JP2008295156A - 受電装置及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変調部の負荷変調抵抗のサイズを小さくしながらも、異常時に負荷変調抵抗に大電流が流れないようにした安全性の高い受電装置及び電子機器を提供する。
【解決手段】送電装置１０により電力が供給される受電装置４０は、二次コイルＬ２と負荷９０との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子ＦＵ１と、二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路４２と、受電回路よりも電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部４６とを印刷回路基板の実装面上に有し、負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗ＲＢ３とスイチッング素子ＴＢ３とを含み、負荷変調時に受電制御回路によってスイッチング素子がオン、オフされ、電流抑制素子ＦＵ１は負荷変調抵抗ＲＢ３と熱結合領域内にて熱結合されて、負荷変調抵抗ＲＢ３の温度上昇時に負荷変調抵抗ＲＢ３に流れる電流を抑制する。
【選択図】図２

Description

本発明は、送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置及びそれを用いた電子機器に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている。この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

無接点電力伝送の従来技術として特許文献１がある。この特許文献１では、送電ドライバの出力に接続されたコンデンサと一次コイルとにより共振回路を構成して、送電装置（一次側）から受電装置（二次側）に電力を供給している。
特開２００６−６０９０９号公報

無接点電力伝送方式に用いられる受電装置は、接触式に比べて損失が多く、損失による発熱が懸念される。特に、バッテリを搭載した携帯機器では、放熱の非効率性のためにバッテリ充電時の発熱と共に、発熱によるバッテリの信頼性に悪影響が生ずる。

仮に、受電装置に複雑な安全回路を搭載したとしても、その安全回路自体が故障した場合の安全性も担保しなければならない。

ここで、本願出願人は、例えば受電装置に機器認証機能を持たせるために、認証時にスイッチによってオン、オフされる負荷変調抵抗を設ける技術を開発している。

この負荷変調抵抗として一般の定常負荷を用いる場合、発熱が問題になるほど負荷変調抵抗の抵抗値は低く、定常電流を超える異常電流が流れたときの発熱が無視できなくなる。抵抗値が低い場合電流を多く流す必要があり、定格電力の大きな抵抗値とする必要があり、スイッチング用トランジスタがなんらかの破壊により短絡した場合にも抵抗の焼損を防ぐためサイズの大きな抵抗を使用しなければならない。しかし、受電装置が携帯機器等のように小型化が要請される場合、大きなサイズの抵抗器は搭載できない。また、負荷変調抵抗の抵抗値を大きくすると、スイッチのオン、オフ時のインピーダンスの差（負荷の差）が小さくなり、送電側での０，１のデータ判別が困難となる。

そこで、本発明の幾つかの態様は、負荷変調部の負荷変調抵抗のサイズを小さくしながらも、異常時に負荷変調抵抗に大電流が流れないようにした安全性の高い受電装置及び電子機器を提供することを目的とする。

本発明の一態様は、送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
を印刷回路基板の実装面上に有し、
前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
前記電流抑制素子は前記負荷変調抵抗と熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする。

本発明の一態様では、受電装置の負荷変調部が、送電装置に対してデータを送信するために、負荷変調部のスイッチング素子をオフさせると、負荷変調部は低負荷（インピーダンス大）となり、スイッチング素子をオンさせると、負荷変調部の負荷は高負荷（インピーダンス小）となる。受電装置側で負荷変調を行うと、送電装置側の一次コイルの誘起電圧の信号波形が変化し、受電装置からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。これにより、送電装置側では、データ（負荷）検出、異物（金属）検出、着脱（取り外し）検出等が可能になる。

本発明の一態様では、この負荷変調に用いる負荷変調抵抗はサイズを小さく維持して、低抵抗値とすることができる。この理由は以下の通りである。

負荷変調抵抗は、スイッチング素子のオフ時には電流が流れず、負荷変調時にも周期的にスイッチング素子がオン、オフされるので、定常的には電流は流れない。しかし、仮にスイッチング素子またはその制御系が故障すると、負荷変調抵抗には電流が流れ放しとなる。こうなると、抵抗値の小さな変調負荷抵抗の発熱が無視できない。

しかし、負荷変調抵抗が定常時の温度よりも高い温度となる異常時には、この負荷変調抵抗と熱結合された電流抑制素子が、例えば、熱によって溶断されるか、あるいは温度上昇によって高抵抗値に変化する。よって、この電流抑制素子によって、異常時に負荷変調抵抗に流れる電流が抑制（電流遮断も含む）される。これにより、異常時での負荷変調抵抗の発熱を抑えることができる。

本発明の一態様では、前記受電回路は、前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路を含み、前記電流抑制素子は、前記二次コイルの一端と前記整流回路との間に接続することができる。

電流抑制素子は、異常時に負荷変調抵抗に流れる電流が抑制できる位置であれば、電力伝送経路上のどの位置でも構わない。ただし、上述した位置は受電装置側での電力伝送経路上の最上流位置となり、異常時に無駄な電力を消費せずに済む。

本発明の一態様では、前記電流抑制素子は、前記整流回路を構成する少なくとも一つのダイオードと熱結合することができる。

上述した異常時には、変調負荷抵抗よりも上流の整流回路にも異常電流が流れて発熱する。よって、異常時には整流回路を構成する少なくとも一つのダイオードも発熱するので、これと熱結合された電流抑制素子の昇温感度が高まる。

本発明の一態様では、前記受電回路は、前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路を含み、前記二次コイルと前記整流回路との間に共振コンデンサが設けられ、前記電流抑制素子は、前記共振コンデンサと熱結合することができる。

上述した異常時には、変調負荷抵抗よりも上流の共振コンデンサにも異常電流が流れて発熱する。よって、異常時には共振コンデンサも発熱するので、これと熱結合された電流抑制素子の昇温感度がさらに高まる。

本発明の一態様では、前記負荷変調部よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられたレギュレータと、前記レギュレータと前記負荷との間の前記電力伝送経路に挿入接続された電流検出抵抗と、をさらに有し、前記電流抑制素子は、前記電流検出抵抗と熱結合することができる。

