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Diese Erfindung betrifft eine Vorrichtung
zum Umsetzen von Spannungen gemäß Anspruch
1.
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In elektronischen Schaltungen wie
etwa dynamischen Direktzugriffsspeichern (DRAMs) werden gewöhnlich MOS-Transistoren
verwendet. In einem NMOS-Transistor ist eine N-Source-Zone von einer N-Drain-Zone
durch eine P-Kanal-Zone
getrennt. Alle drei Zonen sind in einem P-Halbleitersubstrat ausgebildet.
Durch Anlegen einer positiven Spannung an eine über der Kanalzone angeordnete Gate-Elektrode
sammeln sich Elektronen in der Kanalzone zwischen der Source-Zone
und der Drain-Zone, so dass Strom von der Drain-Zone zur Source-Zone fließen kann.
PMOS-Transistoren besitzen die gleiche Struktur mit der Ausnahme,
dass die Leitfähigkeitstypen
der verschiedenen Zonen umgekehrt sind und eine negative Gate-Spannung
erforderlich ist, damit Strom von der Source-Zone zur Drain-Zone
fließen
kann.
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Es wurde festgestellt, dass NMOS-Transistoren
besser arbeiten, wenn das P-Substrat des NMOS (oder der NMOS-Transistoren
in einer CMOS-Schaltung) auf minus bezüglich der Schaltungsmasse gezogen
wird, mit anderen Worten, wenn eine negative Substratvorspannung
gegeben ist. Eine solche negative Substratvorspannung bietet eine
Anzahl von Vorteilen im Hinblick auf die Gesamtschaltungsleistung. Genauer,
eine negative Substratvorspannung senkt die Source- und Drain-Kapazität des NMOS-Transistors,
verringert die Wahrscheinlichkeit eines Einklinkens (Latch-up),
senkt die PN-Diode-Injektion, wenn ein Knoten auf einen Wert unterhalb
Masse gezogen wird, und dämpft
den wirksamen Körpereffekt
(effective body effect), was insgesamt bei CMOS-Schaltungen erwünscht ist.
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Üblicherweise
wird zur Erzeugung der negativen Substratvorspannung eine Ladungspumpenschaltung
verwendet. Auch wenn eine negative Substratvorspannung erreicht
ist, besteht diese jedoch nicht auf Dauer. Wenn beispielsweise ein NMOS-Transistor
mit einer relativ hohen Drain-Source-Spannung leitet, stoßen einige
der Elektronen, die von der Source-Zone zur Drain-Zone wandern,
mit Atomen in der Kanalzone mit genügend hoher Energie zusammen,
um das Bilden von Elektron/Defektelektron-Paaren hervorzurufen.
Die positive Gate-Spannung zieht die erzeugten Elektronen an die
Oberfläche
des Kanals, während
die positive Drain-Spannung diese zum Drain zieht, wo sie einfach
den normalen Elektronenfluss von der Source zum Drain verstärken. Die
positiv geladenen Defektelektronen oder Löcher werden im Gegensatz dazu durch
das positiv geladene Gate von der Kanalzone weg in das Substrat
zurückgestoßen. Der
durch die überschüssigen Defektelektronen
erzeugte Substratstrom führt
zu einer stärker
positiven Ladung des Substrats, die somit der negativen Substratvorspannung
entgegenwirkt. In DRAMs wird stets dann ein großer Substratstrom erzeugt,
wenn der Speicher ausgelesen oder beschrieben wird, da viele Transistoren
zu dieser Zeit an- und abgeschaltet werden. Diese Komponente des
Substratstroms kann um Größenordnungen über dem
Verluststrom im Hintergrund (d. h. während der Bereitschaft) sämtlicher
umgekehrt vorgespannten PN-Dioden in der Schaltung liegen. Deshalb
muss die Ladungspumpenschaltung während der Bereitschaft einen
kleinen Substratstrom und während
einer starken Aktivität
einen großen
Substratstrom entziehen, um die negative Substratvorspannung aufrechtzuerhalten.
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1 ist
ein konzeptionelles, schematisches Diagramm einer Ladungspumpenschaltung 2,
die einen ersten Schalter 4 umfasst, der zwischen eine
positive Versorgungsspannung (Vcc) und einen
ersten Anschluss 6 einer Kapazität C1 gekoppelt ist. Ein zweiter
Schalter 8 ist zwischen ein Massepotential (VSS)
und einen zweiten Anschluss 10 der Kapazität C1 gekoppelt.
Ein dritter Schalter 12 ist zwischen (VSS)
und den Anschluss 6 der Kapazität C1 gekoppelt, während ein
vierter Schalter 14 zwischen das Substrat (das durch die
Spannung (Vbb) repräsentiert ist) und den Anschluss 10 der
Kapazität
C1 gekoppelt ist. Im Betrieb werden zum Laden der Kapazität C1 auf
eine Spannung, die gleich der Differenz zwischen (Vcc)
und (VSS) ist, beide Schalter 4 und 8 geschlossen
(leitend gemacht). In 1 sind
(Vcc) = + 5 Volt und (VSS)
= 0 Volt, so dass sich die Kapazität C1 auflädt, wobei der Knoten 6 um
fünf Volt
positiver als der Knoten 10 ist. Anschließend werden
die Schalter 4 und 8 geöffnet und die beiden Schalter 12 und 14 geschlossen.
Da der positive Anschluss 6 der Kapazität C1 nun mit Massepotential
gekoppelt ist, strebt der negative Anschluss 10 der Kapazität C1 danach,
Vbb über
den Schalter 14 auf negative 5 Volt zu ziehen. Anschließend werden
die Schalter 12 und 14 geöffnet, und die Abfolge wiederholt
sich. Ein (nicht gezeigter) Oszillator steuert üblicherweise die sich wiederholende
Schaltabfolge, wobei ein (nicht gezeigter) Detektor die Substratspannung überwacht
und den Pumpvorgang steuert, um das Substrat auf dem richtigen negativen
Spannungspegel zu halten.
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Wie unten ausführlicher erörtert wird, verbrauchen bekannte
Ladungspumpen eine wesentliche Menge an Leistung (häufig 1 Milliwatt
oder mehr, selbst wenn kein weiteres Pumpen erforderlich ist), wobei
sie häufig
gegen sich selbst arbeiten, indem sie einen positiven Substratstrom
hinzufügen,
während
sie in Betrieb sind, und allgemein ineffizient arbeiten.
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Eine Spannungsanhebungs-Schaltungsanordnung
ist bekannt. Wie in EP-A-0 576 008 beschrieben ist, kann beispielsweise
ein Eingangssignalpaar verwendet werden, um eine im Wesentlichen konstante
Ausgangsspannung zu erzeugen, die höher als die maximale Spannung
eines der beiden Ausgangssignale ist.
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Die vorliegende Erfindung ist auf
eine Spannungsumsetzungs-Schaltungsanordnung gerichtet, die eine
negative Spannung in ein positives Spannungssignal (z. B. zwischen
0 und +5 Volt) umwandeln kann, ohne einen Substratstrom hinzuzufügen, während sie
in Betrieb ist. Diese Schaltungsanordnung ermöglicht, eine negative Spannung
unter Verwendung eines herkömmlichen
Komparators mit einer positiven Referenzspannung zu vergleichen.
