JP2016158216A - 高周波半導体集積回路 - Google Patents

高周波半導体集積回路 Download PDF

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Abstract

【課題】 高周波半導体集積回路での漏えい信号を低減する。【解決手段】 一つの実施形態によれば、第１伝送線路は、一端が第１端子に接続される。第１共振回路は、一端が第１伝送線路の他端に接続され、他端が接地電位に接続される。第２伝送線路は、一端が第１伝送線路の他端に接続される。第１トランジスタは、一端が第２伝送線路の他端に接続され、他端が第２端子に接続され、制御端子に第１制御信号が入力される。第２トランジスタは、一端が第２端子に接続され、制御端子に第２制御信号が入力される。第３伝送線路は、一端が第２トランジスタの他端に接続される。第２共振回路は、一端が第３伝送線路の他端に接続され、他端が接地電位に接続される。第４伝送線路は、一端が第３伝送線路の他端に接続され、他端が第３端子に接続される。【選択図】 図１

Description

本発明の実施形態は、高周波半導体集積回路に関する。
高周波電力増幅器（高周波パワーアンプ）や高周波スイッチ回路などの高周波半導体集積回路は、移動体通信やＬＡＮ分野などの無線通信システムの重要な構成部品であり、携帯電話、無線インフラ設備、衛星通信設備、或いはケーブルＴＶ設備などに数多く使用されている。
高周波電力増幅器では、高周波信号の二次高調波や三次高調波などの漏えい信号が増大すると半導体集積回路や機器の誤動作の原因となる。高周波スイッチ回路では、高周波信号、高周波信号の二次高調波や三次高調波などの漏えい信号が増大すると通過特性やアイソレーション特性などが劣化するという問題点がある。
このため、高周波半導体集積回路では、漏えい信号を大幅に抑制することが求められている。
特開平７−３０３００１号公報
本発明の実施形態は、漏えい信号を低減することができる高周波半導体集積回路を提供することにある。
一つの実施形態によれば、高周波半導体集積回路は、第１伝送線路、第１共振回路、第２伝送線路、第１トランジスタ、第２トランジスタ、第３伝送線路、第２共振回路、第４伝送線路を有する。第１伝送線路は、一端が第１端子に接続され、伝送される第１高周波信号が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／１２）｝（ただし、ｎはゼロ或いは１以上の整数）となる。第１共振回路は、一端が第１伝送線路の他端に接続され、他端が接地電位に接続される。第２伝送線路は、一端が第１伝送線路の他端に接続され、伝送される第１高周波信号が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／６）｝となる。第１トランジスタは、一端が第２伝送線路の他端に接続され、他端が第２端子に接続され、制御端子に第１制御信号が入力される。第２トランジスタは、一端が第２端子に接続され、制御端子に第２制御信号が入力される。第３伝送線路は、一端が第２トランジスタの他端に接続され、伝送される第２高周波信号が入力された場合、線路長が第２高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／６）｝となる。第２共振回路は、一端が第３伝送線路の他端に接続され、他端が接地電位に接続される。第４伝送線路は、一端が第３伝送線路の他端に接続され、他端が第３端子に接続され、伝送される第２高周波信号が入力された場合、線路長が第２高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／１２）｝となる。
第１の実施形態に係る高周波半導体集積回路としての高周波スイッチ回路を示す回路図である。 第１の実施形態に係る比較例の高周波スイッチ回路を示す回路図である。 第１の実施形態に係る送信端子を介してアンテナ端子に高周波信号が出力される場合の高周波スイッチ回路の等価回路図である。 第１の実施形態に係る送信端子を介してアンテナ端子に高周波信号が出力される場合の比較例の高周波スイッチ回路の等価回路図である。 第１の実施形態に係るアンテナ端子を介して受信端子に高周波信号が出力される場合の高周波スイッチ回路の等価回路図である。 第１の実施形態に係るアンテナ端子を介して受信端子に高周波信号が出力される場合の比較例の高周波スイッチ回路の等価回路図である。 第１の実施形態に係る高周波スイッチ回路のスミスチャート。 第１の実施形態に係る高周波スイッチ回路の漏えい電力を示す図、図８（ａ）は二次高調波の漏えい電力を示す図、図８（ｂ）は三次高調波の漏えい電力を示す図である。 第２の実施形態に係る高周波スイッチ回路を示す回路図である。 第３の実施形態に係る高周波電力増幅回路を示す回路図である。 第３の実施形態に係る高周波電力増幅回路の等価回路図である。 第３の実施形態に係る比較例の高周波電力増幅回路を示す回路図である。 第３の実施形態に係る高周波電力増幅回路のスミスチャート。 第３の実施形態に係る高周波電力増幅回路の漏えい電力を示す図、図１４（ａ）は二次高調波の漏えい電力を示す図、図１４（ｂ）は三次高調波の漏えい電力を示す図である。
以下本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係る高周波半導体集積回路としての高周波スイッチ回路について、図面を参照して説明する。図１は高周波スイッチ回路を示す回路図である。図２は比較例の高周波スイッチ回路を示す回路図である。
本実施形態では、送信端子と第１スルートランジスタの間に第１伝送線路と第２伝送線路を設け、第２スルートランジスタと受信端子の間に第３伝送線路と第４伝送線路を設け、第１伝送線路と第２伝送線路の間と接地電位の間に第１共振回路を設け、第３伝送線路と第４伝送線路の間と接地電位の間に第４共振回路を設けることにより、漏えい信号を大幅に低減している。
図１に示すように、高周波半導体集積回路としての高周波スイッチ回路７０は、共振回路１、共振回路２、シャントトランジスタＳ１、シャントトランジスタＳ２、スルートランジスタＴ１、スルートランジスタＴ２、伝送線路ＴＬ１、伝送線路ＴＬ２、伝送線路ＴＬ３、伝送線路ＴＬ４、端子Ｐａｎｔ、端子Ｐｒｘ１、端子Ｐｔｘ１、端子ＰＶｃ１、及び端子ＰＶｃ２を有する。
高周波スイッチ回路７０は、ＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチである。高周波スイッチ回路７０は、携帯電話、無線インフラ設備、衛星通信設備、或いはケーブルＴＶ設備などに多用される。
