CN104617678B - 用于无线功率发射的发射器 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及用于无线功率发射的发射器。一种无线功率发射器(300)包含发射天线(304)，所述发射天线(304)配置为包含环路电感器(480)和天线电容(CA)的谐振储能电路。所述发射器进一步包含经配置以驱动所述发射天线的E类放大器(306)，和可操作地耦合于所述发射天线与所述放大器之间的匹配电路(308)。所述匹配电路包括电感(LF)和电容(CF)。所述匹配电路的所述电感(LF)和所述放大器的电感(L2)可由单个电感器(478)实现。而且，所述匹配电路的所述电容(CF)和所述天线电容(CA)可由单个电容器(482)实现。所述接收器(608)包括包含并联谐振器的接收天线(618)和包括至少两个整流二极管的整流器电路(600)。

Description

用于无线功率发射的发射器
分案申请的相关信息
本申请是申请号为PCT/US2009/057355，申请日为2009年9月17日，优先权日为2008年9月17日，发明名称为“用于无线功率发射的发射器”的PCT申请进入国家阶段后申请号为200980135751.1的中国发明专利申请的分案申请。
根据35 U.S.C.§119主张优先权
本申请案依据35 U.S.C.§ 119(e)主张以下专利申请案的优先权：
2008年9月19日申请的标题为“使用E类放大器的磁功率(MAGNETIC POWER USINGA CLASS E AMPLIFIER)”的第61/098,742号美国临时专利申请案，其揭示内容的全文以引用的方式并入本文中。
2008年9月17日申请的标题为“高频率下的高效率技术(HIGH EFFICIENCYTECHNIQUES AT HIGH FREQUENCY)”的第61/097,859号美国临时专利申请案，其揭示内容的全文以引用的方式并入本文中。
2009年1月24日申请的标题为“无线功率电子电路(WIRELESS POWER ELECTRONICCIRCUIT)”的第61/147,081号美国临时专利申请案，其揭示内容的全文以引用的方式并入本文中。
2009年6月19日申请的标题为“HF功率转换电子元件的开发(DEVELOPMENT OF HFPOWER CONVERSION ELECTRONICS)”的第61/218,838号美国临时专利申请案，其揭示内容的全文以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明大体上涉及无线充电，且更具体来说涉及与便携式无线充电系统相关的装置、系统和方法。
背景技术
通常，例如无线电子装置等每一被供电装置均需要其自身的有线充电器和电源，所述电源通常是交流(AC)电源引出口。此有线配置在许多装置需要充电时变得不方便。正在开发使用耦合到待充电的电子装置的发射器与接收器之间的空中或无线功率发射的方法。接收天线收集辐射的功率，且将其整流为用于对装置供电或对装置的电池充电的可用功率。无线能量发射可基于嵌入在待供电或充电的主机电子装置中的发射天线、接收天线与整流电路之间的耦合。包含发射天线的发射器面临冲突的设计约束，例如相对小的体积、高效率、较少的材料清单(Bill OfMaterials，BOM)和高可靠性。因此，需要改进用于无线功率发射的发射器设计以满足各种设计目的。
附图说明
图1说明无线功率发射系统的简化框图。
图2说明无线功率发射系统的简化示意图。
图3说明根据示范性实施例的环路天线的示意图。
图4说明根据示范性实施例的无线功率发射系统的功能框图。
图5说明根据示范性实施例的无线功率发射器的框图。
图6A到图6B说明根据示范性实施例的包含波形的E类放大器。
图7说明根据示范性实施例的经加载不对称E类放大器的电路图。
图8说明根据示范性实施例的经加载对称E类放大器的电路图。
图9说明根据示范性实施例的经加载双半桥放大器的电路图。
图10说明根据示范性实施例的包含波形的滤波和匹配电路的电路图。
图11A和图11B说明根据示范性实施例的中间驱动器电路的电路图。
图12说明根据示范性实施例的无线功率发射器的部分的电路图。
图13是根据示范性实施例的用于发射无线功率的方法的流程图。
图14说明根据示范性实施例的无线功率接收器的电路图。
具体实施方式
词语“示范性”在本文中用以意味着“充当实例、例子或说明”。本文中被描述为“示范性”的任何实施例均不必理解为比其它实施例优选或有利。
下文结合附图阐述的详细描述希望作为对本发明的示范性实施例的描述，且并不希望表示可实践本发明的仅有实施例。贯穿此描述所使用的术语“示范性”意味着“充当实例、例子或说明”，且不应必然将其解释为比其它示范性实施例优选或有利。出于提供对本发明的示范性实施例的透彻理解的目的，详细描述包含特定细节。所属领域的技术人员将显而易见，可在无这些特定细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一些情况下，以框图形式展示众所周知的结构及装置以免使本文中所呈现的示范性实施例的新颖性模糊不清。
