JP6290864B2 - 調整可能なリアクタンスを生成する方法及び装置 - Google Patents

Description

本出願は、２０１２年５月１１日付で出願された米国特許仮出願第６１／６４５，８５０号に対して優先権を主張するものである。同出願の内容は、この参照により、本明細書内に組み込まれる。本出願は、共振誘導による電気エネルギーの伝送に関する。より具体的には、本出願は、高効率の共振誘導電力伝送に必要な調整可能なリアクタンスを生成する方法及び装置について説明する。

誘導電力伝送は、多くの産業及び市場に亘る多くの重要な用途を有する。図１は、共振誘導電力伝送システムの概念図を示している。図１では、交流電気エネルギー源がエアギャップ変圧器の一次側インダクタ１００に印加されている。変圧器の一次側インダクタ１００と変圧器の二次側インダクタ１０２との間の磁気結合によって、一次側エネルギーのある割合が、一次側インダクタ１００からある距離だけ離れている変圧器の二次側インダクタ１０２に伝送される。一次側インダクタ磁界、一次側インダクタ電流、及び二次側インダクタ電流は、比例する。一次側インダクタ１００に印加される共振が一次側インダクタ電流を増加させ、これに対応して磁束、二次側インダクタ電流、及び一次側から二次側に伝送される電力が増加する。

一次側インダクタ１００からの磁束が二次側インダクタ１０２の巻線の中に電圧を誘導する。二次側インダクタの巻線も同様に共振性があるときに、最大二次側電流が発生し、したがって最大電力伝送が行われる。結果として、磁気的に結合された２つの共振回路からなる２端子共振回路が得られる。共振回路は、図１に示すようにインダクタ及びコンデンサが並列に結線された並列共振型であってもよく、又は直列結線された直列共振型であってもよい。さらには、一次側共振と二次側共振とは同じ形態を共有する必要はない。

高効率の共振誘導無線電力伝送は、一次供給側インダクタ及び二次負荷側インダクタの双方における高度の共振の維持に依存する。しかし、変圧器の一次側及び二次側の共振周波数は、製造バラツキ、部品公差、一次側／二次側間の分離距離、軸合わせ、温度、及びその他の要因などの多くの要因の影響を受ける。したがって、高効率の共振誘導無線電力伝送には、要求される高度の共振を維持するために、持続的な自律的調整が求められる。

例えば、誘導性（又は無線）電源を車両に提供する場合、これらのバラツキは日常的に発生しており、電気自動車及び外部電源を必要とするその他の車両のメーカーにとって重大な問題を呈する。電力を車両に効率よく無線伝送するために、一次側インダクタの巻線を水平面上又は水平面内に配置でき、二次側インダクタの巻線を車両の底部に取り付けることができるような、これらの問題に対処する車両充電用のシステムの開発が望まれる。本発明は、当該技術分野におけるこれらの要求に対処する。
この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、以下のものがある（国際出願日以降国際段階で引用された文献及び他国に国内移行した際に引用された文献を含む）。
（先行技術文献）
（特許文献）
（特許文献１） 米国特許第４，００２，０５８号明細書
（特許文献２） 米国特許第５，０４１，７６３号明細書
（特許文献３） 米国特許第５，７２６，５３７号明細書
（特許文献４） 国際公開第２０１１／０３６６５９号
（特許文献５） 欧州特許出願公開第０６０９９６４号明細書
（特許文献６） 米国特許出願公開第２０１１／００２５１３２号明細書
（特許文献７） 米国特許第５，２５８，７６６号明細書

当該技術分野における上述の要求を満たす調整可能なリアクタンス発生器及びこれに関連付けられる方法は、入力正弦波波形を受信し、印加された正弦波波形の周波数及び位相を保持する矩形波を出力する比較器を含む。前記リアクタンスの調整は、前記比較器から前記矩形波を制御信号として受信し、前記印加された正弦波電圧波形の前記周波数及び前記位相を保持するより高出力の矩形波を出力する電力スイッチング回路、前記電力スイッチング回路による前記矩形波出力の振幅を調整する調整可能な電源、及び前記調整可能な電源の出力レベルを制御する振幅検出器を使用して生成される。前記電力スイッチング回路の出力は、正弦波に変換されると調整可能なリアクタンスの効果を提供する。

例示的な実施形態において、前記電力スイッチング回路は、２つの電力スイッチング装置を有するハーフブリッジ回路、フルブリッジ構成、フライバック構成、シングルエンド型若しくはプッシュプル型駆動構成による共振タンク、シングルエンド若しくはダブルエンド・フォワード・コンバータ構成、又はこれら一般的な構成のうちのその他の電力スイッチング若しくは電力変換回路トポロジーを含む。前記調整可能な電源はまた、制御された電圧源、制御された電流源、又はスイッチモード電源を含む。前記例示的な実施形態において、前記振幅検出器の振幅調整された出力は、テブナン型インピーダンス及びＬＣ共振型空心伝送変圧器（ＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ａｉｒ ｃｏｒｅ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）によって正弦波信号に変換される。

本発明による前記調整可能なリアクタンス発生器の実際的な実施形態は、一次側共振ＬＣ回路と二次側共振ＬＣ回路とを有する共振エアギャップ伝送変圧器と、第１のＤＣ結合コンデンサ及び第１のテブナン型インダクタによって第１の高出力矩形波を前記一次側共振ＬＣ回路の加算ノードに提供する電力発生部と、第２のＤＣ結合コンデンサ及び第２のテブナン型インダクタによって第２の高出力矩形波を前記一次側共振ＬＣ回路の加算ノードに提供するリアクタンス発生部と、前記二次側共振ＬＣ回路に接続された整流器／フィルタ負荷回路とを含む。好ましくは、前記第１の高出力矩形波と前記第２の高出力矩形波との位相及び振幅の差によって、前記第１及び第２の高出力矩形波の前記位相及び／又は前記振幅を調整することにより調整される実効インピーダンスを提供する電流が発生するものであり、当該電流は前記一次側共振ＬＣ回路の加算ノードの中に流入する。

例示的な実施形態において、前記リアクタンス発生部は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードで電圧波形をサンプリングし、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードに前記電圧の矩形波オン／オフ表示を出力する電圧比較器と、前記電圧比較器の出力に接続されたインバータと、前記電圧比較器の出力及び前記インバータの出力にそれぞれ接続されている電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対とを含む。上述のとおり、前記電力スイッチング回路はまた、フルブリッジ構成、フライバック構成、シングルエンド型若しくはプッシュプル型駆動構成による共振タンク、シングルエンド若しくはダブルエンド・フォワード・コンバータ構成、又はこれら一般的な構成のうちのその他の電力スイッチング若しくは電力変換回路トポロジーを含むことができる。前記電力半導体スイッチは、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、真空管、及び／又は光導電スイッチであってもよい。