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Die Erfindung kann vorteilhaft dazu
verwendet werden, den Leistungsverbrauch einer Ladungspumpe zu verringern,
die dazu verwendet wird, eine negative Substratspannung aufrechtzuerhalten. Nachdem
die Spannungsumsetzungs-Schaltungsanordnung
die negative Substratspannung in einen positiven Wert umgesetzt
hat, vergleicht ein Komparator diese umgesetzte Spannung mit einer
positiven Referenzspannung, die dem gewünschten Pegel der Substratspannung
entspricht. Wenn die Substratspannung stärker positiv als der gewünschte Pegel ist,
sendet der Komparator ein Pumpenaktivierungssignal an einen Pumpensignalgenerator,
der die Ladungspumpe einschaltet. Wenn die Substratspannung stärker negativ
als der gewünschte
Pegel ist, wird stattdessen ein "Langsampump"-Signal gesendet,
wobei die Ladungspumpe ausgeschaltet werden kann, um den Leistungsverbrauch
zu verringern.
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Durch Bezugnahme auf die nachstehende genaue
Beschreibung und die Zeichnungen kann ein besseres Verständnis der
Beschaffenheit und der Vorteile der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden
Erfindung erzielt werden.
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1 ist
ein konzeptionelles, schematisches Diagramm einer herkömmlichen
Ladungspumpe.
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2 ist
ein Blockschaltplan einer besonderen Ausführungsform eines Ladungspumpensystems gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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3 ist
ein schematisches Diagramm eines in 2 gezeigten
Zeitgebers.
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4 ist
ein Zeitablaufplan, der das Timing von Signalen, die von dem in
9 gezeigten Zeitgeber erzeugt werden,
veranschaulicht.
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Substratspannungskomparators.
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6 ist
ein konzeptionelles, schematisches Diagramm einer besonderen Ausführungsform
eines Substratspannungsdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung.
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7 ist
ein schematisches Diagramm einer besonderen Ausführungsform des in 2 gezeigten Umsetzers für logische
Spannungspegel.
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8 ist
ein schematisches Diagramm besonderer Ausführungsformen des Substratspannungsumsetzers
und des Komparators, die in 2 gezeigt
sind.
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2 ist
ein Blockschaltplan einer besonderen Ausführungsform eines Substratladungspumpensystems 20 gemäß der vorliegenden
Erfindung. Ein Niedrigspannungsgenerator 24 liefert über den
Bus 32 eine Quelle reduzierten Potentials (um Energie zu sparen)
zur Speisung eines Oszillators 28 mit veränderlicher
Frequenz (z. B. mit zwei Frequenzen) und eines Zeitgebers oder Taktsignalgenerators 34.
Der Oszillator mit veränderlicher
Frequenz 28 liefert über einen
Bus 36 Schwingungssignale hoher oder niedriger Frequenz
an den Zeitgeber 34. Die hohe Frequenz ist für das schnelle
Pumpen und die niedrige Frequenz zur Reduzierung von Energie. Als
Reaktion liefert der Zeitgeber 34 Taktsignale zur Steuerung des
Betriebs der restlichen Teile der Schaltung. Insbesondere liefert
der Generator 34 über
den Bus 48 Taktsignale für den Umsetzer 40 für logische
Spannungspegel, den Komparator 56 und den Substratspannungsumsetzer 44.
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Der Umsetzer 40 für logische
Spannungspegel setzt die Niedrigspannungssignale von beispielsweise
0 bis +1,5 Volt, die durch den Oszillator 28 und den Zeitgeber 34 erzeugt
werden, in Signale mit einer höheren
Spannung von beispielsweise 0 bis +5 Volt um. Die Signale mit höherer Spannung
werden über einen
Bus 50 an den Komparator 56 geschickt. Der Substratspannungsumsetzer 44 setzt
die Substratspannung von einem Pegel unterhalb Masse in einen Pegel
oberhalb Masse um und führt
die umgesetzte Spannung über
einen Bus 58 an den Komparator 56. Der Komparator 56 vergleicht
die umgesetzte, über den
Bus 58 empfangene Spannung mit einer über einen Bus 60 empfangenen
Referenzspannung und liefert, falls erforderlich, über einen
Bus 68 Pumpenaktivierungssignale an einen Pumpsignalgenerator 64.
Der Komparator 56 liefert außerdem auf der SPUMP-Signalleitung 70 und
der NSPUMP-Signalleitung 72 komplementäre Signale SPUMP/NSPUMP (Slow
pump/Not Slow pump (langsames Pumpen/nicht langsames Pumpen) = Low
Frequency/Not Low Frequency (mit niedriger Frequenz/nicht mit niedriger
Frequenz)) an den Oszillator 28. Die SPUMP- und NSPUMP-Signale
werden zur Steuerung der Frequenz des Oszillators verwendet. Der Pumpsignalgenerator 64 erzeugt
Taktsignale auf einem Bus 76 zur Steuerung des Betriebs
einer Ladungspumpe 80. Die Ladungspumpe 80 erzeugt
eine negative Substratvorspannung und hält diese aufrecht. Die Ladungspumpe 80 verwendet
eine spezielle Schaltungsanordnung, die keinen unerwünschten Schwellenabfall
in irgendeinem als Diode geschalteten Transistor erfährt.
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3 ist
ein schematisches Diagramm, das den Aufbau eines Zeitgebers oder
Taktsignalgenerators 34 zeigt und darstellt, wie er mit
dem Zweifrequenzoszillator 28 gekoppelt ist. Um Energie
zu sparen, arbeitet die gesamte in 3 gezeigte
Schaltungsanordnung vorzugsweise mit der reduzierten Versorgungsspannung,
die von dem Niedrigspannungsgenerator 24 geliefert wird.
Der Zeitgeber 34 umfasst ein NICHT-Glied 300 mit
einem Eingangsanschluss, der an den Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 84A im
Oszillator 28 gekoppelt ist, und einem Ausgangsanschluss,
der an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 304 gekoppelt
ist. Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 304 ist an
einen Eingangsanschluss eines NAND-Glieds 308 mit zwei
Eingängen
gekoppelt. Der andere Eingangsanschluss des NAND-Glieds 308 ist
mit dem Ausgangsanschluss eines NICHT-Glieds 312 gekoppelt,
das seinerseits einen Eingangsanschluss besitzt, der an einen Ausgangsanschluss
des NICHT-Glieds 84C in dem Oszillator 28 gekoppelt
ist.
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Ähnlich
besitzt ein NICHT-Glied 316 einen Eingangsanschluss, der
an den Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 84B in dem Oszillator 28 gekoppelt
ist, und einen Ausgangsanschluss, der an den Eingangsanschluss eines
NICHT-Glieds 320 gekoppelt ist. Der Ausgangsanschluss des
NICHT-Glieds 320 ist an einen Eingangsanschluss 324 eines NAND-Glieds 324 mit
zwei Eingängen
gekoppelt. Der andere Eingangsanschluss des NAND-Glieds 324 ist
an den Ausgangsanschluss eines NICHT-Glieds 328 gekoppelt,
das seinerseits einen Eingangsanschluss besitzt, der an den Ausgangsanschluss
des NICHT-Glieds 84D in dem Oszillator 28 gekoppelt
ist.
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Der Ausgangsanschluss des NAND-Glieds 308 ist
an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 332, an einen
Eingangsanschluss eines NAND-Glieds 310 mit
zwei Eingängen
und an einen Eingangsanschluss eines NAND- Glieds 356 mit zwei Eingängen gekoppelt.
Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 332 ist
an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 336 gekoppelt,
das einen Ausgangsanschluss besitzt, der mit dem Eingangsanschluss
eines NICHT-Glieds 340 verbunden
ist. Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 340 ist an den
Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 344 gekoppelt, das
einen Ausgangsanschluss besitzt, der an den Eingangsanschluss eines
NICHT-Glieds 348 gekoppelt ist. Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 348 ist
an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 352 gekoppelt,
das einen Ausgangsanschluss besitzt, der an den anderen Eingangsanschluss
des NAND-Glieds 356 und an eine "X"-Signalleitung 354 gekoppelt
ist.
