JP6690609B2 - 磁界発生回路 - Google Patents

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Description

本発明は、通信のための磁界を発生する磁界発生回路に関する。
自動車等のドアの解錠、施錠を遠隔操作で行うためにキーレスエントリシステムとよばれる通信システムが普及している。また近年ではリモコンが車両に近づくだけで自動的に解錠し、また離れるだけで自動的に施錠されるＶＬＦ帯やＬＦ帯の磁界信号を使用したパッシブエントリーシステムあるいはスマートエントリシステムと呼ばれる近距離通信システムが普及している。
パッシブキーレスエントリシステムの構成例として、例えば特許文献１に示されるように、車両側からはＶＬＦ帯やＬＦ帯の磁界信号を発信し、これを受信したリモコンから高周波(ＲＦ帯)の電波信号を送信し、高周波信号を受信した車両で解錠・施錠を行う構成がある。
磁界信号の送信回路において、通信システムの信号周波数と直列共振周波数がほぼ等しくなるような定数を持つインダクタ(コイル)とコンデンサが直列に接続されたコイルアンテナが使用される。図４０にそのような磁界信号の送信回路の例を示す。図４０に示すような回路において、コイルアンテナに抵抗Ｒ１を介して交流電源ＡＣ０を接続し、共振周波数とほぼ等しい交流電圧Ｖ１が印加されると、低電圧でも大きなコイル電流を流すことが可能となり、大きな磁界出力を得ることができる。このようなコイルアンテナと駆動方式の組み合わせは磁界を利用した近距離通信システムに特に適したものとなり、ほぼ全てのパッシブキーレスエントリシステムに採用されている。
直列共振回路の特性として、共振電流が共振周波数をピークとした周波数特性をもつことと、電流値が極大値に達するまでに時間を要することがある。
直列共振回路は共振周波数で電流が極大ピークとなる周波数特性を持つ(一般に共振回路の周波数急峻特性はＱ値であらわされる)。部品バラツキ等により製品の共振周波数を駆動周波数に完全に合わせることは難しく、このままでは製品の小さな特性バラツキが共振電流の大きな差異となってしまい使用が難しくなる。そこで、ＬＣ回路に直列に抵抗Ｒ１(以下「ダンピング抵抗」と呼ぶ)を接続している（図４０参照）。これにより前述のＱ値が下がって周波数電流特性をフラットにして使い勝手を上げている。
直列共振回路中のダンピング抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１、コイルＬ１’のインダクタンスをＬ１’とすると、共振電流が極大値に増加するまでの時間(以下「立ち上り時間」と呼ぶ)は、おおよそＬ１’／Ｒ１に比例する。パッシブキーレスエントリシステムにおいて、この立ち上り時間は通信速度を決める重要な要素となる。上述のダンピング抵抗を接続することにより、立ち上り時間を短縮することができる。ダンピング抵抗の値はシステムが要求する共振電流の周波数特性や立ち上り時間、ＬやＣの特性値から総合的に決定される。
図４０の回路でＣ１＝１０ｎＦ、Ｌ１＝１６２μＨと設定した場合に、Ｒ１をそれぞれ１Ωと１０Ωにした場合の入力電流の周波数特性を図４１に、電流過渡特性を図４２に示す。図４１より、ダンピング抵抗Ｒ１が１Ωにおいては入力電流の周波数特性が非常にピーキーとなっていることが分かる。実使用においてＬＣ回路の特性バラツキによる電流値の変化を駆動回路にて調整することは非常に困難であり、ダンピング抵抗による制限にて電流値を安定させている。
図４２より、ダンピング抵抗Ｒ１が１Ωでは、入力電流（共振電流）の立ち上りに１s以上かかっているが、ダンピング抵抗Ｒ１を１０Ωとすることにより、その立ち上りが１０μｓに改善されていることが分かる。
以上より、ダンピング抵抗はＶＬＦ帯やＬＦ帯の磁界通信システムに使用されるコイルアンテナ駆動方式において必須の部品で有ることが確認できる。
特開平５−１５６８５１号公報 特開２００１−２５７５２６号公報
従来のパッシブキーレスエントリシステムにおいて、車両−リモコンキー間の通信距離としては１ｍ程度で使用されてきたが、近年ではより遠い距離、例えば通信距離を１０ｍ程度まで延長した用途が要求されるようになってきた。例えばリモコン保持者が近付いてきたら車両の位置をランプの点滅で知らせるウェルカムライト機能や１０ｍ程度離れると自動的に施錠するウォークアウェイロック、所有者が１０ｍ程度の近距離にいることが確認できた時のみに動作する自動運転駐車機能、等がある。
これらを実現するためには、車両側の磁界信号を大幅に増加させる必要がある。一般に直列共振回路を含むアンテナシステムにおいて磁界出力(すなわち、空間磁束密度)を増加させるためには、下記の手法が考えられる。
１）コイル電流値を増加する（空間磁界強度は電流値にほぼ比例）。
２）コイルインダクタンスを増加する（空間磁界強度はインダクタンス比の平方根にほぼ比例）。
３）コイルのコアを長くする（空間磁界強度はコイルのコアの長さにほぼ比例）。
