CN104795821B - 一种逆变器电压谐波分频抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种逆变器电压谐波分频抑制方法，该方法用基波鲁棒下垂控制器采集逆变器输出电压v₀和电流i，并对v₀和i进行基波鲁棒下垂控制得到基波电压调制信号v_r1；用谐波鲁棒下垂控制器采集逆变器输出电压v₀和电流i，并对v₀和i进行谐波鲁棒下垂控制得到谐波电压调制信号v_rh；用电压调制信号叠加单元对v_r1和v_rh求和，得到电压调制信号v_r；用逆变器输出阻抗控制单元采集逆变器输出电流i，并将电流i与比例系数K_i的乘积同电压调制信号v_r间的差作为输入给PWM信号发生器的PWM波控制信号u；S5，用驱动电路接收PWM信号发生器的输出信号，并驱动逆变电路开通或关断。本发明提供的技术方案可有效合理地处理逆变器输出电压中的谐波问题，改善逆变器输出电压的波形质量。

Description

一种逆变器电压谐波分频抑制方法

技术领域

本发明涉及一种谐波分频抑制方法，具体讲涉及一种逆变器电压谐波分频抑制方法，属于逆变器控制技术领域。

背景技术

将直流电转换为交流电的设备的逆变器在微电网、分布式发电中有着广泛的应用。由于电力电子器件和非线性负载的存在，逆变器输出电流中含有大量的谐波成分，从而使得逆变器输出电压含有大量的谐波。谐波的存在严重影响逆变器输出电压的质量，因此对谐波抑制的研究对微电网和分布式发电电能质量的改善有着重要的意义。

图1给出了典型的逆变器结构框图。如图1所示，逆变器通过机端电压电流测量得到机端三相电压U_abc以及机端三相电流I_abc。然后送入逆变器控制系统中，得到调制信号送入PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号发生器。输出的PWM信号通过驱动电路控制三相逆变桥功率开关管的导通和关断，将电压为U_dc的直流电源转变为三相交流电，输出经过LC低通滤波后接负载/或并网(并网时，接通开关KM与微电网馈线连接)。

逆变器输出电压谐波抑制方法可以分以下几种：有源电力滤波器(APF)，特定谐波消除法，谐波电压注入法。各类谐波抑制方法的基本原理如下。

(1)有源电力滤波器(APF)

有源滤波器基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。这种滤波器能对频率和幅值变化的谐波电流进行跟踪补偿，且补偿性不受电网阻抗的影响，可消除与系统阻抗发生谐振的危险；具有自适应功能。该方法只能滤除谐波电流。

(2)特定谐波消除法

特定谐波消除技术是直接利用逆变器输出电压的数学模型来求解开关角，合理地选择开关时刻位置，从而有选择地消除某些较低次谐波。该方法是以控制输出基波电压分量为前提，消去PWM波形中某些主要的低次谐波的PWM控制技术。通过计算来确定各脉冲的开关时刻，即以开关角为参考变量，寻求最优的开关时刻，以实现谐波的选择性消除，降低谐波与外电路之间谐振的可能性。但是要求解非线性超越方程，计算量大，实现困难。

(3)谐波电压注入法

在基波电压调制信号上叠加一定量的h次谐波电压调制信号，从而可以抑制逆变器输出负载电压中的谐波成分。谐波部分采用下垂控制策略，设定h次谐波的额定电压为0，将谐波功率(有功或无功)乘以下垂系数后直接作为抑制h次谐波电压的控制量的幅值。这种方法有一定的谐波电压抑制效果。但由于逆变器输出阻抗参数会因制造工艺或者参数漂移等原因各有不同，使得下垂系数的选取很难与输出阻抗匹配，谐波电压的抑制效果还有待提高。

基于上述背景，有必要提供一种新的技术方案以克服现有的谐波消除法中所存在的上述缺陷。

发明内容

为了解决现有技术中所存在的上述不足，本发明提供一种逆变器电压谐波分频抑制方法，该方法通过谐波鲁棒下垂控制来有效地改善逆变器输出电压的波形质量。

本发明提供的技术方案是：一种逆变器电压谐波分频抑制方法，所述逆变器包括直流电源、逆变电路和LC滤波电路；所述直流电源、逆变电路和LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路与负载相连或通过接通开关与微电网馈线相连，其改进之处在于：所述方法包括：