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Der Ausgangsanschluss des NAND-Glieds 356 ist
an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 360 gekoppelt,
das einen Ausgangsanschluss besitzt, der an den Eingangsanschluss
eines NICHT-Glieds 364 gekoppelt ist. Der Ausgangsanschluss
des NICHT-Glieds 364 ist an eine "Y"-Signalleitung
368 gekoppelt.
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Der Ausgangsanschluss des NAND-Glieds 310 ist
an einen Eingangsanschluss eines NAND-Glieds 370 mit zwei
Eingängen
und an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 374 gekoppelt.
Der andere Eingangsanschluss des NAND-Glieds 370 ist an
den Ausgangsanschluss des NAND-Glieds 324 gekoppelt. Der
Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 374 ist an den Eingangsanschluss
eines NICHT-Glieds 378 gekoppelt, während der Ausgangsanschluss
des NICHT-Glieds 378 an eine "Z"-Signalleitung 382 gekoppelt
ist.
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Der Ausgangsanschluss des NAND-Glieds 370 ist
an den anderen Eingangsanschluss des NAND-Glieds 310 und
an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 390 gekoppelt.
Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 390 ist an den Eingangsanschluss
eines NICHT-Glieds 394 gekoppelt, während der Ausgangsanschluss
des NICHT-Glieds 394 an eine "W"-Signalleitung 398 gekoppelt
ist. Die "X"-Signalleitung 354,
die "Y"-Signalleitung 368,
die "Z"-Signalleitung 382
und die "W"-Signalleitung 398 bilden
zusammen den Bus 48 (2).
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10 ist
ein Zeitablaufplan, der die Abfolge von Signalen auf der "X"-Signalleitung 364, der "Y"-Signalleitung 368, der "Z"-Signalleitung 382 bzw. der "W"-Signalleitung 398 zeigt.
Im Allgemeinen sind die Signale auf der "X"-Signalleitung 354 und
der "Y"-Signalleitung 368 komplementär, jedoch
mit einer solchen zeitlichen Abstimmung, dass das Signal auf der "X"-Signalleitung 354 auf Hochpegel übergeht, bevor
das Signal auf der "Y"-Signalleitung 368 auf Tiefpegel übergeht, und
umgekehrt. Das Gleiche trifft zu für die Signale auf der "Z"-Signalleitung 382 und der "W"-Signalleitung 398. Das heißt, dass
die Signale auf den Leitungen jeweils einen Hochpegelabschnitt (+1,5
Volt) und einen Tiefpegelabschnitt (0 Volt) haben, wobei sich die
Tiefpegelabschnitte der Signale wechselseitig ausschließen.
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7 ist
ein schematisches Diagramm einer besonderen Ausführungsform eines Umsetzers 40 für logische
Spannungspegel. Vom Zeitgeber 34 werden die "X"-Signalleitung 354, die "Y"-Signalleitung 368, die "Z"-Signalleitung 382 und die "W"-Signalleitung 398 empfangen.
Der Umsetzer 40 für
logische Spannungspegel empfängt
die logischen Eingangssignale "X", "Y", "W" und "Z", bei denen der tiefe Logikpegel VSS (0 Volt) beträgt und der hohe Logikpegel etwa
1,5 Volt beträgt.
Sein Zweck besteht darin, Ausgangssignale zu liefern, die zwischen
Vss und Vcc wechseln.
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Sowohl der Source-Anschluss als auch
der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 450,
der als Kondensator fungiert, sind mit der "X"-Signalleitung 354 verbunden,
während
sein Gate-Anschluss 461 mit einem Knoten 488 verbunden
ist. Sowohl der Source-Anschluss als auch der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 452,
der ebenfalls als Kondensator fungiert, sind mit der "Y"-Signalleitung 368 verbunden,
während
sein Gate-Anschluss 463 mit einem Knoten 440 verbunden
ist. Sowohl der Source-Anschluss als auch der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 454,
der ebenfalls als Kondensator fungiert, sind mit der "W"-Signalleitung 398 verbunden,
während
sein Gate-Anschluss mit einem Knoten 650 verbunden ist.
Sowohl der Source-Anschluss als auch der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 456,
der ebenfalls als Kondensator fungiert, sind mit der "Z"-Signalleitung 382 verbunden,
während
sein Gate-Anschluss 560 mit einem Knoten 652 verbunden
ist. Ein PMOS-Transistor 460 besitzt einen Source-Anschluss 464,
der an (Vcc) gekoppelt ist, einen Drain-Anschluss 468,
der an einen weiteren Anschluss 461 der Kapazität 450 gekoppelt
ist, und einen Gate-Anschluss 472, der an den Knoten 490 gekoppelt
ist. Ein PMOS-Transistor 476 besitzt einen Source-Anschluss 480 der
an (Vcc) gekoppelt ist, einen Drain-Anschluss 484,
der an den Knoten 490 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 482,
der an den Knoten 488 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 500 besitzt
einen Drain-Anschluss 504, der an (Vcc)
gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 508, der an den Knoten 488 gekoppelt
ist, und einen Gate-Anschluss 512, der an ein (Vcc – |Vtp|)-Volt-Signal gekoppelt ist. Ähnlich besitzt
ein NMOS-Transistor 520 einen Drain-Anschluss 524, der
an (Vcc) gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 528,
der an den Knoten 490 ge koppelt ist, und einen Gate-Anschluss 532,
der an das (Vcc – |Vtp|)-Volt-Signal
gekoppelt ist.
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Ein PMOS-Transistor 550 besitzt
einen Source-Anschluss 554, der an (Vcc)
gekoppelt ist, einen Gate-Anschluss 558, der an den Knoten 652 gekoppelt
ist, und einen Drain-Anschluss 564, der an den Knoten 650 gekoppelt
ist. Ein PMOS-Transistor 572 besitzt einen Source-Anschluss 574,
der an (Vcc) gekoppelt ist, einen Drain-Anschluss 576,
der an den Knoten 652 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 580,
der an den Knoten 650 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 600 besitzt
einen Drain-Anschluss 604, der an (Vcc)
gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 608,
der an den Knoten 650 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 612,
der an das (Vcc – |Vtp|)-Volt-Signal
gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 630 besitzt einen Drain-Anschluss 634,
der an (Vcc) gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 638,
der an den Knoten 652 gekoppelt ist und einen Gate-Anschluss 642,
der an das Vcc – |Vtp|-Volt-Signal
gekoppelt ist.
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Ein PMOS-Transistor 660 besitzt
einen Source-Anschluss 664, der an (Vcc)
gekoppelt ist, einen Drain-Anschluss 668, der an einen
Knoten 672 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 676,
der an den Knoten 488 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 680 besitzt
einen Drain-Anschluss 684, der an den Knoten 672 gekoppelt
ist, einen Source-Anschluss 688, der an (VSS)
gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 692, der an die "X"-Signalleitung 354 gekoppelt
ist. Der Knoten 672 ist an den Eingangsanschluss eines
NICHT-Glieds 700 gekoppelt, dessen Ausgangsanschluss an
den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 704 gekoppelt
ist. Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 704 ist an
eine Leitung 706 gekoppelt, die Signale an den Substratspannungsumsetzer 44 liefert.
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Ähnlich
besitzt ein PMOS-Transistor 710 einen Source-Anschluss 714,
der an (Vcc) gekoppelt ist, einen Drain-Anschluss 718,
der an einen Knoten 720 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 724,
der an den Knoten 490 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 730 besitzt
einen Drain-Anschluss 734, der an den Knoten 720 gekoppelt
ist, einen Source-Anschluss 738, der an (VSS)
gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 742, der an die "Y"-Signalleitung 368 gekoppelt
ist. Der Knoten 720 ist an den Eingangsanschluss eines
NICHT-Glieds 750 gekoppelt, dessen Ausgangsanschluss an
den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 754 gekoppelt
ist. Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 754 ist an
eine Leitung 760 gekoppelt, die Signale an den Substratspannungsumsetzer 44 liefert.