前記例示的な実施形態において、前記第２の高出力矩形波の振幅は、前記電力半導体スイッチの第２のハーフブリッジ回路対に電力を提供する制御可能な電源によって設定される。前記制御された電源は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の振幅に比例する出力電圧を有する制御された電圧源、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の振幅に比例する出力電流を有する制御された電流源、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電流波形の振幅に比例する出力電圧を有する制御された電圧源、又は前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電流波形の振幅に比例する出力電流を有する制御された電流源であってもよい。前記制御可能な電源の各実施形態において、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記波形の振幅に対する前記電源の前記出力の比例関係は、好ましくは、１／（１−Ｇ）であり、ここで、Ｇは前記共振発生部の利得である。あるいは、前記電源は、前記電力半導体スイッチの第２のハーフブリッジ回路対に固定出力電力を提供することができるが、前記回路は、前記電力半導体スイッチの第２のハーフブリッジ回路対の前記出力を変調して前記リアクタンス発生部の利得を調整するパルス幅変調器をさらに含む。
当業者には、以下の詳細な説明から、これら及びその他の本発明の実施形態が明らかとなるであろう。

図１は、従来技術の共振誘導電力伝送システムの概念図を示している。 図２Ａは従来のミラー型インピーダンス発生器を示しており、図２Ｂは本発明の一実施形態による例示的な電子式リアクタンス発生器を示している。 図２Ａは従来のミラー型インピーダンス発生器を示しており、図２Ｂは本発明の一実施形態による例示的な電子式リアクタンス発生器を示している。 図３は、調整可能なリアクタンス発生器の例示的な一実施形態を示している。 図４Ａ〜４Ｄは、本発明の様々な実施形態による、４種類の標準的な増幅器の各々に関する代替的なリアクタンス発生器の構成を図示している。 図４Ａ〜４Ｄは、本発明の様々な実施形態による、４種類の標準的な増幅器の各々に関する代替的なリアクタンス発生器の構成を図示している。 図４Ａ〜４Ｄは、本発明の様々な実施形態による、４種類の標準的な増幅器の各々に関する代替的なリアクタンス発生器の構成を図示している。 図４Ａ〜４Ｄは、本発明の様々な実施形態による、４種類の標準的な増幅器の各々に関する代替的なリアクタンス発生器の構成を図示している。

電気駆動車両の充電に使用される本発明の例示的な実施形態について説明するが、当業者であれば、本明細書内で提供する教示はその他の電気駆動システムに電力を供給するために使用することができることを理解するであろう。前記例示的な実施形態において、前記一次側巻線を水平面上又は水平面内に配置することができ、前記二次側コイルを車両の底部に取り付けることができる。当業者であれば、このような用途では、実際には、下記に説明するものをはじめとする諸問題に直面することを理解するであろう。

例えば、車両内で動く人々、乗客の乗り降り、車両にかかる荷重又は車両から取り除かれる荷重、大型車両の移動に起因する舗装面内の振動、前記車両に当たる突風の影響、車両の上に堆積した雪及び氷、路面上に堆積した雪及び氷、前記車両の懸架装置の経年劣化、及び前記車両を変動させるその他の事例に起因する前記二次及び／又は一次巻線の垂直変動（ｚ軸に沿った並進移動）が、前記一次側巻線と前記二次側巻線との間の分離距離を変化させる。

ｘ軸（例えば、前後方向）及びｙ軸（例えば、左右方向）の寸法のいずれか若しくは両方の並進変位又は変動により、二次巻線及び一次巻線の同心配置にずれが生じる。これには、例えば、前記一次巻線の上方にある前記二次巻線の不適当な又は不正確な位置決め並びに車両の動きに起因する並進方向の位置ずれを含むことができる。

前記一次巻線と前記二次巻線との間の平面的な位置ずれは、前記二次巻線が車両の下側に搭載されており、前記車両自体が、前記一次巻線が上部または内部に配置されている舗装面の表面に対して完全に面平行な状態にないときに生じる場合がある。このような状況下では、前記一次巻線および前記二次巻線は、共振のために誤って調整され、車両が配置される毎に固有に生じる状態に基づいて補正されなければならない。前記車両が移動し、同一の一次巻線に対して再度位置づけられる場合、又は新しい場所に別の一次巻線が配置される場合は、平面の位置合わせはほぼ間違いなく不完全となる。本発明の一実施形態によれば、各々の場合において、前記システムの共振を然るべく調整することができる。

同様に、前記一次巻線および前記二次巻線が位置合わせされているとき、これらは前記車両に作用する外力のために正確な位置合わせがずれてしまう場合もある。これらの力の組み合わせが前記一次巻線に対する前記二次巻線のｘ軸、ｙ軸、及び／又はｚ軸方向の位置を変化させるように作用する場合があり、その結果、並進変位に起因する何らかの形態の位置ずれを引き起こす可能性がある。このような変化は、斜め方向若しくは平面的な位置ずれ、及び／又は垂直方向の若しくは並進的な動き若しくは変位として現われるかもしれない。

上述の変位は、長期に亘る個別の変位として、又は短期的な変動として、又は振動性の動きとして現われるかもしれない。機械的な変位又は動きは、共振誘導電力伝送を妨害し、結果的に電力伝送効率を低下させ、システムの誤動作若しくは停止の可能性、又はシステムの破損の可能性さえももたらす。このために、自動共振調整又は補償を本発明の例示的な一実施形態の一部とすることができる。

さらに、多くの車両が複雑な懸架装置を有しており、かつ誘導電力部品はばね支持されている車両の上に設置されることがあるので、予測できない複雑で非常に変化し易い振動性の動きを予期することができる。このため、本発明の一実施形態は、調整された共振誘導変圧器を妨害するであろう考え得る限りの広い範囲の車両の動きに対応することができ、振動及び変動の悪影響を効果的に除去するように、必要な調整を迅速に行うことができる。

前記一次側インダクタ及び前記二次側インダクタは、これらに関連付けられる共振部品と共に、複雑かつ相互作用的な二次共振回路網を形成する。一切の回路網部品若しくはパラメータの改造、逸脱、又は変更は、最適の性能を下回る結果を招く可能性がある。電気部品は高度の再現性を伴って製造することができるが、この要求される高度の製造精度は好ましくない開発コストおよび製造コストを招く。したがって、本発明の例示的な一実施形態では、製造変動性を緩和し、あるいは別の方法で補償できることが望ましい。

