JP4899917B2 - 送電制御装置、送電装置、電子機器及びｔａｎδ検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、送電制御装置、送電装置、電子機器及びｔａｎδ検出回路に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

無接点電力伝送の従来技術として特許文献１がある。この特許文献１では、送電ドライバの出力に接続されたコンデンサと１次コイルとにより共振回路を構成して、送電装置（１次側）から受電装置（２次側）に電力を供給している。

しかしながら、この従来技術では、コンデンサに異常（不良）があった場合については考慮されていなかった。
特開２００６−６０９０９号公報

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、コンデンサの異常を適切に検出できる送電制御装置、送電装置、電子機器及びｔａｎδ検出回路を提供することにある。

本発明は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、ドライバ制御信号を生成して、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、その一端が前記送電ドライバの出力に電気的に接続され前記１次コイルと共に共振回路を構成するコンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路と、前記送電装置を制御する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記コンデンサのｔａｎδの異常が検出された場合に、前記送電ドライバによる送電を停止させる制御を行う送電制御装置に関係する。

本発明では、ドライバ制御回路により制御される送電ドライバによる駆動と、１次コイル及びコンデンサにより構成される共振回路の共振特性を利用して、送電装置から受電装置に対して無接点の電力伝送が行われる。この無接点電力伝送時に、送電効率や送電の安定性を高めるために駆動周波数を上昇させると、コンデンサに対して交流の大電流が流れ、コンデンサが発熱する。この場合に本発明では、コンデンサのｔａｎδの異常が検出されると、送電ドライバによる送電が停止する。従って、コンデンサの異常を適切に検出して、発熱によるコンデンサの破壊等を効果的に防止できる。

また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、コンデンサ温度と周囲温度を測定し、測定されたコンデンサ温度と周囲温度との温度差を求めることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出し、前記制御回路は、コンデンサ温度と周囲温度との温度差が所与の温度差を超えた場合に、前記送電ドライバによる送電を停止させる制御を行ってもよい。

このようにすれば、コンデンサに異常があるのに、周囲温度が低いためコンデンサ温度が高くならず、異常を検出できなくなる事態を防止でき、より適切なコンデンサの異常検出を実現できる。

また本発明では、前記制御回路は、測定されたコンデンサ温度が所与の温度を超えた場合に、前記送電ドライバによる送電を停止させる制御を行ってもよい。

このようにすれば、温度差を測定するために使用するコンデンサ温度を有効活用して、コンデンサの異常を検出でき、信頼性を更に向上できる。

また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、基準抵抗とコンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報である第１の抵抗比情報を求めることで、コンデンサ温度を測定し、前記基準抵抗と周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報である第２の抵抗比情報を求めることで、周囲温度を測定し、測定されたコンデンサ温度と周囲温度との温度差を求めることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出してもよい。

このようにすれば、電源電圧等の変動があった場合にも、その変動の影響を最小限に抑えた温度検出が可能になる。

また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、抵抗比情報を温度に変換するための変換テーブルを有し、前記変換テーブルと前記第１の抵抗比情報とに基づいて、コンデンサ温度を求め、前記変換テーブルと前記第２の抵抗比情報とに基づいて、周囲温度を求めてもよい。

このような変換テーブルを用いれば、様々な温度−抵抗の変換特性に対して、効率良く温度を測定できる。

また本発明では、前記変換テーブルは、温度の１０の位を求めるための第１の変換情報と、温度の１の位を求めるための第２の変換情報を記憶し、前記ｔａｎδ検出回路は、前記第１の抵抗比情報に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第１の抵抗比情報をコンデンサ温度に変換し、前記第２の抵抗比情報に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第２の抵抗比情報を周囲温度に変換してもよい。

このようにすれば、温度−抵抗の変換特性が線形な特性ではない場合にも、各温度範囲内では線形な特性であると見なして、変換処理を行うことが可能になり、処理負荷を軽減できる
また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、基準コンデンサの一端のノードである発振ノードと第２の電源との間に、基準抵抗と直列に設けられる基準測定用トランジスタと、前記発振ノードと前記第２の電源との間に、コンデンサ温度測定用サーミスタと直列に設けられるコンデンサ温度測定用トランジスタと、前記発振ノードと前記第２の電源との間に、周囲温度測定用サーミスタと直列に設けられる周囲温度測定用トランジスタと、前記発振ノードと第１の電源との間に設けられる放電用トランジスタと、前記発振ノードの電圧が所与のしきい値電圧を超えた場合に、検出パルスを出力する検出回路とを含んでもよい。

このようにすれば、基準抵抗、コンデンサ温度測定用サーミスタ、周囲温度測定用サーミスタを利用したＣＲ発振により、コンデンサ温度や周囲温度を精度良く測定できる。

また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、前記基準測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントし、基準計測時間を測定する基準計測時間測定回路と、前記コンデンサ温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記コンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第１のカウント値を求め、前記周囲温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第２のカウント値を求めるカウント値測定回路を含んでもよい。

このようにすれば、トランジスタのオン・オフ制御や、検出パルス数のカウント処理を行うだけで、コンデンサ温度や周囲温度を精度良く測定できる。

また本発明では、前記ｔａｎδ検出回路は、カウント値を温度に変換するための変換テーブルと、前記変換テーブルと前記第１のカウント値とに基づいてコンデンサ温度を求め、前記変換テーブルと前記第２のカウント値とに基づいて周囲温度を求める変換回路を含んでもよい。

このような変換テーブルを用いれば、様々な温度−抵抗の変換特性に対して、効率良く温度を測定できる。

また本発明では、前記変換テーブルは、温度の１０の位を求めるための第１の変換情報と、温度の１の位を求めるための第２の変換情報を記憶し、前記ｔａｎδ検出回路は、前記第１のカウント値に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第１のカウント値をコンデンサ温度に変換し、前記第２のカウント値に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第２のカウント値を周囲温度に変換してもよい。

このようにすれば、温度−抵抗の変換特性が線形な特性ではない場合にも、各温度範囲内では線形な特性であると見なして、変換処理を行うことが可能になり、処理負荷を軽減できる
また本発明は、上記のいずれかに記載の送電制御装置と、交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含む送電装置に関係する。

また本発明は、上記に記載の送電装置を含む電子機器に関係する。

また本発明は、コンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路であって、基準コンデンサの一端のノードである発振ノードと第２の電源との間に、基準抵抗と直列に設けられる基準測定用トランジスタと、前記発振ノードと前記第２の電源との間に、コンデンサ温度測定用サーミスタと直列に設けられるコンデンサ温度測定用トランジスタと、前記発振ノードと前記第２の電源との間に、周囲温度測定用サーミスタと直列に設けられる周囲温度測定用トランジスタと、前記発振ノードと第１の電源との間に設けられる放電用トランジスタと、前記発振ノードの電圧が所与のしきい値電圧を超えた場合に、検出パルスを出力する検出回路とを含み、前記検出回路からの検出パルス数をカウントすることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路に関係する。