Die Leitungen 650, 706 und 760 bilden
zusammen den Bus 50 (2).
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Die Funktion des links in 7 gezeigten Teils des Umsetzers 40 für logische
Spannungspegel ist, aus den Niedrigspannungssignalen "X" und "Y" Signale,
die von VSS auf Vcc übergehen,
an den Knoten 706 und 760 zu erzeugen. Die Funktion
des restlichen Teils des Umsetzers 40 für logische Spannungspegel ist,
aus den Niedrigspannungssignalen "W" und "Z" ein Signal, das zwischen Vcc – 1,5 Volt und
Vcc wechselt, an dem Knoten 650 zu
erzeugen. Sowohl der linke als auch der rechte Teil der Schaltungsanordnung
von 7 arbeiten in der
gleichen Weise. Die Knoten "X" auf der Signalleitung 354 und "Y" auf der Signalleitung 368 wechseln
zwischen VSS (0 Volt) und 1,5 Volt und sind
im allgemeinen Komplemente zueinander. Das heißt, dass, wenn das eine auf
Tiefpegel ist, das andere auf Hochpegel ist, und umgekehrt. Jedoch
sorgt der Zeitgeber 34, der in 3 näher
gezeigt ist, dafür,
dass der Knoten "X" auf Hochpegel übergeht,
bevor der Knoten "Y" auf Tiefpegel übergeht,
und dass der Knoten "Y" auf Hochpegel übergeht,
bevor der Knoten "X" auf Tiefpegel übergeht,
wie aus 4 ersichtlich
ist.
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Wieder mit Bezug auf 7, wenn der Knoten "Y" auf
Tiefpegel übergeht,
zieht der Kondensator (NMOS-Transistor) 452 den Knoten 490 auf
Tiefpegel, wodurch der PMOS-Transistor 460 angeschaltet wird
und der Knoten 488 auf Vcc gezogen
wird. Während
dieser Zeit liegt der Knoten "X" an Hochpegel bei
+1,5 Volt und wird der Kondensator 450 auf 3,5 Volt geladen.
Als Nächstes
geht der Knoten "Y" auf Hochpegel mit
+1,5 Volt, zieht der Kondensator 452 den Knoten 490 auf
Hochpegel und schaltet der PMOS-Transistor 460 ab, wobei
der Knoten 488 jedoch auf Vcc verbleibt.
Als Nächstes
geht der Knoten "X" von 1,5 Volt auf
0 Volt über
und zieht der Kondensator 450 den Knoten 488 von
1,5 Volt auf 1,5 Volt unterhalb Vcc herunter,
wodurch der PMOS-Transistor 476 angeschaltet wird. Dies
zieht den Knoten 490 zu einem Zeitpunkt auf Vcc,
zu dem der Knoten "Y" auf Hochpegel bei
+1,5 Volt liegt, wodurch der Kondensator 452 auf 3,5 Volt
aufgeladen wird. Wenn der Knoten "X" dann
auf Hochpegel übergeht,
wird der Knoten 488 wieder auf Vcc gebracht,
wodurch der PMOS-Transistor 476 abgeschaltet wird, wobei
der Knoten 490 jedoch auf Vcc verbleibt.
Damit endet ein vollständiger
Zyklus.
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Somit liegt an dem Knoten 488 ein
Hochpegel von Vcc vor, wenn der Knoten "X" auf Hochpegel bei +1,5 Volt ist, während an
dem Knoten 488 ein Tiefpegel von Vcc –1,5 Volt
vorliegt, wenn der Knoten "X" auf einem Tiefpegel
von 0 Volt ist. Wenn der Knoten "X" auf Hochpegel bei
+1,5 Volt ist, ist der NMOS-Transistor 680 angeschaltet,
was den Eingang des NICHT-Glieds 700 auf 0 Volt zieht.
Zu diesem Zeitpunkt ist der Knoten 488 auf Vcc,
so dass der PMOS-Transistor 660 abgeschaltet ist und kein Strom
durch die Transistoren 660 und 680 fließt. Wenn
der Knoten "X" auf 0 Volt ist,
ist der Knoten 488 auf Tiefpegel bei Vcc – 1,5 Volt,
was den PMOS-Transistor 660 einschaltet und den Eingang
des NICHT-Glieds 700 auf Vcc zieht.
Zu diesem Zeitpunkt ist der NMOS-Transistor 680 abgeschaltet
und fließt wiederum
kein Strom durch die Transistoren 660 und 680.
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Somit erzeugt diese Schaltungsanordnung aus
den Tiefpegeleingangssignalen an den Knoten "X" und "Y" einen vollständigen logischen Hub zwischen
Vss und Vcc an dem
Eingang des NICHT-Glieds 700, und zwar ohne Einrichten
eines Strompfads von Vcc nach Vss. Logisch
ist das Ausgangssignal 706 des Umsetzers für logische
Spannungspegel von 7 ein
Hochpegelkomplement des Tiefpegelsignals an dem Knoten "X". Wenn der Knoten "X" statt dessen
direkt zu einem normalen NICHT-Glied führt, dessen PMOS-Source-Spannung
+5 Volt beträgt, würde das
NICHT-Glied stets dann, wenn der Knoten "X" auf
+1,5 Volt ist, viel Energie verbrauchen. In gleicher Weise erzeugt
das Tiefpegelsignal an dem Knoten "Y" sein
Komplement als Hochpegelsignal an dem Knoten 760.
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Die NMOS-Transistoren 500 und 520 werden
verwendet, um die Schaltung beim erstmaligen Einschalten zu starten,
wobei sie anschließend
nicht mehr benötigt
werden und ansonsten keine Funktion besitzen. Jeder erbringt an
seinem jeweiligen Knoten 488 oder 490 eine Spannung
von wenigstens Vcc – |Vtp| – Vtn = Vcc –1,5 Volt,
die ausreicht, um in jedem der NMOS-Transistoren (Kondensatoren) 450 und 452 einen
Kanal einzurichten, der seinerseits mit sich bringt, dass die Schaltung
so funktioniert, wie oben beschrieben wurde.
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Die Schaltungsanordnung auf der rechten Seite
von 7 setzt die Logikpegel
von 0 bis +1,5 Volt an dem Knoten "W" in
Logikpegel von Vcc- 1,5 bis Vcc Volt
an dem Knoten 650 um. Diese Pegel an dem Knoten 650 werden
zum An- oder Abschalten eines PMOS-Transistors, dessen Source an
Vcc liegt, verwendet. Diese Schaltungsanordnung
funktioniert in der gleichen Weise wie die entsprechenden Teile
der Schaltungsanordnung auf der linken Seite von 7, die bereits beschrieben wurden.
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Um die erfindungsgemäßen Aspekte
der übrigen
Teile des Ladungspumpensystems der vorliegenden Erfindung richtig
einschätzen
zu können, wird
ein herkömmlicher
Substratspannungsdetektor besprochen.
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Substratspannungskomparators 300.
