CN112366929B - 一种vienna整流器谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种VIENNA整流器谐波抑制方法，VIENNA整流器的输入电流的波形正弦度及纹波大小影响谐波畸变率，且VIENNA整流器经过电流跟踪控制以及电压调制以得到畸变率低的输入电流，谐波抑制方法包括：电流跟踪控制利用非线性控制器减小电流跟踪误差；利用五段式和七段式混合式空间电压矢量调制方法消除输入电流过零点处的畸变，并将调制电压的变化率作为脉动的调制频率参量，形成周期性的变开关频率的调制，以此减小输入电流纹波；本发明采用非线性电流跟踪控制、五段式和七段式混合式调制，以及变调制频率的方法相结合，实现消除电流畸变，减小电流纹波，抑制电流谐波。

Description

一种VIENNA整流器谐波抑制方法

技术领域

本发明涉及谐波抑制技术领域，具体涉及一种VIENNA整流器谐波抑制方法。

背景技术

VIENNA整流器典型特点是采用了双向开关构成电流单向流动的电路拓扑结构，VIENNA整流器输入电流波形的正弦度及纹波大小会影响电流谐波畸变率，谐波畸变率是反映整流器在电网中运行性能优劣的指标。VIENNA整流器输入电流质量及电能利用率与电流跟踪控制方法以及电压调制技术有关。

其中，对于VIENNA整流器的纹波产生的原因以及影响电流质量的原因如下：电感电流变化率与电感两端电压成正比，调制电压与连续交流电压之差加在电感上，由于开关组合的脉冲电压是非连续的，每一段脉冲电压在电感上产生近似线性变化的电流纹波，组成折线状的电感电流，电流纹波会产生电磁干扰EMI，过大的纹波THD会增大，影响输入电流质量。

另外，PWM脉宽调制也影响着电流纹波，在数字信号处理系统中PWM为规则采样PWM模式，每个开关周期中参考电压是固定值，在开关频率远高于参考电压频率场合，连续参考电压与被采样后的阶梯参考电压非常接近，因此规则采样PWM调制的脉冲序列可以逼近参考电压，正弦输入电流的峰值点与过零点变化率不同，峰值点电流变化缓慢较小，过零点电流变化剧烈较大。滞后一定阻抗角的连续参考调制电压也接近正弦波，峰值点较小，电压调制误差较小；过零点较大，电压调制误差较大。因此，采用定频规则采样PWM调制电压方式得到的输入电流，在过零点附近误差比峰值点要大导致电流纹波较大。

现有VIENNA整流器在电流跟踪控制与SVPWM(空间电压矢量PWM调制)调制时，存在以下两个缺陷：

(1)当电流跟踪误差较大时，现有的电流跟踪控制方法利用固定虚拟阻尼容易导致PWM调制比增大，出现过调制现象，反而造成电流跟踪误差进一步增大，影响系统稳定性；

(2)在PWM调制时，由于输入电流与调制电压之间存在系统固有的等效阻抗角，电压矢量决定开关矢量，有效电压矢量由电流方向决定，尤其在电流过零点附近PWM调制所用的电压矢量，若选择不当将会使输入电流产生跳变、迟滞等现象，影响输入电流正弦度，而采用五段式及定频PWM调制方式会增大输入电流纹波，电流跟踪控制精度低同样会造成电流畸变。

发明内容

本发明的目的在于提供一种VIENN整流器谐波抑制方法，以解决现有技术中五段式及定频PWM调制方式会增大输入电流纹波，以及固定虚拟阻尼容易导致PWM调制比增大，出现过调制现象，反而造成电流跟踪误差进一步增大，影响系统稳定性的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明具体提供下述技术方案：

一种VIENNA整流器谐波抑制方法，其特征在于，VIENNA整流器的输入电流的波形正弦度及纹波大小影响谐波畸变率，且所述VIENNA整流器的输入电流通过控制电流跟踪误差以及电压调制两种方式结合以抑制所述谐波畸变率，抑制所述谐波畸变率的具体实现方法包括以下步骤：

