WO2009001738A1

WO2009001738A1 - モータ駆動システムおよびその制御方法

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Publication number: WO2009001738A1
Application number: PCT/JP2008/061187
Authority: WO
Inventors: Kenji Yamada
Original assignee: Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Priority date: 2007-06-26
Filing date: 2008-06-12
Publication date: 2008-12-31
Also published as: CN101689828A; JP4798075B2; US8138712B2; JP2009011028A; EP2161828A4; EP2161828B1; EP2161828A1; CN101689828B; US20100164416A1

Abstract

リップル検出部（３１０）は、ＰＷＭ制御に従って制御されるモータ電流のリップル電流幅（Ｉｒｐ）を検出する。リップル基準設定部（３２０）は、リップル電流幅の基準値（Ｉｒｐ♯）を設定する。周波数調整部（３５０）は、リップル電流幅偏差に基づき、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を指示する制御信号（Ｖｆｑ）を設定する。搬送波発生部（３６０）は、制御信号（Ｖｆｑ）に従った周波数の搬送波（Ｖｃｒ）を発生する。これにより、リップル電流幅を適正レベルに維持するための搬送波周波数のフィードバック制御が実現される。

Description

明細書モータ駆動システムおよびその制御方法技術分野

この発明は、モータ駆動システムおよびその制御方法に関し、より特定的には、パルス幅変調（P WM) 制御を行なう電力変換器を備えるモータ駆動システムおよびその制御方法に関する。背景技術

PWM制御を行なう電力変換器において、 P WM制御に用いる搬送波の周波数 (キャリア周波数）を可変制御する構成が知られている。たとえば、特開平 1一 3 2 1 8 6 8号公報（特許文献 1 ) には、 P WM制御を行なう電力変換装置において、平滑コンデンサと並列に直列共振回路を備え、 P WM制御に伴う電力変換装置の直流電流に含まれるリップル成分の周波数に上記直列共振回路の共振周波数を所定範囲内に一致させるように、 PWM制御のキヤリァ周波数を可変する構成が開示されている。

また、特開平 6— 1 7 8 5 5 0号公報（特許文献 2 ) には、 V V V Fインバータの電流制御装置として、各相電流指令値と各相電流実際値との偏差で定義される電流リップルの絶対値に応じて、電流リップルが大きいときにはキヤリァ周波数を上げ、小さい場合には下げるようなフィードバック制御により自動的にキヤリァ周波数変調を行なう構成が開示されている。

また、特開平 9— 3 7 5 6 0号公報（特許文献 3 ) には、系統に流れ込む電流リップルを低減することのできるインバータ制御装置として、各相の系統電圧の大きさを検出する系統電圧検出手段の出力に応じてキヤリァ周波数を可変に制御することが開示されている。

さらに、特開 2 0 0 6— 3 5 2 9 5 1号公報（特許文献 4 ) には、第 1および第 2のインバータが用いられる電力変換構成において、それぞれのィンバータで用いられるキヤリァ信号間の位相差を制御することによって、片方または両方のィンバータのみでキヤリァ周波数を変える場合にもリップル電流を最大限低減する制御構成が開示されている。

また、特開 2 0 0 5— 4 5 8 4 8号公報（特許文献 5 ) には、交流電動機の制御装置において、モータ電流の検出が困難となる、三相 PWMインバータの二相分の P WMパルスの差幅が所定値以下の場合、あるいは三相 PWMインバータの出力電圧が低い場合に、 PWMインバータのキヤリァ周波数を自動的に低減するこ.とによって、電流検出を可能とする制御構成が開示されている。発明の開示

特許文献 1〜 5にも記載されるように、 PWM制御を行なう電力変換器では、電力変換器から負荷に供給される電流に、キャリア周波数あるいはその整数倍の周波数の高周波成分（リップル電流）が発生する。

このようなリップル電流が大きくなると、永久磁石型の交流電動機を駆動するモータ駆動システムにおいて、磁束の変動により発生する磁石内の渦電流が大きくなる。この結果、渦電流による発熱が増大して、減磁が発生するレベルまで磁石温度が上昇すると、モータ出力が低下してしまうおそれがある。また、モータの銅損 '鉄損の増加により、電力損失が増大する。このような電力損失の増大により、モータでの発熱量が増加することにより、磁石温度がさらに上昇し易くなつてしまう。

一方、 P WM制御を行なう電力変換器では、 PWM制御のキャリア周波数を上昇させることにより、リップル電流を低減することができる。しかしながら、搬送周波数を上昇させると、電力変換器を構成する半導体スィツチング素子のスィツチング周波数、すなわち、同一時間内での半導体スイッチング素子のオンオフ回数が増大する。このため、電力変換器でのスイッチング損失により電力損失が増大する問題点が発生する。

このように、 P WM制御を行なう電力変換器では、リップル電流が大きすぎると交流電動機に問題が発生する一方で、リップル電流を抑えすぎることもスィッチング損失の面からは好ましくない。

このような問題点に対し、特許文献 1および 3は、リップル電流を低減することにのみ着目してキャリア周波数を制御するものである。また、特許文献 1の P WM電力変換装置では、直列共振回路を付加的に配置する必要があるので、部品点数の増加によりコストが上昇する。

また、特許文献 2に開示された V V V Fインバータの電流制御装置では、各相電流の指令値に対する偏差が大きいときにはキヤリァ周波数を上げ、小さい場合には下げるようなフィードバック制御を実行することが開示されているが、各相電流中の交流成分（リップル電流）の大きさを適正なレベルに制御することについては開示されていない。

一方、特許文献 4に開示された電力変換装置では、 2つのインバータ間でキヤリァ信号の位相差を適切に制御することにより、キヤリァ周波数を変える場合にもリップル電流を最大限低減することができるが、リツプル電流の大きさを適正なレベルに制御することについては開示されていない。また、特許文献 5に記載された交流電動機の制御装置は、永久磁石同期モータを制御するものであるが、リップル電流に応じてキャリア周波数を変化させることについては開示がない。この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、 P WM制御によつて制御される電力変換器によつて永久磁石が取付けられた交流電動機へモータ電流を供給するモータ駆動システムにおいて、モータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持することにより、電力変換器におけるスィツチング損失の増大を防ぎつつ、交流電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することである。