Der Spannungskomparator 300 umfasst einen PMOS-Transistor 304 mit
einem sehr schmalen, sehr langen Kanal, der einen Source-Anschluss 308,
der an (Vcc) gekoppelt ist, einen Gate-Anschluss 312,
der an (VSS) gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss 316,
der an einen Knoten 320 gekoppelt ist, besitzt. Der Transistor 304 fungiert
als sehr hoher Widerstand oder als sehr kleine Stromquelle. Ein NMOS-Transistor 324 besitzt
einen Drain-Anschluss 328, der an den Knoten 320 gekoppelt
ist, einen Gate-Anschluss 332, der an eine Referenzspannung Vref (üblicherweise
Masse) gekoppelt ist, und einen Source-Anschluss 336, der
an einen Knoten 340 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 344 besitzt
einen Drain-Anschluss 348 und einen Gate-Anschluss 352, die
gemeinsam an den Knoten 340 gekoppelt sind, und einen Source-Anschluss 356,
der an einen Knoten 360 gekoppelt ist. Ein NMOS-Transistor 364 schließlich besitzt
einen Drain-Anschluss 368 und einen Gate-Anschluss 372,
die gemeinsam an den Knoten 360 gekoppelt sind, und einen
Source-Anschluss 376, der an die Substrat-Vbb gekoppelt
ist. Sämtliche
NMOS-Transistoren 324, 344 und 364 sind
Transistoren mit einem relativ weiten, kurzen Kanal.
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Wenn die Substratspannung negativer
als drei NMOS-Schwellenspannung unterhalb Vref (Masse)
ist, entsteht zwischen der positiven Versorgung Vcc und
der Substrat-Vbb eine Leitung durch die
Transistoren 304, 324, 344 und 364 hindurch.
In diesem Fall verhindert der Transistor 364, dass der
Knoten auf eine Spannung ansteigt, die über Vbb plus
einer NMOS-Schwellenspannung liegt, während der Transistor 344 verhindert,
dass der Knoten 340 auf mehr als eine NMOS-Schwellenspannung über jener Spannung
liegende Spannung, d. h. auf Vbb + 2(Vtn), ansteigt. Bei einer Source-Spannung
des NMOS-Transistors 324 von (Vbb +
2(Vtn)) ist dessen Gate-Spannung Vref eins und zieht der Transistor 324 den
Knoten 320 auf im Wesentlichen die Spannung an dem Knoten 340,
d. h. auf Vbb + 2(Vtn)),
herunter. Diese Spannung unterhalb Masse ist ein logischer Zustand
für das
Ausgangssignal an dem Knoten 320, der bedeutet, dass kein
Pumpen erforderlich ist.
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Wenn andererseits Vbb kleiner
(eine positivere Spannung) als drei NMOS-Schwellenspannung unterhalb Vref (Masse) ist, dann können die als Diode geschalteten
Transistoren 364 und 344 den Knoten 340 nicht
tief genug herunterziehen, um eine Leitung durch den Transistor 324 zu
bewirken. In diesem Fall fließt
kein Strom durch die Schaltung und zieht der PMOS-Transistor 304 den
Knoten 320 auf Vcc hoch. Dieser
Vcc-Pegel an dem Knoten 320 ist
der andere logische Zustand für
das Ausgangssignal an dem Knoten 320, der bedeutet, dass
ein Pum pen erforderlich ist. Das Signal an dem Knoten 320 wird
an die Ladungspumpe geschickt. Die Ladungspumpe schaltet ein, um
Ladung an das Substrat zu übertragen,
wenn der Knoten an (Vcc) Volt liegt, und
schaltet ab, wenn der Knoten 320 an Vbb +
2(Vtn) liegt. Leider fließt stets dann,
wenn Vbb niedrig genug ist, um die Ladungspumpe
abzuschalten, ein Strom durch den Komparator 300 in das
Substrat. Somit ruft der Komparator 300 selbst einen Substratstrom
hervor, der abgepumpt werden muss. Die Substratspannungsvergleichsschaltungsanordnung
gemäß der vorliegenden
Erfindung vermeidet dieses Problem.
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6 ist
ein konzeptionelles, schematisches Diagramm einer besonderen Ausführungsform
einer Substratspannungsvergleichsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Ein Schalter 400 ist zwischen Masse (Vss)
und einen Anschluss 404 einer Kapazität C2 geschaltet. Ein Schalter 408 ist
zwischen die Substratspannung Vbb und einen
Anschluss 412 der Kapazität C2 geschaltet. Ein Schalter 414 ist
zwischen die Versorgungsspannung (Vcc) und
den Anschluss 404 der Kapazität C2 geschaltet, während ein
Eingangsanschluss 418 des Komparators 56 über den
Bus 58 an den Anschluss 412 der Kapazität C2 gekoppelt
ist. Wie oben angeführt
wurde, ist der andere Eingangsanschluss des Komparators 56 über den
Bus 60 an die Referenzspannung (Vref)
gekoppelt.
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Der Zweck der in 6 gezeigten Schalt- und Kapazitätsschaltungsanordnung
ist, die Substratspannung Vbb in einen Pegel
umzusetzen, der von dem Komparator 56 verglichen werden
kann. Zu Beginn sind die Schalter 400 und 408 zum
Laden der Kapazität
C2 auf eine Spannung gleich (Vss – |Vbb|) geschlossen. Anschließend werden
die Schalter 400 und 408 geöffnet. Der Schalter 414 wird
dann geschlossen, was zu einem Anstieg des Anschlusses 404 der
Kapazität
C2 von Vss auf Vcc führt. Dies
bewirkt wiederum einen Anstieg der Spannung an dem Anschluss 412 von
Vbb auf Vbb + Vcc unter der Annahme, dass Vss gleich
0 Volt ist. Wenn Vcc gleich +5 Volt ist
und Vbb positiver als –5 Volt ist, dann ist die Spannung
an dem Bus 58 nun eine positive Spannung, die vom Komparator 56 ohne
weiteres verglichen werden kann. Nachdem die Spannung an dem Bus 58 von
dem Komparator 56 verglichen worden ist, wird der Schalter 414 geöffnet und
der Schalter 400 geschlossen. Der Anschluss 404 der
Kapazität
C2 fällt auf
Vss ab, während der Anschluss 412 auf
Vbb abfällt. Der
Schalter 408 kann dann ohne Übertragung von Ladung zu oder
von dem Substrat geschlossen werden. Die Schaltung arbeitet somit
ohne den bei herkömmlichen
Komparatoren besprochenen Nachteil.
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8 ist
ein schematisches Diagramm einer besonderen Ausführungsform eines Substratspannungsumsetzers 44 und
eines Komparators 56. Der Spannungspegelumsetzer 44 entspricht
dem Schalter und Kondensator von 6,
während
der Komparator 56 von 8 mehr
oder weniger dem Komparator 56 von 6 entspricht. Den Substratspannungsumsetzer-44-Abschnitt
von 8 betreffend ist
die Leitung 760 an Source- und Drain-Anschlüsse von
PMOS-Transistoren gekoppelt, die als Kapazitäten 804 und 812 fungieren. Ähnlich ist
die Leitung 706 an Source- und Drain-Anschlüsse eines PMOS-Transistors
gekoppelt, der als Kapazität 820 fungiert.
Ein NMOS-Transistor 830 besitzt einen Drain-Anschluss 834,
der an einen Gate-Anschluss 838 der Kapazität 812 gekoppelt
ist, einen Source-Anschluss 842, der an die Substrat-Vbb gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 846,
der an einen Gate-Anschluss 850 der Kapazität 820 gekoppelt
ist. Ein NMOS-Transistor 854 besitzt einen Drain-Anschluss 858,
der an den Gate-Anschluss 850 der Kapazität 820 gekoppelt
ist, einen Source-Anschluss 862, der an Vbb gekoppelt
ist, und einen Gate-Anschluss 866, der an den Gate-Anschluss 838 der
Kapazität 812 gekoppelt
ist. Die so weit beschriebene Schaltung arbeitet in der gleichen
Weise wie die in 7 gezeigte
Schaltung, mit Ausnahme, dass alle Polaritäten umgekehrt sind. Die Spannung
an den Gate-Anschlüssen 838 und 850 schwingen
zwischen Vbb und Vbb +
Vcc Volt, wie die Knoten 760 und 706 zwischen
VSS (0 Volt) und Vcc schwingen.
