WO2019187678A1 - モータ制御装置、電動車両 - Google Patents

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WO2019187678A1
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motor
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隆宏 荒木
宮崎　英樹
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and an electric vehicle.
  • Patent Document 1 is known as background art in this technical field.
  • the U-phase current is made zero, the phase of the V-phase current is delayed by 30 °, and the phase of the W-phase current is advanced by 30 ° to continue the induction motor.
  • a control method is disclosed in which the motor can be operated continuously even if one of the three-phase converters fails due to operation.
  • a motor control device controls a motor having a plurality of windings electrically independent of each other corresponding to a plurality of phases, and a phase current based on an input command value is supplied to the plurality of windings. And the motor is controlled so that a predetermined common-mode current is superimposed on the phase current and flows in at least one of the plurality of windings.
  • An electric vehicle includes a motor control device and the motor controlled by the motor control device.
  • easy-to-use control can be performed on motors having windings independent of each other.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • the flowchart which shows the flow of a process of the electric current command correction
  • Vector diagram showing the area of the current command generated by the current command calculation unit Vector diagram showing the area of the current command generated by the current command correction unit
  • generation principle of the common-mode electric current command value in the 1st Embodiment of this invention The figure which shows an example of the mode of a change of the motor current waveform before and after the in-phase current superposition at the time of U-phase energization stop
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device according to an embodiment of the present invention.
  • a motor drive device 1 shown in FIG. 1 is connected to a motor 200, a position sensor 210, a current sensor 220, and a switch 230, and includes an inverter 100 and a motor control device 10.
  • the case where the motor 200 has three phases will be described.
  • the motor 200 has a U-phase winding 201, a V-phase winding 202, and a W-phase winding 203 wound around the stator of the motor 200, respectively. These windings are not connected to each other at a neutral point and are independent of each other.
  • the motor 200 is constituted by, for example, an embedded magnet synchronous motor.
  • the inverter 100 includes a U-phase full-bridge inverter 110, a V-phase full-bridge inverter 111, and a W-phase full-bridge inverter 112.
  • U-phase winding 201 is connected to the output terminal of U-phase full-bridge inverter 110.
  • V-phase winding 202 is connected to the output terminal of V-phase full-bridge inverter 111.
  • W-phase winding 203 is connected to the output terminal of W-phase full-bridge inverter 112. Since the motor 200 is not connected to the neutral point, the current flowing in the U-phase winding 201, the current flowing in the V-phase winding 202, and the current flowing in the W-phase winding 203 are controlled independently. be able to.
  • the position sensor 210 detects the position of the rotor of the motor 200 and outputs the detected rotor position ⁇ to the motor control device 10.
  • the current sensor 220 detects the phase currents iu, iv, iw flowing through the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 of the motor 200, respectively, and outputs them to the motor control device 10.
  • the current sensors 220 collectively refer to the detected phase currents iu, iv, iw, and are also referred to as three-phase currents iu, iv, iw.
  • the U-phase full-bridge inverter 110, the V-phase full-bridge inverter 111, and the W-phase full-bridge inverter 112 are respectively connected in parallel to a DC power source (not shown) connected to the inverter 100.
  • the U-phase full bridge inverter 110 is composed of four switching elements 110a to 110d.
  • Switching element 110a is arranged on the U-phase left leg upper arm.
  • Switching element 110b is arranged on the U-phase left leg lower arm.
  • Switching element 110c is arranged on the U-phase right leg upper arm.
  • Switching element 110d is arranged on the U-phase right leg lower arm.
  • the V-phase full bridge inverter 111 is composed of four switching elements 111a to 111d.
  • Switching element 111a is arranged on the V-phase left leg upper arm.
  • Switching element 111b is arranged on the V-phase left leg lower arm.
  • Switching element 111c is arranged on the V-phase right leg upper arm.
  • Switching element 111d is arranged on the V-phase right leg lower arm.
  • the W-phase full bridge inverter 112 is composed of four switching elements 112a to 112d.
  • Switching element 112a is arranged on the W-phase left leg upper arm.
  • Switching element 112b is arranged on the W-phase left leg lower arm.
  • Switching element 112c is arranged on the W-phase right leg upper arm.
  • Switching element 112d is arranged on the W-phase right leg lower arm.
  • the inverter 100 converts a DC voltage applied from a DC power supply (not shown) into an AC voltage.
  • the AC voltage converted by the inverter 100 is applied to the three-phase windings wound around the stator of the motor 200, that is, the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203, and the three-phase AC.
  • the three-phase alternating current flows through the motor 200, a rotating magnetic field is generated in the motor 200, and the rotor of the motor 200 rotates.
  • the switching elements 110a to 110d, the switching elements 111a to 111d, and the switching elements 112a to 112d are configured by combining a metal oxide film type field effect transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), and the like with a diode. .
  • MOSFET metal oxide film type field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the motor control device 10 controls the inverter 100 based on the torque command T * from the outside, the three-phase currents iu, iv, iw detected by the current sensor 220, and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210. PWM control is performed. Further, the motor control device 10 controls on / off of the switch 230 based on a power supply stop command given from a higher-level control device. That is, by turning on the switch 230, the windings 201 to 203 of the inverter 100 and the motor 200 are connected. Moreover, these are disconnected by turning off the switch 230.
  • the motor control device 10 generates a switching signal and outputs the switching signal to the switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, and 112a to 112d, thereby controlling the motor 200 by PWM control of the inverter 100.
  • Various methods can be used for generating the switching signal by the motor control device 10.
  • an example of a method for generating a switching signal by the motor control device 10 will be described as a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the motor control device 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control apparatus 10 according to the first embodiment of the present invention is connected to an inverter 100, a current sensor 220, and a position sensor 210 attached to the motor 200, and includes a current command calculation unit 11, a dq axis current control unit. 12, a coordinate conversion unit 13, a PWM signal generation unit 14, a dq conversion unit 15, an in-phase current calculation unit 16, an in-phase current control unit 17, a speed conversion unit 18, and a current command correction unit 19 are provided.
  • These functional blocks in the motor control device 10 are realized, for example, by executing a predetermined program by a microcomputer.
  • the inverter 100, the motor 200, the position sensor 210, and the current sensor 220 are not included in the configuration of the motor control device 10, but are exchanged between these and each functional block of the motor control device 10 in FIG. These are also included in the figure for easy understanding.
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the current command calculation unit 11 is a motor output from the speed conversion unit 18 based on the torque command value T * input from the outside to the motor control device 10 and the rotor position ⁇ of the motor 200 detected by the position sensor 210. 200, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * respectively corresponding to the d-axis and q-axis of the motor 200 (hereinafter referred to as “dq-axis current command value id *”). , Iq * ”).
  • the dq axis current command values id * and iq * calculated by the current command calculation unit 11 are input to the current command correction unit 19.
  • the current command correction unit 19 receives the dq axis current command values id * and iq * from the current command calculation unit 11 and the rotor position ⁇ of the motor 200 detected by the position sensor 210.
  • the current command correction unit 19 causes the motor 200 in-phase based on the dq-axis current command values id * and iq * and the rotor position ⁇ .
  • the common-mode current command value iz * for the current is calculated and output to the common-mode current control unit 17.
  • the in-phase current is a current corresponding to a combination of phase currents flowing through the U-phase winding 201, V-phase winding 202, and W-phase winding 203 of the motor 200, and is also called a zero-phase current. If the inverter 100 and the motor 200 are normal, the value of the common-mode current is 0. However, if the current supply to any phase is stopped due to an abnormality in the inverter 100 or the motor 200, the common-mode current takes a value other than 0. . Therefore, when the energization stop command is input as described above, the current command correction unit 19 calculates the in-phase current command value iz * corresponding to the in-phase current as equivalent to the energization stop phase current command. Output to the common-mode current control unit 17. Details of the calculation method of the common-mode current command value iz * by the current command correction unit 19 will be described later.
  • the dq-axis current control unit 12 receives the dq-axis current command values id * and iq * from the current command calculation unit 11 via the current command correction unit 19 and the dq-axis current control unit 12 receives the d-axis of the motor 200 from the dq conversion unit 15.
  • a d-axis current detection value id and a q-axis current detection value iq (hereinafter collectively referred to as “dq-axis current detection value id, iq”) corresponding to the q-axis, respectively.
  • the dq-axis current control unit 12 uses a well-known proportional control, integral control, or the like to perform a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage command value vq * (hereinafter, these are summarized. Are calculated and output (referred to as “dq axis voltage command values vd *, vq *”).
  • the common-mode current control unit 17 receives the common-mode current command value iz * from the current command correction unit 19 and the common-mode current detection value iz from the common-mode current calculation unit 16.
  • the common-mode current control unit 17 calculates and outputs the common-mode voltage command value vz * using known proportional control, integral control, or the like based on the input information.
  • the current command correction unit 19 does not calculate the common-mode current command value iz * as described above. Therefore, in this case, since the common-mode current command value iz * input to the common-mode current control unit 17 is 0 and the common-mode current detection value iz is also 0, the common-mode voltage command value vz output from the common-mode current control unit 17 * Is 0.
  • the coordinate conversion unit 13 receives the dq-axis voltage command values vd * and vq * from the dq-axis current control unit 12 and the common-mode voltage command value vz * from the common-mode current control unit 17, and receives from the position sensor 210.