負荷側の電流を検出するために用いられる電流検出抵抗は、負荷を増大させないために低抵抗値となる。よって、上述した異常時の大きな電流が電流検出抵抗を流れると発熱し易いので、これと熱結合された電流抑制素子の昇温感度が高まる。

本発明の一態様では、前記印刷回路基板は、前記実装面の裏面に接地電源パターンを有し、前記電流抑制素子及びそれに熱結合される部品と対向する位置に、前記接地電源パターンを連続形成することができる。

ここで、熱結合とは、空間的に部品同士を接近させて輻射熱により熱結合させても良いが、好ましくは固体熱伝導による熱結合が好ましい。固体熱伝導のために、実装面上にて熱結合される部品と対向する接地電源パターンを、印刷回路基板の裏面に連続形成しておけばよい。

本発明の一態様では、前記印刷回路基板は、前記負荷と接続される端子を前記実装面上に含み、
前記接地電源パターンは、前記二次コイルから前記端子に至る前記電力伝送経路と対向する位置にパワー系接地電源パターンを有することができる。

上述した熱結合される部品はいずれも電力伝送経路途中に設けられるパワー系部品であり、それらの基準接地電位を設定するパワー系接地電源パターンを、熱結合パターンとして兼用することができる。

本発明の一態様では、前記端子は矩形の前記印刷回路基板の端部に配置され、前記パワー系接地電源パターンは、前記端子と対向する位置にて幅広パターンに形成され、前記接地電源パターンは、前記受電制御回路と接続されるコントロール系接地電源パターンをさらに有し、前記コントロール系接地電源パターンは、前記印刷回路基板の前記端部に位置する辺に沿って延在する細長パターンを介して、前記パワー系接地電源パターンの前記幅広パターンと接続することができる。

こうすることで、パワー系接地電源パターンが端子位置にて幅広となっていても、それに接続されるコントロール系接地電源パターンは細長パターンであるので、パワー系接地電源パターンからコントロール系接地電源パターンへの熱伝達効率を悪化させることができる。これにより、パワー系接地電源パターンを放熱しにくくして熱結合材としての機能を担保すると共に、コントロール系部品の昇温を防止できる。

本発明の一態様では、前記電流抑制素子は、温度上昇時に電流を抑制できるものであればよいが、好ましくは、温度上昇により溶断される温度ヒューズ素子や、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数を有するサーミスタとすることができる。

本発明の他の態様は、送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路と、
前記二次コイルと前記整流回路との間に設けられた共振コンデンサと、
前記共振コンデンサよりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
を印刷回路基板の実装面上に有し、
前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイッチング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
前記電流抑制素子は、前記負荷変調抵抗、前記整流回路を構成するダイオード、前記共振コンデンサのうちの少なくとも一つと熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする。

上述した本発明の他の態様では、上述した通り、負荷変調抵抗、整流回路を構成するダイオード、共振コンデンサのうちの少なくとも一つが、負荷変調抵抗に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する。よって、電流抑制素子は必ずしも負荷変調抵抗と熱結合されるものに限らず、負荷変調抵抗に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する上記いずれか一つと熱結合されていれば良い。

本発明のさらに他の態様は、送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
を印刷回路基板の実装面上に有し、
前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
前記受電回路及び前記負荷変調部に設けられた部品であって、かつ、定常電流を超える異常電流が流れることで発熱する部品と、前記電流抑制素子とが熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする。

本発明のさらに他の態様では、電流抑制素子は上述の通り電力伝送経路の上流側に配置されるのがよく、この電流抑制素子と物理的に接近させて配置できる部品は、電力伝送経路の上流側、つまり受電回路及び前記負荷変調部に設けられた部品である。これらの部品のうち、上述の通り、負荷変調抵抗に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する部品と熱結合されていれば良い。

本発明のさらに他の態様は、送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
を有し、
前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
前記負荷変調抵抗は、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数を有するサーミスタであることを特徴とする。

本態様では、負荷変調抵抗自体を上述した電流抑制素子を兼用したものである。負荷変調抵抗自体は通常時には抵抗器として機能し、かつ、異常時に電流を抑制するため、温度ヒューズ素子でなく、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数を有するサーミスタにて構成される。

本発明のさらに他の態様は、上述した受電装置を含む電子機器を定義している。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態について説明する。
なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

（電子機器）
図１（Ａ），（Ｂ）は無接点電力伝送技術について説明するための図であり、（Ａ）は無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す図であり、（Ｂ）は誘導トランスを用いた無接点電力伝送の原理を説明するための図である。

図１（Ａ）に示されるように、電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は、送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は、受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させたりすることができる。

なお、本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車などの種々の電子機器に適用できる。

特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における二次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。

特に、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）は、高負荷時の充電電流量が大きく、発熱の問題も顕在化しやすい。よって、本発明が有する低損失かつ低発熱という特性を十分に活かすことが可能な機器といえる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた一次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた二次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

（送電装置および受電装置の構成例）
図２は、送電装置、受電装置ならびに負荷からなる無接点電力伝送システムにおける、各部の具体的な構成の一例を示す回路図である。図示されるように、送電装置１０には、送電制御装置２０と、送電部１２が設けられている。また、受電装置４０には、受電部である受電回路４２と、負荷変調部４６と、給電制御部４８とが設けられている。また、負荷９０は、充電制御装置９２とバッテリ（二次電池）９４が含まれる。以下具体的に説明する。

図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２に示される送電装置１０を含む。また、携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、少なくとも受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含む。そして、図２の構成により、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ７から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、一次モジュール）は、一次コイルＬ１、送電部１２、電圧検出回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお、送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、電圧検出回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、一次コイルＬ１に供給する。具体的には例えば、データ「１」を受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。この送電部１２は、一次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、一次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、一次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。そして、送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えば、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（あるいはバッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

