JP3663397B2 - 高周波電力増幅器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波電力増幅器は携帯端末等の通信機器のアンテナに電力を供給するために用いられる。高周波電力増幅器は、携帯端末等に使用されるので、高い電力利得、高い電力効率および小型化が要求される。
【０００３】
近年、高周波電力増幅器とアンテナとの間の入出力のインピーダンス（通常、５０Ω）を整合させる整合回路をモジュールに内蔵した高周波電力増幅器が設計されている。よって、整合回路などの外部回路をモジュールとして内蔵しつつ小型化された高周波電力増幅器が望まれる。
【０００４】
このような高周波電力増幅器を小型化する方法としては、半導体チップの小型化、実装技術の高精度化、モジュール基板のパターンの微細化など様々な方法がある。特に、出力整合回路は大きな面積を必要とするので、出力整合回路の小型化は高周波電力増幅器全体の小型化に大きな効果がある。
【０００５】
図１０に従来の典型的な高周波電力増幅器６００の回路図を示す。尚、図面において入力整合回路は省略されている。基本波信号が半導体チップ１０に搭載されたトランジスタＴｒから出力される。基本波信号は、基板上に形成されたインダクタＬ１とキャパシタＣ１とで形成される基本波整合回路２０によって整合される。通常、基本波整合回路２０は基本波信号のインピーダンスを５０Ωに整合し、直流電流ブロック用のコンデンサＣ４を通じて基本波信号を出力する。
【０００６】
給電回路３０は、キャパシタＣ２、インダクタＬ２およびＤＣ（Direct Current）電源３２を有し、トランジスタＴｒに電力を供給する。キャパシタＣ２は高周波信号を接地するために設けられたデカップリングコンデンサである。インダクタＬ２は、基本波の波長λに対しλ／４の長さに設定され、いわゆるλ／４線路となっている。これにより、インダクタＬ２は、トランジスタＴｒから基本波整合回路２０へ伝播する基本波にとって大きなインピーダンスとなる。即ち、インダクタＬ２は、給電回路３０が基本波整合回路２０に接続されたノード５０において、基本波にとって開放状態になる。よって、給電回路３０は基本波整合回路２０に対して影響を与えない。また、インダクタＬ２によって、トランジスタＴｒからの出力信号のうち二次高調波信号を短絡している。
【０００７】
高周波電力増幅器６００は、インダクタＬ３およびキャパシタＣ３を有する高調波整合回路４０をさらに備える。高調波整合回路４０により、トランジスタＴｒからの出力信号のうち三次高調波信号を短絡している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
インダクタＬ２（λ／４線路）が５０Ω線路で形成され、基本波の周波数が９００ＭＨｚである場合、インダクタＬ２の長さは約３０ｍｍ必要になる。近年、高周波電力増幅器６００の小型化の要求により、出力整合回路６０を含んだ高周波電力増幅器６００は四辺が４ｍｍから６ｍｍの大きさの方形のモジュールとして形成される。よって、約３０ｍｍのインダクタＬ２を有した出力整合回路６０をモジュール内に収容することは非常に困難である。
【０００９】
この問題を解決するためにインダクタＬ２の長さを３０ｍｍよりも短く（例えば、２０ｍｍまで短縮）した場合、インダクタＬ２が理想的なλ／４線路よりも短くなるので、給電回路３０が基本波に対し開放状態とならない。それにより、出力整合回路６０の電力損失の増大やトランジスタＴｒの出力インピーダンスの変動が生じてしまう。
【００１０】
また、インダクタＬ２を５０Ω線路よりも高いインピーダンスを持つ伝送線路で形成した場合、例えば、インダクタＬ２の伝送線路の幅を狭くした場合には、給電回路３０が基本波に与える影響を小さくすることができる。しかし、伝送線路の幅を狭くすることによって、インダクタＬ２が有している抵抗成分が増大し、ＤＣ電源３２からの電力損失を生じさせる。その結果、高周波電力増幅器６００の電力効率が低下してしまう。さらに、インダクタＬ２による電圧降下が大きくなるので、トランジスタＴｒの動作時の電圧振幅が制限され、高周波電力増幅器６００の線形動作を妨げ、歪成分が増大するという問題が生じる。線形動作はデジタル変調方式において重要である。高周波電力増幅器６００がデジタル変調方式用である場合には、歪成分の増大は高周波電力増幅器６００の性能を大きく低下させる原因となる。
【００１１】
このような問題を解決するために、図１１に示した高周波電力増幅器７００が提案されている。高周波電力増幅器７００が備える出力整合回路６０は、キャパシタＣ５およびインダクタＬ４から成る並列共振回路７０を有する。並列共振回路７０の共振周波数を基本波の周波数（例えば、ｆ_０とする）に設定することにより、ノード５０からみた給電回路３２のインピーダンスが大きくなる。この時のキャパシタＣ５の容量Ｃ_５とインダクタＬ４のインダクタンスＬ_４と基本波の角周波数ω_０（＝２πｆ_０）との関係は式１で表される。
Ｌ_４＝１／（ω_０ ^２＊Ｃ_５） （式１）
Ｌ_４の値はＣ_５の値を大きくすることにより小さく設定できるので、インダクタＬ４は小型のインダクタを使用することができる。インダクタＬ２も共振回路の効果により大きなインダクタンスを持たせる必要がない。これにより、給電回路３２が基本波整合回路２０に影響を与えることなく、インダクタＬ２の長さをλ／４線路よりも短くすることができる。インダクタＬ４が小型で、かつ、インダクタＬ２の長さがλ／４線路よりも短いので、高周波電力増幅器７００は、高周波電力増幅器６００よりも小型化され、かつ、直流電流の損失を低減することができる。
【００１２】
しかし、高周波電力増幅器７００において、給電回路３０では二次高調波を短絡させることができない。出力信号から二次高調波を除くためには、高調波整合回路４０は二次高調波用の整合回路にしなければならない。その結果、高周波電力増幅器７００は、三次高調波以上の高次高調波を整合することができない。よって、図１０に示す高周波電力増幅器６００と同様に三次高調波まで調整する場合には、高周波電力増幅器７００に他の高調波整合回路を追加する必要がある。これは、部品点数を増大させ、小型化の要求に反する。さらに、他の高調波整合回路を付加することによって、基本波の損失の原因となるおそれもある。