步骤100、在所述VIENNA整流器利用非线性控制器减小电流跟踪误差；

步骤200、利用五段式和七段式混合式空间电压矢量调制方法消除输入电流过零点处的畸变，并将调制电压的变化率作为脉动的调制频率参量，形成周期性的变开关频率的调制，以此减小输入电流纹波。

作为本发明的优选方案，在步骤100中，所述非线性控制器比较所述VIENNA整流器的给定电流与反馈电流之间的电流误差，且建立所述电流误差与非线性电流误差控制量之间的函数关系，并利用非线性电流误差控制量确定所述电压调制的调制方式；

其中：所述非线性电流误差控制量u_i与电流误差x_e的函数为：

u_i＝f(R_v,x_e,α)。

作为本发明的优选方案，在步骤200中，所述电压调制方式通过五段式和七段式混合调制模式来降低过零点电流畸变，且所述电压调制方式通过变调制频率来降低调制频率对纹波的影响，具体的实现方法为：

步骤201、对电压、电流扇区及电压区域划分；

步骤202、根据电压、电流矢量落入不同区域，采用五段式或七段式的混合调制模式进行矢量合成；

步骤203、根据参考输入电流或者连续参考调制电压的变化率调整采样频率，将所述参考输入电流或所述连续参考电压波形正交的变化量作为脉动开关频率，并在原始的恒定开关频率上叠加脉动开关频率。

本发明与现有技术相比较具有如下有益效果：

本发明先利用电流跟踪控制以及电压调制以得到畸变率低的输入电流，电流跟踪控制方法是输入电流波形质量的根本保障，跟踪控制精度高，输入电流畸变率低，相角误差小，在采用五段式和七段式混合调制方法消除电流过零点处的畸变，同时变开关频率方法减小电流纹波。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是示例性的，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图引伸获得其它的实施附图。

图1为本发明实施例提供的电流误差控制律的直角坐标图像；

图2为本发明实施例提供的空间电压矢量扇区分布及区域划分的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的图2中电压矢量扇区1中2、3区域隐含的2-3公共区域的结构示意图；

图4为本发明实施例提供的变调制频率的直角坐标图像；

图5为本发明实施例提供的图3中区域2、3的电压矢量SVPWM混合调制表；

图6为本发明实施例提供的图3中区域1的电压矢量SVPWM混合调制表；

图7为本发明实施例提供的常规七段式矢量调制的输入三相电流波形；

图8为本发明实施例提供的七段式与五段式混合调制的三相输入电流波形；

图9为本发明实施例提供的变开关频率混合式SVPWM调制的单相电流电压波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明提供了一种VIENNA整流器谐波抑制方法，VIENNA整流器的输入电流的波形正弦度及纹波大小会影响谐波畸变率，而谐波畸变率是反映整流器在电网中运行性能优劣的指标，本实施方式通过电流跟踪控制方法和电压调制控制VIENNA整流器的输入电流质量，利用电流跟踪控制以及控制量调控得到最佳质量的输入电流。

具体的，谐波畸变率的实现方法，包括以下步骤：

第一步、在VIENNA整流器利用非线性控制器减小电流跟踪误差。

第二步、所述电压调制利用五段式和七段式混合调制方法消除输入电流过零点处的畸变，同时所述电压调制通过调控功率开关器件动作减小所述输入电流的电流纹波。

需要补充说明的是，本实施方式的VIENNA整流器具体为三相VIENNA整流器，三相VIENNA整流器有三开关型、六开关型、T型等拓扑结构，其中，双向开关是由两组开关单元反并联构成，基本开关单元是功率器件和单向二极管的串联，这种结构的双向开关增加了各相支路工作的可靠性。

其中，电流跟踪控制方法是VIENNA整流器输入电流的波形质量的根本保障，跟踪控制精度越高，输入电流的畸变率越低，且相角误差越小，为了减小电流跟踪误差，本实施方式将线性控制器改进为非线性控制器以减小电流跟踪误差。

具体的改进理由为：VIENNA整流器输入电流质量及电能利用率与电流跟踪控制方法以及PWM(脉冲宽度调制)调制技术有关，电流跟踪控制精度低一方面会造成电流畸变，另一方面，当电流跟踪误差较大时，现有的线性控制器的固定虚拟阻尼参数容易导致PWM调制比增大，出现过调制现象，反而造成电流跟踪误差进一步增大，影响系统稳定性。