一次コイルＬ１（送電側コイル）は、二次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば、電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、一次コイルＬ１の磁束が二次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、一次コイルＬ１の磁束が二次コイルＬ２を通らないような状態にする。

一次コイルＬ１と二次コイルＬ２としては、例えば、絶縁された単線を同一平面内で渦巻き状に巻いた平面コイルを用いることができる。但し、単線を縒り線に代え、この縒り線（絶縁された複数の細い単線を縒り合わせたもの）を渦巻き状に巻いた平面コイルを用いてもよい。

電圧検出回路１４は、一次コイルＬ１の誘起電圧を検出する回路であり、例えば、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２や、ＲＡ１とＲＡ２の接続ノードＮＡ３とＧＮＤ（広義には低電位側電源）との間に設けられるダイオードＤＡ１を含む。具体的には、一次コイルの誘起電圧を抵抗ＲＡ１、ＲＡ２で分圧することによって得られた信号ＰＨＩＮが、送電制御装置２０の波形検出回路２８に入力される。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＣＤ（液晶表示装置）などにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御回路２２（送電側）、発振回路２４、ドライバ制御回路２６、波形検出回路２８を含むことができる。

また、制御回路２２（制御部）は、送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には、制御回路２２は、電力伝送、負荷検出、周波数変調、異物検出、あるいは着脱検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

発振回路２４は、例えば、水晶発振回路により構成され、一次側のクロックを生成する。ドライバ制御回路２６は、発振回路２４で生成されたクロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の送電ドライバ（不図示）に出力し、その送電ドライバの動作を制御する。

波形検出回路２８は、一次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する信号ＰＨＩＮの波形をモニタし、負荷検出、異物検出等を行う。例えば、受電装置４０の負荷変調部４６が、送電装置１０に対してデータを送信するための負荷変調を行うと、一次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形が、それに対応して変化する。

具体的には、データ「０」を送信するために負荷変調部４６が負荷を軽くすると、信号波形の振幅（ピーク電圧）が小さくなり、データ「１」を送信するために負荷を重く高くすると、信号波形の振幅が大きくなる。したがって、波形検出回路２８は、誘起電圧の信号波形のピークホールド処理などを行って、ピーク電圧がしきい値電圧を超えたか否かを判断することで、受電装置４０からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。なお波形検出の手法は、上述の手法に限定されない。例えば、受電側の負荷が重くなったか軽くなったかを、ピーク電圧以外の物理量を用いて判断してもよい。

受電装置４０（受電モジュール、二次モジュール）は、二次コイルＬ２から負荷９０に至る電力伝送経路に、電流抑制素子例えば温度ヒューズ素子ＦＵ１、共振コンデンサＣＢ０、受電回路４２、負荷変調部４６及び給電制御部４８を有することができる。さらに、受電装置４０は、受電回路４２、負荷変調部４６及び給電制御部４８を制御する受電制御装置５０を含むことができる。なお、受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

温度ヒューズ素子ＦＵ１は、負荷変調部４６での異常時に発熱する部品と熱結合され、その異常時に溶断されて、電力伝送経路の最上流側にて電流経路を遮断する。この温度ヒューズ素子ＦＵ１の詳細な動作については後述する。

受電回路４２は、二次コイルＬ２及び共振コンデンサＣＢ０で構成される並列共振回路にて誘起された交流電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電回路４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、二次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と二次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電回路４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電回路４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧することで得られた信号ＡＤＩＮが、受電制御装置５０の位置検出回路５６に入力される。

負荷変調部４６は負荷変調処理を行う。具体的には受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（二次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように一次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。このトランジスタＴＢ３は受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。そしてトランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行う際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ１、ＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。

例えば図３（Ｂ）のように、データ「０」を送信するために二次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために二次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は、負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ（ＬＤＯ）４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。

ここで、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の入力端と出力端との間には、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）からなるスイッチ回路が設けられている。このスイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）をオンすることによって、レギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。例えば、高負荷時（例えば、消耗が激しい二次電池の充電の初期においては、ほぼ一定の大電流を定常的に流すことが必要となり、このようなときが高負荷時に該当する）においては、レギュレータ４９自体の等価インピーダンスによって電力ロスが増大し、発熱も増大することから、レギュレータを迂回して、バイパス経路を経由して電流を負荷に供給するようにする。

スイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のオン／オフを制御するために、バイパス制御回路として機能するＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）およびプルアップ抵抗Ｒ８が設けられている。ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）がオンすると、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートがローレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）がオンしてレギュレータ（ＬＤＯ）４９をバイパスする経路が形成される。一方、ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）がオフ状態のときは、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートは、プルアップ抵抗Ｒ８を介してハイレベルに維持されるため、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）はオフし、バイパス経路は形成されない。

ＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）のオン／オフは、受電制御装置５０に含まれる受電制御回路５２によって制御される。

また、トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、電源電圧ＶＤ５の生成ノードＮＢ５（レギュレター４９の出力ノード）とトランジスタＴＢ１（ノードＮＢ６）との間に設けられ、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的には、トランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送を行う場合にはオンになり、負荷変調の場合等にはオフになる。なお、電源電圧生成ノードＮＢ５とトランジスタＴＢ２のゲートのノードＮＢ８との間にはプルアップ抵抗ＲＵ２が設けられる。

トランジスタＴＢ１（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、トランジスタＴＢ２（ノードＮＢ６）とＶＯＵＴの電圧出力ノードＮＢ７との間に設けられ、出力保証回路５４からの信号Ｐ４Ｑにより制御される。具体的には、ＩＤ認証が完了して通常の電力伝送を行う場合にはオンになる。一方、ＡＣアダプタの接続が検出されたり、電源電圧ＶＤ５が受電制御装置５０（制御回路５２）の動作下限電圧よりも小さいといった場合には、オフになる。なお、電圧出力ノードＮＢ７とトランジスタＴＢ１のゲートのノードＮＢ９との間にはプルアップ抵抗ＲＵ１が設けられる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、二次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また、受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、出力保証回路５４、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。