本発明によれば、基準測定用トランジスタ、コンデンサ温度測定用トランジスタ、周囲温度測定用トランジスタをオン・オフ制御して、基準抵抗、コンデンサ温度測定用サーミスタ、周囲温度測定用サーミスタに電流を流すことでＣＲ発振を行う。そしてこのＣＲ発振の周期に応じて変化する検出パルス数をカウントすることで、コンデンサ温度や周囲温度を測定して、ｔａｎδの異常を検出できるようになる。

また本発明では、前記基準測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントし、基準計測時間を測定する基準計測時間測定回路と、前記コンデンサ温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記コンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第１のカウント値を求め、前記周囲温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第２のカウント値を求めるカウント値測定回路を含んでもよい。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させることができる。

なお本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、或いは電動自転車などの種々の電子機器に適用できる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

２．送電装置、受電装置
図２に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０、受電装置４０、受電制御装置５０の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２の送電装置１０を含む。また携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、少なくとも受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含む。そして図２の構成により、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ７から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、電圧検出回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、電圧検出回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。具体的には図３（Ａ）に示すように、例えばデータ「１」を受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。この送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。

そして送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えばパワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（バッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

電圧検出回路１４は１次コイルＬ１の誘起電圧を検出する回路であり、例えば抵抗ＲＡ１、ＲＡ２や、ＲＡ１とＲＡ２の接続ノードＮＡ３とＧＮＤ（広義には第１の電源）との間に設けられるダイオードＤＡ１を含む。

この電圧検出回路１４は、１次コイルＬ１のコイル端電圧信号の半波整流回路として機能する。そして、１次コイルＬ１のコイル端電圧を抵抗ＲＡ１、ＲＡ２で分圧することで得られた信号ＰＨＩＮ（誘起電圧信号、半波整流信号）が、送電制御装置２０の波形検出回路２８（振幅検出回路、パルス幅検出回路）に入力される。即ち抵抗ＲＡ１、ＲＡ２は電圧分割回路（抵抗分割回路）を構成し、その電圧分割ノードＮＡ３から信号ＰＨＩＮが出力される。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤやＬＣＤなどにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御回路２２（送電側）、発振回路２４、ドライバ制御回路２６、波形検出回路２８、ｔａｎδ検出回路３８を含むことができる。

制御回路２２（制御部）は送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えばゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には制御回路２２は、電力伝送、負荷検出、周波数変調、異物検出、或いは着脱検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

発振回路２４は例えば水晶発振回路により構成され、１次側のクロックを生成する。ドライバ制御回路２６は、発振回路２４で生成されたクロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の第１、第２の送電ドライバに出力して、第１、第２の送電ドライバを制御する。

波形検出回路２８は、１次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する信号ＰＨＩＮの波形をモニタし、２次側（受電装置側）の負荷変動を検出する。これにより、データ（負荷）検出、異物（金属）検出、着脱（取り外し）検出等が可能になる。具体的には波形検出回路２８（振幅検出回路）は、１次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する誘起電圧信号ＰＨＩＮの振幅情報（ピーク電圧、振幅電圧、実効電圧）を検出する。

例えば受電装置４０の負荷変調部４６が、送電装置１０に対してデータを送信するための負荷変調を行うと、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形が図３（Ｂ）のように変化する。具体的には、データ「０」を送信するために負荷変調部４６が負荷を低くすると、信号波形の振幅（ピーク電圧）が小さくなり、データ「１」を送信するために負荷を高くすると、信号波形の振幅が大きくなる。従って、波形検出回路２８は、誘起電圧の信号波形のピークホールド処理などを行って、ピーク電圧がしきい値電圧を超えたか否かを判断することで、受電装置４０からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。

なお波形検出回路２８による負荷変動の検出手法は図３（Ａ）、図３（Ｂ）の手法に限定されず、受電側の負荷が高くなったか低くなったかを、ピーク電圧以外の物理量を用いて判断してもよい。例えば波形検出回路２８（パルス幅検出回路）は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮのパルス幅情報（コイル端電圧波形が所与の設定電圧以上になるパルス幅期間）を検出してもよい。具体的には波形検出回路２８は、信号ＰＨＩＮの波形整形信号を生成する波形整形回路からの波形整形信号と、ドライバ制御回路２６に駆動クロックを供給する駆動クロック生成回路からの駆動クロックを受ける。そして波形整形信号のパルス幅情報を検出することで、誘起電圧信号ＰＨＩＮのパルス幅情報を検出し、負荷変動を検出してもよい。

ｔａｎδ検出回路３８は、無接点電力伝送に使用されるコンデンサのｔａｎδの異常（不良）を検出する。このコンデンサは、例えばその一端が送電部１２の送電ドライバの出力に電気的に接続され、１次コイルＬ１と共に共振回路（直列共振回路）を構成するコンデンサである。制御回路２２は、コンデンサのｔａｎδの異常が検出された場合に、送電部１２の送電ドライバによる送電を停止させる制御を行う。具体的にはｔａｎδ検出回路３８は、コンデンサ温度と周囲温度との温度差を求めることで、コンデンサのｔａｎδの異常を検出する。そして制御回路２２は、コンデンサ温度と周囲温度との温度差が所与の温度差を超えたと判断した場合に、１次側から２次側への送電を停止させる。或いはコンデンサ温度が所与の温度を超えた場合に、１次側から２次側への送電を停止させてもよい。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧することで得られた信号ＡＤＩＮが、受電制御装置５０の位置検出回路５６に入力される。

負荷変調部４６は負荷変調処理を行う。具体的には受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。このトランジスタＴＢ３は受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。そしてトランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行う際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ１、ＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。

例えば図３（Ｂ）のように、データ「０」を送信するために２次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために２次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。

トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的にはトランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送を行う場合にはオンになり、負荷変調の場合等にはオフになる。

トランジスタＴＢ１（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、出力保証回路５４からの信号Ｐ４Ｑにより制御される。具体的には、ＩＤ認証が完了して通常の電力伝送を行う場合にはオンになる。一方、ＡＣアダプタの接続が検出されたり、電源電圧ＶＤ５が受電制御装置５０（制御回路５２）の動作下限電圧よりも小さい場合等に、オフになる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、出力保証回路５４、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。

制御回路５２（制御部）は受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えばゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には制御回路５２は、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

出力保証回路５４は、低電圧時（０Ｖ時）の受電装置４０の出力を保証する回路であり、電圧出力ノードＮＢ７から受電装置４０側への電流の逆流を防止する。

位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、２次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、図３（Ａ）に示すように、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４（２次電池）が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。

負荷９０は、バッテリ９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含む。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリのように、バッテリ９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。

３．ｔａｎδの異常検出
図４に本実施形態の送電制御装置２０の具体的な構成例を示す。図４においてドライバ制御回路２６は、ドライバ制御信号を生成して、１次コイルＬ１を駆動する第１、第２の送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２に対して出力する。送電ドライバＤＲ１の出力と１次コイルＬ１の間にはコンデンサＣ１が設けられ、送電ドライバＤＲ２の出力と１次コイルＬ１の間にはコンデンサＣ２が設けられる。そしてコンデンサＣ１、Ｃ２と１次コイルＬ１により直列共振回路が構成される。なお、共振回路の構成は図４に限定されず、例えばコンデンサＣ１、Ｃ２のいずれか一方を省略してもよい。

