JP2012503469A - 無線送電のためのトランスミッタ - Google Patents

Abstract

無線電力トランスミッタ（３００）はループインダクタ（４０８）とアンテナ容量（ＣＡ）を含む共鳴タンクとして構成された送信アンテナ（３０４）を含む。トランスミッタは、前記送信アンテナを駆動するように構成されたＥ級増幅器（３０６）と、前記送信アンテナと前記増幅器との間に動作可能に結合されたマッチング回路（３０８）をさらに含む。前記マッチング回路はインダクタンス（ＬＦ）と容量（ＣＦ）を具備する。前記マッチング回路の前記インダクタンス（ＬＦ）と前記増幅器のインダクタンス（Ｌ２）は単一のインダクタ（４７８）により実現されうる。また、前記マッチング回路の前記容量（ＣＡ）と前記アンテナ容量（ＣＡ）は単一のキャパシタ（４８２）により実現されうる。前記レシーバ（６０８）は、並列共振器と、少なくとも二つの整流ダイオードを含む整流回路（６００）とを含む、受信アンテナ（６１８）を具備する。

Description

米国特許法第１１９条下における優先権の主張

この出願は、下記に対して米国特許法第１１９条（ｅ）下における優先権の主張をする。

２００８年９月１９日に出願され、“MAGNETIC POWER USING A CLASS E AMPLIFIER”と表題された米国仮出願番号６１／０９８，７４２、その内容は本明細書中に参照によって組み込まれる。

２００８年９月１７日に出願され、“HIGH EFFICIENCY TECHNIQUES AT HIGH FREQUENCY”と表題された米国仮出願番号６１／０９７，８５９、その内容は本明細書中に参照によって組み込まれる。

２００９年１月２４日に出願され、“WIRELESS POWER ELECTRONIC CIRCUIT”と表題された米国仮出願番号６１／１４７，０８１、その内容は本明細書中に参照によって組み込まれる。

２００９年６月１９日に出願され、“DEVELOPMENT OF HF POWER CONVERSION ELECTRONICS”と表題された米国仮出願番号６１／２１８，８３８、その内容は本明細書中に参照によって組み込まれる。

本発明は一般には無線充電、より詳細にはポータブル無線充電システムに関するデバイス、システムおよび方法に関する。

無線電子デバイスなどの各電力供給されたデバイスはそれ自身の有線の充電器および電力源を要求し、それは通常は交流（ＡＣ）電力コンセントである。このような有線の構成は多くのデバイスが充電を必要とする時には扱いにくい。トランスミッタと充電するべき電子デバイスに結合されたレシーバとの間で無線（over-the-air）または無線（wireless）の送電を用いる取り組みが発展されつつある。受信アンテナは放射電力を集め、そして、電力をデバイスに供給するため、または、デバイスのバッテリを充電するために、それを利用可な電力に整流する。無線エネルギー伝送は、送信アンテナ、受信アンテナ、および電力が供給または充電されるホスト電子デバイス内に組み込まれた整流回路に基づいても構わない。送信アンテナを含むトランスミッタは、比較的小さな体積、高効率、低部品表（BOM: Bill Of Materials）および高信頼などの対立する設計制約に直面する。したがって、さまざまな目標（objects）を満足する無線送電のためのトランスミッタ設計を改善する必要がある。

図１は、無線送電システムの簡略化したブロック図を示す。 図２は、無線送電システムの簡略化した模式図を示す。 図３は、例示的な実施形態による、ループアンテナの模式図を示す。 図４は、例示的な実施形態による、無線送電システムの機能ブロック図を示す。 図５は、例示的な実施形態による、無線電力トランスミッタのブロック図を示す。 図６Ａは、例示的な実施形態による、波形を含むＥ級増幅器を示す。 図６Ａは、例示的な実施形態による、波形を含むＥ級増幅器を示す。 図７は、例示的な実施形態による、搭載された非対称なＥ級増幅器の回路図を示す。 図８は、例示的な実施形態による、搭載された対称なＥ級増幅器の回路図を示す。 図９は、例示的な実施形態による、搭載されたデュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器の回路図を示す。 図１０は、例示的な実施形態による、波形を含むフィルタおよびマッチング回路の回路図を示す。 図１１Ａは、例示的な実施形態による、中間ドライバ回路の回路図を示す。 図１１Ｂは、例示的な実施形態による、中間ドライバ回路の回路図を示す。 図１２は、例示的な実施形態による、無線電力トランスミッタの部分の回路図を示す。 図１３は、例示的な実施形態による、無線電力を送信するための方法のフローチャートである。 図１４は、例示的な実施形態による、無線電力レシーバの回路図を示す。

単語“例示的な（exemplary）は、”例（example）、事例（instance）または例証（illustration）として仕えること”を意味するために本明細書では使用される。本明細書に「例示的な」と記載されたいかなる実施形態も、必ずしも他の実施形態よりも好ましいまたは有利であるとは解釈されない。

添付図面に関連して以下に説明される詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態の記述を意図しており、本発明を実施できる唯一の実施形態を示すことは意図してない。本記載の至る所で用いられた用語“例示的な（exemplary）”は、“例（example）、事例（instance）または例証（illustration）の働きをすること”を意味するために使用され、そして、必ずしも他の実施形態よりも好ましいまたは有利であるとは解釈されるべきではない。詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態の徹底的な理解を提供することを目的とする具体的な詳細を含む。これらの具体的な説明がなくても当業者であれば発明の例示的な実施形態は実施できることは明らかであろう。いくつかの事例では、周知の構造およびデバイスは、ここに提示された例示的な実施形態の新規性が不明瞭になることを避けるために、ブロック図の形式で示されている。

用語“無線電力（wireless power）”は、“物理的な電磁コンダクタ（electromagnetic conductors）を使用せずに、トランスミッタからレシーバに送信される、電場、磁場、電磁場またはその他に関連するいかなる形態のエネルギー”を意味するために本明細書では使用される。システム内の電力変換は、例えば、携帯電話、コードレスフォン、ｉＰｏｄ（登録商標）、ＭＰ３プレイヤ、ヘッドセットなどのデバイスを無線で充電するために本明細書では述べられる。一般に、無線電力転送の基礎をなす原理は、例えば３０ＭＨｚより下の周波数を用いた、磁気結合共鳴（magnetic coupled resonance）（つまり、共鳴誘導（resonant induction））である。しかしながら、例えば、１３５ｋＨｚ（ＬＦ）より下、または、１３．５６ＭＨｚ（ＨＦ）で比較的高い放射レベルでのライセンス免除（license-exempt）のオペレーションが許可された周波数を含む、さまざまな周波数を使用することは可能である。これらの周波数にては、通常、無線ＩＣタグ（Radio Frequency Identification）（ＲＦＩＤ）システム、ヨーロッパ内のＥＮ３００３３０または合衆国内のＦＣＣパート１５規準などの干渉および安全基準に適合しなければないシステムによって使用される。例として、限定するものではないが、ここで使用される略語ＬＦおよびＨＦは“ＬＦ”はｆ₀＝１３５ｋＨｚおよび“ＨＦ”はｆ₀＝１３．５６ＭＨｚである。である。