Das heißt, dass
der Transistor 854 dann, wenn der Anschluss 838 als
Ergebnis eines Hochpegelsignals (von z. B. +5 Volt) auf der Leitung 760 auf
Hochpegel ist, anschaltet und den Gate-Anschluss 850 in
der Zeit, in der das Signal auf der Leitung 706 auf Tiefpegel
ist, auf Vbb zieht. Anschließend geht
das Signal auf der Leitung 760 auf Tiefpegel, was den Transistor 854 abschaltet.
Danach, wenn das Signal auf der Leitung 706 auf Hochpegel
(von z. B. +5 Volt) geht, steigt die Spannung an dem Gate-Anschluss 850 auf
Vbb + 5 Volt an, was den Transistor 830 anschaltet
und den Gate-Anschluss 838 auf Vbb zieht.
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Ein NMOS-Transistor 880 besitzt
einen Drain-Anschluss 884, der an einen Gate-Anschluss 888 der
Kapazität 804 und
an einen Knoten 885 gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 892,
der an einen Knoten 896 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 900,
der an den Gate-Anschluss 850 der Kapazität 820 gekoppelt
ist. Ein weiterer NMOS-Transistor 904 besitzt einen Drain-Anschluss 908,
der an den Knoten 896 gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 912,
der an Vbb gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 916,
der an den Gate-Anschluss 850 der Kapazität
820 gekoppelt
ist. Ein NMOS-Transistor 930 schließlich besitzt einen Drain-Anschluss 934,
der an Vcc gekoppelt ist, einen Source-Anschluss 938,
der an den Knoten 896 gekoppelt ist, und einen Gate-Anschluss 942,
der an den Knoten 885 gekoppelt ist.
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Die Schalter und der Kondensator
von 6 entsprechen den
folgenden Transistoren der 7 und 8. Die Schalter 400 und 414 von 6 entsprechen den NMOS-
bzw. PMOS-Transistoren des NICHT-Glieds 754 von 7, das den Knoten 760 erzeugt.
Die Kapazität
CZ von 6 entspricht
dem Kondensator (PMOS-Transistor) 804 von 8. Der Schalter 408 von 6 entspricht der Reihenschaltung
aus den NMOS-Transistoren 880 und 904 des Substratspannungsumsetzers 44 in 8. Die umgesetzte Substratspannung
auf dem Bus 58 von 6 entspricht
dem Bus 58 für
umgesetzte Substratspannung von 8.
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Wie oben besprochen wurde, alternieren
die Spannungen an den Gate-Anschlüssen der
Kondensatoren (PMOS-Transistoren) 812 und 820 zwischen Vbb und (Vbb + Vcc). Wenn der Knoten 706 auf Hochpegel
ist, ist der Knoten 760 auf Tiefpegel. Zu diesem Zeitpunkt
liegt der Gate-Anschluss 850 des Kondensators 850 an
(Vbb + Vcc), was
die Transistoren 880 und 904 anschaltet, die den
Knoten 885 auf Vbb ziehen. Wenn
dann der Knoten 706 auf Tiefpegel geht, kehrt der Gate-Anschluss 850 des
Kondensators 820 zu Vbb zurück und schalten
die Transistoren 880 und 904 hoffentlich ab. Schließlich steigt
der Knoten 760 auf Vcc an und wird
der Knoten 885 auf (Vbb + Vcc) als umgesetzte Substratspannung am Bus 58 für den Komparator 56 gezogen.
Um die Unverfälschtheit dieser
(Vbb + Vcc)-Spannung
zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der Knoten 885 ansteigt,
und dem Zeitpunkt, zu dem der Komparator 56 abgetastet
wird, zu bewahren, ist es wichtig, nicht zuzulassen, dass die Spannung
an dem Knoten 885 verloren geht. Jedoch liegt die Source
des NMOS-Transistors 904 an Vbb, wobei
auch keine Rückwärtsvorspannung
oder kein Körpereffekt
vorliegt, um seine Schwellenspannung anzuheben, wie dies NMOS-Transistoren
tun, deren Source bei Vss, also ein gutes
Stück über dem
Vbb-Potential, liegt. Ohne jeglichen Körpereffekt
kann es sein, dass der Transistor 904 nicht vollständig abschaltet.
Das heißt,
dass er selbst dann, wenn sein Gate-Anschluss an Vbb liegt,
einen kleinen Leckstrom aufweisen kann. Die Transistoren 880 und 930 sind aufgenommen,
um dieses Problem des Abziehens von Ladung von dem Knoten 885 zu
beseitigen. Wenn der Knoten 885 auf (Vbb +
Vcc) ansteigt, zieht der als Source-Verstärker geschaltete
NMOS-Transistor 930 den Knoten 896 auf eine Spannung
von [(Vbb + Vcc) – Vtn] hoch. Der Transistor 880, dessen Source 892 ein
gutes Stück über Vbb liegt und dessen Gate 900 bei
Vbb liegt, ist vollständig abgeschaltet und weist
einen völlig
vernachlässigbaren
Leckstrom auf. Wenn deshalb der Knoten 885 auf (Vbb + Vcc) ansteigt,
bleibt sein Pegel intakt und liefert der Substratspannungsumsetzer 44 einen
Spannungspegel von (Vbb + Vcc)
für den
Komparator 56.
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Die Referenzspannung Vref an
dem Bus 60 zum Komparator 56 von 8 kann durch einen einfachen kapazitiven
Teiler (nicht gezeigt) erzeugt werden. Wenn beispielsweise zwei
Kondensatoren zwischen Masse und einen Knoten, der von Masse auf Vcc wechselt, in Reihe geschaltet sind, wechselt
der Zwischenknoten (zwischen den Kondensatoren) um einen vom Verhältnis der
Kapazitäten
abhängenden Bruchteil
von Vcc. Der Zwischenknoten wird (über einen
NMOS-Transistor)
auf Masse entladen, wenn der schaltende Knoten auf Masse ist. Somit
wechselt die Spannung an dem Zwischenknoten auf einen vom Verhältnis der
Kapazitäten
abhängenden
Bruchteil von Vcc. Diese Referenzspannung
wird mit der von dem Substratspannungsumsetzer 44 gelieferten (Vbb + Vcc)-Spannung
verglichen. Wenn diese Kondensatoren den gleichen Wert besitzen,
dann beträgt diese
Zwischenknotenspannung Vcc/2. In diesem
Fall schaltet der Regler die Ladungspumpe stets dann ein, wenn Vbb positiver als –(Vcc)/2
ist, und andernfalls stets ab. Das heißt, dass der Regler bestrebt
ist, eine solche Substratspannung aufrechtzuerhalten, dass die Spannung
am Bus 58 = (Vbb + Vcc)
= 1/2(Vcc) = Vref oder
(Vbb) = –1/2(Vcc).
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Das umgesetzte Substratspannungssignal auf
dem Bus 58 wird an den Komparator 56 geschickt,
wo es mit der über
den Bus 60 empfangenen Referenzspannung Vref verglichen
wird. Der Vergleich wird durch die Signale auf der "W"-Signalleitung 398 von
dem Zeitgeber 34 ausgelöst.