本文使用术语“无线功率”来表示与电场、磁场、电磁场相关联或在不使用物理电磁导体的情况下以其它方式从发射器发射到接收器的任何形式的能量。本文将系统中的功率转换描述为对包含例如移动电话、无绳电话、MP3播放器、头戴式耳机等装置无线地充电。大体上，无线能量传送的一个基本原理包含使用例如低于30MHz的频率的磁耦合谐振(即，谐振感应)。然而，可使用各种频率，包含准许在相对高辐射等级下的许可免除操作的频率，例如在135kHz以下(LF)或在13.56MHz(HF)。在射频识别(RFID)系统通常使用的这些频率下，系统必须遵守干扰和安全性标准，例如欧洲的EN 300330或美国的FCC第15部分标准。借助于说明而非限制，本文使用缩写LF和HF，其中“LF”指代f0＝135kHz且“HF”指代f0＝13.56MHz。
图1说明根据各种示范性实施例的无线功率发射系统100。将输入功率102提供到发射器104以用于产生用于提供能量传送的磁场106。接收器108耦合到磁场106且产生输出功率110供耦合到输出功率110的装置(未图示)存储或消耗。发射器104和接收器108两者分开一距离112。在一个示范性实施例中，发射器104和接收器108是根据相互谐振关系而配置，且当接收器108的谐振频率和发射器104的谐振频率匹配时，当接收器108位于磁场106的“近场”中时发射器104与接收器108之间的发射损耗最小。
发射器104进一步包含发射天线114以用于提供用于能量发射的装置，且接收器108进一步包含接收天线118以用于提供用于能量接收或耦合的装置。发射天线和接收天线是根据将与其相关联的应用和装置来定尺寸。如所陈述，有效能量传送通过将发射天线的近场中的能量的大部分耦合到接收天线而不是将能量的大部分在电磁波中传播到远场而发生。在此近场中，耦合可建立于发射天线114与接收天线118之间。天线114和118周围的此近场耦合可能发生的区域在本文称为耦合模式区。
图2展示无线功率发射系统的简化示意图。由输入功率102驱动的发射器104包含振荡器122、功率放大器或功率级124以及滤波和匹配电路126。振荡器经配置以产生所需频率，其可响应于调整信号123而调整。振荡器信号可由功率放大器124以响应于控制信号125的放大量而放大。可包含滤波和匹配电路126以对谐波或其它不希望的频率进行滤波，且将发射器104的阻抗与发射天线114匹配。
电子装置120包含接收器108，其可包含匹配电路132和整流与切换电路134以产生DC功率输出，以对如图2所示的电池136充电或对耦合到接收器的装置电子元件(未图示)供电。可包含匹配电路132以将接收器108的阻抗与接收天线118匹配。
如图3中说明，示范性实施例中使用的天线可配置为“环路”天线150，其在本文也可称为“磁”、“谐振”或“磁谐振”天线。环路天线可经配置以包含空气磁芯或物理磁芯(例如铁氧体磁芯)。此外，空气磁芯环路天线允许将其它组件放置于磁芯区域内。另外，空气磁芯环路可更容易使得能够将接收天线118(图2)放置于发射天线114(图2)的其中发射天线114(图2)的耦合模式区可更有效的平面内。
如所陈述，发射器104与接收器108之间的有效能量传送在发射器104与接收器108之间的匹配或近似匹配的谐振期间发生。然而，即使当发射器104与接收器108之间的谐振不匹配时，能量也可以较低效率传送。能量的传送通过将来自发射天线的近场的能量耦合到驻留在建立此近场的附近的接收天线而不是将能量从发射天线传播到自由空间中而发生。
环路天线的谐振频率是基于电感和电容。环路天线中的电感大体上是由环路产生的电感，而电容大体上添加到环路天线的电感以产生处于所需谐振频率下的谐振结构。作为非限制性实例，电容器152和电容器154可添加到天线以产生谐振电路，所述谐振电路产生正弦或准正弦信号156。因此，对于较大直径环路天线，感应谐振所需的电容的大小随着环路的直径或电感增加而减小。此外，随着环路天线的直径增加，近场的针对“邻近”耦合装置的有效能量传送区域增加。当然，其它谐振电路是可能的。作为另一非限制性实例，电容器可并联放置于环路天线的两个端子之间。另外，所属领域的一般技术人员将认识到，对于发射天线，谐振信号156可为对环路天线150的输入。
本发明的示范性实施例包含在处于彼此的近场中的两个天线之间耦合功率。如所陈述，近场是天线周围的其中电磁场存在但可不从天线传播或辐射离开的区域。其通常限于接近天线的物理体积的体积。在本发明的示范性实施例中，例如单匝环路天线和多匝环路天线等天线用于发射(Tx)和接收(Rx)天线系统两者，因为可能包围天线的环境的大部分是介电的且因此与电场相比对磁场的影响较小。此外，还预期主要配置为“电”天线(例如，偶极和单极)或磁天线与电天线的组合的天线。
Tx天线可在足够低的频率下操作且具有足够大的天线大小以实现在比早先提到的远场和感应性方法所允许的距离显著更大的距离下与小的Rx天线的良好耦合效率(例如，＞10％)。如果Tx天线经正确地定尺寸，那么当主机装置上的Rx天线放置于被驱动Tx环路天线的耦合模式区内(即，在近场或强耦合体系中)时可实现高耦合效率(例如，30％)。
如本文描述，“接近”耦合和“邻近”耦合可能需要不同的匹配方法来使功率源/功率耗散器适应天线/耦合网络。此外，各种示范性实施例提供用于LF和HF应用两者以及用于发射器和接收器的系统参数、设计目标、实施方案变型和规范。这些参数和规范中的一些可例如按需要而变化以更好地与特定功率转换方法匹配。系统设计参数可包含各种优先权和折衷。具体来说，发射器和接收器子系统考虑可包含高发射效率、低电路复杂性，从而带来低成本实施方案。
