KR20130112963A - 무선 전력 송신을 위한 송신기들 - Google Patents

무선 전력 송신을 위한 송신기들 Download PDF

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Abstract

무선 전력 송신기 (300) 는 루프 인덕터 (480) 및 안테나 캐패시턴스 (CA) 를 포함하는 공진 탱크로서 구성된 송신 안테나 (304) 를 포함한다. 송신기는 송신 안테나와 증폭기 사이에서 동작가능하게 커플링된 매칭 회로 (308) 및 송신 안테나를 구동시키도록 구성된 클래스-E 증폭기 (306) 를 더 포함한다. 매칭 회로는 인덕턴스 (LF) 및 캐패시턴스 (CF) 를 포함한다. 증폭기의 매칭 회로 및 인덕턴스 (L2) 의 인덕턴스 (LF) 는 단일의 인덕터 (478) 에 의해 실현될 수도 있다. 또한, 매칭 회로의 캐패시턴스 (CF) 및 안테나 캐패시턴스 (CA) 는 단일의 캐패시터 (482) 에 의해 실현될 수도 있다. 수신기 (608) 는 병렬 공진기를 포함하는 수신 안테나 (618) 및 적어도 2 개의 정류 다이오드들을 포함하는 정류기 회로 (600) 를 포함한다.

Description

무선 전력 송신을 위한 송신기들{TRANSMITTERS FOR WIRELESS POWER TRANSMISSION}
35 U.S.C.§119 하의 우선권의 주장
본원은 다음의 출원들에 대해 35 U.S.C.§119(e) 하에서 우선권을 주장한다.
본원에 개시 전체가 참조로 통합된, 2008년 9월 19일자로 출원된 발명의 명칭이 "MAGNETIC POWER USING A CLASS E AMPLIFIER" 인 미국 가특허 출원 제 61/098,742 호.
본원에 개시 전체가 참조로 통합된, 2008년 9월 17일자로 출원된 발명의 명칭이 "HIGH EFFICIENCY TECHNIQUES AT HIGH FREQUENCY" 인 미국 가특허 출원 제 61/097,859 호.
본원에 개시 전체가 참조로 통합된, 2009년 1월 24일자로 출원된 발명의 명칭이 "WIRELESS POWER ELECTRONIC CIRCUIT" 인 미국 가특허 출원 제 61/147,081 호.
본원에 개시 전체가 참조로 통합된, 2009년 6월 19일자로 출원된 발명의 명칭이 "DEVELOPMENT OF HF POWER CONVERSION ELECTRONICS" 인 미국 가특허 출원 제 61/218,838 호.
분야
본 발명은 일반적으로 무선 충전에 관한 것으로, 더 구체적으로, 휴대용 무선 충전 시스템들에 관련된 디바이스들, 시스템들, 및 방법들에 관한 것이다.
배경
통상적으로, 무선 전자 디바이스와 같은 각각의 전력 디바이스는 그 자신의 유선 충전기 및 전력 소스를 요구하며, 그 전력 소스는 일반적으로 교류 전류 (AC) 전력 콘센트이다. 그러한 유선 구성은, 다수의 디바이스들이 충전을 필요로 하는 경우에 다루기 어렵게 된다. 충전될 전자 디바이스에 커플링된 수신기와 송신기 사이에서 공중 경유 (over-the-air) 또는 무선 전력 송신을 사용하는 접근법들이 개발되고 있다. 수신 안테나는 방사된 전력을 수집하고, 그 전력을 디바이스에 전력공급하거나 또는 디바이스의 배터리를 충전하는데 사용가능한 전력으로 정류한다. 무선 에너지 송신은, 송신 안테나, 수신 안테나, 및 전력공급되거나 또는 충전될 호스트 전자 디바이스에 임베딩된 정류 회로 사이의 커플링에 기초할 수도 있다. 송신 안테나들을 포함하는 송신기들은 비교적 작은 볼륨, 고 효율, 저 BOM (Bill Of Materials), 및 고 신뢰성과 같은 상충되는 설계 제약들에 직면한다. 따라서, 다양한 설계 목적들을 만족시키는 무선 전력 송신을 위한 송신기 설계를 개선할 필요가 있다.
도 1은 무선 전력 송신 시스템의 간략화된 블록도를 예시한다.
도 2는 무선 전력 송신 시스템의 간략화된 개략도를 예시한다.
도 3은 예시적인 실시형태들에 따른 루프 안테나의 개략도를 예시한다.
도 4는 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력 송신 시스템의 기능 블록도를 예시한다.
도 5는 예시적인 실시형태들에 따른 무선 전력 송신기의 블록도를 예시한다.
도 6a 및 도 6b는 예시적인 실시형태에 따른 파형들을 포함하는 클래스-E 증폭기를 예시한다.
도 7은 예시적인 실시형태에 따른 로딩된 비대칭 클래스-E 증폭기의 회로도를 예시한다.
도 8은 예시적인 실시형태에 따른 로딩된 대칭 클래스-E 증폭기의 회로도를 예시한다.
도 9는 예시적인 실시형태에 따른 로딩된 듀얼 하프 브리지 증폭기 (dual half bridge amplifier) 의 회로도를 예시한다.
도 10은 예시적인 실시형태에 따른 파형을 포함하는 필터 및 매칭 회로의 회로도를 예시한다.
도 11a 및 도 11b는 예시적인 실시형태들에 따른 중간 구동기 회로들의 회로도들을 예시한다.
도 12는 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력 송신기의 부분들의 회로도를 예시한다.
도 13은 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력을 송신하는 방법의 플로우차트이다.
도 14는 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력 수신기의 회로도를 예시한다.
본 명세서에서, "예시적인" 이라는 단어는 "예, 실례, 또는 예시로서 기능하는" 을 의미하기 위해 사용된다. "예시적인" 으로서 본 명세서에서 설명된 임의의 실시형태는 다른 실시형태들에 비해 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석될 필요는 없다.
첨부된 도면들에 관련하여 이하 제시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태들의 설명으로서 의도되며, 본 발명이 실시될 수 있는 실시형태들만을 나타내도록 의도된 것이 아니다. 본 설명 전반에 걸쳐 사용되는 "예시적인" 이라는 용어는 "예, 실례, 또는 예시로서 기능하는" 을 의미하며, 다른 예시적인 실시형태들에 비해 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석될 필요는 없다. 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태들의 포괄적인 이해를 제공하는 목적을 위한 특정 세부사항들을 포함한다. 본 발명의 예시적인 실시형태들이 이들 특정 세부사항들이 없이도 실시될 수도 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 몇몇 경우들에서, 공지의 구조들 및 디바이스들은 본 명세서에서 제시되는 예시적인 실시형태들의 신규성을 불명확하게 하는 것을 회피하기 위해 블록도 형태로 도시된다.