【００１３】
そこで、本発明の目的は、高い電力効率を有しつつ二次以上の高次高調波を整合することができ、尚且つ、従来よりも小型化された高周波電力増幅器を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に従った実施の形態による高周波電力増幅器は、高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの間に一端が接続され、他端が基準電位に接続され、前記第２のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えている。
【００１５】
好ましくは、前記第１の直列共振回路と前記基本波整合回路とは、前記ノードと前記基準電圧との間に互いに並列に接続されている。
【００１６】
好ましくは、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比が約（ｎ^２―１）：１（ｎは整数）であり、かつ、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタを形成する伝送線路の長さの和が基本波の波長の８分の１以下である。
【００１７】
好ましくは、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタおよび該第２のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定されている。
【００１８】
好ましくは、当該高周波電力増幅器は、前記第２のインダクタと前記ノードとの間に直列に接続され、前記第２のインダクタおよび前記第１のキャパシタと共に前記第１の直列共振回路を成す第３のインダクタと、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタとの間に一端が接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第２の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のキャパシタおよび前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第２のキャパシタとをさらに備えている。
【００１９】
好ましくは、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタ、該第２のインダクタおよび該第３のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定される。
【００２０】
本発明に従った他の実施の形態による高周波電力増幅器は、高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、一端が前記ノードに接続された第３のインダクタと、一端が前記第３のインダクタの他端に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えている。
【００２１】
本発明に従ったさらに他の実施の形態による高周波電力増幅器は、高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、一端が前記トランジスタの出力に接続された第３のインダクタと、一端が前記第３のインダクタの他端に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えている。
好ましくは、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの長さの和は、基本波の波長の８分の１以下である。
【００２２】
好ましくは、当該高周波電力増幅器は、一端が前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの間に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第２のインダクタと第２の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のキャパシタおよび前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第２のキャパシタとをさらに備えている。
【００２３】
好ましくは、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタ、該第２のインダクタおよび該第３のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定される。
【００２４】
好ましくは、前記伝送線路はストリップラインまたはマイクロストリップラインである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明による実施の形態を説明する。尚、本実施の形態は本発明を限定するものではない。
【００２６】
図１は、本発明に係る第１の実施の形態に従った高周波電力増幅器１００の回路図である。高周波電力増幅器１００は、高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力する半導体チップ１１０およびその出力パッドに複数の金ワイヤ１０５によって接続された出力整合回路１６０を備えている。本実施の形態によれば、半導体チップ１１０は、ＧａＡｓ基板にヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）（以下、単に、トランジスタという）Ｔｒを搭載している。
【００２７】
尚、半導体チップ１１０の入力パッドには、トランジスタＴｒのベースにバイアスを供給するバイアス供給回路（図示せず）および入力側のインピーダンス整合を行う入力整合回路（図示せず）が接続されている。