ｔａｎδ検出回路３８（温度測定回路）は、コンデンサＣ１やＣ２のｔａｎδの異常（不良）を検出する。なおコンデンサＣ１、Ｃ２の両方のｔａｎδの異常を検出してもよいし、一方のみのｔａｎδの異常を検出してもよい。制御回路２２は、このようなｔａｎδの異常が検出された場合に、送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２による送電を停止させる制御を行う。具体的には例えば制御回路２２がドライバ制御回路２６に対して駆動停止信号を出力し、ドライバ制御回路２６が送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２へのドライバ制御信号の出力を停止する。或いはドライバ制御信号２６がドライバ制御信号を生成するために使用する駆動クロックを停止する。これにより送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２による１次コイルＬ１の駆動が停止し、無接点電力伝送による送電が停止する。

例えば理想的なコンデンサに流れる正弦波の電流の位相は、電圧の位相に対して９０度ずれるが、現実のコンデンサでは、寄生抵抗等に起因する誘電体損失により、この位相のずれは角度δだけ小さくなる。即ち図５（Ａ）に示すように、現実のコンデンサは、理想的なコンデンサのインピーダンス（−ｊＺｃ、Ｚｃ＝１／２πｆｃ）に対してＺｃ×ｔａｎδに相当する損失があると考えられ、この損失によりコンデンサが発熱する。このｔａｎδは誘電正接と呼ばれ、コンデンサの性能を表す重要なパラメータとなっている。

図５（Ｂ）にコンデンサのｔａｎδの測定値を示す。Ｂ１は正常品の測定値であり、Ｂ２、Ｂ３は異常品の測定値である。Ｂ１の正常品では周波数が高くなった時のｔａｎδの上昇は少ないが、Ｂ２、Ｂ３の異常品では周波数が高くなった時にｔａｎδも大きく上昇する。例えば回路基板への実装前には正常であったコンデンサも、実装時のハンダの熱等が原因でｔａｎδが異常になる場合がある。

図４の送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２は、高い駆動周波数（交流周波数）で１次コイルＬ１を駆動し、１次コイルＬ１やコンデンサＣ１、Ｃ２には交流の大電流が流れる。従ってコンデンサのｔａｎδに異常があると、誘電損失による発熱が生じ、コンデンサＣ１、Ｃ２が破壊するおそれがある。

この場合、図５（Ｂ）から明らかなように、駆動周波数が低い場合には、コンデンサのｔａｎδに異常があってもそれほど問題は生じない。このため、従来ではこのようなコンデンサのｔａｎδの異常については考慮していなかった。

ところが、無接点電力伝送の効率や安定性を高めたり、低消費電力化を図るためには、駆動周波数を、共振回路の共振周波数からなるべく離して、高い周波数に設定することが望ましいということが判明した。そして駆動周波数が高くなると、コンデンサのｔａｎδに異常があった場合に、コンデンサが発熱して破壊するおそれがある。

そこで、このような事態を防止するために本実施形態では、コンデンサのｔａｎδの異常を検出し、異常が検出された場合には１次側から２次側への送電を停止する手法を採用している。例えばコンデンサ温度と周囲温度との温度差が高くなった場合やコンデンサ温度が高くなった場合に、異常が検出されたと判断して送電を停止する。

具体的には図４において温度検出部１５は、基準抵抗Ｒ０と、コンデンサ温度測定用のサーミスタＲＴ１と、周囲温度測定用のサーミスタＲＴ２を含む。サーミスタＲＴ１はコンデンサＣ１やＣ２の近くに配置され、サーミスタＲＴ２はコンデンサＣ１やＣ２から距離が離れた位置に配置される。例えば、基準抵抗Ｒ０、サーミスタＲＴ１、ＲＴ２は、送電制御装置２０のＩＣが実装される回路基板に外付け部品として実装される。そしてサーミスタＲＴ１はコンデンサＣ１やＣ２の近くに実装され、サーミスタＲＴ２はコンデンサＣ１やＣ２から離れた位置に実装される。なおサーミスタは、温度変化に対して電気抵抗の変化の大きい抵抗体である。

ｔａｎδ検出回路３８は、ＲＦコンバージョン（抵抗−周波数変換）方式で温度を測定する。具体的には基準抵抗Ｒ０とコンデンサ温度測定用サーミスタＲＴ１との抵抗比情報である第１の抵抗比情報（基準計測時間内の第１のカウント値、ＣＲ発振時間）を求めることで、コンデンサ温度を測定する。また基準抵抗Ｒ０と周囲温度測定用サーミスタＲＴ２との抵抗比情報である第２の抵抗比情報（基準計測時間内の第２のカウント値、ＣＲ発振時間）を求めることで、周囲温度を測定する。そして測定されたコンデンサ温度と周囲温度との温度差を求めることで、コンデンサのｔａｎδの異常を検出する。

即ちサーミスタＲＴ１、ＲＴ２は例えば負の温度係数を有し、温度が上昇するとその抵抗値が減少する（後述する図１０参照）。従って、基準抵抗Ｒ０とサーミスタＲＴ１との第１の抵抗比情報や、基準抵抗Ｒ０とサーミスタＲＴ２の第２の抵抗比情報を求めることで、コンデンサ温度や周囲温度を測定できる。そしてこのように基準抵抗Ｒ０とサーミスタＲＴ１、ＲＴ２との抵抗比で温度を測定すれば、基準コンデンサＣ０の容量値や電源電圧等が変動した場合にも、この変動を吸収することができ、温度測定の精度を高めることができる。

また、コンデンサ温度のみに基づいてコンデンサのｔａｎδの異常を検出しようとすると、たまたま周囲温度が低いため、コンデンサ温度が高くならず、ｔａｎδの異常を検出できないおそれがある。例えば周囲温度が５℃で、コンデンサ温度が３０℃である場合には、コンデンサにおいて２５℃の発熱が発生しているのにもかかわらず、ｔａｎδの異常を検出できない。従って、ｔａｎδの異常を内在するコンデンサが看過されてしまう。

この点、図４では、コンデンサ温度と周囲温度との温度差に基づいて、ｔａｎδの異常が検出される。例えば周囲温度（環境温度）が５℃で、コンデンサ温度が３０℃である場合にも、温度差が２５℃であるため、ｔａｎδの異常であると検出される。従って、ｔａｎδの異常によるコンデンサの発熱を、周囲環境の温度に依存せずに、早期且つ確実に発見することができ、信頼性を向上できる。

ｔａｎδ検出回路３８は、抵抗比情報を温度に変換するための変換テーブル２１０を有する。この変換テーブル２１０は例えばＲＯＭ等のメモリにより実現できる。なお変換テーブル２１０を組み合わせ回路等により実現してもよい。

そしてｔａｎδ検出回路３８は、変換テーブル２１０と第１の抵抗比情報とに基づいて、コンデンサ温度を求め、変換テーブル２１０と第２の抵抗比情報とに基づいて、周囲温度を求める。即ちｔａｎδ検出回路３８は、例えば変換テーブル２１０から、抵抗比情報を温度に変換するための変換情報を読み出し、この変換情報に基づいて、第１の抵抗比情報（第１のカウント値）をコンデンサ温度に変換したり、第２の抵抗比情報（第２のカウント値）を周囲温度に変換する。