본 명세서에서, "무선 전력" 이라는 용어는, 전기장들, 자기장들, 전자기장들과 연관된 에너지의 임의의 형태, 또는 그렇지 않으면, 물리적인 전자기 도체들의 사용 없이 송신기로부터 수신기로 송신되는 에너지의 임의의 형태를 의미하기 위해 사용된다. 본 명세서에서, 시스템에서의 전력 변환은, 예컨대 이동 전화기들, 코드리스 전화기들, iPod®, MP3 플레이어들, 헤드셋들 등을 포함하는 디바이스들을 무선으로 충전하기 위해 설명된다. 일반적으로, 무선 에너지 전달의 일 기본 원리는, 예컨대 30 ㎒ 미만의 주파수들을 사용하는 자기 커플링된 공진 (즉, 공진 유도) 을 포함한다. 그러나, 예컨대 135 ㎑ (LF) 또는 13.56 ㎒ (HF) 미만과 같은, 비교적 높은 방사 레벨들에서의 라이센스-면제 운용이 허가되는 주파수들을 포함하는 다양한 주파수들이 채용될 수도 있다. 무선 주파수 식별 (RFID) 시스템들에 의해 일반적으로 사용되는 이들 주파수들에서, 시스템들은 유럽에서의 EN 300330 또는 미국에서의 FCC Part 15 norm 과 같은 간섭 및 안전 표준들에 따라야만 한다. 한정이 아닌 예시로써, 본 명세서에서, LF 및 HF 라는 약어들이 사용되며, "LF" 는 f0 = 135 ㎑ 를 지칭하고, "HF" 는 f0 = 13.56 ㎒ 를 지칭한다.
도 1은 다양한 예시적인 실시형태들에 따른 무선 전력 송신 시스템 (100) 을 예시한다. 입력 전력 (102) 이 송신기 (104) 에 제공되어, 에너지 전달을 제공하기 위한 자기장 (106) 을 생성한다. 수신기 (108) 는 자기장 (106) 에 커플링하고, 출력 전력 (110) 에 커플링된 디바이스 (미도시) 에 의한 저장 또는 소모를 위한 출력 전력 (110) 을 생성한다. 송신기 (104) 및 수신기 (108) 양자 모두는 거리 (112) 만큼 분리된다. 일 예시적인 실시형태에서, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 는 상호 공진 (mutual resonant) 관계에 따라 구성되며, 수신기 (108) 의 공진 주파수와 송신기 (104) 의 공진 주파수가 매칭되는 경우에, 수신기 (108) 가 자기장 (106) 의 "근접장" 에 위치될 때 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 송신 손실들이 최소가 된다.
송신기 (104) 는 에너지 송신을 위한 수단을 제공하는 송신 안테나 (114) 를 더 포함하며, 수신기 (108) 는 에너지 수신 또는 커플링을 위한 수단을 제공하는 수신 안테나 (118) 를 더 포함한다. 송신 및 수신 안테나들은 이들과 연관될 애플리케이션들 및 디바이스들에 따라 사이징 (size) 된다. 언급된 바와 같이, 전자기파 형태의 원격장으로 대부분의 에너지를 전파하는 것보다, 송신 안테나의 근접장에서 에너지의 대부분을 수신 안테나에 커플링시킴으로써, 효율적인 에너지 전달이 발생한다. 이 근접장에서, 송신 안테나 (114) 와 수신 안테나 (118) 사이에서 커플링이 확립될 수도 있다. 본 명세서에서, 이러한 근접장 커플링이 발생할 수도 있는 안테나들 (114 및 118) 주위의 영역은 커플링-모드 영역이라 지칭된다.
도 2는 무선 전력 송신 시스템의 간략화된 개략도를 도시한다. 입력 전력 (102) 에 의해 구동되는 송신기 (104) 는 발진기 (122), 전력 증폭기 또는 전력 스테이지 (124), 및 필터 및 매칭 회로 (126) 를 포함한다. 발진기는 원하는 주파수를 생성하도록 구성되며, 이것은 조정 신호 (123) 에 응답하여 조정될 수도 있다. 발진기 신호는 제어 신호 (125) 에 응답하는 증폭량으로 전력 증폭기 (124) 에 의해 증폭될 수도 있다. 필터 및 매칭 회로 (126) 는 고조파들 또는 다른 원하지 않는 주파수들을 필터링하고, 송신 안테나 (114) 에 송신기 (104) 의 임피던스를 매칭시키기 위해 포함될 수도 있다.
전자 디바이스 (120) 는 수신기 (108) 를 포함하며, 그 수신기 (108) 는 매칭 회로 (132), 및 정류기 및 스위칭 회로 (134) 를 포함하여 DC 전력 출력을 생성함으로써, 도 2에서 도시된 배터리 (136) 를 충전하거나 또는 수신기에 커플링된 디바이스 일렉트로닉스 (미도시) 에 전력공급할 수도 있다. 매칭 회로 (132) 는 수신 안테나 (118) 에 수신기 (108) 의 임피던스를 매칭시키기 위해 포함될 수도 있다.
도 3에서 예시된 바와 같이, 예시적인 실시형태들에서 사용되는 안테나들은 "루프" 안테나 (150) 로서 구성될 수도 있으며, 그 루프 안테나 (150) 는 또한 "자기", "공진" 또는 "자기 공진" 안테나로서 본 명세서에서 지칭될 수도 있다. 루프 안테나들은 페라이트 코어 (ferrite core) 와 같은 물리적인 코어 또는 공심 코어 (air core) 를 포함하도록 구성될 수도 있다. 또한, 공심 코어 루프 안테나는 코어 영역 내의 다른 컴포넌트들의 배치를 허용한다. 또한, 공심 코어 루프는, 송신 안테나 (114) (도 2) 의 커플링된-모드 영역이 더 효과적일 수도 있는 송신 안테나 (114) (도 2) 의 평면 내의 수신 안테나 (118) (도 2) 의 배치를 더 용이하게 가능하게 할 수도 있다.
언급된 바와 같이, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 에너지의 효율적인 전달은, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 매칭되거나 또는 거의 매칭된 공진 동안에 발생한다. 그러나, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 공진이 매칭되지 않더라도, 더 낮은 효율로 에너지가 전달될 수도 있다. 송신 안테나로부터 자유 공간으로 에너지를 전파하는 것보다, 송신 안테나의 근접장으로부터의 에너지를 그러한 근접장이 확립되는 인근에 존재하는 수신 안테나에 커플링시킴으로써 에너지의 전달이 발생한다.
루프 안테나들의 공진 주파수는 인덕턴스 및 캐패시턴스에 기초한다. 루프 안테나에서의 인덕턴스는 일반적으로 루프에 의해 생성된 인덕턴스인 반면에, 캐패시턴스는 일반적으로 루프 안테나의 인덕턴스에 부가되어 원하는 공진 주파수에서의 공진 구조를 생성한다. 비한정적인 예로서, 캐패시터 (152) 및 캐패시터 (154) 가 안테나에 부가되어, 정현 또는 준-정현 신호 (156) 를 생성하는 공진 회로를 생성할 수도 있다. 따라서, 더 큰 직경의 루프 안테나들에 대해, 공진을 유도하는데 필요한 캐패시턴스의 사이즈는 루프의 직경 또는 인덕턴스가 증가함에 따라 감소한다. 또한, 루프 안테나의 직경이 증가함에 따라, 근접장의 효율적인 에너지 전달 영역이 "근방 (vicinity)" 커플링된 디바이스들에 대해 증가한다. 당연히, 다른 공진 회로들이 가능하다. 다른 비한정적인 예로서, 루프 안테나의 2 개의 단자들 사이에서 병렬로 캐패시터가 배치될 수도 있다. 또한, 당업자는, 송신 안테나들에 대해, 공진 신호 (156) 가 루프 안테나 (150) 로의 입력일 수도 있다는 것을 인식할 것이다.