さらには、車両用（及び非車両用途向け）の誘導性電力システムが市場で広く受入れられるためには、異なるメーカーの製造する前記一次側インダクタと前記二次側インダクタとの間の相互運用性が前提となるので、本発明の一実施形態は、複数の会社及び政府機関によって設計され、製造され、設置されるシステム間で生じるシステムのバラツキを許容することができる。このような一実施形態において、ある任意の会社が設計し製造する任意の一次側インダクタ及びこれに関連付けられる部品は、他の任意のメーカーが製造する任意の二次側インダクタ及びこれに関連付けられる二次側部品と自動的にかつ／又は完璧に機能することが求められる可能性がある。このような「不整合な」誘導性電力システムは、たとえ仮に国際規格の下に統一されたとしても、かなりの相互運用性の課題に直面するであろう。これらのユニットは、能動的かつ自動的な再調整を通じてのみ、効率的に作動することができる。

工場で固定的に事前設定された調整では、上述の製造バラツキ及び位置合わせバラツキに直面したときに、効率的な動作に必要な調整精度を達成することができるとは考えられず、これを維持することができるとは考えられない。さらには、車両が耐えなければならない通常動作での酷使、動作中に直面する激烈な動き、衝撃、及びその他の外的応力は、初期に適切に固定調整されたシステムであっても、前記車両の耐用年数に亘って頻繁な保守、修理、及び再位置合わせが必要となることを意味する。このため、また、さらに事態を難しくする相互運用性の規格に関する問題を考慮するととりわけ、本発明の例示的な一実施形態は、共振の確認及びおそらく毎回の再充電前の共振再調整、並びに、再充電時に必要とあれば継続的な共振の監視及び再調整を含む。数年に亘って徐々に行われる製造に関する改善は、予測できないコイルの設計における変動性を招く可能性がある。自動再調整が、過去から使い続けてきたインダクタが新たに設計され最近製造されたインダクタと共に動作し続けることを保証する手段を提供する。

本発明のさらに別の実施形態では、異なる形状のインダクタ同士を相互運用することが可能である。このことは、一次側コイルが前記二次側コイルよりも大きいか、又は前記二次側コイルとは異なる形態を有する場合に必要となるかもしれない。例えば、楕円形の一次側コイルが、様々な大きさ及び形状の二次側コイルと共に動作する必要があるであろう。既述のとおり、共振を確立し維持するためには、自動共振調整が必要となる可能性がある。

周囲温度のバラツキもまた共振調整に影響を及ぼし、本発明の一実施形態における調整を必要とする可能性がある。予期される周囲動作温度は、地理的な位置、季節、時刻、天候、風、太陽光に対する暴露、又は前記充電車両の影を含む影に起因して大きく変動する。前記二次側コイル及びこれに関連付けられる電子装置はさらに、他の熱効果よりもかなり支配的である可能性のある車両の熱放射にも晒される。さらには、充電中の周囲温度の大幅な変化を軽視することはできず、また車両側の温度が地中に埋設された前記一次側コイルの温度と同じ又はこれに追従すると決めつけることもできない。コイルの共振は、前記コイル自体の熱膨張及び熱収縮、関連付けられる電子部品、特に共振コンデンサの温度敏感性、関連付けられるフェライト材料の透磁率の変化、及び前記車両のタイヤ及び懸架装置部品の温度敏感性によって引き起こされるコイル間分離距離の変化のために、温度と共に変動する。

さらに別の実施形態において、本発明は、前記インダクタの一次側／二次側システムを移動車両の動的充電に容易に適応可能とする、電子式調整の手段を提供する。移動車両の場合、前記二次側インダクタは前記車両に固定されている。移動車両は、直線状に配列された複数の独立した一次側インダクタの上方を通過するようになっており、各一次側インダクタは、前記車両が上方を通過するときに短時間だけ前記二次側車両インダクタに電力を結合するような態様で電源をオン／オフするように、自動シーケンサによって順番付けられている。このような場合では、明らかに、前記ｘ、ｙ、及びｚ軸方向、並びに平行平面の位置合わせの最適な状態は、各一次側／二次側コイルの組み合わせについて瞬間的にのみ達成される。それ以外のときには常に、前記二次側コイルが位置合わせに近づき、これを達成し、その後これから遠ざかることを繰り返すときにシステムの共振及び無線電力伝送効率を維持するために、動的共振調整が自律的に実施されなければならない。重畳し又は密集して地面に固定されたコイルでは、複数のコイルが連続的に変動する有効及び無効電力対時間曲線（ｒｅａｌ ａｎｄ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ−ｔｉｍｅ ｔｒａｊｅｃｔｏｒｙ）と同時に励磁されることにより、移動車両が上述の全ての位置ずれ条件及び共振を妨害する影響の存在下にあるときにシステムの共振及び無線電力伝送効率を維持する、動的に移動する仮想一次側コイルの効果を生じさせる。

本発明はさらに、電力が前記車両と非車載型装置との間で何れの方向にも流れることのできる、高効率の電力伝送の双方向動作の実施を可能とする。想定される多くの電気駆動車両の用途において、前記車両の電池、コンデンサ、又はその他のエネルギー貯蔵装置内に貯蔵されたエネルギーを、非車載型装置を作動させ又は送電網を補完するために使用することが望ましいかもしれない。前記一次側及び二次側インダクタの構成及び設計が反転してはいるものの、前記システムは、未知でありかつ変動する有効電力及び無効電力の両方の必要条件を呈するであろうと思われる非車載型負荷の存在下でも依然として共振を維持しなければならない。

車載型無線電力システム内で能動的かつ自動的な共振制御を必要とする上述の要因のうちの１若しくはそれ以上が非車両用無線電力伝送の用途において存在する可能性があり、さらには、自動化された検出及び補正を必要とする、用途及び状況に特有の妨害要因が伴うであろうと思われる。

加えて、上述の要因のうちの前記１若しくはそれ以上を補償する際に、本発明の例示的な一実施形態は、以下の性能判定基準のうちの１若しくはそれ以上を満たすことができる。

自動再調整を発生させる手段は、電力伝送期間中は、準リアルタイムでかつ連続的でなければならない。

再調整を実現するために使用される技術は、過剰に大規模であったり、又は大きな容積であってはならない。

再調整を実現するために使用される技術は、動作するために大きな電源を必要としたり、又は前記システムの電力伝送効率を著しく低下させるべきではない。

再調整を実現するために使用される技術は、誘導無線電力伝送の性能の他の観点を低下させる二次効果の原因となったり、これらを生じさせたりするべきではない。

この再調整を実現するために使用される技術は、システム全体の複雑さを低減し、コストを削減し、かつ誘導電力システムの誤動作に対する解決策をもたらすべく保守人員の能力を向上させる部品からなる電子システム内に緊密に統合されるべきである。