【００２８】
出力整合回路１６０は、増幅された高周波信号のインピーダンスを整合して出力する基本波整合回路１２０、および、トランジスタＴｒに電力を供給するＤＣ電源１３２を有する給電回路１３０を備えている。出力整合回路１６０を含む高周波電力増幅器１００は、モジュール化されており、誘電体基板（例えば、アルミナで形成されたセラミクス基板）上に形成されている。
【００２９】
基本波整合回路１２０は、インダクタＬ１０およびキャパシタＣ１０を有する。インダクタＬ１０は、トランジスタＴｒの出力に一端が接続され、基本波信号（波長λとする）をインピーダンス整合して他端から出力する。一般に、基本波信号は５０Ωに整合される。キャパシタＣ１０はインダクタＬ１０の他端とグランドとの間に接続されており、キャパシタＣ１０およびインダクタＬ１０によってインピーダンス整合をとると共に、ローパスフィルタの役目も果たしている。尚、以下に記載する実施の形態においては、基準電位としてグランドを採用しているが、他の定電位を採用しても差し支えない。
【００３０】
インダクタＬ１０の他端と高周波電力増幅器１００の出力との間には、直流電流を遮断するためのキャパシタ（ＤＣブロッキングコンデンサ）Ｃ４０が接続されている。キャパシタＣ１０、インダクタＬ１０およびキャパシタＣ４０によって、特定の周波数帯域の高周波信号が出力整合回路１６０から出力される。
【００３１】
半導体チップ１１０からの基本波信号は、基本波整合回路１２０によってインピーダンス整合され、キャパシタＣ４０を介して高周波電力増幅器１００から出力される。
【００３２】
給電回路１３０は、半導体チップ１１０の出力パッドと基本波整合回路１２０との間にあるノード１５０に接続されている。給電回路１３０は、ＤＣ電源１３２、インダクタＬ２０、インダクタＬ３０、キャパシタＣ２０およびキャパシタＣ３０を有する。
【００３３】
インダクタＬ２０は、その一端がＤＣ電源１３２に接続されており、他端がインダクタＬ３０の一端と接続されている。インダクタＬ３０の他端はノード１５０と接続されている。即ち、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０は、ＤＣ電源１３２とノード１５０との間に互いに直列に接続されている。インダクタＬ２０はＤＣ電源１３２に接続され、インダクタＬ３０はノード１５０に接続されている。
【００３４】
キャパシタＣ２０は、インダクタＬ２０の一端とグランドとの間に接続され、高周波を接地するデカップリングコンデンサである。キャパシタＣ３０は、その一端がインダクタＬ２０とインダクタＬ３０との間に接続され、その他端がグランドへ接続されている。
【００３５】
図１に示した回路において、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０は二つの別個の伝送線路になっている。しかし、好ましくは、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０は互いに一体形成された伝送線路Ｌ３５である。この場合、キャパシタＣ３０が伝送線路Ｌ３５の途中に接続されることによって、伝送線路Ｌ３５をインダクタＬ２０およびインダクタＬ３０に分離する。従って、伝送線路Ｌ３５にキャパシタＣ３０を接続する位置によって、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０のインダクタンスが決定される。さらに、伝送線路Ｌ３５が同一の幅に形成されている場合には、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０のインダクタンスはそれぞれの伝送線路の長さによって決定される。それにより、インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０の設計が容易になる。
【００３６】
本実施の形態によれば、インダクタＬ１０、Ｌ２０、Ｌ３０は、誘電体基板上に形成された伝送線路であり、例えば、ストリップラインまたはマイクロストリップラインである。これらの伝送線路は、誘電体としてアルミナを用いた誘電体基板の場合、誘電体基板の厚みとほぼ同じ幅を有することによって、特性インピーダンスを約５０Ωに設定をすることができる。また、キャパシタＣ１０、Ｃ２０、Ｃ３０は、底辺が０．５ｍｍ×１ｍｍかつ厚みが０．５ｍｍのチップ部品または底辺が０．３ｍｍ×０．６ｍｍかつ厚みが０．３ｍｍのチップ部品を誘電体基板上に実装することにより形成される。
【００３７】
インダクタＬ２０およびキャパシタＣ３０は並列共振回路１７０を成す。並列共振回路１７０の並列共振周波数は基本波の周波数に設定されている。このように並列共振回路１７０を設定することによって、基本波に対するノード１５０からみた給電回路１３０のインピーダンスが大きくなる。換言すると、並列共振回路１７０の効果により、基本波にとって給電回路１３０は開放状態となる。その結果、給電回路１３０は基本波整合回路２０への基本波に影響を与えない。
【００３８】
インダクタＬ２０のインダクタンスＬ_２の大きさは、並列共振状態、つまり、ノード１５０からみた基本波の周波数においてインピーダンスが開放（無限大）になることより決定すればよい。例えば、基本波の角周波数ω_１（＝２π＊ｆ_１：ここでｆ_１は基本波の周波数）、インダクタンスＬ_２および容量Ｃ_３の関係は式２であらわされる。
Ｌ_２＝1／（ω_１ ^２*Ｃ_３） （式２）
キャパシタＣ３０の容量として、チップ部品で使用可能な適当な容量Ｃ_３を選択すれば、インダクタＬ２０は式２に基づいて適切に決定され得る。
【００３９】
また、インダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０は、ノード１５０とグランドとの間に直列に接続され、高調波整合回路１４０を成している。高調波整合回路１４０は、ｎ次高調波の周波数と共振するように設定された直列共振回路である。高調波整合回路１４０によって、インダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０は半導体チップ１１０から出力された高周波信号からｎ次高調波を短絡している。
