JP4899918B2 - 送電制御装置、無接点電力伝送システム、送電装置および電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、送電制御装置、無接点電力伝送システム、送電装置および電子機器に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

１次コイルと２次コイルを用いた無接点電力伝送装置は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載される無接点電力伝送システムでは、１次コイルを駆動するドライバとして、ＣＭＯＳ構成のドライバ（ＣＭＯＳドライバ）を使用し、かつ、各ＣＭＯＳドライバには、貫通電流を防止するための制御回路（タイミング制御回路）が設けられている。その制御回路（タイミング制御回路）は、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの同時オンを防止することによって貫通電流が流れるのを防止する。１次側のドライバにおける貫通電流の防止は、ドライバ故障の未然防止に有効である。
特開２００６−６０９０９号公報（図３）

特許文献１に記載される無接点電力伝送システムでは、１次コイルを駆動するドライバの各トランジスタの駆動タイミングを調整することによって貫通電流を防止することはできるが、各トランジスタの短絡故障については何ら対策されていない。

例えば、ＣＭＯＳドライバを構成するＮＭＯＳトランジスタが故障して完全なオフが実現できない（つまり、常に電流が流れる）場合、そのことを検出できないまま通常送電を続けていると、貫通電流によって、やがて正常なＰＭＯＳトランジスタも故障してしまう場合がないとは言えない。ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの双方が故障した場合、電源間に大電流が流れ、そのことが発熱や機器破壊の原因となる場合がある。

また、ＣＭＯＳドライバを構成するトランジスタに初期故障が生じている場合には、通常駆動を行う前に、その初期故障を検出し、通常駆動を行わずに、その機器を回収して修理するといった迅速かつ適切な対応をとるのが、安全上、より望ましいといえる。

本発明は、このような考察に基づいてなされたものであり、その目的は、１次コイルのドライバの短絡故障の検出を可能とし、無接点電力伝送システムの安全性を向上させることにある。

（１）本発明の送電制御装置の一態様では、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の本負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、前記送電装置は、前記１次コイルの一端を駆動する第１の送電ドライバと、前記１次コイルの他端を駆動する第２の送電ドライバと、を有し、前記送電制御装置は、前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路を有し、前記送電側制御回路は、前記１次コイルの前記一端および前記他端の少なくとも一方の電圧であるコイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの故障を検出する故障検出回路を有し、前記故障検出回路は、前記コイル端電圧が、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの入力信号に対応したコイル端電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバは故障していると判定する。

無接点電力伝送システムの送電装置（１次側機器）に故障検出回路を設け、ドライバの短絡故障を検出できるようにしたものである。故障検出回路は、１次コイルのコイル端電圧を監視し、ドライバ（第１および第２の送電ドライバの少なくとも一つ）の入力電圧に対応したコイル端電圧になっているか否かによって、ドライバの短絡故障を検出する。これにより、送電装置ならびに無接点電力伝送システムの安全性を向上させることができる。

（２）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記故障検出回路は、前記第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバが前記１次コイルを通常駆動している状態において、前記コイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの、通常駆動中の故障を検出する。

ドライバの通常駆動中（通常送電中）において故障検出を実行し、通常駆動中(通常送電中)に生じた短絡故障を早期に検出するものである。これによって、例えば、送電を停止して故障を報知するといった、適切な対応を迅速に採ることが可能となる。

（３）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記１次コイルの前記一端を駆動する第１のテスト用ドライバと、前記１次コイルの前記他端を駆動する第２のテスト用ドライバと、をさらに有し、前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによって前記１次コイルを通常駆動する前に、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記一端または前記他端がフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによって前記１次コイルの前記一端または前記他端を駆動し、前記故障検出回路は、前記コイル端電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応したコイル端電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには、初期故障が生じていると判定する。

通常駆動の前に、テスト用ドライバを用いて、送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）の初期故障を検出するものである。送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）の各トランジスタの入力レベルを調整して各トランジスタをすべてオフ状態とする。これによって１次コイル端はフローティング状態となる。この状態で、テスト用ドライバによってコイル端を駆動する。送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）は無力化されているため、コイル端電圧はテスト用ドライバの支配下にあり、したがって、コイル端電圧は、テスト用ドライバの駆動電圧（出力端電圧）のとおりに変化するはずであるが、送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）に初期故障が生じている場合には、故障しているトランジスタのリーク電流によって、コイル端電圧はテスト用ドライバの駆動電圧に一致しなくなる。したがって、初期故障を検出することができる。初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知する。これによって、例えば、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がより向上する。

（４）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記１次コイルに第１のコンデンサおよび第２のコンデンサが直列に接続されて直列共振回路が構成され、前記送電側制御回路は、初期故障検出を行う際に、前記第１のテスト用ドライバおよび第２のテスト用ドライバによって、前記１次コイルの前記一端および前記他端を相補的に駆動し、前記故障検出回路は、前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを経由して流れる交流成分による電圧変動を監視し、所定の電圧変動が検出されるか否かによって、前記第１のコンデンサまたは第２のコンデンサの初期故障を検出する。

上述の態様では、送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）を構成するトランジスタの故障を検出したが、本態様では、１次コイルと共に直列共振回路を構成するコンデンサの故障（初期故障）を検出する。例えば、２つのテスト用ドライバを同時に動作させて、第１および第２のコイル端電圧を相補的に変化させる。例えば、第１のコイル端の電圧を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させたとき、これと同期させて第２のコイル端の電圧を“Ｈ”から“Ｌ”に（つまり相補的に）変化させる。これによって、電圧変化によって生じた交流成分は、第１のコイルから、第１および第２のコンデンサを経由して第２のコイル端に流れる。したがって、この交流成分によるコイル端電圧の変動を検出できない場合には、第１または第２のコンデンサのいずれかに初期故障が生じていると判定することができる。したがって、送電装置（および無接点電力伝送システム）の安全性がより向上する。

（５）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバは各々、電源電圧間に直列に接続された、互いに異なる導電型の第１および第２のトランジスタならびに電流制限用抵抗を有する。

テスト用ドライバが、電流制限用抵抗を備える、相補トラジスタ構成のドライバである点を明らかとしたものである。テスト用ドライバの電流駆動能力が高すぎると、初期故障が生じている送電ドライバ（第１および第２の送電ドライバ）のトランジスタのリーク電流が少量の場合に、そのリーク電流をマスクしてしまい、初期故障を検出できなくなる場合もないとは言えない。そこで、電流制限用抵抗によって、テスト用ドライバの電流をある程度、絞るようにしたものである。

（６）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記１次コイルに第１のコンデンサおよび第２のコンデンサが接続されて直列共振回路が構成され、前記送電側制御回路は、前記第１のテスト用ドライバまたは第２のテスト用ドライバによって、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサを充電した後、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによる前記共振回路の通常駆動を開始する。

コンデンサに電荷が蓄積されていない状態にて通常駆動（通常送電）を開始し、コイル端を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させた場合、突入電流（コンデンサを充電しようとして流れる瞬時的な過剰電流）によって、コイル端電圧（ピーク電圧）が大きく変動する。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出のためには好ましくない。そこで、テスト用ドライバを充電電流源として用いてコンデンサを充電した後に、通常駆動を開始し、そのコイル端（そのコンデンサと１次コイルとの接続点）を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させる。これによって、突入電流が低減され、電圧変動が縮小される。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出に役立つ。