  • the rotor position ⁇ is input. Based on the input information, the coordinate conversion unit 13 performs U-phase voltage command value vu *, V-phase voltage command value vv *, and W-phase voltage command value vw * (hereinafter collectively referred to as rotational coordinate conversion). "UVW phase voltage command values vu *, vv *, vw *”) are calculated and output.
  • the coordinate conversion unit 13 calculates the UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * based on the above equation (1).
  • A is a conversion coefficient.
  • the common-mode voltage command value vz * is 0 as described above.
  • the coordinate conversion unit 13 sets the phase voltage command value of the energization stop phase indicated by the energization stop command to 0, thereby preventing the energization stop phase. Stop energizing the. For example, when an energization stop command with the U phase as an energization stop phase is input, the coordinate conversion unit 13 sets the U phase component of the coordinate conversion matrix shown in the above relational expression (1) to 0 and sets the U phase voltage command. The calculation result of the value vu * is set to 0.
  • the coordinate conversion unit 13 applies the common-mode voltage command corresponding to the phase voltage command value of the energization stop phase input from the current command correction unit 19 to the phase voltage command value of each phase that is not the energization stop phase. Add the values vz * respectively.
  • the current command correction unit 19 sets the common-mode voltage command value vz * corresponding to the normal U-phase voltage command value vu *. Output.
  • the coordinate conversion unit 13 adds the common-mode voltage command value vz * to the V-phase voltage command value vv * and the W-phase voltage command value vw *, respectively, thereby depending on the predetermined common-mode current according to the original phase voltage command value.
  • the motor 200 is controlled so as to flow in the V-phase winding 202 and the W-phase winding 203, respectively, superimposed on the V-phase current and the W-phase current.
  • the UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * are input to the PWM signal generation unit 14 from the coordinate conversion unit 13.
  • the PWM signal generation unit 14 generates a PWM signal based on the input UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw *, and each switching element of the inverter 100, that is, the switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, and 112a.
  • the generated PWM signal is output to the inverter 100 as a switching signal for turning on or off .about.112d.
  • the switching signal output from the PWM signal generation unit 14 is input to the inverter 100.
  • Inverter 100 switches and drives switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, and 112a to 112d, respectively, based on the input switching signal, so that U-phase winding 201, V-phase winding 202, and W-phase winding of motor 200 are driven.
  • AC power is supplied to 203 respectively. With this operation, the motor 200 is operated.
  • the three-phase currents iu, iv, iw detected by the current sensor 220 and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210 are input to the dq conversion unit 15.
  • the dq converter 15 outputs the dq axis current detection values id and iq based on these input values.
  • the three-phase currents iu, iv and iw detected by the current sensor 220 are input to the common-mode current calculation unit 16.
  • the common-mode current calculation unit 16 outputs a detection value iz of the common-mode current flowing through the motor 200 based on the input three-phase currents iu, iv, iw.
  • the common-mode current calculation unit 16 calculates the common-mode current detection value iz using, for example, the calculation formula shown in the following formula (3).
  • the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210 is input to the speed converter 18.
  • the speed converter 18 outputs an angular speed ⁇ based on the input rotor position ⁇ .
  • FIG. 3 is a flowchart showing the flow of processing of the current command correction unit 19 in the first embodiment of the present invention.
  • the current command correction unit 19 executes the flowchart of FIG. 3 every predetermined processing cycle.
  • step A1 the current command correction unit 19 determines whether or not an energization stop command is input. If an energization stop command has been input, the process proceeds to step A2, and if not input, the process of FIG. 3 ends.
  • step A2 the current command correction unit 19 determines whether or not the current command vector corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * input from the current command calculation unit 11 is within a predetermined output possible region. To do. As a result, if the current command vector is within the output possible region, the process proceeds to step A3.
  • step A3 the in-phase current command value iz * is calculated based on the dq-axis current command values id * and iq * and the rotor position ⁇ . .
  • the in-phase current command value iz * corresponding to the current command in the energization stop phase is calculated.
  • the dq-axis current command values id * and iq * are converted into three-phase current command values iu *, iv *, and iw * using the rotor position ⁇ , and corresponding to the energization stop phase among them.
  • the in-phase current command value iz * is obtained from the phase current command value to be performed. That is, for example, when the energization stop phase is the U phase, the U phase current command value iu * is vector-decomposed into the V phase component and the W phase component, and the obtained values of these phase components are set as the in-phase current command value iz *. Set.
  • the in-phase current command value iz * is calculated in step A3, the process in FIG. 3 is terminated.
  • step A2 determines whether the current command vector is outside the output possible region. If it is determined in step A2 that the current command vector is outside the output possible region, the process proceeds to step A4, and the current command vector is corrected in step A4.
  • the current command vector is corrected by the method described below.
  • FIG. 4 is a vector diagram showing a region of a three-phase current command value corresponding to a current command generated by the current command calculation unit 11, that is, dq-axis current command values id * and iq *.
  • the inverter 100 can output current to each phase of the motor 200 within a region 401 indicated by a dotted line in FIG. 4, and the current command calculation unit 11 corresponds to a three-phase current command value in this region 401.
  • dq-axis current command values id * and iq * can be output.
  • the region where the motor 200 can generate a smooth rotating magnetic field is limited to the range of the inscribed circle 402 in the region 401.
  • FIG. 5 shows current commands generated by the current command correction unit 19 when the energization stop command is input, that is, current command regions corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * and the common-mode current command value iz *.
  • FIG. 5 shows current commands generated by the current command correction unit 19 when the energization stop command is input, that is, current command regions corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * and the common-mode current command value iz *.
  • FIG. 5 shows current commands generated by the current command correction unit 19 when the energization stop command is input, that is, current command regions corresponding to the dq-axis current command values id * and iq * and the common-mode current command value iz *.
  • FIG. 5 shows current commands generated by the current command correction unit 19 when the energization stop command is input, that is, current command regions corresponding to the dq-axis current command values i
  • step A2 of FIG. 3 vectors of three-phase current command values iu *, iv *, and iw * obtained by converting the dq-axis current command values id * and iq * using the rotor position ⁇ . Is in the area 501 of FIG. As a result, if the vector does not enter the region 501, the length of the vector is corrected so that the vector is within the region 501 in step A4. Then, the dq-axis current command values id * and iq * are corrected according to the corrected vector length and output to the dq-axis current control unit 12.
  • step A4 After correcting the dq-axis current command values id * and iq * in step A4, the current command correction unit 19 proceeds to step A3 and uses the corrected dq-axis current command values id * and iq * as described above. The current command value iz * is calculated. Thereafter, the process of FIG. 3 is terminated.
  • the region 501 in FIG. 5 overlaps the region 401 in a specific phase corresponding to the top and bottom vertex portions. Therefore, in this phase, even when the U-phase energization is stopped by appropriately correcting the current command, the motor 200 normally outputs the current vector having the same magnitude as that in the normal state to the motor 200. The maximum torque equivalent to the time can be output. On the other hand, since the magnitude of the current vector is limited in other phases, the output torque of the motor 200 is lower than normal. Therefore, when a current command is output using the entire region 501, there is a problem that torque ripple increases in the motor 200.
  • the current command correction unit 19 when the current command correction unit 19 generates the in-phase current command value iz *, the current command vector is limited within the region 501 and then further smoothed by a low-pass filter. It may be.
  • a low-pass filter As a result, when the motor 200 rotates at a low speed, a maximum torque equivalent to that at the normal time is output even when the energization of the U phase, which is the energization stop phase, is stopped, while the rotation speed of the motor 200 becomes a predetermined value or more.
  • the current waveform can be changed by limiting the fluctuation width per unit time of the current flowing through the V-phase winding 202 and the W-phase winding 203 corresponding to the V phase and W phase other than the energization stop phase. .
  • a smooth rotating magnetic field can be generated in the motor 200, and torque ripple can be reduced.
  • the range of the current command vector at this time is an inscribed circle 502, for example.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter can be set in advance according to the allowable torque ripple size, the response possible frequency of the dq-axis current control unit 12, and the like.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a generation principle of the common-mode current command value iz * in the first embodiment of the present invention.
  • the current command correction unit 19 when there is a phase in which the energization is stopped based on the energization stop command, the current command correction unit 19 generates an in-phase current command value iz * corresponding to the current command of the energization stop phase, and is determined based on this It is necessary to appropriately correct the current command by adding the in-phase voltage command value vz * thus made to the voltage command value of the other phase in the coordinate conversion unit 13.
  • FIG. 6 shows an example of a current vector diagram when the U-phase energization is stopped.
  • the current command correction unit 19 generates the common-mode current command value iz * corresponding to the common-mode currents izv and izw
  • the coordinate conversion unit 13 generates the common-mode voltage command value vz * based on the common-mode current command value iz *. It can be seen that by adding to vv * and vw * respectively, the U-phase current iu can be equivalently output even if the V-phase voltage command value vu * is set to zero.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a change in the motor current waveform before and after the in-phase current superposition when the U-phase energization is stopped.
  • FIG. 7 shows the current waveform of each phase when a current vector is output along a region 501 indicated by a dotted line in FIG. 5 assuming that the motor 200 is rotating at a low speed.
  • FIG. 7A is a waveform example of the V-phase current and the W-phase current before the in-phase current is superimposed.