制御回路５２（制御部）は、受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には制御回路５２は、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

出力保証回路５４は、低電圧時（０Ｖ時）の受電装置４０の出力を保証する回路である。すなわち、トランジスタＴＢ１を制御し、ＡＣアダプタの接続が検出されたり電源電圧ＶＤ５が動作下限電圧よりも小さい場合に、トランジスタＴＢ１をオフにする設定を行い、電圧出力ノードＮＢ７から受電装置４０側への電流の逆流を防止する。

位置検出回路５６は、二次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には、信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、二次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して図３（Ａ）に示すように、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。具体的には満充電検出回路６２は、例えば、充電状態の表示に使用されるＬＥＤＲのオン・オフを検出することによって、満充電状態を検出する。すなわち、所定時間（例えば５秒）連続でＬＥＤＲが消灯した場合に、バッテリ９４が満充電状態（充電完了）であると判断する。

また、負荷９０は、バッテリ９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含む。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリのように、バッテリ９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。なお、負荷９０は、二次電池に限定されるものではない。

（レギュレータのバイパス制御）
次に、図４〜図６を参照して、ＬＤＯ（ロー・ドロップアウト・レギュレータ）のバイパス制御の具体例について説明する。ＬＤＯは、両端電圧が、例えば１Ｖ程度でも動作可能な飽和型のレギュレータ、例えばシリーズレギュレータである。シリーズレギュレータは、負荷に直列に電圧制御素子が接続された、降圧のみ可能な連続電流の定電圧直流電源回路であり、スイッチング制御電源と比べ、電源リプルやノイズが少なく、安定性が高く、回路面積も小さい。したがって、ＬＤＯ（ロー・ドロップアウト・レギュレータ）のような低ノイズで低損失のシリーズレギュレータは、小型の受電装置に搭載するのに適している。

図４は、レギュレータのバイパス制御に関連する回路（ＬＤＯの周辺回路、受電制御回路、負荷）の構成の一例を示す回路図である。

ＬＤＯ４９の入力端と出力端には、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のソース・ドレインが接続されている。このＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）は、バイパス用のスイッチ回路（Ａ）を構成する。なお、スイッチ回路（Ａ）は、できるだけ簡単な構成がよいが、必要に応じて、２素子（あるいはそれ以上）を用いる回路構成であってもよい。

スイッチ回路（Ａ）としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）がオンすると、ＬＤＯ４９のバイパス経路が形成され、このバイパス経路を経由して、充電電流が負荷９０に供給される。

また、スイッチ回路（Ａ）のオン／オフは、バイパス制御回路（Ｂ）によって制御される。バイパス制御回路（Ｂ）は、ソースが接地されたＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）と、一端がＬＤＯ４９の入力端に接続され、他端がＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）のドレインに接続されたプルアップ抵抗（Ｒ８）と、によって構成される。

プルアップ抵抗（Ｒ８）は、バイパス制御回路（Ｂ）の構成要素であるＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）がオフしているときに、スイッチ回路（Ａ）としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートをハイレベルに維持して、そのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）を確実にオフさせる働きをする。

また、スイッチ回路（Ａ）としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲートが、プルアップ抵抗（Ｒ８）を経由して常にレギュレータ（ＬＤＯ）４９の入力端に接続されることになり、このことは、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲート電位の安定化につながり、したがって、そのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）が不用意にオンするのを防止するという働きも有する。無接点電力伝送では、二次側の機器（受電装置４０）の各部の動作が不安定になる傾向があるため、バイパス素子としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のゲート電圧を、プルアップ抵抗（Ｒ８）によって常に安定化させることは重要である。

なお、バイパス回路（Ｂ）の構成も簡単なほどよいが、必要に応じて、他の回路構成を採ることができる。

また、負荷９０は、リチウムイオン電池のような二次電池９４を含み、かつ、この二次電池９４の充電を制御するための充電制御回路９２と、充電制御トランジスタＭ５と、充電電流を検出するための検出抵抗Ｒ１５とを含む。負荷９０には、給電制御部４８（図２参照）の出力電圧（Ｖｏｕｔ）が印加される。

受電制御装置５０（図２参照）内に含まれる受電制御回路５２は、バイパスの切換え制御信号（ＶＰＢＰ）を生成する回路（切換え制御信号生成回路）５３を有する。この切換え制御信号生成回路５３は、ＬＤＯ４９の出力端の電圧（ＶＤ５）を、監視線（ＬＰ１）を経由して常に監視し、その出力電圧（ＶＤ５）に基づいて、バイパス制御回路（Ｂ）を構成するＮＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）のオン／オフを切換えるための切換え制御信号（ＶＰＢＰ）を生成する。

図４の回路では、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５：実際に負荷９０に供給される電圧）に基づいてスイッチ回路（Ａ）のオン／オフが制御されるため、正確なオン／オフ制御が可能である。ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５）が低下しているときは、ＬＤＯ４９の入力電圧（Ｖｉｎ）も低下しているはずであり、したがって、ＬＤＯ４９の出力端の電圧（ＶＤ５）のみを監視する方式をとっても、入力電圧（Ｖｉｎ）が高い状態でバイパス経路をオンさせてしまう心配はない。また、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５：実際に負荷に供給される電圧）が十分に回復（上昇している）ことを確認してから、スイッチ回路（Ａ）をオフすること（つまり、ＬＤＯ４９のバイパスを終了させること）が可能であり、したがって、適切なスイッチ回路（Ａ）のオフ制御も担保される。また、電圧を監視するための経路が１本で済むという効果もある。ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５：実際に負荷９０に供給される電圧）を直接に監視することから、信頼性が高い方式であるといえる。