この発明によるモータ駆動システムは、永久磁石が取付けられたロータを有する交流電動機と、電力変換器と、電流検出器と、リップル検出部と、基準設定部と、周波数調整部とを備える。電力変換器は、パルス幅変調制御に従った複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって交流電動機への電力供給を制御する。電流検出器は、電力変換器および交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する。リップル検出部は、電流検出器による検出値に基づいて、各電力用半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応した、モータ電流のリップル電流幅を検出する。基準設定部は、リップル電流幅の基準値を設定する。周波数調整部は、リップル検出部により検出されたリップル電流幅と、基準設定部によって設定される基準値との比較に基づいて、パルス幅変調制御に用いる搬送波の周波数を制御する。

この発明によるモータ駆動システムの制御方法は、永久磁石が取付けられた口ータを有する交流電動機と、パルス幅変調制御に従った電力用半導体スィッチング素子のオンオフ制御によって交流電動機への電力供給を制御する電力変換器と、電力変換器および交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する電流検出器とを備えたモータ駆動システムの制御方法であって、電流検出器による検出値に基づいて、電力用半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応した、モータ電流のリップル電流幅を検出するステップと、検出されたリップル電流幅と、リップル電流幅の基準値との比較に基づいて、パルス幅変調制御に用いる搬送波の周波数を制御するステップとを備える。

好ましくは、リップル電流幅の基準値は、少なくともリップル電流幅に対する永久磁石の温度上昇特性に基づいて、永久磁石が減磁する温度まで磁石温度が上昇しないように設定される。

さらに好ましくは、リップル電流幅の基準ィ直は、基準設定部は、リップル電流幅に対するモータ駆動システム全体での電力損失特性にさらに基づいて、基準値を設定さる。

上記モ一タ駆動システムおよびその制御方法によれば、 P WM制御されるモータ電流中のリップル電流幅を基準値に合致させるようなリップル電流制御を行なうことができる。これにより、リップル電流幅を抑えすぎることによって電力変換器でのスイッチング損失を増大させることなく、かつ、リップノレ電流が過大となることによって、交流電動機での磁石温度上昇による減磁が発生することを防止できる。

さらに好ましくは、リップル電流幅の基準値は、交流電動機の状態に応じて基準値を変更される。

このようにすると、交流電動機の現在の状態（たとえばモータ温度、モータトルク .回転数）に基づいて、リップル電流幅の基準値を適切に設定することができる。この結果、電力変換器のスイッチング損失抑制ならびに、交流電動機の磁石温度上昇防止を、より効果的に図ることができる。あるいは好ましくは、周波数調整部は、リップル電流幅が基準値より大きいときに搬送波の周波数を現在の周波数よりも上昇させる一方で、リップ^/電流幅が基準値以下のときには搬送波の周波数を現在の周波数よりも低下させる。

このようにすると、上述のキャリア周波数によるリップル電流制御を簡易な構成で実現できる。

また好ましくは、周波数調整部は、基準値に対するリップル電流幅の偏差を算出する偏差演算部と、制御演算部とを含む。制御演算部は、算出された偏差を用いた制御演算量に応じて、搬送波の周波数を制御する。

このようにすると、リップル電流幅の基準値に対する偏差に応じてキヤリァ周波数の変化量を制御することができるので、上述のリップル電流制御の制御速度を向上させることができる。

好ましくは、モータ駆動システムにおいて、複数の電力用半導体スイッチング素子は、電流検出器の検出値に基づいてモータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値と、搬送波の電圧値との比較に従ってォンオフを制御される。そして、リップル検出部または検出するステップは、搬送波の 1周期中における、電圧指令値および搬送波が交差するタイミングのうちの 2つでそれぞれサンプリングされた電流検出器の検出値の差に基づいて、リップル電流幅を検出する。

このようにすると、モータ電流をフィルタ処理等することなく、 2回の電流サンプリングによってリップル電流幅を即座に検出することができるので、上述のリップ電流制御の制御速度を向上させることができる。

あるいは好ましくは、モータ駆動システムにおいて、複数の電力用半導体スィツチング素子は、搬送波の半周期ごとにサンプリングされた電流検出器の検出値に基づいてモータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値と、搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御される。そして、リップル検出部または検出するステップは、搬送波の 1周期中における、電圧指令値および搬送波が交差するタイミングのうちの 1つでサンプリングされた電流検出器の検出値と、モータ電流の制御のためにサンリングされた電流検出器の検出値との差に基づいて、リップル電流幅を検出する。このようにすると、本来の電流制御に必要な電流サンプリングを活用してリップノレ電流幅を検出できる。これにより、リップル電流幅を検出するために新たに必要となる電流サンプリング回数を削減できるので、演算処理負荷を高めることなく、上述のリツプル電流制御を実現することが可能となる。

また好ましくは、モータ駆動システムは車両に搭載され、交流電動機は、車両の駆動力を発生するように構成された三相同期電動機である。

このようにすると、車両駆動力を発生するように構成された三相同期電動機への電力供給を、 PWM制御による電力変換器（インバータ）によって制御するモータ駆動システムにおいて、電力変換器におけるスィツチング損失の増大を防ぎつつ、電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することができる。この結果、減磁の影響による車両走行性能の低下を防止しつつ、電力損失の低減による燃費向上を図ることができる。

したがって、本願発明の主たる利点は、 P WM制御によって制御される電力変換器によって永久磁石が取付けられた交流電動機へモータ電流を供給するモータ駆動システムにおいて、モータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持することにより、電力変換器におけるスイッチング損失の増大を防ぎつつ、交流電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することができる点にある。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。図 2は、 P WM制御の制御構成を説明する概略プロック図である。