  • the common-mode current based on the common-mode current command value iz * corresponding to the U-phase current command value iu * is superimposed on these current waveforms based on the principle described in FIG. 6, as shown in FIG. 7B.
  • Current waveform can be obtained.
  • FIG. 7B it can be seen that the current waveforms of the V-phase current and the W-phase current both change to a trapezoidal shape by superimposing triangular-wave-like in-phase currents.
  • the harmonic component of the current command may be removed by the low-pass filter in the current command correction unit 19 as described above.
  • the currents flowing in the V phase and the W phase are closer to a sine wave than during low speed rotation.
  • the motor control device 10 includes a motor 200 having a U-phase winding 201, a V-phase winding 202, and a W-phase winding 203 that are electrically independent of each other corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase. Control.
  • the motor control device 10 causes a phase current based on the torque command value T *, which is an input command value, to flow through at least one of the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203, respectively.
  • the motor 200 is controlled such that the in-phase current is superimposed on the phase current and flows through at least one of the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203.
  • the motor control device 10 applies to any one of the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 corresponding to a predetermined energization stop phase, for example, the U-phase winding 201. While energizing is stopped, a V-phase current, a W-phase current, and an in-phase current are made to flow to each of the windings corresponding to other phases other than the energizing stop phase, for example, the V-phase winding 202 and the W-phase winding 203.
  • the motor 200 is controlled. Since it did in this way, when energization of the predetermined phase stops in motor 200, motor 200 can be continuously operated, suppressing a fall of output torque. Therefore, easy-to-use control can be performed on the motor 200 having windings independent of each other.
  • the motor control device 10 can change the current waveform in each winding corresponding to the other phase other than the energization stop phase according to the rotation speed of the motor 200. Specifically, using a low-pass filter in the current command correction unit 19, when the rotation speed of the motor 200 is equal to or greater than a predetermined value, the current per unit time of the current flowing in each winding corresponding to the other phase other than the energization stop phase The current waveform may be changed by limiting the fluctuation range. In this way, even when energization of a predetermined phase is stopped in the motor 200, it is possible to generate a smooth rotating magnetic field in the motor 200, so that torque ripple can be reduced.
  • the motor control device 10 determines the common-mode current based on the torque command value T * that is the input command value. Specifically, it has switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, 112a to 112d, and these switching elements are driven to switch to the U-phase winding 201, V-phase winding 202, and W-phase winding 203, respectively.
  • An inverter 100 that supplies AC power is connected to the motor 200.
  • a current sensor 220 for detecting three-phase currents iu, iv, and iw flowing in the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 is installed between the inverter 100 and the motor 200. ing.
  • the motor control device 10 includes a current command calculation unit 11, a dq-axis current control unit 12, a coordinate conversion unit 13, a PWM signal generation unit 14, a current command correction unit 19, an in-phase current calculation unit 16, and an in-phase current. And a control unit 17.
  • the current command calculation unit 11 calculates a d-axis current command value id * and a q-axis current command value iq * based on a torque command value T * that is an input command value.
  • the dq-axis current control unit 12 calculates the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * based on the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *.
  • the coordinate conversion unit 13 calculates UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * for the U phase, V phase, and W phase based on the d axis voltage command value vd * and the q axis voltage command value vq *, respectively. To do.
  • the PWM signal generation unit 14 generates a switching signal based on the UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * and outputs the switching signal to the inverter 100.
  • the current command correction unit 19 Based on the d-axis current command value vd * and the q-axis current command value vq *, calculates an in-phase current command value iz * corresponding to the current command in the energization stop phase.
  • the common-mode current calculation unit 16 calculates the detection value iz of the common-mode current based on the detection values of the three-phase currents iu, iv, and iw by the current sensor 220.
  • the common-mode current control unit 17 calculates the common-mode voltage command value vz * based on the common-mode current command value iz * and the common-mode current detection value iz.
  • the coordinate conversion unit 13 sets the phase voltage command value of the energization stop phase to 0 as described with reference to FIG. 6 when stopping energization of the winding corresponding to the energization stop phase.
  • the in-phase voltage command value iz * is added to the phase voltage command value of the other phase and output to the PWM signal generation unit 14. Since it did in this way, control of the motor 200 as mentioned above is realizable in the motor control apparatus 10 reliably.
  • the current command correction unit 19 determines whether or not the current command vector corresponding to the d-axis current command value vd * and the q-axis current command value vq * is within a predetermined output possible region (step A2). When it is determined that it is not within the output possible region (step A2: No), the d-axis current command value vd * and the q-axis current command value vq * are corrected (step A4). As described above, when any of the UVW phases is set as the energization stop phase, the in-phase current is superimposed on the phases other than the energization stop phase within the range of current that the inverter 100 can actually output to the motor 200. It becomes possible to do.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the flow of processing of the current command correction unit 19 in the second embodiment of the present invention.
  • the current command correction unit 19 executes the flowchart of FIG. 8 every predetermined processing cycle.
  • step B1 the current command correction unit 19 determines the amplitude of the current command based on the dq axis current command values id * and iq * input from the current command calculation unit 11 based on the torque command value T * that is the input command value. Is determined to be less than or equal to a predetermined value.
  • the predetermined value refers to a region in which it is difficult to determine the current polarity, and the magnitude of the current value is the performance of the current sensor 220 or the current ripple caused by the PWM pulse output as a switching signal from the PWM signal generation unit 14. It is determined by the size. If the amplitude of the current command is equal to or smaller than the predetermined value, the process proceeds to step B2, and if larger than the predetermined value, the process of FIG.
  • step B2 the current command correction unit 19 calculates the common-mode current command value iz *.
  • a formula for calculating the common-mode current command value iz * at this time is shown in Formula (4).
  • i peak represents the amplitude of the current command in each UVW phase
  • i ripple represents the magnitude of the current ripple.
  • the amplitude i peak of the current command can be calculated by the current command correction unit 19 based on the dq axis current command values id * and iq *.
  • the dq-axis current command values id * and iq * are converted into three-phase current command values iu *, iv * and iw * using the rotor position ⁇ , and any one of these is converted.
  • the amplitude i peak of the current command can be calculated by selecting and determining the amplitude.
  • the three-phase current command values iu *, iv *, and iw * have a common amplitude, but the phases are different from each other.
  • FIG. 9 shows a motor when the common-mode voltage command value vz * is superimposed on the UVW-phase voltage command values vu *, vv *, and vw * based on the common-mode current command value iz * obtained in step B2 of FIG. It is a figure which shows the example of a current waveform.
  • the polarity of each phase current is always positive by superimposing the DC common-mode current corresponding to the common-mode current command value iz * generated based on the above equation (4) on each phase current. Therefore, it is possible to prevent the current flowing through the motor 200 from becoming a magnitude that makes it difficult to determine the polarity.
  • the motor control device 10 includes a motor 200 having a U-phase winding 201, a V-phase winding 202, and a W-phase winding 203 that are electrically independent of each other corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase. Control.
  • the motor control device 10 causes a phase current based on the torque command value T *, which is an input command value, to flow through at least one of the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203, respectively.
  • the motor 200 is controlled such that the in-phase current is superimposed on the phase current and flows through at least one of the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203.
  • step B1 when the amplitude of the current command based on the torque command value T * that is the input command value is equal to or smaller than the predetermined value (step B1: Yes), the motor control device 10 performs the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, The motor 200 is controlled so that the U-phase current, the V-phase current, the W-phase current and the in-phase current flow through the W-phase winding 203, respectively (step B2). Since it did in this way, the output voltage error with respect to the motor 200 can be reduced, current control performance can be improved, and torque ripple can be reduced. Therefore, easy-to-use control can be performed on the motor 200 having windings independent of each other.
  • the motor control device 10 determines the common-mode current based on the amplitude of the current command and a predetermined current ripple, using the above-described equation (4). As a result, it is possible to reliably suppress the current flowing through the motor 200 from having a magnitude that makes it difficult to determine the polarity.
  • the motor control device 10 includes a current command calculation unit 11, a dq-axis current control unit 12, a coordinate conversion unit 13, a PWM signal generation unit 14, a current command correction unit 19, an in-phase current calculation unit 16, and an in-phase current. And a control unit 17.
  • the current command calculation unit 11 calculates a d-axis current command value id * and a q-axis current command value iq * based on a torque command value T * that is an input command value.
  • the dq-axis current control unit 12 calculates the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * based on the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *.
  • the coordinate conversion unit 13 calculates UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * for the U phase, V phase, and W phase based on the d axis voltage command value vd * and the q axis voltage command value vq *, respectively. To do.
  • the PWM signal generation unit 14 generates a switching signal based on the UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * and outputs the switching signal to the inverter 100.
  • the current command correction unit 19 calculates the amplitude i peak of the current command based on the d-axis current command value vd * and the q-axis current command value vq *, and the common-mode current command value iz * corresponding to the amplitude i peak of the current command. Is calculated.
  • the common-mode current calculation unit 16 calculates the detection value iz of the common-mode current based on the detection values of the three-phase currents iu, iv, and iw by the current sensor 220.
  • the common-mode current control unit 17 calculates the common-mode voltage command value vz * based on the common-mode current command value iz * and the common-mode current detection value iz.