更に具体的には変換テーブル２１０は、このような変換情報として、温度の１０の位（１０℃刻みの温度）を求めるための第１の変換情報（ＣＮ）と、温度の１の位（１℃刻みの温度）を求めるための第２の変換情報（ＡＮ）を記憶する。

そしてｔａｎδ検出回路３８は、第１の抵抗比情報（第１のカウント値）に対応する温度の１０の位を、変換テーブル２１０の第１の変換情報に基づき特定する。そして第１の抵抗比情報に対応する温度の１の位を、変換テーブル２１０の第２の変換情報を用いた線形補間（補間演算）により求めることで、第１の抵抗比情報（第１のカウント値）をコンデンサ温度のデータに変換する。

またｔａｎδ検出回路３８は、第２の抵抗比情報（第２のカウント値）に対応する温度の１０の位を、変換テーブル２１０の第１の変換情報に基づき特定する。そして第２の抵抗比情報に対応する温度の１の位を、変換テーブル２１０の第２の変換情報を用いた線形補間（補間演算）により求めることで、第２の抵抗比情報（第２のカウント値）を周囲温度のデータに変換する。

このような変換テーブル２１０を用いれば、温度−サーミスタ抵抗値の変換特性が線形特性ではない場合にも、測定温度範囲を分割する複数の温度範囲の各温度範囲内の特性を、擬似的な線形特性とみなして、線形補間による変換処理を行うことが可能になる。これにより、ｔａｎδ検出回路３８の小規模化や処理の簡素化を図れる。また各温度範囲内で線形補間を行えば、例えば−３０℃〜１２０℃といような広い温度範囲での温度変換処理を実現できる。これにより、広い測定温度範囲においてｔａｎδの異常を検出でき、信頼性を向上できる。

４．ｔａｎδ検出回路の構成
図６にｔａｎδ検出回路３８の具体的な構成例を示す。なおｔａｎδ検出回路３８は図６の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

図６のｔａｎδ検出回路３８は、基準測定用のトランジスタＴＲ０と、コンデンサ温度測定用のトランジスタＴＲ１と、周囲温度測定用のトランジスタＴＲ２を含む。また放電用のトランジスタＴＲ３や、検出回路ＢＵＦＲや、測定回路２００を含むことができる。なおトランジスタＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２は例えばＣＭＯＳのＰ型トランジスタであり、トランジスタＴＲ３はＣＭＯＳのＮ型トランジスタである。

基準測定用のトランジスタＴＲ０は、基準コンデンサＣ０の一端のノードである発振ノードＮＲ１とＶＤＤ（広義には第２の電源）との間に、基準抵抗Ｒ０と直列に設けられる。例えばトランジスタＴＲ０のソースにはＶＤＤが供給され、ドレインには、その一端が発振ノードＮＲ１に接続される基準抵抗Ｒ０の他端が接続される。またトランジスタＴＲ０のゲートには、測定回路２００からの制御信号ＳＣ０が入力される。なお基準コンデンサＣ０は、発振ノードＮＲ１とＧＮＤ（第１の電源）との間に設けられる。

コンデンサ温度測定用のトランジスタＴＲ１は、発振ノードＮＲ１とＶＤＤとの間に、コンデンサ温度測定用サーミスタＲＴ１と直列に設けられる。例えばトランジスタＴＲ１のソースにはＶＤＤが供給され、ドレインには、その一端が発振ノードＮＲ１に接続されるサーミスタＲＴ１の他端が接続される。またトランジスタＴＲ１のゲートには、測定回路２００からの制御信号ＳＣ１が入力される。

周囲温度測定用のトランジスタＴＲ２は、発振ノードＮＲ１とＶＤＤとの間に、周囲温度測定用サーミスタＲＴ２と直列に設けられる。例えばトランジスタＴＲ２のソースにはＶＤＤが供給され、ドレインには、その一端が発振ノードＮＲ１に接続されるサーミスタＲＴ２の他端が接続される。またトランジスタＴＲ２のゲートには、測定回路２００からの制御信号ＳＣ２が入力される。

放電用のトランジスタＴＲ３は、発振ノードＮＲ１とＧＮＤ（第１の電源）との間に設けられる。例えばトランジスタＴＲ３のソースにはＧＮＤが供給され、ドレインは発振ノードＮＲ１に接続される。またトランジスタＴＲ３のゲートには、測定回路２００からの制御信号ＳＣ３が入力される。

検出回路ＢＵＦＲは、発振ノードＮＲ１の電圧が所与のしきい値電圧を超えた場合に、検出パルスＤＰを出力する回路である。この検出回路ＢＵＦＲは、例えばシュミットトリガー型のインバータ回路などにより実現できる。

測定回路２００は、検出回路ＢＵＦＲからの検出パルスＤＰを受け、温度の測定処理を行う。また制御信号ＳＣ０〜ＳＣ３を生成して、トランジスタＴＲ０〜ＴＲ３のオン・オフを制御する。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）に図６の回路の動作を説明するための信号波形例を示す。まず図７（Ａ）に示すように基準計測時間Ｔの測定を行う。具体的には測定回路２００は、基準計測時間Ｔの測定時に図７（Ａ）に示すような制御信号ＳＣ０、ＳＣ３をトランジスタＴＲ０、ＴＲ３に出力する。そして制御信号ＳＣ０、ＳＣ３がＬレベルの期間では、トランジスタＴＲ０がオンになり、トランジスタＴＲ３がオフになる。従って、ＶＤＤからトランジスタＴＲ０及び基準抵抗Ｒ０を介して、発振ノードＮＲ１の基準コンデンサＣ０に電荷が蓄積される。これにより発振ノードＮＲ１の電圧が、Ｃ０×Ｒ０の時定数で決まる傾きで上昇する。なお本明細書では、Ｃ０、Ｒ０などのキャパシタや抵抗を表す記号を、容量値や抵抗値を表す記号としても併用する。

発振ノードＮＲ１の電圧がしきい値電圧ＶＴを超えると、バッファ回路ＢＵＦＲ（パルス発生回路）が検出パルスＤＰを発生する。これにより制御信号ＳＣ０、ＳＣ３がＨレベルになり、トランジスタＴＲ０がオフになり、トランジスタＴＲ３がオンになる。この結果、発振ノードＮＲ１の電圧が０Ｖに低下する。その後、制御信号ＳＣ０、ＳＣ３がＬレベルになり、再度、発振ノードＮＲ１の電圧がＣ０×Ｒ０の時定数で上昇する。

測定回路２００は、以上のようなＣＲ発振が繰り返されている間、バッファ回路ＢＵＦＲからの検出パルスＤＰの数をカウントする。そして、検出パルス数が例えば１０００回（Ｎ回）になると、基準計測時間Ｔの測定を終了する。これにより、基準計測時間はＴ＝１０００×Ｃ０×Ｒ０×ａと表されるようになる。なおａは任意の係数である。

