
Widerstand 223 und Tastkopf- bzw. Prüfanschlüssen 224, 225, 226 auf einer
Bewertungskarte 221 angebracht.
Der Umgehungskondensator 222 war ein Keramikchip-Kondensator, der in bezug
auf die Größe einen Millimeter mal einen halben Millimeter mißt (Größe 1005,
1,0 mm × 0,5 mm), mit einer Kapazität von einem Zehntel eines Mikrofarads (0,1 µF).
Er wurde zwischen der Leistungsversorgungsleitung 206a und der Erdungsleitung
206b bei einer Steile nahe dem IC-Chip 211 angebracht. Der Widerstand 223
wurde mit den Ausgangsanschlüssen D1 und D2 der Treiberschaltung 203
verbunden und hatte einen Widerstandswert von 100 Ω. Der Prüfanschluß 224
wurde mit der Erdungsleitung 206b gekoppelt, der Prüfanschluß 225 mit dem
Ausgangsanschluß D1 der Treiberschaltung 203 und der Prüfanschluß 226 mit dem
Ausgangsanschluß D2 der Treiberschaltung 203.
Im Bewertungssystem in Fig. 23 war die Versorgungsspannung Vdd 3,3 V und war
das Eingangssignal VIN ein 100-MHz-Signal mit einer Amplitude von 2,4 V. Die
Prüfanschlüsse 224, 225, 226 wurden durch Feldeffekttransistor-(FET)-Tastköpfe
kontaktiert. Messungen wurden in bezug auf die Spannung V(D1-D2) über den zwei
Ausgangsanschlüssen, die Spannung V(D1-GND) des Ausgangsanschlusses D1 in
bezug auf Erde und die Spannung V(D2-GND) des Ausgangsanschlusses D2 in
bezug auf Erde durchgeführt.
Ein Beispiel der beobachteten Spannungswellenformen ist in den Fig. 24A, 24B
und 24C gezeigt. Fig. 24A zeigt die differentielle Spannungswellenform V(D1-D2)
über den Treiber-Ausgangsanschlüssen D1 und D2. Fig. 24B zeigt die
Spannungswellenformen V(D1-GND) und V(D2-GND) jedes Ausgangsanschlusses
in bezug auf Erde und die Summe V(D1-GND) + V(D2-GND) dieser zwei
Spannungen. Fig. 24C zeigt nur die Summenwellenform V(D1-GND) + V(D2-GND).
Wie es aus den Fig. 24B und 24C gesehen werden kann, hält die parasitäre
Induktanz des Umgehungskondensator 222 ihn davon ab, die während der
plötzlichen Stromänderungen, die dann auftreten, wenn die Treiberschaltung
gerade schaltet, nötige Ladung unverzüglich zuzuführen, was zuläßt, daß ein
beachtliches Gleichtaktrauschen bei beiden der Ausgaben der Treiberschaltung,
d. h. sowohl bei V(D1-GND) als auch bei V(D2-GND), erscheint. Sowohl die
Frequenzkomponenten als auch die Intensität des Gleichtaktrauschens sind hoch
genug, um signifikante EMI-Probleme zu verursachen, selbst wenn das
Gleichtaktrauschen das übertragene Signal selbst nicht beeinflußt. Da die
Treiberschaltung ein differentielles Spannungssignal ausgibt, löscht sich das
Gleichtaktrauschen aus, was dem übertragenen Signal die vergleichsweise
rauschfreie V(D1-D2)-Wellenform gibt, die in Fig. 24A gezeigt ist.
Die in Fig. 23 und in den Fig. 24A bis 24C beschriebenen Messungen zeigen an,
daß ein externer Umgehungskondensator, wie beispielsweise ein Keramikchip-
Kondensator, aufgrund der parasitären Induktanz des Umgehungskondensators
unfähig dazu ist, das Gleichtaktrauschen zu eliminieren, das während des
Schaltens der Treiberschaltung auftritt. Dies ist selbst dann wahr, wenn ein
Kondensator mit niedriger Induktanz (LICA) als der externe
Umgehungskondensator verwendet wird. Der einzige Typ von Kondensator, der
das Gleichtaktrauschen eliminieren kann, ist ein eingebetteter Kondensator, der
zusammen mit der Treiberschaltung innerhalb des IC-Chips angeordnet ist. Ein
Einbetten des Kondensators in den Chip reduziert seine parasitäre Induktanz auf
eine im wesentlichen vernachlässigbare Größe, wie beispielsweise ein Zehntel von
einem Nanohenry (0,1 nH).
Die Leistungsversorgungs- und Erdungsstörungen, die durch die parasitäre
Induktanz des Umgehungskondensators verursacht werden, werden nachfolgend
unter Bezugnahme auf eine mit dem wohlbekannten Simulationsprogramm mit
Betonung auf integrierter Schaltung (Simulation Program with Integrated Circuit
Emphasis = SPICE) durchgeführte Simulation detaillierter beschrieben werden.
Ersatzschaltbilddiagramme des Signalübertragungs-Bussystems, auf welches der
SPICE-Simulator angewendet wurde, sind in den Fig. 25A bis 25D gezeigt. Der
Umgehungskondensator ist ein Kondensator C1, und seine parasitäre Induktanz ist
durch eine Induktanz L1 dargestellt. Bipolar-npn-Transistoren Q1 und Q2 sind
äquivalent zu den pMOS-Transistoren in einer CMOS-Treiberschaltung (siehe das
Signalübertragungs-Bussystem 104 in Fig. 21), während Bipolar-pnp-Transistoren
Q3 und Q4 äquivalent zu den nMOS-Transistoren einer CMOS-Treiberschaltung
sind. Übertragungsleitungen C1 und C2 sind äquivalent zu den
Signalübertragungsleitungen, während eine Übertragungsleitung T3 äquivalent zur
Leistungsleitung ist. Die Ersatzschaltbilder in den Fig. 25A bis 25D unterscheiden
sich nur in bezug auf die Kapazitäts- und Induktanzwerte (C1 und L1), die dem
Umgehungskondensator zugeordnet sind. Diese Kapazität (C1) ist einhundert
Nanofarad (100 nF) in den Fig. 25A und 25b und zehn Nanofarad (10 nF) in den
Fig. 25C und 25D. Die Induktanz (L1) ist ein Zehntel von einem Nanohenry (0,1 nH)
in Fig. 25A und 25C und ein Nanohenry (1 nH) in den Fig. 25B und 25D.
Kapazitätswerte C2 bis C5, Induktanzwerte L2 und L3, Widerstandswerte R1 bis R7
und Kennlinien der Leistungsversorgungsspannungen V1 und V2, der
Übertragungsleitungen T1 bis T3 und der Transistoren Q, bis Q4 sind in allen vier
Schaltungen dieselben.
Der SPICE-Simulator wurde dazu verwendet, Wellenformen bei einem Knoten N2
(dem positiven Anschluß einer Leistungsversorgung V2) und einem Knoten N3 (bei
welchem die Induktanz L1 und der Transistor Q1 miteinander verbunden sind) zu
erhalten, wenn eine rechteckförmige Welle an einen Knoten N1 (den positiven
Anschluß der Leistungsversorgung V1) angelegt wurde. Die simulierten
Wellenformen, die aus den Ersatzschaltbildern in den Fig. 25A bis 25D erhalten
werden, sind in entsprechenden Fig. 26A bis 26D gezeigt. V(N1), V(N2) und V(N3)
zeigen jeweils Spannungen an den Knoten N1, N2 und N3 an, während I(L1) die
Spannung über der Induktanz L1 aufgrund des Ladens und Entladens der
Kapazität C1 anzeigt und I(R5) die ac-Komponente der Spannung über dem
Widerstand R5 anzeigt.
Herkömmliches Wissen fordert für den Umgehungskondensator, daß er eine
Kapazität von 100 nF oder darüber hat, aber die simulierten Wellenformen zeigen
an, daß dann, wenn die parasitäre Induktanz des Umgehungskondensators 0,1 nH
oder darunter ist, eine Kapazität von nur 10 nF, nämlich ein Zehntel des
herkömmlichen Werts, einen adäquaten Entkopplungseffekt liefert.
Ein Gleichtaktrauschen kann durch Verwendung eines Umgehungskondensators
mit einer parasitären Induktanz von 0,1 nH oder darunter auch von der in Fig. 22
gezeigten Stromschalter-Treiberschaltung eliminiert werden, aber ein parasitärer
Induktanzwert, der klein ist, kann nicht mit einem externen Umgehungskondensator
erreicht werden. Die einzige Möglichkeit besteht im Einbetten des
Umgehungskondensators innerhalb des IC-Chips, wie es oben angegeben ist, und
zwar vorzugsweise nahe der Treiberschaltung. Weitere Information ist in der oben
angegebenen Patentveröffentlichung gegeben.
Somit gibt es bei einer Treiberschaltung des oben beschriebenen
Stromschaltertyps das Problem, daß während Signalübergangsperioden (wenn die
Transistoren in der Treiberschaltung gerade schalten) sich die von der
Leistungsversorgung und der Erdung gesehenen Impedanzen aufgrund der
dynamischen Änderungen in bezug auf die Transistorimpedanzen momentanen
Änderungen unterziehen, und zugelassen wird, daß ein Kurzschlußstrom fließt, was
ein Gleichtaktrauschen erzeugt (und eine geringe Menge an differentiellem
Rauschen), was zu Leistungsversorgungs- und Erdungsstörungen führt. Zum
Eliminieren dieses Gleichtaktrauschens ist es nötig, einen Umgehungskondensator
innerhalb des IC-Chips nahe der Treiberschaltung einzubetten, aber dies
beschränkt das Design des IC-Chips.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Leistungsversorgungs- und
Erdungsstörungen zu reduzieren, die durch eine Übertragung von Signalen hoher
Geschwindigkeit verursacht werden.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, Signalübertragungsgeschwindigkeiten
zu erhöhen.
Es ist eine weitere Aufgabe, das Entkoppeln von Leistungsversorgungs- und
Erdungsleitungen zu vereinfachen.
Die erfundene Treiberschaltung empfängt eine Leistung auf unterschiedlichen
Potentialen von einer ersten Leistungsversorgung und einer zweiten
Leistungsversorgung und empfängt ein Eingangssignal mit einem ersten Pegel und
einem zweiten Pegel. Die Treiberschaltung führt ein komplementäres Signal zu
einem Signalübertragungsleitungspaar zu, das eine erste und eine zweite
Signalübertragungsleitung hat, durch Schließen eines ersten Strompfads zwischen
der ersten Leistungsversorgung und der ersten Signalübertragungsleitung und
eines zweiten Strompfads zwischen der zweiten Leistungsversorgung und der
zweiten Signalübertragungsleitung, wenn das Eingangssignal auf dem ersten Pegel
ist. Wenn das Eingangssignal auf dem zweiten Pegel ist, öffnet die
Treiberschaltung den ersten Strompfad und den zweiten Strompfad und schließt
einen dritten Strompfad zwischen der ersten Leistungsversorgung und der zweiten
Leistungsversorgung unter Umgehung des Signalübertragungsleitungspaars, so
daß kein komplementäres Signal zugeführt wird. Die erste und die zweite
Signalübertragungsleitung sind wechselseitig parallel und haben eine gleiche
Länge.
Die zweite Leistungsversorgung kann eine Erdungsversorgung sein.
Die Treiberschaltung verhält sich als dc-Schaltung, die einen Strom von der ersten
Leistungsversorgung zur zweiten Leistungsversorgung über den ersten Strompfad,
das Signalübertragungsleitungspaar und den zweiten Strompfad zuführt, wenn das
Eingangssignal auf dem ersten Pegel ist, und über den dritten Strompfad, wenn das
Eingangssignal auf dem zweiten Pegel ist. Während Übergängen zwischen den
zwei Eingangssignalpegeln erhöht sich die Impedanz des ersten und des zweiten
Strompfads, während die Impedanz des dritten Strompfads kleiner wird, oder
umgekehrt, so daß die von den Leistungsversorgungen aus gesehene Impedanz im
wesentlichen konstant bleibt. Folglich erzeugt die Treiberschaltung ein
vergleichsweise kleines Gleichtaktrauschen, stört die
Leistungsversorgungspotentiale nicht signifikant und kann Signale mit hoher
Geschwindigkeit übertragen, ohne eine signifikante elektromagnetische Interferenz
zu erzeugen. Diese Effekte werden weiterhin erhalten, ohne sich auf das
Entkoppeln der Leistungsversorgungsleitungen durch einen
Umgehungskondensator zu verlassen; insbesondere ist es nicht nötig, einen
Umgehungskondensator in der Treiberschaltung einzubetten. Somit gibt es,
während ein Umgehungskondensator verwendet werden kann, keine engen
Beschränkungen in bezug auf seine Montageposition, seine parasitäre Induktanz
und andere Attribute.
Die erfundene Empfangsschaltung enthält einen Differentialverstärker mit einem
Paar von differentiellen Eingangsanschlüssen und einem Abschlußtransistor, der
zwischen den differentiellen Eingangsanschlüssen gekoppelt ist. Die differentiellen
Eingangsanschlüsse sind durch jeweilige Widerstände mit einem
Signalübertragungsleitungspaar des oben beschriebenen Typs gekoppelt. Der
Differentialverstärker erzeugt ein Ausgangssignal, das anzeigt, ob ein
komplementäres Signal auf dem Signalübertragungsleitungspaar vorhanden ist
oder nicht.
Wenn das komplementäre Signal vorhanden ist, lädt es die Eingangskapazität des
Differentialverstärkers. Wenn das komplementäre Signal verschwindet, wird die
gespeicherte Ladung durch den Abschlußtransistor sofort entladen, was ermöglicht,
daß der Signalabwesenheitszustand schnell erfaßt wird.
Das erfundene Signalübertragungs-Bussystem weist das oben beschriebene
Signalübertragungsleitungspaar auf, und einen Abschlußwiderstand, der die erste
Signalübertragungsleitung und die zweite Signalübertragungsleitung an einem
Ende des Signalübertragungsleitungspaars miteinander verbindet, was die
charakteristische Impedanz der ersten Signalübertragungsleitung und der zweiten
Signalübertragungsleitung anpaßt. Das Signalübertragungsleitungspaar ist mit
wenigstens einer Treiberschaltung des erfundenen Typs gekoppelt, oder
wenigstens einer Empfangsschaltung des erfundenen Typs. Mehrere
Anschlußkonfigurationen sind möglich.
Bei einer Konfiguration ist eine Treiberschaltung mit dem Ende des
Signalübertragungsleitungspaars gegenüberliegend zum Abschlußwiderstand
gekoppelt, und ist wenigstens eine Empfangsschaltung durch einen
Verzweigungsabschnitt mit dem Signalübertragungsleitungspaar an einer Steile
gekoppelt, die zwischen seinen zwei Enden liegt.
Bei einer weiteren Konfiguration ist eine Empfangsschaltung mit dem Ende des
Signalübertragungsleitungspaars gegenüberliegend zum Abschlußwiderstand
gekoppelt und ist wenigstens eine Treiberschaltung durch einen
Verzweigungsabschnitt mit dem Signalübertragungsleitungspaar bei einer Stelle
gekoppelt, die zwischen seinen zwei Enden liegt.
Bei einer weiteren Konfiguration ist ein erster IC-Chip mit dem Ende des
Signalübertragungsleitungspaars gegenüberliegend zum Abschlußwiderstand
gekoppelt und ist ein zweiter IC-Chip durch einen Verzweigungsabschnitt mit dem
Signalübertragungsleitungspaar bei einer Stelle gekoppelt, die zwischen seinen
zwei Enden liegt. Jeder der zwei IC-Chips enthält sowohl eine Treiberschaltung als
auch eine Empfangsschaltung, was ermöglicht, daß komplementäre Signale in
beiden Richtungen auf dem Signalübertragungsleitungspaar übertragen werden.
Beim erfundenen Signalübertragungs-Bussystem verhindert der
Abschlußwiderstand eine Reflexion am Ende des Signalübertragungsleitungspaars.
Eine Verwendung der erfundenen Treiberschaltung und/oder der erfundenen
Empfangsschaltung ermöglicht eine Signalübertragung mit hoher Geschwindigkeit.
Wenn die erfundene Treiberschaltung beim erfundenen Signalübertragungs-
Bussystem verwendet wird, kann der Abschlußwiderstand als zwei Widerstände
konfiguriert sein, die in Reihe gekoppelt sind, wobei der Knoten zwischen den zwei
Widerständen mit der zweiten Leistungsversorgung gekoppelt ist. Diese
Konfiguration stabilisiert das Potential des Signalübertragungsleitungspaars, wenn
das komplementäre Signal nicht vorhanden ist, was dem
Signalübertragungsleitungspaar eine zusätzliche Immunität gegenüber einer
externen elektromagnetischen Interferenz gibt.
Die erfundene Treiberschaltung kann auch einen Rauscheliminierungswiderstand
enthalten, der zwischen der ersten Signalübertragungsleitung und der zweiten
Signalübertragungsleitung gekoppelt ist, um Reflexionen zu absorbieren, die bei
Zwischenstellen auf dem Signalübertragungsleitungspaar auftreten können. Der
Rauscheliminierungswiderstand kann als zwei Widerstände konfiguriert sein, die in
Reihe gekoppelt sind, wobei der Knoten zwischen den zwei Widerständen mit der
zweiten Leistungsversorgung gekoppelt ist, um das Potential des
Signalübertragungsleitungspaars zu stabilisieren, wenn das komplementäre Signal
abwesend ist, und um eine zusätzliche Immunität gegenüber einer externen
elektromagnetischen Inferenz zu liefern.
Eine Leistung von der ersten und der zweiten Leistungsversorgung kann über ein
Leistungsleitungspaar zur Treiberschaltung zugeführt werden, das parallele
Leitungen gleicher Länge aufweist. Die Induktanzen dieser parallelen Leitungen
werden sich dann auslöschen, so daß das Leistungsleitungspaar im wesentlichen
frei von einer Reaktanz ist. Dieser Aufbau hilft, elektromagnetische Störungen auf
den Leistungsleitungen zu verhindern. Ein Umgehungskondensator kann mit dem
Leistungsleitungspaar gekoppelt sein, um die Effekte von elektromagnetischem
Rauschen, das durch andere Schaltungen erzeugt wird, zu reduzieren.