【００４０】
インダクタＬ３０のインダクタンスＬ_３およびキャパシタＣ３０の容量Ｃ_３の大きさは、高調波の周波数により決定すればよい。例えば、ｎ次高調波を短絡する場合、ｎ次高調波の角周波数ω_ｎ、インダクタンスＬ_３および容量Ｃ_３の関係は式３であらわされる。尚、ω_ｎ＝ｎ＊ω_１であり、ｎは整数である。
Ｌ_３＝１／（（ｎ^２−１）*ω_１ ^２*Ｃ_３） （式３）
キャパシタＣ３０は、高調波整合回路１４０および並列共振回路１７０の両方に共用されている。従って、容量Ｃ_３は既に式２によって決定されているので、式３に基づいてインダクタンスＬ_３は適切に決定され得る。
【００４１】
例えば、二次高調波を短絡する場合、ｎ＝２として式２、式３を満たすように各容量、インダクタンスを決定すればよい。この時、まずキャパシタＣ３０の容量としてはチップ部品として使用可能な容量、例えば、数ｐＦを選択する。容量値が大きいほど、Ｌ_２の値は小さくなるので適当な容量値を選択することで、インダクタＬ２０の長さを短く設定することができる。インダクタＬ３０の長さはインダクタＬ２０の長さの式２、式３からわかるように（ｎ^２−１）分の１であるので、全体としてもλ／４線路よりも短くし得る。
【００４２】
このように本実施の形態は、高調波整合回路１４０および並列共振回路１７０の両方を備えている。並列共振回路１７０によって伝送線路Ｌ３５の長さがλ／４線路より短くても基本波に対して充分に高いインピーダンスを得ることができ、尚且つ、高調波整合回路１４０によってｎ次高調波を短絡することができる。
【００４３】
インダクタＬ２０およびインダクタＬ３０の長さの和、即ち、一体形成された伝送線路Ｌ３５の長さは、適当なキャパシタＣ３０の容量を選択することにより、基本波の波長λの約１／８から約１／１２の長さにし得る。従って、本実施の形態によれば、伝送線路Ｌ３５の長さをλ／４線路の約１／２から１／３にすることができる。これにより、高周波電力増幅器１００は従来よりも小型化され得る。
【００４４】
伝送線路Ｌ３５の長さがλ／４線路の約１／２から１／３であるので、伝送線路Ｌ３５の抵抗成分はλ／４線路の抵抗成分よりも約１／２から１／３に低減する。これにより、ＤＣ電源１３２からの直流電流の損失が低減され、その結果、トランジスタＴｒに高効率で電流を供給することができる。また、トランジスタＴｒからの高周波信号の電圧振幅がより大きくなり、その結果、歪成分が減少し、良好な線形動作を得ることができる。
【００４５】
以上述べてきた効果は、伝送線路Ｌ３５の長さが小さいほど顕著となる。特に明らかな効果として現れる長さは、伝送線路Ｌ３５の長さがλ／４線路の１／２以下の時であった。
【００４６】
一方、キャパシタＣ３０のチップ部品の持つ寄生抵抗や、インダクタＬ２０の寄生抵抗成分の影響で、並列共振回路１７０の特性はインダクタＬ２０を短くするにつれて、共振時に大きなインピーダンスを実現できなくなる。その結果、基本波信号に対して給電回路１３０が無視できなくなり、損失が発生し、あるいは、基本波整合回路１２０に対し影響を与えるため、性能が劣化する。この効果が現れるのは、伝送線路Ｌ３５の長さがλ／４線路の１／３よりも短い領域であった。そのため、少なくとも伝送線路Ｌ３５の長さはλ／４線路の１／３程度以上に大きく設定した方が好ましい。しかし、この性能の劣化の程度は周波数依存性が見られることから、特に最低の長さを限定するものでない。
【００４７】
高調波整合回路１４０は、例えば、二次高調波の周波数で共振し、並列共振回路１７０は基本波の周波数で共振する。式２、式３から導かれるように、インダクタＬ２０とインダクタＬ３０のインダクタンスの比は約３：１である。本実施の形態によれば、伝送線路Ｌ３５が約３：１に分離される位置にキャパシタＣ３０を接続すればよい。高調波整合回路１４０がｎ次高調波の周波数で共振する場合には、インダクタＬ２０とインダクタＬ３０のインダクタンスの比は（ｎ^２−１）：１（ｎは整数）である。
【００４８】
尚、実際の回路では、キャパシタＣ３０のチップ部品の持つ寄生インダクタンスや金ワイヤ１０５の持つインダクタンス成分が存在するため、インダクタＬ３０に必要なインダクタンスは小さくなる。そのため、実際の回路では、比は（ｎ^２−１）：１よりも大きくなる場合がある。
【００４９】
従来の高周波電力増幅器６００、７００においては、高調波整合回路４０を別個に設ける必要があったが、本実施の形態によれば、給電回路１３０内に組み込まれたインダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０によって、高調波整合回路１４０が形成されている。よって、本実施の形態は、高調波整合回路４０を別個の部品または別個の回路として新たに設ける必要がない。よって、出力整合回路１６０は従来よりも小型のモジュールになり、その結果、高周波電力増幅器１００は小型化され得る。
【００５０】
高周波電力増幅器１００は次のように動作する。トランジスタＴｒによって増幅された高周波信号（図示せず）は出力パッドから金ワイヤ１０５を通して出力合成回路１６０へ送信される。この高周波信号は、基本波だけでなく、基本波の二倍波、三倍波およびそれ以上の高次高調波を含む。このような高調波は外部に洩れた場合、他の無線システムの妨害電波となるため、高周波信号から高調波成分を除去する必要がある。
【００５１】
高調波整合回路１４０は、インダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０から成る直列共振回路であるので、ノード１５０において、二倍波、即ち、二次高調波を短絡させ、高周波信号から二次高調波を除去する。インダクタＬ２０およびキャパシタＣ３０から成る並列共振回路１７０は、ノード１５０における基本波に対して給電回路１３０が無視できるほど大きなインピーダンスを有する。よって、基本波は給電回路１３０の影響を受けることなく基本波整合回路１２０へ進むことができる。これにより、本実施の形態によれば、基本波成分に影響を与えることなく高調波成分を減少させた高周波信号を基本波整合回路１２０へ送ることができる。