S1，用基波鲁棒下垂控制器采集所述逆变器的输出电压v₀和电流i，并对所述电压v₀和电流i进行基波鲁棒下垂控制得到基波电压调制信号v_r1；

S2，用谐波鲁棒下垂控制器采集所述逆变器的输出电压v₀和电流i，并对所述电压v₀和电流i进行谐波鲁棒下垂控制得到谐波电压调制信号v_rh；

S3，用电压调制信号叠加单元对所述基波电压调制信号v_r1和所述谐波电压调制信号v_rh求和，得到电压调制信号v_r；

S4，用逆变器输出阻抗控制单元采集所述逆变器的输出电流i，并将所述电流i与比例控制器的比例系数K_i的乘积同所述电压调制信号v_r间的差作为输入给所述PWM信号发生器的PWM波控制信号u；

S5，用驱动电路接收所述PWM信号发生器的输出信号，并根据所述输出信号驱动所述逆变电路开通或关断。

优选的，所述步骤S1采用如下方法对所述逆变器输出电压v₀和电流i进行基波鲁棒下垂控制得到基波电压调制信号v_r1；

A1对所述逆变器输出电压v_o以及电流i分别进行傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h；

A2用下述公式(1)根据所述基波电压v₁和所述基波电流i₁计算得到基波的有功功率P和无功功率Q；

式中：——基波电压v₁与基波电流i₁的相位差；

A3将给定的基波参考电压有效值E^*与实测的基波电压有效值V_rms的差乘以基波比例系数K_e的乘积与基波有功功率P同基波有功-电压下垂系数n₁的乘积间的差进行积分得到基波电压调制信号的幅值E；

A4将基波无功功率Q与基波无功-频率下垂系数m₁的乘积与给定的基波参考角频率ω^*之和进行积分得到基波电压调制信号的相位ωt；

A5用基波电压调制信号的幅值E和基波电压调制信号的相位ωt合成基波电压调制信号v_r1。

优选的，所述步骤S2采用如下方法对所述逆变器输出电压v₀和电流i进行谐波鲁棒下垂控制得到谐波电压调制信号v_rh：

B1对所述逆变器输出电压v_o以及电流i分别进行傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h；

B2用公式(2)根据h次谐波电压v_h和h次谐波电流i_h计算得到h次谐波的有功功率P_h和无功功率Q_h：

式中：—h次谐波电压v_h与h次谐波电流i_h的相位差；

B3将给定的h次谐波参考电压有效值与实测的h次谐波电压有效值v_hrms的差乘以谐波比例系数K_eh的乘积与h次谐波有功功率P_h同h次谐波有功-电压下垂系数n_h的乘积间的差进行积分得到h次谐波电压调制信号的幅值E_h；

B4将h次谐波无功功率Q_h与h次无功-频率下垂系数-m_h的乘积进行积分得到h次谐波电压调制信号的初相位δ_h，将初相位δ_h与基波电压调制信号的相位ωt同谐波次数h的乘积相加得到h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h；

B5用h次谐波电压调制信号幅值E_h和h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h合成h次谐波电压调制信号v_rh。

优选的，所述步骤S4中比例系数K_i的取值为2πf_nL的3倍以上，f_n为电网的额定频率，L为LC滤波电路中的电感。

进一步，所述基波有功-电压下垂系数其中K_e是基波比例系数，E^*是给定的基波参考电压有效值，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。

进一步，所述基波无功-频率下垂系数其中ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。

进一步，所述h次谐波有功-电压下垂系数其中，E^*是给定的基波参考电压有效值，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素，K_n是在20～80范围内取值的常数。

进一步，所述h次谐波无功-频率下垂系数其中，K_m是常数，ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。

与最接近的技术方案相比，本发明具有如下显著进步

1)本发明通过采用鲁棒下垂控制策略将逆变器输出电压和电流的基波部分和h次谐波部分分开控制，并通过比例控制器将逆变器输出电感电流i引入到控制器内部，将逆变器的输出阻抗控制成阻性，相对于现有的“有源电力滤波器”只能消除电流谐波的问题，本发明提供的技术方案可抑制电压谐波，改善逆变器输出电压波形的质量。

2)本发明提供的技术方案使得逆变器无论接线性负载或者非线性负载或者并网运行，均能有效抑制逆变器输出电压中的各次谐波，显著改善逆变器输出电压的波形质量，而且这种具有复合功能的逆变器有助于降低分布式发电和微电网的运行成本。

3)相对于现有的“特定谐波消除法”所存在的计算量大，微处理器在线实施困难且不能同时消除各次谐波的缺点，本发明采用的鲁棒下垂控制策略，计算简单，易于用DSP等控制芯片实现，可有效抑制逆变器输出电压中的3、5、7次谐波和其他奇次谐波。