図 3は、 P WM制御の制御動作を説明する波形図である。

図 4は、モータ電流の概形を示す概念図である。

図 5は、本発明の実施の形態によるリップル電流制御を説明する概略プロック図である。

図 6は、図 5に示した周波数調整部の構成例を示すプロック図である。

図 7は、本実施の形態に従うリップル電流制御を実行するためのフローチヤ一トである。

図 8は、本実施の形態の変形例に従うリップル基準設定部の構成を示すプロック図である。

図 9は、本実施の形態の変形例に従うリップル電流制御を実行するためのフロ一チャートである。

図 1 0は、本発明の実施の形態およびその変形例のモータ駆動システムにおけるリップル電流幅の検出手法を説明する第 1の波形図である。

図 1 1は、本発明の実施の形態およびその変形例のモータ駆動システムにおけるリップル電流幅の検出手法を説明する第 2の波形図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その詳細な説明は原則的に繰返さないものとする。

(システム全体構成）

図 1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。図 1を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム 1 0 0は、直流電源、 1 0と、電圧センサ 1 3と、平滑コンデンサ C 0と、ィンバータ 2 0と、制御装置 3 0と、負荷である交流電動機 MGとを備える。

交流電動機 MGは、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機 MGは、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてちよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機 MGは、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、ェンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源 1 0は、電源線 7およびアース線 5の間に直流電圧を出力する。また、直流電源 1 0は、電源線 7およびアース線 5の間の直流電圧により充電可能である。直流電源 1 0は、代表的には、ニッケノレ水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタの蓄電装置により構成される。なお、蓄電装置の出力電圧（直流）の電圧レベルを変化するためのコンバータを設けて、直流電¾¾ 1 0の出力電圧、すなわち、電源線 7およびアース線 5の間の電圧を可変に制御する構成としてもよレ、。

平滑コンデンサ C Oは、電源線 7およびアース線 5の間に接続される。インバータ 2 0の直流側電圧に相当する、平滑コンデンサ C 0の端子間電圧は、電圧センサ 1 3により検出され、その検出値は、電子制御ユニット（E C U) により構成される制御装置 3 0へ送出される。

インバータ 2 0は、電源線 7およびアース線 5の間に並列に設けられる、 U相回路 1 5と、 V相回路 1 6と、 W相回路 1 7と力ら成る。各相回路は、電源線 7 およびアース線 5の間に直列接続された電力用半導体スィツチング素子を含む。電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「半導体スイッチング素子」と称する）としては、 I G B T (Insulated Gate Bipolar Transistor) が代表的に適用される。

U相回路 1 5は、上アーム素子である半導体スイッチング素子 Q 1および下ァーム素子である半導体スイッチング素子 Q 2から成り、 V相回路 1 6は、上ァーム素子である半導体スィツチング素子 Q 3および下アーム素子である半導体スィツチング素子 Q 4から成り、 W相回路 1 7は、上アーム素子である半導体スイツチング素子 Q 5および下アーム素子である半導体スィツチング素子 Q 6から成る。また、各半導体スイッチング素子 Q 1〜Q 6に対して、各半導体スイッチング素子とは反対方向に電流を流すためのフリーホイールダイオード D 1〜D 6がそれぞれ接続されている。半導体スイッチング素子 Q 1〜Q 6のオンオフは、制御装置 3 0からのスィツチング制御信号 S 1〜S 6によって制御される。

交流電動機 MGは、図示しないロータに永久磁石 2 8が装着、あるいは、埋込まれた、 3相の永久磁石モータである。すなわち、交流電動機 MGの U, V， W 相の 3つのコイルの一方端が中性点に共通接続され、かつ、 U , V， W相コイルの他端は、インバ一タ 2 0の U, V, W相での上アーム素子および下アーム素子の接続点と接続されている。

インバータ 2 0は、交流電動機 MGのトルク指令値が正（T q c o m > 0 ) の場合には、平滑コンデンサ C Oからの直流電圧を、制御装置 3 0からのスィッチング制御信号 S 1〜S 6に応答した、半導体スィツチング素子 Q 1〜Q 6のスィツチング動作によって交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機 MGを駆動する。また、インバータ 2 0は、交流電動機 MGのトルク指令値が零の場合（T q c o m= 0 ) には、スイッチング制御信号 S 1〜 S 6に応答したスィツチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機 MGを駆動する。これにより、交流電動機 MGは、トルク指令値 T q c o mによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。さらに、モータ駆動システム 1 0 0が搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流電動機 MGのトルク指令値 T q c o mは負に設定される（T q_ c o m < 0 ) 。この場合には、インバータ 2 0は、スイッチング制御信号 S 1〜S 6に応答したスィツチング動作により、交流電動機 MGが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサ C 0を介して直流電源 1 0の充電に用いることができる。なお、ここで言う回生制動とは、ハイプリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ 2 4は、ホールセンサ等で構成され、インバータ 2 0から交流電動機 MGへ供給されるモータ電流を検出し、検出値を制御装置 3 0へ出力する。なお、三相電流 i u , i V , i wの瞬時値の和は零であるので、図 1に示すように電流センサ 2 4は 2相分のモータ電流（たとえば、 V相電流 i Vおよび W相電流 i w) を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（代表的には、レゾルバ） 2 5は、交流電動機 MGの回転角 0を検出し、その検出した回転角 Θを制御装置 3 0へ送出する。制御装置 3 0では、回転角 0に基づき交流電動機 MGの回転数（回転速度）についても算出する。制御装置 3 0は、負荷である交流電動機 MGの出力トルクを指示するトルク指令値 T q c o m、電圧センサ 1 3によつて検出された直流電圧 V d c、電流センサ 2 4からのモータ電流 i v， i w、回転角センサ 2 5からの回転角 0に基づいて、交流電動機 MGがトルク指令値 T q c o mに従ったトルクを出力するように、ィンバータ 2 0の動作を制御する。代表的には、トルク指令値 T q c o mに対応させてインバータ 20から交流電動機 MGへ供給される電流（モータ電流）の指令値を決定するとともに、指令値に従ったモータ電流が発生されるように半導体スィツチング素子 Q 1~Q 6をオンオフさせるためのスィツチング制御信号 S 1 〜S 6を生成して、インバータ 20へ出力する。