（７）本発明の送電制御装置の他の態様では、前記送電装置の動作タイミングを制御するタイミング制御回路をさらに有し、前記送電装置は、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第１のスイッチ回路と、前記１次コイルの他端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第２のスイッチ回路と、を有し、前記タイミング制御回路は、前記第１の送電ドライバまたは前記第１のテスト用ドライバによる前記１次コイルの前記一端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第１のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させ、前記第２の送電ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによる前記１次コイルの前記他端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第２のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させる。

正確な故障検出のためには、コイル端電圧を正確に測定する必要がある。そこで、コイル端電圧を故障検出回路に伝達するためのスイッチ回路と、タイミング制御回路とを設けて、そのスイッチ回路を、コイル端電圧の初期変動が抑制されて、電圧が安定している期間（安定期間）においてのみオンさせ、正確なコイル端電圧を故障検出回路に伝達するようにしたものである。すなわち、コイル端電圧のハイレベル期間またはローレベル期間の後半期間（各期間の開始時点と終了時点の中間の時点以降の期間（中間時点を含む））は、電圧変動が収拾した安定期間であるから、その期間においてスイッチ回路をオンさせ、コイル端電圧を故障検出回路に伝達する。

（８）無接点電力伝送システムの一態様では、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の本負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムであって、前記送電装置は、前記１次コイルの一端を駆動する第１の送電ドライバと、前記１次コイルの他端を駆動する第２の送電ドライバと、を有し、前記送電制御装置は、前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路を有し、前記送電側制御回路は、前記１次コイルの前記一端および前記他端の少なくとも一方の電圧であるコイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの故障を検出する故障検出回路を有し、前記故障検出回路は、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバを通常駆動しているときに前記コイル端電圧を監視し、前記コイル端電圧が、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの入力信号に対応したコイル端電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバは故障していると判定して、前記受電装置への送電を停止し、また、前記受電装置は、前記２次コイルの誘電電圧を整流する整流回路を含む受電部と、前記受電装置から送電装置へのデータ送信のための負荷変調部と、前記本負荷への給電を制御する給電制御部と、を有する。

これによって、１次コイルを駆動するドライバの、通常駆動時における故障を検出して、送電停止や故障の報知を行うことが可能となる。よって、無接点電力伝送システムの安全性が向上する。

（９）本発明の無接点電力伝送システムの他の態様では、前記送電装置は、前記１次コイルの前記一端を駆動する第１のテスト用ドライバと、前記１次コイルの前記他端を駆動する第２のテスト用ドライバと、をさらに有し、前記送電側制御回路は、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによって前記１次コイルを通常駆動する前に、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記一端または前記他端がフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによって前記１次コイルの前記一端または前記他端を駆動し、前記故障検出回路は、前記１次コイルの前記一端の電圧または前記他端の電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには、初期故障が生じていると判定して送電を中止する。

これによって、１次コイルを駆動するドライバの、初期故障を検出して、通常送電を行うことなく、故障の報知、機器の回収や修理等を行うことが可能となる。よって、無接点電力伝送システムの安全性が、より向上する。

（１０）本発明の送電装置は、本発明の送電制御装置と、前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバを含む送電部とを、有する。

本発明によって、安全性の高い無接点電力システム用の送電部を実現することができる。

（１１）本発明の電子機器は、本発明の送電装置を含む。

本発明によって、無接点電力伝送が可能な、安全性の高い電子機器（例えば、携帯端末の２次電池を無接点電力伝送によって充電する機能をもつ充電台（クレードル））を得ることができる。

このように、本発明によれば、１次コイルのドライバの短絡故障の検出を可能とし、無接点電力伝送システムの安全性を向上させることができる。

図面を参照して、本発明の好適な実施の形態について説明する。
なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

（第１の実施形態）
まず、本発明が適用される好適な電子機器の例、ならびに、無接点電力伝送技術の原理について説明する。

（電子機器の例と無接点電力伝送の原理）
図１（Ａ），（Ｂ）は無接点電力伝送技術について説明するための図であり、（Ａ）は無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す図であり、（Ｂ）は誘導トランスを用いた無接点電力伝送の原理を説明するための図である。

図１（Ａ）に示されるように、電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は、送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は、受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させたりすることができる。

なお、本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、あるいは電動自転車などの種々の電子機器に適用できる。

特に好適な電子機器の例としては、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）や時計（ウオッチ）があげられる。本発明の受電装置は、構成が簡単で小型であるため携帯端末等への搭載も可能であり、低損失であるために、例えば、電子機器における２次電池の充電時間を短縮することが可能であり、また、発熱が低減されることから、電子機器の安全面からみた信頼性も向上する。

特に、携帯端末（携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なパーソナルコンピュータ端末を含む）は、高負荷時の充電電流量が大きく、発熱の問題も顕在化しやすい。よって、本発明が有する低損失かつ低発熱という特性を十分に活かすことが可能な機器といえる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

（送電装置および受電装置の構成例）
図２は、送電装置、受電装置ならびに負荷からなる無接点電力伝送システムにおける、各部の具体的な構成の一例を示す回路図である。

図示されるように、送電装置１０には、送電制御装置２０と、送電部１２が設けられている。また、受電装置４０には、受電部４２と、負荷変調部４６と、給電制御部４８とが設けられている。また、負荷９０は、充電制御装置９２とバッテリ（２次電池）９４が含まれる。以下具体的に説明する。

図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２に示される送電装置１０を含む。また、携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、少なくとも受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含む。そして、図２の構成により、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ７から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、電圧検出回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお、送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、電圧検出回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。具体的には、図３（Ａ）に示されるように、例えば、データ「１」を受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。この送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。そして、送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えば、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（あるいはバッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば、電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。

一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

電圧検出回路１４は、１次コイルＬ１の誘起電圧を検出する回路であり、例えば、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２や、ＲＡ１とＲＡ２の接続ノードＮＡ３とＧＮＤ（広義には低電位側電源）との間に設けられるダイオードＤＡ１を含む。具体的には、１次コイルの誘起電圧を抵抗ＲＡ１、ＲＡ２で分圧することによって得られた信号ＰＨＩＮが、送電制御装置２０の波形検出回路２８に入力される。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＣＤ（液晶表示装置）などにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御回路２２（送電側）、発振回路２４、ドライバ制御回路２６、波形検出回路２８を含むことができる。

また、制御回路２２（制御部）は、送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には、制御回路２２は、電力伝送、負荷検出、周波数変調、異物検出、あるいは着脱検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

発振回路２４は、例えば、水晶発振回路により構成され、送電側のクロックを生成する。ドライバ制御回路２６は、発振回路２４で生成されたクロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の送電ドライバ（不図示）に出力し、その送電ドライバの動作を制御する。

波形検出回路２８は、１次コイルＬ１の一端の誘起電圧に相当する信号ＰＨＩＮの波形をモニタし、負荷検出、異物検出等を行う。例えば、受電装置４０の負荷変調部４６が、送電装置１０に対してデータを送信するための負荷変調を行うと、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形が、それに対応して変化する。