  • the coordinate conversion unit 13 sets the common-mode voltage command value vz * to the UVW phase voltage command values vu *, vv *, and vw * when the amplitude i peak of the current command is equal to or less than a predetermined value.
  • the signals are output to the PWM signal generation unit 14. Since it did in this way, control of the motor 200 as mentioned above is realizable in the motor control apparatus 10 reliably.
  • FIG. 10 is a functional block diagram of a motor control device 10 according to the third embodiment of the present invention.
  • the difference from the functional block diagram of FIG. 2 described in the first embodiment is that a current command calculation unit 11a is provided instead of the current command calculation unit 11, and the current command correction unit 19 is It is a point that does not have.
  • the current command calculation unit 11 a further has a function of the current command correction unit 19. That is, the current command calculation unit 11 a is output from the speed conversion unit 18 based on the torque command value T * input from the outside to the motor control device 10 and the rotor position ⁇ of the motor 200 detected by the position sensor 210.
  • the dq axis current command values id * and iq * are calculated based on the angular velocity ⁇ of the motor 200 and output to the dq axis current control unit 12. Further, when an energization stop command for the motor 200 is input from the outside to the motor control device 10, the current command calculation unit 11a causes the motor 200 to be based on the dq axis current command values id * and iq * and the rotor position ⁇ .
  • the common-mode current command value iz * for the common-mode current is calculated and output to the common-mode current control unit 17. At this time, the current command calculation unit 11a can calculate the in-phase current command value iz * using, for example, current command table data set in advance based on the principle described in FIG.
  • the current command calculation unit 11a has the function of the current command correction unit 19 described in the first embodiment has been described, but the current command described in the second embodiment.
  • the function of the correction unit 19 may be provided. Furthermore, it is good also as having both the functions of the electric current command correction
  • FIG. 11 is a configuration diagram of an electric vehicle equipped with a motor drive device 1 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • An electric vehicle 300 shown in FIG. 11 is equipped with the motor 200 and the motor drive device 1 described in the first embodiment, and operates using the motor 200 as a drive source. That is, the motor 200 of this embodiment generates torque for causing the electric vehicle 300 to travel by being driven by the inverter 100 included in the motor driving device 1.
  • the driving wheel axle 305 and the driven wheel axle 306 are supported on the electric vehicle 300 of this embodiment.
  • Drive wheels 307 and 308 are provided at both ends of the drive wheel axle 305
  • driven wheels 309 and 310 are provided at both ends of the driven wheel axle 306.
  • Drive wheels 307 and 308 and driven wheels 309 and 310 may be either front wheels or rear wheels of electric vehicle 300, respectively. Further, both the front wheel and the rear wheel may be drive wheels.
  • the drive wheel axle 305 is provided with a differential gear 304 that is a power distribution mechanism.
  • the differential gear 304 transmits the rotational power transmitted from the engine 302 via the transmission 303 to the drive wheel axle 305.
  • the engine 302 and the motor 200 are mechanically connected, and the rotational power of the motor 200 is transmitted to the engine 302, and the rotational power of the engine 302 is transmitted to the motor 200, respectively.
  • the motor drive device 1 changes the output torque Tm of the motor 200 to the torque command value T * by the method described in the first embodiment based on the torque command value T * input from a host controller (not shown).
  • the motor 200 is driven so as to follow.
  • Motor 200 is driven by motor drive device 1 to output output torque Tm to drive wheel axle 305 via engine 302 and transmission 303 to drive electric vehicle 300.
  • the rotor rotates by receiving the rotational power of the engine 302 to generate three-phase AC power. That is, the motor 200 operates as an electric motor, but also operates as a generator.
  • the electric vehicle 300 includes the motor driving device 1 including the motor control device 10 and the motor 200 controlled by the motor control device 10. Since it did in this way, when driving the electric vehicle 300, the motor 200 can be appropriately controlled using the motor control device 10.
  • the electric vehicle 300 is a hybrid vehicle.
  • the same effect can be obtained in the case of a plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like.
  • the example in which the electric vehicle 300 is mounted with one motor 200 has been described, but two or more motors 200 may be mounted.
  • Switching element 200 ... Motor 201 ... U phase winding 202 ... V phase winding 203 ... W phase winding 210 ... Position sensor 220 ... Current sensor 230 ... Switch 300 ... Electric vehicle 302 ... Engine 303 ... Transmission 304 ... Differential gear 305 ... Driving wheel axle 306 ... Driven wheel axle 307, 308 ... Driving wheels 309, 310 ... Driven wheels

Landscapes

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Abstract

互いに独立した巻線を有するモータに対して使い勝手のよい制御を実施する。　モータ制御装置１０は、入力指令値であるトルク指令値に基づく相電流をモータ２００のＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すとともに、所定の同相電流を相電流に重畳してＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。モータ制御装置１０は、Ｕ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のうち所定の通電停止相に対応するいずれか一つの巻線、たとえばＵ相巻線２０１への通電を停止するとともに、通電停止相以外の他相に対応する各巻線、たとえばＶ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３に対して、Ｖ相電流、Ｗ相電流および同相電流をそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。

Description

モータ制御装置、電動車両
　本発明は、モータ制御装置および電動車両に関する。
　ハイブリッド自動車や電気自動車に搭載されるモータは、走行中の安全を確保するため、制御システムの一部が停止した場合も運転を継続できることが望まれる。この要求に対し、各相の巻線を独立させたモータが従来考えられているが、システムの停止に伴い出力トルクが低下するという課題があった。