【００５２】
基本波整合回路１２０は、高周波信号を所定のインピーダンスに整合して出力する。このとき、高周波信号はインダクタＬ１０およびキャパシタＣ１０によりフィルタリングされ、直流電流はキャパシタＣ４０により阻止される。
【００５３】
図２は、特開平11-127045号公報に掲載された高周波用電力増幅器と実質的に等価な高周波電力増幅器８００の回路図である。高周波電力増幅器１００は、一見、高周波電力増幅器８００に類似する。
【００５４】
しかし、高周波電力増幅器８００の伝送線路Ｌ２はλ／４線路である。伝送線路Ｌ２がλ／４未満である場合には、「基本周波数のインピーダンスから見て無視できずに影響を与える」ことが明記されている。また、キャパシタＣ３は、高調波整合回路４０の要素として用いられているのみである。
【００５５】
一方で、高周波電力増幅器１００の伝送線路３５は、λ／４線路の約１／２から１／３である。また、キャパシタＣ３０は、高調波整合回路１４０および並列共振回路１７０の要素として共用されている。
【００５６】
伝送線路３５がλ／４線路の約１／２から１／３であることによって、上述のとおりの効果が得られる。また、伝送線路３５がλ／４線路の約１／２から１／３であっても、インダクタＬ２０およびキャパシタＣ３０が並列共振回路１７０を成すので、基本波は給電回路１３０による影響を受けない。
【００５７】
図３は、高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器８００のそれぞれの一次隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ１）および消費電流（Ｉｃ）を比較したグラフである。横軸は、出力電力（Ｐout）を示す。
【００５８】
このグラフは、高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器８００を９００ＭＨｚ帯のＩＳ−９５（Interim Standard-95）信号用の電力増幅器として形成した場合の結果を示す。高周波電力増幅器８００の伝送線路Ｌ２の長さは約３２ｍｍであった。キャパシタＣ３の容量は７ｐＦ、インダクタＬ２ａの長さは約１．５ｍｍであった。
【００５９】
一方、高周波電力増幅器１００のキャパシタＣ３０の容量は６ｐＦ、インダクタＬ３０の長さは約２．３ｍｍ、インダクタＬ２０の長さは約９．２ｍｍとした。長さの比が１：３と異なるのは、キャパシタＣ３０のチップ部品と金ワイヤ１０５のインダクタンス成分の影響でインダクタＬ３０の長さが小さくなったためである。これにより、給電回路１３０の基本波に対するインピーダンスを約１ｋΩにすることができ、二次高調波に対するインピーダンスをほぼゼロ（短絡状態）にすることができた。
【００６０】
一般に、ＩＳ−９５においては、一次隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ１）が−５０ｄＢｃ以下を確保することが好ましい。図３に示すように、ＡＣＰＲ１が−５０ｄＢｃ以下の場合における最大の出力電力は、高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器８００ともに約２７.５ｄＢｍである。
【００６１】
出力電力が約２７.５ｄＢｍの場合における消費電流（トランジスタＴｒのコレクタ電流Ｉｃ）を比較すると、高周波電力増幅器１００は、高周波電力増幅器８００に対して約１０ｍＡ低い。即ち、高周波電力増幅器１００は、高周波電力増幅器８００と比較して消費電流が少なく、効率が良いことがわかる。
【００６２】
図４は、特開平4-77009号公報に掲載された増幅回路と実質的に等価な高周波電力増幅器９００の回路図である。高周波電力増幅器９００は、高調波整合回路４０および並列共振回路７０に共用されているキャパシタＣ３を有する。
【００６３】
しかし、高周波電力増幅器９００のインダクタンスＬ２ａは、半導体チップ１０と基本波整合回路２０との間に直列に接続されている。即ち、基本波整合回路２０は、直列共振回路を成すインダクタンスＬ２ａとキャパシタＣ３との中間に接続されている。従って、高調波（例えば、二次高調波）は、インダクタンスＬ２ａとキャパシタＣ３との共振によって短絡する前に、基本波整合回路２０へ漏洩してしまう。
【００６４】
一方で、図１に示す高周波電力増幅器１００において、インダクタＬ１０およびキャパシタＣ１０とインダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０とは、ノード１５０とグランドとの間に互いに並列に接続されている。よって、高調波（例えば、二次高調波）はインダクタＬ３０およびキャパシタＣ３０から成る直列共振回路によって短絡し、基本波整合回路１２０へ漏洩しない。
【００６５】
図５は、高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器９００のそれぞれの二次高調波の出力を比較したグラフである。このグラフから高周波電力増幅器１００は高周波電力増幅器９００に比べ約８ｄＢｃだけ二次高調波の出力が低減している。ｄＢｃは基本波出力に対するｄＢ値を示す。−８ｄＢｃは、約８４％減に相当する。即ち、高周波電力増幅器１００は、基本波整合回路１２０への二次高調波の漏洩が高周波電力増幅器９００に比べ約８４％少ないことがわかる。尚、このグラフは、出力電力が２７．５ｄＢｍの時の二次高調波の出力を示している。
【００６６】
図６は、本発明に係る第２の実施の形態に従った高周波電力増幅器２００の回路図である。本実施の形態によれば、キャパシタＣ３０が無く、インダクタＬ２１およびキャパシタＣ２１がノード１５０からグランドへ直列に接続されている点で第１の実施の形態と異なる。
【００６７】