Ein oder mehrere Widerstände können in Reihe zwischen der Treiberschaltung und
den Leistungsversorgungen eingefügt sein, um einen Stromverbrauch zu
reduzieren und um somit eine Leistungsdissipation zu reduzieren.
Die Empfangsschaltung, die Treiberschaltung oder der IC-Chip, die bei einer
Zwischenstelle daran mit dem Signalübertragungsleitungspaar gekoppelt sind, kann
über ein Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar gekoppelt sein, das parallele
Leitungen gleicher Länge aufweist. Wenn eine Treiberschaltung auf diese Weise
gekoppelt ist, ist die charakteristische Impedanz des Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaars vorzugsweise eine Hälfte der charakteristischen
Impedanz des Signalübertragungsleitungspaars.
Das Signalübertragungs-Bussystem kann zwei oder mehrere
Signalübertragungsleitungspaare enthalten, die mit jeweiligen Treiberschaltungen
oder Empfangsschaltungen durch Verzweigungs-Übertragungsleitungspaare
gekoppelt sind. Ein Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar kann dann ein
Signalübertragungsleitungspaar kreuzen, mit dem es nicht gekoppelt ist. Bei einer
bevorzugten Struktur bei diesem Fall sind die erste und die zweite
Signalübertragungsleitung, die das Signalübertragungsleitungspaar bilden,
wechselseitig durch eine erste dielektrische Schicht getrennt, wobei die erste und
die zweite Verzweigungs-Übertragungsleitung, die das Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaar bilden, wechselseitig durch eine zweite dielektrische
Schicht getrennt sind, und ist das Signalübertragungsleitungspaar vom
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar durch eine dritte dielektrische Schicht
getrennt, die wenigstens zweimal so dick wie die erste und die zweite dielektrische
Schicht ist. Die Induktanzen der ersten und der zweiten Signalübertragungsleitung
löschen sich dann aus, und die Induktanzen der ersten und der zweiten
Verzweigungs-Übertragungsleitung löschen sich aus, so daß das
Signalübertragungsleitungspaar und das Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar
eine Reaktanz von Null haben. Das Signalübertragungsleitungspaar und das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar sind auch ausreichend voneinander
getrennt, daß eine wechselseitige Interferenz zwischen den Signalen auf ihnen bei
der Kreuzungsstelle verhindert wird.
Wenn die Empfangsschaltung einen ausreichend hohen Eingangswiderstand und
eine ausreichend niedrige Eingangskapazität hat, kann sie direkt mit dem
Signalübertragungsleitungspaar gekoppelt sein.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die beigefügten Zeichnungen zeigen folgendes:
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Signalübertragungs-Bussystems,
das ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
Fig. 2A und 2B sind Schnittansichten von Übertragungsleitungspaaren;
Fig. 3 ist eine Schnittansicht, die elektromagnetische Felder darstellt, die
Übertragungsleitungspaare umgeben;
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm einer Verzweigungs-Empfangseinheit in
Fig. 1;
Fig. 5 ist ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm des Signalübertragungs-
Bussystems in Fig. 1;
Fig. 6 ist eine Draufsicht auf einen Verzweigungsabschnitt in Fig. 1;
Fig. 7A stellt Impedanzvariationen der Treiberschaltung in Fig. 1 dar;
Fig. 7B stellt Impedanzvariationen der in Fig. 22 gezeigten herkömmlichen
Treiberschaltung dar;
Fig. 8 ist ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das eine Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 1 zeigt;
Fig. 9 ist eine perspektivische Ansieht eines Verzweigungsabschnitts in Fig.
8;
Fig. 10 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine weitere Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 1 zeigt;
Fig. 11 ist eine Schnittansicht des Schaltungssubstrats in Fig. 10, das
mehrere Übertragungsleitungspaare zeigt;
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Signalübertragungs-
Bussystems, das ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung
darstellt;
Fig. 13 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 12 zeigt;
Fig. 14 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine weitere Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 12 zeigt;
Fig. 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine weitere Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 12 zeigt;
Fig. 16 ist ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Signalübertragungs-
Bussystems, das ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung
darstellt;
Fig. 17 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 16 zeigt;
Fig. 18 ist ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Signalübertragungs-
Bussystems, das ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung
darstellt;
Fig. 19 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 18 zeigt;
Fig. 20 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine weitere Variation des
Signalübertragungs-Bussystems in Fig. 18 zeigt;
Fig. 21 ist ein Schaltungsdiagramm eines Signalübertragungs-Bussystems,
das eine herkömmliche CMOS-Treiberschaltung verwendet;
Fig. 22 ist ein Schaltungsdiagramm eines Signalübertragungs-Bussystems,
das eine herkömmliche Treiberschaltung vom Stromschaltertyp
verwendet;
Fig. 23 ist ein Schaltungsdiagramm einer Bewertungsschaltung zum Messen
eines durch die Treiberschaltung in Fig. 22 erzeugten
Gleichtaktrauschens;
Fig. 24A, 24B und 24C zeigen mit der Bewertungsschaltung in Fig. 23 gemessene
Spannungswellenformen;
Fig. 25A, 25B, 25C und 25D sind Schaltungsdiagramme von zum Simulieren eines
Gleichtaktrauschens verwendeten Ersatzschaltbildern; und
Fig. 26A, 26B, 26C und 26D sind Wellenformdiagramme, die Ergebnisse der
Gleichtaktrausch-Simulationen zeigen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Nun werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Teile mit gleichen
Bezugszeichen gezeigt sind. Die erste Leistungsversorgung wird zur Vereinfachung
die Leistungsversorgung (Vdd) genannt werden, die zweite Leistungsversorgung
wird Erdung (GND) genannt werden und das Leistungsleitungspaar wird Leistungs-
Erdungs-Leitungspaar genannt werden.
Das erste Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das in Fig. 1 gezeigte
Signalübertragungs-Bussystem, das ein Signalübertragungsleitungspaar 1, einen
Abschlußwiderstand 2, eine Treiberschaltung 3, einen oder mehrere
Verzweigungsabschnitte 4 (zwei sind gezeigt), eine oder mehrere
Empfangsschaltungen 5 (zwei sind gezeigt), ein Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6
und einen Umgehungskondensator 7 aufweist, die in oder auf einem
Schaltungssubstrat 8 angeordnet sind. Die Treiberschaltung 8 ist in einem IC-Chip
oder Treiberchip 9 angeordnet und jede Empfangsschaltung 5 ist in einem anderen
IC-Chip oder Empfangschip 10 angeordnet, wobei diese IC-Chips 9, 10 auf dem
Schaltungssubstrat angebracht sind. Neue Merkmale sind in sowohl der
Treiberschaltung 3 als auch den Empfangsschaltungen 5 vorhanden.
Das Signalübertragungsleitungspaar 1 weist zwei parallele
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b gleicher Länge auf. Der Abschlußwiderstand 2,
der ein Ende des Signalübertragungsleitungspaars 1 abschließt, ist an die
charakteristische Impedanz der Signalübertragungsleitungen 1a, 1b angepaßt. Die
Treiberschaltung 3 ist am anderen Ende des Signalübertragungsleitungspaars 1
angeordnet. Die Verzweigungsabschnitte 4 und Empfangsschaltungen 5 sind an
Zwischenstellen an dem Signalübertragungsleitungspaar 1 zwischen den zwei
Enden angeordnet, wobei jede Empfangsschaltung 5 durch einen
Verzweigungsabschnitt 4 mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt ist.
Eine Empfangsschaltung 5 und ihr angeschlossener Verzweigungsabschnitt 4
bilden miteinander eine Verzweigungs-Empfangseinheit.
Das Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 weist eine Leistungsversorgungsleitung 6a
und eine Erdungsleitung 6b auf, die zueinander parallel und in bezug auf die Länge
gleich sind. Die Leistungsversorgungsleitung 6a koppelt einen Leistungsanschluß
E1 der Treiberschaltung 3 mit einer Leistungsversorgung Vdd. Die Erdungsleitung
6b koppelt einen Erdungsanschluß E2 der Treiberschaltung 3 mit einer Erdung
(GND).
Sowohl das Signalübertragungsleitungspaar 1 als auch das Leistungs-Erdungs-
Leitungspaar 6 sind Übertragungsleitungspaare, die zwei parallele
Übertragungsleitungen gleicher Länge aufweisen. Die Fig. 2A und 2B zeigen zwei
mögliche Anordnungen eines solchen Übertragungsleitungspaars. In Fig. 2A sind
die zwei Übertragungsleitungen 11a, 11b, die das Übertragungsleitungspaar 11
bilden, Seite an Seite auf derselben Oberfläche einer dielektrischen Schicht 8a
angeordnet, die einen Teil des Schaltungssubstrats 8 bildet, wobei ihre Zentren um
einen bestimmten Abstand (a) getrennt sind. In Fig. 2B sind die zwei
Übertragungsleitungen 11a, 11b an gegenüberliegenden Oberflächen dieser
dielektrischen Schicht 8a angeordnet, wobei sie einander gegenüberliegen, so daß
sie durch die Dicke (t) der dielektrischen Schicht 8a getrennt sind. Die zwei
Übertragungsleitungen 11a, 11b haben eine gleiche Länge, obwohl dies in den
Querschnittsansichten in den Fig. 2A und 2B nicht sichtbar ist.
Bei den in beiden Fig. 2A und 2B gezeigten Übertragungsleitungspaaren 11 löscht
die Induktanz der Übertragungsleitung 11a die Induktanz der Übertragungsleitung
11b aus; diese Eigenschaft unterdrückt eine elektromagnetische Interferenz.
Bei der in Fig. 2A gezeigten Struktur wird dann, wenn zwei
Übertragungsleitungspaare 11, 12 um einen Abstand (b) getrennt sind, der größer
als das Zweifache der internen Trennung (a) jedes Übertragungsleitungspaars ist (b
< 2a), das elektromagnetische Feld jedes Übertragungsleitungspaars im
wesentlichen geschlossen werden, und seine elektromagnetische Strahlung wird
das andere Übertragungsleitungspaar nicht signifikant beeinflussen. Bei der in Fig.
2B gezeigten Struktur wird da 99999 00070 552 001000280000000200012000285919988800040 0002010101066 00004 99880nn, wenn die Trennung (s) zwischen zwei
benachbarten Signalübertragungsleitungspaaren 11, 12 größer als das Zweifache
der Summe der Dicke (t) der dielektrischen Schicht 8a und der Breite (c) der
einzelnen Übertragungsleitungen ist, d. h. wenn
s < 2(t + c),
das elektromagnetische Feld jedes Übertragungsleitungspaars wiederum im
wesentlichen geschlossen werden, und seine elektromagnetische Strahlung wird
das andere Übertragungsleitungspaar nicht signifikant beeinflussen. Die in Fig. 2B
gezeigte Struktur wird bei diesem und den darauffolgenden Ausführungsbeispielen
angenommen sein. Somit wird in der folgenden Beschreibung ein
Übertragungsleitungspaar mit parallelen Übertragungsleitungen gleicher Länge ein
Übertragungsleitungspaar mit der in Fig. 2B gezeigten Struktur bedeuten.
Die Leistungsversorgungsleitung 6a und die Erdungsleitung 6b, die vorherrschend
Gleichstrom tragen, müssen nicht immer die in Fig. 2A oder 2B gezeigte Struktur
haben, aber bei einem Signalübertragungs-Bussystem, das digitale Signale hoher
Geschwindigkeit trägt, ist es für irgendwelche Übertragungsleitungen, auf welchen
eine Ladung fließt, um geschlossene elektromagnetische Felder zu haben,
wünschenswert, die Effekte elektromagnetischer Strahlung auf andere
Übertragungsleitungen oder andere Schaltungselemente zu reduzieren.
Das Ausmaß des elektromagnetischen Felds EM, das ein
Übertragungsleitungspaar mit der oben beschriebenen parallelen Struktur gleicher
Länge umgibt, ist in Fig. 3 schematisch gezeigt. Die Dicke (t) der dielektrischen
Schicht 8a sollte klein genug sein, um die oben angegebene Bedingung s < 2(t + c)
zu erfüllen. Wenn diese Bedingung erfüllt ist, dann wird, wie es in Fig. 3 gezeigt ist,
das elektromagnetische Feld EM des Signalübertragungsleitungspaars 11 im
wesentlichen auf die unmittelbare Nähe des Übertragungsleitungspaars begrenzt
und wird nicht mit dem elektromagnetischen Feld des benachbarten
Signalübertragungsleitungspaars 12 interferieren.
Nimmt man wieder Bezug auf Fig. 1, weist die Treiberschaltung 3 ein Paar von
Treibertransistoren 13, 14, einen Umgehungstransistor 15, einen
Rauscheliminierungswiderstand 16, ein Paar von seriellen Widerständen 17, 18,
einen Eingangsanschluß IN, ein Paar von Treiberanschlüssen D1, D2 und den
Leistungsversorgungsanschluß E1 und den Erdungsanschluß E2, die oben
angegeben sind, auf.
Ein Übertragungs-Eingangssignal CS wird zum Eingangsanschluß IN von einer
anderen Schaltung (nicht sichtbar) im Treiberchip 9 zugeführt. Der Treiberanschluß
D1 ist mit dem Ende der Signalübertragungsleitung 1a gekoppelt, der
Treiberanschluß D2 ist mit dem Ende der Signalübertragungsleitung 1b gekoppelt,
der Leistungsanschluß E1 ist mit dem Ende der Leistungsversorgungsleitung 6a
gekoppelt und der Erdungsanschluß E2 ist mit dem Ende der Erdungsleitung 6b
gekoppelt.
Der Treibertransistor 13 ist ein nMOS-Transistor, der zwischen dem
Leistungsanschluß E1 und dem Treiberanschluß D1 gekoppelt ist. Der
Treibertransistor 14 ist ein nMOS-Transistor, der zwischen dem Treiberanschluß D2
und dem Erdungsanschluß E2 gekoppelt ist. Der Umgehungstransistor 15 ist ein
pMOS-Transistor, der zwischen dem Leistungsanschluß E1 und dem
Erdungsanschluß E2 gekoppelt ist. Die Gate-Elektroden der Treibertransistoren 13,
14 und des Umgehungstransistors 15 sind mit dem Eingangsanschluß IN
gekoppelt.
Der serielle Widerstand 17 ist zwischen dem Treibertransistor 13 und dem
Leistungsanschluß E1 eingefügt, wobei er eine Reihenschaltung mit dem
Treibertransistor 13 bildet. Der serielle Widerstand 18 ist zwischen dem
Treibertransistor 14 und dem Erdungsanschluß E2 eingefügt, wobei er eine
Reihenschaltung mit dem Treibertransistor 14 bildet. Eine Elektrode des
Umgehungstransistors 15 ist mit einer Elektrode des Treibertransistors 13
gekoppelt, wobei beide dieser Elektroden über den seriellen Widerstand 17 mit dem
Leistungsanschluß E1 gekoppelt sind. Die andere Elektrode des
Umgehungstransistors 15 ist mit einer Elektrode des Treibertransistors 14
gekoppelt, wobei beide dieser Elektroden über den seriellen Widerstand 18 mit dem
Erdungsanschluß E2 gekoppelt sind. Der Rauscheliminierungswiderstand 16 ist
zwischen den Treiberanschlüssen D1, D2 eingefügt.
Die Treibertransistoren 13, 14 schalten dann ein, wenn das Übertragungs-
Eingangssignal TS auf dem hohen Logikpegel ist, und schalten dann aus, wenn TS
auf dem niedrigen Logikpegel ist. (Der Kürze halber werden die TS-Logikpegel
nachfolgend einfach der hohe Pegel und der niedrige Pegel genannt werden).
Gegensätzlich dazu schaltet der Umgehungstransistor 15 dann aus, wenn TS auf
dem hohen Pegel ist, und auf Ein, wenn TS auf dem niedrigen Pegel ist.
Wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS auf dem hohen Pegel ist, koppeln die
Transistoren 13, 14, 15 in der Treiberschaltung 3 die Signalübertragungsleitung 1a
mit der Leistungsversorgung Vdd und koppeln die Signalübertragungsleitung 1b mit
der Erdung, um dadurch eine positive Ladung zur Signalübertragungsleitung 1a
und eine negative Ladung zur Signalübertragungsleitung 1b zuzuführen. Wenn das
Übertragungs-Eingangssignal TS auf dem niedrigen Pegel ist, sind die Signal
übertragungsleitungen 1a und 1b von der Leistungsversorgung Vdd und der Erdung
getrennt, so daß keine Ladung zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführt
wird, sondern eine Ladung unter Umgehung des Signalübertragungsleitungspaars
1 von der Leistungsversorgung Vdd über den Umgehungstransistor 15 zur Erdung
kurzgeschlossen wird.
Anders ausgedrückt wird dann, wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS hoch
ist, ein erster Strompfad zwischen der Leistungsversorgung Vdd und der
Signalübertragungsleitung 1a (zwischen den Anschlüssen E1 und D1) geschlossen,
und ein zweiter Strompfad wird zwischen der Signalübertragungsleitung 1b und der
Erdung (zwischen den Anschlüssen D2 und E2) geschlossen, um dadurch ein
komplementäres Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zuzuführen. Wenn
das Übertragungs-Eingangssignal TS niedrig ist, sind diese Strompfade geöffnet,
und kein komplementäres Signal wird zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zugeführt, und statt dessen wird unter Umgehung des
Signalübertragungsleitungspaars 1 ein dritter Strompfad zwischen der
Leistungsversorgung Vdd und der Erdung (zwischen den Anschlüssen E1 und E2)
geschlossen.