なお、ＬＤＯ４９の出力端の電圧（ＶＤ５）の代わりに、入力端（Ｖｉｎ）の電圧を監視してもよく、また、両方の電圧を監視してもよい。バイパス用のスイッチ回路としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）のオン／オフを、ＶＤＯ４９の入力端の電圧（Ｖｉｎ）に基づいて制御するには、ＶＤＯ４９の入力端の電圧（Ｖｉｎ）は、抵抗によって分圧され、その分圧された電圧が、監視線を経由して受電制御回路５２に入力される。

受電制御回路５２内に設けられる切換え制御信号生成回路５３は、切換え制御信号（ＶＰＢＰ）の生成のために、少なくとも２つの閾値を利用すると共に、各閾値間にオフセットを設けて、ヒステリシス特性をもたせた、スイッチ回路（Ａ）のオン／オフ制御を実行する。

すなわち、スイッチ回路（Ａ）としてのＰＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）をオンさせる閾値（バイパスをオンさせる閾値）よりも、ＰＭＯＳトランジス（Ｍ１）をオフさせるための閾値（バイパスをオフさせる閾値）を高く設定して、スイッチ回路（Ａ）のオン／オフの制御にヒステリシス特性を持たせる。これによって、ＬＤＯ４９の出力端の電圧の微小な変動に追従して、スイッチ回路のオン／オフが繰り返されるような誤作動が生じず、安定したレギュレータのバイパス制御が実現される。

すなわち、例えば、負荷に供給される電圧が、正常といえる範囲を超えて十分に低くなったときに(例えば、定格値を５．２Ｖとすれば、４．７Ｖ以下に低下したときに)スイッチ回路（Ａ）をオンさせてＬＤＯ４９の迂回を開始させることができ、また、負荷９０に供給される電圧が、正常といえる範囲内になり、かつ十分に回復（上昇）したときに（例えば、定格値の５．２Ｖに回復したときに）、スイッチ回路（Ａ）をオフしてＬＤＯ４９の迂回を終了させることができる。この例では、“４．７Ｖ”がスイッチ回路（Ａ）をオンするための第１の閾値であり、“５．２Ｖ”がスイッチ回路（Ａ）をオフするための第２の閾値であり、第１の閾値＜第２の閾値となっている。このように、ヒステリシス特性をもたせたスイッチ回路（Ａ）のオン／オフ制御によって、安定した適正なバイパス制御が実現される。

具体的には、受電制御回路５２は、ヒステリシス特性をもつ第１および第２の電圧比較器（１０２，１０４）と、分圧抵抗（Ｒ１０〜Ｒ１２：Ｒ１０およびＲ１１は可変抵抗）と、基準電圧発生回路１０５と、第１および第２の電圧比較器（１０２，１０４）の各々の出力電圧（ＶＱ１，ＶＱ２）をラッチするＲＳフリップフロップ（ＲＳ・Ｆ／Ｆ）と、を有する。以下、「ヒステリシス特性付きの電圧比較器」のことを「ヒステリシスコンパレータ」という。

すなわち、切換え制御信号生成回路５３は、ＬＤＯ４９の出力端の電圧（ＶＤ５）を分圧するための第１、第２および第３の分圧抵抗（Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２）と、反転端子に、第１および第２の分圧抵抗（Ｒ１０，Ｒ１１）の共通接続点の電圧が印加され、非反転端子に基準電圧（Ｖｒｅｆ１）が印加される第１のヒステリシスコンパレータ（１０２）と、反転端子に、第３および第４の分圧抵抗（Ｒ１１，Ｒ１２）の共通接続点の電圧が印加され、非反転端子に上述の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）が印加される第２のヒステリシスコンパレータ（１０４）と、第１のヒステリシスコンパレータ（１０２）の出力電圧のポジティブエッジまたはネガティブエッジによりセットされ、第２のヒステリシスコンパレータ（１０４）のポジティブエジまたはネガティブエッジによりリセットされ、かつ、その出力端から切換え制御信号（ＶＰＢＰ）を出力するＲＳフリップフロップ（１０６）と、を有しており、回路構成が簡単であり、実現が容易である。

図５は、図４に示される受電制御回路におけるヒステリシス特性をもったスイッチ回路のオン／オフ制御について説明するためのタイミング図である。図５では、時刻ｔ０から時刻ｔ２にかけてはＬＤＯ４９の入力電圧（ＶＤ５）は連続的に下降し、その後、時刻ｔ４からｔ５にかけては連続的に上昇する。

そして、第１の電圧比較器（１０２）の出力電圧（ＶＱ１）は、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５）が４．７Ｖ以下になると、ローレベルからハイレベルに変化し（時刻ｔ２）、同様に、４．８Ｖ以上になると、ハイレベルからローレベルに変化する（時刻ｔ４）。また、第２の電圧比較器（１０４）の出力電圧（ＶＱ２）は、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５）が５．０Ｖ以下になると、ハイレベルからローレベルに変化し（時刻ｔ１）、同様に、５．２Ｖ（定格値）以上になると、ローレベルからハイレベルに変化する（時刻ｔ５）。

フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）１０６から出力されるバイパスの切換え制御信号（ＶＰＢＰ）は、ＶＱ１のポジティブエッジをトリガーとしてローレベルからハイレベルに変化し（時刻ｔ１）、ＶＱ２のポジティブエッジをトリガーとしてハイレベルからローレベルに変化する（時刻ｔ５）。

図６は、図５に示すヒステリシス特性をもった、ＬＤＯのバイパス制御の手順を示すフロー図である。まず、第１および第２の電圧比較器（１０２，１０４）の出力電圧（ＶＱ１，ＶＱ２）が各々、“Ｌ”および“Ｈ”となっているとする（ステップＳＴ１、図５の時刻ｔ０の状態）。この状態では、バイパスの切換え制御信号（ＶＰＢＰ）は“Ｌ”レベルである（ステップＳＴ２）。