次に、制御装置 30によって制御される、インバータ 20における電力変換について詳細に説明する。本実施の形態によるモータ駆動システムは、基本的には、 PWM制御によりィンバータ 20は制御される。

なお、交流電動機 MGの運転状態に応じて、 PWM制御と他の制御方式（たとえば矩形波電圧制御）とを選択的に適用する制御構成とすることも可能である。このような制御構成においても、 PWM制御の選択時において、以下に詳細に説明する、本発明によるリップル電流制御を適用することができる。

ここで、 PWM制御によるモータ制御構成について、図 2を用いて詳細に説明する。

図 2を参照して、 P WM制御ブロック 200は、電流指令生成部 2 1 0と、座標変換部 2 20, 2 50と、 P I演算部 240と、 P WM信号生成部 26 0とを含む。なお、 PWM制御プロック 200は、制御装置 30に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される機能ブロックを示すものである。

電流指令生成部 2 10は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機 MG のトルク指令値 T q c omに応じて、電流指令値]: d c om (d軸）および I q c om (q軸）を生成する。

座標変換部 2 20は、交流電動機 MGに設けられた回転角センサ 2 5によって検出される回転角 Θを用いた座標変換（3相→2相）により、電流センサ 24によって検出されたモータ電流（ i v， i w, i u=— ( i v+ i w) ) を基に、 d軸電流 i dおよび q軸電流 i qを算出する。

P I演算部 240には、 d軸電流の指令値に対する偏差 Δ I d (Δ I d= I d c om- i d) および q軸電流の指令値に対する偏差 Δ I q (Δ I q= I q c o m- i q) が入力される。 P I演算部 240は、 d軸電流偏差 Δ I dおよび q軸電流偏差 Δ I qのそれぞれについて、所定ゲインによる P I演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じた d軸電圧指令値 V d #および q軸電圧指令値 Vq #を生成する。

座標変換部 250は、交流電動機 MGの回転角 Θを用いた座標変換（ 2相→ 3 相）によって、 d軸電圧指令値 Vd#および q軸電圧指令値 (1#を1；相、 V相、 W相の各相電圧指令値 Vu, V V , Vwに変換する。

PWM信号生成部 260は、各相における電圧指令値 Vu， V V , Vwと所定の搬送波との比較に基づいて、図 1に示した、インバータ 20のスイッチング制御信号 S 1〜S 6を生成する。

ィンバータ 20が、 PWM制御ブロック 200によって生成されたスィッチング制御信号 S 1〜S 6に従ってスィッチング制御されることにより、交流電動機 MGへは、トルク指令値 Tq c omに従ったトルクを出力するためのモータ電流が供給される。

図 3には、 PWM制御動作を説明する波形図が示される。

PWM制御は、一定周期ごとに方形波出力電圧のパルス幅を変化させることによって、周期ごとの出力電圧平均値を変化させる制御方式である。一般的には、一定周期を搬送波 Vc _rの周期に対応する複数のスイッチング周期に分割し、スィツチング周期ごとに半導体スィツチング素子のオンオフ制御を行なうことにより、上記のパルス幅変調制御が行なわれる。

図 3を参照して、 PWM信号生成部 260 (図 2) では、座標変換部 250 (図 2) からの各相電圧指令値 Vu， Vv, Vwに従う信号波が、所定周波数の搬送波 Vc rと比較される。そして、搬送波 Vc _rの電圧値が電圧指令値 Vu， V V , Vwよりも高い区間と、電圧指令値 Vu, Vv, Vwが搬送波 Vc rの電圧値よりも高い区間との間で、インバータ 20の各相での上アーム素子および下アーム素子のオンオフを切換えることにより、各相のインバータ出力電圧として、方形波電圧の集合としての交流電圧を交流電動機 MGへ供給することができる。この交流電圧の基本波成分は、図 3中に点線で示される。

図 4に示すように、交流電動機 MGの各相でのモータ電流は、交流電圧の基本波成分に従った周波数の交流電流となる。この際に、搬送波の周波数（キャリア周波数）に対応して半導体スィツチング素子のオンオフが切換わることに応じてモータ電流の上昇、低下が高周波数で交互に入れ替りながら、上記交流電流が発生される。したがって、モータ電流には、キャリア周波数に対応した交流電流成分である電流リップルが発生する。たとえば三相インバータでは、リップル電流の周波数は、スイッチング周波数（キャリア周波数）の 6倍に相当することとなる。

以下本実施の形態では、図 4に示すように、リツプル電流のピークーピーク値を、リップル電流幅 I r pと定義する。以下の説明で明らかとなるように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムでは、リップル電流幅 I r pを基準値に合致させることにより適正レベルに維持するためのリップル電流制御を実行する。

(リップル電流制御）

図 5は、本発明の実施の形態によるリツプル電流制御を説明する概略プロック図である。

図 5を参照して、リツプル電流制御部 3 0 0は、リツプル検出部 3 1 0と、リップル基準設定部 3 2 0と、周波数調整部 3 5 0と、搬送波発生部 3 6 0とを含む。なお、リップル電流制御部 3 0 0を構成する各プロックは、制御装置 3 0によるハードウエアあるいはソフトウエア処理により実現されるものである。リップル検出部 3 1 0は、モータ電流（三相電流 i u , i V , i w) およびスィツチング制御信号 S 1〜S 6を受けて、モータ電流のリップル電流幅 I r pを検出する。リップル電流幅 I r pは、電流センサ 2 4により検出されたモータ電流に基づいて検出される。