본 발명의 예시적인 실시형태들은 서로의 근접장들에 있는 2 개의 안테나들 사이에서 전력을 커플링시키는 것을 포함한다. 언급된 바와 같이, 근접장은, 전자기장들이 존재하지만 안테나로부터 전파되거나 또는 방사되지 않을 수도 있는 안테나 주위의 영역이다. 통상적으로, 이들은 안테나의 물리적인 볼륨에 가까운 볼륨으로 한정된다. 본 발명의 예시적인 실시형태들에서, 안테나들을 가능하게 둘러싸는 대부분의 환경이 유전체이고, 따라서 전기장과 비교하여 자기장에 대해 더 적은 영향을 미치므로, 단일 및 멀티-턴 루프 안테나들과 같은 안테나들이 송신 (Tx) 및 수신 (Rx) 안테나 시스템들 양자 모두에 대해 사용된다. 또한, 주로 "전기" 안테나들 (예컨대, 다이폴들 및 모노폴들) 로 구성된 안테나 또는 자기 및 전기 안테나들의 조합이 또한 고려된다.
*Tx 안테나는, 이전에 언급된 원격장 및 유도성 접근법들에 의해 허용되는 것보다 상당히 더 먼 거리들에 있는 작은 Rx 안테나에 대한 양호한 커플링 효율 (예컨대, > 10%) 을 달성하기에 충분히 큰 안테나 사이즈 및 충분히 낮은 주파수로 동작될 수 있다. Tx 안테나가 정확하게 사이징되는 경우에, 구동되는 Tx 루프 안테나의 커플링-모드 영역 (즉, 근접장 이내 또는 강하게 커플링된 체제) 내에 호스트 디바이스 상의 Rx 안테나가 배치되면 고 커플링 효율들 (예컨대, 30%) 이 달성될 수 있다.
본 명세서에서 설명되는 바와 같이, "근접 (proximity)" 커플링 및 "근방 (vicinity)" 커플링은 안테나/커플링 네트워크에 대해 전력 소스/싱크를 적응시키기 위한 상이한 매칭 접근법들을 요구할 수도 있다. 또한, 다양한 예시적인 실시형태들은, LF 및 HF 애플리케이션들 양자 모두, 및 송신기 및 수신기에 대해 시스템 파라미터들, 설계 타겟들, 구현 변형들, 및 사양들을 제공한다. 예컨대 특정 전력 변환 접근법과 더 양호하게 매칭하도록 요구되는 이들 파라미터들 및 사양들의 일부는 변화할 수도 있다. 시스템 설계 파라미터들은 다양한 우선순위들 및 트레이드오프들을 포함할 수도 있다. 구체적으로, 송신기 및 수신기 서브시스템 고려사항들은 저-비용 구현을 발생시키는 회로의 저 복잡성, 고 송신 효율을 포함할 수도 있다.
도 4는 예시적인 실시형태에 따른 송신기와 수신기 사이의 직접장 (direct field) 커플링에 대해 구성된 무선 전력 송신 시스템의 기능 블록도를 예시한다. 무선 전력 송신 시스템 (200) 은 송신기 (204) 및 수신기 (208) 를 포함한다. 송신기 (204) 에 입력 전력 (PTXin) 이 제공되어 주로 비-방사장 (non-radiative field) 을 생성하며, 직접장 커플링 (206) 이 커플링 인자 k 에 의해 정의되어 에너지 전달을 제공한다. 수신기 (208) 는 비-방사장 (206) 에 직접적으로 커플링하고, 출력 포트 (210) 에 커플링된 배터리 또는 부하 (236) 에 의한 저장 또는 소모를 위한 출력 전력 (PRXout) 을 생성한다. 송신기 (204) 및 수신기 (208) 양자 모두는 소정의 거리 만큼 분리된다. 일 예시적인 실시형태에서, 송신기 (204) 및 수신기 (208) 는 상호 공진 관계에 따라 구성되며, 수신기 (208) 가 송신기 (204) 에 의해 생성된 방사된 장의 "근접장" 에 위치되는 동안, 수신기 (208) 의 공진 주파수, 즉 f0 와 송신기 (204) 의 공진 주파수가 매칭될 때 송신기 (204) 와 수신기 (208) 사이의 송신 손실들이 최소가 된다.
송신기 (204) 는 에너지 송신을 위한 수단을 제공하는 송신 안테나 (214) 를 더 포함하며, 수신기 (208) 는 에너지 수신을 위한 수단을 제공하는 수신 안테나 (218) 를 더 포함한다. 송신기 (204) 는 적어도 부분적으로 AC-AC 변환기로서 기능하는 송신 전력 변환 유닛 (220) 을 더 포함한다. 수신기 (208) 는 적어도 부분적으로 AC-DC 변환기로서 기능하는 수신 전력 변환 유닛 (222) 을 더 포함한다.
송신 안테나 (214) 및 수신 안테나 (218) 양자 모두가 공통 공진 주파수로 튜닝되는 경우에, 자기장을 통해 송신 안테나 (214) 로부터 수신 안테나 (218) 로 에너지를 효율적으로 커플링할 수 있는 공진 구조를 형성하는, 용량적으로 로딩된 와이어 루프들 또는 멀티-턴 코일들을 사용하는 다양한 송신기 구성들이 본 명세서에서 설명된다. 따라서, 강하게 커플링된 체제의 전자 디바이스들 (예컨대, 이동 전화기들) 의 고 효율 무선 충전이 설명되며, 여기서 송신 안테나 (214) 및 수신 안테나 (218) 는 매우 근접하여, 통상적으로 30 % 를 넘는 커플링 인자들을 발생시킨다. 따라서, 와이어 루프/코일 안테나 및 송신 전력 변환 유닛으로 구성된 다양한 송신기 개념들이 본 명세서에서 설명된다.
도 5는 예시적인 실시형태들에 따른 무선 전력 송신기의 블록도를 예시한다. 송신기 (300) 는 송신 전력 변환 유닛 (302) 및 송신 안테나 (304) 를 포함한다. 송신 전력 변환 유닛 (302) 은 송신 안테나 (304) 를 구동시키기 위해 사용되는 증폭기 (306) 를 포함하며, 그 증폭기 (306) 의 예는 클래스-E 증폭기이다. 필터 및 매칭 회로 (308) 는 증폭기 (306) 에 의해 생성된 구동 신호의 필터링 및/또는 부하 매칭 (load matching) 을 제공한다. 클래스-E 증폭기 (306) 에 관련하여 사용되는 "증폭기" 라는 용어는, 증폭이 매우 비선형적이고 주목적이 무선 전력을 위한 실질적으로 비변조된 신호를 생성하는 것이기 때문에, "인버터 (inverter)", "초퍼 (chopper)", 또는 "전력 스테이지 (power stage)" 에 또한 대응한다.
송신 전력 변환 유닛 (302) 은 중간 구동기 (312) 로의 실질적으로 비변조된 신호를 생성하는 발진기 (310) 를 더 포함하며, 차례로 중간 구동기 (312) 는 증폭기 (306) 를 구동시킨다. 발진기 (310) 는 50 % 듀티 싸이클을 갖는 구형파 신호를 제공하는 안정적인 주파수 소스로서 구현될 수도 있다. 중간 구동기 (312) 는 증폭기 (306) 내의 트랜지스터들 (예컨대, MOSFET들) 을 제어하기 위한 적절한 구동을 제공하도록 구성된다. 발진기 (310), 중간 구동기 (312), 및 증폭기 (306) 에 의해 요구되는 상이한 동작 전압들은 입력 전압 (316) 에 응답하여 DC/DC 변환기 (314) 에 의해 생성된다. 일 예시적인 실시형태에서, 증폭기 (306) 는 13.56 ㎒ 의 주파수에서 발진기 신호 (318) 를 수신하고, 그 발진기 신호를 예컨대 대략 7 와트 정도의 전력 레벨로 증폭한다.