而将注入固定虚拟阻尼改进为非线性虚拟阻尼(即非线性控制器)的控制方法，在电流跟踪误差大时电流反馈量较小，且在电流跟踪误差小时电流反馈量较大，从而避免PWM调制比增大而出现过调制现象。

那么非线性虚拟阻尼提高稳定性的具体分析过程如下：

非线性虚拟阻尼的无源控制律为

式中，0<α<1，可得到：

u_i＝f(R_v,x_e,α) (2)

其中，u_i为非线性虚拟阻尼的电流控制律，同样将改进的无源电流控制律带入整流器数学模型中得到电流闭环控制方程为：

式中，非线性电流误差控制律u_i关于x_e的通式为：

如图1所示，以图形表示控制律u_i与电流误差x_e的关系，为了避免误差电流在原点附近时产生高频颤振现象，安排u₁为误差原点线性幂次函数，r₁为线性段区间长度，u₁的斜率小于u₂非线性电流控制律。u₃为饱和函数，对输出的控制量限幅。

若选择控制律为R_vx|x_e|^βsign(x_e)使得u_i＝f(R_v,x_e,α)＞R_vx|x_e|^βsign(x_e)，同样以通式形式表示为

式中，r₀(x_e,t)＝R’(x_e+x^*)看作对系统的外部扰动；

两边乘|x_e|^βsign(x_e)得到：

式中，k＝R_vx/L；欲使

则

同样，根据不等式|a-b|>|a|-|b|，因此，需要满足

通常k>>|r₀(x_e,t)|，且0<β<1，则

因此，当反馈增益k超过扰动|r₀(t)|的作用范围，0<β<1幂次减小相较于定阻尼就能以数量级的方式减小稳态误差，说明非线性虚拟阻尼(即非线性控制器)注入的稳态误差远小于固定虚拟阻尼(即线性控制器)注入的稳态误差。

从收敛速度、抑制扰动能力来看，非线性虚拟阻尼注入控制以有限时间误差衰减，比注入固定虚拟阻尼控制的指数次幂误差衰减效率更高，且0<β<1的非线性电流误差控制律具有小误差大增益，大误差小增益的特点，提高系统动态调整响应速度及稳定性，避免出现系统的工作点进入非线性范围或超出了可控范围。

可以看出选择的控制律为u_x＝R_vx|x_e|^βsign(x_e)且u_i＝f(R_v,x_e,α)＞R_vx|x_e|^βsign(x_e)时，系统稳态误差、动态响应速度与k_vx＝R_vx/L成反比。而采用的非线性电流控制律u_i＝f(R_v,x_e,α)平均阻尼系数R_vv大于R_vx如图8所示，k_vv将更大(k_vv>k_vx)，因此非线性虚拟阻尼的稳态误差更小、动态响应速度更快。提高电流跟踪精度，可以减小电流纹波，在过零点附近减小电流畸变。

另外，即使非线性控制器对输入电流的跟踪控制精度很高，也不等于整流器能得到较高质量的输入电流，还需要配合电压调制工作，电压调制将电流经过调制转化为功率开关器件动作才能真正得到输入电流，因此为了得到畸变率低，误差小的输入电流，除了提高电流跟踪控制的控制精度，还要提高电压调制工作的调制精度。

需要补充说明的是，利用非线性电流误差控制量u_i的控制律，可得到电压调制的调制方程为：

对udc,d和udc,q进行SVPWM调制，最终得到谐波畸变率低的输入电流，避免因PWM调制带来的过零点电流畸变，以及频繁改变调制频率对纹波的影响。

由于输入电流与电压调制之间存在系统固有的等效阻抗角，电压矢量决定开关矢量，而VIENNA整流器的有效电压矢量由电流方向决定，尤其在电流过零点附近的空间电压矢量调制(PWM)所用的电压矢量，若电压矢量选择不当将会使输入电流产生跳变、迟滞等现象，影响输入电流的正弦度。