Die Treiberschaltung 3 behält demgemäß einen geschlossenen Pfad, der immer
einen Strom zwischen der Leistungsversorgung und der Erdung führt. Von der
Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen verhält sich die
Treiberschaltung 3 als dc- bzw. Gleichstromschaltung. Nichts desto weniger
schaltet die Treiberschaltung 3 das zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zugeführte komplementäre Signal gemäß dem Übertragungs-Eingangssignal TS
ein und aus. Weitere Details werden später angegeben werden.
Ein komplementäres Signal, das sich auf einem Übertragungsleitungspaar (mit der
in Fig. 2A oder 2B gezeigten parallelen Struktur mit gleicher Länge oder mit einer
anderen Struktur, wie beispielsweise einer koaxialen Struktur oder einer Struktur
mit einem verdrillten Paar) ausbreitet, erzeugt eine Bewegung einer positiven
Ladung in einer Richtung auf einer Übertragungsleitung und eine gleiche
Bewegung einer negativen Ladung in derselben Richtung auf der anderen
Übertragungsleitung. In einer Treiberschaltung des in Fig. 22 gezeigten
herkömmlichen Stromschaltertyps wird die Polarität des komplementären Signals
gemäß dem Übertragungs-Eingangssignal TS geschaltet. Das bedeutet, daß
entweder eine Übertragungsleitung die positive Ladung trägt und auf dem höheren
Potential ist, oder die andere Übertragungsleitung die positive Ladung trägt und auf
dem höheren Potential ist, in Abhängigkeit davon, ob das übertragene Signal eine
"1" oder eine "0" ist. Gegensätzlich dazu führt die Treiberschaltung 3 des ersten
Ausführungsbeispiels ein komplementäres Signal mit einer festen Polarität zu,
schaltet aber das Signal in Abhängigkeit vom Übertragungs-Eingangssignal TS ein
und aus. Das übertragene Signal wird demgemäß eine "1" oder "0", ob das
komplementäre Signal vorhanden oder nicht vorhanden ist, und nicht gemäß der
Polarität des komplementären Signals.
Die Verzweigungs-Empfangseinheit, die durch einen Verzweigungsabschnitt 4 und
eine Empfangsschaltung 5 gebildet ist, die bei einer Zwischenstelle auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 angeordnet sind, erfaßt, ob gegenwärtig ein
komplementäres Signal bei dieser Zwischenstelle vorhanden ist oder nicht. Der
Verzweigungsabschnitt 4 zweigt eine bestimmte Menge der Energie des
komplementären Signals vom Signalübertragungsleitungspaar 1 bei dieser
Zwischenstelle ab, aber die Menge ist so gering, daß das komplementäre Signal
auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 nicht signifikant gestört wird. Die
Empfangsschaltung 5 empfängt das übertragene Signal durch Erfassen der
geringen Menge an abgezweigter Energie, um dadurch zu bestimmen, ob das
komplementäre Signal vorhanden oder nicht vorhanden ist.
Als Beispiel soll angenommen werden, daß der Spannungswert der
Leistungsversorgung Vdd 1,0 V ist, die Widerstandswerte der seriellen Widerstände
17, 18 jeweils 100 Ω sind, der Widerstandswert des Abschlußwiderstands 2 15 Ω
ist, der Ein-Widerstand jedes Treibertransistors 13, 14 15 Ω ist, daß die
Übertragungsleitungen 1a, 1b frei von Skineffekten sind, und daß der dc-
Widerstandswert jeder Übertragungsleitung 1a, 1b Null (0 Ω) ist.
Wenn die Treiberschaltung 3 ein komplementäres Signal zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zuführt; hat der Strom It auf jeder
Übertragungsleitung 1a, 1b den folgenden Wert.
It = 1,0 V/(100 Ω + 100 Ω + 15 Ω + 15 Ω + 15 Ω) = 4,1 mA
Das Spannungsdifferential Vt zwischen den Signalübertragungsleitungen 1a und 1b
(der Spannungsabfall über dem Abschlußwiderstand 2) hat den folgenden Wert.
Vt = 4,1 mA × 15 Ω = 61 mV
Wenn der Skineffekt in den Übertragungsleitungen 1a, 1b groß genug ist, um dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 einen dc-Widerstandswert von beispielsweise 30
Ω zuzuteilen, dann werden It und Vt wie folgt berechnet.
It = 1,0 V/(100 Ω + 100 Ω + 15 Ω + 15 Ω - 15 Ω + 30 Ω)
= 3,6 mA
Vt = 3,6 mA × 15 Ω = 55 mV
Wenn die Treiberschaltung 3 das komplementäre Signal ausschaltet, nachdem die
gesamte Energie (eine Bewegung von Ladung), die zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführt wurde, genau bevor das
komplementäre Signal ausgeschaltet wurde, im Abschlußwiderstand 2 dissipiert
worden ist, ist der Strom, der auf den Signalübertragungsleitungen 1a, 1b fließt,
Null, so daß das Spannungsdifferential zwischen den Signalübertragungsleitungen
1a, 1b auch Null ist.
Die Verzweigungs-Empfangseinheit (die einen Verzweigungsabschnitt 4 und eine
Empfangsschaltung 5 aufweist) muß die obige komplementäre Signalspannung Vt
erfassen können, ohne die Ausbreitung des komplementären Signals auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 zu stören. Die Verzweigungs-Empfangseinheit
muß demgemäß eine geringe Menge an Energie vom Signal
übertragungsleitungspaar 1 abzweigen, ohne das komplementäre Signal signifikant
zu dämpfen oder seine Wellenform zu zerstören. Die Verzweigungs-
Empfangseinheit, wie sie vom Signalübertragungsleitungspaar 1 aus gesehen wird,
muß sich daher als Schaltungselement mit hoher impedanz mit nur einer dc-
Widerstandskomponente verhalten; die kapazitive Komponente der Impedanz muß
vernachlässigbar klein sein.
Ein Beispiel für ein Schaltungselement mit hoher Impedanz mit einer adäquaten dc-
Widerstandskomponente und einer vernachlässigbaren kapazitiven Komponente ist
ein reines Widerstandselement mit einem Widerstandswert von vierhundert Ohm
(0,4 kΩ) und einer Kapazität von Null. Ein weiteres Beispiel ist ein
Schaltungselement mit einem Eingangswiderstandswert von 1 kΩ und einem
Eingangskapazitätswert von 0,05 nF oder darunter. Wenn die charakteristische
impedanz jeder Signalübertragungsleitung 1a, 1b 15 Ω ist, dann kann, wenn das
Signalübertragungsleitungspaar 1 in eine Impedanz mit einem
Eingangswiderstandswert von 0,4 kΩ verzweigt wird, der Anteil der Energie des
komplementären Signals, der vom Signalübertragungsleitungspaar 1 abgezweigt
wird, wie folgt berechnet werden.
15 Ω/(0,4 kΩ + 15 Ω) = 3,6%
Der obige Verzweigungswiderstand könnte auch als reiner Widerstand angesehen
werden, der 3,6% oder weniger der Energie des komplementären Signals vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 abzweigt.
Wenn es eine Vielzahl von Verzweigungs-Empfangseinheiten gibt, muß jede
einzelne Verzweigungs-Empfangseinheit zum Vermeiden eines Störens der
Ausbreitung des komplementären Signals die obige Bedingung erfüllen, und die
von allen der Verzweigungs-Empfangseinheiten abgezweigte Gesamtenergie darf
keine feste Grenze überschreiten, wie beispielsweise zehn Prozent (10%) der zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführten Energie eines komplementären
Signals.
Wie es im Hintergrund der Erfindung erklärt ist, ist das zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführte komplementäre Signal fast frei von
Rauschen, weil sich ein Gleichtaktrauschen auslöscht, so daß auch dann, wenn nur
ein kleiner Teil der Energie des komplementären Signals in jede Verzweigungs-
Empfangseinheit abgezweigt wird, diese Energie zur Erfassung des
Spannungsdifferentials Vt ausreicht.
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm einer Verzweigungs-Empfangseinheit. Der
Verzweigungsabschnitt 4 in Fig. 4 weist ein Verzweigungs-Widerstandspaar 20 und
ein Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21 auf. Das Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaar 21 weist zwei parallele Verzweigungs-Übertra
gungsleitungen 21a und 21b gleicher Länge auf. Das Verzweigungs-
Widerstandspaar 20 weist zwei Verzweigungswiderstände 20a und 20b auf. Der
Verzweigungswiderstand 20a ist zwischen einer Zwischenstelle auf der
Signalübertragungsleitung 1a und einem Ende der Verzweigungs-
Übertragungsleitung 21a eingefügt. Das andere Ende der Verzweigungs-
Übertragungsleitung 21a ist mit einem Eingangsanschluß IN1 der
Empfangsschaltung 6 gekoppelt. Der Verzweigungswiderstand 20b ist zwischen
einer Zwischenstelle auf der Signalübertragungsleitung 1b und einem Ende der
Verzweigungs-Übertragungsleitung 21b eingefügt. Das andere Ende der
Verzweigungs-Übertragungsleitung 21b ist mit einem anderen Eingangsanschluß
IN2 der Empfangsschaltung 5 gekoppelt.
Die Verzweigungswiderstände 20a und 20b haben jeweilige Widerstandswerte von
wenigstens vierhundert Ohm (0,4 kΩ), um eine Energie eines komplementären
Signals abzuzweigen, ohne eine Signalausbreitung auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 zu stören. Ein Widerstand von 1 kΩ wird
nachfolgend als Beispiel angenommen werden. Das Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaar 21 ist ein Übertragungsleitungspaar, das die
abgezweigte Energie des komplementären Signals zur Empfangsschaltung 5
überträgt.
Die Empfangsschaltung 5 weist einen Differentialverstärker 22, einen
Abschlußtransistor 23, die oben angegebenen Eingangsanschlüsse IN1, und IN2
und einen Ausgangsanschluß OUT auf. Die Energie des komplementären Signals,
die durch den Verzweigungsabschnitt 4 abgezweigt ist, wird bei den
Eingangsanschlüssen IN1, IN2 empfangen, die die differentiellen
Eingangsanschlüsse des Differentialverstärkers 22 sind. Der Ausgangsanschluß
OUT, der der Ausgangsanschluß des Differentialverstärkers 22 ist, gibt ein
Empfangs-Ausgangssignal mit einem Spannungspegel aus, der gemäß dem
Vorhandensein oder dem Nichtvorhandensein einer Spannung des
komplementären Signals bei den Eingangsanschlüssen IN1, IN2 variiert.
Durch solches Erfassen des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins einer
Spannung des komplementären Signals an den Eingangsanschlüssen IN1, IN2
erfaßt die Empfangsschaltung 5, ob ein komplementäres Signal an der
Zwischenstelle auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 vorhanden ist oder nicht,
mit welchem die Empfangsschaltung 5 über die Verzweigungswiderstände 20a, 2b
gekoppelt ist, ohne die Ausbreitung des komplementären Signals auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 zu stören. Die Empfangsschaltung 5 bestimmt
somit, ob das übertragene Signal im "1"- oder "0"-Zustand ist, und erzeugt ein
entsprechendes Empfangs-Ausgangssignal RS. Ein spezielles Merkmal der
Empfangsschaltung 5 ist der Abschlußtransistor 23, der über den
Eingangsanschlüssen IN1 und IN2 angeschlossen ist. Die Empfangsschaltung 5
wird später detaillierter beschrieben werden.
Nimmt man wieder Bezug auf Fig. 1, ist der Umgehungskondensator 7 nahe der
Außenseite des Treiberchips 9 gekoppelt zwischen der
Leistungsversorgungsleitung 6a und der Erdungsleitung 6b angeordnet. Weil sich
die Treiberschaltung 3 von der Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen
als dc-Schaltung verhält, muß der Umgehungskondensator 7 nicht im Treiberchip 9
eingebettet sein. Tatsächlich ist der Umgehungskondensator 7 fast unnötig,
insoweit das Signalübertragungs-Bussystem selbst betroffen ist. Die Hauptfunktion
des Umgehungskondensators 7 in Fig. 1 besteht darin, das Leistungs-Erdungs-
Leitungspaar 6 davor zu bewahren, durch elektromagnetische Strahlung beeinflußt
zu werden, die durch andere Schaltungen erzeugt wird.
Fig. 5 zeigt ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm des Signalübertragungs-
Bussystems in Fig. 1. Beim Signalübertragungsleitungspaar 1 in Fig. 5 ist die
Signalübertragungsleitung 1a über der dielektrischen Schicht 8a angeordnet. Die
Signalübertragungsleitung 1b ist unter der dielektrischen Schicht Sa der
Signalübertragungsleitung 1a gegenüberliegend angeordnet. Am Ende des
Signalübertragungsleitungspaars 1 nahe der Treiberschaltung 3 divergieren die
zwei Signalübertragungsleitungen 1a, 1b auseinander, um nahe der
Treiberschaltung 3 in jeweils einer Anschlußfleckenelektrode 1c und einer
Kompaktelektrode 1d abzuschließen. Gleichermaßen divergieren die zwei
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b nahe dem Abschlußwiderstand 2, um in einer
Anschlußfleckenelektrode 1e und einer Kontaktelektrode 1f abzuschließen. Diese
Elektroden 1c, 1d, 1e, 1f sind einheitlich mit den Signalübertragungsleitungen 1a,
1b. Die dielektrische Schicht 8a hat ein Durchgangsloch, durch welches eine über
der dielektrischen Schicht 8a angeordnete Anschlußfleckenelektrode 1g einen
Kontakt mit der Kontaktelektrode 1d macht, und ein weiteres Durchgangsloch,
durch welches eine über der dielektrischen Schicht 8a angeordnete
Anschlußfleckenelektrode 1h einen Kontakt mit der Kontaktelektrode 1f macht. Der
Treiberchip 9 (der in Fig. 1 gezeigt ist), der die Treiberschaltung 3 enthält, ist mit
den Anschlußfleckenelektroden 1c und 1g durch eine Flip-Chip-Kontaktierung oder
eine Drahtkontaktierung gekoppelt. Gleichermaßen ist der Abschlußwiderstand 2
mit den Anschlußfleckenelektroden 1e und 1h durch eine Flip-Chip-Kontaktierung
oder Drahtkontaktierung gekoppelt, wobei der Abschlußwiderstand 2 ein Chip-
Widerstand ist.
Die Verzweigungsabschnitte 4, die jeweils ein Verzweigungs-Widerstandspaar 20
und ein Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21 aufweisen, sind jeweils mit
dem Signalübertragungsleitungspaar 1 durch zwei Anschlußfleckenelektroden 4a,
4b und eine Kontaktelektrode 4c gekoppelt, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Die
Anschlußfleckenelektrode 4a ist einheitlich mit der Signalübertragungsleitung 1a;
die Kontaktelektrode 4c ist einheitlich mit der Signalübertragungsleitung 1b und
macht einen Kontakt mit der Anschlußfleckenelektrode 4b durch ein
Durchgangsloch 8b in der dielektrischen Schicht. Bei den Annäherungen zu diesen
Anschlußfleckenelektroden 4a, 4b divergieren die Verzweigungs-
Übertragungsleitungen 21a, 21b und enden jeweils in einer
Anschlußfleckenelektrode 21c und einer Kontaktelektrode 21d, die nicht einander
gegenüberliegen. Die Verzweigungs-Übertragungsleitungen 21a, 21b divergieren
auch in eine Anschlußfleckenelektrode 21e und eine Kontaktelektrode 21f an ihren
gegenüberliegenden Enden nahe den Eingangsanschlüssen IN1, IN2 der
Empfangsschaltung 5. Die Anschlußfleckenelektroden 21g, 21h machen einen
Kontakt mit jeweiligen Kontaktelektroden 21d, 21f durch jeweilige
Durchgangslöcher 8c, 8d. Die Verzweigungswiderstände 20a, 20b sind mit den
Anschlußfleckenelektroden 4a, 4b, 21c, 21g durch eine Flip-Chip-Kontaktierung
(wie es in Fig. 6 gezeigt ist) oder durch eine Drahtkontaktierung gekoppelt. Der
Empfangschip 10, der die Empfangsschaltung 5 enthält, ist gleichermaßen mit den
Anschlußfleckenelektroden 21e, 21h durch eine Flip-Chip-Kontaktierung oder (wie
es in Fig. 6 gezeigt ist) durch eine Drahtkontaktierung gekoppelt.
Als nächstes werden die Treiberschaltung 3 und die Empfangsschaltung 5
detaillierter beschrieben werden.
Nimmt man wieder Bezug auf Fig. 1, ist der Rauscheliminierungswiderstand 16
vorgesehen, um ein Reflexionsrauschen zu absorbieren. Aufgrund der hohen
Eingangsimpedanz der Verzweigungs-Empfangseinheiten, wie sie von den
Verzweigungsstellen auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 aus gesehen wird,
tritt eine Reflexion bei den Verzweigungsstellen auf, was dazu führt, daß ein kleiner
Teil der Energie des komplementären Signals zur Treiberschaltung 3
zurückreflektiert wird. Der Rauscheliminierungswiderstand 16 absorbiert diese
reflektierte Energie, so daß sie nicht noch einmal von der Treiberschaltung 3 zurück
auf das Signalübertragungsleitungspaar 1 reflektiert wird. Eine mögliche Dämpfung
des komplementären Signals aufgrund von Mehrfachreflexionen wird dadurch
reduziert. Der Widerstandswert des Rauscheliminierungswiderstands 16 sollte etwa
das Zehnfache der charakteristischen Impedanz des
Signalübertragungsleitungspaars 1 sein. Wenn die charakteristische Impedanz des
Signalübertragungsleitungspaars 1 beispielsweise 15 Ω ist, dann ist ein geeigneter
Wert für den Rauscheliminierungswiderstand 16 150 Ω. Es ist auch möglich, den
Rauscheliminierungswiderstand 16 wegzulassen.
Die seriellen Widerstände 17, 18 reduzieren den Stromverbrauch und somit die
Leistungsdissipation der Treiberschaltung 3. Durch die Auswahl geeigneter
Widerstandswerte kann der durch die Treiberschaltung 3 verbrauchte Strom auf
einen erwünschten Pegel reduziert werden, und zwar vorzugsweise auf den
minimalen Wert innerhalb des Bereichs, der eine Erfassung des komplementären
Signals durch die Empfangsschaltung 5 zuläßt. Einer oder beide der seriellen
Widerstände 17, 18 können weggelassen werden.