4)相对于现有的“谐波电压注入法”由于逆变器自身输出阻抗与控制器参数难以匹配，导致参数设计困难的缺陷，本发明引入了虚拟阻抗设计来控制逆变器的输出阻抗，解决了参数设计困难的问题。

附图说明

图1为三相逆变器一般结构图；

图2为逆变器输出阻抗控制原理图；

图3为包含基波和所有谐波的逆变器接负载/并网的等效模型图；

图4为包含h次谐波的逆变器接负载/并网的等效模型图；

图5为逆变器通用数学模型图；

图6为基波鲁棒下垂控制器的工作原理图；

图7为逆变器谐波部分等效电路图；

图8为谐波鲁棒下垂控制器的工作原理图；

图9为本发明所采用的谐波抑制控制方法的原理图。

具体实施方式

为了更好的理解本发明下面结合说明书附图和实例对本发明的内容做进一步的说明。

本发明提供一种逆变器电压谐波分频抑制方法，该方法采用鲁棒下垂控制策略将基波部分和h次谐波部分分开控制。通过在逆变器控制器基波电压调制信号v_r1上叠加h次谐波电压调制信号v_rh，得到电压调制信号v_r。h次谐波电压调制信号v_rh用来补偿逆变器输出的h次谐波电流在逆变器输出阻抗上的电压降，从而使得逆变器输出负载上的电压不再含有h次谐波成分。

为了采用鲁棒下垂控制策略，将逆变器的输出电流i经过一个比例系数为K_i的比例控制器引入到逆变器控制器内部，将逆变器的输出阻抗控制成阻性。K_i的取值一般为2πf_nL的3～5倍以上。f_n为电网的额定频率，L为LC滤波器中的电感。

该方法能有效抑制逆变器输出电压中的3、5、7次谐波和其它奇次谐波，改善逆变器输出电压波形的质量。

为了实现上述目的，本发明提供的逆变器控制器包括：

(1)逆变器输出阻抗控制单元，逆变器一般结构是一个直流电源V_dc通过三相逆变桥逆变成三相对称的交流电，再经过LC滤波器接负载/并网。逆变桥的驱动电路采用脉冲宽度调制(PWM)技术来驱动，如图2所示。

u是PWM波控制信号，在一个开关周期内，逆变器输出电压的平均值u_f约等于PWM波控制信号u的值，即，u＝u_f。这样PWM波驱动模块和三相逆变桥可以忽略。

将LC滤波器的滤波电容C看成负载的一部分而不是逆变器的一部分，这样电感L的电流可以看作逆变器输出电流i，有助于简化逆变器输出阻抗的控制。将逆变器输出电流i经过一个比例系数为K_i的比例控制器引入到逆变器控制器内部，同电压调制信号v_r比较得到最终的PWM波控制信号u，这样逆变器的输出阻抗被控制成阻性，并且可以控制并联逆变器的各自的输出阻抗。

由图2得到

u＝v_r-K_ii u_f＝v_o+sLi (1)

一个开关周期内u_f≈u，因此有v_r-K_ii＝v_o+sLi，得到v_o＝v_r-Z_o(s)i，其中Z_o(s)＝sL+K_i，s为积分算子，Z_o(s)为逆变器的输出阻抗。如果比例系数K_i足够大，那么电感的影响可以忽略，这样逆变器的输出阻抗Z_o(s)可以近似为阻性。

Z_o(s)≈R_o＝K_i (2)

(2)电压调制信号叠加单元，对于一个逆变器而言，无论是接负载还是并网，逆变器的输出都可以用电压源并联电流源来等效，数学模型可以用图3和图4来描述。

逆变器可以等效为参考电压源v_r串联输出阻抗Z_o(jω^*)，负载可以等效为电压源和电流源的组合，如图3所示，参考电压源v_r可以描述为：

其中：v_r1是基波参考电压，v_rh是谐波参考电压，E是基波参考电压的有效值，E_h是谐波参考电压有效值，t是时间，ω^*是系统的基波角频率，h是谐波次数，δ是基波参考电压的初相位，δ_h是谐波参考电压的初相位。一般而言谐波参考电压v_rh等于零，但是在谐波电压抑制的控制方法中谐波参考电压v_rh不等于零，目的是为了让逆变器的输出电压v_o当中的谐波分量v_oh降为零。