　本技術分野の背景技術として、下記特許文献１が知られている。特許文献１には、Ｕ相変換器が故障したときＵ相電流を零にすると共にＶ相電流の位相を３０°遅らせ、Ｗ相電流の位相を３０°進ませることにより誘導電動機を継続して運転することで、三相のうちいずれか１相の変換器が故障した場合もモータを継続して運転することができる制御方法が開示されている。
特開昭６１－１５０６９８号公報
　特許文献１に記載の制御方法では、三相のうちいずれか１相の変換器が故障して通電が停止した場合、モータを継続して運転できるものの、最大出力トルクが通常時の半分程度に低減するという問題がある。したがって、互いに独立した巻線を有するモータに対して使い勝手のよい制御を実施できない。
　本発明によるモータ制御装置は、複数の相にそれぞれ対応して互いに電気的に独立した複数の巻線を有するモータを制御するものであって、入力指令値に基づく相電流を前記複数の巻線のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すとともに、所定の同相電流を前記相電流に重畳して前記複数の巻線のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すように、前記モータを制御する。
　本発明による電動車両は、モータ制御装置と、前記モータ制御装置により制御される前記モータと、を備える。
　本発明によれば、互いに独立した巻線を有するモータに対して使い勝手のよい制御を実施できる。
本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能ブロック図 本発明の第１の実施形態における電流指令補正部の処理の流れを示すフローチャート 電流指令演算部で生成される電流指令の領域を示すベクトル図 電流指令補正部で生成される電流指令の領域を示すベクトル図 本発明の第１の実施形態における同相電流指令値の生成原理を示す図 Ｕ相通電停止時の同相電流重畳前後でのモータ電流波形の変化の様子の一例を示す図 本発明の第２の実施形態における電流指令補正部の処理の流れを示すフローチャート ＵＶＷ相電圧指令値に同相電圧指令値をそれぞれ重畳した場合のモータ電流波形の例を示す図 本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の機能ブロック図 本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動装置を搭載した電動車両の構成図
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。図１に示すモータ駆動装置１は、モータ２００、位置センサ２１０、電流センサ２２０およびスイッチ２３０と接続されており、インバータ１００およびモータ制御装置１０を有する。以下、モータ２００の相数が三相の場合について説明する。
　モータ２００は、モータ２００の固定子にそれぞれ巻かれたＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３を有する。これらの各巻線は、中性点で互いに接続されておらず、それぞれが独立している。モータ２００は、たとえば埋込磁石同期モータなどにより構成される。
　インバータ１００は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、により構成される。Ｕ相巻線２０１は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０の出力端子に接続される。Ｖ相巻線２０２は、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１の出力端子に接続される。Ｗ相巻線２０３は、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２の出力端子に接続される。モータ２００は中性点が接続されていないことにより、Ｕ相巻線２０１に流れる電流と、Ｖ相巻線２０２に流れる電流と、Ｗ相巻線２０３に流れる電流とを、それぞれ独立に制御することができる。
　位置センサ２１０は、モータ２００の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θをモータ制御装置１０に出力する。
　電流センサ２２０は、モータ２００のＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３にそれぞれ流れる相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、モータ制御装置１０に出力する。なお以下では、電流センサ２２０が検出各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをまとめて、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとも称する。
　インバータ１００において、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２とは、インバータ１００に接続された直流電源（図示省略）にそれぞれ並列に接続される。
　Ｕ相フルブリッジインバータ１１０は、４つのスイッチング素子１１０ａ～１１０ｄにより構成される。スイッチング素子１１０ａは、Ｕ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｂは、Ｕ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１０ｃは、Ｕ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｄは、Ｕ相右レグ下アームに配置される。
　Ｖ相フルブリッジインバータ１１１は、４つのスイッチング素子１１１ａ～１１１ｄにより構成される。スイッチング素子１１１ａは、Ｖ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｂは、Ｖ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１１ｃは、Ｖ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｄは、Ｖ相右レグ下アームに配置される。
　Ｗ相フルブリッジインバータ１１２は、４つのスイッチング素子１１２ａ～１１２ｄにより構成される。スイッチング素子１１２ａは、Ｗ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｂは、Ｗ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１２ｃは、Ｗ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｄは、Ｗ相右レグ下アームに配置される。
　図１のモータ駆動装置１は、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄとを、モータ制御装置１０で生成されたスイッチング信号に基づいてそれぞれオンもしくはオフする。これによりインバータ１００は、直流電源（図示省略）から印加された直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１００で変換された交流電圧は、モータ２００の固定子に巻かれた３相の各巻線、すなわちＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３に印加され、３相交流電流を発生させる。この３相交流電流がモータ２００に流れることで、モータ２００に回転磁界を発生させ、モータ２００の回転子が回転する。
　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄは、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などと、ダイオードとを組み合わせて構成される。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴとダイオードを用いる構成で説明するが、他の構成でも同様である。
　モータ制御装置１０は、外部からのトルク指令Ｔ*と、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θに基づいて、インバータ１００をＰＷＭ制御する。また、モータ制御装置１０は、より上位の制御装置から与えられる通電停止指令に基づき、スイッチ２３０のオンオフを制御する。すなわち、スイッチ２３０をオンすることで、インバータ１００とモータ２００の各巻線２０１～２０３を接続する。また、スイッチ２３０をオフすることでこれらを切断する。
　上記のように、モータ制御装置１０は、スイッチング信号を生成してスイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄにそれぞれ出力することで、インバータ１００をＰＷＭ制御してモータ２００の制御を行うことができる。このモータ制御装置１０によるスイッチング信号の生成には、様々な手法を用いることができる。以下では、本発明の第１の実施形態として、モータ制御装置１０によるスイッチング信号の生成方法の一例を説明する。
（第１の実施形態）
　図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１０の機能ブロック図である。本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１０は、インバータ１００および電流センサ２２０と、モータ２００に取り付けられた位置センサ２１０に接続されており、電流指令演算部１１、ｄｑ軸電流制御部１２、座標変換部１３、ＰＷＭ信号生成部１４、ｄｑ変換部１５、同相電流算出部１６、同相電流制御部１７、速度変換部１８、電流指令補正部１９の各機能ブロックを備える。モータ制御装置１０におけるこれらの機能ブロックは、たとえば所定のプログラムをマイクロコンピュータで実行することにより実現される。あるいは、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等のハードウェアにより実現してもよい。なお、インバータ１００、モータ２００、位置センサ２１０および電流センサ２２０は、モータ制御装置１０の構成に含まれるものではないが、図２ではこれらとモータ制御装置１０の各機能ブロックとの間で授受される情報を分かりやすく示すため、これらも図中に含めている。
　電流指令演算部１１は、外部からモータ制御装置１０へ入力されたトルク指令値Ｔ*と、位置センサ２１０により検出されたモータ２００の回転子位置θに基づいて速度変換部１８から出力されるモータ２００の角速度ωとに基づき、モータ２００のｄ軸、ｑ軸にそれぞれ対応するｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*（以下、これらをまとめて「ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*」と称する）を演算する。電流指令演算部１１が算出したｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*は、電流指令補正部１９に入力される。
　電流指令補正部１９には、電流指令演算部１１からｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*が入力されるとともに、位置センサ２１０により検出されたモータ２００の回転子位置θが入力される。外部からモータ制御装置１０に対してモータ２００の通電停止指令が入力されると、電流指令補正部１９は、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*および回転子位置θに基づいてモータ２００の同相電流に対する同相電流指令値ｉｚ*を演算し、同相電流制御部１７へ出力する。なお、同相電流とは、モータ２００のＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３にそれぞれ流れる相電流を合成したものに相当する電流であり、零相電流とも呼ばれる。インバータ１００およびモータ２００が正常であれば同相電流の値は０となるが、インバータ１００やモータ２００の異常によりいずれかの相の通電が停止した場合には、同相電流が０以外の値をとる。そのため、上記のように通電停止指令が入力されている場合、電流指令補正部１９は、通電停止相の電流指令に相当するものとして、同相電流に応じた同相電流指令値ｉｚ*を演算して同相電流制御部１７へ出力する。電流指令補正部１９による同相電流指令値ｉｚ*の演算方法の詳細については後述する。
　ｄｑ軸電流制御部１２には、電流指令演算部１１から電流指令補正部１９を介してｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*が入力されるとともに、ｄｑ変換部１５から、モータ２００のｄ軸、ｑ軸にそれぞれ対応するｄ軸電流検出値ｉｄおよびｑ軸電流検出値ｉｑ（以下、これらをまとめて「ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑ」と称する）が入力される。ｄｑ軸電流制御部１２は、入力されたこれらの情報に基づき、周知の比例制御や積分制御などを用いて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*（以下、これらをまとめて「ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ*、ｖｑ*」と称する）を演算し、出力する。
　同相電流制御部１７には、電流指令補正部１９から同相電流指令値ｉｚ*が入力されるとともに、同相電流算出部１６から同相電流検出値ｉｚが入力される。同相電流制御部１７は、入力されたこれらの情報に基づき、周知の比例制御や積分制御などを用いて同相電圧指令値ｖｚ*を演算し、出力する。
