JP2009189229A

JP2009189229A - 送電制御装置、無接点電力伝送システム、送電装置、電子機器および波形モニタ回路

Info

Publication number: JP2009189229A
Application number: JP2008286285A
Authority: JP
Inventors: Kota Onishi; 幸太大西; Masayuki Kamiyama; 正之神山; Nobutaka Shiozaki; 伸敬塩崎; Takahiro Kamijo; 貴宏上條
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2008-01-07
Filing date: 2008-11-07
Publication date: 2009-08-20
Also published as: CN101483356A; CN101483356B

Abstract

【課題】無接点電力伝送システムにおいて、１次コイルに接続される他の回路の動作も考慮した、安定的かつ信頼性の高い故障検出を実現すること。
【解決手段】送電制御装置２０は、送電装置の動作を制御する送電側制御回路２２と、第１の送電ドライバ１３および第２の送電ドライバ１５の動作を制御するドライバ制御回路２６と、波形モニタ回路１４のモニタ信号に基づいて波形検出処理を実行する波形検出回路２８と、を含み、第１の送電ドライバ１３は、コンデンサを介さずに１次コイルの第１のノードＮ１を駆動し、第２の送電ドライバ１５は、コンデンサＣ２を介して１次コイルの第２のノードＮ２を駆動し、波形モニタ回路１４における、１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路にはスイッチ回路ＳＷ３が設けられ、送電側制御回路は、切換制御信号によって、スイッチ回路ＳＷ３のオン／オフを切り換える。
【選択図】図２

Description

本発明は、送電制御装置、無接点電力伝送システム、送電装置、電子機器および波形モニタ回路等に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

１次コイルと２次コイルを用いた無接点電力伝送装置は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載される無接点電力伝送システムでは、１次コイルを駆動するドライバとして、ＣＭＯＳ構成のドライバ（ＣＭＯＳドライバ）を使用し、かつ、各ＣＭＯＳドライバには、貫通電流を防止するための制御回路（タイミング制御回路）が設けられている。その制御回路（タイミング制御回路）は、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの同時オンを防止することによって貫通電流が流れるのを防止する。１次側のドライバにおける貫通電流の防止は、ドライバ故障の未然防止に有効である。
特開２００６−６０９０９号公報（図３）

特許文献１に記載される無接点電力伝送システムでは、１次コイルを駆動するドライバの各トランジスタの駆動タイミングを調整することによって貫通電流を防止することはできるが、各トランジスタの短絡故障については何ら対策されていない。

例えば、ＣＭＯＳドライバを構成するトランジスタに初期故障が生じている場合には、通常駆動を行う前に、その初期故障を検出し、通常駆動を行わずに、その機器を回収して修理するといった迅速かつ適切な対応をとるのが、安全上、より望ましいといえる。但し、１次コイルには種々の回路が接続される可能性がある。したがって、初期故障検出に際しては、１次コイルに接続される回路の動作も考慮して、安定的かつ信頼性の高い、新規な故障検出方式が必要となる。

また、１次コイルには、他の回路（波形検出回路等）が接続される。よって、正確な初期故障検出を実現するためには、１次コイルに接続される他の回路の影響も考慮する必要がある。

本発明の幾つかの実施態様によれば、無接点電力伝送システムにおいて、１次コイルに接続される他の回路の動作も考慮した、安定的かつ信頼性の高い故障検出を実現することが可能となる。

（１）本発明の送電制御装置の一態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して前記電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、前記送電装置の送電部に設けられる第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバの動作を制御するドライバ制御回路と、前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路のモニタ信号に基づいて波形検出処理を実行する波形検出回路と、を含み、前記第１の送電ドライバは、コンデンサを介さずに前記１次コイルの第１のノードを駆動し、前記第２の送電ドライバは、コンデンサを介して前記１次コイルの第２のノードを駆動し、前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路にはスイッチ回路が設けられ、前記送電側制御回路は、切換制御信号によって、前記スイッチ回路のオン／オフを切り換える。

１次コイルに接続される波形モニタ回路にスイッチ回路が設けられ、そのスイッチ回路のオン／オフが、送電制御装置の送電側制御回路が出力する切換制御信号によって制御される。また、１次コイルの片側の端部のみにコンデンサが設けられる。ＬＣ直列共振回路を構成するためには、１次コイルと１個のコンデンサがあればよく、コンデンサの耐圧の問題が生じなければ、１次コイルの両端部の各々にコンデンサを設ける必要がない。コンデンサの数が減ることによって、コンデンサにおける損失が低減され、部品点数が削減され、送電部の実装面積も低減される。但し、１次コイルの一方の端のコンデンサを削除すると、１次コイルの第１のノードと波形モニタ回路とが直流的に直結する。よって、１次コイルの第１のノードの直流電圧（直流電流）の測定に際して、１次コイルから、波形モニタ回路を経由して低レベル電源電位（例えばグランド）に直流電流が流れ、このことに起因して、測定精度が低下する場合がある。このような場合に、波形モニタ回路に設けられたスイッチ回路をオフする。スイッチ回路のオフによって、１次コイルと低レベル電源電位（グランド等）とを結ぶ信号経路が遮断され、不要な電流が流れることが防止される。したがって、１次コイルの電圧や電流の測定精度が低下しない。１次コイルの直流電圧（直流電流）を測定する必要性は、例えば、送電ドライバの初期故障診断時に生じる。但し、これに限定されるものではなく、他の用途にも、本態様の構成を使用することができる。例えば、送電ドライバの性能評価時や、直列共振回路を構成するコンデンサの耐圧測定時においても、１次コイルの電圧を正確に測定する必要が生じるため、本態様の構成を利用することができる。さらに他の用途に、本態様の構成を利用することもできる。また、１次コイルに、波形モニタ回路の他に、さらに他の回路が接続され、その他の回路においても洩れ電流が生じる可能性がある場合には、その他の回路にもスイッチ回路を設けるのが有効である。この点を考慮すると、上述の「波形モニタ回路」は、広義には、「１次コイルに接続される少なくとも一つの回路」と言い換えることができる。

（２）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路が複数ある場合には、各々の前記信号経路に、前記スイッチ回路が設けられる。

直流電流が低レベル電源電位に流れる可能性のある信号経路が複数、並列にある場合には、信号経路の各々に、スイッチ回路を設け、各スイッチ回路を、送電側制御回路の切換制御信号によって制御する。これによって、複数の信号経路がある場合でも、１次コイルの直流電圧（直流電流）の測定の際に、不要な直流電流が低レベル電源電位（グランド等）に洩れることがなく、正確な測定が可能である。

（３）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記送電部は、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記第２の送電ドライバの出力ノードと前記コンデンサの一極との共通接続ノードである第３のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、前記送電側制御回路は、前記第１および第２のテスト用ドライバを用いて前記第１および第２の送電ドライバの初期故障検出を実行するときに、前記切換制御信号によって、前記スイッチ回路をオフさせる。

テスト用ドライバを用いた第１および第２の送電ドライバの故障検出では、例えば、第１および第２の送電ドライバを構成するトランジスタに、許容値を超えるリーク電流が生じているか否かの判定が重要となる（但し、故障検出の内容がこれに限定されるものではない）。例えば、リーク電流量が許容値を超えてはいるものの、それほど多くはない場合も、送電ドライバに故障が生じていることに違いはなく、「故障が生じている」と正確に判定する必要がある。したがって、初期故障検出は精密に行う必要があり、波形モニタ回路等の他の回路を経由してグランドに流れる直流電流が、仮に微小であったとしても、その不要な直流電流によって生じる誤差によって、正確な判定ができない場合があり得る。そこで、送電ドライバの初期故障診断時に、スイッチ回路をオフして、誤差原因となる直流電流を完全に遮断することによって、正確な初期故障診断が実現される。

（４）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記第１のノードまたは前記第３のノードがフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバの各々によって前記１次コイルの前記第１のノードおよび前記第３のノードの各々を駆動し、前記第１のノードまたは前記第３のノードの電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには初期故障が生じていると判定する。

送電ドライバの初期故障診断時には、第１および第２の送電ドライバの各トランジスタの入力レベルを調整して各トランジスタをすべてオフ状態とする。これによって第１および第２の送電ドライバの出力端はフローティング状態となる。この状態で、テスト用ドライバによって１次コイルを駆動する。第１および第２の送電ドライバは無力化されているため、第１および第３のノードの各々の電圧は、テスト用ドライバの支配下にある。第１および第３のノードの電圧は、テスト用ドライバの出力レベルに応じて変化するはずである。第１および第２の送電ドライバのいずれかに初期故障が生じている場合（トランジスタに短絡が生じている場合や、トランジスタのリーク電流が正常値よりも大きい場合等）には、故障しているトランジスタのリーク電流によって、第１および第３のノードの電圧はテスト用ドライバの出力電圧に一致しなくなる。したがって、初期故障を検出することができる。