而现有的在数字信号处理系统中PWM为规则采样PWM模式，每个开关周期中参考电压是固定值，在开关频率远高于参考电压频率场合，连续参考电压与被采样后的阶梯参考电压非常接近，因此规则采样PWM调制的脉冲序列可以逼近参考电压，正弦输入电流的峰值点与过零点变化率不同，峰值点电流变化缓慢较小，过零点电流变化剧烈较大。滞后一定阻抗角的连续参考调制电压也接近正弦波，峰值点较小，电压调制误差较小；过零点较大，电压调制误差较大，因此，采用定频规则采样PWM调制电压方式得到的输入电流，在过零点附近误差比峰值点要大导致电流纹波较大。

作为本实施方式的特征点，本实施方式利用五段式和七段式混合调制方式减小电流畸变率，消除电流过零点处的畸变，同时变开关频率方法减小电流纹波。

其中，五段式和七段式混合调制方式减小电流畸变率的具体实现方法为：

(一)、对电压、电流扇区及电压区域划分；

根据VIENNA整流器电路拓扑有27个不同开关状态构成的二维平面基本三电平空间电压矢量，如图2所示，图中1～6以实线每60°为边界划分为电压扇区；图中1～6以虚线每60°为边界划分为电流扇区，虚线代表电流过零的交接线，而每个电压扇区中都以电流过零线平分。

以电压扇区1为例说明区域划分方法，如图3的a图所示，每个扇区中以实线划分为3个区域。将电压扇区中的两个冗余小矢量与中矢量构成一个隐含的区域，用紫红色标出，如图3中的b图所示。以电流过零线为中心(+h,-h)的区域为过零线带，h的大小与电流纹波有关，选择h一般大于电流纹波峰值大小。

(二)、根据电压、电流矢量落入不同区域，采用五段式或七段式的混合调制模式进行矢量合成；

以扇区1为例进行说明。

情况1、当调制电压、输入电流在同一区域2或区域3，且没有落入过零线带时，为了保证电压矢量合成精度高，采用七段式。区域2采用电压矢量V2、V3、V5，区域3采用电压矢量V1、V4、V5，具体参见图4；

情况2、当调制电压、输入电流在同一区域1中，且同在过零线带下方时，采用七段式，电压矢量是V0、V1、V2，以V2为冗余矢量；当同在过零线带上方时，采用七段式，电压矢量为V0、V1、V2，以V1为冗余矢量，具体参见图5；

情况3、当调制电压、输入电流在同一区域，且电流落入过零线带时，且电压矢量在非1区域内时，采用隐含的区域0(该隐含区域是将电压区域2、3中部分区域划分在一个区域中，只有在某些特殊情况下才采用该区域的电压矢量合成)中电压矢量合成，将过零相箝位于零以五段式调制，采用电压矢量V1、V2、V5，具体参见图4；

情况4、当调制电压、输入电流在同一区域，且电流落入过零线带时，且电压矢量在1区域内时，采用1区域电压矢量，将过零相箝位于零以五段式调制，采用电压矢量V1、V2、V0，具体参见图5；

情况5、当调制电压、输入电流分属不同电流扇区，且电压矢量在非1扇区内时，采用隐含的区域0中电压矢量合成，将过零相箝位于零以五段式调制，采用电压矢量V1、V2、V5，具体参见图4；

情况6、当调制电压、输入电流分属不同电流扇区，且电压矢量在1扇区内时，采用隐含的区域0中电压矢量合成，将过零相箝位于零以五段式调制，采用电压矢量V1、V2、V0，具体参见图5；

利用变开关频率方法减小电流纹波的具体实现方式如下：

(1)根据参考输入电流或者连续参考调制电压的变化率调整采样频率。

为了减小电流纹波，在电流过零点附近提高采样频率，PWM调制电压更接近于连续参考调制电压。因此，可根据参考输入电流或者连续参考调制电压(阻抗角较小)的变化率调整采样频率，从而调整PWM开关频率，具体的，调整采样频率的实现方式为：在波形变化率小(如输入电流的峰值点以及连续参考调制电压的峰值点)时，采样率低；在波形变化率大(如输入电流的过零点以及连续参考调制电压的过零点)时，采样率高。