次に、図７（Ｂ）に示すようにコンデンサ温度の測定を行う。具体的には測定回路２００は、コンデンサ温度の測定時に図７（Ｂ）に示すような制御信号ＳＣ１、ＳＣ３をトランジスタＴＲ１、ＴＲ３に出力する。そして制御信号ＳＣ１、ＳＣ３がＬレベルの期間では、トランジスタＴＲ１がオンになり、トランジスタＴＲ３がオフになるため、発振ノードＮＲ１の電圧が、Ｃ０×ＲＴ１の時定数で決まる傾きで上昇する。そして発振ノードＮＲ１の電圧がしきい値電圧ＶＴを超えると、検出パルスＤＰが発生し、これにより制御信号ＳＣ１、ＳＣ３がＨレベルになり、トランジスタＴＲ１がオフになり、トランジスタＴＲ３がオンになる。この結果、発振ノードＮＲ１の電圧が０Ｖに低下する。その後、制御信号ＳＣ１、ＳＣ３がＬレベルになり、再度、発振ノードＮＲ１の電圧がＣ０×ＲＴ１の時定数で上昇する。

測定回路２００は、図７（Ａ）で計測された基準計測時間Ｔの間、検出パルス数をカウントする。そして基準計測時間Ｔ内でカウントされた検出パルス数を第１のカウント値ＣＭとして求める。従って、下記の式が成り立つことになる。

Ｔ＝ＣＭ×Ｃ０×ＲＴ１×ａ＝１０００×Ｃ０×Ｒ０×ａ （１）
ＲＴ１／Ｒ０＝１０００／ＣＭ （２）
次に測定回路２００は図７（Ｂ）の手法で、制御信号ＳＣ２、ＳＣ３によりトランジスタＴＲ２、ＴＲ３をオン・オフ制御して、周囲温度の測定を行い、第２のカウント値ＣＭを得る。この場合に下記の式が成り立つことになる。

Ｔ＝ＣＭ×Ｃ０×ＲＴ２×ａ＝１０００×Ｃ０×Ｒ０×ａ （３）
ＲＴ２／Ｒ０＝１０００／ＣＭ （４）
図６の回路によれば、図７（Ａ）で説明したように基準計測時間Ｔが求められる。そして図７（Ｂ）で説明したように、この基準計測時間Ｔ内での検出パルス数をカウントし、得られたカウント値ＣＭに基づいて、抵抗比情報（ＲＴ１／Ｒ０、ＲＴ２／Ｒ０）が求められる。そしてこの抵抗比情報に基づいてコンデンサ温度や周囲温度が特定される。

このようにすれば、例えばトランジスタＴＲ０〜ＴＲ２に供給される電源ＶＤＤが変動したり、基準コンデンサＣ０の容量値が変動した場合にも、その変動が吸収されたカウント値ＣＭを得ることができ、より正確なコンデンサ温度や周囲温度を測定できる。例えばＣ０の容量値が小さくなると、基準計測時間Ｔも短くなるが、コンデンサ温度や周囲温度の測定時における時定数Ｃ０×ＲＴ１やＣ０×ＲＴ２も小さくなる。このため、結局、Ｃ０の容量値の変動はカウント値ＣＭには影響を及ぼさなくなり、このカウント値ＣＭに基づきコンデンサ温度や周囲温度を求めることで、正確な温度を得ることができる。

５．測定回路の構成
図８に測定回路２００の具体的な構成例を示す。測定回路２００（ｔａｎδ検出回路）は、基準計測時間測定回路２０２、カウント値測定回路２０４、変換回路２０６を含む。また信号生成回路２０８、変換テーブル２１０、アドレスカウンタＡＤＤＲＥＳＳ、タイミングジェネレータ２２０を含むことができる。

基準計測時間測定回路２０２は、基準測定用トランジスタＴＲ０、放電用トランジスタＴＲ３がオン・オフ制御されることで検出回路ＢＵＦＲから出力される検出パルスＤＰの数をカウントする。そして得られたカウント値により、基準計測時間Ｔを求める。具体的には、基準計測時間測定回路２０２が含むタイマＴＩＭ１（カウンタ）が、図７（Ａ）で説明したように、検出パルス数が例えば１０００回になるまでの基準計測時間Ｔを、例えば１ＭＨｚのクロックＣＬＫ１に基づき測定する。そして測定された基準計測時間Ｔに対応するタイマＴＩＭ１のカウント値が、メモリＴＭに記憶される。なお本実施形態では説明を簡素化するために、タイマＴＩＭ１のカウント値についてもＴＩＭ１と適宜標記し、メモリＴＭに記憶されるカウント値についてもＴＭと適宜標記する。

カウント値測定回路２０４は、コンデンサ温度測定用トランジスタＴＲ１、放電用トランジスタＴＲ３がオン・オフ制御されることで基準計測時間Ｔ内において検出回路ＢＵＦＲから出力される検出パルスの数をカウントする。そして基準抵抗Ｒ０とコンデンサ温度測定用サーミスタＲＴ１との抵抗比情報を表す第１のカウント値を求め、コンデンサ温度を求める。具体的にはカウント値測定回路２０４が含むタイマＴＩＭ２（カウンタ）が、図７（Ｂ）で説明したように、基準計測時間Ｔ内での検出パルス数を測定する。そして測定されたタイマＴＩＭ２のカウント値が、メモリＣＭに記憶される。そしてメモリＣＭに記憶されたカウント値が、変換回路２０６によりコンデンサ温度のデータに変換される。なお本実施形態では説明を簡素化するために、タイマＴＩＭ２のカウント値についてもＴＩＭ２と適宜標記し、メモリＣＭに記憶されるカウント値についてもＣＭと適宜標記する。

またカウント値測定回路２０４は、周囲温度測定用トランジスタＴＲ２、放電用トランジスタＴＲ３がオン・オフ制御されることで基準計測時間Ｔ内において検出回路ＢＵＦＲから出力される検出パルスの数をカウントする。そして基準抵抗Ｒ０と周囲温度測定用サーミスタＲＴ２との抵抗比情報を表す第２のカウント値を求め、周囲温度を測定する。具体的にはカウント値測定回路２０４が含むタイマＴＩＭ２が、基準計測時間Ｔ内での検出パルス数を測定する。そして測定されたタイマＴＩＭ２のカウント値が、メモリＣＭに記憶される。そしてメモリＣＭに記憶されたカウント値が、変換回路２０６により周囲温度のデータに変換される。

変換回路２０６は、カウント値測定回路２０４により測定されたカウント値を温度（温度データ）に変換する処理を行う。例えば、カウント値を温度に変換するための変換テーブル２１０と、カウント値測定回路２０４からの第１のカウント値とに基づいて、コンデンサ温度を求める。また変換テーブル２１０と、カウント値測定回路２０４からの第２のカウント値とに基づいて、周囲温度を求める。