図１は、さまざまな例示的な実施形態による、無線送電システム（wireless power transmission system）１００を示す。入力電力１０２は、エネルギー移転（energy transfer）を提供するための磁場１０６を発生させるためのトランスミッタ１０４に提供される。レシーバ１０８は、磁場１０６に結合し、そして、出力電力１１０に結合されたデバイス（不図示）による蓄積または消費のための出力電力１１０を発生する。トランスミッタ１０４およびレシーバ１０８の両方は距離１１２だけ隔てられている。例示的な実施形態において、トランスミッタ１０４およびレシーバ１０８は、相互共鳴関係に従って構成され、そして、レシーバ１０８が磁場１０６の“ニアフィールド”中に配置された時に、レシーバ１０８の共鳴周波数とトランスミッタ１０４の共鳴周波数とがマッチした時にトランスミッタ１０４とレシーバ１０８との間の送信損失は最小となる。

トランスミッタ１０４は、エネルギー送信のための手段を提供するための送信アンテナ１１４をさらに含み、レシーバ１０８は、エネルギーの受信またはカップリングのための手段を提供するための受信アンテナ１１８をさらに含む。前記送信および受信アンテナは、それらに関連された用途およびデバイスに従ったサイズにあわせて作られる。述べたように、効果的なエネルギー移転は、電磁波内の多くのエネルギーをファーフィールドに伝搬するというよりも、送信アンテナのニアフィールド内の大部分のエネルギーを受信アンテナに結合することにより起こる。ニアフィールドでは、結合は、送信アンテナ１１４と受信アンテナ１１８との間で確立し得る。このニアフィールド結合が起こり得る送信アンテナ１１４および受信アンテナ１１８の周りの領域をここでは結合モード領域（coupling-mode region）という。

図２は、無線送電システムの簡略化した模式図を示す。入力電力１０２によって駆動されるトランスミッタ１０４は、発信器１２２、電力増幅器または電力ステージ１２４、および、フィルタおよびマッチング回路１２６を含む。前記発信器は、調整信号１２３に応じて調整され得る、所望の周波数を発生するように構成される。発信信号はコントロール信号１２５に応じる増幅量を伴う電力増幅器１２４により増幅されても構わない。フィルタおよびマッチング回路１２６は、高調波または他の不必要な周波数をフィルタし、そして、トランスミッタ１０４のインピーダンスを送信アンテナ１１４にマッチするために含まれても構わない。

電子デバイス１２０は、図２に示すように、バッテリ１３６を充電するためのＤＣ電力出力を発生するためのマッチング回路１３２と整流器とスイッチング回路１３４、または、前記レシーバに結合された電力電子デバイス（不図示）を含むことが可能なレシーバ１０８を含む。

図３に示すように、例示的な実施形態において用いられるアンテナは“ループ”アンテナとして構成されても構わなく、それはここでは“磁気（magnetic）”、“共鳴（resonant）”または“磁気共鳴（magnetic resonat）”アンテナとも呼ばれ得る。ループアンテナは、空心（air core）、またはフェライトコアなどの物理コアを含むように構成されても構わない。なお、空心アンテナは、コア領域内での他の要素（components）の配置を可能とする。また、空心ループは、送信アンテナ１１４（図２）の結合モード領域がより効果的になり得る送信アンテナ１１４（図２）の面内での受信アンテナ１１８の配置をより容易に可能にし得る。

述べたように、トランスミッタ１０４とレシーバ１０８との間のエネルギーの効率的な移転は、トランスミッタ１０４とレシーバ１０８との間のマッチした又はほとんどマッチした共鳴の期間に起こる。しかしながら、トランスミッタ１０４とレシーバ１０８との間の共鳴がマッチしていないときでさえ、エネルギーはより低い効率で移転される可能性がある。エネルギーの移転は、送信アンテナからのエネルギーを自由空間に伝搬させるというよりも、送信しているアンテナのニアフィールドからのエネルギーを、このニアフィールドが確立した近傍内に存在している受信アンテナに結合することにより起こる。

ループアンテナの共鳴周波数はインダクタンスと容量に基づく。ループアンテナにおけるインダクタンスは一般には前記ループにより生成されるインダクタンスであるが、容量は一般には所望の共鳴周波数で共鳴構造を生成するための前記ループアンテナのインダクタンスに加えられる。限定しない例として、キャパシタ１５２およびキャパシタ１５４は、シヌソイドの（sinusoidal）または準シヌソイドの（quasi-sinusoidal）信号を発生する共鳴回路を生成するためのアンテナに加えられても構わない。したがって、より大きな直径のループアンテナに対しては、共鳴を引き起こすために必要な容量の大きさは、ループの直径またはインダクタンスが増大するにつれて減少する。なお、ループアンテナの直径が増大するにつれて、ニアフィールドの効果率的なエネルギー移転エリアは、デバイスに結合された“近傍（vicinity）”に対して増大する。もちろん、他の共鳴回路も可能である。他の限定しない例として、キャパシタはループアンテナの二つの端子間に平行に配置されても構わない。また、当業者であれば、送信アンテナに対して共鳴信号１５６はループアンテナ１５０に入力されても構わない。

本発明の例示的な実施形態は、互いにニアフィールド内の二つのアンテナ間に電力を結合することを含む。述べたように、ニアフィールドは、電磁場が存在し、しかし、アンテナから伝搬したり又は離れるように放射し得ないアンテナの周りの領域である。それらは典型的にはアンテナの物理的体積に近い体積に閉じ込まれる。本発明の例示的な実施形態において、アンテナを取り囲んでいる可能性があるたいていの環境は、誘電体であり、したがって、電場に比べて磁場への影響が低いので、単および多重ループアンテナなどのアンテナは送信（Ｔｘ）および受信（Ｒｘ）アンテナシステムの両方のために用いられる。また、“電気の（electric）”アンテナ（例えば、ダイポールおよびモノポール）、または、磁場および電場アンテナの組合せとして支配的に構成されたアンテナもまた考えられる。