次に、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５）の電圧レベルが下降し、４．７Ｖ以下となると（ステップＳＴ３）、バイパスの切換え制御信号（ＶＰＢＰ）は“Ｈ”レベルに変化する（ステップＳＴ４，図５の時刻ｔ２）。次に、ＬＤＯ４９の出力電圧（ＶＤ５）の電圧レベルが上昇し、５．２Ｖ以上となると（ステップＳＴ５、図５の時刻ｔ４）、再びステップＳＴ２に戻り、バイパスの切換え制御信号（ＶＰＢＰ）は“Ｈ”レベルに変化する。

このように、図４の受電制御回路５２によれば、ヒステリシス特性をもたせたバイパス制御を、簡単な構成でもって実現することができる。

（異常時での負荷変調抵抗の発熱防止対策）
次に、図２に示す温度ヒューズ素子ＦＵ１により、負荷変調抵抗ＲＢ３に異常電流が流れることを防止するための具体的構成について、図７及び図８を参照して説明する。図７は、図２に示す受電装置４０を構成する主要部品（図２に用いた符号と同一符号を付している）の印刷回路基板２００上でのレイアウトの一例を示している。図７は印刷回路基板２００の実装面２００Ａを示している。印刷回路基板２００は長方形に形成され、その一方の長辺の中心付近に、二次コイルＬ２の両端が接続されるコイル接続端子２０２，２０４が設けられている。本実施形態では、コイル接続端子２０２よりも例えば右側の領域Ａに、図２に示す受電回路４２、負荷変調部４６及び給電制御部４８を構成するパワー系部品を搭載している。図７の領域Ｂには、図２に示す受電制御装置５０を構成するコントロール系部品を搭載している。また、図７に示す印刷回路基板２００の隅部には、図２に示す負荷９０と接続される端子２０６が配置されている。

図７において、二次コイルＬ２から端子２０６に至る電力伝送経路のうち、レギュレータ（ＬＤＯ）よりも上流側の共振コンデンサＣＢ０、整流ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４、負荷変調抵抗ＲＢ３が、温度ヒューズ素子ＦＵ１をほぼ中心位置とする、破線で示す熱結合領域２１０，２１２に配置されている。熱結合領域２１２中にある整流ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４及び負荷変調抵抗ＲＢ３は、温度ヒューズ素子ＦＵ１と物理的に近づけた位置に配置されている。熱結合領域２１０の理由については後述する。なお、熱結合領域２１０内にあるコンデンサＣＢ２は、図２では省略されているが、レギュレータ（ＬＤＯ）４９の下流側に配置されるコンデンサである。このコンデンサＣＢ２と平滑コンデンサＣＢ１とが熱結合領域２１０中に存在するが、これらは異常電流の影響を直接受けにくく、発熱はさほど期待できない。よって、コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は、熱結合領域２１０から除外しても良い。

図８は、図７に示す印刷回路基板２００の裏面２００Ｂ側の電源パターンのレイアウトを示している。なお、図８は、図７の実装面２００Ａ側から透視した状態で描かれており、図７の実装面２００Ａの例えば右端は、図８の裏面２００Ｂの右端と対向関係にある。また、図７及び図８上にて二重丸はスルーホールを示し、図８に示す電源パターンは図７に示す実装面２００Ａ側の電源パターン（図示せず）と接続されている。また、図８に示す各種電源パターンは、後述する接続領域２３０，２４０を除いて、裏面２００Ｂではそれぞれ絶縁分離して形成されている。

図８に示す接地（ＧＮＤ）電源パターンとして、図２に示すに受電回路４２、負荷変調部４６及び給電制御部４８を構成するパワー系部品に接続されるパワー接地電源パターンＰＧＮＤを含む。接地電源パターンはさらに、図２に示す受電制御回路５０を構成するコントロール系部品に接続されるデジタル接地電源パターンＤＧＮＤ及びアナログ接地電源パターンＡＧＮＤを含む。図８に示す他のパターンは、ＤＶＶ電位を供給する電源パターンである。なお、コントロール系部品に接続されるデジタル接地電源パターンＤＧＮＤ及びアナログ接地電源パターンＡＧＮＤを、コントロール系接地電源パターンと称する。パワー系接地電源パターンＰＧＮＤは、領域２３０を介してコントロール系接地電源パターン（ＤＧＮＤ，ＡＧＮＤ）と接続され、デジタル接地電源パターンＤＧＮＤ及びアナログ接地電源パターンＡＧＮＤは領域２４０を介して接続され、それぞれ同電位となっている。

ここで、図７の実装面２００Ａに記載した熱結合領域２１０，２１２を、図８に示す裏面２００Ｂにも記載した。図８に示すように、熱結合領域２１０は、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤと対向していることが分かる。従って、熱結合領域２１０内に存在する共振コンデンサＣＢ０、整流ダイオードＤＢ２，ＤＢ４及び負荷変調抵抗ＲＢ３が、温度ヒューズ素子ＦＵ１と、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤ（金属パターンである固定熱伝導体）により熱結合されている。この際、印刷回路基板２００が、例えば０．２ｍｍ以下の薄い絶縁体例えばエポキシ樹脂板とすると、その裏面２００Ｂのパワー系接地電源パターンＰＧＮＤから実装面２００Ａへの熱伝導率を高めることができる。

図８において、図７に示す負荷接続用の端子２０６と対向する領域が、印刷回路基板２００の端部、例えば四辺の隅部にて、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤの一部として幅広パターン２２０となっている。

コントロール系接地電源パターン（ＤＧＮＤ，ＡＧＮＤ）は、印刷回路基板２００の一辺に沿って延在する細長パターン２３２を介して、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤの幅広パターン２２０と接続されている。細長パターン２３２は伝熱効率が悪い。これにより、パワー系部品の発熱によって熱を保有するパワー系接地電源パターンＰＧＮＤの一部である幅広パターン２２０は放熱しにくくなっている。よって、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤが熱結合材としての機能を担保できる。さらには、コントロール系部品の昇温を防止できる。