制御信号Ｓｓｇ１（第１制御信号）は端子ＰＶｃ１を介して入力され、制御信号Ｓｓｇ２（第２制御信号）は端子ＰＶｃ２を介して入力される。
伝送線路ＴＬ１（第１伝送線路）は、一端が端子Ｐｔｘ１（第１端子）に接続される。伝送線路ＴＬ１（第１伝送線路）は、伝送される第１高周波信号（端子Ｐｔｘ１から端子Ｐａｎｔに伝送される信号）が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長（λ）の１／１２となるように設定される。
伝送線路ＴＬ２（第２伝送線路）は、一端が伝送線路ＴＬ１の他端に接続される。伝送線路ＴＬ２（第２伝送線路）は、伝送される第１高周波信号が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長（λ）の１／６となるように設定される。
シャントトランジスタＳ１（第３トランジスタ）は、一端が端子Ｐｔｘ１に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続され、ゲート（制御端子）に制御信号Ｓｓｇ２が入力される。スルートランジスタＴ１（第１トランジスタ）は、一端が伝送線路ＴＬ２の他端に接続され、他端が端子Ｐａｎｔ（第２端子）に接続され、ゲート（制御端子）に制御信号Ｓｓｇ１（第１制御信号）が入力される。
共振回路１（第１共振回路）は、一端が伝送線路ＴＬ１の他端に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。共振回路１は、直列接続されるインダクタＬ１とコンデンサＣ１から構成される。共振回路１は、第１高周波信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、第１高周波信号の三次高周波の周波数のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定される。
ここでは、インダクタＬ１を伝送線路ＴＬ１の他端側に設けて、コンデンサＣ１を接地電位Ｖｓｓ側に設けているが、コンデンサＣ１を伝送線路ＴＬ１の他端側に設けて、インダクタＬ１を接地電位Ｖｓｓ側に設けてもよい。
スルートランジスタＴ２（第２トランジスタ）は、一端が端子Ｐａｎｔに接続され、ゲート（制御端子）に制御信号Ｓｓｇ２（第２制御信号）が入力される。
伝送線路ＴＬ３（第３伝送線路）は、一端がスルートランジスタＴ２の他端に接続される。伝送線路ＴＬ３（第３伝送線路）は、伝送される第２高周波信号（端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１に伝送される信号）が入力された場合、線路長が第２高周波信号の波長（λ）の１／６となるように設定される。
伝送線路ＴＬ４（第４伝送線路）は、一端が伝送線路ＴＬ３の他端に接続される。伝送線路ＴＬ４（第２伝送線路）は、伝送される第２高周波信号が入力された場合、線路長が第２高周波信号の波長（λ）の１／１２となるように設定される。
シャントトランジスタＳ２（第４トランジスタ）は、一端が伝送線路ＴＬ４の他端及び端子Ｐｒｘ１に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続され、ゲート（制御端子）に制御信号Ｓｓｇ１が入力される。
共振回路２（第２共振回路）は、一端が伝送線路ＴＬ３の他端に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。共振回路２は、直列接続されるインダクタＬ２とコンデンサＣ２から構成される。共振回路２は、第２高周波信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、第１高周波信号の三次高周波の周波数のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定される。
ここでは、インダクタＬ２を伝送線路ＴＬ３の他端側に設けて、コンデンサＣ２を接地電位Ｖｓｓ側に設けているが、コンデンサＣ２を伝送線路ＴＬ３の他端側に設けて、インダクタＬ２を接地電位Ｖｓｓ側に設けてもよい。
制御信号Ｓｓｇ１がイネーブル状態（例えば、Ｈｉｇｈレベル）で、制御信号Ｓｓｇ２がディセーブル状態（例えば、Ｌｏｗレベル）のとき、高周波スイッチ回路７０は、送信端子である端子Ｐｔｘ１を介してアンテナ端子である端子Ｐａｎｔに第１高周波信号を出力する。
制御信号Ｓｓｇ１がディセーブル状態（例えば、Ｌｏｗレベル）で、制御信号Ｓｓｇ２がイネーブル状態（例えば、Ｈｉｇｈレベル）のとき、高周波スイッチ回路７０は、アンテナ端子である端子Ｐａｎｔを介して受信端子である端子Ｐｒｘ１に第２高周波信号を出力する。ＳＰＤＴスイッチでは、第１高周波信号と第２高周波信号は同じ周波数が用いられる。
高周波スイッチ回路７０の外部には、端子Ｐｔｘ１と接地電位Ｖｓｓの間（端子Ｐｔｘ１側に）に終端インピーダンスＺｓ１が設けられ、端子Ｐａｎｔと接地電位Ｖｓｓの間（端子Ｐａｎｔ側に）に終端インピーダンスＺｓ３が設けられ、端子Ｐｒｘ１と接地電位Ｖｓｓの間（端子Ｐｒｘ１側に）に終端インピーダンスＺｓ２が設けられる。
ここで、終端インピーダンスは、高周波スイッチ回路７０が動作する高周波信号の周波数で設定されるインピーダンスであり、例えば５０Ωに設定される（２５Ωや７５Ωなどに設定される場合がある）。
シャントトランジスタＳ１、シャントトランジスタＳ２、スルートランジスタＴ１、及びスルートランジスタＴ２には、ＳＯＩ（Silicon On Insulator）型Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。伝送線路ＴＬ１、伝送線路ＴＬ２、伝送線路ＴＬ３、伝送線路ＴＬ４には、マイクロストリップ線路やコプレーナストリップ線路などが用いられる。
伝送線路ＴＬ１及び伝送線路ＴＬ２は、特性インピーダンスが終端インピーダンスＺｓ１と同じ値になるように設定されている。伝送線路ＴＬ３及び伝送線路ＴＬ４は、特性インピーダンスが終端インピーダンスＺｓ２と同じ値になるように設定されている。
ここで、特性インピーダンスは、高周波スイッチ回路７０が動作する高周波信号の周波数で設定される伝送線路のインピーダンスである。
図２に示すように、比較例の高周波スイッチ回路１００は、シャントトランジスタＳ１、シャントトランジスタＳ２、スルートランジスタＴ１、スルートランジスタＴ２、端子Ｐａｎｔ、端子Ｐｒｘ１、端子Ｐｔｘ１、端子ＰＶｃ１、及び端子ＰＶｃ２が設けられる。