具体的には、図３（Ｂ）に示すように、データ「０」を送信するために、受電装置４０の負荷変調部４６が負荷を低くすると、信号波形の振幅（ピーク電圧）が小さくなり、データ「１」を送信するために負荷を高くすると、信号波形の振幅が大きくなる。したがって、波形検出回路２８は、誘起電圧の信号波形のピークホールド処理などを行って、ピーク電圧がしきい値電圧を超えたか否かを判断することで、受電装置４０からのデータが「０」なのか「１」なのかを判断できる。なお波形検出の手法は、上述の手法に限定されない。例えば、受電側の負荷が高くなったか低くなったかを、ピーク電圧以外の物理量を用いて判断してもよい。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお、受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧して得られる分圧電圧ＶＤ４は、信号線ＬＰ２を経由して、受電側制御回路５２および位置検出回路５６に入力される。位置検出回路５６に関しては、その分圧電圧ＶＤ４が、位置検出のための信号入力（ＡＤＩＮ）となる。

負荷変調部４６は、負荷変調処理を行う。具体的には、受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（受電側）での負荷を可変に変化させ、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。

このトランジスタＴＢ３は、受電制御装置５０の受電側制御回路５２から信号線ＬＰ３を経由して与えられる制御信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。通常送電が開始される前の認証ステージにおいて、トランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行って送電装置に信号を送信する際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ１、ＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。

例えば、データ「０」を送信するために受電側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために受電側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は、負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ（ＬＤＯ）４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。

また、トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、電源電圧ＶＤ５の生成ノードＮＢ５（レギュレター４９の出力ノード）とトランジスタＴＢ１（ノードＮＢ６）との間に設けられ、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的には、トランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送（すなわち、通常送電）を行う場合にはオン状態となる。

なお、電源電圧生成ノードＮＢ５とトランジスタＴＢ２のゲートのノードＮＢ８との間にはプルアップ抵抗ＲＵ２が設けられる。

トランジスタＴＢ１（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、トランジスタＴＢ２（ノードＮＢ６）とＶＯＵＴの電圧出力ノードＮＢ７との間に設けられ、出力保証回路５４からの信号Ｐ４Ｑにより制御される。具体的には、ＩＤ認証が完了して通常の電力伝送を行う場合にはオンになる。一方、ＡＣアダプタの接続が検出され、あるいは、電源電圧ＶＤ５が受電制御装置５０（制御回路５２）の動作下限電圧よりも小さいといった場合には、オフになる。なお、電圧出力ノードＮＢ７とトランジスタＴＢ１のゲートのノードＮＢ９との間にはプルアップ抵抗ＲＵ１が設けられる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また、受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、出力保証回路５４、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。

受電側制御回路５２は、受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。この受電側制御回路５２は、シリーズレギュレータ（ＬＤＯ）４９の出力端の定電圧（ＶＤ５）を電源として動作する。

この受電側制御回路５２は、具体的には、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、満充電検出、認証用の通信のための負荷変調、異物挿入検出を可能とするための通信のための負荷変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

出力保証回路５４は、低電圧時（０Ｖ時）の受電装置４０の出力を保証する回路である。すなわち、トランジスタＴＢ１を制御し、ＡＣアダプタの接続が検出され、あるいは、電源電圧ＶＤ５が動作下限電圧よりも小さい場合に、トランジスタＴＢ１をオフにする設定を行い、電圧出力ノードＮＢ７から受電装置４０側への電流の逆流を防止する。

位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には、信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、受電側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。具体的には満充電検出回路６２は、例えば、充電状態の表示に使用されるＬＥＤＲのオン・オフを検出することによって、満充電状態を検出する。すなわち、所定時間（例えば５秒）連続でＬＥＤＲが消灯した場合に、バッテリ９４が満充電状態（充電完了）であると判断する。また、負荷９０内の充電制御装置９２も、ＬＥＤＲの点灯状態に基づいて満充電状態を検出することができる。

また、負荷９０は、バッテリ９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含む。充電制御装置９２は、発光装置（ＬＥＤＲ）の点灯状態に基づいて満充電状態を検出することができる。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリのように、バッテリ９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。なお、負荷９０は、２次電池に限定されるものではない。

（送電部の具体的な回路構成とコイル端電圧の監視について）
図４は、送電部の具体的な回路構成ならびにコイル端電圧の監視について説明するための回路図である。

図示されるように、送電装置１０の送電部１２に設けられる送電ドライバ１３は、１次コイルＬ１のコイル端（上端）Ｎ１を駆動する。この送電ドライバ１３は、電源電圧（ＶＤＤ１：例えば５Ｖ）間に直列に接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ１とＮＭＯＳトランジスタＭ２により構成されるＣＭＯＳバッファであり、各トランジスタのゲートは、個別のゲート駆動信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ１）で制御される。

ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオンしたときは、ＣＭＯＳバッファの駆動出力は“Ｈ”レベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンしたときは、ＣＭＯＳバッファの駆動出力は“Ｌ”レベルとなり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１およびＮＭＯＳトランジスタＭ２が共にオフのときは、ＣＭＯＳバッファの出力端はフローティング状態（電位不定状態）となる。フローティング状態はハイインピーダンス状態とみることもでき、したがって、送電ドライバ１３は、トライステートバッファでもある。

送電ドライバ１５は、１次コイルＬ１のコイル端（下端）Ｎ２を駆動する。この送電ドライバ１５は、電源電圧（ＶＤＤ１：例えば５Ｖ）間に直列に接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ３とＮＭＯＳトランジスタＭ４により構成されるＣＭＯＳバッファであり、各トランジスタのゲートは、個別のゲート駆動信号（ＤＲＰ２，ＤＲＮ２）で制御される。送電ドライバ１５も、その出力端電位が“Ｈ”レベル，“Ｌ”レベルおよびフローティング状態の３つの状態をとることができるトライステートバッファである。

また、送電部１２は、１次コイルＬ１に直列接続される、２つのコンデンサ（Ｃ１およびＣ２）を有している。１次コイルＬ１とコンデンサＣ１およびＣ２は、直列共振回路を構成する。その直列共振回路の共振周波数をｆ０とすれば、“１”や“０”を２次側に送信するための周波数ｆ１およびｆ２は、例えば、共振周波数ｆ０よりも高周波数側の領域にて設定される。

本発明では、送電ドライバ（１３，１５）の通常駆動時の故障や初期故障を検出するために、１次コイルＬ１のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧を監視する。コイル端（Ｎ１，Ｎ２）は、送電ドライバ（１３，１５）の出力端でもある。１次コイルＬ１のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧（すなわち、コイル端電圧）ＤＲＶ１，ＤＲＶ２に基づいて、故障検出回路（図４では不図示：図１０にて説明する）が、送電ドライバ（１３，１５）の故障の有無を判定する。

（通常駆動時の故障の検出）
図５（Ａ）〜（Ｄ）は、送電ドライバの通常駆動時の故障（通常故障）の検出原理を説明するための図である。ここでは、送電ドライバ１３の故障検出について説明する（送電ドライバ１５の故障検出も同様である）。

図５（Ａ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＰ２を共に“Ｌ”とすると、送電ドライバ１３が正常（故障無しの場合）ならば、ＰＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、ＮＭＯＳトランジスタＭ２はオフし、出力端の電位は“Ｈ”になるはずである。しかし、例えば、同図（Ｂ）に示すように、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じているとすると、オフしているはずのＮＭＯＳトランジスタＭ２が実質的にはオンしていることになり、ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオンする期間では、大きな貫通電流ＩＲが生じる。貫通電流が繰り返し流れると、やがて、正常なＰＭＯＳトランジスタＭ１も故障し、この場合には、電源間ショートという最悪の事態を招くことになる。