In dieser Ausführungsform
treten die W-Signale einmal pro Oszillatorzyklus auf, um den oben
angesprochenen Einmal-pro-Zyklus-Vergleich zu liefern. Wenn die
Substratspannung stärker
positiv als die Referenzspannung ist, dann erscheint auf der Leitung 68 ein
Pumpenaktivierungssignal in Form eines positiven Impulses. Außerdem werden
auf der SPUMP-Signalleitung 70 und der NSPUMP-Signalleitung 72 nach
jedem Vergleich die differentiellen SPUMP/NSPUMP-Signale erzeugt,
die bis zum nächsten
Zyklus gültig
bleiben.
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Der Umfang des Komparators 56 ist
in 8 näher gezeigt.
Die "W"-Signale auf der "W"-Signalleitung 398 werden an
einen Gate-Anschluss 1000 eines NMOS-Transistors 1004,
der die Vergleichsfunktion ausübt, übermittelt.
Der NMOS-Transistor 1004 besitzt einen Source-Anschluss 1008,
der an VSS gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss 1012,
der an einen Knoten 1016 gekoppelt ist. Der Knoten 1016 ist seinerseits
an einen Source-Anschluss 1020 eines NMOS-Transistors 1024 und
an einen Source-Anschluss 1028 eines NMOS-Transistors 1032 gekoppelt.
Ein Gate-Anschluss 1036 des NMOS-Transistors 1024 ist
für den
Empfang der Referenzspannung Vref (die über einen
zwischen Vcc und VSS gekoppelten kapazitiven
Teiler erzeugt werden kann, wie bereits besprochen wurde) an den
Bus 60 gekoppelt, während
ein Gate-Anschluss 1040 des NMOS-Transistors 1032 für den Empfang
der umgesetzten Substratspannung an den Bus 58 gekoppelt
ist. Der NMOS-Transistor 1024 besitzt einen Drain-Anschluss 1044,
der an einen Source-Anschluss 1048 des NMOS-Transistors 1052 gekoppelt
ist. Der NMOS-Transistor 1052 besitzt einen Gate-Anschluss 1056,
der an einen Knoten 1060 gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss 1064,
der an einen Knoten 1068 gekoppelt ist. Der Knoten 1068 ist
an einen Drain-Anschluss 1072 eines PMOS-Transistors 1076 und
an einen Drain-Anschluss 1080 eines PMOS-Transistors 1084 gekoppelt.
Ein Gate-Anschluss 1088 des PMOS-Transistors 1076 ist
an die Leitung 650 gekoppelt, während ein Gate-Anschluss 1092 des
Transistors 1084 an den Knoten 1060 gekoppelt
ist. Ein Source-Anschluss 1096 des Transistors 1076 und
ein Source-Anschluss 1100 des Transistors 1084 sind
beide an Vcc gekoppelt.
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Ein Drain-Anschluss 1104 des
Transistors 1032 ist an einen Source-Anschluss 1108 eines NMOS-Transistors 1112 gekoppelt.
Der NMOS-Transistor 1112 besitzt einen Gate-Anschluss 1116,
der an einen Knoten 1120 (der an den Knoten 1068 gekoppelt
ist) gekoppelt ist, und einen Drain-Anschluss 1124, der
an einen Knoten 1128 (der an den Knoten 1060 gekoppelt
ist) gekoppelt ist. Der Knoten 1128 ist an einen Drain-Anschluss 1132 eines
PMOS-Transistors 1136 und an einen Drain-Anschluss 1140 eines
PMOS-Transistors 1144 gekoppelt. Ein Gate-Anschluss 1148 des
PMOS-Transistors 1136 ist an den Knoten 1120 gekoppelt,
während
ein Gate-Anschluss 1152 des PMOS-Transistors 1144 an
die Leitung 650 gekoppelt ist. Ein Source-Anschluss 1156 des
Transistors 1136 und ein Source-Anschluss 1160 des Transistors 1144 sind
beide an Vcc gekoppelt.
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Der Knoten 1128 ist an den
Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 1180 gekoppelt, dessen Ausgangsanschluss
an den Bus 68 und an einen Eingangsanschluss eines NOR-Glieds 1188 mit
zwei Eingängen
gekoppelt ist. Ähnlich
ist der Knoten 1068 an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 1192 gekoppelt, dessen
Ausgangsanschluss an einen Eingangsanschluss eines NOR-Glieds 1200 mit
zwei Eingängen
gekoppelt ist. Der Ausgangsanschluss des NOR-Glieds 1188 ist
an den anderen Eingangsanschluss des NOR-Glieds 1200 gekoppelt,
während der
Ausgangsanschluss des NOR-Glieds 1200 an den anderen Eingangsanschluss
des NOR-Glieds 1188 gekoppelt ist. Die NOR-Glieder 1188 und 1200 fungieren
somit als Signalspeicher, damit die Signale an den Ausgangsanschlüssen der
NICHT-Glieder 1180 und 1192 bis zur nächsten Vergleichsfunktion aufrechterhalten
werden.
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Der Ausgangsanschluss des NOR-Glieds 1200 ist
an einen Eingangsanschluss eines NOR-Glieds 1204 mit zwei
Eingängen
gekoppelt. Der andere Eingangsanschluss des NOR-Glieds 1204 ist für den Empfang
eines bei Hochpegel aktiven DRAM-RAS-Signals gekoppelt. Der Ausgangsanschluss
des NOR-Glieds 1204 ist an die Signalleitung 70,
SPUMP (Slow Pump), und an den Eingangsanschluss eines NICHT-Glieds 1208 gekoppelt.
Der Ausgangsanschluss des NICHT-Glieds 1208 ist
an die Signalleitung 72, NSPUMP, gekoppelt.
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Wie oben angesprochen wurde, wechselt der
Knoten 650 des Umsetzers 40 für logische Spannungspegel in 7 zwischen Vcc –1,5 Volt
und Vcc, wenn der Knoten "W" zwischen 0 Volt bzw. VSS und +1,5
Volt wechselt. Es sei nochmals auf den Komparator 56 in 8 hingewiesen. Zwischen
Lesezyklen Zyklen ist der Knoten "W" auf
Tiefpegel und der NMOS-Transistor 1004 abgeschaltet. In
dieser Zeit ist das Signal 650 ebenfalls auf Tiefpegel,
während die
PMOS-Transistoren 1076 und 1144 angeschaltet sind,
wodurch die Knoten 1068 und 1128 auf Vcc aufgeladen sind. Während dieser Zeit wird kein
Strom gezogen, da es keinen leitenden Pfad zu VSS gibt.
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Wenn das Signal "W" auf
Hochpegel (auf +1,5 Volt) übergeht,
geht der Knoten 650 ebenfalls auf Hochpegel (auf Vcc) über.
Die NMOS-Transistoren 1076 und 1144 schalten ab.
Wenn der NMOS-Transistor 1004 anschaltet, geht der Knoten 1016 auf
Tiefpegel über.
Wenn die umgesetzte Substratspannung (Vbb +
Vcc) an dem Bus 58 eine höhere Spannung
als Vref ist, beginnt der Transistor 1032 vor dem
Transistor 1024 zu leiten, da ihre Source-Anschlüsse miteinander
verbunden sind. Wenn der Transistor 1032 leitet, entlädt sich
sein Drain 1104 über
Masse schneller, als sich der Drain des Transistors 1024 über Masse
entlädt.
Dem geht voraus, dass die Knoten 1068 und 1128 (die
Gate-Verbindungen der Transistoren 1112 und 1052)
jeweils an der gleichen Spannung, Vcc, liegen.