再調整を実現するために使用される技術は、誘導性電力システムの製造コストのごく一部に相当すべきである。

本発明の一実施形態によれば、前記負荷側（二次側）インダクタ回路の共振は、上述の要因のうちの１若しくはそれ以上に従って変動することが可能である。前記負荷側インダクタの共振エラーの極性及び大きさは、前記負荷側インダクタの共振回路の電圧波形の位相と前記負荷側共振回路の電流波形の位相とを比較することにより決定することができる。前記二次側から前記一次側への無線通信リンクにより、前記二次側共振エラーの大きさ及び極性が示めされ、このとき、前記一次側のマイクロコントローラが、二次側の電圧波形及び電流波形が同位相にあることにより示される二次側の共振が達成されるまで、前記一次側インダクタの励磁の周波数を調整することができる。

このようにすれば、前記システムの動作周波数は、前記固定的に調整された二次側共振子が常にその共振周波数で動作するように調整される。このとき、次に、前記一次側インダクタ並びにこれに関連付けられる共振部品及びインピーダンス整合部品の調整又はその他の操作によって、一次側共振を新たに調整された前記動作周波数で確立することができる。このときに残るのは、前記一次側インダクタ及びこれに関連付けられる共振部品が前記二次側共振の動作周波数でもまた共振性であるような前記一次側インダクタ及びこれに関連付けられる共振部品の調整である。このような共振の調整は、共振が達成されるまで様々なリアクタンス（例えば、静電容量など）を前記回路に機械的に又は電気的に接続し又は切り離すことによって行うことができる。例示的な一実施形態は、２進法の１−２−４−８シーケンスに従って後ほど選択されるＮ個のスイッチ及びＮ個のコンデンサに依存し、これにより、Ｎ個の接続されたリアクタンスから等間隔の２^Ｎ個のリアクタンス値を可能とする。あるいは、必要に応じて前記回路に複数のインダクタを接続し若しくは動回路から切り離すことができ、又は必要に応じてインダクタのタップを切り替え選択することができる。

共振無線電力伝送は、実際的な数のスイッチ及びリアクタンス部品を使用したリアクタンス切り替え法では困難な可能性のある高精度を必要とする。実際的な数のスイッチで達成される調整の細分性は、粗過ぎる可能性がある。

別の例示的な実施形態は、可変容量ダイオード（電圧可変コンデンサ）、又は通常二次側制御コイル内に配置される可変ＤＣバイアス電流が強磁性コアの透磁率を変更することによりインダクタンスを変更する電流可変インダクタンスなどの電気的可変リアクタンスを使用することができる。

しかし、前記可変容量ダイオードは数ミリワットを超える電力レベルを処理できない可能性があり、大きな静電容量値を容易に提供することができない。同様に、前記電流可変インダクタは大きく、重く、かつまた前記ＤＣバイアス電流は前記磁気コア材料の動作点を飽和の方向に移動させることによって前記インダクタ電流及び定格電力を減少させることにより機能するので、大きな電力レベルを処理できない可能性がある。

しかし、本発明の一実施形態によれば、ミラー効果を利用した代替的な共振調整方法が上述の実施形態の調整細分性及び電力レベルの制約を克服する。利得Ｇ及び帰還インピーダンスＺ２０４を有する従来の理想電圧増幅器２０２を有するミラー型リアクタンス発生器２００を示す図２Ａについて検討されたい。このネットワークへの入力電圧及び入力電流は、それぞれＥ_Ｔ及びＩ_Ｔによって示される。

前記インピーダンスＺの両端の電圧は前記増幅器の電圧利得Ｇによって設定され、その結果、前記入力端子電流Ｉ_Ｔに影響を及ぼす。このとき、前記増幅器の入力端子間の実効インピーダンスは、下記式によって表される。

Ｇを変化させることによって前記実効インピーダンスを容易かつ効果的に変更することができるので、これは非常に望ましい構成である。さらに、Ｇは正又は負であってもよいので、（Ｇ>＋１に関して）負又は（Ｇ<＋１に関して）正の実効インピーダンス値を生成することが可能である。負のインピーダンスは、潜在的に不安定であることを付記しておく。にもかかわらず、十分な安定余裕を持って動作する負のインピーダンスを使用した有用なリアクタンス調整を可能とすることができる。Ｇ＝１の場合、Ｚの両端の電圧はゼロであり、前記実効インピーダンスは無限大であり、実質的に開路である。増幅器利得Ｇはベクトルなので、Ｚ_ｅｆｆもまた前記増幅器の位相ずれを変化させることによって変更することができる。

図２Ａのミラー型インピーダンス乗算器における不利な点は、線形電圧増幅器２０２の電力要求である。概算として、前記電圧増幅器２０２によって提供される総駆動電力の百分率は所望の調整範囲とほぼ同じであり、１０パーセントの調整範囲とは、前記電圧増幅器２０２が前記総電力の約１０％を提供することを意味する。アナログ線形増幅器の効率は２０％以下であることがあるので、このことは問題となる可能性がある。この結果、前記電圧増幅器２０２内の半導体装置はかなり大型とならざるを得ず、このような実施のコストが嵩む。関連付けられる電源及びヒートシンク又は熱管理システムが、前記実施のコストをさらに膨らませる。

従来の線形アナログ増幅器の電力変換効率の不利な点は、デジタル式に制御されるスイッチング技術の使用によって回避することができる。具体的には、前記アナログ増幅機能を、パルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）及びこれに関連付けられるアナログ/ＰＷＭ変換ブロックを採用した回路の実施形態によって代替することができる。このような増幅器では非常に良好な効率が可能であるが、前記ＰＷＭ電力スイッチング装置は、ナイキスト基準を満たすために増幅すべき信号の周波数よりもはるかに高い周波数でスイッチングする可能性がある。さらに、従来のＰＷＭ増幅器における精密な振幅調整又は利得調整は、パルス幅の精密できめ細かな調整を必要とし、このことが前記ＰＷＭ電力スイッチング装置の帯域に追加的な要求を課す。したがって、従来のＰＷＭ増幅器を実施する場合の電力変換効率は、高速のＰＷＭ電力スイッチング装置を必要とする可能性があり、これによりコスト及びその他の実際的な負担が伴う可能性がある。

電子的に調整可能なリアクタンス発生器の一部として使用される従来のＰＷＭ増幅器によって課される過剰な帯域要求を回避する方法は、（１）十分に高品質のＱ値の共振回路内の電圧波形及び電流波形が正弦波であり、（２）全ての正弦曲線は、周波数、位相、及び振幅の３つのパラメータによって完全かつ絶対的に説明することができる、という原理から展開することができる。

従来のＰＷＭ信号生成法は、最高周波数成分に関するナイキスト基準を満たす必要性によってのみ制約される任意の波形を生成することができる。しかし、このような波形の自由度は、電子的に可変のリアクタンス発生器に使用されるときには無駄である。実際に、例示的な一実施形態によれば、前記システムの動作周波数での矩形波の生成のみを用いる実用的なのリアクタンス発生器を実施することができるので、より高速のスイッチング装置を必要としないかもしれない。