도 5의 예시적인 실시형태는 감소된 수의 컴포넌트들에 기초한 구현을 제공하며, 고정된 듀티 싸이클 동작으로 인해, 듀티 싸이클을 제어하기 위한 부가적인 회로를 필요로 하지 않는다. 또한, 도 5의 예시적인 실시형태는 단일의 트랜지스터로 구현되어, 클래스-E 동작에 대해 필요한 공진 부하 네트워크로 인한 출력 신호 상에서의 저 고조파 콘텐츠를 발생시킬 수 있다.
또한, 구현에 의해, 필터 및 매칭 회로 (308), 및 증폭기 (306) 의 클래스-E 구현을 설계하기 위해, 증폭기 (306) 의 클래스-E 동작을 위한 안테나 입력 임피던스 (322) 및 부하 임피던스 (320) 의 범위가 특징지어질 필요가 있다. 본 명세서의 추가적인 도면들 및 설명은 이들 임피던스들을 결정하기 위한 측정들 및 모델링을 개시한다.
도 6a는 예시적인 실시형태에 따른 클래스-E 증폭기로서 구성된 증폭기를 예시한다. 송신기의 예는, 예컨대 13.56 ㎒ 에서 동작하는 무선 전력 송신기에 적합한 다양한 증폭기들로 구성된다. 클래스-E 증폭기 (320) 는 능동 디바이스 스위치 (330), 부하 네트워크 (332), 및 순수 저항성 부하인 것으로 예시된 부하 (334) 를 포함한다. 도 6a의 클래스-E 증폭기 (320) 는 싱글-엔디드 클래스-E 증폭기를 예시한다.
인덕터 L1 (340), 캐패시터 C1 (338), 캐패시터 C2 (336), 및 인덕터 L2 (334) 를 포함하는 부하 네트워크 (332) 는, 능동 디바이스 스위치 (330) 가 제로-전압 및 제로-전류 조건들 하에서 스위칭하는 방식으로 전류 및 전압 파형을 형상화하기 위해 사용된다. 이는, 비효율에 대한 주 기여자가 능동 디바이스 스위치 (330) 에서 발생하는 전력 손실이므로, 스위칭 손실들을 크게 감소시킨다. 또한, 능동 디바이스 스위치 (330) (일반적으로 FFT) 의 기생 캐패시턴스 (미도시) 가 캐패시터 C1 (338) 의 일부로서 사용되어, 기생 캐패시턴스의 부정적인 영향이 제거된다.
도 6b는 클래스-E 구성에서의 능동 디바이스 스위치 (330) 의 결과적인 전압 및 전류 파형들을 예시한다. 스위치-온 순간 (플롯의 중심) 에서, 능동 디바이스 스위치 (330) 상의 전류 및 전압은 거의 제로여서, 감소된 스위칭 손실들로 인도한다. 전류가 이미 제로인 경우에만 전압이 상승하는 스위치-오프 순간 (플롯의 끝) 에서도 마찬가지이다.
클래스-E 증폭기 (306) 에 대한 컴포넌트들은 다음의 식에 따라 결정될 수도 있다.
Figure pat00001
Figure pat00002
Figure pat00003
Figure pat00004
Figure pat00005
Figure pat00006
(이 식은 원래 클래스 E 증폭기의 발명자인 Nathan O. Sokal 에 의해 제공되었다. 여기서 일부 참조되어야 한다 (예컨대, Sokal N.O., Sokal A. D., "Class E - a New Class of High Efficiency Tuned Single Ended Switching Power Amplifiers" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, June 1975).)
구현에 의해, 부하 네트워크의 품질 인자 (QL = ωL2/RLoad) 가 1.7879 보다 더 커야만 하며, 그렇지 않으면, 캐패시터 C2 (336) 가 음이 되고, 클래스-E 구성이 동작불능이 된다. 또한, 캐패시터 C2 (336) 가 능동 디바이스 스위치 (330) 의 컬렉터-이미터 캐패시턴스 (또는 드레인-소스 캐패시턴스) 보다 더 커야만 한다. 따라서, 부하 네트워크의 모든 컴포넌트들은 RLoad 에 의존한다. RLoad 가 무선 전력의 경우에 수신기에 대한 커플링 인자 (k) 에 따라 변화하므로, 부하 네트워크는 동적으로 조정되어야만 하거나, 또는 모든 동작 조건들을 고려하는 양호한 트레이드-오프에 대해 설계될 필요가 있다.
도 6a의 클래스-E 증폭기 (320) 는 무선 전력 송신에 대해 적응될 수 있다. 도 7은 예시적인 실시형태에 따른 비대칭 클래스-E 증폭기 (350) 의 회로도를 예시한다. 송신 안테나 입력 포트에서, 자기적으로 커플링된 송신 안테나 및 로딩된 수신 안테나로 구성된 커플링 네트워크는 L-R 회로 (도 7에서의 등가 저항 R_eqv (362) 및 등가 인덕턴스 L_ eqv (364)) 에 의해 제 1 근사로 표현될 수 있다. 등가 인덕턴스 L_ eqv (364) 는 부하 네트워크의 일부가 되며 (도 6a의 컴포넌트 인덕터 L2 (334) 와 비교), 등가 저항 R_ eqv (362) 는 부하 저항이 된다. 결국, 인덕터 L_ eqv (364) 는 부가적인 직렬 인덕터에 의해 보충되어, 부하 네트워크의 품질 인자 (quality factor) 를 증가시킨다. 품질 인자는 1.79 를 넘어야 하며, 그렇지 않으면, 클래스-E 증폭기 (350) 는 식 1 내지 식 6 에 대하여 예시된 바와 같이 적절하게 설계될 수 없다.
공급 전압 (352) 은 전력을 제공하며, 그 전력으로부터, 능동 디바이스 스위치 (358) 를 구동시키는 제어 신호 (356) 의 스위칭에 기초하여, RF 신호들이 생성된다. 부하 네트워크 회로는 인덕터 L1 (354), 캐패시터 C1 (360), 및 캐패시터 C2 (368) 를 포함한다.
클래스-E 증폭기 (350) 는 안테나 전류에서 고조파 콘텐츠를 생성할 수도 있다. 짝수차 고조파들을 제거하기 위해, 대칭 클래스-E 스테이지가 사용될 수도 있다. 홀수차 고조파들은 부가적인 필터링 회로로 필터링될 필요가 있다. 도 8은 예시적인 실시형태에 따른 클래스-E 증폭기 (400) 의 회로도를 예시한다. 대칭 클래스-E 증폭기 (400) 는, 제 1 클래스-E 스테이지 (416), 및 제 1 클래스-E 스테이지 (416) 의 미러로서 구성된 제 2 클래스-E 스테이지 (420) 를 포함하는 비대칭 클래스-E 증폭기 (350) (도 7) 의 확장이다. 신호 생성기들 (406, 426) 은 서로 180 °위상 시프트되어 동작하고, 180 °위상 시프트된 파형들에서 스위치들 (408, 428) 을 각각 구동시켜서 푸시-풀 (push-pull) 동작을 발생시킨다.
2 개의 스테이지들은 등가 저항 R_ eqv (412) 및 등가 인덕턴스 L_ eqv (414) 를 포함하는 동일한 부하를 공유한다. 등가 저항 R_ eqv (412) 및 등가 인덕턴스 L_eqv (414) 가 도 7의 비대칭 클래스-E 증폭기 (350) 와 비교하여 변화되지 않고 유지되는 경우에, 캐패시터들 C1 내지 C4 (410, 418, 430, 438) 의 캐패시턴스는 클래스 E 동작을 유지하기 위해 2배가 되어야만 할 것이다. 이는, 스위치 (408, 428) 마다 보여지는 유효 인덕턴스가 등가 인덕턴스 L_ eqv 의 절반인 사실에 의해 설명될 수 있다 (즉, 인덕턴스 L_ eqv 가 2 개의 동일한 절반들로 분할되고, 대칭점에서 접지된다).