具体的には、アドレスカウンタＡＤＤＲＥＳＳがカウントアップし、これにより変換テーブル２１０から第１の変換情報ＣＮや第２の変換情報ＡＮが読み出される。次にカウント値測定回路２０４からの第１のカウント値ＣＭと、変換テーブル２１０からの第１、第２の変換情報ＣＮ、ＡＮに基づいて、コンデンサ温度が求められる。そして求められたコンデンサ温度のデータはメモリＴＭＰ１に記憶される。同様に、アドレスカウンタＡＤＤＲＥＳＳがカウントアップし、これにより変換テーブル２１０から第１、第２の変換情報ＣＮ、ＡＮが読み出される。そしてカウント値測定回路２０４からの第２のカウント値ＣＭと、変換テーブル２１０からの第１、第２の変換情報ＣＮ、ＡＮに基づいて、周囲温度が求められ、求められた周囲温度のデータはメモリＴＭＰ２に記憶される。そして、メモリＴＭＰ１、ＴＭＰ２に記憶されたコンデンサ温度と周囲温度のデータにより、コンデンサ温度と周囲温度の温度差が求められ、この温度差によりｔａｎδの異常が検出される。

信号生成回路２０８は、測定されたコンデンサ温度や周囲温度に基づき生成されたエラー信号ＥＲＲＳＩＧや温度データＴＮＤＡＴＡを、制御回路２２に出力する。例えば信号生成回路２０８は、コンデンサ温度と周囲温度との温度差が所与の温度差を超えた場合に、エラー信号を制御回路２２に出力する。これにより送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２の送電が停止する。また測定されたコンデンサ温度が所与の温度を超えた場合にも、エラー信号を制御回路２２に出力する。これにより送電ドライバＤＲ１、ＤＲ２による送電が停止する。

タイミングジェネレータ２２０は、測定開始信号ＴＯＮやクロックＣＬＫ１を受けて、各種のシーケンス制御を行う。具体的には制御信号ＳＣ０〜ＳＣ３を生成して、トランジスタＴＲ０〜ＴＲ３に出力する。

６．変換テーブル
次に、図９を用いて変換テーブル２１０について説明する。本実施形態の変換テーブル２１０は、第１変換情報ＣＮや第２の変換情報ＡＮを記憶する。

図９に示すように温度が例えば−３０℃から＋１２５℃に上昇すると、サーミスタの抵抗値は例えば２９６．７００ＫΩから０．８０６７ＫΩというように減少する。またコンデンサ温度や周囲温度の測定では、前述したように例えば１０００回の検出パルス数に相当する基準計測時間Ｔ内において検出パルス数がカウントされる。このため、温度が２５℃であり場合の検出パルス数は図９に示すように１０００になる。従って、温度が１２０℃である場合の検出パルス数は、（２０／０．８０６７）×１０００＝２１８３６．４４５と計算される。そして１２０℃は１１９．５℃〜１２０．５℃に相当すると考えられるため、２１８３６．４４５に対して−０．５℃補正が行われて２１５４０．８５３になる。これにより、１２０℃の温度に対応する第１の変換情報ＣＮは、２１５４０．８５３の小数点を切り捨てた２１５４０（ヘキサ表示で５４２４ｈ）に設定される。

また、温度が１１０℃の場合の検出パルス数は（２０／１．１９００）×１０００＝１６８０６．７２３と計算される。そして１１０℃は１０９．５℃〜１１０．５℃に相当すると考えられるため、１６８０６．７２３に対して−０．５℃補正が行われて１６５５５．２３７になる。これにより、１１０℃についての第１の変換情報ＣＮは、１６５５５．２３７の小数点を切り捨てた１６５５５（ヘキサ表示で４０ＡＢｈ）に設定される。即ち１１０℃の温度に対する１０の位の変換情報（１０℃刻みのデータ）は、１６５５５に設定される。

一方、１１０℃〜１２０℃の温度範囲での１℃刻みのデータは、（２１８３６．４４５−１６８０６．７２３）／１０＝５０２．９７２と計算される。これにより１１０℃〜１２０℃の温度範囲での第２の変換情報ＡＮは、５０２．９７２の小数点を切り捨てた５０２（ヘキサ表示で０１Ｆ６ｈ）に設定される。即ち１００℃〜１１０℃の温度範囲の温度に対する１の位の変換情報（１℃刻みのデータ）は、５０２に設定される。

図１０にサーミスタの温度−抵抗の変換特性の一例を示す。図１０では、サーミスタの抵抗値は負の温度係数を有しており、温度−抵抗の変換特性は線形な特性にはなっていない。従って、このような温度−抵抗の変換を演算処理により実現しようとすると、処理負荷が重くなる。

この点、本実施形態では、変換テーブル２１０には、１０℃刻みのデータである第１の変換情報ＣＮと、１℃刻みのデータである第２の変換情報ＡＮが記憶されている。そして、測定温度（コンデンサ温度、周囲温度）の１０の位については、第１の変換情報ＣＮに基づいて特定され、温度の１の位については、第２の変換情報ＡＮに基づく線形補間により求められる。従って、複雑な演算処理を行わなくても変換処理を実現でき、処理負荷を軽減できる。

即ち測定温度での検出パルス数（抵抗比情報、カウント値）が例えば９１３であったとする。この場合に、２０℃、３０℃に対応する第１の変換情報はＣＮ＝７９０、１１９６である。従って、検出パルス数９１３が表す測定温度は、温度範囲２０℃〜３０℃内であり、その１０の位は「２０」であると特定される。また温度範囲２０℃〜３０℃での第２の変換情報はＡＮ＝４１であり、このＡＮ＝４１に基づく線形補間により測定温度の１の位が求められる。例えば測定温度の１の位をＸとすると、線形補間式である７９０＋ＡＮ×Ｘ＝７９０＋４１×Ｘ＝９１３により、Ｘ＝３と求められる。従って、測定温度は、１０の位が「２０」であり、１の位が「３」であるため、２３℃になる。このように変換テーブル２１０を用いれば、温度−抵抗の変換特性が線形特性でない場合にも、負荷の少ない線形補間により測定温度を求めることができる。

７．動作
次に本実施形態の詳細な動作について図１１、図１２、図１３のフローチャートを用いて説明する。

まず図８の測定開始信号ＴＯＮがアクティブになると、タイマＴＩＭ１、ＴＩＭ２をリセットし、そのカウント値を０にする（ステップＳ２１）。そして、１ＭＨｚのクロックＣＬＫ１によるタイマＴＩＭ１のカウント値のカウントアップを開始する（ステップＳ２２）。また図６のトランジスタＴＲ０、ＴＲ３のオン・オフ制御を行い、基準抵抗Ｒ０、基準コンデンサＣ０を用いたＣＲ発振を開始し、検出パルスＤＰによるタイマＴＩＭ２のカウント値のカウントアップを開始する（ステップＳ２３）。

そしてタイマＴＩＭ２のカウント値が１０００を超えたか否かを判断し、超えていない場合にはステップＳ２２に戻る（ステップＳ２４）。一方、超えた場合には、タイマＴＩＭ１のカウント値をメモリＴＭに記憶する（ステップＳ２５）。これにより図７（Ａ）の基準計測時間Ｔの測定が実現される。

即ち、１ＭＨｚのクロックＣＬＫ１によりカウントアップを開始したタイマＴＩＭ１は、検出パルス数が１０００を超え、タイマＴＩＭ２のカウント値が１０００を超えると、カウントアップを停止する。従って、タイマＴＩＭ１のカウント値は、基準計測時間Ｔ（検出パルス１０００個分）に応じたカウント値になり、このカウント値がメモリＴＭに記憶される。