Die wesentlichen Teile der Treiberschaltung 3 sind die Treibertransistoren 13, 14,
die das komplementäre Signal selektiv zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zuführen, und der Umgehungstransistor 15, der einen Strompfad unter Umgehung
des Signalübertragungsleitungspaars 1 selektiv schließt. Der Grund, warum der
Umgehungstransistor 15 nötig ist, ist wie folgt.
Die Leistungsversorgung Vdd und die Erdung sind mit einer großen Anzahl von
Schaltungen gekoppelt, was ein Leistungsversorgungsnetzwerk auf dem
Schaltungssubstrat 8 bildet. Weiterhin ist das Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6
ein Typ einer Übertragungsleitung. Wenn der Umgehungstransistor 15 nicht
vorhanden wäre, dann würden, wenn sich das Übertragungs-Eingangssignal TS
vom hohen Pegel zum niedrigen Pegel änderte, was die Treibertransistoren 13, 14
ausschaltet, die Leistungs- und Erdungsanschlüsse E1, E2 der Treiberschaltung 3
plötzlich ein Eingangstor hoher Impedanz werden, und die gesamte Energie, die zu
diesen Anschlüssen zugeführt wird, würde in Richtung zur Leistungsversorgung
Vdd und zur Erdung über das Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 hinunter
zurückreflektiert werden. Diese reflektierte Energie würde an anderen Knoten im
Leistungsversorgungsnetzwerk weiter reflektiert werden, und die
Mehrfachreflexionen würden die Leistungsversorgungs- und Erdungspotentiale
stören.
Da der Umgehungstransistor 15 einschaltet, wenn die Treibertransistoren 13, 14
ausschalten, was einen Umgehungsstrompfad zwischen den Leistungs- und
Erdungsanschlüssen E1, E2 bildet, werden diese Anschlüsse niemals in den
Zustand hoher Impedanz versetzt. Eine Totalreflexion von Energie zurück auf das
Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 wird dadurch vermieden.
Das im Hintergrund der Erfindung angegebene Problem des Gleichtaktrauschens
wird durch den Umgehungstransistor 15 auch abgeschwächt. Wie es früher erklärt
ist, tritt ein Gleichtaktrauschen auf, wenn der normale Signalübertragungspfad
durch einen Pfad mit niedriger Impedanz ersetzt wird, der einen Strom für einen
kurzen Moment auf halbem Weg durch das Transistorschaltintervall direkt vom
Leistungsanschluß zum Erdungsanschluß führt. Wenn die Schaltcharakteristiken
des Umgehungstransistors 15 jedoch diejenigen der Treibertransistoren 13, 14
komplementieren, dann können Umschaltungen zwischen dem Strompfad, der
durch die Treibertransistoren 13, 14 und das Signalübertragungsleitungspaar 1
verläuft, und dem parallelen Pfad, der durch den Umgehungstransistor 15 verläuft,
ohne irgendwelche plötzlichen Änderungen in bezug auf die Impedanz zwischen
den Leistungs- und Erdungsanschlüssen E1, E2 durchgeführt werden. Darüber
hinaus kann deshalb, weil der Umgehungstransistor 15 kein Treibertransistor ist, er
derart entworfen sein, daß er die erwünschten Schaltcharakteristiken hat.
Leistungs- und Erdungsstörungen aufgrund eines Gleichtaktrauschens können
somit vermieden werden.
Das Design des optimalen Ein-Widerstands des Umgehungstransistors 15 wird
nachfolgend beschrieben werden. Der Ein-Widerstand des Umgehungstransistors
15 ist vorzugsweise gleich der Summe des Ein-Widerstands des Treibertransistors
13, des Widerstandswerts des Abschlußwiderstands 2 und des Ein-Widerstands
des Treibertransistors 14. Wenn der Ein-Widerstand der Treibertransistoren 13, 14
beispielsweise 15 Ω ist und der Widerstandswert des Abschlußwiderstands 2 auch
15 Ω ist, dann sollte der Umgehungstransistor 15 den folgenden Ein-Wider
standswert haben.
15 Ω + 15 Ω +15 Ω = 45 Ω
Wenn der Umgehungstransistor 15 diesen Ein-Widerstand hat, dann wird die
Impedanz der Treiberschaltung 3, wie sie von der Leistungsversorgung und der
Erdung aus gesehen wird, ungeachtet dessen dieselbe sein, ob die Leistungs- und
Erdungsanschlüsse (E1 und E2) durch den Abschlußwiderstand 2 am Ende des
Signalübertragungsleitungspaars 1 abgeschlossen sind oder intern innerhalb der
Treiberschaltung 3. Weiterhin wird dann, wenn die dynamischen
Schaltcharakteristiken des Umgehungstransistors 15 diejenigen der
Treibertransistoren 13, 14 komplementieren, ein Gleichstrom ohne irgendwelche
plötzlichen Änderungen während Schaftperioden damit fortfahren, durch die
Treiberschaltung 3 zu fließen.
Nimmt man wieder Bezug auf Fig. 4, hat der Differentialverstärker 22 in der
Empfangsschaltung 5 pMOS-Transistoren p1, p2, p3 und nMOS-Transistoren n0, n1,
n2, n3. In Fig. 4 ist I0 ein konstanter Strom, der durch den Transistor n0 geführt wird,
ist I1 ein Strom, der durch die Transistoren p1 und n1 geführt wird und ist I2 ein
Strom, der durch die Transistoren p2 und n2 geführt wird. Die Ströme I1 und I2
variieren in Antwort auf die an den Anschlüssen IN1 und IN2 empfangenen
Spannungen des übertragenen Signals.
Das komplementäre Signal stellt einen der zwei Werte des übertragenen Signals
dar, und zwar entweder "1" oder "0", wobei der andere Wert durch ein
Nichtvorhandensein des komplementären Signals dargestellt wird. Durch Erfassen,
ob das komplementäre Signal vorhanden ist oder nicht, erfaßt der
Differentialverstärker 22, ob das übertragene Signal eine "1" oder eine "0" ist.
Durch Verstärken der empfangenen Signalspannung gibt der Differentialverstärker
22 eine Empfangs-Ausgangssignalspannung V2 in Antwort auf das übertragene
Signal am Ausgangsanschluß OUT aus. Um das Vorhandensein und
Nichtvorhandensein des komplementären Signals erfassen zu können, muß der
Differentialverstärker 22 empfindlich genug sein, um die wenige Energie des vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 abgezweigten komplementären Signals zu
erfassen.
Der Differentialverstärker 22 hat eine herkömmliche interne Struktur, die
nachfolgend beschrieben werden wird, und zwar mit besonderem Augenmerk auf
Merkmale, die relevant für das Erfassen der geringen Energie des vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 abgezweigten komplementären Signals sind.
Bei dem Differentialverstärker 22 bilden die Transistoren p1, p2, n0, n2, n2 den
Differentialverstärkungsabschnitt. Die Transistoren p1 und n1 sind seriell gekoppelt,
wie auch die Transistoren p2 und n2. Die Source-Elektroden der Transistoren p1 und
p2 sind durch eine Leistungsversorgungsleitung oder ein
Leistungsversorgungsmuster mit der Leistungsversorgung Vdd gekoppelt; die
Source-Elektroden der Transistoren n1 und n2 sind mit der Drain-Elektrode des
Transistors n0 gekoppelt. Die Source-Elektrode des Transistors n0 ist über die
Erdungsleitung oder ein Erdungsmuster mit der Erdung (GND) gekoppelt. Die Gate-
Elektroden der Transistoren p1 und p2 sind mit der Drain-Elektrode des Transistors
p2 (und der Drain-Elektrode des Transistors n2) gekoppelt. Die Gate-Elektroden der
Transistoren n1 und n2 sind mit jeweiligen Eingangsanschlüssen IN1 und IN2
gekoppelt; die Drain-Elektroden der Transistoren p2 und n2 sind mit dem
Ausgangsanschluß OUT gekoppelt.
Die Transistoren p3 und n3, die einen Stromeinstellabschnitt des
Differentialverstärkers 22 bilden, sind seriell gekoppelt. Die Source-Elektrode des
Transistors p3 ist über eine Leistungsversorgungsleitung oder ein
Leistungsversorgungsmuster mit der Leistungsversorgung Vdd gekoppelt. Die
Source-Elektrode des Transistors n3 und die Gate-Elektrode des Transistors p3 sind
über eine Erdungsleitung oder ein Erdungsmuster mit der Erdung (GND) gekoppelt.
Die Drainelektrode des Transistors p3 und die Gate- und Drain-Elektroden des
Transistors n3 sind mit der Gate-Elektrode des Transistors n0 im
Differentialverstärkungsabschnitt gekoppelt.
Der Stromeinstellabschnitt stellt die Gate-Spannung des Transistors n0 nahe der
Schwellenspannung des Transistors n0 ein, um dadurch den konstanten Strom I0 im
Differentialverstärkungsabschnitt zu steuern. Wenn die Steilheit gm3 des Transistors
p3 im Stromeinstellabschnitt kleiner als die Steilheit des Transistors n3 ist, wird die
Gate-Spannung V3 des Transistors n3 nahe der Schwellenspannung des
Transistors n3 sein. Diese Gate-Spannung V3 ist auch die Gate-Spannung des
Transistors no, so daß dann, wenn die Schwellenspannung des Transistors no mit
der Schwellenspannung des Transistors n3 übereinstimmt, die Gate-Spannung des
Transistors n0 nahe der Schwellenspannung des Transistors n0 stabilisiert sein
wird. Es ist dann möglich, den Wert des konstanten Stroms f0 im
Differentialverstärkungsabschnitt durch derartiges Entwerfen des Transistors p3
einzustellen, daß er eine erwünschte Steilheit gm3 hat. Der Steilheitswert gm3 sollte
so klein wie praktisch möglich sein, um den konstanten Strom I0 zu minimieren und
dadurch den Stromverbrauch zu reduzieren.
Der Differentialverstärkungsabschnitt verstärkt das Eingangsspannungsdifferential
und gibt eine Empfangs-Signalspannung V2 entsprechend dem übertragenen
Signal am Ausgangsanschluß OUT aus. Beim Differentialverstärkungsabschnitt ist
es für die Transistoren p1 und p2 und für die Transistoren n1 und n2 nötig, im
wesentlichen identische Kennlinien zu haben; insbesondere sollten die Transistoren
p1 und p2 dieselbe Steilheit haben und sollten die Transistoren n1 und n2 dieselbe
Steilheit haben. Die Ströme I1 und I2 werden dann gemäß dem
Eingangsspannungsdifferential variieren, während die Beziehung I1 + I2 = I0
beibehalten wird.
Die Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 sind durch den Verzweigungsabschnitt 4 mit
einer Zwischenstelle auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt. Wenn
ein komplementäres Signal bei dieser Zwischenstelle vorhanden ist, ist die
Signalübertragungsleitung 1a auf einem höheren Potential als die
Signalübertragungsleitung 1b, so daß das Potential des Eingangsanschlusses IN1
(die Gate-Spannung des Transistors n1) höher als das Potential des
Eingangsanschlusses IN2 (die Gate-Spannung des Transistors n2) wird und die
Empfangs-Ausgangssignalspannung V2 im Ausgangsanschluß OUT (die Drain-
Spannung des Transistors n2) höher als die Drain-Spannung V1 des Transistors n1
wird (V2 - V1 < 0). Diese Beziehung gilt selbst dann, wenn eine Vorspannung
aufgrund von Gleichtaktrauschen auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1
vorhanden ist, weil das Potential der Signalübertragungsleitung 1a höher als das
Potential der Signalübertragungsleitung 1b bleibt. Wenn kein komplementäres
Signal bei dieser Zwischenstelle vorhanden ist, nachdem die gesamte in den
Eingangskapazitäten der Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 gespeicherte Ladung
entladen worden ist, sind die Drain-Spannungen V1 und V2 gleich (V2 - V1 = 0). Da
das Signalübertragungs-Bussystem des ersten Ausführungsbeispiels die Werte "1"
und "0" des übertragenen Signals dadurch ausdrückt, ob ein komplementäres
Signal vorhanden ist oder nicht (anstelle eines Umkehrens der Polarität des
komplementären Signals, wie bei dem herkömmlichen Signalübertragungs-
Bussystem in Fig. 22), behält es die Beziehung V2 - V1 ≧ 0 bei.
Wenn Rn1 der Widerstandswert des Transistors n1 ist, Rn2 der Widerstandswert des
Transistors n2 ist und gm12 die kombinierte Steilheit der Transistoren n1 und n2 ist,
dann gilt folgendes:
gm12 = 1/(Rn1 + Rn1)
Wenn die Widerstandswerte der Transistoren p1 und p2 beide Rp sind, dann hat die
Spannungsverstärkung Gv des Differentialverstärkers 22 den folgenden Wert:
Gv = gm12 × Rp
= Rp/(Rn1 + Rn2)
Da der Widerstandswert Rp der Transistoren p1 und p2 größer wird, wenn V2 - V1
größer wird (wenn V2 höher wird), wird auch die Spannungsverstärkung Gv größer,
wenn V2 - V1 größer wird. Wenn ein komplementäres Signal vorhanden ist, wird V2 -
V1 größer, so daß die Spannungsverstärkung Gv größer als dann wird, wenn das
komplementäre Signal nicht vorhanden ist. Das Größerwerden der
Spannungsverstärkung Gv, wenn das komplementäre Signal vorhanden ist,
verbessert die Empfindlichkeit des Differentialverstärkers 22, was eine erwünschte
Eigenschaft zum Erfassen der geringfügigen Energie des komplementären Signals
ist, die zur Empfangsschaltung 5 abgezweigt wird.
Der Dynamikbereich V2 - V1 des Differentialverstärkers 22 ist:
V2 - V1 = (I0/1000)1/2
Dieser Wert wird mit dem konstanten Strom I0 größer, aber ein Größerwerden des
konstanten Stroms I0 erhöht den Leistungsverbrauch, so daß der konstante Strom
I0 nicht sehr groß gemacht werden sollte. Der erwünschte Wert des konstanten
Stroms I0 ist der minimale Wert in dem Bereich, der zuläßt, daß die Spannung des
komplementären Signals erfaßt wird; dieser Wert wird durch Optimieren der
Steilheit des Transistors p3 eingestellt, wie es oben angegeben ist.
Die Empfangs-Ausgangssignalspannung V2 wird etwas in Richtung zur hohen Seite
verschoben, so daß ein geeigneter Pegelschieber eingefügt werden kann und eine
weitere Schaltung hinzugefügt werden kann, um das Empfangs-Ausgangssignal zu
CMOS-Logikpegeln umzuwandeln. Die Gate-Elektroden der Transistoren p1 und p2
können auch mit der Erdung (GND) gekoppelt werden, wenn eine adäquate
Verstärkung erhalten wird.
Wie es früher angegeben ist, muß zum Erfassen des komplementären Signals,
ohne seine Ausbreitung auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 zu stören, die
Verzweigungs-Empfangseinheit, wie sie vom Signalübertragungsleitungspaar 1
gesehen wird, sich als Schaltungselement mit hoher Impedanz mit nur einer dc-
Widerstandskomponente verhalten; die kapazitive Komponente der Impedanz muß
vernachlässigbar sein. Der hohe Widerstand reduziert eine Reflexion und eine
Dämpfung des komplementären Signals. Die vernachlässigbare Kapazität
verhindert eine Verzerrung der Wellenform des komplementären Signals. Eine
Wellenformverzerrung, eine Reflexion und eine Dämpfung werden insbesondere
stören, wenn mehr als eine Verzweigungs-Empfangseinheit mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt ist. Dies ist der Grund, warum dann,
wenn es zwei oder mehrere Verzweigungs-Empfangseinheiten gibt, die gesamte
Energie des komplementären Signals, die durch alle Verzweigungs-
Empfangseinheiten abgezweigt wird, innerhalb einer festen Grenze gehalten
werden muß, wie beispielsweise 10% der zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zugeführten Energie des komplementären Signals.
Die Eingangskapazität einer Differentialverstärker-Empfangsschaltung mit MOS-
Transistoren, wie beispielsweise der Empfangsschaltung 5, ist die Gate-Kapazität
der MOS-Transistoren und die Streukapazität in ihrer näheren Umgebung. Es ist
schwierig, eine Empfangsschaltung zu entwerfen, bei welcher diese
Eingangskapazität vernachlässigbar klein ist (beispielsweise 0,05 pF oder
darunter), aber die Eingangskapazität kann noch als Null angesehen werden, wenn
die Verzweigungswiderstände 20a und 20b mit reinen Widerstandswerten von
0,4 kΩ oder darüber an der Stelle einer Verzweigung vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 vorgesehen sind.
Wenn die charakteristische Impedanz der Signalübertragungsleitungen 1a, 1b
beispielsweise 15 Ω ist und der Widerstandswert der Verzweigungswiderstände
20a, 20b 1 kΩ ist, dann wird 1,5% der Energie des komplementären Signals auf
dem Signalübertragungsleitungspaar 1 in jede Verzweigungs-Empfangseinheit
abgezweigt.
15 Ω/(1 kΩ + 15 Ω) = 1,5%
Die Energie des komplementären Signals auf dem Signalübertragungsleitungspaar
1 wird dadurch auf 98,5% reduziert. Wenn die gesamte abgezweigte Energie
innerhalb 10% zu halten ist, darf die Anzahl von Verzweigungs-Empfangseinheiten
Sechs nicht überschreiten.
Wenn der Widerstandswert der Verzweigungswiderstände 20a, 20b 5 kΩ ist, dann
werden nur 0,3% der Energie des komplementären Signals auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 zu jeder Verzweigungs-Empfangseinheit
abgezweigt.
15 Ω/(5 kΩ + 15 Ω) = 0,3%
In diesem Fall darf zum Halten der gesamten abgezweigten Energie innerhalb von
10% die Anzahl von Verzweigungs-Empfangseinheiten 33 nicht übersteigen.