そこで、送電ドライバ１３の出力端（１次コイルのコイル端Ｎ１）の電位を監視し、その電位が、送電ドライバ１３の入力信号の電圧レベルに対応したものであるか否かを検出し、これによって、故障を検出する。

すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じていなければ、図５（Ａ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＮ２が共に“Ｌ”の場合には、出力端の電圧は“Ｈ”になるはずであり、一方、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に短絡故障が生じていれば、図５（Ｂ）に示すように、出力端電圧は“Ｈ”レベル以外の電圧（例えば、電源電圧の１／２の電圧）になる。このように、送電ドライバの出力端（１次コイルのコイル端Ｎ１）の電圧を監視することによって、ＮＭＯＳトランジスタＭ２の短絡故障を検出することができる。

図５（Ｃ）では、送電ドライバ１３の入力信号であるＤＲＰ１およびＤＲＮ１を、共に“Ｈ”レベルとする。この場合、ＰＭＯＳトランジスタＭ１がオフし、ＮＭＯＳトランジスタＭ２がオンするはずであるが、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じている場合には、図５（Ｄ）に示すように、駆動時に大きな貫通電流ＩＲが流れ、このことが繰り返されるうちに双方のトランジスタが故障して、電源間ショートに至るおそれがある。
そこで、送電ドライバ１３の出力端の電圧（１次コイルのコイル端Ｎ２の電圧）を監視し、その電位が、送電ドライバ１３の入力信号の電圧レベルに対応したものであるか否かを検出し、これによって、故障を検出する。

すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じていなければ、図５（Ｃ）に示すように、ＤＲＰ１，ＤＲＮ２が共に“Ｈ”の場合には、出力端の電圧は“Ｌ”になるはずであり、一方、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に短絡故障が生じていれば、図５（Ｄ）に示すように、出力端電圧は“Ｌ”レベル以外の電圧（例えば、電源電圧の１／２の電圧）になる。このように、送電ドライバの出力端（１次コイルのコイル端Ｎ２）の電圧を監視することによって、ＰＭＯＳトランジスタＭ１の短絡故障を検出することができる。

故障検出回路（図１０の参照符号３４）は、ドライバの通常駆動中（通常送電中）において上述のような故障検出を実行し、通常駆動中(通常送電中)に生じた短絡故障を早期に検出する。これによって、例えば、送電を停止して故障を報知するといった、適切な対応を迅速に採ることが可能となる。

（送電ドライバの初期故障検出）
図６（Ａ），（Ｂ）は、送電ドライバの初期故障検出の原理を説明するための図であり、（Ａ）は故障無しの場合を示す図であり、（Ｂ）は故障有りの場合を示す図である。

送電ドライバ１３，１５に故障が生じているのならば、通常駆動（通常送電）前に、その故障を検出して、通常送電を行うことなく、機器の修理等を行うことが望ましい。そこで、本発明では、好ましくは、通常駆動前に、初期故障の検出も行う。

図６（Ａ），（Ｂ）では、送電ドライバ１３の初期故障検出を可能とするために、テスト用ドライバＴＥ１を設けている。なお、送電ドライバ１５の初期故障の検出のためにも、同様に、テスト用ドライバＴＥ２が設けられる（図６では不図示）。

図６（Ａ），（Ｂ）に示されるように、テスト用ドライバＴＥ１は、電源間に直列に接続された、ＰＭＯＳトランジスタＭ５と、ＮＭＯＳトランジスタＭ６と、電流制限抵抗Ｒ１およびＲ２と、によって構成される。

電流制限抵抗Ｒ１およびＲ２が設けられるのは、以下の理由による。すなわち、テスト用ドライバＴＥ１（ＴＥ２）の電流駆動能力が高すぎると、初期故障が生じている送電ドライバ１３，１５を構成する各トランジスタのリーク電流が少量の場合に、そのリーク電流をマスクしてしまい、初期故障を検出できなくなる場合もないとは言えない。そこで、電流制限用抵抗（Ｒ１，Ｒ２）によって、テスト用ドライバの電流をある程度、絞るようにしたものである。

初期故障検出の手順は以下のとおりである。まず、送電ドライバ１３の各トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の入力信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ１）を“Ｈ”および“Ｌ”に設定して、各トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）の双方をオフ状態とする。これによって１次コイル端（Ｎ１）はフローティング状態となる。

次に、この状態で、テスト用ドライバＴＥ１によってコイル端（Ｎ１）を駆動する。送電ドライバ１３は無力化されており、コイル端（Ｎ１）の電圧は、テスト用ドライバＴＥ１の支配下にあり、したがって、コイル端（Ｎ１）の電圧は、テスト用ドライバＴＥ１の駆動電圧（出力端電圧）のとおりに変化するはずである。

例えば、図６（Ａ）に示すように、テスト用ドライバＴＥ１を構成する各トランジスタＭ５，Ｍ６の入力信号（ＩＮＴＰ１，ＩＮＴＰ２）を共に“Ｌ”とすると、ＰＭＯＳトランジスタＭ５がオンして、テスト用ドライバＴＥ１の出力端の電圧は“Ｈ”となる。電源ＶＤＤ１からの充電電流Ｉ１によって、コイル端（Ｎ１）の電圧も“Ｈ”レベルに上昇する。これが、送電ドライバ１３に初期故障がない場合の正常な回路動作である。

一方、図６（Ｂ）に示すように、例えば、送電ドライバ１３のＮＭＯＳトランジスタＭ２が故障している場合には、テスト用ドライバＴＥ１の出力端の電圧が“Ｈ”となっても、送電ドライバのＮＭＯＳトランジスタＭ２のリーク電流Ｉ２によって、コイル端（Ｎ１）の電圧は“Ｈ”レベルに達しない（例えば、電源電圧の１／２の電圧となる）。

このように、送電ドライバ１３に初期故障が生じている場合には、故障しているトランジスタのリーク電流によって、コイル端電圧はテスト用ドライバＴＥ１の駆動電圧に一致しなくなり、したがって、初期故障を検出することができる。

初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知する。これによって、例えば、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がより向上する。

（コンデンサの初期故障検出）
上述の説明では、送電ドライバ１３（および１５）を構成するトランジスタの初期故障を検出したが、１次コイル（Ｌ１）と共に直列共振回路を構成するコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の初期故障を検出することもできる。

図７は、共振回路を構成するコンデンサの初期故障の検出原理を説明するための図である。図７では、２つのテスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）を同時に動作させて、第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧を相補的に変化させる。図７に示すように、例えば、テスト用ドライバＴＥ１の出力電圧を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させたとき、これと同期させてテスト用ドライバＴＥ２の出力電圧を“Ｈ”から“Ｌ”に（つまり相補的に）変化させる。

これによって、電圧変化によって生じた交流成分は、第１のコイル端（Ｎ１）から、第１および第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）を経由して第２のコイル端（Ｎ２）に流れる。したがって、この交流成分によるコイル端電圧の交流的な変動を検出できない場合には、第１または第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）のいずれかに初期故障が生じていると判定することができる。

すなわち、図７の下側に示すように、コイル端（Ｎ２）の電圧（ＤＲＶ２）を監視し、Ａ１のような交流成分を検出できれば、正常と判定し、Ａ２のような不完全な変動が検出された場合や、Ａ３のように変動がまったく観測できない場合には、コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の少なくとも一方に初期故障が生じていると判定することができる。

コンデンサの初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知する。これによって、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がさらに向上する。