次にタイマＴＩＭ２をリセットする（ステップＳ２６）。そして、１ＭＨｚのクロックＣＬＫ１によるタイマＴＩＭ１のカウントダウンを開始する（ステップＳ２７）。また図６のトランジスタＴＲ１、ＴＲ３のオン・オフ制御を行い、サーミスタ抵抗ＲＴ１、基準コンデンサＣ０を用いたＣＲ発振を開始し、検出パルスＤＰによるタイマＴＩＭ２のカウント値のカウントアップを開始する（ステップＳ２８）。

そしてタイマＴＩＭ１のカウント値が０になったか否かを判断し、０になっていない場合にはステップＳ２７に戻る（ステップＳ２９）。一方、０になった場合には、タイマＴＩＭ２のカウント値をメモリＣＭに記憶し、アドレスカウンタＡＤＤＲＥＳＳと加算カウンタＡＤＤをリセットする（ステップＳ３０、Ｓ３１）。これにより図７（Ｂ）の温度測定が実現される。

即ちタイマＴＩＭ１は、１ＭＨｚのクロックＣＬＫ１により、基準計測時間Ｔに相当するカウント値からのカウントダウンを開始する。そしてタイマＴＩＭ１のカウント値が０になると、タイマＴＩＭ２のカウントアップが停止する。従って、タイマＴＩＭ２のカウント値は、基準計測時間Ｔ内において検出回路ＢＵＦＲから出力される検出パルス数のカウント値になり、このカウント値がメモリＣＭに記憶される。このメモリＣＭに記憶されるカウント値は、コンデンサ温度に応じた第１のカウント値になる。

次に、この第１のカウント値を温度データに変換する処理を行う。即ち、まず、図９で説明した変換テーブル２１０から、１２０℃の温度データセットであるＣＮ、ＡＮ、ＴＮを読み出す（ステップＳ４１）。そしてメモリＣＭのカウント値が、変換テーブル２１０から読み出されたＣＮよりも大きいか否かを判断し、大きい場合には、コンデンサ温度が１２０℃よりも高いと判断し、エラー信号を出力する（ステップＳ４２、Ｓ４３）。即ち図９において１２０℃に対応するＣＮは２１５４０である。従って、メモリＣＭのカウント値が２１５４０よりも大きい場合には、コンデンサ温度が１２０℃以上であると判断できる。

一方、メモリＣＭのカウント値がＣＮ以下である場合には、アドレスカウンタＡＤＤＲＥＳＳをカウントアップし、変換テーブル２１０から次のＣＮ、ＡＮ、ＴＮを読み出す（ステップＳ４４）。即ち温度を１０℃下降させた場合のＣＮ、ＡＮ、ＴＮを読み出す。例えば１２０℃の場合にＣＮ＝２１５４０、ＡＮ＝５９１、ＴＮ＝１５を読み出され、ＡＤＤＲＥＳＳがカウントアップされると、次は１０℃降下した１１０℃の場合のＣＮ＝１６５５５、ＡＮ＝５０２、ＴＮ＝１４が読み出される。

次にメモリＣＭのカウント値が、変換テーブル２１０から読み出されたＣＮよりも大きいか否かを判断し、大きくない場合には、変換テーブル２１０から読み出されたＴＮが０か否かを判断する（ステップＳ４５、Ｓ４６）。そしてＴＮ＝０ではない場合には、ステップＳ４４に戻り、ＴＮ＝０である場合には、コンデンサ温度が−３０℃以下であると判断し、エラー信号を出力する（ステップＳ４７）。

即ち変換テーブル２１０のＴＮは、１２０℃のときはＴＮ＝１５であり、１０℃毎に１つずつ減少し、−３０℃でＴＮ＝０になる。従って、ＴＮ＝０である場合には、コンデンサ温度が−３０℃以下であり、動作保証範囲外であると判断できる。

ステップＳ４５でＣＭ＞ＣＮである場合には、ＣＮに対して、変換テーブル２１０から読み出されたＡＮを加算する（ステップＳ５２）。そしてＣＭ＞ＣＮか否かを判断し（ステップＳ５３）、ＣＭ＞ＣＮである場合には加算カウンタＡＤＤをカウントアップし（ステップＳ５１）、ＣＮに対してＡＮを再度加算する（ステップＳ５２）。一方、ステップＳ５３でＣＭ≦ＣＮである場合には、ＴＮ、ＡＤＤが、温度データとしてメモリＴＭＰ１（１回目）に記憶される（ステップＳ５４）。具体的には、上位４ビットがＴＮであり、下位４ビットがＡＤＤである温度データが記憶される。これにより各温度範囲内での線形補間が行われて、コンデンサ温度のデータが取得される。

即ち、第１のカウント値であるＣＭが、１１０℃に相当するＣＮ＝１６５５５よりも大きい場合には、ＣＮにＡＮ＝５０２が加算されて、ＣＮ＝１６５５５＋５０２＝１７０５７になる。そして、ＣＭがＣＮ＝１７０５７よりも大きいか否かを判断される。そして大きい場合には、ＡＤＤがカウントアップし、ＣＮ＝１７０５７＋５０２＝１７５５９になり、ＣＭがＣＮ＝１７５５９よりも大きいか否かが判断される。そして、ＣＭ≦ＣＮになるまで、この処理が繰り返され、ＣＭ≦ＣＮになると、その時の、ＴＮ（上位４ビット）、ＡＤＤ（下位４ビット）がコンデンサ温度のデータとしてメモリＴＭＰ１に記憶される。

次に、温度測定の１回目か否かを判断し（ステップＳ５５）、１回目である場合には、メモリＴＭＰ１の温度データが、リミット温度Ｔｌｉｍ１よりも大きいか否かを判断し、大きい場合には、コンデンサ温度の異常であると判断して、エラー信号を出力する（ステップＳ５７）。一方、小さい場合には、メモリＴＭのカウント値（基準計測時間Ｔ）を、タイマＴＩＭ１にセットして（ステップＳ５８）、図１１のステップＳ２６に戻る。これにより２回目の温度測定が行われる。そして、２回目の温度測定で得られたＴＮ、ＡＤＤが、周囲温度のデータとしてメモリＴＭＰ２に記憶される（ステップＳ５４）。

次に、メモリＴＭＰ１の温度データとＴＭＰ２の温度データの温度差データＳＵＢが求められ、ＳＵＢがリミット温度Ｔｌｉｍ２よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ５５、Ｓ５９、Ｓ６０）。そして大きい場合には、温度差が異常であり、コンデンサのｔａｎδが異常であると判断して、エラー信号を出力する（ステップＳ６１）。一方、小さい場合には、コンデンサは正常であると判断する（ステップＳ６２）。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（第１の電源、第２の電源等）と共に記載された用語（ＧＮＤ、ＶＤＤ等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電制御装置、送電装置、ｔａｎδ検出回路の構成・動作や、ｔａｎδ検出手法、温度測定手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば温度差以外の測定結果に基づいてｔａｎδの異常を検出してもよい。またｔａｎδ検出回路を、無接点電力伝送以外の用途に使用することも可能である。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）は無接点電力伝送の説明図。 本実施形態の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の構成例。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図。 本実施形態の送電制御装置の構成例。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）はコンデンサのｔａｎδの説明図。 ｔａｎδ検出回路の構成例。 図７（Ａ）、図７（Ｂ）は本実施形態の動作を説明するための信号波形例。 測定回路の構成例。 変換テーブルの説明図。 サーミスタの温度−抵抗特性の例。 本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。 本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。 本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。