比較例の高周波スイッチ回路１００は、本実施形態の高周波スイッチ回路７０から伝送線路ＴＬ１乃至ＴＬ４、共振回路１、共振回路２を省略したものである。このため、高周波スイッチ回路１００の構成の説明は省略する。
次に、高周波スイッチ回路の動作について、図３乃至６を参照して説明する。図３は、送信端子を介してアンテナ端子に第１高周波信号が出力される場合の高周波スイッチ回路の等価回路図である。図４は、送信端子を介してアンテナ端子に第１高周波信号が出力される場合の比較例の高周波スイッチ回路の等価回路図である。図５は、アンテナ端子を介して受信端子に第２高周波信号が出力される場合の本実施形態の高周波スイッチ回路の等価回路図である。図６は、アンテナ端子を介して受信端子に第２高周波信号が出力される場合の比較例の高周波スイッチ回路の等価回路図である。
図３に示すように、本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、制御信号Ｓｓｇ１がイネーブル状態、制御信号Ｓｓｇ２がディセーブル状態に設定される。このとき、端子Ｐｔｘ１から端子Ｐａｎｔ側に高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）が伝送され、スルートランジスタＴ１がオンしてオン抵抗Ｒｏｎ１と表され、シャントトランジスタＳ２がオンしてオン抵抗Ｒｏｎ２と表される。一方、スルートランジスタＴ２がオフしてオフ容量Ｃｏｆｆ１と表され、シャントトランジスタＳ１がオフしてオフ容量Ｃｏｆｆ２と表される。
ここで、負荷側を見たときのインピーダンスＺは、
Z=Zs×({Zr+(jZs×Tan(βI))}／{Zs+(jZr×Tan(βI))})・・・・式（１）
と表される。ここで、Ｚｓは終端インピーダンス、Ｚｒは負荷インピーダンス、Ｉは伝送線路長（端子Ｐｔｘ１からスルートランジスタＴ１までの線路長、又はスルートランジスタＴ２から端子Ｐｒｘ１までの線路長）である。βは、２π／λ（ここで、λは第１及び第２高周波信号の波長）である。
本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、端子Ｐｔｘ１から端子Ｐａｎｔの経路で、伝送線路ＴＬ１及び伝送線路ＴＬ２の特性インピーダンスと終端インピーダンスＺｓ１が同じ値に設定されている。したがって、式（１）によりインピーダンスＺは、負荷インピーダンスＺｒとなり、伝送線路の特性インピーダンスは線路長さに依存しない。このため、端子Ｐｔｘ１から端子Ｐａｎｔ側への高周波信号Ｓｈｆ１の伝達量は、伝送線路ＴＬ１及び伝送線路ＴＬ２の配置による影響を受けず良好な値を維持し、劣化しない。
一方、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１の経路では、シャントトランジスタＳ２を介して接地電位Ｖｓｓに接続される。
したがって、負荷インピーダンスＺｒは略０（ゼロ）Ωと表される。Ｚｒ＝０を式（１）に代入すると、
インピーダンスＺは、
Z≒(jZs×Tan(βI))・・・・・・・・・・・・・式（２）
と表される。
高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）において、伝送線路ＴＬ３（λ／６）と伝送線路ＴＬ４（λ／１２）が直列接続されている。このため、２つの伝送線路ＴＬ３と伝送線路ＴＬ４は、（λ／４）を有する伝送線路として表される。
Ｉ＝（λ／４）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、Ｚ≒∞（無限大）となる。共振回路２のインピーダンスＺもＺ≒∞に設定される。
したがって、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１への高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）である高周波信号（ｆｏ）の流入を大幅に低減することができる。つまり、高周波信号（ｆｏ）の漏えいを低減できる。このため、高周波スイッチ回路７０では、挿入損失を大幅に改善することできる。
高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）の第２高調波（２ｆｏ）では、共振回路２の特性インピーダンスが略無限大に設定されている。第２高調波（２ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロとなる。
このため、第２高調波（２ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）の第３高調波（３ｆｏ）では、共振回路２の特性インピーダンスが略ゼロに設定されている。第３高調波（３ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロとなる。
このため、第３高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
図４に示すように、比較例の高周波スイッチ回路１００では、制御信号Ｓｓｇ１がイネーブル状態で、制御信号Ｓｓｇ２がディセーブル状態で端子Ｐｔｘ１から端子Ｐａｎｔ側に高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）が伝送されるとき、スルートランジスタＴ１、スルートランジスタＴ２、シャントトランジスタＳ１、及びシャントトランジスタＳ２は、図３と同様に表される。
比較例の高周波スイッチ回路１００では、スルートランジスタＴ２と端子Ｐｒｘ１の間に伝送線路ＴＬ３と伝送線路ＴＬ４が設けられず、伝送線路ＴＬ３と接地電位Ｖｓｓの間に共振回路２が設けられていないので、高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）の一部が直列接続されるオフ容量Ｃｏｆｆ１を介して端子Ｐｒｘ側に漏えいする。また、高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）の２次高調波、３次高調波の漏えいが発生する。