将与参考输入电流或连续参考电压波形正交的变化量作为脉动开关频率，在恒定开关频率上叠加脉动频率，叠加结果如图6所示。

需要补充说明的是，为了减小电流纹波，在电流过零点附近提高采样频率，PWM调制电压更接近于连续参考调制电压。因此，可根据参考输入电流或者连续参考调制电压(阻抗角较小)的变化率调整采样频率，从而调整PWM开关频率，当波形变化率小时，采样率低；波形变化率大时，采样率高。与参考输入电流或连续参考电压波形正交的变化量作为脉动采样频率，在恒定采样频率上叠加脉动频率如图5所示。这种脉动PWM调制频率的平均频率相对较低，可以避免较大的开关损耗。因此，变采样频率下的变PWM调制脉冲序列可以更逼近于参考调制电压，提高调制精度，减少电流纹波。

这种脉动PWM调制频率的平均频率相对较低，可以避免较大的开关损耗。且，在变采样频率下的变PWM调制脉冲序列可以更逼近于参考调制电压，提高调制精度，减少电流纹波。

最后，具体将独立采用五段式或者七段式PWM调制VIENNA三相输入电流波形与采用五段式和七段式混合式调制输入电流波形以及采用混合式调制和变开关频率时的输入电流波形进行对比，具体如图7、图8和图9所示，其中，图7为常规七段式矢量调制的输入三相电流波形，图8为七段式与五段式混合调制的三相输入电流波形，其电流畸变率约为2.2％，图9为变开关频率混合式SVPWM调制的单相电流电压波形，其电流畸变率约为1.9％，由此可发现采用混合式调制和变开关频率时的输入电流波形的畸变率最低。

因此，本实施方式的VIENNA整流器采用电流跟踪控制方法和电压调制组合的方式提高输入电流质量，其中采用七段式和五段式混合调制方法，消除电流过零点处的畸变，同时利用变开关频率方法减小电流纹波。

且本实施方式利用非线性控制的稳态误差更小、动态响应速度更快。提高电流跟踪精度，可以减小电流纹波，在过零点附近减小电流畸变。

以上实施例仅为本申请的示例性实施例，不用于限制本申请，本申请的保护范围由权利要求书限定。本领域技术人员可以在本申请的实质和保护范围内，对本申请做出各种修改或等同替换，这种修改或等同替换也应视为落在本申请的保护范围内。

Claims (1)

1.一种VIENNA整流器谐波抑制方法，其特征在于，VIENNA整流器的输入电流的波形正弦度及纹波大小影响谐波畸变率，且所述VIENNA整流器的输入电流通过控制电流跟踪误差以及电压调制两种方式结合以抑制所述谐波畸变率，抑制所述谐波畸变率的具体实现方法包括以下步骤：

步骤100、在所述VIENNA整流器利用非线性控制器减小电流跟踪误差；

步骤200、利用五段式和七段式混合式空间电压矢量调制方法消除输入电流过零点处的畸变，并将调制电压的变化率作为脉动的调制频率参量，形成周期性的变开关频率的调制，以此减小输入电流纹波；

在步骤200中，所述电压调制方式通过五段式和七段式混合调制模式来降低过零点电流畸变，且所述电压调制方式通过变采样频率来降低调制频率对纹波的影响，具体的实现方法为：

步骤201、对电压、电流扇区及电压区域划分；

步骤202、根据电压、电流矢量落入不同区域，采用五段式或七段式的混合调制模式进行矢量合成；

步骤203、根据参考输入电流或者连续参考调制电压的变化率调整采样频率，将所述参考输入电流或所述连续参考电压波形正交的变化量作为脉动开关频率，并在原始的恒定开关频率上叠加脉动开关频率；

在步骤203中，调整采样频率的实现方式为：在波形变化率小时，采样率低；在波形变化率大时，采样率高，其中，在电流过零点附近提高采样频率，以将PWM调制电压接近于连续参考调制电压；

原始的恒定开关频率上叠加脉动开关频率以得到变开关频率，脉动PWM调制频率的平均频率低，以降低开关损耗，且变采样频率下的变PWM调制脉冲序列逼近于参考调制电压。

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