Ｔｘアンテナは、前に述べたファーフィールドおよびインダクティブアプローチによって許可された距離よりもかなり離れた距離の十分に小さいなＲｘアンテナへの良好なカップリング効率（例えば、＞１０％）を達成するために十分に大きなアンテナサイズで、十分に低い周波数で動作させることができる。もし、Ｔｘアンテナが正しいサイズで作製されたら、駆動されたＴｘループアンテナのカップリングモード領域（例えば、ニアフィールド内または強く結合された体制（regime））内にホストデバイス上のＲｘアンテナが配置された時には、高カップリング効率（例えば、３０％）を達成することができる。

本明細書内に記載されるに、電力のソース（source）／シンク（sink）をアンテナ／結合のネットワークに適合するために、“近接（proximity）”結合および“近傍（vicinity）”結合は、異なるマッチングアプローチを要求しても構わない。また、さまざまな例示的な実施形態は、システムパラメータ、設計ターゲット、実施変形、および、ＬＦおよびＨＦ用途ならびにトランスミッタおよびレシーバのための仕様を提供する。例えば、特定の変換アプローチとのより良い適合のために、パラメータおよび仕様のいくつかは必要に応じて変更し得る。システム設計パラメータはさまざまなプライオリティおよびトレードオフを含み得る。特に、トランスミッタおよびレシーバシステムの考慮は、高送信効率、低コスト実施に帰着する回路の低複雑性を含み得る。

図４は、例示的な実施形態による、トランスミッタとレシーバとの間の直接場結合（direct field coupling）のために構成された無線送電システムの機能ブロック図を示す。無線電送システム２００は、トランスミッタ２０４およびレシーバ２０８を含む。入力電力Ｐ_TXinは、エネルギー移転を提供するための、結合係数ｋによって定義される直接場結合（direct field coupling）２０６を持つ、圧倒的な非放射場（non-radiative field）を発生するために、トランスミッタ２０４に供給される。レシーバ２０８は、非放射場２０６に直接的に結合し、そして、出力ポート２１０に結合されたバッテリまたは負荷２３６による蓄積または消費のための出力電力Ｐ_RXoutを発生する。トランスミッタ２０４およびレシーバ２０８の両方はある距離で隔てられている。一つの例示的な実施形態において、トランスミッタ２０４およびレシーバ２０８は相互共鳴関係に従って構成され、そして、レシーバ２０８によって発生された放射場（radiated field）の“ニアフィールド”中にレシーバ２０８が配置されている間、レシーバ２０８の共鳴周波数ｆ₀とトランスミッタ２０４の共鳴周波数とがマッチした時に、トランスミッタ２０４とレシーバ２０８との間の送信損失は最小となる。

トランスミッタ２０４は、エネルギー送信のための手段を提供するための送信アンテナ２１４をさらに含み、レシーバ２０８は、エネルギー受信のための手段を提供するための受信アンテナ２１８をさらに含む。トランスミッタ２０４は、少なくとも部分的にＡＣ−ＡＣコンバータとして機能する送信電力変換ユニット２２０をさらに含む。レシーバ２０８は、少なくとも部分的にＡＣ−ＤＣコンバータとして機能する受信電力変換ユニット２２２をさらに含む。

もし、送信アンテナ２１４および受信アンテナ２１８の両方が共通共鳴周波数（common resonance frequency）に同調したならば、磁場を介して送信アンテナ２１４から受信アンテナ２１８にエネルギーを効率的に結合できる共鳴構造を形成する容量的に負荷されたワイヤー・ループまたは多重コイルを用いたトランスミッタの構成が、ここにおいては説明される。したがって、トランスミッタアンテナ２１４および受信アンテナ２１８が典型には３０％を超えるカップリング係数に帰着する近い近接（close proximity）内にある、強く結合された体制（regime）内の電子デバイス（例えば、携帯電話）の高効率無線充電が説明される。したがって、ワイヤー・ループ／コイル・アンテナおよび送信電力変換ユニットで構成されたさまざまなトランスミッタコンセプトが、ここにおいて説明される。

図５は、例示的な実施形態による、無線電力トランスミッタのブロック図を示す。トランスミッタ３００は送信電力変換ユニット３０２および送信アンテナ３０４を含む。送信電力変換ユニット３０２は増幅器３０６を含み、その一例はＥ級（class-E）増幅器であり、それは送信アンテナ３０４を駆動する（drive）ために用いられる。フィルタおよびマッチング回路３０８は、負荷マッチングおよび／または増幅器３０６で発生された駆動信号のフィルタリングを提供する。なお、増幅は高い非線形であり、そして、その主目的は無線電力に対して実質的に無変調の（unmodulated）信号を発生することなので、Ｅ級増幅器との関連で用いられたような用語“増幅器”はまた“インバータ”、“チッパー”または“パワーステージ”に対応する。

送信電力変換ユニット３０２は、今度は増幅器３０６を駆動する中間ドライバ（intermediate driver）３１２への実質的に無変調の信号を発生する発信器３１０をさらに含む。発信器３１０は、５０％デューティサイクルの方形波信号を提供する安定周波数源として実施されても構わない。中間ドライバ３１２は、増幅器３０６内のトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴｓ）をコントロールするための適切な駆動を提供するように構成される。発信器３１０、中間ドライバ３１２および増幅器３０６によって要求される異なる動作電圧は、入力電圧３１６に応じてＤＣ／ＤＣ変換器３１４によって発生される。一つの例示的な実施形態において、増幅器３０６は１３．５６ＭＨｚの周波数の発信信号３１８を受信し、そして、前記発信信号を例えば７ワットのオーダーの電力レベルに増幅する。

図５の例示的な実施形態は、減少された要素（components）の数に基づき、そして、固定されたデューティサイクル動作のためデューティサイクルをコントロールするための追加の回路が必要ない実施を提供する。また、図５の例示的な実施形態は、Ｅ級増幅器のために必要とされる共鳴負荷ネットワークによって出力信号上の低高調波に帰着する単一のトランジスタを用いて実施することができる。

さらに実施のために、増幅器３０６のＥ級実施ならびにフィルタおよびマッチング回路３０８を設計するために、増幅器３０６のＥ級動作のためのアンテナ入力インピーダンス３２２および負荷インピーダンス３２０の範囲が特徴づけられる必要がある。それらのインピーダンスを決定するための測定およびモデリングをここにおけるさらなる図面および記載が開示する。

図６Ａは、例示的な実施形態による、Ｅ級増幅器として構成された増幅器を示す。トランスミッタの一例は、例えば１３．５６ＭＨｚで動作する無線電力トランスミッタに対して適切なさまざまな増幅器を用いて構成される。Ｅ級増幅器３２０は、能動デバイススイッチ３３０、負荷ネットワーク３２２および純粋に抵抗負荷として図示された負荷３３４を含む。図６ＡのＥ級増幅器３２０はシングルエンドＥ級増幅器を示す。