本実施の形態において、インダクタＬ２１およびキャパシタＣ２１が、高調波整合回路２４０を構成し、直列共振回路を成すことによって二次高調波を短絡させる。また、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ２１が並列共振回路２７０を成し、ノード１５０における基本波の給電回路２３０に対するインピーダンスが大きくなっている。
【００６８】
インダクタＬ１１およびキャパシタＣ２１は、基本波の周波数に共振するように設定される。
【００６９】
より詳細には、インダクタＬ２１のインダクタンスＬ_２１およびキャパシタＣ２１の容量Ｃ_２１の大きさは、高調波の周波数により決定すればよい。例えば、ｎ次高調波を短絡する場合、ｎ次高調波の角周波数ω_ｎ、インダクタンスＬ_２１および容量Ｃ_２１の関係は式４で表される。
Ｌ_２１＝１／（ｎ^２*ω_１ ^２*Ｃ_２１） （式４）
尚、ω_ｎ＝ｎ＊ω_１であり、ω_１は基本波の角周波数である。
【００７０】
キャパシタＣ２１の容量として、チップ部品で使用可能な適当な容量Ｃ_２１を選択すれば、インダクタＬ２１は式４に基づいて適切に決定され得る。
【００７１】
また、インダクタＬ１１のインダクタンスＬ_１１の大きさは、ノード１５０から給電回路２３０をみた基本波の周波数におけるインピーダンスが無限大（開放）になることより決定すればよい。例えば、基本波の角周波数ω_１、インダクタンスＬ_１１および容量Ｃ_２１の関係は式５であらわされる。
Ｌ_１１＝（ｎ^２−１）／（ｎ^２＊ω_１ ^２*Ｃ_２１） （式５）
キャパシタＣ２１は、高調波整合回路１４０および並列共振回路１７０の両方に共用されている。従って、容量Ｃ_２１は既に式４によって決定されているので、式５に基づいてインダクタンスＬ_２１は適切に決定され得る。
【００７２】
例えば、二次高調波を短絡する場合、ｎ＝２として式４、式５を満たすように各容量、インダクタンスを決定すればよい。このとき、キャパシタＣ２１の容量は、チップ部品として使用可能な容量、例えば、数ｐＦを選択する。キャパシタＣ２１の容量値が大きいほど、インダクタＬ１１の値は小さくなるので適当な容量値を選択することで、インダクタＬ１１の長さを短く設定することができる。式４、式５から、インダクタＬ２１の長さはインダクタＬ１１の長さの（ｎ^２−１）分の１であるので、全体としても短くすることができる。
【００７３】
さらに、式２、式３と式４、式５とを比較すると、図１に示した形態のインダクタＬ３５の大きさに対し、本実施の形態では（ｎ^２−１）／ｎ^２に小さくなっている。従って、高調波整合回路２４０の付加による回路面積の増大にも関わらず、給電回路２３０全体の面積は、図１に示した形態に比べてさほど増加しない。
【００７４】
本実施の形態によれば、高調波整合回路２４０および並列共振回路２７０の両方を備えている。並列共振回路１７０によって伝送線路Ｌ１１の長さがλ／４線路より短くても基本波に対して充分に高いインピーダンスを得ることができ、尚且つ、高調波整合回路２４０によってｎ次高調波を短絡することができる。さらに、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
図７は、本発明に係る第３の実施の形態に従った高周波電力増幅器３００の回路図である。本実施の形態は、ノード１５０からグランドへ直列に接続されたインダクタＬ２２およびキャパシタＣ２２が追加されている点で第１の実施の形態と異なる。インダクタＬ２２およびキャパシタＣ２２は、第２の高調波整合回路３４２として、直列共振回路を成す。第２の高調波整合回路３４２は、第１の高調波整合回路３４０によって整合できないより高次の高調波を整合することができる。例えば、第１の高調波整合回路３４０は二次高調波を短絡し、第２の高調波整合回路３４０は三次高調波を短絡する。それによって、高調波成分が第１の実施の形態よりも少ない高周波信号を出力することができる。
【００７６】
より詳細には、９００ＭＨｚ帯の基本波を用いる場合、インダクタＬ２２を約２．０ｍｍに設定し、キャパシタＣ２２を３ｐＦに設定することにより、三次高調波のインピーダンスを短絡状態にすることができる。
【００７７】
本実施の形態によれば、並列共振回路３７０は、インダクタＬ２０およびキャパシタＣ３０だけでなく、キャパシタＣ２２をも含む。即ち、インダクタＬ２０とキャパシタＣ３０、Ｃ２２とが並列共振回路３７０を形成することによって、給電回路３３０の基本波におけるインピーダンスを大きくしている。
【００７８】
インダクタＬ３０、Ｌ２２の大きさとキャパシタＣ３０、Ｃ２２の大きさは互いに依存している。従って、高周波電力増幅器３００の設計は第１の実施の形態よりも複雑になる。しかし、最近のシミュレーション技術の向上により、トランジスタＴｒからみた給電回路３３０のインピーダンスを予め予想することは困難ではなくなっている。従って、ノード１５０における基本波に対する給電回路３３０のインピーダンスが第１の実施の形態と同程度になるように、インダクタＬ３０、Ｌ２２、キャパシタＣ３０、Ｃ２２の定数を見つけることは困難ではない。
【００７９】
本実施の形態によれば、第２の高調波整合回路３４２により、第１の実施の形態よりも高調波成分の少ない高周波信号を出力することができる。本実施の形態によれば、第１の実施の形態よりも構成要素の数が多いものの、並列共振回路３７０が採用されているので、インダクタＬ２０、Ｌ３０を含む伝送線路Ｌ３５の長さはλ／４線路の半分以下である。よって、本実施の形態は、第１の実施の形態と同様に小型化できる。また、本実施の形態は、消費電流が少なく、電力効率が良い。
【００８０】
第２の高調波整合回路３４２と並列して、ノード１５０とグランドとの間にさらに追加の直列共振回路（図示せず）を設けてもよい。それによって、三次以上の高調波をも短絡することができる。
【００８１】
図８は、本発明に係る第４の実施の形態に従った高周波電力増幅器４００の回路図である。本実施の形態によれば、給電回路４３０内において、一体形成された伝送線路Ｌ３６の途中に複数のキャパシタＣ２４およびＣ２５が接続されている。それによって、伝送線路Ｌ３６をインダクタＬ２３、Ｌ２４およびＬ２５の３つに分離している。