符号の説明

Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、
１０ 送電装置、１２ 送電部、１４ 電圧検出回路、１５ 温度検出部、
１６ 表示部、２０ 送電制御装置、２２ 制御回路（送電側）、２４ 発振回路、
２６ ドライバ制御回路、２８ 波形検出回路、３８ ｔａｎδ検出回路、
４０ 受電装置、４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、
４８ 給電制御部、５０ 受電制御装置、５２ 制御回路（受電側）、
５４ 出力保証回路、５６ 位置検出回路、５８ 発振回路、
６０ 周波数検出回路、６２ 満充電検出回路、９０ 負荷、９２ 充電制御装置、
９４ バッテリ、２００ 測定回路、２０２ 基準計測時間測定回路、
２０４ カウント値測定回路、２０６ 変換回路、２０８ 信号生成回路、
２１０ 変換テーブル

Claims (13)

1. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   ドライバ制御信号を生成して、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、
   その一端が前記送電ドライバの出力に電気的に接続され前記１次コイルと共に共振回路を構成するコンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路と、
   前記送電装置を制御する制御回路とを含み、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   コンデンサ温度と周囲温度を測定し、前記コンデンサ温度と前記周囲温度との温度差を求めることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出し、
   前記制御回路は、
   前記温度差が所与の温度差を超えた場合に、前記コンデンサのｔａｎδの異常が検出されたとして、前記送電ドライバによる前記１次コイルの駆動を停止させる制御を行うことを特徴とする送電制御装置。
2. 請求項１において、
   前記制御回路は、
   測定されたコンデンサ温度が所与の温度を超えた場合に、前記送電ドライバによる前記１次コイルの駆動を停止させる制御を行うことを特徴とする送電制御装置。
3. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   ドライバ制御信号を生成して、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、
   その一端が前記送電ドライバの出力に電気的に接続され前記１次コイルと共に共振回路を構成するコンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路と、
   前記送電装置を制御する制御回路とを含み、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   基準抵抗とコンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報である第１の抵抗比情報を求めることで、コンデンサ温度を測定し、
   前記基準抵抗と周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報である第２の抵抗比情報を求めることで、周囲温度を測定し、
   前記コンデンサ温度と前記周囲温度との温度差を求めることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出し、
   前記制御回路は、
   前記コンデンサのｔａｎδの異常が検出された場合に、前記送電ドライバによる前記１次コイルの駆動を停止させる制御を行うことを特徴とする送電制御装置。
4. 請求項３において、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   抵抗比情報を温度に変換するための変換テーブルを有し、
   前記変換テーブルと前記第１の抵抗比情報とに基づいて、コンデンサ温度を求め、
   前記変換テーブルと前記第２の抵抗比情報とに基づいて、周囲温度を求めることを特徴とする送電制御装置。
5. 請求項４において、
   前記変換テーブルは、温度の１０の位を求めるための第１の変換情報と、温度の１の位を求めるための第２の変換情報を記憶し、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   前記第１の抵抗比情報に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第１の抵抗比情報をコンデンサ温度に変換し、
   前記第２の抵抗比情報に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第２の抵抗比情報を周囲温度に変換することを特徴とする送電制御装置。
6. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   ドライバ制御信号を生成して、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、
   その一端が前記送電ドライバの出力に電気的に接続され前記１次コイルと共に共振回路を構成するコンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路と、
   前記送電装置を制御する制御回路とを含み、
   前記制御回路は、
   前記コンデンサのｔａｎδの異常が検出された場合に、前記送電ドライバによる前記１次コイルの駆動を停止させる制御を行い、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   基準コンデンサの一端のノードである発振ノードと第２の電源との間に、基準抵抗と直列に設けられる基準測定用トランジスタと、
   前記発振ノードと前記第２の電源との間に、コンデンサ温度測定用サーミスタと直列に設けられるコンデンサ温度測定用トランジスタと、
   前記発振ノードと前記第２の電源との間に、周囲温度測定用サーミスタと直列に設けられる周囲温度測定用トランジスタと、
   前記発振ノードと第１の電源との間に設けられる放電用トランジスタと、
   前記発振ノードの電圧が所与のしきい値電圧を超えた場合に、検出パルスを出力する検出回路とを含むことを特徴とする送電制御装置。
7. 請求項６において、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   前記基準測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントし、基準計測時間を測定する基準計測時間測定回路と、
   前記コンデンサ温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記コンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第１のカウント値を求め、前記周囲温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第２のカウント値を求めるカウント値測定回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
8. 請求項７において、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   カウント値を温度に変換するための変換テーブルと、
   前記変換テーブルと前記第１のカウント値とに基づいてコンデンサ温度を求め、前記変換テーブルと前記第２のカウント値とに基づいて周囲温度を求める変換回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
9. 請求項８において、
   前記変換テーブルは、温度の１０の位を求めるための第１の変換情報と、温度の１の位を求めるための第２の変換情報を記憶し、
   前記ｔａｎδ検出回路は、
   前記第１のカウント値に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第１のカウント値をコンデンサ温度に変換し、
   前記第２のカウント値に対応する温度の１０の位を前記第１の変換情報に基づき特定し、温度の１の位を前記第２の変換情報を用いた線形補間により求めることで、前記第２のカウント値を周囲温度に変換することを特徴とする送電制御装置。
10. 請求項１乃至９のいずれかに記載の送電制御装置と、
    交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含むことを特徴とする送電装置。
11. 請求項１０に記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
12. コンデンサのｔａｎδの異常を検出するｔａｎδ検出回路であって、
    基準コンデンサの一端のノードである発振ノードと第２の電源との間に、基準抵抗と直列に設けられる基準測定用トランジスタと、
    前記発振ノードと前記第２の電源との間に、コンデンサ温度測定用サーミスタと直列に設けられるコンデンサ温度測定用トランジスタと、
    前記発振ノードと前記第２の電源との間に、周囲温度測定用サーミスタと直列に設けられる周囲温度測定用トランジスタと、
    前記発振ノードと第１の電源との間に設けられる放電用トランジスタと、
    前記発振ノードの電圧が所与のしきい値電圧を超えた場合に、検出パルスを出力する検出回路とを含み、
    前記検出回路からの検出パルス数をカウントすることで、前記コンデンサのｔａｎδの異常を検出することを特徴とするｔａｎδ検出回路。
13. 請求項１２において、
    前記基準測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントし、基準計測時間を測定する基準計測時間測定回路と、
    前記コンデンサ温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記コンデンサ温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第１のカウント値を求め、前記周囲温度測定用トランジスタ、前記放電用トランジスタがオン・オフ制御されることで前記基準計測時間内において前記検出回路から出力される検出パルスの数をカウントして、前記基準抵抗と前記周囲温度測定用サーミスタとの抵抗比情報を表す第２のカウント値を求めるカウント値測定回路を含むことを特徴とするｔａｎδ検出回路。

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