Der Abschlußtransistor 23 in der Empfangsschaltung 5 ist ein pMOS-
Feldeffekttransistor, der einen Abschluß zwischen den Eingangsanschlüssen IN1,
IN2 (und somit zwischen den Eingangsanschlüssen des Differentialverstärkers) zur
Verfügung stellt. Die Source- und die Drain-Elektrode des Abschlußtransistors 23
sind mit den Eingangsanschlüssen IN1, IN2 gekoppelt. Die Gate-Elektrode des
Abschlußtransistors 23 ist mit dem Erdungsmuster oder einer Erdungsleitung
gekoppelt und wird somit auf dem Erdungspotential (GND) gehalten.
Der Abschlußwiderstand 23 kann alternativ dazu ein zwischen den
Eingangsanschlüssen IN1 und IN2 gekoppelter nMOS-Feldeffekttransistor sein,
dessen Gate-Elektrode mit einem Leistungsversorgungsmuster oder einer
Leistungsversorgungsleitung gekoppelt ist und dadurch auf dem Vdd-Potential
gehalten wird.
Der Abschlußtransistor 23 ist aus dem folgenden Grund nötig. Wenn die
Treiberschaltung 3 ein komplementäres Signal zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zuführt, wird die Eingangskapazität des
Eingangsanschlusses IN1 (die Gate-Kapazität des Transistors n1 und die
benachbarte Streukapazität) durch eine von der Signalübertragungsleitung 1a
zugeführte positive Ladung geladen und wird die Eingangskapazität des
Eingangsanschlusses IN2 (die Gate-Kapazität des Transistors n2 und die
benachbarte Streukapazität) durch eine von der Signalübertragungsleitung 1b
zugeführte negative Ladung geladen.
Wenn die Treiberschaltung 3 das komplementäre Signal in Antwort auf das
Übertragungs-Eingangssignal TS ausschaltet, muß die in der Eingangskapazität
der Empfangsschaltung 5 gespeicherte Ladung entfernt werden, bevor der
Empfänger 5 erfassen kann, daß das komplementäre Signal nicht vorhanden ist.
Die Eingangskapazität muß in im wesentlichen der Zeit entladen werden, die es
dauert, bis das Übertragungs-Eingangssignal TS von hoch auf niedrig abfällt. Da
die Verzweigungswiderstände 20a, 20b hohe Widerstandswerte (beispielsweise 1 kΩ)
haben, würde eine herkömmliche Empfangsschaltung ihre Eingangskapazität
nicht schnell genug entladen können. Die in der Eingangskapazität der
Empfangsschaltung 5 gespeicherte Ladung kann jedoch über den
Abschlußtransistor 23 schnell entladen werden.
Zum Entladen der Eingangskapazität in einer Zeit, die gleich der Abfallzeit eines
digitalen Signals mit einer Geschwindigkeit von mehreren Gigahertz ist, sollte der
Abschlußtransistor 23 zwei Bedingungen erfüllen: seine Grenzfrequenz sollte bei
wenigstens sechzig Gigahertz (60 GHz) sein; und die Zeitkonstante des
Widerstands des Abschlußtransistors 23 und die Eingangskapazität der
Empfangsschaltung 5 sollte hundert Picosekunden (100 ps) nicht übersteigen.
Wenn die Eingangskapazität beispielsweise fünf Picofarad (5 pF) ist, sollte der
Widerstandswert des Abschlußtransistors 23 höchstens 20 Ω sein. Wenn die
Eingangskapazität 2 pF ist, sollte der Widerstandswert des Abschlußtransistors 23
höchstens 50 Ω sein.
Es ist für den Widerstandswert des Abschlußtransistors 23 auch wünschenswert,
daß er an die charakteristische Impedanz des Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaars 21 angepaßt ist bzw. mit dieser übereinstimmt. Dies ist
schwierig zu erreichen, weil der Widerstandswert des Abschlußtransistors 23
variiert, aber dann, wenn das Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21
ausreichend kurz ist, muß der Widerstandswert des Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaars 21 nicht sehr nahe an die charakteristische Impedanz
des Verzweigungs-Übertragungsleitungspaars 21 angepaßt sein.
Nachfolgend wird die Operation bzw. der Betrieb des ersten Ausführungsbeispiels
beschrieben werden. In der folgenden Beschreibung ist die Impulsfrequenz des
Übertragungs-Eingangssignals TS, d. h. die Datenrate des übertragenen Signals,
mehrere Gigahertz. Die Leistungsversorgungsspannung Vdd ist 1,0 V, der
Widerstandswert der seriellen Widerstände 17, 18 ist jeweils 100 Ω, die
charakteristische Impedanz der Signalübertragungsleitungen 1a, 1b ist 15 Ω, der
Widerstandswert des Abschlußwiderstands 2 ist gleichermaßen 15 Ω, der Ein-
Widerstand der Treibertransistoren 13, 14 ist ebenso 15 Ω und der Ein-Widerstand
des Umgehungstransistors 15 ist 45 Ω. Diese Werte sind ein Beispiel für eine
geeignete Einstellung von Zuständen zum Übertragen eines digitalen Signals mit
einer Datenrate von mehreren Gigahertz über das Signalübertragungs-Bussystem
beim ersten Ausführungsbeispiel.
Wenn sich das Übertragungs-Eingangssignal TS vom niedrigen Pegel zum hohen
Pegel ändert, schaltet die Treiberschaltung 3 die Treibertransistoren 13, 14 ein und
den Umgehungstransistor 15 aus. Das Ausschalten des Umgehungstransistors 15
öffnet den Strompfad, der das Signalübertragungsleitungspaar 1 umgeht, aber das
Einschalten der Treibertransistoren 13, 14 bildet einen Strompfad durch das
Signalübertragungsleitungspaar 1 (über den Treibertransistor 13, die
Signalübertragungsleitung 1, den Abschlußwiderstand 2, die
Signalübertragungsleitung 1b und den Treibertransistor 14). Dieser Pfad führt
Strom von der Leistungsversorgungsleitung 6a in das
Signalübertragungsleitungspaar 1 und vom Signalübertragungsleitungspaar 1 in die
Erdungsleitung 6b. Eine positive Ladung tritt somit in die Signalübertragungsleitung
1a von der Leistungsversorgungsleitung 6a ein, und eine negative Ladung tritt von
der Erdungsleitung 6b in die Signalübertragungsleitung 1b ein.
Während des Ein-Aus-Übergangsintervalls der Treibertransistoren 13, 14 und des
Umgehungstransistors 15 (des Übergangs von dem Zustand, in welchem kein
komplementäres Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführt wird), zu
dem Zustand, in welchem ein komplementäres Signal zugeführt wird, der
nachfolgend als der erste Übergang bezeichnet ist) wird dann, wenn der
kombinierte serielle Widerstand, der durch die Treibertransistoren 13, 14, das
Signalübertragungsleitungspaar 1 und den Abschlußwiderstand 2 angeboten wird,
kleiner wird, der Widerstandswert des Umgehungstransistors 15 größer. Der
kombinierte parallele Widerstand der zwei Strompfade, nämlich desjenigen durch
das Signalübertragungsleitungspaar 1 und des anderen durch den
Umgehungstransistor 15, variiert bzw. schwankt nicht stark. Wie es von der
Leistungsversorgung und der Erdung (von den Anschlüssen E1 und E2) gesehen
wird, ändert sich demgemäß die Impedanz der Treiberschaltung 3 sehr wenig; die
Treiberschaltung 3 verhält sich als dc-Schaltung bzw. Gleichstromschaltung.
Während der gesamten ersten Übergangsperiode fließt eine positive Ladung
kontinuierlich von der Leistungsversorgungsleitung 6a in die Treiberschaltung 3 und
fließt mit derselben Geschwindigkeit bzw. Rate eine negative Ladung kontinuierlich
von der Erdungsleitung 6b in die Treiberschaltung 3.
Das von der Treiberschaltung 3 zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführte
komplementäre Signal breitet sich in Richtung zum Abschlußwiderstand 2 aus. Ein
kleiner Teil der Signalenergie wird zu den Verzweigungs-Empfangseinheiten bei
den Verzweigungsabschnitten 4 abgezweigt, aber das Meiste der Signalenergie
erreicht den Abschlußwiderstand 2. Wenn das Signal den Abschlußwiderstand 2
erreicht, veranlaßt es, daß eine positive Ladung von der Signalübertragungsleitung
1a in den Abschlußwiderstand 2 fließt und eine negative Ladung von der
Signalübertragungsleitung 1b in den Abschlußwiderstand 2 fließt, und zwar mit
nahezu derselben Geschwindigkeit, wie es veranlaßte, daß eine positive Ladung
von der Leistungsversorgungsleitung 6a in die Signalübertragungsleitung 1a eintritt
und eine negative Entladung von der Erdungsleitung 6b in die
Signalübertragungsleitung 1b eintritt. Anders ausgedrückt ist die Signalenergie
nahezu unvermindert.
Da der Widerstand des Abschlußwiderstands 2 an die charakteristische Impedanz
der Signalübertragungsleitung 1a und der Signalübertragungsleitung 1b angepaßt
ist, wird keine Signalenergie, die den Abschlußwiderstand 2 erreicht, reflektiert. Die
gesamte Signalenergie tritt in den Abschlußwiderstand 2 ein und wird als Wärme
dissipiert.
Der Teil des Signals, der durch das Verzweigungs-Widerstandspaar 20 in jeder
Verzweigungs-Empfangseinheit abgezweigt wird, breitet sich durch das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21 aus und tritt in die Empfangsschaltung
5 ein. Dieser Teil des Signals verursacht eine Bewegung einer positiven Ladung in
den Eingangsanschluß IN1, was die Eingangskapazität des Eingangsanschlusses
IN1 lädt, und eine Bewegung einer negativen Ladung in den Eingangsanschluß IN2,
was die Eingangskapazität des Eingangsanschlusses IN2 lädt. Der
Differentialverstärker 22 in der Empfangsschaltung 5 verstärkt die differentielle
Signalspannung über den Eingangsanschlüssen IN1, IN2 und gibt das verstärkte
Signal als Empfangs-Ausgangssignal RS am Ausgangsanschluß OUT aus, um
dadurch das komplementäre übertragene Signal zu erfassen. In Antwort auf die
komplementäre Signalspannung beginnt auch ein Strom zwischen den
Eingangsanschlüssen IN1, IN2 durch den Abschlußwiderstand 23 zu fließen.
Wenn sich das Übertragungs-Eingangssignal TS als nächstes vom hohen Pegel
zum niedrigen Pegel ändert, schaltet die Treiberschaltung 3 die Treibertransistoren
13, 14 aus und schaltet den Umgehungstransistor 15 ein. Der Strompfad durch das
Signalübertragungsleitungspaar 1 ist nun geöffnet und eine Zufuhr des
komplementären Signals hört auf. Gleichzeitig wird ein Strompfad, der das
Signalübertragungsleitungspaar 1 umgeht, durch den Umgehungstransistor 15
ausgebildet, was zuläßt, daß ein Strom kontinuierlich von der
Leistungsversorgungsleitung 6a in die Treiberschaltung 3 und von der
Treiberschaltung 3 in die Erdungsleitung 6b fließt.
Während des Übergangsintervalls, während die Treibertransistoren 13, 14
ausschalten und der Umgehungstransistor 15 einschaltet (das nachfolgend als das
zweite Übergangsintervall bezeichnet ist), wird der kombinierte serielle Widerstand,
der durch die Treibertransistoren 13, 14, das Signalübertragungsleitungspaar 1 und
den Abschlußwiderstand 2 angeboten wird, größer, und wird der durch den
Umgehungstransistor 15 angebotene Widerstand kleiner. Wie während des ersten
Übergangsintervalls variiert bzw. schwankt der kombinierte parallele Widerstand
der zwei Strompfade während des zweiten Übergangsintervalls nicht stark, und die
Treiberschaltung 3 fährt damit fort, sich als dc-Schaltung bzw.
Gleichstromschaltung zu verhalten, wie es von der Leistungsversorgung und der
Erdung (von den Anschlüssen E1 und E2) aus gesehen wird. Eine positive Ladung
fließt kontinuierlich von der Leistungsversorgungsleitung 6a in die Treiberschaltung
3 und eine negative Ladung mit im wesentlichen derselben Geschwindigkeit von
der Erdungsleitung 6b in die Treiberschaltung 3.
Wie es oben angegeben ist, ist der Ein-Widerstand des Umgehungstransistors 15
gleich der Summe der Ein-Widerstände der Treibertransistoren 13, 14 und des
Umgehungstransistors 15. Folglich hat die Treiberschaltung 3 während Intervallen,
in welchen das komplementäre Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zugeführt wird, wie während Intervallen, in welchen das komplementäre Signal
nicht zugeführt wird, dieselbe Impedanz.
Darüber hinaus variiert die Impedanz der Treiberschaltung 3 während des ersten
und des zweiten Übergangsintervalls nicht stark, so daß die Treiberschaltung 3
immer im wesentlichen als dc-Schaltung arbeitet und kein Gleichtaktrauschen auf
dem Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 erzeugt. Demgemäß werden die
Leistungsversorgungs- und Erdungspotentiale nicht gestört.
Die Fig. 7A und 7B zeigen Variationen in bezug auf die Impedanz, wie sie von der
Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen wird, der Treiberschaltung 3 des
ersten Ausführungsbeispiels und eines herkömmlichen Stromschaltertyps einer
Treiberschaltung (der Treiberschaltung 203 in Fig. 22). Die Fig. 7A zeigt die
Impedanzvariationen der erfundenen Treiberschaltung 3; die Fig. 7B zeigt die
Impedanzvariationen der herkömmlichen Stromschalter-Treiberschaltung. Die
Impedanzvariationen sind schematisch gezeigt; es ist kein Versuch unternommen
worden, die Variationen genau zu zeigen. Die Übergangsintervalle, die in Fig. 7A
durch gestrichelte Linien gezeigt sind, sind die Schaltintervalle der Transistoren 13,
14, 15 in Fig. 1, während welchen das Übergangs-Eingangssignal TS einen
Zustand ändert und das komplementäre Signal ein (TS = "1") oder aus (TS = "0")
geschaltet wird. Die Übergangsintervalle in Fig. 7B sind die Schaltintervalle der
Transistoren Q1 bis Q4 in Fig. 22, während welchen die Polarität des
komplementären Signals invertiert wird.
Bei der herkömmlichen Stromschalter-Treiberschaltung sinkt die von der
Leistungsversorgung und der Erdung gesehene Impedanz während der
Signalübertragungsintervalle kurz auf einen kleinen Wert, während welchen ein
Strom direkt von der Leistungsversorgung über die Treiberschaltung zur Erdung
fließt, und ein Gleichtaktrauschen tritt auf der Leistungsversorgungs- und der
Erdungsleitung auf. Es wird daran erinnert, daß die herkömmliche Stromschalter-
Treiberschaltung zwei parallele Pfade zwischen der Leistungsversorgung und der
Erdung hat, wobei die Transistoren Q1 und Q2 auf einem Pfad in Reihe gekoppelt
sind und die Transistoren Q3 und Q4 auf dem anderen Pfad in Reihe gekoppelt sind
(Fig. 22). Wenn die Transistoren Q1 und Q4 einschalten, schalten die Transistoren
Q2 und Q3 aus. Wenn die Transistoren Q2 und Q3 einschalten, schalten die
Transistoren Q1 und Q4 aus. Während der Übergangsintervalle variiert die
Impedanz von beiden dieser Pfade im wesentlichen auf dieselbe Weise, und zwar
zuerst durch Kleinerwerden und dann durch Zurückkehren zum selben Wert wie vor
dem Übergang. Die gesamte parallele Impedanz der zwei Pfade zeigt ein ähnliches
Verhalten wie in Fig. 7B.
Bei der erfundenen Treiberschaltung 3 gibt es auch zwei parallele Pfade, aber einer
führt durch die Treibertransistoren 13, 14, das Signalübertragungsleitungspaar 1
und den Abschlußwiderstand 2, während der andere durch den Umgehungs
transistor 15 führt. Beim ersten Übergangsintervall schalten die Treibertransistoren
13, 14 ein und schaltet der Umgehungstransistor 15 aus. Beim zweiten
Übergangsintervall schalten die Treibertransistoren 13, 14 aus und schaltet der
Umgehungstransistor 15 ein. Während des ersten Übergangsintervalls fallen die
Widerstandswerte der Treibertransistoren 13, 14 von einem hohen Aus-
Widerstandswert zu einem viel niedrigeren Ein-Widerstandswert, während der
Widerstandswert des Umgehungstransistors 15 von einem niedrigen Ein-Wider
standswert zu einem hohen Aus-Widerstandswert ansteigt. Die zwei Änderungen
löschen sich im wesentlichen aus, so daß die gesamte parallele Impedanz während
des Übergangsintervalls im wesentlichen konstant bleibt. Während des zweiten
Übergangsintervalls steigt der Widerstand der Treibertransistoren 13, 14 vom
vergleichsweise niedrigen Ein-Widerstandswert zu einem hohen Aus-
Widerstandswert an, während der Widerstand des Umgehungstransistors 15 von
einem hohen Aus-Widerstandswert zu einem niedrigeren Ein-Widerstandswert
abfällt. Diese Änderungen löschen sich auch aus, und die gesamte parallele
Impedanz bleibt im wesentlichen konstant.