図５に示すように、本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、制御信号Ｓｓｇ１がディセーブル状態、制御信号Ｓｓｇ２がイネーブル状態に設定される。このとき、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１側に高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）が伝送され、スルートランジスタＴ２がオンしてオン抵抗Ｒｏｎ３と表され、シャントトランジスタＳ１がオンしてオン抵抗Ｒ４と表される。
一方、スルートランジスタＴ１がオフしてオフ容量Ｃｏｆｆ３と表され、シャントトランジスタＳ２がオフしてオフ容量Ｃｏｆｆ４と表される。
ここで、負荷側を見たときのインピーダンスＺは、式（１）で表される。本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１の経路で、伝送線路ＴＬ３及び伝送線路ＴＬ４の特性インピーダンスと終端インピーダンスＺｓ２が同じ値に設定されている。したがって、式（１）によりインピーダンスＺは、負荷インピーダンスＺｒとなり、伝送線路の特性インピーダンスは線路長さに依存しない。このため、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｒｘ１側への高周波信号Ｓｈｆ２の伝達量は、伝送線路ＴＬ３及び伝送線路ＴＬ４の配置による影響を受けず良好な値を維持し、劣化しない。
一方、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｔｘ１の経路では、シャントトランジスタＳ１を介して低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続されている。したがって、負荷インピーダンスＺｒは略０（ゼロ）Ωと表される。
高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）において、伝送線路ＴＬ１（λ／１２）と伝送線路ＴＬ２（λ／６）が直列接続されている。このため、２つの伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ２は、（λ／４）を有する伝送線路として表される。
Ｉ＝（λ／４）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、Ｚ≒∞（無限大）となる。共振回路１のインピーダンスＺもＺ≒∞に設定される。
したがって、端子Ｐａｎｔから端子Ｐｔｘ１側への高周波信号の漏えいを大幅に低減することができる。このため、高周波スイッチ回路７０では、挿入損失を大幅に改善することできる。
高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）の第２高調波（２ｆｏ）では、共振回路１の特性インピーダンスが略無限大に設定されている。第２高調波（２ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロ（Ｚ≒０）となる。
このため、第２高調波（２ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）と同じ周波数である高周波信号Ｓｈｆ１（第１高周波信号）の第３高調波（３ｆｏ）では、共振回路２の特性インピーダンスが略ゼロに設定されている。第３高調波（３ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロ（Ｚ≒０）となる。
このため、第３高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
図６に示すように、比較例の高周波スイッチ回路１００では、スルートランジスタＴ１と端子Ｐｔｘ１の間に伝送線路ＴＬ１及び伝送線路ＴＬ２設けられず、伝送線路ＴＬ１の他端と接地電位Ｖｓｓの間に共振回路１が設けられていないので、高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）の一部が直列接続されるオフ容量Ｃｏｆｆ３を介して端子Ｐｔｘ１側に漏えいする。高周波信号Ｓｈｆ２（第２高周波信号）の２次高調波、３次高調波の漏えいが発生する。
ここでは、伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ４は、第１及び第２高周波信号の周波数で線路長が（λ／１２）に設定され、伝送線路ＴＬ２と伝送線路ＴＬ３は、第１及び第２高周波信号の周波数で線路長が（λ／６）に設定されているが、所定の値の誤差があってもよい。
次に、高周波スイッチ回路の特性について、図７及び図８を参照して説明する。図７は本実施形態の高周波スイッチ回路のスミスチャートである。図８（ａ）は、第１及び第２高周波信号の二次高調波の漏えい電力を示す図であり、図８（ｂ）は、第１及び第２高周波信号の三次高調波の漏えい電力を示す図である。
ここでは、第１及び第２高周波信号（ｆｏ）を２ＧＨｚ、第１及び第２高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）を４ＧＨｚ、第１及び第２高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）を６ＧＨｚとした場合の特性図である。
図７に示すように、本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、第１及び第２高周波信号（ｆｏ）のインピーダンスＺは略無限大（Ｚ≒∞）となっている。第１及び第２高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）と第１及び第２高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）のインピーダンスＺは略ゼロ（Ｚ≒０）となっている。
本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）のインピーダンスＺを略ゼロ（Ｚ≒０）にできるので、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を測定限界近傍まで低下させることが可能となる。
一方、比較例の高周波スイッチ回路１００では、２次高調波、３次高調波の漏えいが発生する。
図８（ａ）に示すように、本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、二次高調波（２ｆｏ）での漏えい電力を比較例の高周波スイッチ回路１００よりも６５ｄＢｍと大幅に低減することができる。図８（ｂ）に示すように、本実施形態の高周波スイッチ回路７０では、三次高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を比較例の高周波スイッチ回路１００よりも６０ｄＢｍと大幅の低減することができる。