本実施形態にて、図２に示す負荷変調部４６の負荷変調抵抗ＲＢ３はサイズを小さく維持して、低抵抗値している。具体的には、負荷変調抵抗ＲＢ３は５Ｖ電圧で２０Ω以下、例えば１３Ωとして低抵抗化により小型化している。このように、負荷変調抵抗ＲＢ３の抵抗値を小さくして、スイッチング素子ＴＢ３のオン、オフ時のインピーダンスの差（負荷の差）を大きく確保し、送電側での０，１のデータ判別をし易くしている。このように低抵抗である場合には、定常時でも多少の発熱があるので、負荷変調抵抗ＲＢ３に電流が流れ放しとなる異常時には発熱が無視できなくなる。しかし、本実施形態では、そのような異常時には、負荷変調抵抗ＲＢ３に流れる電流を抑制することで、異常時での発熱の問題を解消している。その動作は以下の通りである。

負荷変調抵抗ＲＢ３は、スイッチング素子ＴＢ３のオフ時には電流が流れず、負荷変調時にも周期的にスイッチング素子がオン、オフされるので、定常的には電流は流れない。しかし、仮にスイッチング素子ＴＢ３またはそれを制御する受電制御回路５２が故障すると、負荷変調抵抗ＲＢ３には電流が流れ放しとなる。こうなると、抵抗値の小さな変調負荷抵抗ＲＢ３の発熱が無視できない。

しかし、負荷変調抵抗ＲＢ３が定常時の温度よりも高い温度となる異常時には、この負荷変調抵抗ＲＢ３と熱結合された温度ヒューズ素子ＦＵ１が、熱によって溶断される。よって、この温度ヒューズ素子ＦＵ１によって、異常時に負荷変調抵抗に流れる異常電流が抑制（電流遮断も含む）される。これにより、異常時での負荷変調抵抗ＲＢ３の発熱を抑えることができる。本実施形態では、温度ヒューズ素子ＦＵ１は、負荷変調抵抗ＲＢ３の他に、共振コンデンサＣＢ０、整流ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４及び負荷変調抵抗ＲＢ３が熱結合されている。これらの部品にも、負荷変調抵抗ＲＢ３には電流が流れ放しとなる異常時には、異常電流が流れる。よって、温度ヒューズ素子ＦＵ１の昇温感度がさらに高まり、異常時には確実に溶断することができる。

（変形例）
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。

電流抑制素子は、温度ヒューズ素子ＦＵ１に限らず、熱結合された部品の温度上昇時に電流を抑制（遮断も含む）ものであれば良い。他の好適な例として、正温度係数（ＰＴＣ）を持つサーミスタを挙げることができる。ＰＴＣサーミスタは、図９に示すように所定の温度を超えると抵抗値が急激に上昇して通過電流を抑制することができるからである。

また、図１０に示す給電制御部４８のように、レギュレータ４９と負荷９０との間の電力伝送経路に電流検出抵抗ＲＢｓを設けることがある。この場合、電流検出抵抗ＲＢｓを電流抑制素子と熱結合することができる。負荷９０側の電流を検出するために用いられる電流検出抵抗ＲＢｓは、負荷を増大させないために低抵抗値となる。よって、負荷変調抵抗ＲＧ３に異常電流が流れる異常時には、電流検出抵抗ＲＢｓにも異常電流が流れ、その発熱により電流抑制素子を作動させることができる。

以上のことから明らかなように、負荷変調抵抗ＲＢ３、整流回路４３を構成するダイオードＤＢ１〜ＤＢ４、共振コンデンサＣＢ０、電流検出抵抗ＲＢｓのうちの少なくとも一つが、負荷変調抵抗ＲＢ３に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する。よって、電流抑制素子は必ずしも負荷変調抵抗ＲＢ３と熱結合されるものに限らず、負荷変調抵抗ＲＢ３に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する上記のいずれか一つまたは複数と熱結合されていれば良い。

また、電流抑制素子は電力伝送経路の上流側に配置されるほどよい。電力伝送の上流で電流を抑制または遮断すれば、下流側には閉ループが存在していても異常電流を防止できるからである。よって、電流抑制素子と物理的に接近させて配置できる部品は、電力伝送経路の上流側、つまり受電回路４２及び負荷変調部４６に設けられた部品が好ましい。これらの部品のうち、上述の通り、負荷変調抵抗に電流が流れ放しとなる異常時に昇温する部品の少なくとも一つと熱結合されていれば良い。

図１１は、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤを用いた熱結合の変形例を模式的に示している。図１１では、電流抑制素子である温度ヒューズ素子ＦＵ１（ＰＴＣサーミスタでも可）は、共振コンデンサＣＢ０、整流ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４及び平滑コンデンサＣＢ１と共に、印刷回路基板２００の裏面のパワー系接地電源パターンＰＧＮＤと対向する実装面に配置されている。これにより、温度ヒューズ素子ＦＵ１は、負荷変調抵抗ＲＢ３に大電流が流れる異常時に発熱する共振コンデンサＣＢ０及び整流ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４と、パワー系接地電源パターンＰＧＮＤを介して熱結合される。こうして、異常時に温度ヒューズ素子ＦＵ１を溶断して、あるいはＰＴＣサーミスタを大抵抗値として、負荷変調抵抗ＲＢ３に流れる電流を抑制できる。

図１２は、本発明の変形例を示している。図１２が図２と異なる点は、温度ヒューズ素子ＦＵ１を設ける代わりに、負荷変調抵抗ＲＢ３を電流抑制素子であるＰＴＣサーミスタにて形成したものである。つまり、負荷変調抵抗ＲＢ３自体を、上述した電流抑制素子を兼用したものである。負荷変調抵抗ＲＢ３自体は、通常時には負荷変調用の抵抗器として機能し、かつ、負荷変調抵抗ＲＢに大電流が流れて発熱する異常時には、図９に示す正温度電流を抑制するため、温度ヒューズ素子でなく、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数に従って抵抗値が増大する。これにより、異常時に負荷変調抵抗ＲＢ３に流れる電流を抑制できる。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）は無接点電力伝送の説明図である。 本実施形態の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の構成例を示す図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図である。 本発明の受電装置における、レギュレータのバイパス制御に関連する回路（ＬＤＯの周辺回路、受電制御回路、負荷）の構成の一例を示す回路図である。 図４に示す受電制御回路におけるヒステリシス特性をもったスイッチ回路のオン／オフ制御について説明するためのタイミング図である。 図５に示すヒステリシス特性をもった、ＬＤＯのバイパス制御の手順を示すフロー図である。 図２に示す受電装置が搭載される印刷回路基板の実装面上での主要部品のレイアウトを示す図である。 図７に示す印刷回路基板の裏面の電源パターンを示す図である。 ＰＴＣサーミスタの特性図である。 電流検出抵抗を有する給電制御部の変形例を示す図である。 熱結合の変形例を示す図である。 負荷変調抵抗をＰＴＣサーミスタとした変形例を示す図である。