Wenn die Strompfade, die durch die zwei Treibertransistoren 13, 14 führen,
geöffnet sind, wird das Signalübertragungsleitungspaar 1 in bezug auf die
Leistungsversorgung und die Erdung im Schwebezustand gelassen. Das
komplementäre Signal, das genau bevor diese Strompfade geöffnet wurden zur
Signalübertragungsleitung 1b zugeführt wurde, fährt damit fort, sich in Richtung
zum Abschlußwiderstand 2 auszubreiten, wo sich seine zugehörigen
elektromagnetischen Felder und positive und negative Ladungen treffen und sich
auslöschen. Infolge des komplementären Signals werden die zwei
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b auf demselben Potential belassen. Dieses
Potential ist nicht notwendigerweise gleich einer Hälfte des
Leistungsversorgungspotentials; es kann aufgrund des wellenartigen Charakters
des komplementären Signals und aufgrund einer externen elektromagnetischen
Interferenz jedesmal variieren, wenn die Strompfade geöffnet werden, aber solange
wie die zwei Signalübertragungsleitungen 1a, 1b auf demselben Potential sind,
kann das Nichtvorhandensein des komplementären Signals erfaßt werden.
Wenn die nacheilende Flanke des komplementären Signals einen
Verzweigungsabschnitt 4 durchlaufen hat, werden die positiven und negativen
Ladungen, die in den Eingangskapazitäten der Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 der
angeschlossenen Empfangsschaltung 5 gespeichert wurden, über ihren
Abschlußtransistor 23 schnell entladen. Somit nehmen dann, wenn die nacheilende
Flanke des komplementären Signals den Verzweigungsabschnitt 4 durchlaufen hat,
die Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 der Empfangsschaltung 5 schnell dasselbe
Potential an. Der Differentialverstärker 22 in der Empfangsschaltung 5 erfaßt, daß
das Spannungsdifferential über den Eingangsanschlüssen IN1, IN2 nun Null ist, und
gibt ein entsprechendes Empfangs-Ausgangssignal RS am Ausgangsanschluß
OUT aus.
Auf diese Weise erfaßt die Empfangsschaltung 5 dann, wenn die nacheilende
Flanke des komplementären Signals den Verzweigungsabschnitt 4 durchlaufen hat
und die in der Eingangskapazität der Eingangsanschlüsse IN1, IN2 der
Empfangsschaltung 5 gespeicherte Ladung durch den zwischen ihnen
angeordneten Abschlußtransistor 23 entladen worden ist, daß das komplementäre
Signal nicht mehr bei der angeschlossenen Verzweigungsstelle auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 vorhanden ist. Somit wird ein Übergang des
übertragenen Signals erfaßt.
Um das erste Ausführungsbeispiel zusammenzufassen, hat die Treiberschaltung 3
ein Paar von Treibertransistoren 13, 14, die einschalten, wenn das Übertragungs-
Eingangssignal TS auf dem hohen Pegel ist, was Strompfade schließt, die ein
komplementäres Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zuführen, und
ausschalten, wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS auf dem niedrigen Pegel
ist, was diese Strompfade öffnet. Die Treiberschaltung 3 hat auch einen
Umgehungstransistor 15, der einschaltet, wenn das Übertragungs-Eingangssignal
TS auf dem niedrigen Pegel ist, was einen parallelen Strompfad schließt, der das
Signalübertragungsleitungspaar 1 umgeht, und ausschaltet, wenn das
Übertragungs-Eingangssignal TS auf dem hohen Pegel ist, was den parallelen
Umgehungs-Strompfad öffnet. Der Ein-Widerstand des Umgehungstransistors 15
ist gleich der Summe der Ein-Widerstände der Treibertransistoren 13, 14, des dc-
Widerstands der Signalübertragungsleitungen 1a, 1b und des Widerstands des
Abstoßwiderstands 2. Wie es von der Leistungsversorgung und der Erdung aus
gesehen wird, hat die Treiberschaltung 3 ungeachtet dessen dieselbe Impedanz,
ob das Übertragungs-Eingangssignal TS hoch oder niedrig ist, und hat auch
während der Übergangsintervalle, wenn das Übertragungs-Eingangssignal TS
seinen Zustand ändert, im wesentlichen dieselbe Impedanz. Die Treiberschaltung 3
verhält sich demgemäß als dc-Schaltung, und die Übergänge des Übertragungs-
Eingangssignals TS, die herkömmlicherweise ein Gleichtaktrauschen und eine
geringe Menge an Differentialmoderauschen erzeugen, erzeugen beim ersten
Ausführungsbeispiel weniger von diesen Typen von Rauschen. Die Übergänge des
Übertragungs-Eingangssignals TS verursachen daher eine geringere Störung der
Leistungsversorgungs- und Erdungspotentiale, so daß eine Resonanz dieser
Störungen mit Streuinduktanzen und -kapazitäten reduziert wird und eine
Signalübertragung hoher Geschwindigkeit möglich wird, ohne eine
elektromagnetische Interferenz zu erzeugen. Diese Effekt werden weiterhin
erhalten, ohne sich auf ein Entkoppeln durch einen Umgehungskondensator zu
verlassen, so daß es nicht nötig ist, einen Umgehungskondensator in der
Treiberschaltung 3 einzubetten oder sogar einen externen Umgehungskondensator
sehr nahe zur Treiberschaltung 3 vorzusehen. Dies erhöht die Freiheit beim
Entwurf in bezug auf das Positionieren des Umgehungskondensators, seiner
parasitären Induktanz und so weiter, stark.
Darüber hinaus kann deshalb, weil ein Abschlußtransistor 23 zwischen den
Eingangsanschlüssen IN1 und IN2 der Empfangsschaltung 5 vorgesehen ist,
nachdem die Eingangskapazität der Empfangsschaltung 5 durch die vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 abgezweigte Energie des komplementären
Signals geladen ist, wenn die nacheilende Flanke des komplementären Signals
durchgelaufen ist, die in der Eingangskapazität der Empfangsschaltung 5
gespeicherte Ladung über den Abschlußtransistor 23 schnell entladen werden, und
die Empfangsschaltung 5 kann schnell erfassen, daß das komplementäre Signal
nicht mehr vorhanden ist. Dies ermöglicht der Empfangsschaltung 5, übertragene
Signale hoher Frequenz zu empfangen.
Ein Vorsehen eines Verzweigungs-Widerstandspaars 20 an der Stelle, wo die
Empfangsschaltung 5 mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt ist,
ermöglicht der Empfangsschaltung 5, das komplementäre Signal zu erfassen, ohne
die Ausbreitung des komplementären Signals auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 signifikant zu stören.
Eine Verwendung paralleler Leitungen gleicher Länge für das
Signalübertragungsleitungspaar 1, das Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 und das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21 ermöglicht, daß sich die parasitäre
Induktanz dieser Paare von Leitungen auslöscht, was Übertragungsleitungen
erzeugt, die frei von einer Reaktanz sind, und somit frei von elektromagnetischen
Störungen.
Der zwischen den Treiber-Ausgangsanschlüssen D1, D2 der Treiberschaltung 3
gekoppelte Rauscheliminierungswiderstand 16 absorbiert den kleinen Betrag an bei
Verzweigungsstellen auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 erzeugtem
Reflexionsrauschen, um dadurch Mehrfachreflexionen zu reduzieren und das
Rauschen davon abzuhalten, sich weiter in die Treiberschaltung 3 auszubreiten.
Der Umgehungskondensator 7 reduziert die Effekte von durch andere Schaltungen
an dem Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 erzeugtem elektromagnetischem
Rauschen.
Die seriellen Widerstände 17, 18 reduzieren den Stromverbrauch und die
Leistungsdissipation der Treiberschaltung 3.
Die oben beschriebene Verzweigungs-Empfangseinheit koppelt die
Empfangsschaltung 5 über ein Verzweigungs-Widerstandspaar 20 und ein
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21 mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1, aber das Verzweigungs-Über
tragungsleitungspaar 21 kann weggelassen werden; die Empfangsschaltung 5 kann
direkt mit dem Verzweigungs-Widerstandspaar 20 gekoppelt werden.
Darüber hinaus kann die Empfangsschaltung direkt mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 verbunden werden, vorausgesetzt, daß die
Empfangsschaltung eine ausreichend hohe Eingangsimpedanz (beispielsweise 10 kΩ)
hat, und eine Eingangskapazität, die als Null angesehen werden kann
(beispielsweise 0,05 pF oder darunter). Fig. 8 zeigt ein Beispiel, bei welchem zwei
solche Empfangsschaltungen mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt
sind. Aufgrund ihrer hohen Eingangsimpedanz und ihrer Eingangskapazität nahe
Null, stören diese Empfangsschaltungen das komplementäre Signal auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 nicht signifikant, so daß kein Verzweigungs-
Widerstandspaar nötig ist.
Jede Empfangsschaltung 25 in Fig. 8 muß nur einen Differentialverstärker haben,
wie beispielsweise den Differentialverstärker 22 in Fig. 4. Der in Fig. 4 gezeigte
Abschlußtransistor 23 ist nicht nötig. Der Verzweigungsabschnitt 26, der jede
Empfangsschaltung 25 mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 koppelt, hat
beispielsweise die in Fig. 9 gezeigte Struktur, die ein Paar von Verzweigungs-
Anschlußfleckenelektroden 26a, 26b und eine Verzweigungs-Kontaktelektrode 26c
aufweist. Die Verzweigungs-Anschlußfleckenelektrode 26a und die Verzweigungs-
Kontaktelektrode 26c sind jeweils einheitlich mit den Signalübertragungsleitungen
1a und 1b. Die Verzweigungs-Anschlußfleckenelektrode 26b bildet einen Kontakt
mit der Verzweigungs-Kontaktelektrode 26c durch ein Durchgangsloch 8b in der
dielektrischen Schicht 8a. Der Empfangschip, der die Empfangsschaltung 25
enthält, ist mit den Verzweigungs-Anschlußfleckenelektroden 26a, 26b durch eine
Flip-Chip-Kontaktierung oder eine Drahtkontaktierung gekoppelt.
Der Abschlußtransistor 23 kann beim ersten Ausführungsbeispiel auch von der
Empfangsschaltung 5 weggelassen werden, wenn es nicht nötig ist, die
Eingangskapazität der Empfangsschaltung 5 schnell zu entladen. In diesem Fall
muß die Empfangsschaltung auch nur einen Differentialverstärker 22 haben.
Es ist für ein Signalübertragungs-Bussystem gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel auch möglich, eine Vielzahl von Signal
übertragungsleitungspaaren, jeweils mit seinem eigenen Abschlußwiderstand,
seiner eigenen Treiberschaltung, seinen eigenen Verzweigungsabschnitten und
seinen eigenen Empfangsschaltungen, auf demselben Schaltungssubstrat
angeordnet zu haben. Das in Fig. 10 gezeigte Signalübertragungs-Bussystem hat
beispielsweise zwei Signalübertragungsleitungspaare 1A, 1B, zwei
Abschlußwiderstände 2A, 2B, einen Treiberchip 27 mit zwei Treiberschaltungen 3A,
3B, zwei Verzweigungsabschnitte 4A, die jeweils ein Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaar 21A enthalten, weitere zwei Verzweigungsabschnitte 4B,
die jeweils ein Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 21B enthalten, und zwei
Empfangschips 28, die jeweils zwei Empfangsschaltungen 5A, 5B enthalten. Die
Buchstaben A und B bei diesen Bezugszeichen bezeichnen zwei Einheiten, die
jeweils in bezug auf die Struktur gleich dem ersten Ausführungsbeispiel sind, wie es
oben beschrieben ist, wobei dasselbe Schaltungssubstrat 8 mit getrennten
Übertragungs-Eingangssignalen TSA, TSB und Empfangs-Ausgangssignalen RSA,
RSB gemeinsam genutzt wird.
Das Schaltungssubstrat 8 in Fig. 10 hat beispielsweise die in Fig. 11 gezeigte
Vierschichtenstruktur. Die zwei Signalübertragungsleitungspaare 1A, 1B, von
welchen nur eines sichtbar ist, sind in einer ersten Schicht und einer zweiten
Schicht angeordnet, die im Schaltungssubstrat 8 eingebettet sind. Diese zwei
Schichten sind durch eine dielektrische Schicht 8C mit einer Dicke t1 getrennt. Die
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaare 21A, 21B sind in einer dritten Schicht
und einer vierten Schicht angeordnet, wobei die vierte Schicht eine
Oberflächenschicht ist. Diese zwei Schichten sind durch eine dielektrische Schicht
8D mit einer Dicke t2 getrennt. Die zweite und die dritte Schicht sind durch eine
dielektrische Schicht 8e mit einer Dicke t3 getrennt, die wenigstens zweimal so groß
(vorzugsweise mehrere Male so groß) wie die Dicken t1, t2 der obigen
dielektrischen Schichten 8c, 8d ist. Wenn t3 ausreichend größer als t1 und t2 ist,
werden die elektromagnetischen Felder von Signalen, die sich auf den
Signalübertragungsleitungspaaren 1A, 1B ausbreiten, nicht mit Signalen
interferieren, die sich auf den Verzweigungs-Übertragungsleitungspaaren 21A, 21B
ausbreiten, und umgekehrt. Eine elektromagnetische Interferenz zwischen den zwei
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaaren 21A, 21B wird durch Vorsehen einer
ausreichenden Trennung zwischen ihnen verhindert, wie es in Fig. 11 gezeigt und
in Fig. 2B diskutiert ist. Gleichermaßen sind die zwei
Signalübertragungsleitungspaare 1A, 1B voneinander ausreichend getrennt, um
eine elektromagnetische Interferenz zu verhindern, obwohl dies in Fig. 11 nicht
sichtbar ist.
Nimmt man Bezug auf Fig. 12, ist ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung ein Signalübertragungs-Bussystem, das ein
Signalübertragungsleitungspaar 1 mit einem Abschlußwiderstand 2, eine oder
mehrere Treiberschaltungen 3 (zwei sind gezeigt), einen oder mehrere
Verzweigungsabschnitte 30 (zwei sind gezeigt), eine Empfangsschaltung 31, ein
Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 und ein Schaltungssubstrat 8 aufweist. Obwohl
es in Fig. 12 nicht explizit gezeigt ist, ist jede Treiberschaltung 3 in einem
Treiberchip angeordnet und ist die Empfangsschaltung 31 in einem Empfangschip
angeordnet, wobei diese Chips gleich den IC-Chips 9, 10 in Fig. 1 sind.
Das Signalübertragungs-Bussystem überträgt wie dasjenige beim ersten
Ausführungsbeispiel Signale in einer einzigen Richtung von den Treiberschaltungen
3 zur Empfangsschaltung 31, unterscheidet sich aber vom ersten
Ausführungsbeispiel darin, daß die Empfangsschaltung 31 an einem Ende des
Signalübertragungsleitungspaars 1 angeordnet ist, während die eine oder die
mehreren Treiberschaltungen 3 an Zwischenstellen zwischen den zwei Enden des
Signalübertragungsleitungspaars 1 angeordnet ist oder sind.
Jede Treiberschaltung 3 und ihr Verzweigungsabschnitt 30 bilden eine
Verzweigungs-Treibereinheit. Der Verzweigungsabschnitt 30 enthält eine Bus-
Transceiverschaltung 32. Der Ausdruck "Bus-Transceiverschaltung" wird hierin
dazu verwendet, einen Typ von Schaltung zu bezeichnen, durch welche Signale
übertragen bzw. gesendet und/oder empfangen werden können, wenn die
Schaltung freigegeben ist.
Jede Bus-Transceiverschaltung 32 empfängt ein Freigabesignal ES von
beispielsweise einem der Treiberchips oder einer anderen Schaltung (nicht zu
sehen). Jede Treiberschaltung 3 empfängt ein Übertragungs-Eingangssignal TS.
Nur eine Verzweigungs-Treibereinheit, die mit dem Signalübertragungsleitungspaar
1 gekoppelt ist, ist gleichzeitig aktiv. Die Freigabesignale ES zeigen an, welche
Verzweigungs-Treibereinheit aktiv ist. Das Übertragungs-Eingangssignal TS, das
der aktiven Verzweigungs-Treibereinheit zugeführt wird, variiert zwischen hohen
und niedrigen Pegeln, um Daten "1" und "0" anzuzeigen. Das einer inaktiven
Verzweigungs-Treibereinheit zugeführte Übertragungs-Eingangssignal TS wird auf
dem niedrigen Pegel gehalten. Die aktive Verzweigungs-Treibereinheit führt ein
komplementäres Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zu, was das
komplementäre Signal ein- und ausschaltet, um Daten "1" und "0" anzuzeigen. Eine
inaktive Verzweigungs-Treibereinheit führt kein komplementäres Signal zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zu. Die Verzweigungs-Treibereinheiten werden
aufeinanderfolgend aktiv, wobei das Signalübertragungsleitungspaar 1 gemeinsam
genutzt wird, um Signale zu unterschiedlichen Zeiten zur Empfangsschaltung 31 zu
übertragen bzw. zu senden.
Ein Verzweigungsabschnitt 30 weist die Bus-Transceiverschaltung 32 und ein
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 auf. Die Bus-Transceiverschaltung 32
weist ein Paar von nMOS-Verzweigungstransistoren 32a, 32b auf. Das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 weist zwei parallele Verzweigungs-
Übertragungsleitungen 33a, 33b gleicher Länge auf. Der Verzweigungstransistor
32a ist zwischen einer Zwischenstelle auf der Signalübertragungsleitung 1a und
einem Ende der Verzweigungs-Übertragungsleitung 32a eingeführt. Das andere
Ende der Verzweigungs-Übertragungsleitung 33a ist mit einem der
Treiberanschlüsse (dem Treiberanschluß D1 in Fig. 1) der Treiberschaltung 3
gekoppelt. Der Verzweigungstransistor 32b ist zwischen einer entsprechenden
Stelle auf der Signalübertragungsleitung 1b und einem Ende der Verzweigungs-
Übertragungsleitung 33b eingefügt. Das andere Ende der Verzweigungs-
Übertragungsleitung 33b ist mit dem anderen Treiberanschluß der Treiberschaltung
3 (dem Treiberanschluß D2 in Fig. 1) gekoppelt. Das Freigabesignal ES wird zu den
Gate-Elektroden beider Transistoren 32a, 32b zugeführt.