上述したように、本実施形態の高周波スイッチ回路では、共振回路１、共振回路２、シャントトランジスタＳ１、シャントトランジスタＳ２、スルートランジスタＴ１、スルートランジスタＴ２、伝送線路ＴＬ１、伝送線路ＴＬ２、伝送線路ＴＬ３、伝送線路ＴＬ４、端子Ｐａｎｔ、端子Ｐｒｘ１、端子Ｐｔｘ１、端子ＰＶｃ１、及び端子ＰＶｃ２が設けられる。
第１高周波信号と第２高周波信号（ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／４）を有する伝送線路として表される。第１高周波信号と第２高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／２）を有する伝送線路と表される。第１高周波信号と第２高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／２）を有する伝送線路と表される。
このため、高周波スイッチ回路７０では、挿入損失を大幅に改善することでき、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）のとき、漏えい電力を大幅に低減することができる。
なお、本実施形態では、伝送線路ＴＬ１の線路長を（λ／１２）とし、伝送線路ＴＬ２の線路長を（λ／６）とし、伝送線路ＴＬ３の線路長を（λ／６）とし、伝送線路ＴＬ４の線路長を（λ／１２）としているが必ずしもこれに限定されるものではない。伝送線路ＴＬ１の線路長を｛λ（ｎ＋（１／１２）｝とし、伝送線路ＴＬ２の線路長を｛λ（ｎ＋（１／６）｝とし、伝送線路ＴＬ３の線路長を｛λ（ｎ＋（１／６）｝とし、伝送線路ＴＬ４の線路長を｛λ（ｎ＋（１／１２）｝としてもよい。ここで、ｎはゼロ或いは１以上の整数である。
また、本実施形態では二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）の漏えい電力を低減するために、伝送線路ＴＬ１乃至ＴＬ４の線路長を上記値に設定し、共振回路１及び共振回路２を設けている。二次高調波（２ｆｏ）の漏えい電力だけを低減する場合、共振回路１及び共振回路２は不要となる。伝送線路ＴＬ１＋伝送線路ＴＬ２の線路長を第１高周波信号の波長（λ）×（ｍ／４）とし、伝送線路ＴＬ３＋伝送線路ＴＬ４の線路長を第２高周波信号の波長（λ）×（ｍ／４）とすればよい。ここで、ｍは１以上の整数である。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る高周波スイッチ回路について図面を参照して説明する。図９は高周波スイッチ回路を示す回路図である。本実施形態では、トランジスタを変更している。
以下、第１の実施形態と同一構成部分には、同一符号を付してその部分の説明を省略し、異なる部分のみ説明する。
図９に示すように、高周波スイッチ回路７０ａは、共振回路１、共振回路２、シャントトランジスタＳ１ａ、シャントトランジスタＳ２ａ、スルートランジスタＴ１ａ、スルートランジスタＴ２ａ、伝送線路ＴＬ１、伝送線路ＴＬ２、伝送線路ＴＬ３、伝送線路ＴＬ４、端子Ｐａｎｔ、端子Ｐｒｘ１、端子Ｐｔｘ１、端子ＰＶｃ１、及び端子ＰＶｃ２を有する。
シャントトランジスタＳ１ａは、一端が端子Ｐｔｘ１に接続され、制御端子に制御信号Ｓｓｇ２が入力され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。
スルートランジスタＴ１ａは、一端が伝送線路ＴＬ２の他端に接続され、制御端子に制御信号Ｓｓｇ１が入力され、他端が端子Ｐａｎｔに接続される。
スルートランジスタＴ２ａは、一端が端子Ｐａｎｔに接続され、制御端子に制御信号Ｓｓｇ２が入力され、他端が伝送線路ＴＬ３の一端に接続される。
シャントトランジスタＳ２ａは、一端が伝送線路ＴＬ４の他端及び端子Ｐｒｘ１に接続され、制御端子に制御信号Ｓｓｇ１が入力され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。
ここで、シャントトランジスタＳ１ａ、シャントトランジスタＳ２ａ、スルートランジスタＴ１ａ、スルートランジスタＴ２ａに、ＰＨＥＭＴ（Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor）（Ｒ）を用いている。ＰＨＥＭＴは、半導体ヘテロ接合に誘起された高移動度の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）をチャネルとし、チャネルを構成する材料を疑似格子整合する他の材料に変更した電界効果トランジスタである。ＰＨＥＭＴは、ＳＯＩ型ＭＯＳＦＥＴやＨＥＭＴよりも、例えば高周波化、ローノイズ化することが可能である。
上述したように、本実施形態の高周波スイッチ回路では、共振回路１、共振回路２、シャントトランジスタＳ１ａ、シャントトランジスタＳ２ａ、スルートランジスタＴ１ａ、スルートランジスタＴ２ａ、伝送線路ＴＬ１、伝送線路ＴＬ２、伝送線路ＴＬ３、伝送線路ＴＬ４、端子Ｐａｎｔ、端子Ｐｒｘ１、端子Ｐｔｘ１、端子ＰＶｃ１、及び端子ＰＶｃ２が設けられる。
このため、第１の実施形態と同様な効果を有する。
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係る高周波半導体集積回路としての高周波電力増幅回路について図面を参照して説明する。図１０は、高周波半導体集積回路としての高周波電力増幅回路を示す回路図である。図１１は、本実施形態の高周波電力増幅回路の等価回路図である。図１２は、比較例の高周波電力増幅回路を示す回路図である。
本実施形態では、ＮＰＮトランジスタの一端と電源の間に第１伝送線路と第２伝送線路を設け、第１伝送線路と第２伝送線路の間と接地電位の間に第１共振回路を設けることにより、漏えい信号を大幅に低減している。
図１０に示すように、高周波半導体集積回路としての高周波電力増幅回路８０は、電源３、共振回路１１、整合回路１２、コンデンサＣ３、ＮＰＮトランジスタＮＴ１、伝送線路ＴＬ１１、伝送線路ＴＬ１２、入力端子Ｐｉｎ、出力端子Ｐｏｕｔを有する。高周波電力増幅回路８０は、携帯電話、無線インフラ設備、衛星通信設備、或いはケーブルＴＶ設備などに多用される。高周波電力増幅回路８０は、高周波パワーアンプとも呼称される。