負荷ネットワーク３２２は、インダクタＬ１ ３４０、キャパシタＣ１ ３３８、キャパシタＣ２ ３３６およびインダクタＬ２ ３３４を含んでおり、ゼロ電圧およびゼロ電流の条件下で能動デバイススイッチ３３０が切り替わるように電流および電圧波形を成形する（shape）ために用いられる。これは、非能率の主たる誘因が能動デバイススイッチ３３０内で起こっている電力損失だから、スイッチング損失を大いに低減する。さらに、能動デバイススイッチ３３０（通常はＦＥＴ）の寄生容量（不図示）はキャパシタＣ１ ３３８の一部として用いられ、したがって、寄生容量の負の影響は除かれる。

図６Ｂは、Ｅ級構成においてもたらされた能動デバイススイッチ３３０の電圧および電流波形を示す。スイッチを入れた瞬間（プロットの中心）、能動デバイススイッチ３３０上の電流および電圧は、減少されたスイッチング損失に至る、ほとんどゼロである。同じことは電流が既にゼロの時だけ電圧が立ち上がるスイッチを切った瞬間（プロットの終わり）にも当てはまる。

Ｅ級増幅器３０６のための要素（components）は、下記の式に従って決定される。

（この式は、もとは、Ｅ級増幅器の発明者、Nathan O. Sokalによって与えられた。いくつかのレファレンスはここで与えられるはずである（例えば、Sokal N.O., Sokal A. D., "Class E - a New Class of High Efficiency Tuned Single Ended Switching Power Amplifiers”IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, June 1975））
実施のために、負荷ネットワーク（Ｑ_L＝ωＬ₂ ／Ｒ_Load）の品質ファクタ（quality factor）は１．７８９よりも大きくなければならず、さもなければキャパシタＣ２ ３３６は否定的になり、そして、Ｅ級構成は作動しない。さらにまた、キャパシタＣ２ ３３６は能動デバイススイッチ３３０のコレクタ−トゥ−エミッタ（collector-to-emitter）容量または（ソース−ドレイン容量）よりも大きくなければならない。したがって、負荷ネットワークの全ての要素はＲ_Loadに依存する。Ｒ_Loadは、レシーバへのカップリング係数（ｋ）のある無線送電の場合には変化するので、負荷ネットワークは、おそらくは動的に調整されなければならず、または、全ての動作条件（operation conditions）を考慮して良いトレードオフのために設計される必要がある。

図６ＡのＥ級増幅器３２０は無線送電に適用されることができる。図７は、例示的な実施形態による、非対称なＥ級増幅器３５０の回路図を示す。送信アンテナ入力ポートでは、磁気的に結合された送信アンテナと負荷された受信アンテナとで構成された結合ネットワーク（coupling network）は、Ｒ−Ｌ回路（図７における等価抵抗Ｒ_{_eqv}３６２および等価インダクタンスＬ_{_eqv} ３６４）による一次近似で表すことができる。等価インダクタンスＬ_{_eqv} ３６４は負荷ネットワークの一部（図６Ａの要素インダクタンスＬ２ ３３４と比べたし）となり、そして、等価抵抗Ｒ_{_eqv}３６２は負荷抵抗となる。結局は、等価インダクタンスＬ_{_eqv} ３６４は、負荷ネットワークの品質ファクタを増加するための追加の直列インダクタによって補足される。品質ファクタは１．７９よりも上であるべきであり、さもなければＥ級増幅器３５０は式１−６によって表されたようには適切に設計されることはできない。

供給電圧３５２は電力を供給し、該電力から能動デバイススイッチ３５８を駆動するコントロール信号３５６のスイッチングに基づいてＲＦ信号が発生される。負荷ネットワークは、インダクタＬ１ ３５４、キャパシタＣ１ ３６０、およびキャパシタＣ２ ３６８を含む。

Ｅ級増幅器３５０は、アンテナ電流内に高調波を発生しても構わない。偶数オーダーの調波（harmonics）を除くために、対称なＥ級増幅器を用いても構わない。奇数オーダーの調波は追加のフィルタリング回路を用いてフィルタされる必要がある。図８は、例示的な実施形態による、Ｅ級増幅器４００の回路図を示す。対称なＥ級増幅器４００は、第１のＥ級ステージ４１６および第１のＥ級ステージ４１６のミラーとして構成された第２のＥ級ステージ４２０を含んでいる非対称なＥ級増幅器３５０の拡張である。信号発生器４０６,４２６は、互いに１８０°位相がずれて動作し、そして、プッシュプル動作をもたらす１８０°位相がずれた波形でスイッチ４０８,４２８をそれぞれ駆動する。

二つのステージは、等価抵抗Ｒ_{_eqv}４１２および等価インダクタンスＬ_{_eqv} ４１４を含んでいる同じ負荷を共有する。もし、図７の非対称なＥ級増幅器３５０に比べて、等価抵抗Ｒ_{_eqv}４１２および等価インダクタンスＬ_{_eqv} ４１４が変わりがなければ、キャパシタＣ１−Ｃ４ ４１０,４１８,４３０,４３８は、Ｅ級動作を維持するために、２倍にならなければならないであろう。これは、スイッチ４０８,４２８当たりに見られる有効インダクタンスは等価インダクタンスＬ_{_eqv} ４１４の半分である（つまり、インダクタンスＬ_{_eqv} は二つの個別の半分に分割され、そして、対称点で接地される）という事実によって説明できる。

第１のＥ級ステージ４１６において、供給電圧４０２は電力を供給し、該電力から能動デバイススイッチ４０８を駆動するコントロール信号４０６のスイッチングに基づいてＲＦ信号が発生される。負荷ネットワークは、インダクタＬ１ ３５４、キャパシタＣ１ ３６０、およびキャパシタＣ２ ３６８を含む。第１の負荷ネットワーク回路は、インダクタＬ１ ４０４、キャパシタＣ１ ４１０、およびキャパシタＣ２ ４１８を含む。第２のＥ級ステージ４２０において、供給電圧４２２は電力を供給し、該電力から能動デバイススイッチ４２８を駆動するコントロール信号４１６のスイッチングに基づいてＲＦ信号が発生される。第２の負荷ネットワーク回路は、インダクタＬ２ ４２４、キャパシタＣ３ ４３０、およびキャパシタＣ４ ４３８を含む。

対称なＥ級増幅器４００は、送信アンテナに供給される電流内の偶数オーダーの調波をさらに除く。このような偶数オーダーの調波の削減は、さもなければ補足の二次調波のフィルタリングが必要となるであろうフィルタリング回路を減らす。加えて、もし両者が同じ供給電圧から動作されるのであれば、それは非対称なＥ級ステージに比べてより高いＲＦ出力電力を供給することができる。