コイル電流を増加させるためには、前述のダンピング抵抗を小さくするか、入力電圧を上げる必要があるが、電流値の共振特性や立ち上り時間短縮のためにダンピング抵抗値を小さくすることができず、また入力電圧値は車両のシステム電圧から決定され通常は簡単に上げることができない。仮に電圧を上げることができたとしても、ダンピング抵抗での損失が電流値の２乗で増加するためにダンピング抵抗の電流容量のアップが必要となってくる。
コイルのインダクタンスを増加させた場合、電流立ち上り時間が大きくなるためにダンピング抵抗値を増加させて立ち上り時間を同程度に保つ必要があるが、この場合、電流値が減少してしまうため、結果として、磁界強度を増加させることができない。
以上の点から、従来、３）のコイルのコアを長くすることにより磁束密度のアップを図る方法が一般的である。１ｍ程度の通信の場合は４０〜８０ｍｍの長さのコアでシステムが要求する磁界発生が可能であったが、１０ｍの中距離通信では２００ｍｍ超の長さのコアが必要となる。このため、コストの上昇／生産性の低下／部品設置スペースの増加／製品信頼性の低下など、様々な課題が生じる。
直流共振現象は、共振の程度、すなわち回路がもつ共振周波数とＱ値及び駆動周波数の相間関係により共振電流の強度が決まる。そのため空間に発生する磁界を制御するためにはコイルに流れる電流を検知し、回路の出力電圧などを調整する、いわゆる電流制御回路を構成する必要がある。そのため回路の構成が複雑になりコストが増大することがある。このように、直列共振現象を利用したアンテナシステムにおいては上述のような問題がある。
本発明は、例えばキーレスエントリシステムにおける通信装置に好適な、磁界を発生する磁界発生回路を提供する。
本発明の第１の態様の磁界発生回路は、磁界を発生するトランスアンテナと、トランスアンテナの一次コイルに駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路と、を備える。トランスアンテナは、一次コイルと二次コイルとを含むトランスと、トランスの二次コイルに並列に接続された共振コンデンサとを含む。二次コイルと共振コンデンサで構成される並列共振回路の共振周波数が、交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
本発明の第２の態様の磁界発生回路は、一次コイルと二次コイルを含む昇圧トランスと、磁界を発生する並列共振コイルアンテナと、昇圧トランスに駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路と、を備える。並列共振コイルアンテナは、第３のコイルと、第３のコイルに並列接続された共振コンデンサとを含む。二次コイルと並列共振コイルアンテナで構成される共振回路の共振周波数が、交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
本発明の第３の態様の磁界発生回路は、第１のコイルと、磁界を発生する並列共振コイルアンテナと、並列共振コイルアンテナに駆動電圧として矩形波交流電圧を供給する交流電源回路と、を備える。並列共振コイルアンテナは、第２のコイルと、第２のコイルに並列接続された共振コンデンサとを含む。並列共振コイルアンテナの共振周波数が、交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
本発明によれば、並列共振回路を用いて磁界を発生させる回路を構成でき、これにより直列共振回路に起因する問題を解決できる。
本発明の実施の形態１における磁界発生回路の構成例（トランスアンテナ及び正弦波交流電源）を示す図 本発明の実施の形態におけるトランスアンテナの構成を示す図 従来の磁界発生回路と実施の形態１の磁界発生回路それぞれによる各種項目に対する測定値の比較を示した図 本発明の実施の形態２における磁界発生回路の構成例（昇圧トランス、並列共振コイルアンテナ及び正弦波交流電源）を示す図 本発明の実施の形態３における磁界発生回路の構成例を示す図 実施の形態３における磁界発生回路の駆動回路におけるスイッチ素子のタイミングチャート 実施の形態３の磁界発生回路に対するシミュレーション結果を示す図 実施の形態３の磁界発生回路に対するシミュレーション結果（各種電流波形）を示す図 実施の形態３の磁界発生回路に対するシミュレーション結果（スイッチ素子のドレイン電流）を示す図 実施の形態３の磁界発生回路と従来の磁界発生回路に対する実測結果を示す図 実施の形態３の磁界発生回路に対する実測結果を示す図 本発明の実施の形態３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 本発明の実施の形態３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 本発明の実施の形態３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 