　なお、外部からモータ制御装置１０に対して通電停止指令が入力されていない場合、前述のように電流指令補正部１９は同相電流指令値ｉｚ*の演算を行わない。そのため、この場合には同相電流制御部１７に入力される同相電流指令値ｉｚ*が０となり、同相電流検出値ｉｚも０であるため、同相電流制御部１７から出力される同相電圧指令値ｖｚ*は０となる。
　座標変換部１３には、ｄｑ軸電流制御部１２からｄｑ軸電圧指令値ｖｄ*、ｖｑ*が入力されるとともに、同相電流制御部１７から同相電圧指令値ｖｚ*が入力され、位置センサ２１０から回転子位置θが入力される。座標変換部１３は、入力されたこれらの情報に基づいて、回転座標変換によりＵ相電圧指令値ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ*およびＷ相電圧指令値ｖｗ*（以下、これらをまとめて「ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*」と称する）を演算し、出力する。ここで、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*と、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ*、ｖｑ*および同相電圧指令値ｖｚ*との関係式を、以下（１）式に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　座標変換部１３は、上記（１）式に基づき、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*を演算する。なお、（１）式においてＡは変換係数である。また、通電停止指令が入力されていない場合、前述のように同相電圧指令値ｖｚ*は０である。
　外部からモータ制御装置１０に対してモータ２００の通電停止指令が入力されると、座標変換部１３は、通電停止指令が示す通電停止相の相電圧指令値を０にすることで、通電停止相への通電を停止する。たとえば、Ｕ相を通電停止相とする通電停止指令が入力された場合、座標変換部１３は、上記の関係式（１）で示した座標変換行列のＵ相成分を０として、Ｕ相電圧指令値ｖｕ*の演算結果が０となるようにする。このとき、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*と、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ*、ｖｑ*および同相電圧指令値ｖｚ*との関係式は、以下（２）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　さらにこのとき、座標変換部１３は、通電停止相ではない各相の相電圧指令値に対しては、電流指令補正部１９から入力される通電停止相の相電圧指令値に相当する同相電圧指令値ｖｚ*をそれぞれ加える。たとえば、上記のようにＵ相を通電停止相とする通電停止指令が入力された場合、電流指令補正部１９は、通常時のＵ相電圧指令値ｖｕ*に相当する同相電圧指令値ｖｚ*を出力する。座標変換部１３は、この同相電圧指令値ｖｚ*をＶ相電圧指令値ｖｖ*およびＷ相電圧指令値ｖｗ*に対してそれぞれ加えることにより、所定の同相電流を元の相電圧指令値に応じたＶ相電流およびＷ相電流に重畳してＶ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３にそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。
　ＰＷＭ信号生成部１４には、座標変換部１３からＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*が入力される。ＰＷＭ信号生成部１４は、入力されたＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に基づくＰＷＭ信号を生成し、インバータ１００の各スイッチング素子、すなわちスイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄおよび１１２ａ～１１２ｄをオンもしくはオフするスイッチング信号として、生成したＰＷＭ信号をインバータ１００に出力する。
　インバータ１００には、ＰＷＭ信号生成部１４から出力されたスイッチング信号が入力される。インバータ１００は、入力されたスイッチング信号に基づき、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄおよび１１２ａ～１１２ｄをそれぞれスイッチング駆動させ、モータ２００のＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３に交流電力をそれぞれ供給する。この動作により、モータ２００を運転する。
　ｄｑ変換部１５には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力される。ｄｑ変換部１５は、入力されたこれらの値に基づき、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを出力する。
　同相電流算出部１６には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが入力される。同相電流算出部１６は、入力された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいて、モータ２００に流れる同相電流の検出値ｉｚを出力する。同相電流算出部１６は、たとえば以下の（３）式に示す計算式により、同相電流検出値ｉｚを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　速度変換部１８には、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力される。速度変換部１８は、入力された回転子位置θに基づいて角速度ωを出力する。
　次に、電流指令補正部１９による同相電流指令値ｉｚ*の演算方法の詳細について説明する。
　図３は、本発明の第１の実施形態における電流指令補正部１９の処理の流れを示すフローチャートである。本実施形態において電流指令補正部１９は、図３のフローチャートを所定の処理周期ごとに実行する。
　ステップＡ１において、電流指令補正部１９は、通電停止指令が入力されたか否かを判定する。通電停止指令が入力されていればステップＡ２に進み、入力されていなければ図３の処理を終了する。
　ステップＡ２において、電流指令補正部１９は、電流指令演算部１１から入力されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*に対応する電流指令ベクトルが所定の出力可能領域内であるか否かを判定する。その結果、電流指令ベクトルが出力可能領域内であればステップＡ３に進み、ステップＡ３において、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*および回転子位置θに基づいて同相電流指令値ｉｚ*を演算する。ここでは前述のように、通電停止相の電流指令に相当する同相電流指令値ｉｚ*を演算する。具体的には、たとえば、回転子位置θを用いてｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を三相電流指令値ｉｕ*、ｉｖ*、ｉｗ*に変換し、その中で通電停止相に対応する相電流指令値から、同相電流指令値ｉｚ*を求める。すなわち、たとえば通電停止相がＵ相である場合、Ｕ相電流指令値ｉｕ*をＶ相成分とＷ相成分にベクトル分解し、得られたこれらの相成分の値を同相電流指令値ｉｚ*として設定する。ステップＡ３で同相電流指令値ｉｚ*を演算したら、図３の処理を終了する。
　一方、ステップＡ２で電流指令ベクトルが出力可能領域外であると判定された場合はステップＡ４に進み、ステップＡ４において上記電流指令ベクトルを補正する。ここでは、たとえば以下で説明するような方法で、電流指令ベクトルの補正を行う。
　図４は、電流指令演算部１１で生成される電流指令、すなわちｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*に対応する三相電流指令値の領域を示すベクトル図である。インバータ１００およびモータ２００が正常に動作している通常時は、モータ２００の全ての相の巻線、すなわちＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３が通電されている。そのため、インバータ１００は、図４に点線で示す領域４０１内でモータ２００の各相に電流を出力することができ、電流指令演算部１１は、この領域４０１内の三相電流指令値に相当するｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を出力可能である。ただし、モータ２００において滑らかな回転磁界が生成できる領域は、領域４０１のうち内接円４０２の範囲に限定される。
　図５は、通電停止指令が入力されたときに電流指令補正部１９で生成される電流指令、すなわちｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*および同相電流指令値ｉｚ*に対応する電流指令の領域を示すベクトル図である。以下、Ｕ相の通電を停止させた場合について説明する。この場合、図４で説明した通常時とは異なり、Ｕ相の通電が停止しているため、Ｕ相の電流が常にゼロとなる。そのため、Ｖ相およびＷ相を用いてインバータ１００がモータ２００に出力可能な電流指令に対応する領域は、図４に示した領域４０１に対して、それよりも小さな図５に点線で示す領域５０１に制限される。なお、図４の領域４０１は、前述のステップＡ２の判定で用いられる電流指令ベクトルの出力可能領域に相当するものである。また、滑らかな回転磁界が生成できる領域は、領域５０１のうち内接円５０２の範囲に限定される。
　図３のステップＡ２では、前述のように回転子位置θを用いてｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を変換することで求められる三相電流指令値ｉｕ*、ｉｖ*、ｉｗ*のベクトルが、図５の領域５０１内に入っているか否かを判定する。その結果、当該ベクトルが領域５０１に入っていなければ、ステップＡ４において、当該ベクトルが領域５０１内となるようにベクトルの長さを補正する。そして、補正後のベクトルの長さに合わせてｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を補正し、ｄｑ軸電流制御部１２へ出力する。
　ステップＡ４でｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を補正したら、電流指令補正部１９はステップＡ３に進み、補正後のｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を用いて、前述のように同相電流指令値ｉｚ*を演算する。その後、図３の処理を終了する。
　なお、図５の領域５０１は、上下端の頂点部分に対応する特定の位相において領域４０１と重なっている。そのため、この位相では電流指令を適切に補正することによって、Ｕ相の通電を停止させた場合でも、モータ２００に対して通常時と同じ大きさの電流ベクトルを出力することで、モータ２００は通常時と同等の最大トルクを出力できる。一方、他の位相では電流ベクトルの大きさが制限されるため、モータ２００の出力トルクが通常時よりも低下する。そのため、領域５０１の全域を用いて電流指令を出力すると、モータ２００においてトルクリプルが増大してしまうという課題がある。
　そこで、本実施形態のモータ制御装置１０では、電流指令補正部１９において同相電流指令値ｉｚ*を生成する際に、電流指令ベクトルを領域５０１内に制限した後でさらにローパスフィルタによって平滑化するようにしてもよい。これにより、モータ２００の低速回転時には、通電停止相であるＵ相の通電を停止しても通常時と同等の最大トルクを出力する一方で、モータ２００の回転数が所定値以上となる高速回転時には、通電停止相以外のＶ相、Ｗ相に対応するＶ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３にそれぞれ流れる電流の単位時間当たりの変動幅を制限して、電流波形を変化させることができる。その結果、モータ２００において滑らかな回転磁界を生成することが可能となり、トルクリプルの低減を実現できる。このときの電流指令ベクトルの範囲は、たとえば内接円５０２となる。なお、ローパスフィルタの遮断周波数は、許容されるトルクリプルの大きさやｄｑ軸電流制御部１２の応答可能周波数などに応じて予め設定することができる。
　図６は、本発明の第１の実施形態における同相電流指令値ｉｚ*の生成原理を示す図である。先述の通り、通電停止指令に基づき通電を停止させた相がある場合は、電流指令補正部１９で通電停止相の電流指令に相当する同相電流指令値ｉｚ*を生成し、これに基づいて決定された同相電圧指令値ｖｚ*を座標変換部１３において他の相の電圧指令値に加えることで、電流指令を適切に補正する必要がある。図６は、Ｕ相の通電を停止させた場合の電流ベクトル図の一例を示している。図６では、通常時はＵ相電流ｉｕとして出力していた電流ベクトルを、Ｖ相とＷ相に同相電流ｉｚｖ、ｉｚｗをそれぞれ重畳させることによって等価的に出力していることを示している。したがって、同相電流ｉｚｖ、ｉｚｗに相当する同相電流指令値ｉｚ*を電流指令補正部１９において生成し、これに基づく同相電圧指令値ｖｚ*を座標変換部１３においてＶ相、Ｗ相の電圧指令値ｖｖ*、ｖｗ*にそれぞれ加えることにより、Ｖ相の電圧指令値ｖｕ*を０としてもＵ相電流ｉｕを等価的に出力できることが分かる。