图4说明根据示范性实施例的经配置以用于发射器与接收器之间的直接场耦合的无线功率发射系统的功能框图。无线功率发射系统200包含发射器204和接收器208。输入功率PTXin提供到发射器204以用于产生由耦合因数k界定的主要非辐射性场与直接场耦合206以用于提供能量传送。接收器208直接耦合到非辐射性场206且产生输出功率PRXout以供耦合到输出端口210的电池或负载236存储或消耗。发射器204和接收器208两者分开一距离。在一个示范性实施例中，发射器204和接收器208是根据相互谐振关系来配置，且当接收器208的谐振频率f0和发射器204的谐振频率匹配时，在接收器208位于由发射器204产生的辐射场的“近场”中时发射器204与接收器208之间的发射损耗最小。
发射器204进一步包含用于提供用于能量发射的装置的发射天线214，且接收器208进一步包含用于提供用于能量接收的装置的接收天线218。发射器204进一步包含至少部分充当AC/AC转换器的发射功率转换单元220。接收器208进一步包含至少部分充当AC/DC转换器的接收功率转换单元222。
本文描述各种发射器配置，其使用电容性加载的电线环路或多匝线圈从而形成谐振结构，所述谐振结构能够在发射天线214和接收天线218两者经调谐到共同谐振频率的情况下经由磁场从发射天线214向接收天线218有效地耦合能量。因此，描述了在强耦合体系中对电子装置(例如，移动电话)的高度有效无线充电，其中发射天线214和接收天线218紧密接近，从而导致通常高于30％的耦合因数。因此，本文描述由电线环路/线圈天线和发射功率转换单元组成的各种发射器概念。
图5说明根据示范性实施例的无线功率发射器的框图。发射器300包含发射功率转换单元302和发射天线304。发射功率转换单元302包含放大器306，其实例为E类放大器，放大器306用以驱动发射天线304。滤波与匹配电路308提供对由放大器306产生的驱动信号的负载匹配和/或滤波。应注意，如与E类放大器306相关而使用的术语“放大器”还对应于“反相器”、“斩波器(chopper)”或“功率级”，因为放大是高度非线性的，且主要目的是产生用于无线功率的大体上未经调制的信号。
发射功率转换单元302进一步包含振荡器310，其产生到中间驱动器312的大体上未经调制的信号，中间驱动器312又驱动放大器306。振荡器310可实施为稳定的频率源，其提供具有50％工作循环的方波信号。中间驱动器312经配置以提供用于控制放大器306内的晶体管(例如，MOSFET)的足够驱动。振荡器310、中间驱动器312和放大器306所需的不同操作电压由DC/DC转换器314响应于输入电压316而产生。在一个示范性实施例中，放大器306在13.56MHz的频率下接收振荡器信号318，且将振荡器信号放大到大约例如7瓦的功率电平。
图5的示范性实施例提供基于减少数目的组件的实施方案，且由于固定的工作循环操作而不需要额外的电路来控制工作循环。此外，图5的示范性实施例可以单个晶体管来实施，其由于E类操作所需的谐振负载网络而带来输出信号上的低谐波含量。
此外借助于实施方案，为了设计放大器306和滤波与匹配电路308的E类实施方案，用于放大器306的E类操作的天线输入阻抗322和负载阻抗320的范围需要特征化。本文另外的图式和描述揭示了用于确定那些阻抗的测量和建模。
图6A说明根据示范性实施例的配置为E类放大器的放大器。以适于无线功率发射器的各种放大器配置的发射器的实例在例如13.56MHz下操作。E类放大器320包含有源装置开关330、负载网络332和说明为纯电阻性负载的负载334。图6A的E类放大器320说明单端E类放大器。
负载网络332包含电感器L1340、电容器C1 338、电容器C2 336和电感器L2 334，且用以用有源装置开关330在零电压和零电流条件下切换的方式使电流和电压波形成形。这极大地减少了切换损耗，因为低效率的主要原因是在有源装置开关330中发生的功率损耗。另外，有源装置开关330(通常为FET)的寄生电容(未图示)用作电容器C1 338的一部分，因此消除了寄生电容的负面影响。
图6B说明E类配置中的有源装置开关330的所得电压和电流波形。在接通瞬时(曲线的中心)，有源装置开关330上的电流和电压几乎为零，从而导致减少的切换损耗。断开瞬时(曲线的末尾)情况相同，其中电压仅在电流已为零时上升。
E类放大器306的组件可根据以下公式来确定：
VCEeak＝3.563·VCC-2.562·VCEsat (6)
(此公式最初由E类放大器的发明者内森·O·索卡尔(Nathan O.Sokal)给出。此处应给出一些参考(例如，索卡尔·N·O、索卡尔·A·D的“E类——新的一类高效率经调谐单端切换功率放大器(Class E-a New Class of High Efficiency Tuned Single EndedSwitching Power Amplifiers)”，IEEE固态电路期刊SC-10卷第3号，1975年6月))
借助于实施方案，负载网络的质量因数(QL＝ωL2/RLoad)必须大于1.7879，否则电容器C2 336变为负且E类配置不可操作。此外，电容器C2 336必须大于有源装置开关330的集极-射极电容(或漏极-源极电容)。因此，负载网络的所有组件均取决于RLoad。由于在与接收器具有耦合因数(k)的无线功率的情况下RLoad改变，因此负载网络可能必须动态地调整或需要针对考虑所有操作条件的良好折衷来设计。