符号の説明

１０ 送電装置、４０ 受電装置、４２ 受電回路、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、４９ レギュレータ（ＬＤＯ）、５２ 受電制御回路、９０ 負荷、２００ 印刷回路基板、２００Ａ 実装面、２００Ｂ 裏面、２０６ 負荷接続端子、２１０，２１２ 熱結合領域、２２０ 幅広パターン、２３０，２４０ 接続領域、２３２ 細長パターン、ＡＧＮＤ アナログ接地電源パターン（コントロール系接地電源パターン）、ＣＢ０ 共振コンデンサ、ＣＢ１ 平滑コンデンサ、ＤＢ１〜ＤＢ４ 整流ダイオード、ＤＧＮＤ デジタル接地電源パターン（コントロール系接地電源パターン）、ＦＵ１ 温度ヒューズ素子（電流抑制素子）、Ｌ１ 一次コイル、Ｌ２ 二次コイル、ＰＧＮＤ パワー系接地電源パターン、ＲＢ３ 負荷変調抵抗、ＴＢ３ スイッチング素子

Claims (14)

1. 送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
   前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
   前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
   前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
   前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
   を印刷回路基板の実装面上に有し、
   前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
   前記電流抑制素子は前記負荷変調抵抗と熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする受電装置。
2. 請求項１において、
   前記受電回路は、前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路を含み、
   前記電流抑制素子は、前記二次コイルの一端と前記整流回路との間に接続されていることを特徴とする受電装置。
3. 請求項２おいて、
   前記電流抑制素子は、前記整流回路を構成する少なくとも一つのダイオードと熱結合されていることを特徴とする受電装置。
4. 請求項１において
   前記受電回路は、前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路を含み、
   前記二次コイルと前記整流回路との間に共振コンデンサが設けられ、
   前記電流抑制素子は、前記共振コンデンサと熱結合されていることを特徴とする受電装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記負荷変調部よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられたレギュレータと、
   前記レギュレータと前記負荷との間の前記電力伝送経路に挿入接続された電流検出抵抗と、
   をさらに有し、
   前記電流抑制素子は、前記電流検出抵抗と熱結合されていることを特徴とする受電装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
   前記印刷回路基板は、前記実装面の裏面に接地電源パターンを有し、前記電流抑制素子及びそれに熱結合される部品と対向する位置に、前記接地電源パターンが連続形成されていることを特徴とする受電装置。
7. 請求項６において、
   前記印刷回路基板は、前記負荷と接続される端子を前記実装面上に含み、
   前記接地電源パターンは、前記二次コイルから前記端子に至る前記電力伝送経路と対向する位置にパワー系接地電源パターンを有することを特徴とする受電装置。
8. 請求項７において、
   前記端子は矩形の前記印刷回路基板の端部に配置され、
   前記パワー系接地電源パターンは、前記端子と対向する位置にて幅広パターンに形成され、
   前記接地電源パターンは、前記受電制御回路と接続されるコントロール系接地電源パターンをさらに有し、
   前記コントロール系接地電源パターンは、前記印刷回路基板の前記端部に位置する辺に沿って延在する細長パターンを介して、前記パワー系接地電源パターンの前記幅広パターンと接続されていることを特徴とする受電装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
   前記電流抑制素子は、温度上昇により溶断される温度ヒューズ素子であることを特徴とする受電装置。
10. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
    前記電流抑制素子は、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数を有するサーミスタであることを特徴とする受電装置。
11. 送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
    前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
    前記二次コイルに誘起される電流を整流する整流回路と、
    前記二次コイルと前記整流回路との間に設けられた共振コンデンサと、
    前記整流回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
    前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
    を印刷回路基板の実装面上に有し、
    前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイッチング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
    前記電流抑制素子は、前記負荷変調抵抗、前記整流回路を構成するダイオード、前記共振コンデンサのうちの少なくとも一つと熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする受電装置。
12. 送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
    前記二次コイルと負荷との間の電力伝送経路の途中に設けられ、温度上昇時に電流を抑制する電流抑制素子と、
    前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
    前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
    前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
    を印刷回路基板の実装面上に有し、
    前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
    前記受電回路及び前記負荷変調部に設けられた部品であって、かつ、定常電流を超える異常電流が流れることで発熱する部品と、前記電流抑制素子とが熱結合されて、温度上昇時に前記負荷変調抵抗に流れる電流を抑制することを特徴とする受電装置。
13. 送電装置側の一次コイルと電磁的に結合される二次コイルを含み、前記送電装置により電力が供給される受電装置において、
    前記二次コイルに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する受電回路と、
    前記受電回路よりも前記電力伝送経路の下流側に設けられた負荷変調部と、
    前記負荷変調部を制御する受電制御回路と、
    を有し、
    前記負荷変調部は、直列接続された負荷変調抵抗とスイチッング素子とを含み、負荷変調時に前記受電制御回路によって前記スイッチング素子がオン、オフされ、
    前記負荷変調抵抗は、温度上昇により抵抗値が大きくなる正温度係数を有するサーミスタであることを特徴とする受電装置。
14. 請求項１乃至１３のいずれかに記載された受電装置を含むことを特徴とする電子機器。

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