Wenn sich der Drain-Knoten 1104 des Transistors 1032 in
Richtung VSS entlädt, leitet der Tran sistor 1112 und
zieht somit den Knoten 1128 auf Masse. Dies schaltet den NMOS-Transistor 1052 ab,
wodurch verhindert wird, dass er den Knoten 1068 auf Masse
zieht, während der
PMOS-Transistor 1084 angeschaltet wird, um den Knoten 1068 auf
Vcc zu halten. Unter dieser Bedingung und
bei einer umgesetzten Substratspannung (Vbb +
Vcc) an dem Bus 58, die über der
Referenzspannung liegt, geht der Knoten 1128 somit auf Masse,
während
der Knoten 1068 auf Vcc verbleibt. Wenn
der Knoten 1128 auf Masse geht, geht der Ausgang des NICHT-Glieds 1180 auf
Hochpegel (auf Vcc). Es sei angemerkt, dass
nach diesem anfänglichen
Einschwingvorgang, bei dem die Knoten W und 650 jedoch auf Hochpegel
sind, wiederum kein Strompfad besteht. Im rechten Abschnitt der
Schaltung fließt
kein Strom, da die PMOS-Transistoren 1136 und 1144 beide
abgeschaltet sind, und im linken Abschnitt fließt kein Strom, da der NMOS-Transistor 1052 abgeschaltet
ist. Solange die Knoten "W" und 650 auf Hochpegel
bleiben, bleibt der Knoten 1128 auf Tiefpegel und der Knoten 68 auf
Hochpegel.
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Somit bewirkt ein positiver Impuls
an "W" (und auf dem Bus 650)
dann, wenn der Knoten 58 über Vref liegt,
einen positiven Impuls an dem Knoten 68, wobei der Ausgang
des NICHT-Glieds 1192 auf Masse bleibt. Dieser positive
Impuls gibt an, dass ein Pumpen erforderlich ist. (Die umgesetzte
Substratspannung ist zu positiv.) Dieser Impuls erledigt zwei Dinge.
Erstens sorgt er an dem Knoten 68 für einen einzelnen Pumpzyklus,
der an die Ladungspumpe selbst geliefert wird, wie weiter unten
beschrieben wird. Und zweitens versetzt er ein aus den NOR-Gliedern 1118 und 1200 bestehendes
Flipflop in den geeigneten Zustand, um das Arbeiten des Oszillators mit
der hohen Frequenz sicherzustellen.
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Der positive Impuls an dem Knoten 68 führt dazu,
dass der Ausgang des NOR-Glieds 1188 auf Tiefpegel geht.
Dieser Tiefpegel, kombiniert mit dem Tiefpegel aus dem NICHT-Glied 1192,
führt dazu, dass
der Ausgang des NOR-Glieds 1200 auf Hochpegel geht. Dies
hält den
Ausgang des NOR-Glieds 1188 selbst dann, wenn der positive
Impuls an dem Knoten 68 endet, auf Tiefpegel. Somit bleibt
der Ausgang des NOR-Glieds 1200 auf Hochpegel (bis zu jenem
Zeitpunkt, zu dem das NICHT-Glied 1192 ein Hochpegelausgangssignal
liefert).
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Wenn statt dessen die umgesetzte
Substratspannung (Vbb + Vcc)
an dem Bus 58 unter der Referenzspannung liegt, ist kein
Pumpen erforderlich. In diesem Fall schwingt der Knoten 1068 auf
Masse, während
der Knoten 1128 auf Hochpegel bleibt. Da der Knoten 1128 auf
Hochpegel bleibt, erfolgt keine Veränderung der niedrigen Spannung
an dem Knoten 68 und wird kein Pumpzyklus ausgeführt. Gleichzeitig
bewirkt der positive Impuls des NICHT-Glieds 1192, dass
der Ausgang des NOR-Glieds 1200 Tiefpegel besitzt. Dieser
Tiefpegelausgang, kombiniert mit einem Tiefpegel an dem Knoten 68,
führt zu
einem Hochpegelausgang des NOR-Glieds 1188. Der Hochpegelausgang
des NOR-Glieds 1188 hält
einen Tiefpegel an dem Ausgang des NOR-Glieds 1200 selbst
dann, wenn der positive Impuls an dem Ausgang des NICHT-Glieds 1192 endet,
aufrecht.
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Somit weist der Ausgang des NOR-Glieds 1200 dann,
wenn der Komparator gerade bestimmt hat, dass das Substrat zu positiv
ist (d. h. ein Pumpen erforderlich ist), Hochpegel auf. Wenn der
Komparator stattdessen gerade bestimmt hat, dass das Substrat ausreichend
negativ ist (d. h. kein Pumpen erforderlich ist), weist der Ausgang
des NOR-Glieds 1200 Tiefpegel auf. Das Signal RASD besitzt
stets dann Hochpegel, wenn die Schaltung in ihrem aktiven Zustand
ist. Bei einem DRAM besäße dieses
während eines
aktiven Zyklus Hochpegel und während
eines Ladens im Voraus zwischen Zyklen Tiefpegel. Wenn entweder
der Komparator gerade bestimmt hat, dass ein Pumpen erforderlich
ist, oder wenn die Schaltung aktiv ist (RASD Hochpegel besitzt),
dann ist der Ausgang des NOR-Glieds 1204 (SPUMP) auf Tiefpegel. Ein
Tiefpegelausgang auf SPUMP (Slow Pump) führt dazu, dass der Oszillator
anstatt langsam, schnell oszilliert.
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Wie oben angesprochen wurde, arbeitet
der Oszillator dann, wenn SPUMP tief ist, mit einer hohen Frequenz,
was wiederum einen großen
Pumpstrom ermöglicht.
Wenn SPUMP hoch ist, arbeitet der Oszillator mit einer viel niedrigeren
Frequenz als der Umsetzer 40 für logische Spannungspegel von 7, der Substratspannungsumsetzer 44 von 8 und der Komparator 56 von 8. Der Betrieb bei einer
niedrigen Frequenz von etwa 200 Kilohertz, wobei ein großer Teil
der Schaltungsanordnung mit einer 1,5-Volt-Versorgung arbeitet,
ermöglicht,
dass das Pumpen weniger als 1 Mikroampere des gesamten Stroms verbraucht,
wenn kein Pumpen erforderlich ist. Wenn aber ein Pumpen erforderlich
ist, schaltet die Schaltung automatisch auf die hohe Frequenz um,
wobei sie bei dieser hohen Frequenz mehr als Milliampere an Strom
aus dem Substrat pumpen kann.
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Abschließend verschiebt die vorliegende
Erfindung die Logikknoten mit niedrigem Spannungshub ohne irgendwelche
Leistung verbrauchende Gleichstrompfade in Knoten mit hohem Spannungshub.
Dies kann seinerseits verwendet werden, um eine negative Substratspannung
in eine positive Substratspannung umzusetzen, um einen leichten
Vergleich mit einer Referenzspannung zu ermögli chen. Wenn der Vergleich
in einer Ladungspumpe mit niedriger Leistung angewendet wird, schafft
er die Fähigkeit,
die Ladungspumpe auszuschalten, wenn kein Pumpen erforderlich ist,
wodurch eine Pumpe mit einer Standby-Betriebsart mit verringerter
Leistung geschaffen wird. Außerdem
verringert die Fähigkeit
der Spannungsumsetzungsschaltung zu arbeiten, ohne einen Substratstrom
hinzuzufügen,
den Leistungsverbrauch der Ladungspumpe weiter.
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Obwohl das Vorhergehende eine vollständige Beschreibung
spezifischer Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung ist, können
verschiedene Abwandlungen vorgenommen werden. Beispielsweise können angenommene
Spannungen und die Größen der
verschiedenen Transistoren variieren, ohne dass von den Prinzipien
der Arbeitsweise abgewichen wird.