제 1 클래스-E 스테이지 (416) 에서, 공급 전압 (402) 은 전력을 제공하며, 그 전력으로부터, 능동 디바이스 스위치 (408) 를 구동시키는 제어 신호 (406) 의 스위칭에 기초하여, RF 신호들이 생성된다. 제 1 부하 네트워크 회로는 인덕터 L1 (404), 캐패시터 C1 (410), 및 캐패시터 C2 (418) 를 포함한다. 제 2 클래스-E 스테이지 (420) 에서, 공급 전압 (422) 은 전력을 제공하며, 그 전력으로부터, 능동 디바이스 스위치 (428) 를 구동시키는 제어 신호 (426) 의 스위칭에 기초하여, RF 신호들이 생성된다. 제 2 부하 네트워크 회로는 인덕터 L2 (424), 캐패시터 C3 (430), 및 캐패시터 C4 (438) 를 포함한다.
대칭 클래스-E 증폭기 (400) 는 송신 안테나에 제공되는 전류에서 짝수차 고조파 콘텐츠를 더 제거한다. 그러한 짝수차 고조파 감소는, 그렇지 않으면 보충 제 2 고조파 필터링을 보충하기 위해 필요하게 될 필터링 회로를 감소시킨다. 또한, 이는, 양자 모두가 동일한 공급 전압으로부터 동작되는 경우에, 비대칭 클래스-E 스테이지와 비교하여 더 높은 RF 출력 전력을 제공할 수 있다.
전자 디바이스의 수신기의 (송신기에 대하여) 다양한 전자 디바이스들 또는 다양한 수신기 위치들이 상이한 부하 조건들을 발생시키기 때문에, 클래스-E 증폭기는 상이한 부하 조건들 하에서 안정적으로 유지되는 것이 바람직하다. 클래스-E 증폭기의 부하 네트워크를 적응시키지 않으면서 클래스-E 증폭기에 대한 부하 조건을 변화시키는 것은 능동 컴포넌트들에 대해 감소된 효율, 결국 더 높은 스트레스로 인도할 것이다. 그러나, 부하 변화의 타입에 따라, 충격이 더 작거나 또는 더 클 수 있다. 표 1에서 리스트된 컴포넌트 값들에 따라 다양한 테스트 케이스들이 시뮬레이트되었다.
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표 1: 클래스-E 증폭기들 및 이들의 컴포넌트 값들에 대한 시뮬레이트된 테스트 케이스들 (주의: RL = 타겟 부하 저항, Vcc = 클래스-E 증폭기에 대한 공급 전압)
이제, 부하를 용량성 또는 유도성이 되도록 변화시킴으로써, 클래스-E 전력 스테이지에 대한 원하는 동작 영역이 발견될 수 있다. 회로 시뮬레이션들은, 지원될 필요가 있는 상이한 수신기 커플링 조건들에 의해 생성되는 것과 같은 다양한 부하들에 대해 클래스-E 전력 스테이지가 효율적으로 동작하도록 설계될 수 있다는 것을 나타낸다.
컴포넌트 값들 및 요구되는 공급 전압은 식 1 내지 식 6의 식을 사용하여 계산되었다. 계산된 값들은 타겟 부하 (순수하게 저항성) 와의 최상의 가능한 효율을 얻기 위해 시뮬레이션에서 최적화되었다.
도 9는 예시적인 실시형태에 따른 듀얼 하프 브리지 증폭기의 회로도를 예시한다. 듀얼 하프 브리지 증폭기 (450) 는 병렬 탱크 회로 (미도시) 를 구동시키고, 직렬 탱크 회로 (미도시) 를 구동시키는 하프 브리지 인버터의 변형 듀얼 회로로서 고려될 수도 있다. 스위칭 전압 및 전류 파형들은 클래스-D 회로의 것들에 대한 변형 듀얼 (transformational dual) 들이다. 클래스-E 스테이지와 비교하여, 듀얼 하프 브리지 증폭기 (450) 는 부하 네트워크를 보충하기 위한 임의의 인덕턴스 또는 부가적인 션트 캐패시터들을 필요로 하지 않는다. 종래의 하프 브리지 토폴로지와 대조적으로, 듀얼 하프 브리지는 저 dV/dt 전압 파형들을 제공하며, 스위칭은 제로 전압 순간들에서 이상적으로 수행된다. 스위치 트랜지스터 접합 캐패시턴스 (예컨대, FET 의 드레인-소스 캐패시턴스) 는 안테나 병렬 탱크 회로에서 공진을 달성하기 위해 필요한 캐패시턴스의 통합 부분으로 고려될 수도 있다. 따라서, 스위치들이 제로 전압 순간들에서 개방 및 폐쇄되는 경우에, 접합 캐패시턴스들의 갑작스러운 충전 및 방전이 존재하지 않는다. 그러나, 듀얼 하프 브리지 증폭기는, 이하 나타낸 바와 같은 무선 전력 링크 (커플링 네트워크) 에서의 임의의 변화들의 결과로서 등가 인덕턴스 L_ eqv, 따라서 병렬 탱크 회로의 공진 주파수의 변화들에 더 민감할 수도 있다. 제로 전압 스위칭을 달성하거나 또는 유지하기 위해, 스위치 전압은 스위치 전류에 위상 정렬될 필요가 있다.
1 차 근사에서, 자기적으로 커플링된 송신 안테나 및 로딩된 수신 안테나로 구성된 커플링 네트워크는 L-R 직렬 회로 (L_ eqv (470), R_ eqv (468)) 에 의해 그것의 입력 포트에서 표현될 수도 있다. 병렬 캐패시터 C1 (466) 이 부가되어, 안테나의 유도성 부분을 보상한다. 캐패시터 C1 (466) 의 적절한 설계 및 조정은 듀얼 하프 브리지의 매우 높은 효율적인 동작을 발생시키므로 중요한데, 부하에서의 임의의 비-보상된 리액티브 부분이 스위치 전압과 스위치 전류 사이에서 위상-시프트를 발생시켜서 트랜지스터들을 무손실 모드로 스위칭하는 것을 실행 불가능하게 하기 때문이다. 등가 인덕터 L_ eqv (470) 및 등가 저항 R_ eqv (468) 가 수신기에 대한 커플링에 따라 변화하므로, 모든 커플링 및 부하 조건들에서 고 효율이 유지되어야 하는 경우에, 캐패시터 C1 (466) 은 동적으로 조정되어야 한다.
공급 전압 (460) 은 전력을 제공하며, 그 전력으로부터, 능동 디바이스 스위치들 (4456 및 458) 을 각각 구동시키는 제어 신호들 (452 및 454) 의 스위칭에 기초하여, RF 신호들이 생성된다. 초크들 L2 (462) 및 L3 (464) 은 능동 디바이스 스위치들 또는 부하에 실질적으로 일정한 전류를 제공하고, 공급 전압 (460) 으로부터의 RF 전류들을 필터링하기 위해 사용된다 (도 6a에서의 L1 (340) 과 비교). 또한, 듀얼 하프 브리지 증폭기 (450) 는, 무선 전력 수신기의 일부로서 양의 VI 사분면에서 동작하는 동기 정류기로서 동작하도록 구성된 수신기에서 구성가능할 수도 있다.