负载部分可以等效为电压源和电流源的组合，其中逆变器输出电压v₀可以等效为：

v_o1是逆变器输出电压的基波成分，v_oh为谐波成分，V_o1是基波电压的有效值，V_oh是谐波电压的有效值，φ_h是谐波电压的初相位，h是谐波次数，ω^*是系统的基波角频率，t是时间。

逆变器输出电流i可以描述为：

i₁是逆变器输出电流的基波成分，i_h为谐波成分，I₁是基波电流有效值，I_h是谐波电流有效值，ω^*是系统的基波角频率，t是时间，是基波电流初相位，是谐波电流初相位。

谐波电流i_h由非线性负载引起，从而导致逆变器输出电压中含有谐波成分v_oh。按照叠加原理，整个逆变器系统可以按照不同频率单独分析，因此可以抽象出h次谐波电路，如图4所示。如果逆变器输出电流的h次谐波分量在输出阻抗Z_o(jhω^*)上的电压降等于h次谐波电压补偿分量那么根据基尔霍夫电压定律可以得到逆变器输出电压谐波为零。即满足：

这样，逆变器输出电压谐波可以得到明显抑制，如果谐波电压v_oh降为零，那么图4右边部分可等效为一个电流源。

(3)基波鲁棒下垂控制器，由图3和图4可以得到逆变器通用的数学模型，如图5所示。δ是电源电压同输出电压之间的相位差，通常称为功率角；θ是输出电流与输出电压相位差，通常称作输出阻抗角，V_o是逆变器LC滤波器端口输出电压，Z_o是逆变器等效输出阻抗，E是逆变器输出电压幅值。这样就可以计算出逆变器输出的有功功率P和无功功率Q：

当逆变器的输出阻抗Z_o∠θ是阻性时，即θ＝0，那么：

一般来说功率角δ很小，有：

可知，P与E成比例，Q与-δ成比例。得到阻性逆变器下垂公式为：

E＝E^*-n₁P ω＝ω*+m₁Q (11)

式(11)中E是逆变器输出电压幅值，E^*是设定的逆变器输出参考电压有效值，ω是逆变器输出角频率，ω^*是参考角频率，n₁和m₁分别是基波有功-电压下垂系数和基波无功-频率下垂系数，P和Q分别是逆变器输出的有功功率和无功功率。事实上，阻性逆变器的有功-电压下垂控制方程(11)可以写为：

-n₁P＝E-E^*＝ΔE (12)

则E可以通过对ΔE进行积分得到，这样可以提高电压控制的精度，即：

当并网运行的时候，ΔE为零。当孤岛运行的时候，逆变器输出的有功功率P由负载决定，此时ΔE不为零。由下垂方程可知，当负载增大时，逆变器输出电压v_o下降，下垂系数越小，端电压下降越小。但是为了满足响应速度，下垂系数不能太小。为了将压降控制在一个确定的范围内，逆变器输出电压降E^*-v_o应该被反馈到逆变器控制器。按照基本的控制理论，E^*-v_o乘以一个比例放大因子K_e后再加上ΔE，由此得到图6所示的改进下垂控制器—鲁棒下垂控制器。其中，傅里叶变换计算基波功率环节工作原理为，通过傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h，然后根据功率计算公式(14)计算得到基波有功P、无功功率Q，式(14)中，是基波电压v₁与基波电流i₁的相位差；

这种控制策略能够大大降低计算误差，噪声和干扰的影响，也能保持精确的比例负载分配，对于参数漂移，组件不匹配和扰动有很好的鲁棒性。

在稳定状态下，积分器的输入应该是零，因此有

K_e(E^*-v_o)＝n₁P (15)

当各个并联逆变器的K_e取值相等时，对所有逆变器而言，上式(15)左边部分相等，有

n_1iP_i＝constant (16)

式(16)中n_1i是第i个逆变器的基波有功-电压下垂系数，P_i是第i个逆变器输出的基波有功功率，这保证了各逆变器之间功率的精确分配而无需逆变器的输出电压相等，同时有功功率的精确分配也不再依赖逆变器的输出阻抗。

在基波鲁棒下垂控制器中，v_rms是测量的逆变器实际输出基波相电压有效值。基波有功功率P乘以基波有功-电压下垂系数n₁得到电压的变化量ΔE，E^*与v_rms做差再经过一个比例环节K_e，得到的结果同ΔE比较，比较的结果再积分得到基波电压调制信号的幅值E。基波无功功率Q乘以基波无功-频率下垂系数m₁得到角频率变化量Δω，Δω加上ω^*再积分得到基波电压调制信号的相位ωt。基波电压调制信号的幅值E同基波电压调制信号的相位ωt合成基波电压调制信号v_r1。