なお、本実施の形態によるリップル電流制御に適した、リップル検出部 3 1 0によるリップ電流幅 I r ρの検出手法については、後ほど詳細に説明する。リップル基準設定部 3 2 0は、リツプル電流幅 I r pの基準値 I r p #を設定する。基準値 I r p #は、過小に設定するとスイッチング回数の増大によりインバータ 2 0でのスィツチング損失が増大する一方で、過大に設定すると交流電動機 MGでの温度上昇が大きくなるため、トレードオフの関係にある両者が均衡するような適正レベルに設定する必要がある。

一例として、基準値 I r p #は、永久磁石の温度上昇特性に鑑みて適切なマージンを持たせた固定値とすることができる。あるいは、モータ状態に応じて、基準値 I r p #を適時変更する構成としてもよい。たとえば、交流電動機 MGに図示しない温度センサを配置して、モータ温度に応じて基準値 I r p #を変更する構成とすることができる。具体的には、モータ温度上昇時に基準値 I r p #を相対的に低く設定することにより、減磁が発生する領域まで磁石温度が上昇することをより確実に防止できる。

また、モータ出力（トルクおよび/または回転数）に応じて、温度上昇が懸念される高出力時に基準値 I r p #を相対的に低い値に変更することも可能である。このように、交流電動機 MGのモータ状態（温度、トルク指令値、回転数）に応じて基準値 I r p #を変更することにより、リツプル電流幅をより適切なレベルに制御できるようになる。

周波数調整部 3 5 0は、リツプル検出部 3 1 0により検出されたリップル電流幅 I r pおよびその基準値 I r ί> #に基づいて、キャリア周波数を設定するための制御信号 V f qを生成する。制御信号 V f qは、アナログ電圧信号あるいは複数ビットのデジタノレ信号である。

搬送波発生部 3 6 0は、周波数調整部 3 5 0によって設定された制御信号 V f qに応じて搬送波 V c rの周波数を設定する。たとえば、搬送波発生部 3 6 0は、アナログ電圧信号である制御信号 V f qの電圧レベル、または、デジタル信号である制御信号 V f qを D/A変換して得られたアナログ電圧に応じた周波数の発振信号を発生する電圧発振器 (V C O ) により構成される。

図 6は、周波数調整部 3 5 0の構成例を示すプロック図である。

図 6を参照して、周波数調整部 3 5 0は、加減部 3 5 2と、 P I演算部 3 5 4 と、リミッタ 3 5 6とを有する。

加減部 3 5 2は、リツプル検出部 3 1 0により検出されたリップ^^電流幅 I r pの基準値 I r p #に対する偏差 Δ I r p (厶 I r p = I r p— I r p # ) を算出する。 P I演算部 3 5 4は、加減部 3 5 2によって得られた偏差 Δ I r pに所定の制御演算（代表的には P I制御演算）を施すことにより、制御電圧 V c nを生成する。この制御電圧 V c nは、 P I制御により設定された、 Δ I r p→0とするためのキヤリァ周波数を示している。制御電圧 V c nは、リミッタ 356を通過して制御信号 V f qに変換される。リミッタ 356では、制御電圧 Vc nが、予め設定された電圧範囲（下限電圧 V m i n〜上限電圧 Vma X) 内に入っているかどうかがチェックされる。そして、 V c n <Vm i nのときには、 V f q=Vm i nに設定され、 Vc n >Vm a x のときには、 Vf q=Vma xに設定される。一方、 Vm i n≤V c n≤ Vm a xのときには、 V f q=V c nに設定される。

下限電圧 Vm i nおよび上限電圧 Vma xは、キャリア周波数（すなわち、スイッチング周波数）の上下限周波数に対応して決定される。この上下限周波数は、スイッチングに伴って騒音が発生するような周波数帯（たとえば可聴周波数帯）、交流電動機 MGの回転数に対応して決定されるべき電流制御精度確保に必要な周波数、あるいは、ハードウェア的にスイッチング可能な周波数等に対応して設定される。

このような制御処理により、 PWM制御されるモータ電流中のリップル電流幅を適正レベル（基準ィ直 I r p #) に維持するためのリップル電流制御を実行することができる。

あるいは、図 5に示したリップル電流制御部 300に代えて、図 7に示したフロチャートに従う制御処理を制御装置 30に予め格納されたプログラムにより実行することによつても、同様のリップル電流制御を実現することが可能である。図 7を参照して、制御装置 30は、ステップ S 100では、リップル電流幅の I r pを取得し、ステップ S 110により、リップル電流幅 I r pが基準値 I r P #より大きいかどうかを判定する。

そして、制御装置 30は、リップル電流幅 I r pが基準値 I r p #より大きいとき（I r p > I r p #、 S 1 10の YES判定時）には、ステップ S 1 20により、キャリア周波数を現在値より低下させる。この際に、キャリア周波数の低下は、上記リミッタ 356による処理と同様に、キャリア周波数が予め設定した下限周波数を超えない範囲に制限される。

一方、制御装置 30は、リップル電流幅 I r pが基準値 I r p #以下のとき

( I r p≤ I r p S 1 10の NO判定時）には、ステップ S 1 30により、キャリア周波数を現在値より上昇させる。この際に、キャリア周波数の上昇は、上記リミッタ 3 5 6による処理と同様に、キヤリァ周波数が予め設定した上限周波数を超えない範囲に制限される。なお、図示は省略するが、リップル電流幅 I r pおよび基準値 I r p #の差が小さい場合には、現在のキャリア周波数を維持するような不感帯を設けても良い。

このような制御処理によっても、モータ電流中のリップル電流幅を適正レベル (基準値 I r p # ) に維持するためのリツプル電流制御を実行することができる。このように本実施の形態によるモータ駆動システムでは、 P WM制御されるモータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持するリップル電流制御を実行することにより、リップル電流幅を抑えすぎることによって電力変換器（インバータ）でのスイッチング損失を増大させることなく、リップル電流が過大となることによって、交流電動機での磁石温度上昇による減磁が発生することを防止できる。