Die Transistoren 32a, 32b in der Bus-Transceiverschaltung 32 schalten ein, wenn
das Freigabesignal ES auf dem hohen Pegel ist, wodurch die Treiberschaltung 3
und das Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt wird, um dadurch die Verzweigungs-
Treibereinheit in den aktiven Zustand zu versetzen. Wenn das Freigabesignal ES
auf dem niedrigen Pegel ist, schalten diese Transistoren 32a, 32b aus, was das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 und die Treiberschaltung 3 vom
Signalübertragungsleitungspaar 1 trennt, wodurch die Verzweigungs-Treibereinheit
in den inaktiven Zustand versetzt wird. Dies verhindert, daß das von der aktiven
Verzweigungs-Treibereinheit zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführte
komplementäre Signal in eine inaktive Verzweigungs-Treibereinheit abgezweigt
und am Ende des Verzweigungs-Übertragungsleitungspaars 33 der inaktiven
Verzweigungs-Treibereinheit reflektiert wird.
Die charakteristische Impedanz der Verzweigungs-Übertragungsleitungen 33a, 33b
ist vorzugsweise an eine Hälfte der charakteristischen Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b angepaßt, um eine Reflexion von
Signalenergie an der T-Verzweigung bzw. am T-Adapter zu verhindern, wo das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt ist. Der Ein-Widerstand der
Verzweigungstransistoren 32a, 32b ist an die charakteristische Impedanz der
Verzweigungs-Übertragungsleitungen 33a, 33b angepaßt.
Wie beim ersten Ausführungsbeispiel verhält sich jede Treiberschaltung 3 als dc-
Schaltung, wenn sie von der Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen
wird. In Abhängigkeit vom Zustand des Übertragungs-Eingangssignals TS schließt
die Treiberschaltung 3 entweder Strompfade, die das komplementäre Signal durch
den Verzweigungsabschnitt 30 zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zuführt, und
öffnet einen Umgehungs-Strompfad, der den Verzweigungsabschnitt 30 und das
Signalübertragungsleitungspaar 1 umgeht, oder sie öffnet die Strompfade, die das
komplementäre Signal zuführen, und schließt den Umgehungs-Strompfad. Der Ein-
Widerstand des Umgehungstransistors 15, der den Umgehungs-Strompfad
schließt, ist im wesentlichen gleich der Summe der Ein-Widerstände der
Treibertransistoren 13, 14, die die Signalzufuhr-Strompfade schließen, und des von
den Treiberanschlüssen D1, D2 der Treiberschaltung 3 gesehenen dc-Widerstand,
schaut man in Richtung zum Verzweigungsabschnitt 30, wenn die Verzweigungs-
Treibereinheit aktiv ist (diese Transistoren und Treiberanschlüsse sind in Fig. 1
gezeigt).
Die Empfangsschaltung 31 ist mit dem Ende des Signalübertragungsleitungspaars
1 entgegengesetzt zum Abschlußwiderstand 2 gekoppelt. Beim Erfassen des
komplementären Signals, das in der aktiven Verzweigungs-Treibereinheit von der
Treiberschaltung 3 zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführt wird, erzeugt
die Empfangsschaltung 31 ein entsprechendes Empfangs-Ausgangssignal RS.
Genauer gesagt erfaßt die Empfangsschaltung 31, ob das komplementäre Signal
vorhanden oder nicht vorhanden ist, wobei diese Zustände Daten "1" und "0"
darstellen. Die Empfangsschaltung 31 weist beispielsweise den in Fig. 4 gezeigten
Differentialverstärker 22 auf, der eine Eingangsimpedanz mit einem hohen dc-
Widerstand und eine kapazitive Reaktanz hat. Das Ende des mit der
Empfangsschaltung 31 gekoppelten Signalübertragungsleitungspaars 1 hat daher
einen kapazitiven Abschluß, der total reflektiert, selbst wenn die Eingangskapazität
der Empfangsschaltung 31 etwas variiert. Das von der aktiven Treiberschaltung 3
durch das Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 und die Bus-Transceiver
schaltung 32 zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführte komplementäre
Signal breitet sich von der T-Verzweigung mit dem Signalübertragungsleitungspaar
1 in Richtung zu sowohl der Empfangsschaltung 31 als auch dem
Abschlußwiderstand 2 aus, wobei sich im wesentlichen die Hälfte der Signalenergie
in jede Richtung ausbreitet. Die charakteristische Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b, die von den Verzweigungs-
Übertragungsleitungen 33a, 33b gesehen wird, ist daher eine Hälfte der aktuellen
charakteristischen Impedanz. Die charakteristische Impedanz der Verzweigungs-
Übertragungsleitungen 33a, 33b ist somit an die charakteristische Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b angepaßt, wenn sie eine Hälfte der aktuellen
charakteristischen Impedanz der Signalübertragungsleitungen 1a, 1b ist, wie es
oben beschrieben ist.
Da der Abschlußwiderstand 2 an die charakteristische Impedanz des
Signalübertragungsleitungspaars 1 angepaßt ist, tritt die gesamte Energie des
komplementären Signals, das sich in Richtung zum Abschlußwiderstand 2 auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 ausbreitet, in den Abschlußwiderstand 2 ein und
wird darin dissipiert. Die Energie des komplementären Signals, das sich in Richtung
zur Empfangsschaltung 31 ausbreitet, wird bei der Empfangsschaltung 31 total
reflektiert und kehrt auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 in Richtung zum
Abschlußwiderstand 2 zurück. Die reflektierte Signalenergie, die den
Abschlußwiderstand 2 erreicht, wird darin dissipiert. Reflektierte Signalenergie kann
auch zurück zur aktiven Treiberschaltung 3 verzweigen, aber diese Energie wird im
Rauscheliminierungswiderstand 16 der Treiberschaltung 3 (in Fig. 1 gezeigt)
dissipiert.
Aufgrund einer Totalreflexion ist das durch die Empfangsschaltung 31 erfaßte
Spannungsdifferential des komplementären Signals im wesentlichen das Zweifache
des Spannungsdifferentials des komplementären Signals, das sich in Richtung zur
Empfangsschaltung 31 auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 ausbreitet, und
ist daher im wesentlichen gleich der durch die Treiberschaltung 3 zum
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 zugeführten Spannung des
komplementären Signals. Diese Verdopplung der Spannung des komplementären
Signals ist erwünscht, weil sie der Empfangsschaltung 31 ermöglicht, das
komplementäre Signal einfacher zu erfassen.
Weil sich die Treiberschaltungen 3 als dc-Schaltungen verhalten, wenn sie von der
Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen werden, bietet das
Signalübertragungs-Bussystem beim zweiten Ausführungsbeispiel Effekte, die
gleich denjenigen sind, die beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben sind. Es
reduziert das Gleichtaktrauschen und die kleine Menge an
Differentialmoderauschen, die auftreten, wenn die Übertragungs-Eingangssignale
TS einen Zustand ändern, und es verhindert somit, daß ein Gleichtaktrauschen die
Leistungsversorgungs- und Erdungspotentiale stört, ohne daß man sich auf ein
Entkoppeln durch Umgehungskondensatoren verläßt. Signale können mit hoher
Geschwindigkeit übertragen werden, ohne eine elektromagnetische Interferenz zu
verursachen, und wenn Umgehungskondensatoren verwendet werden, gibt es eine
erhöhte Freiheit in bezug auf den Entwurf bezüglich ihrer Montagepositionen und
ihrer parasitären Induktanz.
Da die charakteristische Impedanz der Verzweigungs-Übertragungsleitungen 33a,
33b gleich einer Hälfte der charakteristischen Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b ist, ist jedes Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaar 33 an das Signalübertragungsleitungspaar 1 angepaßt,
und das vom Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 zum
Signalübertragungsleitungspaar 1 zugeführte komplementäre Signal wird bei der T-
Verzweigung zwischen diesen Übertragungsleitungspaaren nicht reflektiert.
Bei einer Variation des zweiten Ausführungsbeispiels hat das
Signalübertragungsleitungspaar 1 Abschlußwiderstände an beiden Enden. Gemäß
Fig. 13 weist die Empfangsschaltung 35 einen Differentialverstärker 36 und einen
Eingangs-Abschlußwiderstand 37 auf. Der Eingangs-Abschlußwiderstand 37 ist
zwischen den Eingangsanschlüssen des Differentialverstärkers 36 gekoppelt und
ist an die charakteristische Impedanz des Signalübertragungsleitungspaars 1
angepaßt, wobei er denselben Widerstandswert wie der Abschlußwiderstand 2 am
entgegengesetzten Ende hat. In diesem Fall wird die Energie des komplementären
Signals, die sich zur Empfangsschaltung 35 ausbreitet, nicht reflektiert, sondern
wird im Eingangs-Abschlußwiderstand 37 vollständig dissipiert. Ein resultierender
Vorteil besteht darin, daß die Verzweigungs-Treibereinheiten zwischen den aktiven
und inaktiven Zuständen mit weniger Zeitbeschränkungen umgeschaltet werden
können, weil ein durch eine Treiberschaltung 3 zugeführtes komplementäres Signal
nicht reflektiert und mit dem komplementären Signal interferieren werden wird, das
später durch eine andere Treiberschaltung 3 zugeführt wird. Ein Nachteil besteht
darin, daß die Spannung des komplementären Signals, die durch die
Empfangsschaltung 35 erfaßt wird, nur eine Hälfte der Spannung des
komplementären Signals sein wird, die durch die Empfangsschaltung 31 in Fig. 12
erfaßt wird.
Bei einer weiteren Variation des zweiten Ausführungsbeispiels sind die
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaare weggelassen. Gemäß Fig. 14 weist der
Verzweigungsabschnitt 38 in diesem Fall nur eine Bus-Transceiverschaltung 32
auf. Die Verzweigungstransistoren 32a und 32b in der Bus-Transceiverschaltung 32
sind direkt mit den Treiberanschlüssen der Treiberschaltung 3 gekoppelt.
Wenn es beim zweiten Ausführungsbeispiel nur eine Verzweigungs-Treibereinheit
gibt, können sowohl die Verzweigungs-Übertragungsleitungspaare 33 als auch die
Bus-Transceiverschaltungen 32 weggelassen werden. Gemäß Fig. 15 ist die
Treiberschaltung 3 mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 durch einen
Verzweigungsabschnitt 26 mit der in Fig. 9 gezeigten Struktur gekoppelt.
Ein Umgehungskondensator kann in den Fig. 12 bis 15 an einer geeigneten Stelle
mit dem Leistungs-Erdungs-Leitungspaar 6 verbunden sein, um den Effekt einer
elektromagnetischen Strahlung von anderen Schaltungen zu reduzieren, wie beim
ersten Ausführungsbeispiel.
Beim oben beschriebenen zwei Ausführungsbeispielen wird dann, wenn kein
komplementäres Signal zugeführt wird, das Signalübertragungsleitungspaar 1 im
schwebenden Zustand gelassen und ist demgemäß gegenüber einem durch
andere Schaltungen erzeugten elektromagnetischen Rauschen anfällig. Beim
nächsten Ausführungsbeispiel weist der Abschlußwiderstand oder der
Rauscheliminierungswiderstand zwei Widerstände auf, die in Reihe gekoppelt sind,
und der Knoten zwischen ihnen ist mit der Erdung gekoppelt. Folglich wird dann,
wenn das komplementäre Signal nicht zugeführt wird, das
Signalübertragungsleitungspaar geerdet, was seine Immunität gegenüber externem
elektromagnetischen Rauschen verbessert.
Gemäß Fig. 16 weist dieses dritte Ausführungsbeispiel beispielsweise ein
Signalübertragungsleitungspaar 1, eine Treiberschaltung 3,
Verzweigungsabschnitte 4, Empfangsschaltungen 5, ein Leistungs-Erdungs-
Leitungspaar 6 und einen Umgehungskondensator 7 auf, wie es beim ersten
Ausführungsbeispiel beschrieben ist, und einen Abschlußwiderstand 41. Der
Abschlußwiderstand 41 ist mit dem Ende des Signalübertragungsleitungspaars 1
entgegengesetzt zur Treiberschaltung 3 gekoppelt, was den Abschlußwiderstand 2
des ersten Ausführungsbeispiels ersetzt.
Der Abschlußwiderstand 41 weist zwei in Reihe gekoppelte Abschlußwiderstände
41a, 41b auf, wobei ihr kombinierter serieller Widerstand gleich der
charakteristischen Impedanz des Signalübertragungsleitungspaars 1 ist (und somit
dem Widerstand des Abschlußwiderstands 2 beim ersten Ausführungsbeispiel). Der
Knoten N1 zwischen dem ersten Abschlußwiderstand 41a und dem zweiten
Abschlußwiderstand 41b ist durch eine Erdungsleitung oder ein Erdungsmuster mit
der Erdung (GND) gekoppelt. Die Widerstandswerte des ersten
Abschlußwiderstands 41a und des zweiten Abschlußwiderstands 41b sind
vorzugsweise gleich. Für eine stabile Ausbreitung des komplementären Signals auf
der Übertragungsleitung sind die Widerstandswerte der seriellen Widerstände 17,
18 vorzugsweise gleich den Widerstandswerten des ersten und des zweiten
Abschlußwiderstands 41a, 41b.
Wenn das komplementäre Signal nicht zugeführt wird, ist der Treiberanschluß D1
der Treiberschaltung 3 von der Leistungsversorgung getrennt und ist der
Treiberanschluß D2 von der Erdung getrennt, aber die Signalübertragungsleitung
1a ist über den ersten Abschlußwiderstand 41a mit der Erdung gekoppelt und die
Signalübertragungsleitung 1b ist über den zweiten Abschlußwiderstand 41b mit der
Erdung gekoppelt, so daß das Signalübertragungsleitungspaar 1 auf dem
Erdungspotential gehalten wird. Demgemäß wird dann, wenn ein komplementäres
Signal zugeführt wird, die Signalübertragungsleitung 1a zu einem Potential
getrieben, das höher als das Erdungspotential ist, und die
Signalübertragungsleitung 1b zu einem Potential, das niedriger als das
Erdungspotential ist. Das Signalübertragungsleitungspaar 1 ist immer äußerst
immun gegenüber elektromagnetischem Rauschen, das durch andere Schaltungen
(nicht zu sehen) erzeugt wird, weil es niemals im schwebenden Zustand gelassen
wird.
Unter der Voraussetzung, daß der Abschlußwiderstand 41 in zwei gleiche Teile
aufgeteilt ist und der Knoten N1 zwischen ihnen mit der Erdung gekoppelt ist, sind
die Potentiale der Signalübertragungsleitung 1a und der Signalübertragungsleitung
1b in bezug auf die Erdung symmetrisch. Ein komplementäres Signal veranlaßt,
daß diese Potentiale von der Erdung aus in entgegengesetzte Richtungen
divergieren, wobei die Divergenz in beiden Richtungen denselben Absolutwert hat.
Dieser Aufbau minimiert den Absolutwert der Divergenz von der Erdung. Wenn
elektromagnetisches Rauschen auch vorhanden ist, wird es die Potentiale der
beiden Signalübertragungsleitungen 1a, 1b in derselben Richtung stören, so daß
beispielsweise ein positives Rauschpotential zu einem positiven Signalpotential auf
der Signalübertragungsleitung 1a und zu einem negativen Signalpotential auf der
Signalübertragungsleitung 1b addiert wird. Da der Absolutwert der Signalpotentiale
jedoch minimiert worden ist, ist auch der Absolutwert der Summe der Signal- und
Rauschpotentiale minimiert. Kurz gesagt werden Störungen des Erdungspotentials
minimiert.
Um das dritte Ausführungsbeispiel zusammenzufassen, ist der Abschlußwiderstand
41 in in Reihe gekoppelte zwei Widerstände getrennt und ist der interne Knoten
zwischen ihnen geerdet, so daß dann, wenn die Treiberschaltung 3 kein
komplementäres Signal zuführt, das Signalübertragungsleitungspaar 1 nicht im
schwebenden Zustand gelassen wird. Das Signalübertragungsleitungspaar 1 ist
daher weniger anfällig gegenüber elektromagnetischem Rauschen. Die Gleichheit
der Widerstandswerte des ersten Abschlußwiderstands 41a, des zweiten
Abschlußwiderstands 41b und der seriellen Widerstände 17, 18 ermöglicht
weiterhin, daß sich komplementäre Signale auf den Signalübertragungsleitungen
1a und 1b auf die stabilste Weise ausbreiten, und zwar unter Bedingungen, die
Störungen des Erdungspotentials minimieren.
Bei der oben angegebenen Beschreibung des dritten Ausführungsbeispiels war es
der Abschlußwiderstand, der in zwei Widerstände auf entgegengesetzten Seiten
eines geerdeten Knotens aufgeteilt war, aber es ist statt dessen möglich, den
Rauscheliminierungswiderstand in zwei Widerstände aufzuteilen und den Knoten
zwischen ihnen zu erden.
Das Signalübertragungs-Bussystem in Fig. 17 ersetzt die in Fig. 1 gezeigte
Treiberschaltung 3 durch eine andere Treiberschaltung 42. Die Treiberschaltung 42
ersetzt den Rauscheliminierungswiderstand 16 in Fig. 1 durch einen anderen
Rauscheliminierungswiderstand 43. Der Rauscheliminierungswiderstand 43 t 19373 00070 552 001000280000000200012000285911926200040 0002010101066 00004 19254eilt
den Rauscheliminierungswiderstand 16 der Fig. 1 in einen ersten
Rauscheliminierungswiderstand 43a und einen zweiten
Rauscheliminierungswiderstand 43b auf. Der Widerstandswert des
Rauscheliminierungswiderstands 43 in Fig. 17 (der serielle Widerstand des ersten
und des zweiten Rauscheliminierungswiderstands 43a, 43b) ist gleich dem
Widerstandswert des Rauscheliminierungswiderstands 16 in Fig. 1, wobei er etwa
das Zehnfache der charakteristischen impedanz der Signalübertragungsleitungen
1a, 1b ist. Der Knoten N2 zwischen dem ersten und dem zweiten
Rauscheliminierungswiderstand 43a, 43b ist mit dem Erdungsanschluß E2
gekoppelt, der über die Erdungsleitung 6b mit der Erdung gekoppelt ist.