さまざまな電子デバイス、または、電子デバイスのレシーバのさまざまな（トランスミッタとの関係においての）レシーバ位置は、異なる負荷条件を引き起こすので、Ｅ級増幅器は望ましくは異なる負荷条件下で安定し続ける。Ｅ級増幅器上で、その負荷ネットワークを改造すること（adapting）なく、負荷条件を変えることは、効率を減少させ、そして、ついには能動要素上のより高いストレスに至るであろう。しかし、負荷変化のタイプによっては、インパクトはより小さかったりまたは大きかったりするであろう。表１にリストされた要素値に従ってさまざまなテストケースがシミュレートされた。

表１：Ｅ級増幅器に対してのシミュレートされたテストケースおよびそれらの要素値。（なお、ＲＬ＝ターゲット負荷抵抗、Ｖcc＝Ｅ級増幅器に対しての供給電圧）
容量的または誘導的になるように負荷を今変えることにより、Ｅ級増幅器に対して所望の動作領域が見つけられることができる。回路シミュレーションは、サポートする必要がある異なるレシーバ結合条件によって生じるなどのさまざまな負荷上で効率的に動作するＥ級電力ステージを設計できることを示した。

要素値および必要とされた供給電圧は等式１−６の式を用いて計算された。計算された値はターゲット負荷（純抵抗（pure resistive））できるだけベストな効率を得るためにシミュレートにおいて最適化された。

図９は、例示的な実施形態による、デュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器の回路図を示す。デュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器４５０は、並列タンク回路（不図示）を駆動し、そして、直列タンク回路（不図示）を駆動する、ハーフ・ブリッジ・インバータの変性デュアル回路（transformational dual circuit）としてみなすことができる。スイッチング電圧および電流の波形（waveforms）は、Ｄ級回路のそれらに対して変性デュアル（transformational dual）である。Ｅ級ステージに比べて、デュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器４５０は、追加のシャントキャパシタ、または、負荷ネットワークを補足するいかなるインダクタを必要としない。古典的なハーフ・ブリッジ・トポロジーとは対照的に、デュアル・ハーフ・ブリッジは低ｄＶ／ｄｔ電圧波形を提供し、そして、スイッチングはゼロ電圧の瞬間に理想的な行われる。スイッチトランジスタ接合容量（switch transistors junction capacitance）（例えば、ＦＥＴのドレイン−ソース容量）はアンテナ並列タンク回路内で共鳴を達成するために不可欠な容量と考えることができる。そうゆうわけで、ゼロ電圧の瞬間時でのスイッチ（switches）の開きおよび閉じのときに、接合容量の突然の充電および放電はない。しかしながら、デュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器は、等価インダクタンスＬ_{_eqv} の変動に対してより敏感であり得り、それ故に、並列タンク回路の共鳴周波数は、無線電力リンク（結合ネットワーク）内のいくつかの変化の結果として以下のように示される。ゼロ電圧スイッチングを達成または維持するために、スイッチ電圧はスイッチ電流に対して位相が一列に整列される必要がある。

一次近似では、磁気的に結合された送信および負荷された受信アンテナからなる結合ネットワークはその入力ポートではＬ−Ｒ直列回路（Ｌ_{_eqv} ４７０,Ｒ_{_eqv} ４６８）によって表され得る。並列のキャパシタＣ₁ ４６６はアンテナの誘導の部分を補償するために加えられる。負荷内のどんな非補償（non-compensated）の反応性部分（reactive part）でも、無損失モードでトランジスタをオンオフすることを実行不可能とする位相シフトをスイッチ電圧とスイッチ電流との間に生じさせるので、デュアル・ハーフ・ブリッジの高効率動作に帰着するようにキャパシタＣ₁ ４６６の適切な設計および調整は重要である。もし、高効率が全ての結合および負荷条件において維持されるとするのであれば、レシーバ、キャパシタＣ₁ ４６６への結合とともに変動する等価インダクタＬ_{_eqv} ４７０および等価Ｒ_{_eqv} ４６８は動的に調整されるべきである。

供給電圧４６０は電力を供給し、該電力から能動デバイススイッチ４４５６および４５８をそれぞれ駆動するコントロール信号４５２および４５４のスイッチングに基づいてＲＦ信号が発生される。第２の負荷ネットワーク回路は、インダクタＬ２ ４２４、キャパシタＣ３ ４３０、およびキャパシタＣ４ ４３８を含む。チョークＬ２ ４６２およびＬ３ ４６４は、能動デバイススイッチまたは負荷に実質的に一定の電流を供給し、そして、供給電圧４６０（図６ａのＬ１ ３４０と比べたし）からＲＦ電流をフィルタするために用いられる。無線電力レシーバの一部として正VI象限（positive VI quadrant）内で動作する同期整流器として機能するように構成されたデュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器４５０はまたレシーバ内で構成可能である。

図１０は、例示的な実施形態による、図５のフィルタおよびマッチング回路３０８の回路図およびそれぞれの周波数応答を示す。フィルタおよびマッチング回路３０８は、“共鳴変圧器（resonant transformer）”または“Ｌ−セクション”としても知られ、ナローバンドマッチング、および、一定の追加フィルタリング効果を実現するために有効なアプローチを提供する。調波（例えば、２７．１２ＭＨｚおよび４０．６８ＭＨｚでの）に対して、フィルタおよびマッチング回路３０８が高いインピーダンスを示すので、インピーダンス勾配（gradient）は、Ｅ級増幅器として構成された増幅器３０６（図５）と結合するようにフィルタおよびマッチング回路３０８を良く適合させることに帰着する。フィルタおよびマッチング回路３０８のバンド幅またはＱファクタは、抵抗Ｒ２ ４４８に対する抵抗Ｒ１ ４４６の比に関連している。より高いインピーダンス比はナローバンド幅に至り、そして、したがって、より高いフィルタリング効果に至る。低ターゲット負荷インピーダンス（例えば、８Ω）に対して設計されたＥ級増幅器が典型的には高入力インピーダンスを示す並列タンク（図５）であるアンテナ３０４にマッチされた時に、高いインピーダンス比を持ったマッチングネットワークが生じる結果となる。パッドアンテナに充電する場合において、レシーバとともに負荷された時に、このインピーダンスは７００Ωである得る。このアプローチは、低ターゲット負荷インピーダンスに対して設計された時に、低ＤＣ供給電圧から動作する必要があり、そして、典型的にはＲＦ電力出力および効率の点でほとんど最適で実行するＥ級増幅器に対して特に興味深く思われる
図１１Ａおよび図１１Ｂは、例示的な実施形態による、中間ドライバ回路の回路図を示す。図５に示されるように、中間ドライバ３１２は増幅器３０６を駆動する。中間ドライバ３１２の選択はトランスミッタ３００の効率に寄与する。中間ドライバ３１２の出力信号は増幅器３０６のスイッチング動作に影響するとともに、中間ドライバ３１２による電力消費は全体的な効率を減らし、それによってＥ級増幅器として構成された増幅器３０６の効率に影響を及ぼすので、中間ドライバ３１２の選択はトランスミッタ３００の効率に寄与する。