図２Ｂは、本発明の一実施形態による、例示的な電子式リアクタンス発生器２１０を示している。図２Ｂでは、電圧比較器２１２が印加された正弦電圧波形Ｅ_Ｔをサンプリングして、当該正弦電圧波形Ｅ_Ｔの周波数及び位相を保持する矩形波を点２１４に生じさせる。点２１４における前記矩形波は一定振幅を有するので、前記印加された正弦電圧波形Ｅ_Ｔの振幅情報は保持できない。結果として得られる点２１４における矩形波出力は、電力スイッチング回路２１６のスイッチング周波数及びスイッチング位相を制御する。図２Ｂには、例示的な電力スイッチング回路２１６が、２つの電力電界効果トランジスタ２１８、２２６を有するハーフブリッジ回路として図示されている。その他の電力スイッチング回路２１６を使用することもできる。例えば、前記電力スイッチング回路は、フルブリッジ構成、フライバック構成、シングルエンド型若しくはプッシュプル型駆動構成による共振タンク、シングルエンド若しくはダブルエンド・フォワード・コンバータ構成、又はこれら一般的な構成のうちのその他の電力スイッチング若しくは電力変換回路トポロジーを有することができる。前記電力スイッチング回路２１６の出力は、調整可能な電源２２２によって決定される振幅を有する矩形波であることができる。

前記調整可能な電源２２２は、制御された振幅を有するハーフブリッジ回路出力の電圧矩形波を生じさせる制御された電圧源であってもよく、又は前記調整可能な電源２２２は、前記ハーフブリッジ回路出力において電流矩形波をもたらす制御された電流源として実施することもできる。いずれの場合でも、前記矩形波は前記印加された正弦波電圧Ｅ_Ｔの周波数及び位相を保持する。前記Ｅ_Ｔにおいて振幅の欠落しているパラメータは、前記調整可能な電源２２２の振幅を制御する振幅検出ブロック２２０によって導入される。前記制御法は、アナログ、デジタル、又はこれらの何らかの組み合わせであることができる。

例示的な一実施形態において、前記調整可能な電源２２２は、従来の技術において周知のスイッチモード電源制御法のいずれかによって制御される出力振幅を有する前記従来のスイッチモード電源として実施することができる。さらに、例示的な一実施形態において、前記振幅検出ブロック２２０によって制御される電源２２２の伝達関数である出力／入力を、図２Ａの本来のアナログ式のミラー型リアクタンス発生器の図中のＧに等しくすることができる。

例示的な一実施形態において、図２Ｂに示す回路は、前記ハーフブリッジ回路の出力点で矩形波により前記印加された正弦波電圧Ｅ_Ｔの周波数、位相、及びＧ倍の振幅を再現する。前記矩形波は、部分的には、例えば、従来のアナログ増幅器の電力変換の非効率を回避する例示的なスイッチモード電源の制御法によって制御される、調整可能な電源２２２によって生成される。前記矩形波の正弦波への変換は、前記テブナン型インピーダンスＺ２２４及び前記ＬＣ共振型空心伝送変圧器（図示せず）を組み合わせたフィルタリング作用によって達成される。前記テブナン型インピーダンス抵抗成分が存在する場合は損失をもたらすことがあるので、前記テブナン型インピーダンスＺ２２４は、純粋なリアクタンスとして実施してもよい。任意の用途に関して、最適なリアクタンス（誘導性であれ又は容量性であれ）は、前記ハーフブリッジ回路電源の種類に大きく依存する。電圧源から電力供給される電力式スイッチが使用される場合は誘導性リアクタンスが好ましいが、電流源電源が使用される場合には容量性リアクタンスが好ましい。上述の実施形態は、複数の構成で実施できる一般的な設計方法論を示している。したがって、前記電子式リアクタンス発生器のいくつかの代替的な実施について下記に説明する。

図３は、上述の原理を使用した電子式リアクタンス発生器の例示的な実施形態を図示している。この回路は、電力発生部３００と、前記一次インダクタ側のリアクタンス発生部３０２と、共振型エアギャップ伝送変圧器３０４と、前記二次インダクタ側の整流器／フィルタ／負荷回路３０６とを含んでいる。

前記電力発生部３００は、前記ＤＣ電源電圧Ｖ_ＣＣ１を、ＤＣ結合コンデンサＣ_ｂ及びテブナン型インダクタＬ_ｔｈを経由して共振コンデンサＣ_ｒ及び一次側インダクタＬ_ｐを含む一次側共振ＬＣ回路に印加される高出力矩形波３１０に変換する電力スイッチング回路３０８を包含することができる。システムの共振において、前記電力発生器３００では純粋な抵抗負荷を見ることができ、この結果、前記電力発生器３００は有効電力のみを提供する。矩形波高調波は、前記テブナン型インダクタによって確立された高インピーダンス負荷を見ることができる。このため、矩形波高調波電流を最小限に抑えることができる。

前記例示的なリアクタンス発生器３０２は、前記有効電力発生器３００と同じトポロジーを有することができる。前記リアクタンス発生器３０２はまた、そのハーフブリッジ回路出力ノード３１４で矩形波３１２を生成することができる。しかし、この矩形波３１２は、前記電力発生器の矩形波３１０と同じ位相又は同じ振幅を有してもよいし、又は有しなくてもよい。前記位相及び振幅の差違は、前記リアクタンス発生器のテブナン型インダクタＬ_ｔｈを経由して分路部品、受動部品、及び／又はリアクタンス部品の効果を再現する前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する電流を生成するように整えることができる。この仮想成分の実効インピーダンスは、前記リアクタンス発生器のハーフブリッジ回路駆動位相及び／又は前記ハーフブリッジ回路ＤＣ電源の振幅の調整によって容易に変更することができる。

図３に図示するように、図３に示す前記ミラー型リアクタンス発生器の電圧増幅器の機能性は、電圧比較器３１８、インバータ、及び電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対を用いて実施することができる。図３では、これらの半導体装置は電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ：ＥＦＴｓ）として示されているが、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ：ＩＧＢＴｓ）、若しくは場合によっては真空管、又は光導電スイッチ（例えば、レーザー活性化光導電スイッチ）などで、但しこれらに限定されない、その他の電力スイッチング装置を使用することもできる。この実施形態では、前記アナログ電力増幅器が、より簡単で、より安価で、より高効率のスイッチングの実施で代替されている。

図３に図示した例示的な実施形態について続けると、前記電圧比較器３１８が前記リアクタンス加算ノード３１６での電圧波形をサンプリングし、前記加算ノードの電圧の矩形波オン／オフの表示を生じさせる。この動作では、前記加算ノードの正弦波波形の振幅情報は明らかに喪失されている。これは後ほど改めて追加することができる。前記矩形波は、調整すべき前記共振回路の両端に現われる前記正弦波波形の位相のみを表している。