　図７は、Ｕ相通電停止時の同相電流重畳前後でのモータ電流波形の変化の様子の一例を示す図である。なお、図７ではモータ２００の低速回転時を想定し、図５において点線で示した領域５０１に沿って電流ベクトルを出力した場合の各相の電流波形を示している。図７（ａ）は、同相電流を重畳する前のＶ相電流およびＷ相電流の波形例である。これらの電流波形に対して、図６で説明した原理に基づき、Ｕ相電流指令値ｉｕ*に相当する同相電流指令値ｉｚ*に基づく同相電流をそれぞれ重畳すると、図７（ｂ）に示すような電流波形が得られる。図７（ｂ）では、三角波状の同相電流が重畳することにより、Ｖ相電流およびＷ相電流の電流波形がいずれも台形状に変化していることが分かる。
　なお、モータ２００の高速回転時には、前述したように電流指令補正部１９内のローパスフィルタで電流指令の高調波成分を除去してもよい。この場合、Ｖ相とＷ相にそれぞれ流れる電流は、低速回転時よりも正弦波に近くなる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して互いに電気的に独立したＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３を有するモータ２００を制御する。モータ制御装置１０は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づく相電流をＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すとともに、所定の同相電流を相電流に重畳してＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。すなわち、モータ制御装置１０は、Ｕ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のうち所定の通電停止相に対応するいずれか一つの巻線、たとえばＵ相巻線２０１への通電を停止するとともに、通電停止相以外の他相に対応する各巻線、たとえばＶ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３に対して、Ｖ相電流、Ｗ相電流および同相電流をそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。このようにしたので、モータ２００において所定の相の通電が停止した際に、出力トルクの低下を抑制しつつ、モータ２００を継続して運転することができる。したがって、互いに独立した巻線を有するモータ２００に対して使い勝手のよい制御を実施できる。
（２）モータ制御装置１０は、モータ２００の回転数に応じて、通電停止相以外の他相に対応する各巻線における電流波形を変化させることができる。具体的には、電流指令補正部１９内のローパスフィルタを用いて、モータ２００の回転数が所定値以上の場合に、通電停止相以外の他相に対応する各巻線に流れる電流の単位時間当たりの変動幅を制限することで、電流波形を変化させてもよい。このようにすれば、モータ２００において所定の相の通電が停止した際でも、モータ２００において滑らかな回転磁界を生成することが可能となるため、トルクリプルの低減を実現できる。
（３）図７（ｂ）に示したように、Ｕ相を通電停止相とした場合に、同相電流がそれぞれ重畳されたＶ相電流、Ｗ相電流の電流波形は台形状である。これにより、通電停止相であるＵ相の電圧指令値ｖｕ*が０であっても、Ｕ相電流ｉｕを等価的に出力することが可能となる。
（４）モータ制御装置１０は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づき同相電流を決定する。具体的には、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄを有し、これらのスイッチング素子をそれぞれスイッチング駆動させてＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３に交流電力を供給するインバータ１００が、モータ２００に接続されている。また、Ｕ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３にそれぞれ流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するための電流センサ２２０が、インバータ１００とモータ２００の間に設置されている。モータ制御装置１０は、電流指令演算部１１と、ｄｑ軸電流制御部１２と、座標変換部１３と、ＰＷＭ信号生成部１４と、電流指令補正部１９と、同相電流算出部１６と、同相電流制御部１７とを備える。電流指令演算部１１は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*を演算する。ｄｑ軸電流制御部１２は、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を演算する。座標変換部１３は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対するＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*をそれぞれ演算する。ＰＷＭ信号生成部１４は、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に基づくスイッチング信号を生成してインバータ１００に出力する。電流指令補正部１９は、ｄ軸電流指令値ｖｄ*およびｑ軸電流指令値ｖｑ*に基づいて、通電停止相の電流指令に相当する同相電流指令値ｉｚ*を演算する。同相電流算出部１６は、電流センサ２２０による三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出値に基づいて、同相電流の検出値ｉｚを算出する。同相電流制御部１７は、同相電流指令値ｉｚ*および同相電流検出値ｉｚに基づいて、同相電圧指令値ｖｚ*を演算する。このモータ制御装置１０において、座標変換部１３は、通電停止相に対応する巻線への通電を停止するときには、図６で説明したように、通電停止相の相電圧指令値を０にするとともに、他相の相電圧指令値に同相電圧指令値ｉｚ*を加えてＰＷＭ信号生成部１４に出力する。このようにしたので、前述のようなモータ２００の制御をモータ制御装置１０において確実に実現できる。
（５）電流指令補正部１９は、ｄ軸電流指令値ｖｄ*およびｑ軸電流指令値ｖｑ*に応じた電流指令ベクトルが所定の出力可能領域内であるか否かを判定し（ステップＡ２）、出力可能領域内ではないと判定した場合に（ステップＡ２：Ｎｏ）、ｄ軸電流指令値ｖｄ*およびｑ軸電流指令値ｖｑ*を補正する（ステップＡ４）。このようにしたので、ＵＶＷ相のいずれかを通電停止相とした場合に、インバータ１００がモータ２００に実際に出力可能な電流の範囲内で、通電停止相以外の相に対して同相電流を重畳することが可能となる。
（第２の実施形態）
　次に本発明の第２の実施形態として、第１の実施形態とは異なるスイッチング信号の生成方法を説明する。なお、本実施形態に係るモータ制御装置１０の機能ブロック図は、図２で説明した第１の実施形態に係るモータ制御装置１０の機能ブロック図と同様であるため、図示および説明を省略する。
　図８は、本発明の第２の実施形態における電流指令補正部１９の処理の流れを示すフローチャートである。本実施形態において電流指令補正部１９は、図８のフローチャートを所定の処理周期ごとに実行する。
　ステップＢ１において、電流指令補正部１９は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づき電流指令演算部１１から入力されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*に基づいて、電流指令の振幅が所定値以下であるか否かを判定する。ここで、所定値とは、電流極性の判定が困難な領域を指し、その大きさは電流センサ２２０の性能や、ＰＷＭ信号生成部１４からスイッチング信号として出力されるＰＷＭパルスに起因する電流リプルの大きさ等によって定められる。電流指令の振幅が所定値以下の場合はステップＢ２に進み、所定値よりも大きい場合は図８の処理を終了する。
　ステップＢ２において、電流指令補正部１９は、同相電流指令値ｉｚ*の演算を実施する。このときの同相電流指令値ｉｚ*の計算式を（４）式に示す。（４）式において、ｉpeakはＵＶＷ各相における電流指令の振幅を表し、ｉrippleは電流リプルの大きさを表す。なお、電流指令の振幅ｉpeakは、電流指令補正部１９において、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*に基づき算出可能である。具体的には、たとえば、回転子位置θを用いてｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を三相電流指令値ｉｕ*、ｉｖ*、ｉｗ*に変換し、これらのうちいずれか任意のものを選択してその振幅を求めることにより、電流指令の振幅ｉpeakを算出することができる。ここで、三相電流指令値ｉｕ*、ｉｖ*、ｉｗ*は共通の振幅を有しているが、位相は互いに異なっている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図９は、図８のステップＢ２で求められた同相電流指令値ｉｚ*に基づいて、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に同相電圧指令値ｖｚ*をそれぞれ重畳した場合のモータ電流波形の例を示す図である。上記（４）式に基づき生成した同相電流指令値ｉｚ*に応じた直流同相電流を各相の電流にそれぞれ重畳させることによって、図９に示すように各相電流の極性を常に正とすることができるため、モータ２００に流れる電流が極性判定困難な大きさになることを抑制することができる。その結果、電流極性の誤判定が低減され、インバータ１００においてデッドタイム誤差をより正確に補償することが可能となる。したがって、出力電圧誤差が低減され、電流制御性能の向上およびトルクリプルの低減が図られる。なお、図９では各相電流の極性を常に正とする場合を例示したが、反対に各相電流の極性が常に負となるように同相電流を重畳しても、同様の効果が得られる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して互いに電気的に独立したＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２およびＷ相巻線２０３を有するモータ２００を制御する。モータ制御装置１０は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づく相電流をＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すとともに、所定の同相電流を相電流に重畳してＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すように、モータ２００を制御する。すなわち、モータ制御装置１０は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づく電流指令の振幅が所定値以下の場合に（ステップＢ１：Ｙｅｓ）、Ｕ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３のそれぞれに対して、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の各相電流および同相電流をそれぞれ流すように、モータ２００を制御する（ステップＢ２）。このようにしたので、モータ２００に対する出力電圧誤差を低減し、電流制御性能の向上およびトルクリプルの低減を図ることができる。したがって、互いに独立した巻線を有するモータ２００に対して使い勝手のよい制御を実施できる。
（２）図９に示したように、同相電流が重畳された各相電流の極性は、常に正または負である。これにより、モータ２００に流れる電流が極性判定困難な大きさになることを抑制し、電流極性の誤判定を低減することが可能となる。
（３）モータ制御装置１０は、前述の（４）式を用いて、電流指令の振幅および所定の電流リプルに基づき同相電流を決定する。これにより、モータ２００に流れる電流が極性判定困難な大きさになることを確実に抑制することができる。
（４）スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄを有し、これらのスイッチング素子をそれぞれスイッチング駆動させてＵ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３に交流電力を供給するインバータ１００が、モータ２００に接続されている。また、Ｕ相巻線２０１、Ｖ相巻線２０２、Ｗ相巻線２０３にそれぞれ流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するための電流センサ２２０が、インバータ１００とモータ２００の間に設置されている。モータ制御装置１０は、電流指令演算部１１と、ｄｑ軸電流制御部１２と、座標変換部１３と、ＰＷＭ信号生成部１４と、電流指令補正部１９と、同相電流算出部１６と、同相電流制御部１７とを備える。電流指令演算部１１は、入力指令値であるトルク指令値Ｔ*に基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*を演算する。ｄｑ軸電流制御部１２は、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を演算する。座標変換部１３は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対するＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*をそれぞれ演算する。ＰＷＭ信号生成部１４は、ＵＶＷ相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に基づくスイッチング信号を生成してインバータ１００に出力する。電流指令補正部１９は、ｄ軸電流指令値ｖｄ*およびｑ軸電流指令値ｖｑ*に基づいて電流指令の振幅ｉpeakを算出し、電流指令の振幅ｉpeakに応じた同相電流指令値ｉｚ*を演算する。同相電流算出部１６は、電流センサ２２０による三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出値に基づいて、同相電流の検出値ｉｚを算出する。同相電流制御部１７は、同相電流指令値ｉｚ*および同相電流検出値ｉｚに基づいて、同相電圧指令値ｖｚ*を演算する。このモータ制御装置１０において、座標変換部１３は、電流指令の振幅ｉpeakが所定値以下の場合に、ＵＶＷ相の相電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に同相電圧指令値ｖｚ*をそれぞれ加えてＰＷＭ信号生成部１４に出力する。このようにしたので、前述のようなモータ２００の制御をモータ制御装置１０において確実に実現できる。