ＮＰＮトランジスタＮＴ１は、入力端子Ｐｉｎを介して、ベース（制御端子）に入力信号Ｓｉｎ（第１高周波信号）が入力され、コレクタ（一端）から入力信号Ｓｉｎを増幅した増幅信号を出力し、エミッタ（他端）が接地電位Ｖｓｓに接続される。ＮＰＮトランジスタＮＴ１には、例えば、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar transistor）が用いられる。なお、ＮＰＮトランジスタＮＴ１の代わりに、パワーＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor））（Ｒ）などを用いてもよい。
整合回路１２は、ＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端と出力端子Ｐｏｕｔの間に設けられ、増幅信号をインピーダンス整合し、インピーダンス整合された出力信号Ｓｏｕｔを出力端子Ｐｏｕｔに出力する。出力信号Ｓｏｕｔの周波数で、例えば５０Ωにインピーダンス整合される。
整合回路１２は、インダクタＬ２１とコンデンサＣ２１を有する。インダクタＬ２１は、一端がＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端に接続され、他端が出力端子Ｐｏｕｔに接続される。コンデンサＣ２１は、一端がインダクタＬ２１の他端に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。
伝送線路ＴＬ１２（第１伝送線路）は、一端がＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端に接続される。伝送線路ＴＬ１２（第１伝送線路）は、伝送される第１高周波信号（ＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端から出力される増幅信号）が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長（λ）の１／６となるように設定される。
伝送線路ＴＬ１１（第２伝送線路）は、一端が伝送線路ＴＬ１２の他端及び電源３の高電位側に接続される。伝送線路ＴＬ１１（第２伝送線路）は、伝送される伝送される第１高周波信号（ＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端から出力される増幅信号）が入力された場合、線路長が第１高周波信号の波長（λ）の１／１２となるように設定される。
共振回路１１（第１共振回路）は、一端が伝送線路ＴＬ１２の他端に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。共振回路１１は、直列接続されるインダクタＬ１１とコンデンサＣ１１から構成される。共振回路１は、第１高周波信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、第１高周波信号の三次高周波の周波数のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定される。
ここでは、インダクタＬ１１を伝送線路ＴＬ１２の他端側に設けて、コンデンサＣ１１を接地電位Ｖｓｓ側に設けているが、コンデンサＣ１１を伝送線路ＴＬ１２の他端側に設けて、インダクタＬ１１を接地電位Ｖｓｓ側に設けてもよい。
コンデンサＣ３は、一端がインダクタＬ１１の他端及び電源３の高電位側に接続され、他端が接地電位Ｖｓｓに接続される。コンデンサＣ３は、第１高周波信号（ｆｏ）以上でショートになるように比較的大きな容量を有する。例えば、第１高周波信号（ｆｏ）が２ＧＨｚの場合、コンデンサＣ３は、１００ｐＦ以上に設定される。
電源３は、高電位側がインダクタＬ１１の他端に接続され、低電位側が接地電位Ｖｓｓに接続される。電源３は、伝送線路ＴＬ１２及び伝送線路ＴＬ１１を介して、電源電圧ＶｃｃをＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端に供給する。
図１１に示すように、高周波電力増幅回路８０のＮＰＮトランジスタＮＴ１は、一端に電源電圧Ｖｃｃが印加され、ベースに入力信号Ｓｉｎ（第１高周波信号）が入力されると動作する電流源として表現できる。
図１２に示すように、比較例の高周波電力増幅回路８１は、電源３、整合回路１２、コンデンサＣ３、ＮＰＮトランジスタＮＴ１、入力端子Ｐｉｎ、出力端子Ｐｏｕｔを有する。比較例の高周波電力増幅回路８１は、本実施形態の高周波電力増幅回路８０から、伝送線路ＴＬ１１、伝送線路ＴＬ１２、共振回路１１を省略したものである。このため、高周波電力増幅回路８１の構成の説明は省略する。
次に、本実施形態の高周波電力増幅回路８０及び比較例の高周波電力増幅回路８１の動作について説明する。
本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、ＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端から第１高周波信号（ｆｏ）が伝送線路ＴＬ１２と伝送線路ＴＬ１１に伝送されると、伝送線路ＴＬ１２の線路長が第１高周波信号の波長の１／６となり、伝送線路ＴＬ１１の線路長が線路長が第１高周波信号の波長の１／１２となる。伝送線路ＴＬ１２と伝送線路ＴＬ１１は直列接続されているので、２つの伝送線路ＴＬ１２と伝送線路ＴＬ１１は、（λ／４）を有する伝送線路として表される。
第１の実施形態と同様に、Ｉ＝（λ／４）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、Ｚ≒∞（無限大）となる。共振回路１１のインピーダンスＺもＺ≒∞に設定される。
したがって、伝送線路ＴＬ１２と伝送線路ＴＬ１１、及び共振回路１１での第１高周波信号（ＮＰＮトランジスタＮＴ１の一端から出力される増幅信号）の漏えいを大幅に低減することができる。
第１高周波信号（ｆｏ）の第２高調波（２ｆｏ）では、共振回路１１の特性インピーダンスが略無限大に設定されている。第２高調波（２ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、第１の実施形態と同様に、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロとなる。
このため、第２高調波（２ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