この結果、本実施の形態によるモータ駆動システムにより車両駆動力を発生するハイプリッド自動車や電気自動車では、電動機での減磁の発生による車両走行性能の低下を防止しつつ、 PWM制御される電力変換器（インバータ）での電力損失の低減による燃費向上を図ることができる。

(リップル電流制御の変形例）

次に、リップル電流幅の基準値設定に係る本実施の形態の変形例を説明する。図 8は、本実施の形態の変形例に従うリップル基準設定部 3 2 0 #の構成例を示すブロック図である。図 8に示したリツプル基準設定部は、図 5中のリツプル基準設定部 3 2 0に代えて用いることができる。すなわち、この変形例においても、リップル電流幅の基準値設定の他については、上述の実施の形態と同様であるので、説明は繰り返さない。

図 8を参照して、リツプル基準設定部 3 2 0 #は、基準設定部 3 2 2 , 3 2 4 と、最小ィ直設定部 3 2 6とを含む。

基準設定部 3 2 2は、予め実験等により求められた、リップル電流幅に対する永久磁石 2 8の温度上昇特性を示すマップ 3 2 3を有している。基準設定部 3 2 2は、この温度上昇特性に基づいて、リップル電流幅 I r pの基準^ ί ΐ r 1を設定する。上述のように、基準値 I r 1については、モータ状態（特にモータ温度）に基づいて可変に設定してもよい。この場合には、減磁を発生させないための温度上限値との温度差を考慮して、現在のモータ温度に対して基準値 I r 1を設定するためのマップを予め作成して、マップ 3 2 3に含めておけばよい。あるいは、モータ出力（トルク指令値、回転数等）により基準値 I r 1を変更するようなマツプとすることも可能である。すなわち、基準設定部 3 2 2は、図 5に示したリツプル基準設定部 3 2 0に相当する。

基準設定部 3 2 4は、予め求められた、リップル電流幅に対するモータシステム全体での電力損失特性に従って、基準値 I r 2を設定するためのマップ 3 2 5 を有する。上述のように、キヤリァ周波数を低下させてリップル電流幅が大きくなると、交流電動機 MGでの銅損■鉄損を始め、ィンバーク 2 0以外では電力損失が増大する。また、電力損失については、モータ状態（モータ温度，トルク指令値，回転数）に応じて変化する。

マップ 3 2 5には、上記電力損失特性に従って予め決定された、モータ状態 (モータ温度，トルク指令値，回転数）と、モータ駆動システム全体での損失から見たリップル電流幅の上限値との関係が予め格納される。そして、基準設定部 3 2 4は、現在のモータ状態を用いてマップ 3 2 5を参照することにより、基準値 I r 2を設定する。

最小値設定部 3 2 6は、基準設定部 3 2 2および 3 2 4により設定された基準値 I r 1および I r 2のうちの小さい方を、リップル電流幅の基準値 I r p #に設定する。

このようにすれば、磁石温度上昇およびモータ損失を含むシステム全体の損失を考慮してリップル電流幅 I r pの適正レベルすなわち基準値 I r p #を設定することが可能となる。

あるいは、図 9に示すフローチャートに従う制御処理を制御装置 3 0に予め格納されたプログラムにより実行することによつても、この変形例に従うリップル電流制御を実現することが可能である。

図 9を参照して、制御装置 3 0は、ステップ S 1 0 0により、リツプル電流幅 I r pを取得する。そしてステップ S 1 0 2では、取得したリップノレ電流幅 I r pを、図 8に示したのと同様の、磁石温度を考慮して設定された基準ィ直 I r 1と比較する。

そして、制御装置 3 0は、リップル電流幅 I r pが基準値 I r 1より大きいとき（I r p > I r l， S 1 0 2の Y E S判定時）には、図 7と同様のステップ S 1 2 0を実行する。これにより、下限周波数を超えない範囲内で、キャリア周波数は現在値より低下される。

これに対して、制御装置 3 0は、リップル電流幅 I r pが基準値 I r 1以下のとき（I r p≤ I r l， S 1 0 2の N O判定時）には、ステップ S 1 0 4により、リップル電流幅 I r pを電力損失を考慮して設定して基準値 I r 2とさらに比較する。

そして、制御装置 3 0は、リップル電流幅 I r が基準値 I r 2より大きいとき ( I r p > I r 2 , S 1 0 4の Y E S判定時) には、ステップ S 1 2 0を実行する。これにより、磁石温度あるいは電力損失のいずれかの面からリップル電流幅を小さくする必要がある場合には、キャリア周波数を低下させて、リップル電流幅を低減することができる。

一方、制御装置 3 0は、リップル電流幅 I r pが基準値 I r 2以下のとき（I r p≤ I r 2 , S 1 0 4の N O判定時）には、図 7と同様のステップ S 1 3 0を実行する。これにより、上限周波数を超えない範囲内で、キャリア周波数は現在値より上昇される。したがって、磁石温度あるいは電力損失のいずれかの面からもリップル電流幅の増大が許容される場合には、ィンバータ 2 0でのスィッチング損失を低減させるためにキャリア周波数を低下させる。これは、リップル電流幅が過小であると判断して、スィツチング損失を抑制するために適正レベルまでリップル電流幅を大きくすることと等価である。

このようにしても、磁石温度上昇およびモータ損失を含むシステム全体の損失を考慮してリップル電流幅 I r pの適正レベルを設定する、本実施の形態の変形例に従うリップル電流制御を行なうことが可能である。なお、図 9に示したフロ一チャートにおいても、リップル電流幅 I r pおよび基準値 I r 1， I r 2の差が小さい場合には、現在のキヤリァ周波数を維持するような不感帯を設けても良い。 (リップル電流幅の検出）

次に、本発明の実施の形態およびその変形例における、リップル電流幅の好ましい検出手法、すなわち、リップル検出部 310の動作について説明する。図 1 0および図 1 1には、第 1および第 2の検出手法がそれぞれ示される。