前記矩形波及び前記矩形波の反転した波形が、ハーフブリッジ回路構成又はトーテムポール構成で結線され、線形装置の代わりにスイッチとして動作する２つのＦＥＴ装置を制御する。前記２つのＦＥＴは、協働することにより、これらの共通ノードにおいて高出力矩形波３１２を生成することができ、その振幅は、前記ハーフブリッジ回路によって制御可能なＶ_ＣＣ２と名付けられた電源の振幅によって設定することができ、この矩形波が次に結合コンデンサＣ_ｂに印加され、その次にテブナン型インダクタＬ_ｔｈに印加される。例示的な一実施形態において、Ｖ_ＣＣ２の振幅を変化させるとこの非従来型のミラー型増幅器の見かけ上の利得が変化し、これにより前記ミラー型リアクタンス発生器によって生成されたリアクタンスの大きさが変化する。Ｖ_ＣＣ２は、スイッチモード電源（図示せず）のデジタル制御又はアナログ制御によって供給される。前記制御信号は、マイクロコントローラ（図示せず）によって前記リアクタンス加算ノードの電圧のデジタル表示を使用して得ることができる。前記マイクロコントローラは、Ｖ_ＣＣ２の振幅を、前記リアクタンス加算ノードに現われる正弦波の振幅に比例して調整することができる。前記望ましいリアクタンスを生成するための比例定数は、前述と同様に１／（１−Ｇ）であってよい。制御された電圧源によって電源供給されるハーフブリッジ回路トランジスタ対を採用しているこの実施形態におけるミラー型インピーダンスはインダクタであり、このインダクタは、部分的に低域通過フィルタとして機能することにより前記駆動回路のより高いフーリエ矩形波成分に関連付けられる大電流スイッチング過渡現象を回避する。このため、その高調波の大部分が除去されているので、前記ミラー型駆動波形の基本成分のみが前記一次共振周波数に影響を与える。また、前記リアクタンス加算ノード内に注入される電流波形は、図３に示す線形ミラー型リアクタンス発生器の場合と同様に、基本的に正弦波である。

図３に併せて示すように、前記共振伝送変圧器３０４は、二次側インダクタＬ_ｓと共振コンデンサＣ_ｒとをさらに含む。整流器／フィルタ回路３２０が、前記受信正弦波信号を、負荷３２２に印加する前に整流し、フィルタリングする。

追加の例示的な実施形態において、代替的な増幅器の構成を図３に図示するリアクタンス発生器の中に組み込むこともできる。前記代替的な実施形態は、選択された前記増幅器の種類及び電力スイッチングのトポロジーに従って特徴付けることができる。表１によれば、前記代替的な増幅器の実施形態としては、前記電圧増幅器、前記トランスコンダクタンス増幅器、前記電流増幅器、前記トランス抵抗増幅器が挙げられる。図４Ａ〜４Ｄがこのような４つの代替的な増幅器の構成を図示する一方で、表１はその各々の利得の定義を列挙している。

図４Ａに図示した例示的な実施形態において、電圧比較器３１８によって前記リアクタンス加算ノードの電圧波形をサンプリングし、その結果得られる矩形波を使用して振幅制御された電圧源によって電源供給される前記ハーフブリッジ回路のトランジスタスイッチを制御することにより、複合電圧増幅器が実施されている。前記電圧比較器３１８は、調整可能な電圧源４０２によって電源供給される電力スイッチを駆動するノード３１６における前記正弦波信号と同じ周波数及び位相を有する矩形波を生成する。前記調整可能な電圧源４０２の電圧は、前記リアクタンス加算ノード３１６に現われる前記電圧正弦波の振幅に比例して設定される。さらに、図４Ｄに図示した例示的な実施形態において、前記リアクタンス加算ノードの電圧波形は、前述と同様に前記電圧比較器３１８によってサンプリングされるが、この結果得られる矩形波を使用して調整可能な電流源４０４によって電源供給されるハーフブリッジ回路を制御することにより、複合トランスコンダクタンス増幅器が効果的に実施される。当業者であれば、トランスコンダクタンス増幅器が前記リアクタンス加算ノード３１６に現われる前記電圧波形をサンプリングし、調整可能な電流源４０４によって電源供給される電力スイッチを駆動する同じ周波数及び位相の矩形波を生成することを理解するであろう。前記調整可能な電流源の振幅は、前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する前記電流正弦波の振幅に比例して設定される。

さらに、図４Ｂ及び４Ｃに図示した例示的な実施形態において、調整すべき前記共振回路内の前記正弦波電流をサンプリングし、その矩形波の表示を使用してそれぞれ電圧源によって電源供給されるハーフブリッジ回路及び電流源によって電源供給されるハーフブリッジ回路を駆動することにより、複合トランス抵抗増幅器及び複合電流増幅器が実施される。電流増幅器（図４Ｃ）が前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する前記電流波形をサンプリングし、調整可能な電流源４０４によって電源供給される電力スイッチを駆動する同じ周波数及び位相の矩形波を生成する。前記調整可能な電流源４０４の振幅は、前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する前記電流正弦波の振幅に比例して設定される。一方、複合トランス抵抗増幅器（図４Ｂ）が前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する前記電流波形をサンプリングし、調整可能な電圧源４０２によって電源供給される電力スイッチを駆動する同じ周波数及び位相の矩形波を生成する。前記調整可能な電源源４０２の電圧は、前記リアクタンス加算ノード３１６に流入する前記電流正弦波に比例して設定される。一般に貫流（ｂｌｏｗ ｔｈｒｏｕｇｈ）として知られるスイッチング装置の同時導通及び瞬間的な短絡に類する障害を引き起こすその他の障害に対する耐性の故に、一般的には電流源によって電源供給される電力スイッチによって実施される増幅器が好まれる。さらに、定電圧によって電源供給されるスイッチを使用する実施形態ではインダクタを用いた帰還リアクタンスの使用が好ましい一方で、定電流によって電源供給されるスイッチを使用する実施形態では容量性ミラー型発生器を用いた帰還リアクタンスが好ましい。しかし、実際的には、最も望ましい増幅器の構成は、前記共振負荷回路の性質、直列共振であるか若しくは並列共振であるか、ミラー型インピーダンスの種類、誘導性であるか若しくは容量性であるか、及び／又はその他の設計要因に依存する場合がある。