【００８２】
第１の実施の形態によれば、単一のキャパシタＣ３０が伝送線路Ｌ３５の途中に接続されていた。従って、第１の実施の形態は、単一の高調波整合回路１４０を備えていた（図１参照）。しかし、本実施の形態によれば、インダクタＬ２５およびキャパシタＣ２５が第１の高調波整合回路４４０として直列共振回路を成し、インダクタＬ２５、Ｌ２４およびキャパシタＣ２４が第２の高調波整合回路４４２として直列共振回路を成している。さらに、キャパシタＣ２４、Ｃ２５およびインダクタＬ２３は並列共振回路４７０を成している。
【００８３】
第３の実施の形態によれば、第２の高調波整合回路３４２を形成するために、伝送線路Ｌ３５とは別にインダクタＬ２２用の伝送線路を設ける必要があった（図７参照）。しかし、本実施の形態によれば、伝送線路Ｌ３６の一部を第２の高調波整合回路４４２として用いているので、伝送線路Ｌ３６と別に伝送線路を形成する必要がない。
【００８４】
本実施の形態による高周波電力増幅回路４００は、第１の高調波整合回路４４０および第２の高調波整合回路４４２によって、二次高調波および三次高調波を短絡させることができる。本実施の形態は並列共振回路４７０を用いているので、給電線全体の長さはλ／４線路の半分以下になっている。よって、高周波電力増幅回路４００は従来より小型化され得る。さらに、高周波電力増幅回路４００は伝送線路Ｌ３６の他に伝送線路を設ける必要がないので、第３の実施の形態よりも小型化できる。また、本実施の形態は、第３の実施の形態よりもさらに電力効率が良い。
【００８５】
本実施の形態は、二次高調波および三次高調波の高調波整合回路を備えている。しかし、キャパシタＣ２４、Ｃ２５と同様にさらに追加のキャパシタを伝送線路３６に接続することによって、より高次の高調波を短絡状態にすることができる。この場合も、基本波における並列共振回路が実現されるように、インダクタおよびキャパシタの定数を調節すればよい。
【００８６】
図９は、本発明に係る第５の実施の形態に従った高周波電力増幅器５００の回路図である。本実施の形態は第２の高調波整合回路５４２が、ノード１５０に接続されることなく、金ワイヤ１０６によって半導体チップ１１０の出力パッドに直接接続されている。他の構成は第３の実施の形態と同様である。
【００８７】
第３の実施の形態によれば、第２の高調波整合回路３４２はノード１５０に接続されていたので、出力パッドからノード１５０までのインダクタンスによって、三次高調波を完全に短絡することはできなかった。これは、出力パッドからノード１５０までのインダクタンスが、図４に示したインダクタＬ２ａと同様に作用するからである。
【００８８】
本実施の形態によれば、出力パッドから金ワイヤ１０６を介してインダクタＬ２２までのインダクタンスが第２の高調波整合回路５４２のインダクタンス成分に含まれる。よって、三次高調波を第３の実施の形態よりも完全に短絡することができる。
【００８９】
直列共振回路が複数ある場合には、総ての直列共振回路をノード１５０ではなく、トランジスタＴｒの出力パッドに直接接続することで、三次高調波だけでなく、二次高調波や四次以上の高調波をもより完全に短絡することができる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明に従った高周波電力増幅器は、高い電力効率を有しつつ二次以上の高次高調波を整合することができ、尚且つ、従来よりも小型化され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施の形態に従った高周波電力増幅器１００の回路図。
【図２】特開平11-127045号公報に掲載された高周波用電力増幅器と実質的に等価な高周波電力増幅器８００の回路図。
【図３】高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器８００のそれぞれのＡＣＰＲ１およびＩｃのグラフ。
【図４】特開平4-77009号公報に掲載された増幅回路と実質的に等価な高周波電力増幅器９００の回路図。
【図５】高周波電力増幅器１００および高周波電力増幅器９００のそれぞれの二次高調波の出力を比較したグラフ。
【図６】本発明に係る第２の実施の形態に従った高周波電力増幅器２００の回路図。
【図７】本発明に係る第３の実施の形態に従った高周波電力増幅器３００の回路図。
【図８】本発明に係る第４の実施の形態に従った高周波電力増幅器４００の回路図。
【図９】本発明に係る第５の実施の形態に従った高周波電力増幅器５００の回路図。
【図１０】従来の典型的な高周波電力増幅器６００の回路図。
【図１１】従来型の高周波電力増幅器７００の回路図。
【符号の説明】
１００、２００、３００、４００、５００ 高周波電力増幅器
１１０ 半導体チップ
Ｔｒ トランジスタ
１２０ 基本波整合回路
１３０ 給電回路
１３２ ＤＣ電源
１４０ 高調波整合回路
１５０ ノード
１６０ 出力整合回路
１７０ 並列共振回路
Ｌ１０、Ｌ２０、Ｌ３０、Ｌ３５ インダクタ
Ｃ１０、Ｃ２０、Ｃ３０、Ｃ４０ キャパシタ

Claims (12)

1. 高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、
   前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、
   前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、
   前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、
   前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの間に一端が接続され、他端が基準電位に接続され、前記第２のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えた高周波電力増幅器。