（突入電流防止によるピーク電圧の変動抑制）
テスト用ドライバＴＥ１（ＴＥ２）は、故障検出のみならず、突入電流の防止によるピーク電圧の変動抑制のためにも活用することができる。

すなわち、コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）に電荷が蓄積されていない状態にて通常駆動（通常送電）を開始し、コイル端を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させた場合、突入電流（コンデンサを充電しようとして流れる瞬時的な過剰電流）によって、コイル端電圧（ピーク電圧）が大きく変動する。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出のためには好ましくない。

そこで、テスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）を充電電流源として用いてコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）を充電（プレ充電）した後に、通常駆動を開始し、そのコイル端（そのコンデンサと１次コイルとの接続点）を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させる。これによって、突入電流が低減され、電圧変動が縮小される。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出に役立つ。

図８（Ａ）〜（Ｃ）は、突入電流の防止によるピーク電圧の変動抑制について説明するための図である。テスト用ドライバＴＥ１の電源側のトランジスタ（Ｍ１）と抵抗（Ｒ１）は、コンデンサＣ１を充電するための充電電流源（ＩＳＣ）として利用することができる。すなわち、通常駆動前に、テスト用ドライバＴＥ１の充電電流源（ＩＳＣ）を動作させて、コンデンサＣ１を充電する。そして、通常駆動を開始し、そのコイル端Ｎ１を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させる。

コンデンサＣ１を予め充電していない場合には、図８（Ｂ）に示すように、コイル端Ｎ１の電圧（ＤＲＶ１）の初期変動（リンギングＲＧ）の最大振幅はＷ１と大きいが、事前に充電しておけば、突入電流が低減されることによって、コイル端Ｎ１の電圧（ＤＲＶ１）の初期変動（リンギングＲＧ）の最大振幅はＷ２に縮小される。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出に役立つ。

（コイル端電圧のモニタタイミング）
精度良く故障を検出するためには、コイル端電圧を正確に測定する必要がある。そこで、本発明では、コイル端電圧を故障検出回路に伝達するためにモニタウインドウ回路（広義のスイッチ回路）を設け、また、タイミング制御回路を設け、そのモニタウインドウ回路（スイッチ回路）を、コイル端電圧の初期変動が抑制されて、電圧が安定している期間（安定期間）においてのみオンさせ、正確なコイル端電圧を故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達する。

図９（Ａ），（Ｂ）は、モニタウインドウ回路（スイッチ回路）の構成と動作タイミングを示す図であり、（Ａ）はモニタウインドウ回路の構成を示す図であり、（Ｂ）はオン／オフタイミングを示す図である。

図示されるように、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１：広義のスイッチ回路）は、モニタタイミング信号（Ｑ８）でオン／オフが制御されるスイッチＳＷ１と、送電部１２の電源電圧ＶＤＤ１（例えば５Ｖ）で動作するインバータＩＮＶ１と、を有する。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ２）も同様の構成であり、スイッチのオン／オフは、モニタタイミング信号（Ｑ９）によって制御される。なお、モニタタイミング信号は、タイミング制御回路（図１０の参照符号３３）が生成する。

モニタウインドウ回路のスイッチ（ＳＷ１）は、コイル端電圧ＤＲＶ１（ＤＲＶ２）の
ハイレベル期間（あるいはローレベル期間）の初期変動期間を避けてオンし、安定した電圧をサンプリングして故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達するのが望ましい。

そこで、図９（Ｂ）に示すように、コイル端電圧ＤＲＶ１（ＤＲＶ２）のハイレベル期間（またはローレベル期間）の後半期間において、モニタウインドウ回路のスイッチ（ＳＷ１）をオンする。「後半期間」とは、図示されるように、ハイレベル期間（ローレベル期間）の開始時点（ｔ１）と終了時点（ｔ４）の中間の時点（ｔ２）以降の期間（中間時点（ｔ２）を含む））であり、この後半期間は、初期の電圧変動が収拾した安定期間である。

図９（Ｂ）では、後半期間の時刻ｔ３において、スイッチＳＷ１をオンさせ、安定したコイル端電圧をサンプリングして、故障検出回路（図１０の参照符号３４）に伝達している。

（送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例）
図１０は、送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例を示すブロック図である。図１０において、図２と共通する部分には同じ参照符号を付してある。

送電制御装置２０は、発振回路２４と、送電側制御回路２２と、ドライバ制御回路２６と、を有する。

送電側制御回路２２は、駆動クロック生成回路３１と、カウンタ３２と、タイミング制御回路３３と、故障検出回路３４と、送電制御装置１０の電源電圧（ＶＤＤ２：例えば３Ｖ）で動作するインバータＩＮＶ３，ＩＮＶ４と、フリップフロップ３５，３６と、を有する。また、ドライバ制御回路２６は、パワーＭＯＳドライブ回路（２７、２９）を有する。

また、送電部１２は、送電ドライバ（１３，１５）と、テスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）と、モニタウインドウ（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）と、を有する。

タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１，Ｑ２によって、パワーＭＯＳドライブ回路２７の動作タイミングを制御し、これによって、送電ドライバ１３の入力信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ２）のハイ／ローの切り替わりタイミングが決定される。同様に、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ３，Ｑ４によって、パワーＭＯＳドライブ回路２９の動作タイミングを制御し、これによって、送電ドライバ１５の入力信号（ＤＲＰ２，ＤＲＮ２）のハイ／ローの切り替わりタイミングが決定される。

また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ６，Ｑ７（図１１のＩＮＴＰ１，ＩＮＴＰ２に相当する）によって、テスト用ドライバＴＥ１を構成するトランジスタ（Ｍ５，Ｍ６）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。同様に、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１０，Ｑ１１（図１１のＩＮＴＰ２，ＩＮＴＮ２に相当する）によって、テスト用ドライバＴＥ２を構成するトランジスタ（Ｍ７，Ｍ８）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。

また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ８，Ｑ９（図１１のＤＲＶＯＮに相当する）によって、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）構成するスイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）の各々のオン／オフのタイミングを制御する。

また、タイミング制御回路３３は、タイミング制御信号Ｑ１２，Ｑ１３（図１１のラッチ信号ＬＡＴＨに相当する）によって、フリップフロップ（ＦＦ３５およびＦＦ３６）のラッチタイミングを制御する。

（図１０の送電装置の各部の具体的な動作タイミングの例）
図１１は、図１０に示される送電装置の具体的な動作タイミングの例を示すタイミング図である。

図１１において、「ＤＲＰ１およびＤＲＮ１」は、送電ドライバ１３の入力信号であり、「ＤＲＶ１」は、コイル端（Ｎ１）の電圧（コイル端電圧）であり、「ＩＮＴＰ１およびＩＮＴＮ２」は、テスト用ドライバ（ＴＥ１）の入力信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ６とＱ７に相当する。

また、「ＤＲＰ２１およびＤＲＮ２」は、送電ドライバ１５の入力信号であり、「ＤＲＶ２」は、コイル端（Ｎ２）の電圧（コイル端電圧）であり、「ＩＮＴＰ２およびＩＮＴＮ２」は、テスト用ドライバ（ＴＥ２）の入力信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ１０とＱ１１に相当する。

また、ＤＲＶＯＮは、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）に内蔵されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフ制御信号であり、図１０のタイミング制御信号（Ｑ８，Ｑ９）に相当する。

また、ＬＡＴＨは、図１０のフリップフロップ（ＦＦ３５およびＦＦ３６）のラッチタイミングを制御するタッチタイミング制御信号であり、図１０のタイミング制御信号Ｑ１２，Ｑ１３に相当する。