在基波鲁棒下垂控制器中，基波有功-电压下垂系数其中基波比例系数一般取K_e＝20，其中，E^*是给定的基波参考相电压，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素；基波无功-频率下垂系数其中ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。

基波鲁棒下垂控制器参数：E^*＝230V，K_e＝20，n₁＝0.0557，m₁＝0.00078。

(4)谐波鲁棒下垂控制器，为了让逆变器输出电压中的h次谐波降为零，图4中的v_oh应该近似等于零。这样图4所示的谐波部分就等效为一个电压源通过输出阻抗给一个电流源供电，如图7所示。

可以计算谐波部分逆变器输出的有功功率P_h和无功功率Q_h分别为

δ_h是电压源同中断电流源之间的相位差，当δ_h很小时，可以近似得到

式(17)-(18)中，E_h是h次谐波电压的幅值，I_h是h次谐波电流的有效值，δ_h是h次谐波电压调制信号的初相位，θ_h是h次谐波的输出阻抗角，Z₀是逆变器等效输出阻抗。因此，在谐波部分，对于任何形式(阻性、容性和感性)的输出阻抗Z_oθ_h都有P_h与E_h成比例，Q_h与δ_h成比例，谐波部分下垂控制策略跟逆变器的输出阻抗Z_oθ_h类型无关。由此得到谐波部分的下垂控制策略：

E_h＝E_h ^*-n_hP_h ω_h＝ω_h ^*-m_hQ_h (19)

式(19)中E_h是h次谐波电压幅值，E^*是h次谐波电压参考值，一般取额定电压的5％，n_h和m_h分别是基波有功-电压下垂系数和无功-频率下垂系数，P_h、Q_h分别为逆变器h次谐波的输出有功、无功功率，ω_h是h次谐波角频率，ω_h ^*是h次谐波参考角频率。

参考基波鲁棒下垂控制设计，得到谐波鲁棒下垂控制器，如图8所示。其中，傅里叶变换计算谐波功率环节工作原理为，通过傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h，然后根据功率计算公式(20)计算得到谐波有功P_h、无功功率Q_h：

式(20)中，是h次谐波电压v_h与h次谐波电流i_h的相位差；

图8中：E_h ^*是设定的h次谐波参考相电压有效值，v_hrms是测量的逆变器实际输出相电压中h次谐波的有效值，n_h和m_h分别是h次谐波有功-电压下垂系数和无功-频率下垂系数。h次谐波有功功率P_h乘以n_h得到h次谐波电压的变化量ΔE_h，与v_hrms做差再经过一个比例环节K_he，得到的结果同ΔE_h比较，比较的结果再积分得到h次谐波电压调制信号的幅值E_h。h次谐波无功功率Q_h乘以谐波无功-频率下垂系数-m_h得到h次谐波角频率变化量Δω_h，Δω_h再积分得到h次谐波电压调制信号的初相位δ_h。δ_h加上h次谐波电压调制信号的相位ωt得到h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h，h次谐波电压调制信号的幅值E_h同h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h合成h次谐波电压调制信号v_rh。

因此，得到本发明提出的整个逆变器控系统，如图9所示。基波电压调制信号v_r1和h次谐波电压调制信号v_rh相加，得到逆变器控制器电压调制信号v_r，逆变器输出电流i乘以比例系数K_i，得到的结果跟v_r进行比较得到最终的电压PWM调制信号u。

在谐波下垂控制器中，h次谐波有功-电压下垂系数其中，K_n是在20～80范围内取值的常数，E^*是给定的基波参考相电压有效值，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素；h次谐波无功-频率下垂系数其中，常数K_m一般取1，ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。谐波比例系数K_he可取2。

下面给出逆变器谐波鲁棒下垂控制器的参数以及三相逆变器的参数，这些参数均为有名值：

(1)3次谐波鲁棒下垂控制器参数：K_e3＝2，n₃＝0.500，m₃＝0.034；

(2)5次谐波鲁棒下垂控制器参数：K_e5＝2，n₅＝5.008，m₅＝0.342；

(3)7次谐波鲁棒下垂控制器参数：K_e7＝2，n₇＝2.504，m₇＝0.342。

三相逆变器的额定电压为230V，直流端电压V_dc＝350V，额定功率S_n＝4kW，额定频率为50Hz功率因素λ＝0.9。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.一种逆变器电压谐波分频抑制方法，所述逆变器包括直流电源、逆变电路和LC滤波电路；所述直流电源、逆变电路和LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路与负载相连或通过接通开关与微电网馈线相连，其特征在于：所述方法包括：