图6A的E类放大器320可适于无线功率发射。图7说明根据示范性实施例的不对称E类放大器350的电路图。在发射天线输入端口处，由磁性耦合发射天线和经加载接收天线组成的耦合网络可通过L-R电路(图7中的等效电阻R_eqv 362和等效电感L_eqv364)以第一近似表示。等效电感L_eqv 364变为负载网络的一部分(比较图6A的组件电感器L2 334)，且等效电阻R_eqv 362变为负载电阻。最终，电感器L_eqv 364由额外的串联电感器补充，以便增加负载网络的质量因数。质量因数应高于1.79，否则E类放大器350无法如相对于等式1到6说明那样适当设计。
电源电压352提供功率，基于驱动有源装置开关358的控制信号356的切换而从所述功率产生RF信号。负载网络电路包含电感器L1354、电容器C1 360和电容器C2 368。
E类放大器350可在天线电流中产生谐波含量。为了消除偶次谐波，可使用对称E类级。奇次谐波需要用额外的滤波电路来滤波。图8说明根据示范性实施例的E类放大器400的电路图。对称E类放大器400是不对称E类放大器350(图7)的扩展，其包含第一E类级416和配置为第一E类级416的镜像的第二E类级420。信号产生器406、426以彼此180°相移操作，且以180°相移波形分别驱动开关408、428，从而导致推挽式(push-pull)操作。
所述两个级共享包含等效电阻R_eqv 412和等效电感L_eqv 414的相同负载。如果等效电阻R_eqv 412和等效电感L_eqv 414与图7的不对称E类放大器350相比保持不变，那么电容器C1到C4 410、418、430、438的电容将必须加倍，以便维持E类操作。这可由以下事实解释：每个开关408、428所经历的有效电感是等效电感L_eqv的一半(即，电感L_eqv划分为两个相等的半部且在对称点处接地)。
在第一E类级416中，电源电压402提供功率，基于驱动有源装置开关408的控制信号406的切换而从所述功率产生RF信号。第一负载网络电路包含电感器L1 404、电容器C1410和电容器C2 418。在第二E类级420中，电源电压422提供功率，基于驱动有源装置开关428的控制信号426的切换而从所述功率产生RF信号。第二负载网络电路包含电感器L2424、电容器C3 430和电容器C4 438。
对称E类放大器400进一步消除提供到发射天线的电流中的偶次谐波含量。此偶次谐波减少缩减了补充的二次谐波滤波原本所需的滤波电路。另外，其可提供与不对称E类级相比更高的RF输出功率(在两者是通过同一电源电压操作的情况下)。
E类放大器合意地在不同负载条件下保持稳定，因为各种电子装置或电子装置的接收器的各种接收器位置(相对于发射器)造成不同的负载条件。改变E类放大器上的负载条件而不调适其负载网络将导致效率降低且最终导致有源组件上的较高应力。但依据负载改变的类型，影响可能较小或较大。已根据表1中列出的组件值来模拟各种测试情况。
情况 1 2 3 4 5
RL[Ω] 5 10 20 30 40
C1[pF] 469 235 117 78 58
L1[uH] 2.9 5.9 11.7 17.6 23.5
C2[pF] 632 316 158 105 79
L2[uH] 0.293 0.586 1.17 1.76 2.3
Vcc[V] 6.7 9.4 13.3 16.2 18.7
表1：针对E类放大器及其组件值的模拟测试情况。(注意：RL＝目标负载电阻，Vcc＝用于E类放大器的电源电压)现在通过将负载改变为电容性或电感性的，可找到用于E类功率级的所需操作区。电路模拟已展示E类功率级可经设计以在例如由需支持的不同接收器耦合条件产生的各种负载上有效地操作。
组件值和所需电源电压是使用图1到图6的公式计算的。所计算的值在模拟中经优化以获得关于目标负载(纯电阻性)的最佳可能效率。
图9说明根据示范性实施例的双半桥放大器的电路图。双半桥放大器450驱动并联储能电路(未图示)且可视为驱动串联储能电路(未图示)的半桥反相器的变换对偶电路(transformational dual circuit)。切换电压和电流波形是D类电路的切换电压和电流波形的变换对偶形式(dual)。与E类级相比，双半桥放大器450不需要额外的分路电容器或任何电感来补充负载网络。与经典的半桥拓扑相反，双半桥提供低dV/dt电压波形且切换理想地在零电压瞬时执行。开关晶体管结电容(例如，FET的漏极-源极电容)可视为在天线并联储能电路中实现谐振所需的电容的组成部分。因此当开关在零电压瞬时接通和断开时不存在对结电容的突然充电和放电。然而，由于如下文所示的无线功率链路(耦合网络)中的任何改变，双半桥放大器可能较容易受等效电感L_eqv的变化影响，因此受并联储能电路的谐振频率影响。为了实现或维持零电压切换，切换电压需要与切换电流相位对准。
在一阶近似中，由磁性耦合的发射天线和经加载接收天线组成的耦合网络可在其输入端口处由L-R串联电路(L_eqv 470、R_eqv 468)表示。添加并联电容器C1 466以补偿天线的电感性部分。电容器C1 466的适当设计和调整是重要的，因为其导致双半桥的高度有效操作，因为负载中的任何未经补偿的电抗部分均导致切换电压与切换电流之间的相移，从而使得不可在无损模式中切换晶体管。由于等效电感器L_eqv 470和等效电阻R_eqv 468随着与接收器的耦合而变化，因此如果要在所有耦合和加载条件下维持高效率则应动态地调整电容器C1 466。