도 10은 도 5의 필터 및 매칭 회로 (308) 의 회로도 및 각각의 주파수 응답을 예시한다. "공진 변압기" 또는 "L-섹션" 으로 또한 알려진 필터 및 매칭 회로 (308) 는 협대역 매칭 및 특정 부가적인 필터링 효과를 실현하기 위한 유효한 접근법을 제공한다. 임피던스 기울기는, 고조파들 (예컨대, 27.12 ㎒ 및 40.68 ㎒) 에 대해 필터 및 매칭 회로 (308) 가 고 임피던스를 나타내므로, 필터 및 매칭 회로 (308) 가 클래스-E 증폭기로서 구성된 증폭기 (306) (도 5) 와 조합되도록 잘 알맞게 한다. 필터 및 매칭 회로 (308) 의 대역폭 또는 Q-인자는 저항 R1 (446) 대 저항 R2 (448) 의 비에 관련된다. 더 높은 임피던스-비는 더 협소한 대역폭, 따라서 더 높은 필터링 효과로 인도한다. 저 타겟 부하 임피던스 (예컨대, 8 Ω) 에 대해 설계된 클래스-E 증폭기가 고 입력 임피던스를 통상적으로 나타내는 병렬 탱크 (도 5) 인 안테나 (304) 에 매칭되는 경우에, 고 임피던스 비를 갖는 매칭 네트워크가 결과로 얻어진다. 충전 패드 안테나의 경우에 이 임피던스는 수신기에 로딩되는 경우에 700 Ω 일 수도 있다. 이 접근법은, 저 DC 공급 전압들로부터 동작할 필요가 있고, 저 타겟 부하 임피던스들에 대해 설계되는 경우 RF 전력 출력 및 효율 양자 모드에 관하여 거의 최적으로 통상적으로 수행하는 클래스 E 증폭기들에 대해 특별하게 흥미로운 것으로 보인다.
도 11a 및 도 11b는 예시적인 실시형태들에 따른 중간 구동기 회로들의 회로도들을 예시한다. 도 5에서 예시된 바와 같이, 중간 구동기 (312) 는 증폭기 (306) 를 구동시킨다. 중간 구동기 (312) 에 의한 전력 소모가 전체 효율을 감소시키는 한편 중간 구동기 (312) 의 출력 신호가 증폭기 (306) 의 스위칭 거동에 영향을 미쳐서 클래스-E 증폭기로서 구성된 증폭기 (306) 의 효율에 영향을 미치므로, 중간 구동기 (312) 의 선택은 송신기 (300) 의 효율에 기여한다.
도 11a 및 도 11b는 2 개의 상이한 중간 구동기 타입들을 예시한다. 도 11a는, 인덕터 (480) 를 부가하여 직렬 탱크 회로를 구축함으로써, 트랜지스터 (482) (예컨대, MOSFET) 의 게이트 캐패시턴스에 저장된 에너지를 이용하는 공진형 중간 구동기 (312') 를 예시한다. 그러한 접근법은 더 높은 전력 레벨들 및 더 낮은 주파수들에 대해 적절하게 수행하는 것으로 나타나지만, 예컨대 13.56 ㎒ 에서의 10 와트 미만의 전력 레벨들에 대해, 공진 게이트 구동기를 위한 부가적인 회로 (인덕터, 다이오드들, 및 더 복잡한 제어 신호들) 는 부가적인 복잡성을 발생할 수도 있다.
도 11b는 도 11a의 공진형 중간 구동기 (312') 와 유사한 효율을 나타내는 비공진형 중간 구동기 (312'') 를 예시한다. 예로써, 비공진형 중간 구동기 (312') 는, 도 11b에서 예시된 N-채널 트랜지스터 (예컨대, MOSFET) 및 P-채널 트랜지스터 (예컨대, MOSFET) 를 갖는 토템-폴 (totem-pole) 출력 스테이지를 포함하는 푸시-풀 게이트 구동기들로서 구성될 수도 있다. 구현에 의해, 푸시-풀 중간 구동기로 고 효율을 달성하기 위해, 중간 구동기는 저 rDSon 값들, 빠른 스위칭 속도들, 및 저 인덕턴스 설계를 제공하여 링잉 (ringing) 을 방지해야 한다. 구동기에서 저항 손실들을 감소시키기 위해, 수개의 푸시-풀 스테이지들이 병렬로 사용될 수 있다.
클래스-E 증폭기로서 구성된 증폭기를 포함하도록 구성된 무선 전력 송신기에 대한 설명이 제공되었다. 다양한 구현 고려사항들은, 일반적으로, 저 인덕턴스 값들이 소정의 볼륨에 대해 고 인덕턴스 값들보다 더 높은 품질 인자로 실현될 수 있는 실현을 포함한다. 또한, 도 5를 참조하면, 각각의 부가적인 DC-DC 변환이 전력 손실을 도입하고 전자 디바이스 내에서 부가적인 볼륨을 요구하므로, 무선 전력 송신기 (300) 에서의 발진기 (310), 중간 구동기 (312), 및 다른 보조 컴포넌트들 (예컨대, 제어기들) 은 동일한 보조 전압으로부터 동작하는 것이 바람직하다. 사용되는 MOSFET 타입들의 RDSon 이 꽤 높아서 증가된 드레인 전류들 (장래의 반도체들에 따라 변화할 수 있음) 에 의한 더 높은 손실들로 인도할 수도 있으므로, 추가적인 설계 고려사항들은 고 드레인 전압들 (예컨대, 100 V 타입에 대해 75 V) 및 저 드레인 전류들에서의 능동 디바이스 스위치 (예컨대, MOSFET) 의 동작을 포함한다. 따라서, (L-섹션 매칭 회로에 의해 설정된) 클래스-E 증폭기의 타겟 부하 임피던스는, 소정의 공급 전압에 대한 고 전력 출력과 고 효율 사이의 양호한 트레이드-오프가 달성되는 범위에 있는 것이 바람직하다. 예시적인 실시형태들에 따른 최적화된 값들은 5 Ω 내지 15 Ω 의 범위에 있다.
도 12는 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력 송신기의 부분들의 회로도를 예시한다. 도 12의 클래스-E 증폭기 (306') 는 도 5에 도시되고 도 6a, 도 7, 및 도 8에서 더 상세히 설명된 클래스-E 증폭기의 부분적인 회로도를 예시한다. 구체적으로, 클래스-E 증폭기 (306') 는 능동 디바이스 스위치 (330), 캐패시터 C2 (336), 및 인덕터 L2 (334) 를 예시한다. 또한, 도 12는 도 5에 도시되고 도 10을 참조하여 더 상세히 설명된 필터 및 매칭 회로 (308) 를 예시한다. 도 5의 필터 및 매칭 회로 (308) 는 인덕터 LF (472) 및 캐패시터 CF (474) 를 포함한다.
도 12는 클래스-E 증폭기 (306') 의 인덕터 L2 (334) 및 필터 및 매칭 회로 (308) 의 인덕터 LF (472) 의 직렬-구성된 배열을 예시한다. 따라서, 증폭기 인덕터 L2 (334) 및 필터링 인덕터 LF (472) 는 단일의 엘리먼트 인덕터 (476) 로 조합될 수도 있다. 무선 전력 송신기 (300) 는, 직렬 손실 저항 (도 12에서 미도시) 에 의해 모델링될 수도 있는 손실들을 일반적으로 포함할 안테나 인덕터 LA (480) 및 안테나 캐패시터 CA (478) 를 포함하는 탱크 회로로서 구성된 안테나 (304) 를 더 포함한다. 또한, 회로 엘리먼트들 (484 및 486) 은, 자체 캐패시턴스 (예컨대, 멀티-턴 루프 안테나의 경우) 및 예컨대 전기 스트레이 필드 (stray field) 및 손실 유전체 재료들의 존재로 인한 손실들을 모델링하기 위해 포함된다. 안테나 인덕터 LA (480) 와 수신 안테나 사이의 자기 커플링은 도 12에서 도시되지 않는다. 도 12는 필터링 캐패시터 CF (474) 및 안테나 캐패시터 CA (478) 의 병렬-구성된 배열을 예시한다. 따라서, 필터링 캐패시터 CF (474) 및 안테나 캐패시터 CA (478) 는 단일의 엘리먼트 캐패시터 (482) 로 조합될 수도 있다.