（第３の実施形態）
　次に本発明の第３の実施形態として、第１、第２の実施形態とは異なるモータ制御装置１０の構成を説明する。図１０は、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置１０の機能ブロック図である。
　図１０において、第１の実施形態で説明した図２の機能ブロック図との違いは、電流指令演算部１１に替えて電流指令演算部１１ａが設けられている点と、電流指令補正部１９を有していない点である。電流指令演算部１１ａは、電流指令演算部１１の機能に加えて、電流指令補正部１９の機能をさらに有している。すなわち、電流指令演算部１１ａは、外部からモータ制御装置１０へ入力されたトルク指令値Ｔ*と、位置センサ２１０により検出されたモータ２００の回転子位置θに基づいて速度変換部１８から出力されるモータ２００の角速度ωとに基づき、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を演算し、ｄｑ軸電流制御部１２へ出力する。また、外部からモータ制御装置１０に対してモータ２００の通電停止指令が入力されると、電流指令演算部１１ａは、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*および回転子位置θに基づいてモータ２００の同相電流に対する同相電流指令値ｉｚ*を演算し、同相電流制御部１７へ出力する。このとき電流指令演算部１１ａは、たとえば、図６で説明した原理に基づき予め設定された電流指令テーブルデータを用いて、同相電流指令値ｉｚ*の演算を行うことができる。
　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。
　なお、上記の第３の実施形態では、電流指令演算部１１ａが第１の実施形態で説明した電流指令補正部１９の機能を有する例を説明したが、第２の実施形態で説明した電流指令補正部１９の機能を有することとしてもよい。さらに、第１、第２の実施形態でそれぞれ説明した電流指令補正部１９の機能を両方とも有することとしてもよい。
（第４の実施形態）
　次に、図１１を参照して本発明の第４の実施形態を説明する。ただし、第１の実施形態と同等の点については説明を省略する。
　図１１は、本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動装置１を搭載した電動車両の構成図である。図１１に示す電動車両３００は、第１の実施形態で説明したモータ２００およびモータ駆動装置１を搭載しており、モータ２００を駆動源として動作する。すなわち、本実施形態のモータ２００は、モータ駆動装置１が備えるインバータ１００により駆動されることで、電動車両３００を走行させるためのトルクを発生する。
　本実施形態の電動車両３００には、駆動輪車軸３０５および従動輪車軸３０６が軸支されている。駆動輪車軸３０５の両端には駆動輪３０７、３０８が設けられており、従動輪車軸３０６の両端には従動輪３０９、３１０が設けられている。なお、駆動輪３０７、３０８と従動輪３０９、３１０は、それぞれ電動車両３００の前輪と後輪のいずれであってもよい。また、前輪と後輪の両方を駆動輪としてもよい。
　駆動輪車軸３０５には、動力分配機構であるデファレンシャルギア３０４が備えられている。デファレンシャルギア３０４は、エンジン３０２から変速機３０３を介して伝達された回転動力を駆動輪車軸３０５に伝達する。エンジン３０２とモータ２００は機械的に連結されており、モータ２００の回転動力がエンジン３０２に、エンジン３０２の回転動力がモータ２００にそれぞれ伝達される。
　モータ駆動装置１は、不図示の上位制御器から入力されるトルク指令値Ｔ*に基づき、第１の実施形態で説明したような方法により、モータ２００の出力トルクＴｍがトルク指令値Ｔ*に追従するようにモータ２００を駆動させる。モータ２００は、モータ駆動装置１により駆動されることで、エンジン３０２および変速機３０３を介して出力トルクＴｍを駆動輪車軸３０５に出力し、電動車両３００を走行させる。また、エンジン３０２の回転動力を受けてロータが回転することで、三相交流電力を発生する。すなわち、モータ２００は、電動機として動作する一方、発電機としても動作する。
　以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、電動車両３００は、モータ制御装置１０を含むモータ駆動装置１と、モータ制御装置１０により制御されるモータ２００とを備える。このようにしたので、電動車両３００を走行させる際に、モータ制御装置１０を用いてモータ２００の制御を適切に行うことができる。
　なお、上記の第４の実施形態では、電動車両３００がハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。また、上記の第４の実施形態では、電動車両３００が１つのモータ２００を搭載している例を説明したが、モータ２００を２台以上搭載してもよい。
　なお、以上説明した各実施形態や各種変形例は、それぞれ任意に組み合わせてもよい。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
　　１・・・モータ駆動装置
　１０・・・モータ制御装置
　１１・・・電流指令演算部
　１２・・・ｄｑ軸電流制御部
　１３・・・座標変換部
　１４・・・ＰＷＭ信号生成部
　１５・・・ｄｑ変換部
　１６・・・同相電流算出部
　１７・・・同相電流制御部
　１８・・・速度変換部
　１９・・・電流指令補正部
１００・・・インバータ
１１０・・・Ｕ相フルブリッジインバータ
１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，１１０ｄ・・・スイッチング素子
１１１・・・Ｖ相フルブリッジインバータ
１１１ａ，１１１ｂ，１１１ｃ，１１１ｄ・・・スイッチング素子
１１２・・・Ｗ相フルブリッジインバータ
１１２ａ，１１２ｂ，１１２ｃ，１１２ｄ・・・スイッチング素子
２００・・・モータ
２０１・・・Ｕ相巻線
２０２・・・Ｖ相巻線
２０３・・・Ｗ相巻線
２１０・・・位置センサ
２２０・・・電流センサ
２３０・・・スイッチ
３００・・・電動車両
３０２・・・エンジン
３０３・・・変速機
３０４・・・デファレンシャルギア
３０５・・・駆動輪車軸
３０６・・・従動輪車軸
３０７，３０８・・・駆動輪
３０９，３１０・・・従動輪

Claims (13)

  1. 　複数の相にそれぞれ対応して互いに電気的に独立した複数の巻線を有するモータを制御するモータ制御装置であって、
    　入力指令値に基づく相電流を前記複数の巻線のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すとともに、所定の同相電流を前記相電流に重畳して前記複数の巻線のいずれか少なくとも一つにそれぞれ流すように、前記モータを制御するモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記複数の巻線のうち所定の通電停止相に対応するいずれか一つの巻線への通電を停止するとともに、前記複数の相のうち前記通電停止相以外の他相に対応する各巻線に対して、前記相電流および前記同相電流をそれぞれ流すように、前記モータを制御するモータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータの回転数に応じて、前記他相に対応する各巻線における電流波形を変化させるモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータの回転数が所定値以上の場合に、前記他相に対応する各巻線に流れる電流の単位時間当たりの変動幅を制限することで、前記電流波形を変化させるモータ制御装置。
  5. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記同相電流が重畳された前記相電流の電流波形は、台形状であるモータ制御装置。
  6. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記入力指令値に基づき前記同相電流を決定するモータ制御装置。
  7. 　請求項６に記載のモータ制御装置において、
    　複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子をそれぞれスイッチング駆動させて前記複数の巻線に交流電力を供給するインバータが、前記モータに接続されており、
    　前記複数の巻線にそれぞれ流れる相電流を検出するための電流センサが、前記インバータと前記モータの間に設置されており、
    　前記モータ制御装置は、
    　前記入力指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を演算する電流指令演算部と、
    　前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を演算するｄｑ軸電流制御部と、
    　前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記複数の相に対する相電圧指令値をそれぞれ演算する座標変換部と、
    　前記相電圧指令値に基づくスイッチング信号を生成して前記インバータに出力するＰＷＭ信号生成部と、
    　前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に基づいて、前記通電停止相の電流指令に相当する同相電流指令値を演算する電流指令補正部と、
    　前記電流センサによる前記相電流の検出値に基づいて、前記同相電流の検出値を算出する同相電流算出部と、
    　前記同相電流指令値および前記同相電流の検出値に基づいて、同相電圧指令値を演算する同相電流制御部と、を備え、
    　前記座標変換部は、前記通電停止相に対応する巻線への通電を停止するときには、前記通電停止相の相電圧指令値を０にするとともに、前記他相の相電圧指令値に前記同相電圧指令値を加えて前記ＰＷＭ信号生成部に出力するモータ制御装置。
  8. 　請求項７に記載のモータ制御装置において、
    　前記電流指令補正部は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に応じた電流指令ベクトルが所定の出力可能領域内であるか否かを判定し、前記出力可能領域内ではないと判定した場合に、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値を補正するモータ制御装置。
  9. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記入力指令値に基づく電流指令の振幅が所定値以下の場合に、前記複数の巻線のそれぞれに対して、前記相電流および前記同相電流をそれぞれ流すように、前記モータを制御するモータ制御装置。
  10. 　請求項９に記載のモータ制御装置において、
    　前記同相電流が重畳された前記相電流の極性は、常に正または負であるモータ制御装置。
  11. 　請求項９に記載のモータ制御装置において、
    　前記電流指令の振幅および所定の電流リプルに基づき、前記同相電流を決定するモータ制御装置。
  12. 　請求項１１に記載のモータ制御装置において、
    　複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子をそれぞれスイッチング駆動させて前記複数の巻線に交流電力を供給するインバータが、前記モータに接続されており、
    　前記複数の巻線にそれぞれ流れる相電流を検出するための電流センサが、前記インバータと前記モータの間に設置されており、
    　前記モータ制御装置は、
    　前記入力指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を演算する電流指令演算部と、
    　前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を演算するｄｑ軸電流制御部と、
    　前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記複数の相に対する相電圧指令値をそれぞれ演算する座標変換部と、
    　前記相電圧指令値に基づくスイッチング信号を生成して前記インバータに出力するＰＷＭ信号生成部と、
    　前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記電流指令の振幅を算出し、前記電流指令の振幅に応じた同相電流指令値を演算する電流指令補正部と、
    　前記電流センサによる前記相電流の検出値に基づいて、前記同相電流の検出値を算出する同相電流算出部と、
    　前記同相電流指令値および前記同相電流の検出値に基づいて、同相電圧指令値を演算する同相電流制御部と、を備え、
    　前記座標変換部は、前記電流指令の振幅が前記所定値以下の場合に、前記複数の相の相電圧指令値に前記同相電圧指令値をそれぞれ加えて前記ＰＷＭ信号生成部に出力するモータ制御装置。
  13. 　請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置により制御される前記モータと、を備えた電動車両。
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