电源电压460提供功率，基于分别驱动有源装置开关4456和458的控制信号452和454的切换而从所述功率产生RF信号。扼流圈L2 462和L3 464用以将大体上恒定的电流提供到有源装置开关或负载，且对来自电源电压460的RF电流进行滤波(比较图6a中的L1340)。双半桥放大器450还可在接收器中进行配置，其经配置以作为在正VI象限中操作的同步整流器(作为无线功率接收器的一部分)而操作。
图10说明图5的滤波与匹配电路308的电路图和相应的频率响应。也称为“谐振变压器”或“L区段”的滤波与匹配电路308提供了实现窄带匹配和某一额外滤波效应的有效方法。阻抗梯度导致滤波与匹配电路308良好地适于与配置为E类放大器的放大器306(图5)组合，因为对于谐波(例如，在27.12MHz和40.68MHz下)，滤波与匹配电路308表示高阻抗。滤波与匹配电路308的带宽或Q因数与电阻R1 446与电阻R2448的比率相关。较高的阻抗比率导致较窄带宽且因此导致较高滤波效应。在针对低目标负载阻抗(例如，8Ω)设计的E类放大器与作为通常呈现高输入阻抗的并联储能电路(图5)的天线304匹配时，得到具有高阻抗比率的匹配网络。在充电垫片天线的情况下，当以接收器加载时此阻抗可为700Ω。此方法似乎尤其关注于需要通过低DC电源电压操作且当针对低目标负载阻抗设计时在RF功率输出和效率两个方面通常性能近似最佳的E类放大器。
图11A和图11B说明根据示范性实施例的中间驱动器电路的电路图。如图5中说明，中间驱动器312驱动放大器306。中间驱动器312的选择有助于发射器300的效率，因为中间驱动器312的功率消耗降低总体效率，而中间驱动器312的输出信号影响放大器306的切换行为，进而影响配置为E类放大器的放大器306的效率。
图11A和图11B说明两种不同的中间驱动器类型。图11A说明谐振型中间驱动器312’，其通过添加电感器480以建立串联储能电路来利用存储在晶体管482(例如，MOSFET)的栅极电容中的能量。此方法似乎对较高功率电平和较低频率的性能尚可，但对于13.56MHz下低于例如10瓦的功率电平，用于谐振栅极驱动器的额外电路(电感器、二极管和较复杂的控制信号)可能带来额外的复杂性。
图11B说明非谐振型中间驱动器312”，其展现与图11A的谐振型中间驱动器312’相当的效率。借助于实例，非谐振型中间驱动器312’可配置为推挽式栅极驱动器，其包含如图11B中说明的具有N沟道晶体管(例如MOSFET)和P沟道晶体管(例如MOSFET)的推拉输出电路(totem-pole)输出级。借助于实施方案，为了以推挽式中间驱动器实现高效率，中间驱动器应提供低rDSon值、快速切换速度和低电感设计以防止阻尼振荡(ringing)。为了减少驱动器中的电阻性损耗，可并联使用若干推挽式级。
已针对经配置以包含配置为E类放大器的放大器的无线功率发射器提供描述。各种实施方案考虑包含大体上针对给定体积可以比高电感值高的质量因数实现低电感值的实现方案。此外参见图5，振荡器310、中间驱动器312和无线功率发射器300中的其它辅助组件(例如，控制器)合意地通过同一辅助电压来操作，因为每一额外的DC-DC转换均引入功率损耗且需要电子装置内的额外的体积。另外的设计考虑包含有源装置开关(例如，MOSFET)在高漏极电压(例如，对于100V型的75V)和低漏极电流下的操作，因为所使用的MOSFET型的RDSon可能非常高，从而导致随着漏极电流(可随着未来的半导体而改变)增加而更高的损耗。因此，E类放大器的目标负载阻抗(由L区段匹配电路设定)合意地在实现给定电源电压下的高效率与高功率输出之间的良好折衷的范围内。根据示范性实施例的经优化值在5Ω到15Ω的范围内。
图12说明根据示范性实施例的无线功率发射器的部分的电路图。图12的E类放大器306’说明图5的且如图6A、图7和图8中进一步详细说明的E类放大器的部分电路图。具体来说，E类放大器306’说明有源装置开关330、电容器C2 336和电感器L2 334。图12还说明图5的且如相对于图10进一步详细说明的滤波与匹配电路308。图5的滤波与匹配电路308包含电感器LF 472和电容器CF 474。
图12说明E类放大器306’的电感器L2 334以及滤波与匹配电路308的电感器LF472的串联配置布置。因此，放大器电感器L2 334和滤波电感器LF 472可组合为单个元件电感器476。无线功率发射器300进一步包含配置为储能电路的天线304，所述储能电路包含天线电容器CA 478和天线电感器LA 480，其将大体上包含可通过串联损耗电阻(图12未图示)来建模的损耗。另外，包含电路元件484和486以对自电容(例如，在多匝环路天线的情况下)和例如由于电杂散场和损耗电介质材料的存在而引起的损耗进行建模。天线电感器LA 480与接收天线之间的磁性耦合在图12中未图示。图12说明滤波电容器CF 474和天线电容器CA478的并联配置布置。因此，滤波电容器CF 474和天线电容器CA 478可组合为单个元件电容器482。
因此，图12说明可如何通过E类放大器来有效驱动发射天线，其中组件缩减为单个电感器476、单个电容器482和环路天线电感器480。因此，已描述了无线功率发射器，其由于使用了允许电抗分量的组合的放大器、匹配滤波器、发射天线组合而带来较少的材料清单。此外，放大器、匹配滤波器和发射天线的选择允许电抗分量的组合，这也带来组件数目的减少。而且，在利用对称E类放大器的示范性实施例中，消除了天线电流的二次谐波。
图13说明根据示范性实施例的用于发射无线功率的方法的流程图。用于发射无线功率的方法500由本文描述的各种结构和电路支持。方法500包含用于通过匹配电路从放大器驱动发射天线的步骤502。方法500进一步包含用于根据在与匹配电路共享的电容器中实现的发射天线电容来使发射天线谐振的步骤504。