また、図１１において、斜線で示される期間は、所定箇所の電位を決定する複数のトランジスタが共にオフとなって、その電位を特定できない期間を示す。

また、図１１では、ＣＭＯＳ型のドライバを構成するＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタの電圧変化タイミングは意図的にずらされており、両トランジスタが同時にオンして大きな貫通電流が流れないように配慮されている。

図１１において、期間Ｔ１０（時刻３７までの期間）が初期故障モニタ期間であり、期間Ｔ２０（時刻ｔ３７〜ｔ３８）が初期故障判定期間であり、期間Ｔ３０（時刻ｔ３８〜ｔ５１）が通常送電期間（通常故障判定期間）である。

まず、初期故障検出について説明する。先に説明したように、初期故障検出期間（時刻ｔ３９までの期間）では、送電ドライバ１３，１５はオフさせて、代わりに、テスト用ドライバ（ＴＥ１，ＴＥ２）をオンさせる。

したがって、送電ドライバＴＥ１の入力信号であるＤＲＰ１は“Ｈ”レベルであり、ＤＲＮ１は“Ｌ”レベルであり、同様に、送電ドライバＴＥ２の入力信号であるＤＲＰ２は“Ｈ”レベルであり、ＤＲＮ２は“Ｌ”レベルであり、これによって、送電ドライバ１３，１５の出力端はフローティング状態となる。

この状態において、時刻ｔ３２において、テスト用ドライバＴＥ１の入力信号であるＩＮＴＰ１（Ｑ６）が“Ｌ”から“Ｈ”に変化し、時刻ｔ３３において、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）が“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。また、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）は、時刻ｔ３６において、“Ｌ”レベルに復帰する。

同様に、テスト用ドライバＴＥ２の入力信号であるＩＮＴＰ２（Ｑ１０）が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。このＩＮＴＰ２（Ｑ１０）は、時刻ｔ３７において、“Ｈ”レベルに復帰する。また、時刻ｔ３３において、ＩＮＴＮ２（Ｑ１１）が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。

第１のコイル端（Ｎ１）電圧ＤＲＶ１は、時刻ｔ３３〜時刻ｔ３６の期間において、“Ｈ”レベルとなる。同様に、第２のコイル端（Ｎ２）電圧ＤＲＶ２は、時刻ｔ３３〜時刻ｔ３７の期間において、“Ｌ”レベルとなる。すなわち、第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）は、同時的かつ相補的に駆動される。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフのタイミング制御信号ＤＲＶＯＮ（Ｑ８，Ｑ９）は、時刻ｔ３４において、アクティブとなり、これによって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンして、コイル端電圧（ＤＲＶ１，ＤＲＶ２）がサンプリングされる。上述のとおり、時刻ｔ３４は、ＤＲＶ１のローレベル期間（ｔ３３〜ｔ３６）、および、ＤＲＶ２のハイレベル期間（ｔ３３〜ｔ３７）の後半の期間に属している。

そして、時刻ｔ３５において、ラッチタイミング制御信号（ＬＡＴＨ）がアクティブとなり、これによって、コイル端（Ｎ１およびＮ２）の電圧（コイル端電圧：ＤＲＶ１，ＤＲＶ２）が、フリップフロップ（ＦＦ３５，ＦＦ３６）に取り込まれる。

故障検出回路３４は、期間Ｔ２０（時刻ｔ３７〜ｔ３８）において、ＦＦ３５，３６にラッチされた電圧が、テスト用ドライバＴＥ１，ＴＥ２の出力電圧レベルと一致しているかを判定し、これによって、送電ドライバ１３，１５の初期故障を判定する。

次に、通常送電時における通常故障の検出について説明する。通常送電期間（Ｔ３０）においては、テスト用ドライバＴＥ１，ＴＥ２は使用されないから、ＩＮＴＰ１（Ｑ６）およびＩＮＴＰ２（Ｑ１０）は共に“Ｈ”レベルに固定され、ＩＮＴＮ１（Ｑ７）およびＩＮＴＮ２（Ｑ１１）は共に“Ｌ”レベルに固定される。

一方、ＤＲＰ１，ＤＲＮ１がＨ／Ｌを繰り返し、また、ＤＲＰ２，ＤＲＮ２がＨ／Ｌを繰り返す。送電ドライバ１３，１５によって１次コイルの第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）が相補的に駆動され、通常送電（通常パワーによる連続送電）が実行される。

時刻ｔ３８から時刻ｔ４２において、コイル端（Ｎ１）の電圧ＤＲＶ１は“Ｈ”となり、また、時刻ｔ３９から時刻ｔ４２において、コイル端（Ｎ２）の電圧ＤＲＶ２は“Ｌ”となる。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）は、ＤＲＶ１の“Ｈ”およびＤＥＶ２の“Ｌ”を、時刻ｔ４０にサンプリングし、そのサンプリングされた電圧は、時刻ｔ４１において、フリップフロップＦＦ（３５，３６）にラッチされる。

また、時刻ｔ４３から時刻ｔ４６において、コイル端（Ｎ１）の電圧ＤＲＶ１は“Ｌ”となり、また、時刻ｔ４３から時刻ｔ４６において、コイル端（Ｎ２）の電圧ＤＲＶ２は“Ｈ”となる。

モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）は、ＤＲＶ１の“Ｌ”およびＤＥＶ２の“Ｈ”を、時刻ｔ４４にサンプリングし、そのサンプリングされた電圧は、時刻ｔ４５において、フリップフロップＦＦ（３５，３６）にラッチされる。

以下同様の動作が繰り返され、通常送電中に、間欠的にコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧がサンプリングされ、フリップフロップ（ＦＦ３５，３６）にラッチされ、そして、そのラッチされた電圧が、送電ドライバ１３，１５の各々の入力信号に対応した電圧レベルであるかが定期的にチェックされ、これによって、通常故障が生じたときは、ただちに、その故障が検出されることになる。そして、通常故障が検出されると、エラーの報知がなされ、送電装置１０はリセットされて通常送電は停止される。その後、例えば、所定時間後に再び、送電装置１０はパワーオン状態となり、その時点でも初期故障が検出されたときには、通常送電を行うことなく、故障の報知がなされ、送電装置１０は修理あるいは破棄されることになる。

図１２は、通常送電時における送電ドライバの駆動タイミングと、通常故障検出のための電圧モニタタイミングおよび電圧ラッチタイミングとの関係を説明するためのタイミング図である。

送電ドライバ１３の入力信号（ＤＲＰ１，ＤＲＮ１）の１周期は、図１２の上側に示されるように、基本クロック６２クロック（３０クロック＋３２クロック）に相当する。送電ドライバ１５の入力信号（ＤＲＰ２，ＤＲＮ２）も同様である。

上述のとおり、各送電ドライバでは、貫通電流が流れるのを防止する必要がある。そこで、ＮＭＯＳトランジスタがオンするときには、必ずＰＭＯＳトランジスタがオフ状態となるように、各トランジスタの駆動タイミングを調整している。

第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）の電圧（コイル端電圧）ＤＲＶ１，ＤＲＶ２のハイレベル期間またはローレベル期間の初期には、電圧変動（ＲＧ）が生じるため、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）による電圧のサンプリングは、初期の電圧変動が収束した後の安定期間（図１２では後半期間）において行われる。