S1，用基波鲁棒下垂控制器采集所述逆变器的输出电压v₀和电流i，并对所述电压v₀和电流i进行基波鲁棒下垂控制得到基波电压调制信号v_r1；

S2，用谐波鲁棒下垂控制器采集所述逆变器的输出电压v₀和电流i，并对所述电压v₀和电流i进行谐波鲁棒下垂控制得到谐波电压调制信号v_rh；

S3，用电压调制信号叠加单元对所述基波电压调制信号v_r1和所述谐波电压调制信号v_rh求和，得到电压调制信号v_r；

S4，用逆变器输出阻抗控制单元采集所述逆变器的输出电流i，并将所述电流i与比例控制器的比例系数K_i的乘积同所述电压调制信号v_r间的差作为输入给PWM信号发生器的PWM波控制信号u；

S5，用驱动电路接收所述PWM信号发生器的输出信号，并根据所述输出信号驱动所述逆变电路开通或关断；

所述步骤S1采用如下方法对所述逆变器输出电压v₀和电流i进行基波鲁棒下垂控制得到基波电压调制信号v_r1；

A1对所述逆变器输出电压v_o以及电流i分别进行傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h；

A2用下述公式(1)根据所述基波电压v₁和所述基波电流i₁计算得到基波的有功功率P和无功功率Q；

式中：——基波电压v₁与基波电流i₁的相位差；

A3将给定的基波参考电压有效值E^*与实测的基波电压有效值V_rms的差乘以基波比例系数K_e的乘积与基波有功功率P同基波有功-电压下垂系数n₁的乘积间的差进行积分得到基波电压调制信号的幅值E；

A4将基波无功功率Q与基波无功-频率下垂系数m₁的乘积与给定的基波参考角频率ω^*之和进行积分得到基波电压调制信号的相位ωt；

A5用基波电压调制信号的幅值E和基波电压调制信号的相位ωt合成基波电压调制信号v_r1；

所述基波有功-电压下垂系数其中K_e是基波比例系数，E^*是给定的基波参考电压有效值，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素；

所述基波无功-频率下垂系数其中ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。

2.如权利要求1所述一种逆变器电压谐波分频抑制方法，其特征在于：

所述步骤S2采用如下方法对所述逆变器输出电压v₀和电流i进行谐波鲁棒下垂控制得到谐波电压调制信号v_rh：

B1对所述逆变器输出电压v_o以及电流i分别进行傅里叶变换得到基波电压v₁和h次谐波电压v_h以及基波电流i₁和h次谐波电流i_h；

B2用公式(2)根据h次谐波电压v_h和h次谐波电流i_h计算得到h次谐波的有功功率P_h和无功功率Q_h：

式中：—h次谐波电压v_h与h次谐波电流i_h的相位差；

B3将给定的h次谐波参考电压有效值与实测的h次谐波电压有效值v_hrms的差乘以谐波比例系数K_eh的乘积与h次谐波有功功率P_h同h次谐波有功-电压下垂系数n_h的乘积间的差进行积分得到h次谐波电压调制信号的幅值E_h；

B4将h次谐波无功功率Q_h与h次无功-频率下垂系数-m_h的乘积进行积分得到h次谐波电压调制信号的初相位δ_h，将初相位δ_h与基波电压调制信号的相位ωt同谐波次数h的乘积相加得到h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h；

B5用h次谐波电压调制信号幅值E_h和h次谐波电压调制信号的相位hωt+δ_h合成h次谐波电压调制信号v_rh。

3.如权利要求1所述一种逆变器电压谐波分频抑制方法，其特征在于：

所述步骤S4中比例系数K_i的取值为2πf_nL的3倍以上，f_n为电网的额定频率，L为LC滤波电路中的电感。

4.如权利要求2所述一种逆变器电压谐波分频抑制方法，其特征在于：

所述h次谐波有功-电压下垂系数其中，E^*是给定的基波参考电压有效值，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素，K_n是在20～80范围内取值的常数。

5.如权利要求2所述一种逆变器电压谐波分频抑制方法，其特征在于：

所述h次谐波无功-频率下垂系数其中，K_m是常数，ω^*是给定的基波参考角频率，S_n是逆变器的额定功率，λ是功率因素。