借助于无线功率接收器的实例，图14说明根据示范性实施例的无线功率接收器的电路图。根据示范性实施例，无线功率接收器608包含谐振接收天线618和无源双二极管全波整流器电路600，所述谐振接收天线618包含电感环路L2 632和电容器C2 634。整流器电路600包含二极管D21 628和二极管D22 630。整流器电路600进一步包含高频(HF)扼流圈LHFC624和高频(HF)隔直流电容器(block capacitor)CHFB 626。DC路径经由天线环路而封闭。HF扼流圈624充当电流吸收器且具有50％的二极管传导循环D，电压变换因数M为0.5。此外，在基频下在端子A2、A2′处所见的输入阻抗近似为负载电阻RL 636的4倍。
针对整流器电路600适当选择二极管可减少电路损耗且增加总体效率。为了整流效率，可基于各种参数来选择二极管，所述参数包含峰值重复反向电压(VRRM)、平均整流正向电流(I0)、最大瞬时正向电压(VF)和结电容(Cj)。VRRM和I0是二极管的最大额定值，而VF和Cj是影响整流器的效率的特性值。
测试各种二极管，且在模拟期间计算每一二极管的电压、电流和瞬时功率以特征化每一类型的切换行为。观察所测试的二极管的不同切换行为，其中具有最大Cj的二极管(MBRA340T3)展示最差切换行为但由于减小的正向电压而展现最小接通状态损耗。对于所测试的各种二极管类型，接通状态损耗是主要的。具体来说，切换损耗随着结电容而变化，且接通状态损耗随着正向电压而变化。因此，总损耗取决于Cj与UF的比率以及二极管的工作点，所述工作点取决于负载电阻RL 636。
两个并联PMEG4010EH二极管的配置证明为最佳选择，因为此二极管类型的切换损耗非常小，且接通状态损耗由于并联配置而减小。整流器二极管可实施为双二极管(以虚线展示的第二二极管)以减少传导损耗。电流在两个二极管上相等地划分，因此与单二极管解决方案相比改变每一二极管的工作点。还观察到单个MBRS2040LT3表现类似的较好性能，因为正向电压与PMEG4010EH相比显著更低，且切换损耗仍合理。因此对于一个示范性实施例，在1A下具有约50pF的结电容和约380mV的正向电压的二极管是可接受的选择。
所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示控制信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或其任何组合来表示可能贯穿于以上描述而参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号及码片。
技术人员将进一步了解，可将结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤实施为电子硬件，以及由计算机软件控制，或两者的组合。为清楚地说明硬件与软件的此互换性，上文已大致依据其功能性而描述了各种说明性组件、块、模块、电路及步骤。此功能性是实施且控制为硬件还是软件取决于特定应用及施加于整个系统的设计约束。熟练的技术人员可针对每一特定应用以不同方式实施所描述的功能性，但此类实施决策不应被解释为会导致脱离本发明的示范性实施例的范围。
结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块及电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其经设计以执行本文所描述的功能的任何组合来控制。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或一个以上微处理器与DSP核心的联合，或任何其它此类配置。
结合本文中所揭示的实施例而描述的方法或算法的控制步骤可直接体现于硬件中、体现于由处理器执行的软件模块中或所述两者的组合中。软件模块可驻留于随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可装卸盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体耦合到处理器，使得所述处理器可从存储媒体读取信息以及将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器及存储媒体可驻留于ASIC中。ASIC可驻留于用户终端中。在替代方案中，处理器及存储媒体可作为离散组件驻留于用户终端中。
在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的控制功能可实施于硬件、软件、固件或其任一组合中。如果实施于软件中，那么可将所述功能作为一个或一个以上指令或代码在计算机可读媒体上存储或发射。计算机可读媒体包含计算机存储媒体与通信媒体两者，所述通信媒体包含促进计算机程序从一处传递到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。借助实例而非限制，此类计算机可读媒体可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于携载或存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。并且，恰当地将任何连接称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源发射软件，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波等无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘(Disk)及光盘(disc)包含压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常利用磁性再现数据，而光盘使用激光以光学方式再现数据。以上内容的组合也应包含在计算机可读媒体的范围内。