（５）本発明の無接点電力伝送システムの一態様は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して前記電力を供給する無接点電力伝送システムであって、前記送電装置は、第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバを有する送電部と、前記送電装置の動作を制御する送電制御装置と、前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路と、を含み、前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路にはスイッチ回路が設けられ、また、前記送電制御装置は、前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの動作を制御するドライバ制御回路と、前記波形モニタ回路のモニタ信号に基づいて波形検出処理を実行する波形検出回路と、を含み、前記第１の送電ドライバは、コンデンサを介さずに前記１次コイルの第１のノードを駆動し、前記第２の送電ドライバは、コンデンサを介して前記１次コイルの第２のノードを駆動し、前記送電側制御回路は、切換制御信号によって、前記波形モニタ回路に設けられる前記スイッチ回路のオン／オフを切り換え、また、前記受電装置は、前記２次コイルの誘電電圧を整流する整流回路を含む受電部と、前記受電装置から送電装置へのデータ送信のための負荷変調部と、前記負荷への給電を制御する給電制御部と、を有する。

本態様の無接点電力伝送システムでは、１次コイルの片側の端部のみにコンデンサが設けられる。ＬＣ直列共振回路を構成するためには、１次コイルと１個のコンデンサがあればよく、コンデンサの耐圧の問題が生じなければ、１次コイルの両端部の各々にコンデンサを設ける必要がない。コンデンサの数が減ることによって、コンデンサにおける損失が低減され、部品点数が削減され、送電部の実装面積も低減される。よって小型の無接点電力伝送システムを実現する上で有利である。また、１次コイルに接続される波形モニタ回路にスイッチ回路が設けられ、そのスイッチ回路のオン／オフが、送電制御装置の送電側制御回路が出力する切換制御信号によって制御される。例えば、１次コイルの直流電圧や直流電流の測定の際に、スイッチ回路をオフすることによって、測定誤差の原因となる漏れ電流を完全に遮断することができ、正確な測定が可能である。このことは、送電装置の信頼性、安全性の向上に貢献する。よって、無接点電力伝送システムの信頼性、安全性が向上する。

（６）本発明の無接点電力伝送システムの他の態様では、前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路が複数ある場合には、各々の前記信号経路に、前記スイッチ回路が設けられる。

送電装置において、直流電流が低レベル電源電位に流れる可能性のある信号経路が複数、並列にある場合には、信号経路の各々に、スイッチ回路を設け、各スイッチ回路を、送電側制御回路の切換制御信号によって制御する。これによって、複数の信号経路がある場合でも、１次コイルの直流電圧（直流電流）の測定の際に、不要な直流電流が低レベル電源電位（グランド等）に洩れることがなく、正確な測定が可能である。

（７）本発明の無接点電力伝送システムの他の態様では、前記送電部は、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記第２の送電ドライバの出力ノードと前記コンデンサの一極との共通接続ノードである第３のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、前記送電側制御回路は、前記第１および第２のテスト用ドライバを用いて前記第１および第２の送電ドライバの初期故障検出を実行するときに、前記切換制御信号によって、前記スイッチ回路をオフさせる。

送電ドライバの初期故障診断時に、スイッチ回路をオフして、誤差原因となる直流電流を完全に遮断することによって、正確な初期故障診断が実現される。よって、無接点電力伝送システムの信頼性、安全性が向上する。

（８）本発明の無接点電力伝送システムの他の態様では、前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記第１のノードまたは前記第３のノードがフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバの各々によって前記１次コイルの前記第１のノードおよび前記第３のノードの各々を駆動し、前記第１のノードまたは前記第３のノードの電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには初期故障が生じていると判定する。

送電ドライバの初期故障診断時には、第１および第２の送電ドライバの各トランジスタの入力レベルを調整して各トランジスタをすべてオフ状態とする。これによって第１および第２の送電ドライバの出力端はフローティング状態となる。この状態で、テスト用ドライバによって１次コイルを駆動する。第１および第２の送電ドライバは無力化されているため、第１および第３のノードの各々の電圧は、テスト用ドライバの支配下にある。第１および第３のノードの電圧は、テスト用ドライバの出力レベルに応じて変化するはずである。第１および第２の送電ドライバのいずれかに初期故障が生じている場合（トランジスタに短絡が生じている場合や、トランジスタのリーク電流が正常値よりも大きい場合等）には、故障しているトランジスタのリーク電流によって、第１および第３のノードの電圧はテスト用ドライバの出力電圧に一致しなくなる。したがって、送電部の送電ドライバにおける初期故障を検出することができる。簡単な回路を用いて送電装置の不良を検出できるため、無接点電力伝送システムの信頼性、安全性が向上する。

（９）本発明の送電装置の一態様は、上記（１）または（２）の態様の送電制御装置と、前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバを有する送電部と、前記スイッチ回路を有する波形モニタ回路と、を含む。

本態様の送電装置を使用することによって、信頼性、安全性の高い無接点電力システムを実現することができる。

（１０）本発明の導電装置の一態様は、上記（３）または（４）の態様の送電制御装置と、前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバと、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記１次コイルの前記第２のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有する送電部と、前記スイッチ回路を有する波形モニタ回路と、を含む。

（１１）本発明の電子機器は、本発明のいずれかの態様の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。

本発明によって、無接点電力伝送が可能な、安全性の高い電子機器（例えば、携帯端末の２次電池を無接点電力伝送によって充電する機能をもつ充電台（クレードル））を得ることができる。

このように、本発明の幾つかの実施態様によれば、無接点電力伝送システムにおいて、１次コイルに接続される他の回路の動作も考慮した、安定的かつ信頼性の高い故障検出を実現することが可能となる。

（１２）本発明の波形モニタ回路は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路であって、一端および他端を有し、前記一端が前記１次コイルに電気的に接続された抵抗と、前記抵抗の前記他端と低レベル電源電位との間の信号経路に設けられたスイッチ回路と、を含む。

波形モニタ回路に設けられるスイッチ回路をオフすることによって、１次コイルから波形モニタ回路を経由して低レベル電源電位に流れる電流を完全に遮断することができる。例えば、１次コイルを駆動する送電ドライバの初期故障検出時において、スイッチ回路をオフすることによって、１次コイルの一端の電圧を高レベルにしようとした場合に、不要な電流が波形モニタ回路を経由して低レベル電源電位に洩れることが防止される。よって、正確な送電ドライバの初期故障検出が実現される。初期故障検出時のみならず、波形モニタ回路の抵抗を経由して流れる直流電流が無視できないことによって、何らかの不都合が生じる場合は、適宜、適切なタイミングでスイッチ回路をオフすることによって、上記の不都合を回避することができる。このことは、無接点電力伝送システムの、例えば信頼性の向上に寄与する。

図面を参照して、本発明の好適な実施の形態について説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

（第１の実施形態）
まず、本発明が適用される好適な電子機器の例、ならびに、無接点電力伝送技術の原理について説明する。

（電子機器の例と無接点電力伝送の原理）
図１（Ａ）および図１（Ｂ）は、無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例ならびに誘導トランスを用いた無接点電力伝送の原理を説明するための図である。

図１（Ａ）に示されるように、送電側電子機器である充電器（クレードル）５００は、送電装置（送電側制御回路（送電側制御ＩＣ）を含む送電モジュール等）１０を有する。

受電側機器である携帯電話機５１０は、受電装置（受電側制御回路（受電側制御ＩＣ）を含む受電モジュール等）４０を有する。この携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給される。この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させたりすることができる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

なお、本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車などの種々の電子機器に適用できる。

特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における２次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。

特に、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）は、高負荷時の充電電流量が大きく、発熱の問題も顕在化しやすい。よって、本発明が有する低損失かつ低発熱という特性を十分に活かすことが可能な機器といえる。

（送電装置および受電装置の構成例）
図２は、送電装置、受電装置を含む無接点電力伝送システムにおける、各部の具体的な構成の一例を示す回路図である。図示されるように、送電装置１０は、送電制御装置２０と、送電部１２と、波形モニタ回路１４と、を有する。また、送電制御装置２０は、送電側制御回路２２と、発振回路２４と、ドライバ制御回路２６と、波形検出回路２８と、を有する。