図 10を参照して、 PWM制御では、各相電圧指令（Vu， V V , Vw) と、搬送波 Vc rとの交点において、各相での半導体スイッチング素子のオンオフが入れ替わる。上述のように、各相では半導体スイッチング素子のオンオフ切換えに伴ってモータ電流の変化方向（上昇/低下）が逆転することを考慮すれば、半導体スィツチングのオンオフ切換タイミングでの電流値に基づいて、リップル電流を検出することができる。

したがって、図 10に示した第 1の検出手法では、搬送波 Vc rの各 1周期において、いずれかの相の電圧指令（Vu， V V , Vw) と、搬送波 Vc rとの 2 つの交点のそれぞれに対応して、電流サンプリング点 400が設定される。そして、これらの電流サンプリング点 400における電流センサ 24の検出値の差に基づいて、リップル電流幅 I r pが検出される。

図 10の例では、時刻 t 0において、電流 I (n— 1) がサンプリングされ、時刻 t 1において、.電流 I (n) がサンプリングされる。 I (n— 1) および I (n) は、時亥 Ij t 0， t 1における V相のモータ電流の検出値（電流センサ 24 の測定値）に相当する。そして、リップル電流幅 I r pは、下記（1) 式によつて示される。

I r p= I I (n) - I (n- 1) | … （1)

このようなリップル電流幅の検出によると、各相のモータ電流についてバンドパスフィルタ等の通過によって、リップル電流成分のみを取出すような周波数処理を行なうことなく、リップル電流幅を検出することができる。この結果、簡易な構成により、フィルタ処理による制御遅れを伴うことなく、リツプル電流幅を検出できるので、本実施の形態によるリップル電流制御の制御速度を向上させることができる。

図 1 1には、リップル電流幅の第 2の検出手法が示される。

図 1 1を参照して、図 2に示した本来のモータ電流制御のためにも、電流センサ 24の検出値をサンプリングする必要がある。ここでは、モータ電流制御のための電流サンプリング点 410が、搬送波 V c rの電圧が上限値または下限値となるタイミング、すなわち、搬送波 Vc rの半周期に対応して設けられるものとする。すなわち、電流サンプリング点 410での、電流センサ 24の検出値に基づく各相電流値を用いて、図 2に示したモータ電流制御が実行される。

図 1 1に示した第 2の検出手法では、この電流サンプリング点 410を活用することにより、リップル電流幅検出のための電流サンプリング回数が、図 10に示した第 1の検出手法と比較して減少する。すなわち、搬送波 Vc rの各 1周期における、いずれかの相の電圧指令値と搬送波 V c rとの 2つの交点のうちの 1 つにのみ、電流サンプリング点が設けられる。

図 11の例では、時刻 t 2 , t 3, t 4において、モータ電流制御のための電流サンプリング点 410が設けられる。そして、時刻 t 3では電流 l e n t (n — 1) がサンプリングされ、日寺亥 Ij t 4では、電流 I c n t (n) がサンプリングされる。

さらに、 2個の電流サンプリング点 410の間に存在する、電圧指令（Vu，

Vv， Vw) と搬送波 V c rとの 2つの交点に対応する電流サンプリング候補点 400 a, 400 bのうちの一方が、電流サンプリング点 400として設定される。

たとえば、時刻 t .3より前の電流サンプリング候補点 400 aにおける電流値を I (n— 1) とすれば、リップル電流幅 I r pは下記（2) 式に従って設定される。

I r p = I l e n t (n— 1) — I (n— 1) | - 2 ··· (2)

また、時刻 t 3〜 t 4間の電流サンプリング候補点 400 bにおける電流値を I (n) とすれば、リップル電流幅 I r pは下記 (3) 式に従って設定される。

I r (l e n t (n) — I (n) 1 - 2 ··■ (3)

なお、電流サンプリング候補点 400 a, 400 bのいずれを採用するかについては、制御の安全性（磁石温度上昇防止）の観点からは、電流サンプリング点 410との時間差が大きい方を電流サンプリング点 400に採用することが好ましい。このようにすると、本来設けられる電流制御のための電流サンプリング点 4 1 0に対して、搬送波 V c rの 1周期ごとに 1つの電流サンプリング点 4 0 0を追加するだけで、リップル電流幅の検出が可能となる。すなわち、図 1 0の検出方法での効果に加えて、リップ電流制御のために追加する電流サンプリング点 4 0 0の個数を減少することができる。これにより、リップル電流制御に関する制御装置 3 0の制御負荷を軽減することが可能となる。

なお、以上の説明では、 P WM制御される三相インバータを電力変換器の例として示し、永久磁石型の三相同期電動機を交流電動機の例として示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではなく、他の形式の電力変換器および交流電動機の組合わせに備えたモータ駆動システムに対しても適用可能である点について、確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であつて制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims

請求の範囲

1. 永久磁石（28) が取付けられたロータを有する交流電動機（MG) と、パルス幅変調制御に従った複数の電力用半導体スィツチング素子（Q 1— Q 6) のオンオフ制御によって前記交流電動機への電力供給を制御する電力変換器 (20) と、

前記電力変換器および前記交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する電流検出器（24) と、

前記電流検出器による検出値に基づいて、各前記電力用半導体スィツチング素子のスイッチング周波数に対応した、前記モータ電流のリップル電流幅（ I r p) を検出するリップル検出部（3 10) と、

前記リップル電流幅の基準値 (I r p#) を設定する基準設定部（320) と、前記リップル検出部により検出された前記リップル電流幅と、前記基準設定部によって設定される前記基準値との比較に基づいて、前記パルス幅変調制御に用いる搬送波（Vc r) の周波数を制御する周波数調整部（350) とを備える、モータ駆動システム。

2. 前記基準設定部（3 20) は、少なくとも前記リップル電流幅（I r p) に対する前記永久磁石（28) の温度上昇特性に基づいて、前記永久磁石が減磁する温度まで磁石温度が上昇しないように前記基準値（I r p #) を設定する、請求の範囲第 1項記載のモータ駆動システム。