따라서, 도 12는, 컴포넌트들의 단일의 인덕터 (476), 단일의 캐패시터 (482), 및 루프 안테나 인덕터 (480) 로 감소되는 클래스-E 증폭기에 의해 송신 안테나가 어떻게 효율적으로 구동될 수도 있는지를 예시한다. 따라서, 리액티브 컴포넌트들의 조합을 허용하는 증폭기, 매칭 필터, 송신 안테나 조합의 사용으로 인해, 저 BOM 을 발생시키는 무선 전력 송신기가 설명되었다. 또한, 증폭기, 매칭 필터, 및 송신 안테나의 선택은, 리액티브 컴포넌트들의 조합을 허용하여 감소된 수의 컴포넌트들을 또한 발생시킨다. 또한, 대칭 클래스-E 증폭기를 이용하는 예시적인 실시형태에서, 안테나 전류의 제 2 고조파들이 제거된다.
도 13은 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력을 송신하는 방법의 플로우차트를 예시한다. 무선 전력을 송신하는 방법 (500) 은 본 명세서에서 설명된 다양한 구조들 및 회로들에 의해 지원된다. 방법 (500) 은 증폭기로부터 매칭 회로를 통해 송신 안테나를 구동시키는 단계 (502) 를 포함한다. 방법 (500) 은 매칭 회로와 공유된 캐패시터에서 실현된 송신 안테나 캐패시턴스에 따라 송신 안테나를 공진시키는 단계 (504) 를 더 포함한다.
무선 전력 수신기의 예로써, 도 14는 예시적인 실시형태에 따른 무선 전력 수신기의 회로도를 예시한다. 예시적인 실시형태에 따르면, 무선 전력 수신기 (608) 는, 유도성 루프 L2 (632) 및 캐패시터 C2 (634) 를 포함하는 공진 수신 안테나 (618), 및 수동 더블 다이오드 전파 정류기 회로 (600) 를 포함한다. 정류기 회로 (600) 는 다이오드 D21 (628) 및 다이오드 D22 (630) 를 포함한다. 정류기 회로 (600) 는 고 주파수 (HF) 초크 LHFC (624) 및 고 주파수 (HF) 블록 캐패시터 CHFB (626) 를 더 포함한다. DC 경로는 안테나 루프를 통해 폐쇄된다. HF 초크 (624) 는 전류 싱크로서 작용하며, 50 % 의 다이오드 도전 싸이클 D 로, 전압 변형 인자 M 은 0.5 이다. 또한, 기본 주파수에서 단자들 (A2, A2') 에서 보여지는 입력 임피던스는 대략 부하 저항 RL (636) 의 4 배이다.
정류기 회로 (600) 에 대한 다이오드들의 적절한 선택은 회로 손실들을 감소시키고 전체 효율을 증가시킬 수도 있다. 정류 효율에 대해, 다이오드들은, 피크 반복 역 전압 (VRRM), 평균 정류된 순방향 전류 (I0), 최대 순시 순방향 전압 (VF), 및 접합 캐패시턴스 (Cj) 를 포함하는 다양한 파라미터들에 기초하여 선택될 수도 있다. VRRM 및 I0 는 다이오드의 최대 정격들인 반면에, VF 및 Cj 는 정류기의 효율에 영향을 미치는 특성 값들이다.
다양한 다이오드들이 테스트되었으며, 시뮬레이션 동안에 각각의 다이오드의 전압, 전류, 및 순시 전력이 계산되어, 각각의 타입의 스위칭 거동을 특징지었다. 테스트된 다이오드들의 상이한 스위칭 거동이 관찰되었는데, 가장 큰 Cj (MBRA340T3) 를 갖는 다이오드가 가장 불량한 스위칭 거동을 나타내지만, 감소된 순방향 전압으로 인해 가장 작은 온-상태 손실을 나타내었다. 테스트된 다양한 다이오드 타입들에 대해, 온-상태 손실이 지배적이었다. 구체적으로, 스위칭 손실은, 접합 캐패시턴스에 따라 변화하며, 온-상태 손실은 순방향 전압에 따라 변화한다. 따라서, 총 손실은, Cj 및 UF 의 비, 및 부하 저항 RL (636) 에 의존하는 다이오드의 동작점에 의존한다.
2 개의 병렬 PMEG4010EH 다이오드들의 구성은, 이 다이오드 타입의 스위칭 손실이 매우 작고 온-상태 손실이 병렬 구성으로 인해 감소되므로, 최상의 선택이라고 증명되었다. 정류기 다이오드들은 도전 손실들을 감소시키기 위해 더블 다이오드들 (팬텀으로 도시된 제 2 다이오드들) 로서 구현될 수도 있다. 전류가 다이오드들 양자로 동등하게 분할되어, 단일의 다이오드 솔루션과 비교하여 각각의 다이오드의 동작점을 변화시킨다. 또한, PMEG4010EH 와 비교하여 순방향 전압이 상당히 더 낮았고 스위칭 손실이 여전히 적당하였기 때문에, 단일의 MBRS2040LT3 가 마찬가지로 양호하게 수행되는 것이 관찰되었다. 따라서, 일 예시적인 실시형태에 대해, 약 50 pF 의 접합 캐패시턴스 및 1 A 에서의 약 308 mV 의 순방향 전압을 갖는 다이오드는 허용가능한 선택이다.
당업자는, 제어 정보 및 신호들이 다양한 상이한 기술들 및 공학기술들 중 임의의 것을 사용하여 표현될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예컨대, 상기 설명 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령들, 커맨드들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자기장들 또는 자기 입자들, 광학장들 또는 광학 입자들, 또는 이들의 임의의 조합에 의해 표현될 수도 있다.
당업자는, 본 명세서에서 개시된 실시형태들에 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어로서 구현되거나, 컴퓨터 소프트웨어에 의해 제어되거나, 또는 이들 양자의 조합들로서 구현될 수도 있다는 것을 또한 인식할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 교환성을 명확하게 예시하기 위해, 상술된 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들은 일반적으로 이들의 기능에 관하여 설명되었다. 그러한 기능이 하드웨어로서 구현될지 또는 소프트웨어로서 제어될지는 특정한 애플리케이션 및 전체 시스템에 부과되는 설계 제약들에 의존한다. 당업자는, 각각의 특정한 애플리케이션에 대해 다양한 방식들로 설명된 기능을 구현할 수도 있지만, 그러한 구현 판정들이 본 발명의 예시적인 실시형태들의 범위로부터 벗어나게 하는 것으로 해석되서는 안된다.
본 명세서에서 개시된 실시형태들에 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래머블 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들, 또는 본 명세서에서 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합으로 제어될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다르게는, 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는, 예컨대 DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 협력하는 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 그러한 구성으로서 구현될 수도 있다.