2. 前記第１の直列共振回路と前記基本波整合回路とは、前記ノードと前記基準電圧との間に互いに並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅器。
3. 前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比が約（ｎ^２―１）：１（ｎは整数）であり、かつ、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタを形成する伝送線路の長さの和が基本波の波長の８分の１以下であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の高周波電力増幅器。
4. 前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、
   前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタおよび該第２のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定されていることを特徴とする請求項１から請求項３に記載の高周波電力増幅器。
5. 前記第２のインダクタと前記ノードとの間に直列に接続され、前記第２のインダクタおよび前記第１のキャパシタと共に前記第１の直列共振回路を成す第３のインダクタと、
   前記第２のインダクタと前記第３のインダクタとの間に一端が接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第２の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のキャパシタおよび前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第２のキャパシタとをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅器。
6. 前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、
   前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタ、該第２のインダクタおよび該第３のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定されることを特徴とする請求項５に記載の高周波電力増幅器。
7. 高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、
   前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、
   前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、
   前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、
   一端が前記ノードに接続された第３のインダクタと、
   一端が前記第３のインダクタの他端に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えた高周波電力増幅器。
8. 高周波信号を入力し該高周波信号を増幅して出力するトランジスタと、
   前記トランジスタの出力に一端が接続され、増幅された前記高周波信号のうち少なくとも基本波のインピーダンスを整合して他端から出力する基本波整合回路と、
   前記トランジスタの出力から前記基本波整合回路までの間にあるノードから前記トランジスタへ電力を供給する電源と、
   前記電源に一端が接続された第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタの他端と前記ノードとの間に直列に接続された第２のインダクタと、
   一端が前記トランジスタの出力に接続された第３のインダクタと、
   一端が前記第３のインダクタの他端に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第３のインダクタと第１の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第１のキャパシタとを備えた高周波電力増幅器。
9. 前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの長さの和は、基本波の波長の８分の１以下であることを特徴とする請求項７または請求項８に記載の高周波電力増幅器。
10. 一端が前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの間に接続され、他端が前記基準電位に接続され、前記第２のインダクタと第２の直列共振回路を成し、尚且つ、前記第１のキャパシタおよび前記第１のインダクタと並列共振回路を成す第２のキャパシタとをさらに備えた請求項７または請求項８に記載の高周波電力増幅器。
11. 前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタは互いに一体形成された伝送線路であり、
    前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記第３のインダクタのそれぞれのインダクタンスの比は、該第１のインダクタ、該第２のインダクタおよび該第３のインダクタのそれぞれの伝送線路の長さの比によって決定されることを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
12. 前記伝送線路はストリップラインまたはマイクロストリップラインであることを特徴とする請求項４、請求項６または請求項１１のいずれかに記載の高周波電力増幅器。

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