提供所揭示的示范性实施例的先前描述是为了使所属领域的任何技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将易于了解对这些示范性实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文中界定的一般原理可应用于其它实施例。因此，本发明不希望限于本文所展示的实施例，而是应被赋予与本文揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。

Claims (25)

1.一种无线功率发射器，其包括：
发射电路，其配置为谐振储能电路，所述谐振储能电路包含与第一电感器耦合的第一电容器，所述发射电路经配置以响应于时变信号来无线地发射功率以对接收器装置供电或充电；以及
驱动器电路，其可操作地耦合到所述发射电路，所述驱动器电路经配置以产生所述时变信号，所述驱动器电路包括：
第一驱动器级电路，其包括：
第一开关，其经配置以响应于第一控制信号来控制所述时变信号；
第二电容器，其与所述第一开关并联耦合；
第三电容器，其耦合到所述第一开关与所述第二电容器之间的节点；以及
第二电感器，其耦合到所述第一开关与所述第二电容器之间的节点；以及
第二驱动器级电路，其包括：
第二开关，其经配置以响应于第二控制信号来控制所述时变信号；
第四电容器，其与所述第二开关并联耦合；
第五电容器，其耦合到所述第二开关与所述第四电容器之间的节点；以及
第三电感器，其耦合到所述第二开关与所述第四电容器之间的节点。
2.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述发射电路与所述驱动器电路并联耦合。
3.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述第一驱动器级电路配置为E类放大器电路，且其中所述第二驱动器级电路配置为E类放大器电路。
4.根据权利要求3所述的无线功率发射器，其中所述驱动器电路的质量因数包括至少1.79。
5.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其进一步包括与所述第二电感器串联耦合的第一电源电压以及与所述第三电感器串联耦合的第二电源电压。
6.根据权利要求5所述的无线功率发射器，其中所述第一电源电压及所述第二电源电压包括相同的电源电压。
7.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述驱动器电路配置为包括所述第一驱动器级电路及所述第二驱动器级电路的对称E类放大器电路，其中所述第一驱动器级电路配置为E类放大器电路，且所述第二驱动器级电路配置为所述第一驱动器级电路的镜像。
8.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述第一控制信号和所述第二控制信号经配置为彼此相移180度，从而以180度相移波形分别驱动所述第一开关及所述第二开关。
9.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述发射电路的所述第一电容器与所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器及所述第五电容器中的至少一者相同或与所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器及所述第五电容器中的至少一者相组合。
10.一种用于发射无线功率的方法，其包括：
由发射电路响应于时变信号来无线地发射功率，所述发射电路配置为谐振储能电路，所述谐振储能电路包括与第一电感器耦合的第一电容器；以及
由驱动器电路产生所述时变信号，所述驱动器电路包括第一驱动器级电路，所述第一驱动器级电路包括经配置以响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一开关，与所述第一开关并联耦合的第二电容器，耦合到所述第一开关与所述第二电容器之间的节点的第三电容器，以及耦合到所述第一开关与所述第二电容器之间的节点的第二电感器，所述驱动器电路进一步包括第二驱动器级电路，所述第二驱动器级电路包括经配置以响应于第二控制信号来控制所述时变信号的第二开关，与所述第二开关并联耦合的第四电容器，耦合到所述第二开关与所述第四电容器之间的节点的第五电容器，以及耦合到所述第二开关与所述第四电容器之间的节点的第三电感器。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述发射电路与所述驱动器电路并联耦合。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述第一驱动器级电路配置为E类放大器电路，且其中所述第二驱动器级电路配置为E类放大器电路。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述驱动器电路的质量因数包括至少1.79。