また、受電装置４０には、受電部４２と、負荷変調部４６と、給電制御部４８とが設けられている。また、負荷９０は、充電制御装置９２とバッテリ（２次電池）９４が含まれる。以下具体的に説明する。充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２に示される送電装置１０を含む。また、携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、少なくとも受電装置４０と負荷９０を含む。そして、図２の構成により、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ６から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、波形モニタ回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。送電部１２は、第１の送電ドライバ１３および第２の送電ドライバ１５を有する。

第１の送電ドライバ１３は、コンデンサを介さずに１次コイルＬ１の一方の端部（第１のノードＮ１）を駆動する。第２の送電ドライバ１５は、直列共振用コンデンサＣ２を介して、１次コイルＬ１の他方の端部（第２のノードＮ２）を駆動する。１次コイルＬ１とコンデンサＣ２は直列共振回路を構成する。また、送電部１２には、第１および第２の送電ドライバ（１３，１５）の初期故障検出のための、少なくとも一つのテスト用ドライバ（図２では不図示）が設けられる。第１の送電ドライバ１３の初期故障検出時には、テスト用ドライバ（図２では不図示）は、第１のノードＮ１を駆動する。第２の送電ドライバ１３の初期故障検出時には、テスト用ドライバ（図２では不図示）は、第２の送電ドライバ１５の出力ノード（出力端）とコンデンサＣ２の一極との共通接続ノードである第３のノードＮ３を駆動する。第３のノードＮ３は、コンデンサＣ２によって、波形モニタ回路１４から直流的に分離される。第１のノードＮ１は、コンデンサがないことから、波形モニタ回路１４と直流的に直結される。

また、波形モニタ回路１４において、１次コイルＬ１と低レベル電源電位（グランド）との間の信号経路には、スイッチ回路ＳＷ３が設けられる。すなわち、例えば、ノードＮ１の電圧を測定する際に、波形モニタ回路１４を経由して直流電流が流れると測定誤差が生じる。よって、これを防止できるように、波形モニタ回路１４内の、１次コイルとグランドとを結ぶ信号経路にスイッチ回路を設けるものである。このスイッチ回路ＳＷ３のオン／オフは、送電側制御回路２２から出力される切換制御信号ＱＣ１によって制御される。スイッチ回路ＳＷ３のオン／オフ制御については後述する。

なお、送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。

図３（Ａ）および図３（Ｂ）は、送電側機器と受電側機器との間の情報伝送の原理の一例を説明するための図である。１次側から２次側への情報伝達には周波数変調が利用される。また、２次側から１次側への情報伝達には負荷変調が利用される。図３（Ａ）に示されるように、例えば、データ「１」を送電装置１０から受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。また、図３（Ｂ）に示すように、受電装置４０は、負荷変調によって低負荷状態／高負荷状態を切り換えることができ、これによって、「０」，「１」を１次側（送電装置１０）に送信することができる。

図２に戻って説明を続ける。図２の送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。そして、送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えば、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（あるいはバッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば、電力伝送が必要なときには、図１に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１の誘起電圧を検出する回路であり、例えば、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２や、ＲＡ１とＲＡ２の接続ノードＮＡ３とＧＮＤ（広義には低電位側電源）との間に設けられるダイオードＤＡ１を含む。具体的には、１次コイルの誘起電圧を抵抗ＲＡ１、ＲＡ２で分圧することによって得られた信号ＰＨＩＮが、送電制御装置２０の波形検出回路２８に入力される。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＣＤ（液晶表示装置）などにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、送電側制御回路２２と、発振回路２４と、ドライバ制御回路２６と、波形検出回路２８と、を含む。

また、送電側制御回路２２は、送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。

具体的には、送電側制御回路２２は、電力伝送、負荷検出、周波数変調、異物検出、あるいは着脱検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

発振回路２４は、例えば、水晶発振回路により構成され、１次側のクロックを生成する。ドライバ制御回路２６は、発振回路２４で生成されたクロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の送電ドライバ（不図示）に出力し、その送電ドライバの動作を制御する。

波形検出回路２８は、１次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する信号ＰＨＩＮの波形をモニタし、負荷検出、異物検出等を行う。例えば、受電装置４０の負荷変調部４６が、送電装置１０に対してデータを送信するための負荷変調を行うと、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形が、それに対応して変化する。

具体的には、例えば図３（Ｂ）に示すように、データ「０」を送信するために、受電装置４０の負荷変調部４６が負荷を低くすると、信号波形の振幅（ピーク電圧）が小さくなり、データ「１」を送信するために負荷を高くすると、信号波形の振幅が大きくなる。したがって、波形検出回路２８は、誘起電圧の信号波形のピークホールド処理などを行って、ピーク電圧がしきい値電圧を超えたか否かを判断することで、受電装置４０からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。なお、波形検出の手法は、上述の手法に限定されない。例えば、受電側の負荷が高くなったか低くなったかを、ピーク電圧以外の物理量を用いて判断してもよい。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお、受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧して得られる分圧電圧ＶＤ４は、信号線ＬＰ２を経由して、受電側制御回路５２および位置検出回路５６に入力される。位置検出回路５６に関しては、その分圧電圧ＶＤ４が、位置検出のための信号入力（ＡＤＩＮ）となる。

負荷変調部４６は、負荷変調処理を行う。具体的には、受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させ、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。

このトランジスタＴＢ３は、受電制御装置５０の受電側制御回路５２から信号線ＬＰ３を経由して与えられる制御信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。通常送電が開始される前の認証ステージにおいて、トランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行って送電装置に信号を送信する際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。

例えば、データ「０」を送信するために２次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために２次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は、負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ（ＬＤＯ）４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。

また、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の入力端と出力端との間には、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）からなるスイッチ回路が設けられている。このスイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）をオンすることによって、レギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。例えば、高負荷時（例えば、消耗が激しい２次電池の充電の初期においては、ほぼ一定の大電流を定常的に流すことが必要となり、このようなときが高負荷時に該当する）においては、レギュレータ４９自体の等価インピーダンスによって電力ロスが増大し、発熱も増大することから、レギュレータを迂回して、バイパス経路を経由して電流を負荷に供給するようにする。

スイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のオン／オフを制御するために、パイパス制御回路として機能するＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）およびプルアップ抵抗Ｒ８が設けられている。

受電側制御回路５２から、信号線ＬＰ４を介して、ハイレベルの制御信号がＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）のゲートに与えられると、ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）がオンする。すると、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートがローレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）がオンしてレギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。一方、ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）がオフ状態のときは、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートは、プルアップ抵抗Ｒ８を介してハイレベルに維持されるため、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）はオフし、バイパス経路は形成されない。

ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）のオン／オフは、受電制御装置５０に含まれる受電側制御回路５２によって制御される。

また、トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、電源電圧ＶＤ５の生成ノードＮＢ５（レギュレター４９の出力ノード）とノードＮＢ６（受電装置４０の電圧出力ノード）との間に設けられ、受電制御装置５０の受電側制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的には、トランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送（すなわち、通常送電）を行う場合にはオン状態となる。

なお、電源電圧生成ノードＮＢ５とトランジスタＴＢ２のゲートのノードＮＢ８との間にはプルアップ抵抗ＲＵ２が設けられる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また、受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。

受電側制御回路５２は、受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。この受電側制御回路５２は、シリーズレギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力端の定電圧（ＶＤ５）を電源として動作する。この電源電圧（ＶＤ５）は、電源供給線ＬＰ１を経由して、受電側制御回路５２に与えられる。

この受電側制御回路５２は、具体的には、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、満充電検出、認証用の通信のための負荷変調、異物挿入検出を可能とするための通信のための負荷変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。

具体的には、信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、２次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。具体的には満充電検出回路６２は、例えば、充電状態の表示に使用されるＬＥＤＲのオン・オフを検出することによって、満充電状態を検出する。すなわち、所定時間（例えば５秒）連続でＬＥＤＲが消灯した場合に、バッテリ９４が満充電状態（充電完了）であると判断する。

（送電部の具体的な回路構成とコイル端電圧の監視について）
図４は、送電部の具体的な回路構成ならびにコイル端電圧の監視について説明するための回路図である。

図示されるように、送電装置１０の送電部１２に設けられる送電ドライバ１３は、１次コイルＬ１のコイル端（上端）Ｎ１を駆動する。この送電ドライバ１３は、電源電圧（ＶＤＤ１：例えば５Ｖ）間に直列に接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ１とＮＭＯＳトランジスタＭ２により構成されるＣＭＯＳバッファであり、各トランジスタのゲートは、個別のゲート駆動信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ１）で制御される。

ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオンしたときは、ＣＭＯＳバッファの駆動出力は“Ｈ”レベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンしたときは、ＣＭＯＳバッファの駆動出力は“Ｌ”レベルとなり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１およびＮＭＯＳトランジスタＭ２が共にオフのときは、ＣＭＯＳバッファの出力端はフローティング状態（電位不定状態）となる。フローティング状態はハイインピーダンス状態とみることもでき、したがって、送電ドライバ１３は、トライステートバッファである。

送電ドライバ１５は、１次コイルＬ１のコイル端（下端）Ｎ２を駆動する。この送電ドライバ１５は、電源電圧（ＶＤＤ１：例えば５Ｖ）間に直列に接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ３とＮＭＯＳトランジスタＭ４により構成されるＣＭＯＳバッファであり、各トランジスタのゲートは、個別のゲート駆動信号（ＤＲＰ２，ＤＲＮ２）で制御される。送電ドライバ１５も、その出力端電位が“Ｈ”レベル，“Ｌ”レベルおよびフローティング状態の３つの状態をとることができるトライステートバッファである。

また、１次コイルＬ１およびコンデンサＣ２は、直列共振回路を構成する。コンデンサＣ２の一極は第２のノードＮ２に接続され、他極は第３のノードＮ３に接続されている。第１のノードＮ１側には、コンデンサは接続されない。直列共振回路を構成するためには、コンデンサは１個あればよい。コンデンサＣ２の耐圧に問題がなければ、他のコンデンサをノードＮ１側に設ける必要はない。コンデンサを１個しか設けない場合、コンデンサを複数、設ける場合に比べてコンデンサにおける損失が小さくなる。また、部品点数が少なくなり、コストダウンが図れ、かつ実装面積を削減することもできる。

上述の直列共振回路の共振周波数をｆ０とすれば、“１”や“０”を２次側に送信するための周波数ｆ１およびｆ２は、例えば、共振周波数ｆ０よりも高周波数側の領域にて設定される。

本実施形態では、例えば、送電ドライバ（１３，１５）の初期故障を検出するために、１次コイルＬ１のノードＮ１およびノードＮ３の電圧を監視する。ノードＮ１およびノードＮ３は、送電ドライバ（１３，１５）の出力端でもある。１次コイルＬ１のノードＮ１およびノードＮ３の電圧（すなわち、コイル端電圧）ＤＲＶ１，ＤＲＶ２に基づいて、送電側制御回路２２（具体的には、送電側制御回路２２に設けられる故障検出回路（図４では不図示：図１０の参照符号３４））が、送電ドライバ（１３，１５）の初期故障の有無を判定する。送電ドライバの初期故障検出は、例えば、電源の立ち上げ後、送電開始前に実施する。

初期故障検出の原理は以下のとおりである。すなわち、送電ドライバ１３および１５の出力をハイインピーダンス状態とし、テスト用ドライバ（図４では不図示）のＨレベルまたはＬレベルの駆動出力をノードＮ１およびノードＮ３に与える。送電ドライバ１３および１５を構成するトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４）が正常であれば、ノードＮ１およびノードＮ３の電圧は、テスト用ドライバの出力レベルに一致する。送電ドライバ１３および１５を構成するトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４）が故障していれば、その故障しているトランジスタのリーク電流によってノードＮ１およびノードＮ３の電圧が変動し、テスト用ドライバの出力レベルに一致しなくなる。したがって、送電ドライバの故障検出が可能である。

ここで、ノードＮ１に着目する。ノードＮ１側にはコンデンサが設けられないため、ノードＮ１と、１次コイルＬ１および波形モニタ回路１４とは直流的に直結されている。よって、例えば、波形モニタ回路（ＲＡ１，ＲＡ２）の抵抗値が小さいと、テスト用ドライバ（図４では不図示）によってノードＮ１の電圧をＨレベルにする場合に、１次コイルＬ１および波形モニタ回路１４を経由してグランドに直流電流が流れ、ノードＮ１の電圧を、“Ｈ”と見なし得る電圧レベルまで上昇させることができない場合がある。このような現象が生じると、送電ドライバ１３の正確な検査ができなくなる。そこで、ノードＮ１の電圧を、“Ｈ”と見なし得る電圧レベルまで、確実に上昇させることができるように対策する必要がある。なお、ノードＮ３は、コンデンサＣ２によって直流カットされているため、ノードＮ３の電圧が上昇しても、１次コイルＬ１および波形モニタ回路１４を経由してグランドに直流電流が流れない。よって、上述の不都合は生じない。

（送電ドライバの初期故障検出のための具体的動作）
以下、送電ドライバの初期故障検出について、具体的に説明する。送電ドライバの初期故障検出の原理は先に述べたとおりである。但し、ノードＮ１については、上述のように、電圧上昇が確実に生じるように回路的に対策する必要がある。

図５（Ａ），図５（Ｂ）は、送電ドライバの初期故障検出のための具体的な動作を説明するための図である。図５（Ａ）は故障がなしの場合を示し、図５（Ｂ）は故障ありの場合を示す。送電ドライバ１３，１５に故障が生じているのならば、通常駆動（通常送電）前に、その故障を検出して、通常送電を行うことなく、機器の修理等を行うことが望ましい。そこで、本実施形態では、好ましくは、通常駆動前に、初期故障の検出も行う。

図５（Ａ），図５（Ｂ）では、送電ドライバ１３の初期故障検出を可能とするために、テスト用ドライバＴＥ１を設けている。なお、送電ドライバ１５の初期故障の検出のためにも、同様に、テスト用ドライバＴＥ２が設けられる（テスト用ドライバＴＥ２の回路構成は、テスト用ドライバＴＥ１と同じであるため、記載を省略している）。図５（Ａ）および図５（Ｂ）に示されるように、テスト用ドライバＴＥ１は、電源間に直列に接続された、ＰＭＯＳトランジスタＭ５と、ＮＭＯＳトランジスタＭ６と、電流制限抵抗Ｒ１およびＲ２と、によって構成される。

電流制限抵抗Ｒ１およびＲ２が設けられるのは、以下の理由による。すなわち、テスト用ドライバＴＥ１（ＴＥ２）の電流駆動能力が高すぎると、初期故障が生じている送電ドライバ１３，１５を構成する各トランジスタのリーク電流が少量の場合に、そのリーク電流をマスクしてしまい、初期故障を検出できなくなる場合もないとは言えない。そこで、電流制限用抵抗（Ｒ１，Ｒ２）によって、テスト用ドライバの電流をある程度、絞るようにしたものである。

以下、初期故障検出の手順について説明する。まず、送電ドライバ１３の各トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の入力信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ１）を“Ｈ”および“Ｌ”に設定して、各トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の双方をオフ状態とする。これによって１次コイル端（Ｎ１）はフローティング状態となる。

次に、この状態で、テスト用ドライバＴＥ１によってコイル端（Ｎ１）を駆動する。送電ドライバ１３は無力化されており、コイル端（Ｎ１）の電圧は、テスト用ドライバＴＥ１の支配下にあり、したがって、コイル端（Ｎ１）の電圧は、テスト用ドライバＴＥ１の駆動電圧（出力端電圧）のとおりに変化するはずである。

例えば、図５（Ａ）に示すように、テスト用ドライバＴＥ１を構成する各トランジスタＭ５，Ｍ６の入力信号（ＩＮＴＰ１，ＩＮＴＰ２）を共に“Ｌ”とすると、ＰＭＯＳトランジスタＭ５がオンして、テスト用ドライバＴＥ１の出力端の電圧は“Ｈ”となる。電源ＶＤＤ１からの充電電流Ｉ１によって、コイル端（Ｎ１）の電圧も“Ｈ”レベルに上昇する。これが、送電ドライバ１３に初期故障がない場合の正常な回路動作である。一方、図５（Ｂ）に示すように、例えば、送電ドライバ１３のＮＭＯＳトランジスタＭ２が故障している場合には、テスト用ドライバＴＥ１の出力端の電圧が“Ｈ”となっても、送電ドライバのＮＭＯＳトランジスタＭ２のリーク電流Ｉ２によって、コイル端（Ｎ１）の電圧は“Ｈ”レベルに達しない（例えば、電源電圧の１／２の電圧となる）。

このように、送電ドライバ１３に初期故障が生じている場合には、故障しているトランジスタのリーク電流によって、コイル端電圧はテスト用ドライバＴＥ１の駆動電圧に一致しなくなり、したがって、初期故障を検出することができる。