図１１Ａおよび図１１Ｂは、二つの異なる中間ドライバのタイプを示す。図１１Ａは、直列タンク回路を構築する（build）ためにインダクタ４８０を加えることにより、トランジスタ４８２（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のゲート容量に蓄えられたエネルギーを利用する、共鳴タイプ中間ドライバ３１２’を示す。このようなアプローチは、より高いパワーレベルおよびより低い周波数に対して適切に行うように見えるが、下のレベルに対して、例えば、１３．５６ＭＨｚでの１０ワットに対しては、共鳴ゲート回路に対しての追加の回路（インダクタ、ダイオード、および、より複雑なコントロール信号）をと、追加の複雑さを招く可能性がある。

図１１Ｂは、図１１Ａの共鳴タイプ中間ドライバ３１２’に匹敵する効率を示す非共鳴タイプ中間ドライバ３１２’’を示す。例として、非共鳴タイプ中間ドライバ３１２’は、図１１Ｂに示されるように、Ｎ−チャネルトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）およびＰ−チャネルトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）でのトーテムポール出力ステージを含むプッシュプルゲートドライバとして構成されることが可能である。実施として、プッシュプル中間ドライバで高効率を達成するために、中間ドライバは、リンギングを防ぐための低ｒ_DSon値、速いスイッチングスピードおよび低インダクタンスの設計を提供するべきである。ドライバ内の抵抗損失を減らすために、いくつかのプッシュプルステージを並列に用いることができる。

Ｅ級増幅器として構成された増幅器を含むように構成された無線電力トランスミッタに対して説明してきた。さまざまな実施考慮（implementation considerations）は、一般に、与えられた容量（volume）に対して低インダクタンス値が高インダクタンス値よりも高い品質ファクタを持つように実現される具現化（realization）を含む。なお、図５に関して、各追加のＤＣ−ＤＣ変換は電力損失を導入し、電子デバイス内に追加の容量（volume）を要求するので、無線電力トランスミッタ３００内の発信器３１０、中間ドライバ３１２および他の補助要素（例えば、コントローラ）は望ましくは同じ補助電圧から動作する。さらに、設計考慮（design considerations）は、使用されるＭＯＳＦＥＴタイプのＲ_DSomはかなり高い可能性があり、増加されたドレイン電流（将来の半導体では変わるだろうが）に伴って高い損失をもたらすので、高いドレイン電圧（例えば１００Ｖタイプでは７５Ｖ）および低いドレイン電流での能動デバイススイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のオペレーションを含む。したがって、Ｅ級増幅器のターゲット負荷インピーダンス（Ｌ−セクションマッチング回路によって設定される）は、好ましくは与えられた電圧に対して高効率と高電力出力との間の良いトレードオフが達成される範囲内にある。例示的な実施形態による最適値は５Ωから１５の範囲内である。

図１２は、例示的な実施形態による、無線電力トランスミッタの部分の回路図を示す。図１２のＥ級増幅器３０６’は図５のＥ級増幅器の部分的な回路図を示しており、そして、図６Ａ、図７および図８はより詳細としてである。特に、Ｅ級増幅器３０６’は能動デバイススイッチ３３０、キャパシタＣ２ ３３６およびインダクタＬ２ ３３４を示す。図１２はまた図５のフィルタおよびマッチング回路３０８を示し、そして、図１０に関してはより詳細としてである。フィルタおよびマッチング回路３０８はインダクタＬＦ ４７２およびキャパシタＣ ４７４を含む。

図１２は、Ｅ級増幅器３０６’のインダクタＬ２ ３３４とフィルタおよびマッチング回路３０８のインダクタＬＦ ４７２との直列構成された配置を示す。したがって、増幅器インダクタＬ２ ３３４とフィルタリングインダクタＬＦ ４７２とは単一の要素インダクタンス４７６へと結びつけられても構わない。無線電力トランスミッタ３００は、さらに、直列の損失抵抗（図１２には図示せず）によってモデル化される損失を一般には含むであろうアンテナインダクタＬＡ ４８０およびアンテナキャパシタＣＡ ４８４を含むタンク回路として構成されたアンテナ３０４を含む。なお、回路要素４８４および４８６は、自己容量（例えば、多重ループアンテナの場合）と、例えば電気の漂遊磁界（electric stray field）による損失と、損失誘電体物質（lossy dielectric materials）の存在とのモデルに含まれる。アンテナインダクタＬＡ ４８０と受信アンテナとの間の磁気的結合は図１２には示されていない。図１２は、フィルタリングキャパシタＣ ４７４とアンテナキャパシタＣＡ ４７８との並列構成された配置を示す。したがって、フィルタリングキャパシタＣ ４７４とアンテナキャパシタＣＡ ４７８とは単一の要素キャパシタ４８２へと結びつけられても構わない。

したがって、図１２は、いかにして送受信アンテナを、単一のインダクタ４７６、単一のキャパシタ４８２およびループアンテナ４８０に変えられた要素（components）を用いたＥ級増幅器によって、効果的に駆動できるのかを示す。よって、能動要素（active components）の組合せを可能とする、増幅器、マッチングフィルタ、送信アンテナのコンビネーションの使用によって、ロー・ビル（low bill）の材料に帰着する無線電力トランスミッタを説明してきた。なお、増幅器、マッチングフィルタおよびトランスミッタアンテナは、同様に削減された要素の個数に帰着する能動要素のコンビネーションを可能とする。また、対称なＥ級増幅器を用いた例示的な実施形態においては、アンテナ電流の二次調波が解消される。

図１３は、例示的な実施形態による、無線電力を送信するための方法のフローチャートである。無線電力を送信するための方法５００はここに述べられたさまざまな構造および回路によってサポートされる。方法５００はマッチング回路を通して増幅器から送信アンテナを駆動するためのステップ５０２を含む。方法５００は、さらに、マッチング回路と共有されたキャパシタ内に実現された送信アンテナ容量に従って送信アンテナを共鳴するためのステップ５０４を含む。