さらなる例示的な実施形態において、上記に説明し図３及び図４Ａ〜４Ｂに示した、ハーフブリッジ回路により制御可能な電源、制御可能な電圧源、又は制御可能な電流源は、固定振幅の電圧源又は電流源によって代替することができる。このとき、増幅器の実効利得Ｇ、即ち前記リアクタンス比例定数１／（１−Ｇ）は、前記ハーフブリッジ回路のパルス幅変調によって実施することができる。さらに別の例示的な実施形態において、さらなるリアクタンス発生器の制御法が、前記増幅器のベクトル利得の定義Ｇの位相部分を使用する。リアクタンス発生器に関して、方程式１の分母と同位相にある又は１８０度位相のずれた駆動信号は、実信号である。方程式１のＺが理想リアクタンス、具体的にはインダクタ又はコンデンサとして実施された場合、Ｚ_ｅｆｆもまた純粋なリアクタンスであることができ、前記ミラー型リアクタンス発生器は虚電力ＶＡＲのみを前記リアクタンス加算ノードに提供することができる。

例示的な一実施形態において、方程式１のＺを理想リアクタンスとして実施しながらも前記駆動信号の位相をシフトさせると、方程式１の分母に虚数成分が生じ、これによりＺ_ｅｆｆもまた複雑になる。このことは、前記リアクタンス発生器が、無効電力（ＶＡＲ）に加えて有効電力（ワット）を前記リアクタンス加算ノードに提供（又は吸収）している可能性があることを意味する。本発明の例示的な一実施形態は、Ｚ_ｅｆｆが負の実抵抗及び正又は負のいずれかの符号の仮想リアクタンスの和からなるように方程式１の分母のＧの大きさ及び位相を整える。このよにすれば、前記ミラー型リアクタンス発生器が、前記リードに有効電力を提供するための負担の一部を担う。駆動信号の位相の制御により、前記ミラー型リアクタンス発生器のハーフブリッジ回路の電力処理能力を、所望により純粋な無効電力（ＶＡＲ）の生成、純粋な有効電力（ワット）の生成、又は両方の何らかの組み合わせに割り当てることができ、所望によってより大きな無効電力又はより大きな有効電力を提供することができる。

上記に例示したように、前記リアクタンス発生器の出力を決定するパラメータ、即ち、電源電圧又は電流振幅並びに駆動信号電力、デューティサイクル及び位相の非常に微妙な制御が、様々な方法を使用して容易に達成され、正味の効果として、高出力可変リアクタンス又は混合可変リアクタンス−負の可変抵抗の合成であり、この負の抵抗は有効電力を供給し、前記無線電力伝送インダクタに接続されると、円滑でほとんど連続的な前記伝送インダクタ共振周波数の調整を可能とする。

本発明の一実施形態において、上述の電子的に可変のミラー型リアクタンスの使用から、スイッチ式、タップ式、あるいは別の方法で可変のリアクタンス素子の使用は除外されない。実際に、連続的な微細調整に依存する前記ミラー型可変リアクタンスに粗い段階的なリアクタンスの切り替えを提供するために、ミラー型可変リアクタンスにスイッチ式リアクタンス素子を組み込むことができる。

本発明のさらに別の例示的な実施形態において、前記ミラー型リアクタンス発生器を駆動する前記矩形波信号は、前記リアクタンス加算ノード３１６に現われる前記正弦波電圧又は電流のサンプルから得ることができる。あるいは、この信号は、同位相又は直交位相のいずれかにある主電源ハーフブリッジ回路を駆動する前記矩形波から得ることができる。さらには、前記リアクタンス発生器のクロックは、マイクロコントローラ又はその他のデジタル若しくはソフトウェア制御される装置内で生成することができる。

図３は非対称の共振ＬＣ回路を有する例示的な一実施形態を図示しているが、この回路は、前記ＬＣ回路の一方が接地に接続されており、前記ＬＣ共振回路は共に回路の接地に対して不平衡出力を有する１対のハーフブリッジ回路によって駆動される点において、非対称である。上述のように、本発明の追加的な実施形態は、いずれの側も接地に直接接続されておらず、ハーフブリッジ回路駆動回路の代わりにＨブリッジ駆動回路の平衡した対称的な出力によって駆動される平衡ＬＣ共振回路を採用することができる。本発明の電力スイッチング回路は、ハーフブリッジ回路構成、フルブリッジ構成、フライバック構成、シングルエンド型若しくはプッシュプル型駆動構成による共振タンク、シングルエンド若しくはダブルエンド・フォワード・コンバータ構成、又はこれら一般的な構成のうちのその他の電力スイッチング若しくは電力変換回路トポロジーを有することができる。本明細書内で説明する前記ミラー型リアクタンス発生器のスイッチング増幅器部分の電力スイッチング機能の実施形態に、当業者にとって明白である複数の電力スイッチングのトポロジーを使用することができる。これらには、単一又は多重スイッチ回路、前記電源の共通端子に対して対称又は非対称の回路、シングルエンド型構成又はプッシュプル型構成、容量性電圧駆動回路を有する、又は有しないハーフブリッジ回路、Ｈブリッジ構成、フライバック及びフォワードコンバータ、並びに当業者に既知のその他の電力変換トポロジーが挙げられる。電力スイッチングトポロジーの選択は、従来の電力変換の用途、並びにＤＣ／ＡＣインバータ、モータコントローラ、誘導加熱装置、及びＤＣ／ＤＣ電圧変換装置などの制御用途向けの電力スイッチングトポロジーの選択を導くのと同様の設計決定の選択によって導かれる。当該技術分野で既知のその他の電力スイッチ構成を使用することもできる。

当業者であれば、効率のよい動作のためには、前記伝送変圧器の前記一次側インダクタンス及び前記二次側インダクタンスは、共振コンデンサの接続によって共振しなければならないことを理解するであろう。前記共振コンデンサは、直列に接続して直列共振回路を形成してもよく、又は並列に接続して並列共振回路を形成してもよい。当業者であれば、前記伝送変圧器の一次側引タクタンスの前記直列共振接続は電圧源によって電源供給される電力スイッチング回路によって駆動されるのに適しており、前記伝送変換器の一次側インダクタンスの前記並列共振接続は電流源によって電源供給される電力スイッチング回路によって駆動されるのに適していることを理解するであろう。また、当業者であれば、これらの広範に亘る設計指針は、ＬＣインピーダンス整合ネットワークの追加により変更できることをも理解するであろう。同様に、前記伝送変圧器の負荷側において、前記伝送変圧器の二次側インダクタンスの直列共振接続は定電圧型電源を必要とする負荷を駆動するのに適しており、前記伝送変圧器の二次側インダクタの並列共振接続は定電流型電源を必要とする負荷を駆動するのに適している。また、前述と同様に、当業者であれば、これらの広範に亘る設計指針は、ＬＣインピーダンス整合ネットワークの追加により変更できることをも理解するであろう。

本明細書に包含される開示は比較的大電力（１００ワット超）を必要とする用途に対する本発明の使用を企図するものであるが、潜在的な電力用途のリストは限定されず、本発明は広範に亘る電力要求に適用することができることが理解されるべきである。