但し、図５（Ａ），図５（Ｂ）の回路では、ノードＮ１と波形モニタ回路１４は直流的に直結している。すなわち、１次コイルＬ１から、波形モニタ回路の抵抗Ｒ３０（図４の抵抗ＲＡ１と抵抗ＲＡ２の合成抵抗）を経由して、直流電流が流れる可能性がある。この直流電流が誤差となって、送電ドライバ１３の正確な初期故障検出ができない場合があり得る。

そこで、本実施形態では、図６（Ａ），図６（Ｂ）に示すように、波形モニタ回路１４内にスイッチ回路を設ける。図６（Ａ）および図６（Ｂ）は、直流電流の影響を受けずにコイル端電圧を正確に検出できるように対策した送電部の構成例を示す図である。
図６（Ａ）では、波形モニタ回路１４に設けられるスイッチＳＷ３を、初期故障診断時にオフさせる。これによって、初期故障時には、ノードＮ１からグランドに向けて直流電流が流れない。ここで、下記（１）式が成立するように各構成要素の回路パラメータが設定される。
ＶＤＤ・｛ＲＯＦＦ／（ＲＯＮ＋Ｒ１＋ＲＯＦＦ）＞Ｖｔｈ（Ｈ）・・・（１）
但し、ＶＤＤは、高レベル電源電圧、ＲＯＦＦは、第１の送電ドライバ１３を構成するＮＭＯＳトランジスタＭ２のオフ時の抵抗値（オフ抵抗）、Ｒ１は、テスト用ドライバＴＥ１における電流制限抵抗Ｒ１の抵抗値、ＲＯＮは、テスト用ドライバＴＥ１を構成するＰＭＯＳトランジスタＭ５のオン時の抵抗値（オン抵抗）、Ｖｔｈ（Ｈ）は、ノードＮ１のＨレベルを判定するためのしきい値電圧である。

したがって、初期故障診断時において、テスト用ドライバＴＥ１の出力をＨレベルとした場合、送電ドライバ１３に故障がなければ、ノードＮ１の電圧は確実にＨレベルとなる。よって、第１の送電ドライバ１３の初期故障検出を確実に行うことができる。

また、スイッチＳＷ３としては、例えば、トランジスタスイッチ（ＭＯＳトランジスタスイッチ、バイポーラトランジスタスイッチ）を使用することができ、また、機械式スイッチをも用いることもできる。波形モニタ回路１４が外付け回路である場合、スイッチＳＷ３を実装することは容易に行うことができる。

このように、波形モニタ回路１４内の信号経路において、抵抗Ｒ３０に直列に接続されるスイッチ回路ＳＷ３をオフすることによって、１次コイルＬ１から波形モニタ回路１４内の抵抗Ｒ３０を経由して低レベル電源電位（ＧＮＤ）に流れる電流を完全に遮断することができる。したがって、例えば、１次コイルＬ１を駆動する送電ドライバ１３の初期故障検出時において、スイッチ回路ＳＷ３をオフすることによって、１次コイルＬ１の一端（ノードＮ１）の電圧を高レベルにしようとした場合に、不要な電流が波形モニタ回路を経由して低レベル電源電位に洩れることが防止される。よって、１次コイルＬ１のノードＮ１の電圧は、送電ドライバ１３に故障がなければ、確実に高レベルに達する。よって、正確な送電ドライバの初期故障検出が実現される。また、初期故障検出時のみならず、波形モニタ回路１４の抵抗Ｒ３０を経由して流れる直流電流が無視できないことによって、何らかの不都合が生じる場合は、適宜、適切なタイミングでスイッチ回路をオフすることによって、上述の不都合を回避することができる。このことは、無接点電力伝送システムの、例えば信頼性の向上に寄与する。波形モニタ回路１４は、高電圧を扱う回路であるため、外付けの回路とするのが望ましい（但し、これに限定されるものではない）。波形モニタ回路１４が外付け回路である場合、実装基板にスイッチＳＷ３を実装することは容易である。

図６（Ｂ）では、波形モニタ回路１４において、ノードＮ１からグランドに直流電流が流れる信号経路が、複数、並列に存在する場合、各信号経路にスイッチ回路ＳＷ３およびＳＷ４が設けられる。スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４の各々のオン／オフは、送電側制御回路２２からの切換制御信号ＱＣ１およびＱＣ２の各々によって制御される。

初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知する。これによって、例えば、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がより向上する。

（通常送電時の故障の検出）
通常動作中においても、ＣＭＯＳドライバの故障検出ができれば、無接点電力伝送システムの信頼性、安全性はさらに高まる。例えば、ＣＭＯＳドライバを構成するＮＭＯＳトランジスタが故障して完全なオフが実現できない（つまり、常に電流が流れる）場合、そのことを検出できないまま通常送電を続けていると、貫通電流によって、やがて正常なＰＭＯＳトランジスタも故障してしまう場合がないとは言えない。ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの双方が故障した場合、電源間に大電流が流れ、そのことが発熱や機器破壊の原因となる場合がある。したがって、通常動作中において上述のような故障が生じた場合には、速やかに故障を検出して対策を講じるのが望ましい。

図７（Ａ）〜図７（Ｄ）は、送電ドライバの通常送電時の故障（通常故障）の検出原理を説明するための図である。ここでは、送電ドライバ１３の故障検出について説明する（送電ドライバ１５の故障検出も同様である）。

図７（Ａ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＰ２を共に“Ｌ”とすると、送電ドライバ１３が正常（故障無しの場合）ならば、ＰＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、ＮＭＯＳトランジスタＭ２はオフし、出力端の電位は“Ｈ”になるはずである。しかし、例えば、図７（Ｂ）に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じているとすると、オフしているはずのＮＭＯＳトランジスタＭ２が実質的にはオンしていることになり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオンする期間では、大きな貫通電流ＩＲが生じる。貫通電流が繰り返し流れると、やがて、正常なＰＭＯＳトランジスタＭ１も故障し、この場合には、電源間ショートという最悪の事態を招くことになる。

そこで、送電ドライバ１３の出力端（１次コイルのコイル端Ｎ１）の電位を監視し、その電位が、送電ドライバ１３の入力信号の電圧レベルに対応したものであるか否かを検出し、これによって、故障を検出する。

すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じていなければ、図７（Ａ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＮ２が共に“Ｌ”の場合には、出力端の電圧は“Ｈ”になるはずであり、一方、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じていれば、図７（Ｂ）に示すように、出力端電圧は“Ｈ”レベル以外の電圧（例えば、電源電圧の１／２の電圧）になる。このように、送電ドライバの出力端（１次コイルのコイル端Ｎ１）の電圧を監視することによって、ＮＭＯＳトランジスタＭ２の短絡故障を検出することができる。

なお、通常故障検出の場合は、ノードＮ１の電圧が、送電ドライバ１３の出力信号（交流）に対応したものであるか否かを判定する。通常動作時においては、送電ドライバ１３を構成するＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２は交互にオンする。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のオン抵抗は極めて小さいため、初期故障診断時のように、波形モニタ回路１４の検出用抵抗ＲＡ１，ＲＡ２を経由して洩れる電流は無視できる。よって、通常故障検出時においては、波形モニタ回路１４内のスイッチ回路ＳＷ３はオン状態のままである（但し、必要に応じて、スイッチＳＷ３をオン／オフすることもできる）。

図７（Ｃ）では、送電ドライバ１３の入力信号であるＤＲＰ１およびＤＲＮ１を、共に“Ｈ”レベルとする。この場合、ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオフし、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンするはずであるが、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じている場合には、図７（Ｄ）に示すように、駆動時に大きな貫通電流ＩＲが流れ、このことが繰り返されるうちに双方のトランジスタが故障して、電源間ショートに至るおそれがある。そこで、送電ドライバ１３の出力端の電圧（１次コイルのコイル端Ｎ２の電圧）を監視し、その電位が、送電ドライバ１３の入力信号の電圧レベルに対応したものであるか否かを検出し、これによって、故障を検出する。

すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じていなければ、図７（Ｃ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＮ２が共に“Ｈ”の場合には、出力端の電圧は“Ｌ”になるはずであり、一方、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じていれば、図７（Ｄ）に示すように、出力端電圧は“Ｌ”レベル以外の電圧（例えば、電源電圧の１／２の電圧）になる。このように、送電ドライバの出力端（１次コイルのコイル端Ｎ２）の電圧を監視することによって、ＰＭＯＳトランジスタＭ１の短絡故障を検出することができる。