無線電力レシーバの例として、図１４は、例示的な実施形態による、無線電力レシーバの回路図を示す。無線電力レシーバ６０８は、例示的な実施形態による、誘導ループ（inductive loop）Ｌ₂ ６３２およびキャパシタＣ₂ ６３４を含む共鳴受信アンテナ６１８と、受動ダブルダイオード全波整流器６００とを含むこと。整流器６００はダイオードＤ₂₁ ６２８およびダイオードＤ₂₂ ６３０を含む。整流器６００は、さらに、高周波（ＨＦ）チョークＬ_HFC６２４および高周波数（ＨＦ）キャパシタＣ_HFB６２６を含む。ＤＣ経路はアンテナループによって閉じられる。ＨＦチョークＬ_HFC６２４は電流吸込み（current sink）としてふるまい、そして、５０％のダイオードコンダクション（diode conduction）サイクルＤで電圧変換ファクタＭは０．５である。なお、基本周波数でターミナルＡ₂ ，Ａ₂ ’で見られるような入力インピーダンスは負荷抵抗Ｒ_L ６３６の約４倍である。

整流器６００のためのダイオードの適切な選択は回路損失を減らし、そして、総合的な効率を増やす。整流効率のためには、ダイオードはピーク繰り返し逆電圧（peak repetitive reverse voltage）（Ｖ_RRM）、平均整流順方向電流（average rectified forward current）（Ｉ₀）、最大瞬間順方向電圧（maximum instantaneous forward voltage）（Ｖ_F）および接合容量（Ｃ_j）を含むさまざまなパラメータに基づいて選択されても構わない。Ｖ_RRMおよびＩ₀はダイオードの最大定格（maximum ratings）であり、Ｖ_FおよびＣ_jは整流器の効率に影響する特性値（characteristic value）である。

さまざまなダイオードがテストされ、そして、各ダイオードの電圧、電流、瞬間電力が各タイプのスイッチングふるまいを特徴づけるためのシミュレーションの間に計算された。最も大きいＣ_j（ＭＢＲＡ３４０Ｔ３）を持ったダイオードは最も悪いスイッチングふるまいを示したが、減少された順方向電圧によって最も小さいオン状態損失（ON-state loss）を示したことを含んで、テストされたダイオードの異なるスイッチングふるまいが観察された。テストされたさまざまなダイオードに対して、オン状態損失が支配的であった。特に、スイッチング損失は接合容量とともに変化し、オン状態損失は順方向電圧とともに変化する。よって、総損失はＣ_jとＵ_Fとの比およびダイオードの動作点に依存し、それは負荷抵抗Ｒ_L ６３６に依存する。

二つの並列なＰＭＥＧ４０１０ＥＨダイオードの構成が最も優れた選択であることが判明され、理由はこのダイオード型はスイッチング損失が小さく、そして、オン状態損失が並列構成によって減少されたからである。整流ダイオードは、伝導損（conduction loss）を減らすために、ダブルダイオード（二つめのダイオードは幻（phantom）で示される）で実施されても構わない。電流は両方のダイオードで等しく分配され、それ故に単一のダイオードの解決策に比べて各ダイオードの動作点は変わる。単一のＭＢＲＳ２０４０ＬＴ３も同様にうまく動作することが観察され、理由はＰＭＥＧ４０１０ＥＨに比べて順方向電圧がかなり低く、そして、スイッチング損失が適度であるからである。よって、一つの例示的な実施形態として、約５０ｐＦの接合容量および約３８０ｍＶ＠１Ａの順方向電圧を持ったダイオードは受諾できる選択である。

コントロール情報および信号は、種々の異なる技術や手法の任意のものを用いて表され得ることが、当業者に理解されるだろう。例えば、上記記載を全体にわたって言及されるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁界または光電界または光粒子、またはこれらを組み合わせたものによって表され得る。

当業者には、本明細書に開示された実施形態に関連して説明された種々の例示的な論理ブロック、モジュール、回路およびアルゴリズムステップは、電子的なハードウェア、コンピュータソフトウェアによって制御され、またはこれらの組み合わせとして実装され得ることが、さらに理解されるだろう。ハードウェアとソフトウェアが同義的であることを明確に示すために、種々の例示的な要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップは、全般的にそれらの機能性の観点から、上記では説明してきた。そのような機能性がハードウェアで実装されるかソフトウェアで実装されるかは、個々のアプリケーションおよび全体のシステムに課せられた設計の制約に依存する。当業者は、上記の機能性を、各個別のアプリケーションにつき種々の方法で実装し得る。しかし、そのような実装の決定は、開示された方法の範囲からの逸脱を生じさせないものとして解釈されるべきでは無い。

本明細書で開示される実施形態と共に述べられる種々の例証的な論理ブロックおよび回路は、本明細書で述べられた機能を実行するように設計された汎用プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイシグナル（ＦＰＧＡ）、またはその他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートまたはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア部品、またはこれらを組み合わせたものによって、コントロールされ得る。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサであっても良いが、代わりにプロセッサは市販のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシンであっても良い。プロセッサはまた、コンピューティングデバイスを組み合わせたものとして実装されても良い。例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと接続された一つ以上のマイクロプロセッサ、またはその他のそのような構成を組み合わせたものである。

本明細書に開示された実施形態に関連して述べられた方法またはアルゴリズムのコントロールステップは、ハードウェア、プロセシングによって実行されるソフトウェアモジュール、またはこれら２つを組み合わせたものによって、直接的に具体化され得る。ソフトウェアモジュールは、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、フラッシュメモリ、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、消去可能なプログラマブル読取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能なプログラマブル読取り専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または当技術分野で知られている任意の他の形態の記憶媒体内に存在し得る。例示的な記憶媒体は、プロセッサが、記憶媒体から情報を読み出し、記憶媒体に情報を書き込むことができるようにプロセッサに結合されている。代替法では、記憶媒体は、プロセッサと一体であってよい。プロセッサおよび記憶媒体は、ＡＳＩＣ内に存在してもよい。ＡＳＩＣは、ユーザ端末内に存在してもよい。代替法では、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末内でディスクリートコンポーネントとして存在してもよい。