3. 前記基準設定部（320) は、前記リップル電流幅（I r p) に対する前記モータ駆動システム（100) 全体での電力損失特性にさらに基づいて、前記基準値（I r p #) を設定する、請求の範囲第 2項記載のモータ駆動システム。

4. 前記基準設定部（320) は、前記交流電動機 (MG) の状態に応じて前記基準値（I r p #) を変更する、請求の範囲第 1項〜第 3項のいずれか 1項に記載のモータ駆動システム。

5. 前記周波数調整部（350) は、前記リップル電流幅（I r p) が前記基準値（I r p #) より大きいときに前記搬送波（Vc r) の周波数を現在の周波数よりも上昇させる一方で、前記リップル電流幅が前記基準値以下のときには前記搬送波の周波数を現在の周波数よりも低下させる、請求の範囲第 1項記載のモータ駆動システム。

6. 前記周波数調整部（3 5 0) は、

前記基準値（I r p #) に対する前記リップル電流幅（I ir p) の偏差（Δ I r p) を算出する偏差演算部（3 5 2) と、

算出された前記偏差を用いた制御演算量に応じて、前記搬送波（V c r ) の周波数を制御する制御演算部（3 54) とを含む、請求の範囲第 1項記載のモータ駆動システム。

7. 前記電流検出器 (24) の検出値に基づいて、前記モータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値（V u , V V , V w) を発生する電流制御部（2 0 0) をさらに備え、

前記複数の電力用半導体スイッチング素子（Q 1—Q 6) は、前記電圧指令値と前記搬送波（V c r ) の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、

前記リップル検出部（3 1 0) は、前記搬送波の 1周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミング（40 0) のうちの 2つでそれぞれサンプリングされた前記電流検出器の検出値（I (n_ l) ， I (n) ) の差に基づいて、前記リップル電流幅（I r p) を検出する、請求の範囲第 1項記載のモータ駆動システム。

8. 前記搬送波（V c r ) の半周期ごとに前記電流検出器（24) の検出値をサンプリングするとともに、サンプリングした電流値に基づいて、前記モータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値 (V u， V V , Vw) を発生する電流制御部（2 0 0) をさらに備え、

前記複数の電力用半導体スイッチング素子（Q 1—Q 6) は、前記電圧指令値と前記搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、

前記リップノレ検出部（3 1 0) は、前記搬送波の 1周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミング（4 0 0 a， 4 00 b) のうちの 1つでサンプリングされた前記電流検出器の検出値（I (n) 、 I (n— l) ) と、前記電流制御部によりサンプリングされた前記電流検出器の検出値（I c n t (n) , l e n t (η- 1) ) との差に基づいて、前記リップル電流幅（I r p) を検出する、請求の範囲第 1項記載のモータ駆動システム。

9. 前記モータ駆動システム（100) は、車両に搭載され、

前記交流電動機（MG) は、前記車両の駆動力を発生するように構成された三相同期電動機である、請求の範囲第 1項〜第 3項，第 5項〜第 8項のいずれか 1 項に記載のモータ駆動システム。

10. 永久磁石（28) が取付けられたロータを有する交流電動機 (MG) と、パルス幅変調制御に従った電力用半導体スィツチング素子（Q 1一 Q 6 ) のオンオフ制御によって前記交流電動機への電力供給を制御する電力変換器 (20) と、前記電力変換器および前記交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する電流検出器（24) とを備えたモータ駆動システム（100) の制御方法であって、前記電流検出器による検出値に基づいて、前記電力用半導体スィツチング素子のスイッチング周波数に対応した、前記モータ電流のリップル電流幅（I r p) を検出するステップ（S 100) と、

検出された前記リップル電流幅と、前記リップル電流幅の基準値（I r p#) との比較に基づいて、前記パルス幅変調制御に用いる搬送波（Vc r) の周波数を制御するステップ（S 120, S 130) とを備える、モータ駆動システムの制御方法。

1 1. 前記基準値（ I r p #) は、少なくとも前記リップル電流幅（ I r p) に対する前記永久磁石（28) の温度上昇特性に基づいて、前記永久磁石が減磁する温度まで磁石温度が上昇しないように設定される、請求の範囲第 1 0項記載のモータ駆動システムの制御方法。

12. 前記基準値（ I r p #) は、前記リップル電流幅（ I r p) に対する前記モータ駆動システム（100) 全体での電力損失特性にさらに基づいて設定される、請求の範囲第 1 1項記載のモータ駆動システムの制御方法。

13. 前記基準値（I r p #) は、前記交流電動機（MG) の状態に応じて変更される、請求の範囲第 10項〜第 12項のいずれか 1項に記載のモータ駆動システムの制御方法。

14. 前記複数の電力用半導体スイッチング素子（Q1— Q6) は、前記電流検出器（24) の検出値に基づいて前記モータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値（Vu, Vv, Vw) と、前記搬送波

(V c r ) の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、

前記検出するステップ（S 100) は、前記搬送波の 1周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミング（400) のうちの 2つでそれぞれサンプリングされた前記電流検出器の検出値（I (n— 1) ， I (n) ) の差に基づいて、前記リップル電流幅（I r p) を検出する、請求の範囲第 10 項記載のモータ駆動システムの制御方法。

15. 前記複数の電力用半導体スイッチング素子（Q1—Q6) は、前記搬送波（Vc r) の半周期ごとにサンプリングされた前記電流検出器（24) の検出値に基づいて、前記モータ電流が電流指令値に合致するように制御するための正弦波状の電圧指令値 (Vu, Vv, Vw) と、前記搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、

前記検出するステップ（S 100) は、前記搬送波の 1周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミング（400 a, 400 b) のうちの 1つでサンプリングされた前記電流検出器の検出値（ I (n) 、 I (n—

1) ) と、前記モータ電流の制御のためにサンプリングされた前記電流検出器の検出値（l e n t (n) ， l e n t (n— 1) ) との差に基づいて、前記リップル電流幅（I r p) を検出する、請求の範囲第 10項記載のモータ駆動システムの制御方法。