故障検出回路（図１０の参照符号３４）は、通常送電中において上述のような故障検出を実行し、通常送電中に生じた短絡故障を早期に検出する。これによって、例えば、送電を停止して故障を報知するといった、適切な対応を迅速に採ることが可能となる。

（コンデンサの初期故障検出）
上述の説明では、送電ドライバ１３（および１５）を構成するトランジスタの故障を検出した。但し、これに限定されるものではなく、本実施形態によれば、１次コイル（Ｌ１）と共に直列共振回路を構成するコンデンサＣ２の初期故障を検出することもできる。

図８は、共振回路を構成するコンデンサの初期故障の検出原理を説明するための図である。図８では、２つのテスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）を同時に動作させて、２つのコイル端（ノードＮ１およびノードＮ３）の電圧を相補的に変化させる。図８に示すように、例えば、テスト用ドライバＴＥ１の出力電圧を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させたとき、これと同期させてテスト用ドライバＴＥ２の出力電圧を“Ｈ”から“Ｌ”に（つまり相補的に）変化させる。

これによって、電圧変化によって生じた交流成分は、ノードＮ１から、コンデンサＣ２を経由してノードＮ３に流れる。したがって、この交流成分によるコイル端電圧の交流的な変動を検出できない場合には、コンデンサＣ２に初期故障が生じていると判定することができる。

すなわち、図８の下側に示すように、ノードＮ３の電圧（ＤＲＶ２）を監視し、Ａ１のような交流成分を検出できれば、正常と判定し、Ａ２のような不完全な変動が検出された場合や、Ａ３のように変動がまったく観測できない場合には、コンデンサＣ２の少なくとも一方に初期故障が生じていると判定することができる。

コンデンサの初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知する。これによって、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がさらに向上する。

（コイル端電圧のモニタタイミング）

精度良く故障を検出するためには、コイル端（ノードＮ１およびノードＮ３）の電圧を正確に測定する必要がある。そこで、本実施形態では、コイル端電圧を故障検出回路に伝達するためにモニタウインドウ回路（広義のスイッチ回路）を設け、また、タイミング制御回路を設け、そのモニタウインドウ回路（スイッチ回路）を、コイル端電圧の初期変動が抑制されて、電圧が安定している期間（安定期間）においてのみオンさせ、正確なコイル端電圧を故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達する。

図９（Ａ）および図９（Ｂ）は、モニタウインドウ回路（スイッチ回路）の構成と動作タイミングを示す図である。図９（Ａ）はモニタウインドウ回路の構成を示す図であり、図９（Ｂ）はオン／オフタイミングを示す図である。

図９（Ａ）に示されるように、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１：広義のスイッチ回路）は、モニタタイミング信号（Ｑ８）でオン／オフが制御されるスイッチＳＷ１と、送電部１２の電源電圧ＶＤＤ１（例えば５Ｖ）で動作するインバータＩＮＶ１と、を有する。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ２）も同様の構成であり、スイッチのオン／オフは、モニタタイミング信号（Ｑ９）によって制御される。なお、モニタタイミング信号は、タイミング制御回路（図１０の参照符号３３）が生成する。

モニタウインドウ回路のスイッチ（ＳＷ１）は、コイル端電圧ＤＲＶ１（ＤＲＶ２）のハイレベル期間（あるいはローレベル期間）の初期変動期間を避けてオンし、安定した電圧をサンプリングして故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達するのが望ましい。

そこで、図９（Ｂ）に示すように、コイル端電圧ＤＲＶ１（ＤＲＶ２）のハイレベル期間（またはローレベル期間）の後半期間において、モニタウインドウ回路のスイッチ（ＳＷ１）をオンする。「後半期間」とは、図示されるように、ハイレベル期間（ローレベル期間）の開始時点（ｔ１）と終了時点（ｔ４）の中間の時点（ｔ２）以降の期間（中間時点（ｔ２）を含む））であり、この後半期間は、初期の電圧変動が収拾した安定期間である。図９（Ｂ）では、後半期間の時刻ｔ３において、スイッチＳＷ１をオンさせ、安定したコイル端電圧をサンプリングして、故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達する。

（第２の実施形態）
本実施形態では、送電部の具体的な回路構成の一例について説明する。
（送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例）
図１０は、送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例を示すブロック図である。図１０において、図２と共通する部分には同じ参照符号を付してある。図１０では、波形モニタ回路１４内にスイッチＳＷ３を設けて、初期故障診断時にスイッチＳＷ３をオフさせる。また、図１０において、波形モニタ回路１４内に設けられるスイッチＳＷ３は、ＮＭＯＳトランジスタＭＳＫにて構成される。ＮＭＯＳトランジスタＭＳＫのオン／オフは、送電側制御回路２２内に設けられる、タイミング制御回路３３によって制御される。タイミング制御回路３３の動作は、故障検出回路３４によって制御される。

以下、具体的な回路構成について説明する。送電制御装置２０は、発振回路２４と、送電側制御回路２２と、ドライバ制御回路２６と、を有する。送電側制御回路２２は、駆動クロック生成回路３１と、カウンタ３２と、タイミング制御回路３３と、故障検出回路３４と、送電制御装置１０の電源電圧（ＶＤＤ２：例えば３Ｖ）で動作するインバータＩＮＶ３，ＩＮＶ４と、フリップフロップ３５，３６と、を有する。また、ドライバ制御回路２６は、パワーＭＯＳドライブ回路（２７、２９）を有する。

また、送電部１２は、送電ドライバ（１３，１５）と、テスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）と、モニタウインドウ（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）と、を有する。

タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１，Ｑ２によって、パワーＭＯＳドライブ回路２７の動作タイミングを制御し、これによって、送電ドライバ１３の入力信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ２）のハイ／ローの切り替わりタイミングが決定される。同様に、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ３，Ｑ４によって、パワーＭＯＳドライブ回路２９の動作タイミングを制御し、これによって、送電ドライバ１５の入力信号（ＤＲＰ２，ＤＲＮ２）のハイ／ローの切り替わりタイミングが決定される。

また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ６，Ｑ７（図１１のＩＮＴＰ１，ＩＮＴＰ２に相当する）によって、テスト用ドライバＴＥ１を構成するトランジスタ（Ｍ５，Ｍ６）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。同様に、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１０，Ｑ１１（図１１のＩＮＴＰ２，ＩＮＴＮ２に相当する）によって、テスト用ドライバＴＥ２を構成するトランジスタ（Ｍ７，Ｍ８）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。また、スイッチ切換制御信号ＱＣ１によって、波形モニタ回路１４内に設けられたスイッチＳＷ３（ＮＭＯＳトランジスタＭＳＫ）のオン／オフを制御する。上述のとおり、初期故障診断時において、スイッチＳＷ３（ＮＭＯＳトランジスタＭＳＫ）はオフ状態となる。

また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ８，Ｑ９（図１１のＤＲＶＯＮに相当する）によって、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）構成するスイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１２，Ｑ１３（図１１のラッチ信号ＬＡＴＨに相当する）によって、フリップフロップ（ＦＦ３５およびＦＦ３６）のラッチタイミングを制御する。

（送電装置の各部の具体的な動作タイミングの例）
図１１は、図１０に示される送電装置の具体的な動作タイミングの例を示すタイミング図である。

図１１において、「ＤＲＰ１およびＤＲＮ１」は、送電ドライバ１３の入力信号であり、「ＤＲＶ１」は、コイル端（Ｎ１）の電圧（コイル端電圧）であり、「ＩＮＴＰ１およびＩＮＴＮ２」は、テスト用ドライバ（ＴＥ１）の入力信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ６とＱ７に相当する。

また、「ＤＲＰ２１およびＤＲＮ２」は、送電ドライバ１５の入力信号であり、「ＤＲＶ２」は、コイル端（Ｎ２）の電圧（コイル端電圧）であり、「ＩＮＴＰ２およびＩＮＴＮ２」は、テスト用ドライバ（ＴＥ２）の入力信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ１０とＱ１１に相当する。

また、ＤＲＶＯＮは、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）に内蔵されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフ制御信号であり、図１０のタイミング制御信号（Ｑ８，Ｑ９）に相当する。また、ＬＡＴＨは、図１０のフリップフロップ（ＦＦ３５およびＦＦ３６）のラッチタイミングを制御するタッチタイミング制御信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ１２，Ｑ１３に相当する。