Beim Signalübertragungs-Bussystem in Fig. 17 ist es für die Widerstandswerte des
ersten Rauscheliminierungswiderstands 43a, des zweiten
Rauscheliminierungswiderstands 43b und der seriellen Widerstände 17, 18
vorzuziehen, daß sie gleich sind. Beim Signalübertragungs-Bussystem in Fig. 16
war der Widerstandswert der seriellen Widerstände 17, 18 vorzugsweise klein (nur
eine Hälfte der charakteristischen Impedanz der Signalübertragungsleitungen 1a,
1b, um an den Abschlußwiderstand 41 angepaßt zu sein), aber beim
Signalübertragungs-Bussystem in Fig. 17 kann der Widerstandswert des
Rauscheliminierungswiderstands 43 sehr groß gemacht werden (wobei ein Wert
von etwa zehnmal so groß wie die charakteristische Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b bevorzugt ist), so daß die Widerstandswerte
der seriellen Widerstände 17, 18 auch groß gemacht werden können, was die
Leistungsdissipation der Treiberschaltung reduziert.
Die Widerstandswerte des ersten Abschlußwiderstands 41a und des zweiten
Abschlußwiderstands 41b in Fig. 16 können sich unterscheiden, vorausgesetzt, daß
ihr kombinierter serieller Widerstand an die charakteristische Impedanz der
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b angepaßt ist. Gleichermaßen können in Fig. 17
der erste Rauscheliminierungswiderstand 43a und der zweite
Rauscheliminierungswiderstand 43b unterschiedliche Widerstandswerte haben. Es
ist jedoch für den Abschlußwiderstand 41 oder den Rauscheliminierungswiderstand
43 vorzuziehen, daß er in zwei gleiche Widerstände aufgeteilt ist, wie es oben
beschrieben ist, so daß beide Signalübertragungsleitungen 1a, 1b gleiche
Amplitudenschwingungen in bezug zur Erdung haben werden.
Das Grundkonzept des dritten Ausführungsbeispiels besteht im Aufteilen des
Abschlußwiderstands (oder des Rauscheliminierungswiderstands) in einen ersten
Widerstand und einen zweiten Widerstand, die in Reihe gekoppelt sind, und im
Erden des Knotens zwischen diesen zwei Widerständen. Das dritte
Ausführungsbeispiel wurde durch Anwenden dieses Konzepts auf das erste
Ausführungsbeispiel erhalten, aber dasselbe Konzept kann auf das zweite
Ausführungsbeispiel angewendet werden.
Die Signalübertragungs-Bussysteme bei den vorangehenden
Ausführungsbeispielen übertrugen Signale in einer Richtung. Das
Signalübertragungs-Bussystem, das nachfolgend zu beschreiben ist, überträgt
Signale in beide Richtungen.
Fig. 18 ist ein Schaltungsdiagramm des Signalübertragungs-Bussystems des
vierten Ausführungsbeispiels. Elemente, die identisch zu Elementen sind, die in den
Fig. 1, 4 und 12 gezeigt sind, haben dieselben Bezugszeichen. Das
Signalübertragungs-Bussystem weist folgendes auf: ein
Signalübertragungsleitungspaar 1, einen Abschlußwiderstand 2, einen ersten IC-
Chip 45, einen oder mehrere Verzweigungsabschnitte 46 (einer ist gezeigt), einen
oder mehrere zweite IC-Chips 47 (einer ist gezeigt), parallele
Leistungsversorgungs- und Erdungsleitungen gleicher Länge (nicht zu sehen) und
ein Schaltungssubstrat 8. Signale werden zwischen dem ersten IC-Chip 45 und
dem zweiten IC-Chip 47 durch das Signalübertragungsleitungspaar 1 und den
Verzweigungsabschnitt 46 übertragen. Der erste IC-Chip 45 ist ein Steuerchip, wie
beispielsweise eine Zentralverarbeitungseinheit (CPU) oder ähnliches. Der zweite
IC-Chip 7 ist beispielsweise ein Speicherchip oder ein Speicherschnittstellenchip.
Die parallelen Leistungsversorgungs- und Erdungsleitungen koppeln den ersten
und den zweiten IC-Chip 45, 47 mit der Leistungsversorgung und der Erdung.
Der erste IC-Chip 45, der mit dem gegenüber dem Abschlußwiderstand 2
entgegengesetzten Ende des Signalübertragungsleitungspaars 1 gekoppelt ist,
enthält eine Treiberschaltung 3, eine Empfangsschaltung 31 und Eingangs-
Ausgangs-Anschlüsse F1, F2. In Abhängigkeit vom Übertragungs-Eingangssignal
TS schließt die Treiberschaltung 3 entweder Strompfade, die ein komplementäres
Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1 zuführen, und öffnet einen
Strompfad, der das Signalübertragungsleitungspaar 1 umgeht, oder öffnet die
Strompfade, die ein komplementäres Signal zum Signalübertragungsleitungspaar 1
zuführen, und schließt den Strompfad, der das Signalübertragungsleitungspaar 1
umgeht, um dadurch als dc-Schaltung zu arbeiten, wenn sie von der
Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen wird.
Der erste und der zweite IC-Chip 45, 47 werden durch ein
Richtungssteuerungssignal DS gesteuert. Wenn das Richtungssteuerungssignal
DS auf dem niedrigen Pegel ist, werden die Treiberanschlüsse der
Treiberschaltung 3 im ersten IC-Chip 45 mit den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen
F1, F2 gekoppelt, und die Eingangsanschlüsse der Empfangsschaltung 31 werden
von den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen F1, F2 getrennt. In diesem Zustand treibt
die Treiberschaltung 3 das Signalübertragungsleitungspaar 1 durch Ausdrücken
von Daten "1" und "0" als das Vorhandensein und Nichtvorhandensein eines
komplementären Signals. Gegensätzlich dazu werden dann, wenn das
Richtungssteuerungssignal DS auf dem hohen Pegel ist, die Eingangsanschlüsse
der Empfangsschaltung 31 mit den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen F1, F2
gekoppelt, werden die Treiberanschlüsse der Treiberschaltung 3 von den
Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen F1, F2 getrennt und wird ein vom zweiten IC-Chip
47 auf das Signalübertragungsleitungspaar 1 übertragenes Signal durch die
Empfangsschaltung 31 erfaßt. Das Richtungssteuerungssignal DS kann innerhalb
des ersten IC-Chips 45 erzeugt werden, oder von einer anderen Schaltung
zugeführt werden, die extern zum ersten IC-Chip 45 ist, wie es in Fig. 18 gezeigt ist.
(Diese externe Schaltung und die internen Schaltungen, die die Verbindungen der
Treiberschaltung 3 und der Empfangsschaltung 31 mit den Eingangs-Ausgangs-
Anschlüssen F1, F2 schalten, sind nicht zu sehen).
Der Verzweigungsabschnitt 46 und der zweite IC-Chip 47, der mit ihm verbunden
ist, bilden eine Verzweigungseinheit, die an einer Zwischenstelle zwischen den
zwei Enden des Signalübertragungsleitungspaars 1 angeordnet ist. Diese
Verzweigungseinheit empfängt das Richtungssteuerungssignal DS vom ersten IC-
Chip 45 oder einer anderen Vorrichtung (nicht zu sehen). Wenn das
Richtungssteuerungssignal DS hoch ist, treibt der zweite IC-Chip 47 das
Signalübertragungsleitungspaar 1. Wenn das Richtungssteuerungssignal DS
niedrig ist, erfaßt der zweite IC-Chip 47 das auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 übertragene Signal durch den ersten IC-Chip 45.
Der Verzweigungsabschnitt 46 enthält eine Bus-Transceiverschaltung 48 und ein
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 mit zwei Verzweigungs-
Übertragungsleitungen 33a, 33b.
Die Bus-Transceiverschaltung 48, die zwischen der Verzweigungsstelle auf dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 und einem Ende des Verzweigungs-
Übertragungsleitungspaars 33 angeordnet ist, enthält ein Paar von
Verzweigungswiderständen 20a, 20b und ein Paar von nMOS-
Verzweigungstransistoren 32a, 32b. Der Verzweigungswiderstand 20a und der
Verzweigungstransistor 32a sind parallel zwischen der Verzweigungsstelle auf der
Signalübertragungsleitung 1a und einem Ende der Verzweigungs-
Übertragungsleitung 33a eingefügt; der Verzweigungswiderstand 20b und der
Verzweigungstransistor 32b sind parallel zwischen der Verzweigungsstelle auf der
Signalübertragungsleitung 1b und einem Ende der Verzweigungs-Übertragungslei
tung 33b angeordnet. Das Richtungssteuerungssignal DS wird zu den Gate-
Elektroden der beiden Transistoren 32a, 32b zugeführt. Die
Verzweigungswiderstände 20a, 20b haben Widerstandswerte von wenigstens
vierhundert Ohm (0,4 kΩ).
Bei dieser Bus-Transceiverschaltung 48 schalten dann, wenn das
Richtungssteuerungssignal DS auf dem niedrigen Pegel ist, die
Verzweigungstransistoren 32a und 32b aus, so daß der zweite IC-Chip 47 und das
Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 mit dem
Signalübertragungsleitungspaar 1 nur durch die Verzweigungswiderstände 20a,
20b mit hohem Widerstandswert verbunden sind. Wenn das
Richtungssteuerungssignal DS auf dem hohen Pegel ist, schalten die
Verzweigungstransistoren 32a und 32b ein, was Strompfade mit niedrigem
Widerstand ausbildet, die die Verzweigungswiderstände 20a, 20b umgehen, und
der zweite IC-Chip 47 und das Verzweigungs-Übertragungsleitungspaar 33 werden
mit dem Signalübertragungsleitungspaar 1 durch diese Strompfade mit niedrigem
Widerstand verbunden.
Der zweite IC-Chip 47, der durch den Verzweigungsabschnitt 46 mit einer
Zwischenstelle auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 gekoppelt ist, enthält
eine Treiberschaltung 3, eine Empfangsschaltung 5 und Eingangs-Ausgangs-
Anschlüsse G1, G2. Die Empfangsschaltung 5 hat einen Abschlußtransistor 23, der
zwischen ihren Eingangsanschlüssen IN1, IN2 gekoppelt ist, wie es beim ersten
Ausführungsbeispiel (Fig. 4) beschrieben ist, so daß eine in ihrer Eingangskapazität
gespeicherte Ladung schnell entladen werden kann.
Wenn das Richtungssteuerungssignal DS auf dem niedrigen Pegel ist, werden die
Eingangsanschlüsse der Empfangsschaltung 5 beim zweiten IC-Chip 47 mit den
Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen G1, G2 gekoppelt, werden die Treiberanschlüsse
der Treiberschaltung 3 beim zweiten IC-Chip 47 von den Eingangs-Ausgangs-
Anschlüssen G1, G2 getrennt und wird das zum Signalübertragungsleitungspaar 1
durch den ersten IC-Chip 45 zugeführte übertragene Signal durch die
Empfangsschaltung 5 über den Verzweigungsabschnitt 46 erfaßt. Gegensätzlich
dazu, nämlich dann, wenn das Richtungssteuerungssignal DS auf dem hohen
Pegel ist, werden die Treiberanschlüsse der Treiberschaltung 3 mit den Eingangs-
Ausgangs-Anschlüssen G1, G2 gekoppelt, werden die Eingangsanschlüsse der
Empfangsschaltung 5 von den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen G1, G2 getrennt
und treibt die Treiberschaltung 3 das Signalübertragungsleitungspaar 1.
Beim Signalübertragungs-Bussystem des vierten Ausführungsbeispiels wird die
Übertragung eines Signals vom ersten IC-Chip 45 zum zweiten IC-Chip 47 (die
Übertragungsoperation, wenn das Richtungssteuerungssignal DS auf dem
niedrigen Pegel ist) erreicht, wie es beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben
ist. Die Übertragung eines Signals vom zweiten IC-Chip 47 zum ersten IC-Chip 45
(die Übertragungsoperation, wenn das Richtungssteuerungssignal DS auf dem
hohen Pegel ist) wird erreicht, wie es beim zweiten Ausführungsbeispiel
beschrieben ist.
Um das vierte Ausführungsbeispiel zusammenzufassen, sind Treiberschaltungen 3
des erfundenen Typs, die Daten "1" und "0" durch Ein- und Ausschalten eines
komplementären Signals übertragen, während sie sich als de-Schaltungen
verhalten, wenn sie von der Leistungsversorgung und der Erdung aus gesehen
werden, in sowohl einem ersten IC-Chip 45, der an einem Ende eines
Signalübertragungsleitungspaars 1 angeordnet ist, als auch einem zweiten IC-Chip
47, der bei einer Zwischenstelle auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1
angeordnet ist, vorgesehen. Signale werden in beiden Richtungen zwischen diesen
IC-Chips 45, 47 durch das Signalübertragungsleitungspaar 1 und einen
Verzweigungsabschnitt 46 in Antwort auf Übertragungs-Eingangssignale TS
übertragen. Wie beim ersten Ausführungsbeispiel werden das Gleichtaktrauschen
und die geringe Menge an Differentialmoderauschen, die dann auftreten, wenn das
Übertragungs-Eingangssignal TS einen Zustand ändert, reduziert, ohne daß man
sich auf ein Entkoppeln durch einen Umgehungskondensator verläßt, und ein
Gleichtaktrauschen wird davon abgehalten, die Leistungsversorgungs- und
Erdungspotentiale zu stören, so daß Signale mit hoher Geschwindigkeit übertragen
werden können, ohne eine elektromagnetische Interferenz zu verursachen, selbst
wenn kein Umgehungskondensator verwendet wird. Wenn ein
Umgehungskondensator verwendet wird, gibt es darüber hinaus eine erhöhte
Freiheit in bezug auf den Entwurf bezüglich seiner Montageposition und seiner
parasitären Induktanz.
Das Vorsehen einer Empfangsschaltung 5 mit einem Abschlußtransistor 23
zwischen den Eingangsanschlüssen IN1 und IN2 im zweiten IC-Chip 47 ermöglicht,
daß die in der Eingangskapazität der Empfangsschaltung 5 gespeicherte Ladung
durch das durch die Verzweigungswiderstände 20a, 20b empfangene
komplementäre Signal schnell entladen wird, so daß das Nichtvorhandensein einer
Eingabe eines komplementären Signals schnell erfaßt werden kann, wie beim
ersten Ausführungsbeispiel, wodurch übertragene Signale mit hoher Frequenz, die
sich auf dem Signalübertragungsleitungspaar 1 ausbreiten, erfaßt werden können.
Bei einer Variation des vierten Ausführungsbeispiels wird dann, wenn der erste IC-
Chip empfängt, das Signalübertragungsleitungspaar 1 an beiden Enden
abgeschlossen, wie es in Fig. 19 gezeigt ist. Der erste IC-Chip 49 in Fig. 19 ist
äquivalent zum ersten IC-Chip 45 in Fig. 18, wobei eine serielle Schaltung einen
integrierten Abschlußwiderstand 50 und einen nMOS-Transistor 51 aufweist, die
zwischen den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen F1, F2 (und somit zwischen den
Signalübertragungsleitungen 1a, 1b) in Reihe gekoppelt sind. Das
Richtungssteuerungssignal DS wird an die Gate-Elektrode des Transistors 51
angelegt. Wenn das Richtungssteuerungssignal DS niedrig ist (wenn der erste IC-
Chip 49 der Treiber ist), wird der Transistor 51 ausgeschaltet und wird eine
Leerlaufschaltung zwischen den Eingangs-Ausgangs-Anschlüssen F1, F2 gebildet.
Wenn das Richtungssteuerungssignal DS hoch ist (wenn der erste IC-Chip 49 der
Empfänger ist), wird der Transistor 51 eingeschaltet und werden die Eingangs-
Ausgangs-Anschlüsse F1, F2 durch den integrierten Abschlußwiderstand 50
abgeschlossen. Eine Signalreflexion an diesem Ende des
Signalübertragungsleitungspaars 1 wird dadurch verhindert, wobei die einfallende
Signalenergie im integrierten Abschlußwiderstand 50 dissipiert wird.
Das Signalübertragungs-Bussystem des vierten Ausführungsbeispiels kann eine
Vielzahl von Signalübertragungsleitungspaaren haben, mit zugehörigen
Abschlußwiderständen, IC-Chips und Verzweigungsabschnitten, die alle auf einem
einzigen Schaltungssubstrat 8 angeordnet sind. In Fig. 20 sind beispielsweise
Signalübertragungsleitungspaare 1A, 1B, 1C mit jeweiligen Abschlußwiderständen
2A, 2B, 2C mit einem Steuerchip 53 an einem Ende gekoppelt. Der Steuerchip 53
enthält Schaltungen 45A, 45A, 45C, die jeweils äquivalent zu den Treiber-
Empfangsschaltungen des IC-Chips 45 in Fig. 18 sind. Jedes der drei
Übertragungsleitungspaare 1A, 1B, 1C ist mit zwei Speicherschnittstellenchips 54
gekoppelt. Jeder Speicherschnittstellenchip 54 enthält Schaltungen 47A, 47B, 47C,
von welchen jede äquivalent zu den Treiber-Empfangsschaltungen des zweiten IC-
Chips 47 in Fig. 18 ist. Es gibt demgemäß zwei getrennte Gruppen von
Verzweigungsabschnitten 46A, 46B, 46C, und zwar einen Satz für jeden
Speicherschnittstellenchip 54: die Buchstaben A, B, C bezeichnen jeweils ein
System des oben beschriebenen Typs.
Beim Signalübertragungs-Bussystem in Fig. 20 wird einer der zwei
Speicherschnittstellenchips 54 gleichzeitig aktiv, und Signale werden in beiden
Richtungen zwischen dem aktiven Speicherschnittstellenchip 54 und dem
Steuerchip 53 über die Signalübertragungsleitungspaare 1A, 1B, 1C und die
entsprechenden Verzweigungsabschnitte 46A, 46B, 46C gesendet.
Es sind nur einige Variationen der obigen Ausführungsbeispiele diskutiert worden.
Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, daß weitere Variationen möglich sind.