図１２では、時刻ｔ１にＤＲＰ１，ＤＲＮ２が変化する。時刻ｔ２にＤＲＮ１，ＤＲＰ２が変化し、これに伴ってＤＲＶ１，ＤＲＶ２が変化する。この時刻ｔ２から期間Ｔ１が経過した時刻ｔ３において、モニタウインドウ回路（ＭＷＤ１，ＭＷＤ２）における電圧サンプリングタイミング信号（スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフ制御信号）ＤＲＶＯＮがアクティブになる。そして、時刻ｔ４において、ＬＡＴＨがアクティブになって、サンプリングされた電圧がフリップフロップ（ＦＦ３５，３６）に取り込まれる。時刻ｔ５に、ＤＲＶＯＮおよびＬＡＴＨが非アクティブとなり、時刻ｔ６にＤＲＮ１とＤＲＰ２が変化し、時刻ｔ７にＤＲＰ１とＤＲＮ２が変化する。

ＤＲＶＯＮがアクティブとなる時点（時刻ｔ３）は、時刻ｔ７を起点として４クロック前であり、ＬＡＴＨがアクティブとなる時点（時刻ｔ４）は、時刻ｔ７を起点として３クロック前であり、ＤＲＶＯＮおよびＬＡＴＨが共に非アクティブとなる時点（時刻ｔ５）は、時刻ｔ７を起点として２クロック前である。時刻ｔ３からｔ７までの期間をＴ２とすると、Ｔ１（時刻ｔ２〜ｔ３）＜Ｔ２であり、本例では、ＤＲＶ１またはＤＲＶ２のハイレベル期間またはローレベル期間の後半にて、電圧のサンプリングが行われていることになる。時刻ｔ８以降、同様の動作が繰り返される。

このように、本実施形態では、初期故障と通常故障の双方を、正確に検出することが可能である。

以上説明したように、本発明の各実施形態によれば、以下の効果が得られる。ただし、以下の効果が同時に得られるとは限らず、以下に列挙する効果が本発明を不当に限定する根拠として用いられてはならない。
（１）１次コイルのコイル端電圧を監視し、送電ドライバの入力電圧に対応したコイル端電圧になっているか否かによって、送電ドライバの短絡故障を検出することができ、これによって、送電装置ならびに無接点電力伝送システムの安全性を向上させることができる。
（２）送電ドライバの通常駆動中（通常送電中）において故障検出を実行し、通常駆動中(通常送電中)に生じた短絡故障を早期に検出することによって、送電を停止して故障を報知するといった、適切な対応を迅速に採ることが可能となる。
（３）テスト用ドライバを設け、コイル端電圧がテスト用ドライバの駆動電圧に一致するか否かを検出することによって、送電ドライバの初期故障を検出することができる。初期故障が検出された場合には、例えば、通常駆動を不可とすると共に初期故障を報知することによって、例えば、その機器を回収して修理するといった適切な対応を迅速に採ることができ、安全性がより向上する。
（４）２つのテスト用ドライバによって、コイル端を同時的かつ相補的に駆動し、交流成分によるコイル端電圧の変動の検出の有無によって、直列共振回路のコンデンサに初期故障が生じている否かを判定することができる。したがって、送電装置（および無接点電力伝送システム）の安全性がより向上する。
（５）テスト用ドライバの回路構成として、電源間に電流制限用抵抗が介在する構成とすることによって、送電ドライバのトランジスタのリーク電流が少量の場合であってもコイル端電圧の異常を検出できる。
（６）テスト用ドライバを充電電流源として用いて、コンデンサを充電した後に、通常駆動を開始し、そのコイル端を“Ｌ”から“Ｈ”に変化させることによって、突入電流が低減され、電圧変動が縮小される。このことは、コイル端電圧（ピーク電圧）の正確な検出に役立つ。
（７）コイル端電圧を故障検出回路に伝達するためのスイッチ回路と、タイミング制御回路とを設け、そのスイッチ回路を、コイル端電圧の初期変動が抑制されて、電圧が安定している期間（安定期間）においてのみオンさせることによって、正確なコイル端電圧を故障検出回路に伝達することができる。特に、ハイレベル期間およびローレベル期間の後半の期間においてスイッチ回路をオンすることによって、電圧変動期間を確実に回避することができる。
（８）１次コイルを駆動するドライバの、通常駆動時における故障を検出して、送電停止や故障の報知を行うことが可能となるため、無接点電力伝送システムの安全性が向上する。
（９）１次コイルを駆動するドライバの、初期故障を検出して、通常送電を行うことなく、故障の報知、機器の回収や修理等を行うことが可能となり、よって、無接点電力伝送システムの安全性がより向上する。
（１０）、安全性の高い無接点電力システム用の送電部を実現することができる。
（１１）本発明によって、１次コイルのドライバの短絡故障の検出を可能とし、無接点電力伝送システムの安全性を向上させることができる。
（１２）本発明によって、安全性の高い無接点電力伝送システムを実現でき、このことは、無接点電力伝送技術の普及に貢献する。

以上、本発明を、実施形態を参照して説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々、変形、応用が可能である。すなわち、本発明の要旨を逸脱しない範囲において多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。

従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（低電位側電源、電子機器等）と共に記載された用語（ＧＮＤ、携帯電話機・充電器等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態および変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。

また、送電制御装置、送電装置、受電制御装置、受電装置の構成・動作や、送電側における受電側の負荷検出の手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

本発明は、送電ドライバの故障検出を可能として、無接点電力伝送技術の安全性を向上するという効果を奏し、したがって、送電制御装置（送電制御ＩＣ）、無接点電力伝送システム、送電装置（ＩＣモジュール等）、および電子機器（携帯端末および充電器等）として利用可能である。なお、「携帯端末」には、携帯電話端末、ＰＤＡ端末、持ち運び可能なコンピュータ端末が含まれる。

図１（Ａ），図１（Ｂ）は、無接点電力伝送を利用した電子機器の例を示す図 本発明の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の具体的な構成の一例を示す図 図３（Ａ）および図３（Ｂ）は、送電側機器と受電側機器との間の情報伝送の原理を説明するための図 送電部の具体的な回路構成ならびにコイル端電圧の監視について説明するための回路図。 図５（Ａ）〜図５（Ｄ）は、送電ドライバの通常駆動時の故障（通常故障）の検出原理を説明するための図 図６（Ａ），図６（Ｂ）は、送電ドライバの初期故障検出の原理を説明するための図 図７は、共振回路を構成するコンデンサの初期故障の検出原理を説明するための図 図８（Ａ）〜図８（Ｃ）は、突入電流の防止によるピーク電圧の変動抑制について説明するための図 図９（Ａ），図９（Ｂ）は、モニタウインドウ回路（スイッチ回路）の構成と動作タイミングを示す図 送電制御装置および送電部の具体的な内部回路構成の例を示すブロック図 図１０に示される送電装置の具体的な動作タイミングの例を示すタイミング図 送電ドライバの駆動タイミングと、通常故障検出のための電圧モニタタイミングおよび電圧ラッチタイミングとの関係を説明するためのタイミング図