また、図１１において、斜線で示される期間は、所定箇所の電位を決定する複数のトランジスタが共にオフとなって、その電位を特定できない期間を示す。また、図１１では、ＣＭＯＳ型のドライバを構成するＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタの電圧変化タイミングは意図的にずらされており、両トランジスタが同時にオンして大きな貫通電流が流れないように配慮されている。

図１１において、期間Ｔ１０（時刻３７までの期間）が初期故障モニタ期間であり、期間Ｔ２０（時刻ｔ３７〜ｔ３８）が初期故障判定期間であり、期間Ｔ３０（時刻ｔ３８〜ｔ５１）が通常送電期間（通常故障判定期間）である。

まず、初期故障検出について説明する。初期故障検出を行う期間では、切換制御信号ＱＣ１はＬレベルとなり、波形モニタ回路１４内のスイッチＳＷ３はオフする。これによって、不要な直流電流が流れることが防止され、確実な初期故障検出が可能である。通常故障検出では、切換制御信号ＱＣ１がＨとなり、波形モニタ回路１４内のスイッチＳＷ３はオン状態を維持する。

初期故障検出期間（時刻ｔ３９までの期間）では、送電ドライバ１３，１５はオフさせて、代わりに、テスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）をオンさせる。したがって、送電ドライバＴＥ１の入力信号であるＤＲＰ１は“Ｈ”レベルであり、ＤＲＮ１は“Ｌ”レベルであり、同様に、送電ドライバＴＥ２の入力信号であるＤＲＰ２は“Ｈ”レベルであり、ＤＲＮ２は“Ｌ”レベルであり、これによって、送電ドライバ１３，１５の出力端はフローティング状態となる。また、スイッチ切換制御信号ＱＣ１は、初期故障診断が終了する時刻ｔ３８までの期間、Ｌレベルとなる。この結果、ＮＭＯＳトランジスタＭＳＫからなるスイッチＳＷ３は、初期故障診断時においてはオフし、不要な直流電流がノードＮ１からグランドに流れることが防止される。

この状態において、時刻ｔ３２において、テスト用ドライバＴＥ１の入力信号であるＩＮＴＰ１（Ｑ６）が“Ｌ”から“Ｈ”に変化し、時刻ｔ３３において、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）が“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。また、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）は、時刻ｔ３６において、“Ｌ”レベルに復帰する。

同様に、テスト用ドライバＴＥ２の入力信号であるＩＮＴＰ２（Ｑ１０）が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。このＩＮＴＰ２（Ｑ１０）は、時刻ｔ３７において、“Ｈ”レベルに復帰する。また、時刻ｔ３３において、ＩＮＴＮ２（Ｑ１１）が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。

第１のコイル端（Ｎ１）電圧ＤＲＶ１は、時刻ｔ３３〜時刻ｔ３６の期間において、“Ｈ”レベルとなる。同様に、第２のコイル端（Ｎ２）電圧ＤＲＶ２は、時刻ｔ３３〜時刻ｔ３７の期間において、“Ｌ”レベルとなる。すなわち、第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）は、同時的かつ相補的に駆動される。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフのタイミング制御信号ＤＲＶＯＮ（Ｑ８，Ｑ９）は、時刻ｔ３４において、アクティブとなり、これによって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンして、コイル端電圧（ＤＲＶ１，ＤＲＶ２）がサンプリングされる。上述のとおり、時刻ｔ３４は、ＤＲＶ１のローレベル期間（ｔ３３〜ｔ３６）、および、ＤＲＶ２のハイレベル期間（ｔ３３〜ｔ３７）の後半の期間に属している。

そして、時刻ｔ３５において、ラッチタイミング制御信号（ＬＡＴＨ）がアクティブとなり、これによって、コイル端（Ｎ１およびＮ２）の電圧（コイル端電圧：ＤＲＶ１，ＤＲＶ２）が、フリップフロップ（ＦＦ３５，ＦＦ３６）に取り込まれる。

故障検出回路３４は、期間Ｔ２０（時刻ｔ３７〜ｔ３８）において、ＦＦ３５，３６にラッチされた電圧が、テスト用ドライバＴＥ１，ＴＥ２の出力電圧レベルと一致しているかを判定し、これによって、送電ドライバ１３，１５の初期故障を判定する。

本実施形態では、通常送電時における通常故障の検出も実行する。なお、通常送電期間（期間Ｔ３０）においては、切換制御信号ＱＣ１はハイレベルに維持される。通常送電期間（Ｔ３０）においては、テスト用ドライバＴＥ１，ＴＥ２は使用されないから、ＩＮＴＰ１（Ｑ６）およびＩＮＴＰ２（Ｑ１０）は共に“Ｈ”レベルに固定され、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）およびＩＮＴＮ２（Ｑ１１）は共に“Ｌ”レベルに固定される。

一方、ＤＲＰ１，ＤＲＮ１がＨ／Ｌを繰り返し、また、ＤＲＰ２，ＤＲＮ２がＨ／Ｌを繰り返す。送電ドライバ１３，１５によって１次コイルの第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）が相補的に駆動され、通常送電（通常パワーによる連続送電）が実行される。時刻ｔ３８から時刻ｔ４２において、コイル端（Ｎ１）の電圧ＤＲＶ１は“Ｈ”となり、また、時刻ｔ３９から時刻ｔ４２において、コイル端（Ｎ２）の電圧ＤＲＶ２は“Ｌ”となる。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）は、ＤＲＶ１の“Ｈ”およびＤＥＶ２の“Ｌ”を、時刻ｔ４０にサンプリングし、そのサンプリングされた電圧は、時刻ｔ４１において、フリップフロップＦＦ（３５，３６）にラッチされる。また、時刻ｔ４３から時刻ｔ４６において、コイル端（Ｎ１）の電圧ＤＲＶ１は“Ｌ”となり、また、時刻ｔ４３から時刻ｔ４６において、コイル端（Ｎ２）の電圧ＤＲＶ２は“Ｈ”となる。モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）は、ＤＲＶ１の“Ｌ”およびＤＥＶ２の“Ｈ”を、時刻ｔ４４にサンプリングし、そのサンプリングされた電圧は、時刻ｔ４５において、フリップフロップＦＦ（３５，３６）にラッチされる。

以下同様の動作が繰り返され、通常送電中に、間欠的にコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧がサンプリングされ、フリップフロップ（ＦＦ３５，３６）にラッチされ、そして、そのラッチされた電圧が、送電ドライバ１３，１５の各々の入力信号に対応した電圧レベルであるかが定期的にチェックされ、これによって、通常故障が生じたときは、ただちに、その故障が検出されることになる。そして、通常故障が検出されると、エラーの報知がなされ、送電装置１０はリセットされて通常送電は停止される。その後、例えば、所定時間後に再び、送電装置１０はパワーオン状態となり、その時点でも初期故障が検出されたときには、通常送電を行うことなく、故障の報知がなされ、送電装置１０は修理あるいは破棄されることになる。

以上説明したように、本発明の幾つかの実施形態によれば、例えば、以下の効果が得られる。ただし、以下の効果が同時に得られるとは限らず、以下に列挙する効果が本発明を不当に限定する根拠として用いられてはならない。
（１）送電部において、１次コイルの第１のノードにはコンデンサを接続せず、第２のノードのみに共振コンデンサを接続して直列共振回路を構成した場合でも、送電ドライバの初期故障診断時において、第１のノードから、１次コイルに電気的に接続される他の回路（波形モニタ回路等）を経由してグランドに不要な直流電流が流れない。よって、１次コイルのコイル端電圧を監視し、送電ドライバの入力電圧に対応したコイル端電圧になっているか否かによって、送電ドライバの短絡故障を確実に検出することができる。したがって、送電装置ならびに無接点電力伝送システムの安全性を向上させることができる。また、コンデンサの数を減少させることによって、コンデンサにおける信号損失の低減、部品点数の削減、送電部の実装面積の削減を図ることができる。
（２）上記の他の回路（波形モニタ回路等）の内部にスイッチを設けて、初期故障診断時において、スイッチをオフすることによって、不要な直流電流を完全にカットすることができる。よって、誤判定を、確実に防止できる。
（３）第１のノードからグランドに直流電流が流れる可能性がある経路が、複数（並列に）存在する場合、すべての経路にスイッチ回路を設けることによって、確実な初期故障診断が保証される。
（４）１次コイルを駆動するドライバの、初期故障を検出して、通常送電を行うことなく、故障の報知、機器の回収や修理等を行うことが可能となり、よって、無接点電力伝送システムの安全性がより向上する。
（５）初期故障検出に加えて、通常送電時における送電ドライバの故障を検出して、送電停止や故障の報知を行うことによって、無接点電力伝送システムの安全性が、さらに向上する。
（６）安全性の高い無接点電力システム用の送電部を実現することができる。
（７）安全性の高い無接点電力伝送システムを実現でき、このことは、無接点電力伝送技術の普及に貢献する。