第１高周波信号（ｆｏ）の第３高調波（３ｆｏ）では、共振回路１１の特性インピーダンスが略ゼロに設定されている。第３高調波（３ｆｏ）では、（λ／２）を有する伝送線路と表されるので、第１の実施形態と同様に、Ｉ＝（λ／２）を式（２）に代入すると、インピーダンスＺは、略ゼロとなる。
このため、第３高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を大幅に低減することができる。
次に、本実施形態の高周波電力増幅回路８０及び比較例の高周波電力増幅回路８１の特性について図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、本実施形態の高周波電力増幅回路のスミスチャートである。図１４（ａ）は、高周波信号の二次高調波の漏えい電力を示す図である。図１４（ｂ）は、高周波信号の三次高調波の漏えい電力を示す図である。
ここでは、第１高周波信号（ｆｏ）を２ＧＨｚ、第１高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）を４ＧＨｚ、第１高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）を６ＧＨｚとした場合の特性図である。
図１３に示すように、本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、第１高周波信号（ｆｏ）のインピーダンスＺは略無限大（Ｚ≒∞）となっている。第１高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）と第１高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）のインピーダンスＺは略ゼロ（Ｚ≒０）となっている。
本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）のインピーダンスＺを略ゼロ（Ｚ≒０）にできるので、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を測定限界近傍まで低下させることが可能となる。
一方、比較例の高周波電力増幅回路８１では、２次高調波、３次高調波の漏えいが発生する。
図１４（ａ）に示すように、本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、二次高調波（２ｆｏ）での漏えい電力を比較例の高周波電力増幅回路８１よりも６０ｄＢｍと大幅に低減することができる。図１４（ｂ）に示すように、本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、三次高調波（３ｆｏ）での漏えい電力を比較例の高周波電力増幅回路８１よりも５５ｄＢｍと大幅の低減することができる。
上述したように、本実施形態の高周波電力増幅回路８０では、電源３、共振回路１１、整合回路１２、コンデンサＣ３、ＮＰＮトランジスタＮＴ１、伝送線路ＴＬ１１、伝送線路ＴＬ１２、入力端子Ｐｉｎ、出力端子Ｐｏｕｔが設けられる。第１高周波信号（ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／４）を有する伝送線路として表される。第１高周波信号の二次高調波（２ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／２）を有する伝送線路と表される。第１高周波信号の三次高調波（３ｆｏ）のとき、伝送線路は（λ／２）を有する伝送線路と表される。
このため、二次高調波（２ｆｏ）と三次高調波（３ｆｏ）のとき、高周波電力増幅回路８０の漏えい電力を大幅に低減することができる。
実施形態では、高周波信号（ｆｏ）を２ＧＨｚに設定しているが、必ずしもこれに限定されるものではない。高周波信号（ｆｏ）を例えば、２．５ＧＨｚ、５ＧＨｚ、５．７ＧＨｚ等種々の高周波信号にも適用することができる。その場合、伝送線路の線路長を高周波信号の波長に合わせて選択する必要がある。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１、２、１１ 共振回路
３ 電源
１２ 整合回路
７０、７０ａ、１００ 高周波スイッチ回路
８０、８１ 高周波電力増幅回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ１１、Ｃ２１ コンデンサ
Ｃｏｆｆ１〜Ｃｏｆｆ４ オフ容量
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１１、Ｌ２１ インダクタ
ＮＴ１ ＮＰＮトランジスタ
Ｐａｎｔ、Ｐｒｘ１、Ｐｔｘ１、Ｐｖｃ１、ＰＶｃ１、ＰＶｃ２ 端子
Ｐｉｎ 入力端子
Ｐｏｕｔ 出力端子
Ｒｏｎ１〜Ｒｏｎ４ オン抵抗
Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ２、Ｓ２ａ シャントトランジスタ
Ｓｈｆ１、Ｓｈｆ２ 高周波信号
Ｓｉｎ 入力信号
Ｓｏｕｔ 出力信号
Ｓｓｇ１、Ｓｓｇ２ 制御信号
Ｔ１、Ｔ１ａ、Ｔ２、Ｔ２ａ スルートランジスタ
ＴＬ１〜ＴＬ４。ＴＬ１１、ＴＬ１２ 伝送線路
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｓｓ 接地電位
Ｚａ１〜Ｚａ３ 終端インピーダンス

Claims (8)

  1. 一端が第１端子に接続され、伝送される第１高周波信号が入力された場合、線路長が前記第１高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／１２）｝（ただし、ｎはゼロ或いは１以上の整数）となる第１伝送線路と、
    一端が前記第１伝送線路の他端に接続され、他端が接地電位に接続される第１共振回路と、
    一端が前記第１伝送線路の他端に接続され、伝送される前記第１高周波信号が入力された場合、線路長が前記第１高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／６）｝となる第２伝送線路と、
    一端が前記第２伝送線路の他端に接続され、他端が第２端子に接続され、制御端子に第１制御信号が入力される第１トランジスタと、
    一端が前記第２端子に接続され、制御端子に第２制御信号が入力される第２トランジスタと、