본 명세서에서 개시된 실시형태들에 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 제어 단계들은 하드웨어로 직접 실시되거나, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로 실시되거나, 또는 이들 양자의 조합으로 실시될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 랜덤 액세스 메모리 (RAM), 플래시 메모리, 판독 전용 메모리 (ROM), 전기적 프로그래머블 ROM (EPROM), 전기적으로 소거가능한 프로그래머블 ROM (EEPROM), 레지스터들, 하드 디스크, 탈착식 디스크, CD-ROM, 또는 공지의 저장 매체의 임의의 다른 형태에 상주할 수도 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서에 커플링되어, 프로세서가 그 저장 매체로부터 정보를 판독하고 그 저장 매체에 정보를 기록할 수 있다. 다르게는, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 상주할 수도 있다. ASIC 는 사용자 단말기에 상주할 수도 있다. 다르게는, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말기에서의 이산 컴포넌트들로서 상주할 수도 있다.
하나 이상의 예시적인 실시형태들에서, 설명된 제어 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어로 구현되는 경우에, 기능들은 컴퓨터 판독가능 매체 상의 하나 이상의 명령들 또는 코드로서 저장되거나 또는 송신될 수도 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 하나의 위치로부터 다른 위치로의 컴퓨터 프로그램의 전달을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 및 컴퓨터 저장 매체 양자 모두를 포함한다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 이용가능한 매체일 수도 있다. 예로써, 한정하지 않게, 그러한 컴퓨터 판독가능 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM, 또는 다른 광학 디스크 저장부, 자기 디스크 저장부 또는 다른 자기 저장 디바이스들, 또는 컴퓨터에 의해 액세스 될 수 있고 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드를 운반하거나 또는 저장하기 위해 사용될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속이 컴퓨터 판독가능 매체라 적절하게 지칭된다. 예컨대, 소프트웨어가, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임 쌍, 디지털 가입자 라인 (DSL), 또는 적외선, 무선 및 마이크로파와 같은 무선 기술들을 사용하여 웹싸이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 송신되는 경우에, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임 쌍, DSL, 또는 적외선, 무선 및 마이크로파와 같은 무선 기술들이 매체의 정의에 포함된다. 여기서 사용되는 바와 같이, 디스크 (disk) 및 디스크 (disc) 는 콤팩트 디스크 (CD), 레이저 디스크, 광학 디스크, 디지털 다기능 디스크 (DVD), 플로피 디스크, 및 블루레이 디스크를 포함하며, 통상적으로 디스크 (disk) 들은 자기적으로 데이터를 재생하는 한편, 디스크 (disc) 들은 레이저들로 광학적으로 데이터를 재생한다. 또한, 상기의 조합들이 컴퓨터 판독가능 매체의 범위 내에 포함되어야 한다.
개시된 예시적인 실시형태들의 이전의 설명은 당업자로 하여금 본 발명을 만들거나 또는 사용할 수 있게 하기 위해 제공된다. 이들 예시적인 실시형태들에 대한 다양한 변형들이 당업자에게 용이하게 명백하게 될 것이며, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어나지 않으면서 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 나타낸 실시형태들에 한정되지 않고, 본 명세서에서 개시되는 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위가 부여되도록 의도된다.

Claims (18)

  1. 무선 전력 송신기로서, 상기 무선 전력 송신기는,
    공진 탱크로서 구성된 송신 회로로서, 상기 송신 회로는 제 1 인덕터에 커플링된 제 1 캐패시터를 포함하고, 상기 송신 회로는 시변 신호에 응답하여 무선으로 전력을 송신하도록 구성되는, 상기 송신 회로; 및
    상기 송신 회로에 동작가능하게 커플링된 구동기 회로로서, 상기 구동기 회로는 상기 시변 신호를 생성하도록 구성되며, 상기 구동기 회로는,
    제어 신호에 응답하여 상기 시변 신호를 제어하도록 구성되는 스위치;
    상기 스위치에 병렬로 커플링된 제 2 캐패시터; 및
    상기 스위치와 상기 제 2 캐패시터에 커플링된 제 2 인덕터를 포함하는, 상기 구동기 회로를 포함하는, 무선 전력 송신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 회로는 상기 구동기 회로에 병렬로 커플링된, 무선 전력 송신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 송신 회로에 직렬로 커플링된 제 3 캐패시터를 더 포함하는, 무선 전력 송신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 클래스-E 구동기 회로로서 구성되는, 무선 전력 송신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 구동기 회로의 품질 인자 (quality factor) 는 적어도 1.79 를 갖는, 무선 전력 송신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 인덕터에 직렬로 커플링된 공급 전압을 더 포함하는, 무선 전력 송신기.
  7. 무선 전력을 송신하는 방법으로서, 상기 방법은,
    시변 신호에 응답하여, 송신 회로에 의해, 전력을 무선으로 송신하는 단계로서, 상기 송신 회로는 공진 탱크로서 구성되고 제 1 인덕터에 커플링된 제 1 캐패시터를 포함하는, 상기 전력을 무선으로 송신하는 단계; 및
    구동기 회로에 의해 상기 시변 신호를 생성하는 단계로서, 상기 구동기 회로는, 제어 신호에 응답하여 상기 시변 신호를 제어하도록 구성되는 스위치, 상기 스위치에 병렬로 커플링된 제 2 캐패시터, 및 상기 스위치와 상기 제 2 캐패시터에 커플링된 제 2 인덕터를 포함하는, 상기 시변 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 무선 전력을 송신하는 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 송신 회로는 상기 구동기 회로에 병렬로 커플링된, 무선 전력을 송신하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    제 3 캐패시터는 상기 송신 회로에 직렬로 커플링된, 무선 전력을 송신하는 방법.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 구동기 회로는 클래스-E 구동기 회로로서 구성되는, 무선 전력을 송신하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 구동기 회로의 품질 인자 (quality factor) 는 적어도 1.79 를 갖는, 무선 전력을 송신하는 방법.
  12. 제 7 항에 있어서,
    공급 전압에 의해 상기 구동기 회로로 전력을 공급하는 단계를 더 포함하고,
    상기 공급 전압은 상기 제 2 인덕터에 직렬로 커플링된, 무선 전력을 송신하는 방법.
  13. 무선 전력 전송에 이용되는 구동기 회로로서, 상기 구동기 회로는,
    시변 신호에 응답하여 전력을 무선으로 송신하는 수단으로서, 상기 송신하는 수단은 제 1 자기장에서 에너지를 저장하는 수단과 커플링된 제 1 전기장에서 에너지를 저장하는 수단을 포함하는, 상기 송신하는 수단; 및
    상기 시변 신호를 생성하는 수단으로서, 상기 생성하는 수단은 제어 신호에 응답하여 상기 시변 신호를 제어하는 수단, 상기 제어하는 수단에 병렬로 커플링된 제 2 전기장에서 에너지를 저장하는 수단, 및 상기 제어하는 수단과 상기 제 2 전기장에서 에너지를 저장하는 수단에 커플링된 제 2 자기장에서 에너지를 저장하는 수단을 포함하는, 상기 생성하는 수단을 포함하는, 구동기 회로.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 송신하는 수단은 상기 생성하는 수단에 병렬로 커플링된, 구동기 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    제 3 전기장에서 에너지를 저장하는 수단은 상기 송신하는 수단에 직렬로 커플링된, 구동기 회로.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 생성하는 수단은 클래스-E 구동기 회로로서 구성되는, 구동기 회로.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 생성하는 수단의 품질 인자 (quality factor) 는 적어도 1.79 를 갖는, 구동기 회로.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 생성하는 수단으로 전력을 공급하는 수단을 더 포함하고,
    상기 전력을 공급하는 수단은 상기 제 2 자기장에서 에너지를 저장하는 수단에 직렬로 커플링된, 구동기 회로.
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