以上、本発明を、実施形態を参照して説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々、変形、応用が可能である。すなわち、本発明の要旨を逸脱しない範囲において多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。

従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（低電位側電源、電子機器等）と共に記載された用語（ＧＮＤ、携帯電話機・充電器等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態および変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。

また、送電制御装置、送電装置、受電制御装置、受電装置の構成・動作や、送電側における受電側の負荷検出の手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

本発明は、例えば、１次コイルの一方の端のみにコンデンサを接続して直列共振回路を構成した場合でも、送電ドライバの故障を確実に検出できるようにし、部品点数が削減された小型の無接点電力伝送システムの信頼性や安全性を向上するという効果を奏し、したがって、送電制御装置（送電制御ＩＣ）、無接点電力伝送システム、送電装置（ＩＣモジュール等）、および電子機器（携帯端末および充電器等）として利用可能である。なお、「携帯端末」には、携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なコンピュータ端末が含まれる。

図１（Ａ），図１（Ｂ）は、無接点電力伝送を利用した電子機器の例を示す図本発明の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の具体的な構成の一例を示す図図３（Ａ），図３（Ｂ）は、送電側機器と受電側機器との間の情報伝送の原理を説明するための図送電部の具体的な回路構成ならびにコイル端電圧の監視について説明するための回路図図５（Ａ），図５（Ｂ）は、送電ドライバの初期故障検出のための具体的な動作を説明するための図図６（Ａ），図６（Ｂ）は、直流電流の影響を受けずにコイル端電圧を正確に検出できるように対策した送電部の構成例を示す図図７（Ａ）〜図７（Ｄ）は、送電ドライバの通常送電時の故障（通常故障）の検出原理を説明するための図共振回路を構成するコンデンサの初期故障の検出原理を説明するための図である。図９（Ａ），図９（Ｂ）は、モニタウインドウ回路（スイッチ回路）の構成と動作タイミングを示す図送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例を示すブロック図図１０に示される送電装置の具体的な動作タイミングの例を示すタイミング図

符号の説明

Ｌ１１次コイル、Ｌ２２次コイル、１０送電装置、１２送電部、
１４波形モニタ回路、１３，１５送電ドライバ、
Ｃ２直列共振回路を構成するコンデンサ、ＴＥ１，ＴＥ２テスト用ドライバ、
１７、１９テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ、
ＤＲＰ１およびＤＲＮ１送電ドライバ１３の入力信号、
ＤＲＰ２およびＤＲＮ２送電ドライバ１５の入力信号、
ＩＮＴＰ１，ＩＮＴＮ１テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ１７の入力信号、
ＩＮＴＰ２，ＩＮＴＮ２テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ１９の入力信号、ＭＷＤ１，ＭＷＤ２モニタウインドウ回路、
ＤＲＶＯＮ（Ｑ８，Ｑ９）モニタタイミング信号（電圧サンプリングタイミング信号）１６表示部、２０送電制御装置、２２送電側制御回路、
ＤＲＶ１，ＤＲＶ２ノードＮ１およびノードＮ３のコイル端電圧、
２４送電側発振回路、２６ドライバ制御回路、２８波形検出回路、
４０受電装置、４２受電部、４３整流回路、４６負荷変調部、
４８給電制御部、５０受電制御装置、５２受電側制御回路、５６位置検出回路、
５８受電側発振回路、６０周波数検出回路、６２満充電検出回路、
９０受電側機器の本負荷、９２充電制御装置（充電制御ＩＣ）、
９４負荷としてのバッテリ（２次電池）、１０７波形モニタ回路、
ＬＥＤＲ電池残量や電池の状態のインジケータとしての発光装置

Claims

１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して前記電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、
前記送電装置の送電部に設けられる第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバの動作を制御するドライバ制御回路と、
前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路のモニタ信号に基づいて波形検出処理を実行する波形検出回路と、
を含み、
前記第１の送電ドライバは、コンデンサを介さずに前記１次コイルの第１のノードを駆動し、前記第２の送電ドライバは、コンデンサを介して前記１次コイルの第２のノードを駆動し、
前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路にはスイッチ回路が設けられ、
前記送電側制御回路は、切換制御信号によって、前記スイッチ回路のオン／オフを切り換える、ことを特徴とする送電制御装置。
請求項１記載の送電制御装置であって、
前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路が複数ある場合には、各々の前記信号経路に、前記スイッチ回路が設けられることを特徴とする送電制御装置。
請求項１または請求項２記載の送電制御装置であって、
前記送電部は、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記第２の送電ドライバの出力ノードと前記コンデンサの一極との共通接続ノードである第３のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、
前記送電側制御回路は、前記第１および第２のテスト用ドライバを用いて前記第１および第２の送電ドライバの初期故障検出を実行するときに、前記切換制御信号によって、前記スイッチ回路をオフさせることを特徴とする送電制御装置。
請求項３記載の送電制御装置であって、
前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記第１のノードまたは前記第３のノードがフローティング状態となるレベルとし、
その状態で、前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバの各々によって前記１次コイルの前記第１のノードおよび前記第３のノードの各々を駆動し、
前記第１のノードまたは前記第３のノードの電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには初期故障が生じていると判定することを特徴とする送電制御装置。
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して前記電力を供給する無接点電力伝送システムであって、
前記送電装置は、
第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバを有する送電部と、
前記送電装置の動作を制御する送電制御装置と、
前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路と、
を含み、
前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路にはスイッチ回路が設けられ、
また、前記送電制御装置は、
前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、
前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの動作を制御するドライバ制御回路と、
前記波形モニタ回路のモニタ信号に基づいて波形検出処理を実行する波形検出回路と、
を含み、
前記第１の送電ドライバは、コンデンサを介さずに前記１次コイルの第１のノードを駆動し、前記第２の送電ドライバは、コンデンサを介して前記１次コイルの第２のノードを駆動し、
前記送電側制御回路は、切換制御信号によって、前記波形モニタ回路に設けられる前記スイッチ回路のオン／オフを切り換え、
また、前記受電装置は、
前記２次コイルの誘電電圧を整流する整流回路を含む受電部と、
前記受電装置から送電装置へのデータ送信のための負荷変調部と、
前記負荷への給電を制御する給電制御部と、
を有することを特徴とする無接点電力伝送システム。
請求項５記載の無接点電力伝送システムであって、
前記波形モニタ回路における、前記１次コイルと低レベル電源電位との間の信号経路が複数ある場合には、各々の前記信号経路に、前記スイッチ回路が設けられることを特徴とする無接点電力伝送システム。
請求項５または請求項６記載の無接点電力伝送システムであって、
前記送電部は、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記第２の送電ドライバの出力ノードと前記コンデンサの一極との共通接続ノードである第３のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、
前記送電側制御回路は、前記第１および第２のテスト用ドライバを用いて前記第１および第２の送電ドライバの初期故障検出を実行するときに、前記切換制御信号によって、前記スイッチ回路をオフさせることを特徴とする無接点電力伝送システム。
請求項７記載の無接点電力伝送システムであって、
前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記第１のノードまたは前記第３のノードがフローティング状態となるレベルとし、
その状態で、前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバの各々によって前記１次コイルの前記第１のノードおよび前記第３のノードの各々を駆動し、
前記第１のノードまたは前記第３のノードの電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには初期故障が生じていると判定することを特徴とする無接点電力伝送システム。
請求項１または請求項２記載の送電制御装置と、
前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバを有する送電部と、
前記スイッチ回路を有する波形モニタ回路と、を含むことを特徴とする送電装置。
請求項３または請求項４記載の送電制御装置と、
前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバと、前記１次コイルの前記第１のノードを駆動する第１のテスト用ドライバと、前記１次コイルの前記第２のノードを駆動する第２のテスト用ドライバと、を有する送電部と、
前記スイッチ回路を有する波形モニタ回路と、を含むことを特徴とする送電装置。
請求項９または請求項１０のいずれかに記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられ、前記１次コイルの電圧および電流の少なくとも一方をモニタする波形モニタ回路であって、
一端および他端を有し、前記一端が前記１次コイルに電気的に接続された抵抗と、
前記抵抗の前記他端と低レベル電源電位との間の信号経路に設けられたスイッチ回路と、
を含むことを特徴とする波形モニタ回路。