１つまたは複数の例示の実施形態においては、説明されるコントロール機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの適切な任意の組合せの形で実施され得る。ソフトウェアの形でインプリメントされる場合、それらの機能は、コンピュータ読取り可能媒体上に１つまたは複数の命令またはコードとして記憶され、あるいはその上で送信され得る。コンピュータ読取り可能媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含めて、コンピュータストレージ媒体と、通信媒体との両方を含んでいる。ストレージ媒体は、コンピュータによってアクセスされることができる任意の利用可能な媒体とすることができる。例として、限定するものではないが、そのようなコンピュータストレージ媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージまたは他の磁気ストレージデバイス、もしくは命令またはデータ構造の形態で望ましいプログラムコードを搬送し、または記憶するために使用されることができ、そしてコンピュータによってアクセスされることができる他の任意の媒体、を備えることができる。また、いかなる接続（connection）もコンピュータ読取り可能媒体と適切に呼ばれる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア(twisted pair)、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外線、無線、マイクロ波などのワイヤレス技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される場合、そのときには同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外線、無線、マイクロ波などのワイヤレス技術は、媒体の定義の中に含まれる。ここにおいて使用されるようなディスク(Disk)およびディスク(disc)は、コンパクトディスク(compact disc)（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）(laser disc)、光ディスク(optical disc)、デジタル多用途ディスク(digital versatile disc)（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク(floppy（登録商標） disk)、およびブルーレイディスク(blu-ray disc)を含み、ここでディスク(disks)は通常、データを磁気的に再生するが、ディスク(discs)は、レーザを用いて光学的にデータを再生する。上記の組合せもまた、コンピュータ読取り可能媒体の範囲内に含められるべきである。

開示された例示的な実施形態の先の説明は、任意の当業者が本発明を作るかまたは使用することを可能にするために提供されている。これらの例示的な実施形態に対する種々の変更が、当業者に容易に明らかになることになり、そして、本明細書で規定される一般的な原理が、本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用されてもよい。したがって、本発明は、本明細書で示す実施形態に限定されることを意図されるのではなく、添付特許請求の範囲によって規定される原理および新規な特徴に矛盾しない、考えられる最も広い範囲に一致することを意図される。

Claims (25)

1. 無線電力トランスミッタは以下を具備すること：
   ループインダクタおよびアンテナ容量を含む共鳴タンク（resonant tank）として構成された送信アンテナ；
   前記送信アンテナを駆動するように構成された増幅器；
   前記送信アンテナと前記増幅器との間に動作可能に結合されたマッチング回路；および
   前記アンテナ容量とマッチング回路容量とを集積する（integrating）キャパシタ。
2. 前記増幅器は、Ｅ級増幅器として構成される請求項１のトランスミッタ。
3. 前記Ｅ級増幅器は、非対称なＥ級増幅器として構成される請求項２のトランスミッタ。
4. 前記Ｅ級増幅器は、対称なＥ級増幅器として構成される請求項２のトランスミッタ。
5. 増幅器インダクタンスおよびマッチング回路インダクタンスを集積するインダクタをさらに具備する請求項１のトランスミッタ。
6. 前記増幅器を駆動するように構成された中間ドライバをさらに具備する請求項１のトランスミッタ。
7. 前記中間ドライバは、共鳴タイプ中間ドライバまたはプッシュプル中間ドライバの一つとして構成される請求項６のトランスミッタ。
8. 前記マッチング回路は、フィルタリング回路を具備する請求項１のトランスミッタ。
9. 前記送信アンテナは、パッドアンテナを具備する請求項１のトランスミッタ。
10. 無線電力トランスミッタは以下を具備すること：
    ループインダクタおよびアンテナ容量を含む共鳴タンク（resonant tank）として構成された送信アンテナ；
    前記送信アンテナを駆動するためのデュアル・ハーフ・ブリッジ増幅器として構成される増幅器；および
    前記アンテナ容量と前記増幅器内の能動スイッチの接合容量とを集積するキャパシタ。
11. 無線電力トランスミッタは以下を具備すること：
    増幅器、送信アンテナ、および、これらの間に動作可能に結合されたマッチング回路；および
    前記アンテナの容量と前記マッチング回路の容量とを含むように構成されたキャパシタ。
12. 前記増幅器のインダクタンスと前記マッチング回路のインダクタンスとを含むように構成されたインダクタをさらに具備する請求項１１のトランスミッタ。
13. 無線電力を送信するための方法は以下を具備すること：
    マッチング回路を通して増幅器から送信アンテナを駆動すること；および
    前記マッチング回路と共有されたキャパシタ内で実現された送信アンテナ容量に従って前記送信アンテナを共鳴すること。
14. 前記送信アンテナを駆動することは、前記マッチング回路と共有されたインダクタ内で実現された増幅器インダクタンスに従って前記マッチング回路を通して増幅器から送信アンテナを駆動することを具備する請求項１３の方法。
15. 共鳴を起こすように前記増幅器を駆動すること、または、前記増幅器をプッシュプル駆動することの一つをさらに具備する請求項１３の方法。
16. 前記増幅器は、Ｅ級増幅器として構成される請求項１３の方法。
17. 無線電力を送信するための方法は以下を具備すること：
    マッチング回路の容量を含むキャパシタ中に送信アンテナの共鳴容量を集積すること；および
    前記送信アンテナを共鳴に至らせること。
18. 前記マッチング回路のインダクタンスを含むインダクタ中に増幅器インダクタを集積することをさらに具備する請求項１７の方法。
19. 無線電力トランスミッタは以下を具備すること：
    マッチング回路を通して増幅器から送信アンテナを駆動するための手段；および
    前記マッチング回路と共有されたキャパシタ内で実現された送信アンテナ容量に従って前記送信アンテナを共鳴するための手段。
20. 前記送信アンテナを駆動するための手段は、前記マッチング回路と共有されたインダクタ内で実現された増幅器インダクタンスに従って前記マッチング回路を通して増幅器から送信アンテナを駆動するための手段を具備する請求項１９の装置。
21. 無線電力トランスミッタは以下を具備すること：
    マッチング回路の容量中に送信アンテナの共鳴容量を集積するための手段；および
    前記送信アンテナを共鳴に至らせるための手段。
22. 増幅器インダクタンスを前記マッチング回路のインダクタンス中に集積するための手段をさらに具備する請求項２１のトランスミッタ
23. 無線電力レシーバは以下を具備すること：
    磁気近接場（magnetic near-field）に応じて共鳴し、および、そこから無線電力に結合するように構成された並列共鳴器を含む受信アンテナ；および
    前記並列共鳴器に結合された整流回路、前記整流回路は、ピーク繰り返し逆電圧、平均整流順方向電流、最大瞬間順方向電圧および接合容量の少なくとも一つを含パラメータに基づいて選択された少なくとも一つのダイオードを含むマルチダイオード整流回路（multi-diode rectifier circuit）として構成される。
24. 前記少なくとも一つのダイオードは、約５０ｐＦの接合容量および１アンペアの電流で約３８０ｍＶの最大瞬間順方向電圧を示す請求項２３のレシーバ。
25. 前記少なくとも一つのダイオードは、伝導損（conduction loss）を減らすように構成されたダブルダイオードを具備する請求項２３のレシーバ。

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