さらに、本明細書内に包含される開示は電力の車両への提供に関するものであるが、これは考え得る多くの用途のうちの１つに過ぎず、非車両用途を含むその他の実施形態も可能であることが理解されるべきである。これら及びその他の本発明の実施形態は、以下の請求項によって識別される本発明の範囲内であることが意図される。

Claims (20)

1. 共振誘導電力伝送システムのための調整可能なリアクタンス発生器であって、
   入力正弦波波形を受信し、入力された当該正弦波波形の周波数及び位相を保持する矩形波を出力する比較器と、
   前記矩形波を制御信号として受信し、前記入力された正弦波波形の前記周波数及び前記位相を保持する矩形波を出力する電力スイッチング回路と、
   前記電力スイッチング回路による前記矩形波出力の振幅を調整する調整可能な電源と、
   前記入力された正弦波波形の振幅に基づいて前記調整可能な電源の出力レベルを制御することにより前記入力された正弦波波形の前記周波数、前記位相及び前記振幅を電力スイッチング回路から出力される矩形波上で再現する振幅検出器と、
   前記電力スイッチング回路の出力を調整可能なリアクタンスを有する正弦波に変換し、前記電力スイッチング回路の前記変換された出力を前記共振誘導電力伝送システムの負荷に提供する変換手段と、
   を有する調整可能なリアクタンス発生器。
2. 請求項１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記電力スイッチング回路は、２つの電力スイッチング装置を有するハーフブリッジ回路を有するものであるリアクタンス発生器。
3. 請求項１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記電力スイッチング回路は、フルブリッジ構成、フライバック構成、シングルエンド型若しくはプッシュプル型駆動構成による共振タンク、又はシングルエンド若しくはダブルエンド・フォワード・コンバータ構成を有するものであるリアクタンス発生器。
4. 請求項１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記調整可能な電源は、制御された電圧源又は制御された電流源を有するものであるリアクタンス発生器。
5. 請求項１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記調整可能な電源は、スイッチモード電源を有するものであるリアクタンス発生器。
6. 請求項１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記変換手段は、テブナン型インピーダンスとＬＣ共振型空心伝送変圧器（ＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ａｉｒ ｃｏｒｅ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）とを有するものであるリアクタンス発生器。
7. 調整可能なリアクタンス発生器であって、
   一次側共振ＬＣ回路と二次側共振ＬＣ回路とを有する共振エアギャップ伝送変圧器と、
   第１のＤＣ結合コンデンサ及び第１のテブナン型インダクタによって前記一次側共振ＬＣ回路の加算ノードに第１の矩形波を提供する電力発生部と、
   第２のＤＣ結合コンデンサ及び第２のテブナン型インダクタによって前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードに第２の矩形波を提供するリアクタンス発生部であって、前記第１の矩形波と前記第２の矩形波との位相及び振幅の差によって前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードに流入する電流が発生するものであり、前記第１及び第２の矩形波の前記位相及び／又は前記振幅を調整することにより調整されるインピーダンスを前記共振エアギャップ伝送変圧器に提供するものである、前記リアクタンス発生部と、
   前記二次側共振ＬＣ回路に接続された整流／フィルタ負荷回路と、
   を有する調整可能なリアクタンス発生器。
8. 請求項７に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記リアクタンス発生部は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードで電圧波形を入力し、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧の矩形波におけるオン／オフを表す信号を出力する電圧比較器と、前記電圧比較器の出力に接続されたインバータと、前記電圧比較器の出力及び前記インバータの出力にそれぞれ接続されている電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対とを有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
9. 請求項８に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記電力半導体スイッチは、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、真空管、又は光導電スイッチを有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
10. 請求項８に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記第２の矩形波の前記振幅は、前記電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対に電力を提供する制御可能な電源によって設定されるものである調整可能なリアクタンス発生器。
11. 請求項１０に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記制御可能な電源は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の振幅に比例する出力電圧を有する制御された電圧源を有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
12. 請求項１１に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の前記振幅に対する前記電源の前記出力電圧の比例関係は、１／（１−Ｇ）であり、ここで、Ｇは前記リアクタンス発生部の電圧利得である調整可能なリアクタンス発生器。
13. 請求項１０に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記制御可能な電源は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の前記振幅に比例する出力電流を有する制御された電流源を有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
14. 請求項１３に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電圧波形の前記振幅に対する前記電源の前記出力電流の比例関係は、１／（１−Ｇ）であり、ここで、Ｇは前記リアクタンス発生部の電圧利得である調整可能なリアクタンス発生器。
15. 請求項１０に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記制御可能な電源は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける電流波形の振幅に比例する出力電圧を有する制御された電圧源を有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
16. 請求項１５に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電流波形の前記振幅に対する前記電源の前記出力電圧の比例関係は、１／（１−Ｇ）であり、ここで、Ｇはリアクタンス発生部の電圧利得である調整可能なリアクタンス発生器。
17. 請求項１０に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記制御可能な電源は、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける電流波形の振幅に比例する出力電流を有する制御された電流源を有するものである調整可能なリアクタンス発生器。
18. 請求項１７に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記一次側共振ＬＣ回路の前記加算ノードにおける前記電流波形の前記振幅に対する前記電源の前記出力電流の比例関係は、１／（１−Ｇ）であり、ここで、Ｇは前記リアクタンス発生部の電圧利得である調整可能なリアクタンス発生器。
19. 請求項８に記載の調整可能なリアクタンス発生器において、前記第２の矩形波の前記振幅は、前記電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対に固定出力電力を提供する電源、及び前記電力半導体スイッチのハーフブリッジ回路対の出力を変調して前記リアクタンス発生部の利得を調整するパルス幅変調器によって設定されるものである調整可能なリアクタンス発生器。
20. 共振誘導電力伝送システムの調整可能なリアクタンス発生器のリアクタンスを調整する方法であって、
    入力正弦波波形から入力された当該正弦波波形の周波数及び位相を保持する矩形波を生成する工程と、
    前記矩形波を制御信号として電力スイッチング回路に印加する工程であって、前記電力スイッチング回路は、前記入力された正弦波波形の前記周波数及び位相を保持する矩形波を出力するものである、前記印加する工程と、
    前記矩形波出力の振幅を調整する工程であって、前記電力スイッチング回路によって前記入力された正弦波波形の振幅に基づいて前記矩形波出力の振幅を所望のレベルに調整することによって前記入力された正弦波波形の前記周波数、前記位相及び前記振幅を前記電力スイッチング回路から出力される矩形波上で再現するものである、前記調整する工程と、
    振幅調整された前記矩形波出力を調整可能なリアクタンスを有する正弦波信号に変換する工程と、
    当該変換された出力を前記共振誘導電力伝送システムの負荷に提供する工程と、
    を有する方法。

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