14.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括通过第一电源电压将功率供应到所述驱动器电路，其中所述第一电源电压与所述第二电感器串联耦合，以及通过第二电源电压将功率供应到所述驱动器电路，其中所述第二电源电压与所述第三电感器串联耦合。
15.根据权利要求10所述的用于发射无线功率的方法，其中所述驱动器电路配置为包括所述第一驱动器级电路及所述第二驱动器级电路的对称E类放大器电路，其中所述第一驱动器级电路配置为E类放大器电路，且所述第二驱动器级电路配置为所述第一驱动器级电路的镜像。
16.根据权利要求10所述的用于发射无线功率的方法，其中所述第一控制信号和所述第二控制信号经配置为彼此相移180度，从而以180度相移波形分别驱动所述第一开关及所述第二开关。
17.根据权利要求10所述的用于发射无线功率的方法，其中所述发射电路的所述第一电容器与所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器及所述第五电容器中的至少一者相同或与所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器及所述第五电容器中的至少一者相组合。
18.一种用于无线功率发射的驱动器电路，其包括：
用于响应于时变信号来无线地发射功率的装置，所述用于响应于时变信号来无线地发射功率的装置包括与用于将能量存储在第一磁场中的装置耦合的用于将能量存储在第一电场中的装置；以及
用于产生所述时变信号的装置，所述用于产生的装置包括第一产生级，所述第一产生级包括用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置，与所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置耦合的用于将能量存储在第二电场中的装置，与所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置及用于将能量存储在所述第二电场中的装置耦合的用于将能量存储在第三电场中的装置，以及耦合到所述用于控制的装置及所述用于将能量存储在第二电场中的装置的用于将能量存储在第二磁场中的装置，所述用于产生所述时变信号的装置进一步包括第二产生级，所述第二产生级包括用于响应于第二控制信号来控制所述时变信号的第二装置，与所述用于控制的装置并联耦合的用于将能量存储在第四电场中的装置，耦合到所述用于控制的第二装置及所述用于将能量存储在所述第四电场中的装置的用于将能量存储在第五电场中的装置，以及耦合到所述用于控制的第二装置及所述用于将能量存储在所述第四电场中的装置的用于将能量存储在第三磁场中的装置。
19.根据权利要求18所述的驱动器电路，其中所述用于响应于时变信号来无线地发射功率的装置与所述用于产生的装置并联耦合。
20.根据权利要求18所述的驱动器电路，其中所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置配置为E类放大器，且其中所述用于控制的第二装置配置为E类放大器。
21.根据权利要求20所述的驱动器电路，其中所述用于产生的装置的质量因数包括至少1.79。
22.根据权利要求18所述的驱动器电路，其进一步包括与所述用于将能量存储在所述第二磁场中的装置串联耦合的用于供应功率的第一装置，以及与所述用于将能量存储在所述第三磁场中的装置串联耦合的用于供应功率的第二装置。
23.根据权利要求18所述的驱动器电路，其中所述用于产生所述时变信号的装置配置为对称E类放大器电路，所述对称E类放大器电路包括所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置及用于控制所述时变信号的第二装置，其中所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置配置为E类放大器电路，且所述用于控制所述时变信号的第二装置配置为所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置的镜像。
24.根据权利要求18所述的驱动器电路，其中所述第一控制信号和所述第二控制信号经配置为彼此相移180度，从而以180度相移波形分别驱动所述用于响应于第一控制信号来控制所述时变信号的第一装置及所述用于控制的第二装置。
25.根据权利要求18所述的驱动器电路，其中所述用于将能量存储在第一电场中的装置与所述用于将能量存储在第二电场中的装置、所述用于将能量存储在第三电场中的装置、所述用于将能量存储在第四电场中的装置、所述用于将能量存储在第五电场中的装置中的至少一者相同或与所述用于将能量存储在第二电场中的装置、所述用于将能量存储在第三电场中的装置、所述用于将能量存储在第四电场中的装置、所述用于将能量存储在第五电场中的装置中的至少一者相组合。
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