    一端が前記第２トランジスタの他端に接続され、伝送される第２高周波信号が入力された場合、線路長が前記第２高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／６）｝となる第３伝送線路と、
    一端が前記第３伝送線路の他端に接続され、他端が前記接地電位に接続される第２共振回路と、
    一端が前記第３伝送線路の他端に接続され、他端が第３端子に接続され、伝送される前記第２高周波信号が入力された場合、線路長が前記第２高周波信号の波長の｛ｎ＋（１／１２）｝となる第４伝送線路と、
    を具備することを特徴とする高周波半導体集積回路。
  2. 前記第１共振回路は、前記第１高周波信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、前記第１高周波信号の三次高周波の周波数のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定され、
    前記第２共振回路は、前記第２高周波信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、前記第２高周波信号の三次高周波のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定される
    ことを特徴とする請求項１に記載の高周波半導体集積回路。
  3. 前記第１及び第２共振回路は、直列接続されるインダクタとコンデンサから構成される
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波半導体集積回路。
  4. 一端が前記第１端子に接続され、他端が前記接地電位に設定され、制御端子に前記第２制御信号が入力される第３トランジスタと、
    一端が前記第４伝送線路の他端に接続され、他端が前記接地電位に設定され、制御端子に前記第１制御信号が入力される第４トランジスタと、
    を具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか1項に記載の高周波半導体集積回路。
  5. 前記第１及び第２トランジスタは、スルートランジスタであり、
    前記第３及び第４トランジスタはシャントトランジスタであり、
    前記高周波半導体集積回路は、高周波スイッチ回路である
    ことを特徴とする請求項５に記載の高周波半導体集積回路。
  6. 制御端子に第１高周波信号が入力され、一端から前記第１高周波信号を増幅した増幅信号を出力し、他端が接地電位に接続される第１トランジスタと、
    一端が前記第１トランジスタの一端に接続され、伝送される前記増幅信号が入力された場合、線路長が前記増幅信号の波長の｛ｎ＋（１／６）｝（ただし、ｎはゼロ或いは１以上の整数）となる第１伝送線路と、
    一端が前記第１伝送線路の他端に接続され、他端が前記接地電位に接続される第１共振回路と、
    一端が前記第１伝送線路の他端に接続され、他端が電源に接続され、伝送される前記増幅信号が入力された場合、線路長が前記増幅信号の波長の｛ｎ＋（１／１２）｝となる第２伝送線路と、
    を具備することを特徴とする高周波半導体集積回路。
  7. 前記第１共振回路は、前記増幅信号の二次高周波以下の周波数のときに特性インピーダンスが略無限大に設定され、前記増幅信号の三次高周波の周波数のときに特性インピーダンスが略ゼロに設定される
    ことを特徴とする請求項６に記載の高周波半導体集積回路。
  8. 前記第１共振回路は、直列接続されるインダクタとコンデンサから構成されることを特徴とする請求項６又は７に記載の高周波半導体集積回路。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10056901B2 (en) * 2016-02-11 2018-08-21 Skyworks Solutions, Inc. Impedance control in radio-frequency switches
CN109245735B (zh) * 2018-10-18 2023-10-27 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种基于二次谐波注入技术的高效率j类堆叠功率放大器
CN109558699B (zh) * 2019-01-22 2023-06-09 上海华虹宏力半导体制造有限公司 一种获取高频应用电阻模型电压系数的方法及系统
CN110350874B (zh) * 2019-07-09 2023-03-21 电子科技大学 一种具有谐波抑制能力的微带功率放大器
CN113285697B (zh) * 2021-05-31 2023-04-18 电子科技大学 一种匹配可重构的超宽带单刀多掷射频开关

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3037850B2 (ja) * 1993-04-30 2000-05-08 アルプス電気株式会社 高周波増幅器
JPH07245501A (ja) * 1994-03-04 1995-09-19 Nec Corp 高周波用バイアスチョーク回路
JP3663397B2 (ja) * 2002-08-30 2005-06-22 株式会社東芝 高周波電力増幅器
US6980057B2 (en) * 2003-06-26 2005-12-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power amplifier, power distributor, and power combiner
WO2008018338A1 (fr) * 2006-08-08 2008-02-14 National University Corporation The University Of Electro-Communications Circuit de traitement d'harmoniques et circuit d'amplification mettant en oeuvre ce circuit de traitement
EP2124329A4 (en) * 2006-11-30 2011-01-12 Mitsubishi Electric Corp HIGH FREQUENCY AMPLIFICATION

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