符号の説明

Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、１０ 送電装置、１２ 送電部、
１３，１５ 送電ドライバ、Ｃ１，Ｃ２ 直列共振回路を構成するコンデンサ、
ＤＲＰ１およびＤＲＮ１ 送電ドライバ１３の入力信号、
ＤＲＰ２およびＤＲＮ２ 送電ドライバ１５の入力信号、
ＴＥ１，ＴＥ２ テスト用ドライバ、
１７、１９ テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ、
ＩＮＴＰ１およびＩＮＴＮ１ テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ１７の入力信号、
ＩＮＴＰ２およびＩＮＴＮ２ テスト用ドライバを構成するＣＭＯＳバッファ１９の入力信号、ＭＷＤ１，ＭＷＤ２ モニタウインドウ回路、
ＤＲＶＯＮ（Ｑ８，Ｑ９） モニタタイミング信号（電圧サンプリングタイミング信号）、
ＤＲＶ１，ＤＲＶ２ 第１および第２のコイル端（Ｎ１，Ｎ２）のコイル端電圧、
１４ 電圧検出回路、１６ 表示部、２０ 送電制御装置、２２ 送電側制御回路、
２４ 送電側発振回路、２６ ドライバ制御回路、２８ 波形検出回路、
４０ 受電装置、４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、
４８ 給電制御部、５０ 受電制御装置、５２ 受電側制御回路、５４ 出力保証回路、
５６ 位置検出回路、５８ 受電側発振回路、６０ 周波数検出回路、
６２ 満充電検出回路、９０ 受電側機器の本負荷、
９２ 充電制御装置（充電制御ＩＣ）、９４ 負荷としてのバッテリ（２次電池）、
ＬＥＤＲ 電池残量や電池の状態のインジケータとしての発光装置

Claims (10)

1. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の本負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   前記送電装置は、前記１次コイルの一端を駆動する第１の送電ドライバと、前記１次コイルの他端を駆動する第２の送電ドライバと、を有し、
   前記送電制御装置は、
   前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、
   前記１次コイルの前記一端を駆動する第１のテスト用ドライバと、
   前記１次コイルの前記他端を駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、
   前記送電側制御回路は、
   前記１次コイルの前記一端および前記他端の少なくとも一方の電圧であるコイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの故障を検出する故障検出回路を有し、
   前記送電側制御回路は、
   前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによって前記１次コイルを通常駆動する前に、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記一端または前記他端がフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによって前記１次コイルの前記一端または前記他端を駆動し、
   前記故障検出回路は、
   前記コイル端電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応したコイル端電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには、初期故障が生じていると判定することを特徴とする送電制御装置。
2. 請求項１に記載の送電制御装置であって、
   前記故障検出回路は、
   前記第１の送電ドライバおよび第２の送電ドライバが前記１次コイルを通常駆動している状態において、前記コイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの、通常駆動中の故障を検出することを特徴とする送電制御装置。
3. 請求項１又は２に記載の送電制御装置であって、
   前記１次コイルに第１のコンデンサおよび第２のコンデンサが直列に接続されて直列共振回路が構成され、
   前記送電側制御回路は、
   初期故障検出を行う際に、前記第１のテスト用ドライバおよび第２のテスト用ドライバによって、前記１次コイルの前記一端および前記他端を相補的に駆動し、
   前記故障検出回路は、
   前記第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを経由して流れる交流成分による電圧変動を監視し、所定の電圧変動が検出されるか否かによって、前記第１のコンデンサまたは第２のコンデンサの初期故障を検出することを特徴とする送電制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の送電制御装置であって、
   前記第１のテスト用ドライバおよび前記第２のテスト用ドライバは各々、電源電圧間に直列に接続された、互いに異なる導電型の第１および第２のトランジスタならびに電流制限用抵抗を有することを特徴とする送電制御装置。
5. 請求項１又は２に記載の送電制御装置であって、
   前記１次コイルに第１のコンデンサおよび第２のコンデンサが接続されて直列共振回路が構成され、
   前記送電側制御回路は、
   前記第１のテスト用ドライバまたは第２のテスト用ドライバによって、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサを充電した後、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによる前記共振回路の通常駆動を開始することを特徴とする送電制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の送電制御装置であって、
   前記送電装置の動作タイミングを制御するタイミング制御回路をさらに有し、
   前記送電装置は、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第１のスイッチ回路と、前記１次コイルの他端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第２のスイッチ回路と、を有し、
   前記タイミング制御回路は、
   前記第１の送電ドライバまたは前記第１のテスト用ドライバによる前記１次コイルの前記一端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第１のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させ、
   前記第２の送電ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによる前記１次コイルの前記他端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第２のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させる、
   ことを特徴とする送電制御装置。
7. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の本負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   前記送電装置は、前記１次コイルの一端を駆動する第１の送電ドライバと、前記１次コイルの他端を駆動する第２の送電ドライバと、を有し、
   前記送電制御装置は、
   前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、
   前記送電装置の動作タイミングを制御するタイミング制御回路と、を有し、
   前記送電側制御回路は、
   前記１次コイルの前記一端および前記他端の少なくとも一方の電圧であるコイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの故障を検出する故障検出回路を有し、
   前記故障検出回路は、
   前記コイル端電圧が、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバの入力信号に対応したコイル端電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバは故障していると判定し、
   前記送電装置は、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第１のスイッチ回路と、前記１次コイルの他端のコイル端電圧を、所望のタイミングで前記故障検出回路に伝達するための第２のスイッチ回路と、を有し、
   前記タイミング制御回路は、
   前記第１の送電ドライバによる前記１次コイルの前記一端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第１のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させ、
   前記第２の送電ドライバによる前記１次コイルの前記他端のローレベル駆動期間あるいはハイレベル駆動期間の後半において、前記第２のスイッチ回路をオン状態として、前記１次コイルの一端のコイル端電圧を前記故障検出回路に伝達させる、
   ことを特徴とする送電制御装置。
8. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の本負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、前記１次コイルの一端を駆動する第１の送電ドライバと、前記１次コイルの他端を駆動する第２の送電ドライバと、を有し、
   前記送電制御装置は、
   前記送電装置の動作を制御する送電側制御回路と、
   前記１次コイルの前記一端を駆動する第１のテスト用ドライバと、
   前記１次コイルの前記他端を駆動する第２のテスト用ドライバと、を有し、
   前記送電側制御回路は、
   前記１次コイルの前記一端および前記他端の少なくとも一方の電圧であるコイル端電圧を監視して、前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバの故障を検出する故障検出回路を有し、
   前記送電側制御回路は、
   前記第１の送電ドライバおよび前記第２の送電ドライバによって前記１次コイルを通常駆動する前に、前記第１の送電ドライバまたは第２の送電ドライバの各々の入力信号のレベルを、前記１次コイルの前記一端または前記他端がフローティング状態となるレベルとし、その状態で、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバによって前記１次コイルの前記一端または前記他端を駆動し、
   前記故障検出回路は、
   前記１次コイルの前記一端の電圧または前記他端の電圧が、前記第１のテスト用ドライバまたは前記第２のテスト用ドライバの駆動出力レベルに対応した電圧ではないときに、前記第１の送電ドライバまたは前記第２の送電ドライバには、初期故障が生じていると判定して送電を中止し、
   前記受電装置は、
   前記２次コイルの誘電電圧を整流する整流回路を含む受電部と、
   前記受電装置から送電装置へのデータ送信のための負荷変調部と、
   前記本負荷への給電を制御する給電制御部と、
   を有することを特徴とする無接点電力伝送システム。
9. 請求項１乃至７のいずれかに記載の送電制御装置と、
   前記１次コイルを駆動する前記第１および第２の送電ドライバを含む送電部と、
   を有することを特徴とする送電装置。
10. 請求項９に記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。

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