本発明の実施の形態４における磁界発生回路の構成例（トランスアンテナ及びフルブリッジ回路を含む）を示す図 実施の形態４の磁界発生回路に対するシミュレーション結果（各種電流波形）を示す図 実施の形態４の磁界発生回路に対するシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態５における磁界発生回路の構成例（トランスアンテナ及びダブルフォワード回路を含む）を示す図 本発明の実施の形態６における磁界発生回路の構成例（トランスアンテナ及びプッシュプル回路を含む）を示す図 本発明の実施の形態７における磁界発生回路の構成例（並列共振コイルアンテナ及びハーフブリッジ回路を含む）を示す図 本発明の実施の形態８における磁界発生回路の構成例（並列共振コイルアンテナ及びフルブリッジ回路を含む）を示す図 本発明の実施の形態９における磁界発生回路の構成例（並列共振コイルアンテナの別の構成）を示す図 本発明の実施の形態１０における磁界発生回路の構成例（電圧調整回路を含む）を示す図 本発明の実施の形態１０における磁界発生回路の別の構成例を示す図 本発明の実施の形態１１における磁界発生回路の構成例（電流モニタ用抵抗を含む）を示す図 本発明の実施の形態１２の磁界発生回路における、シミュレーション時の駆動回路のスイッチ素子のゲート信号波形を示す図 実施の形態１２の磁界発生回路における、トランスアンテナの二次コイルの共振電流のシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態１３における磁界発生回路の構成例（短絡スイッチを含む）を示す図 実施の形態１３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 実施の形態１３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 実施の形態１３における磁界発生回路の別の構成例を示す図 本発明の実施の形態１４における磁界発生回路の構成例（バイパスコンデンサに並列接続されたダイオードを含む）を示す図 実施の形態１４における磁界発生回路における共振電流に対するシミュレーション結果を示す図 実施の形態１５における磁界発生回路の構成例（放電抵抗を含む）を示す図 図３４に示す磁界発生回路における共振電流に対するシミュレーション結果を示す図 実施の形態１５における磁界発生回路の別の構成例を示す図 図３６に示す磁界発生回路における共振電流に対するシミュレーション結果を示す図 実施の形態１５における磁界発生回路の別の構成例を示す図 実施の形態１５における磁界発生回路の別の構成例を示す図 従来の直列共振を用いた磁界発生回路の構成を示す図 図４０に示す従来の磁界発生回路における入力電流の周波数特性を示す図 図４０に示す従来の磁界発生回路における入力電流の電流過渡特性を示す図 基本的な並列共振回路の構成を示す図 図４３に示す並列共振回路において正弦波電圧を印加したときに得られる各種電流波形を示した図 図４３に示す並列共振回路において矩形波電圧を印加したとき得られる各種電流波形を示した図
以下、添付の図面を参照しながら、本発明に係る磁界発生回路の実施の形態を具体的に説明する。
（並列共振現象を用いる際の課題）
従来、空間磁界を発生させるためのアンテナとして、一般的には、コイルとコンデンサを直列に接続し、直列共振現象を利用したコイルアンテナが使用されていた。しかし、直列共振現象を利用したコイルアンテナには、前述のとおり、高出力を得るためには回路の複雑化、高出力化が必要になりコストが増大する等の問題があった。
そこで、直列共振現象に代えて並列共振現象を利用することが考えられる。しかし、従来、並列共振現象を用いた磁界装置はほとんど実現されていなかった。その理由について下記に説明する。
図４３に基本的な並列共振回路を示す。並列共振回路は、開磁路コアにコイルが巻回されて構成されたコイルＬ１’と、コンデンサＣ１’とが並列に交流電源ＡＣに接続されている。並列共振において、入力電圧がＶ、共振周波数がｆＬの場合、Ｉ＝Ｖ/(２πｆＬ)となる共振電流Ｉが流れる。例えば、コイルＬ１’のインダクタンスが１６５μＨ、駆動周波数ｆが１２５ｋＨの場合に、共振電流Ｉが１アンペアの仕様要求があったときは、これを満たすためには駆動電圧として、１３０Ｖ（ピークからピークまでの値）の正弦波電圧を印加する必要がある。しかし、車載システムにおいて、このような高電圧の駆動系を実現するのは非常に難しい。
また並列共振を生じさせるためには正弦波電圧を印加する必要があるが、一般に用いられるブリッジ回路等による矩形波電圧を印加しても、高次成分を持つ矩形波電圧ではＬＣ並列共振を発生させることはできない。また、ＬＦ帯の正弦波電圧を生成するのは困難かつコストもかかる。例えば、図４４、図４５に、インダクタンスが１６５μＨのコイルＬ１’と、容量が１０μＦのコンデンサＣ１’との並列共振回路に対して、正弦波電圧と矩形波電圧を印加した場合のシミュレーション波形を示す。図４４は、その並列共振回路に１２５ｋＨｚ、１３０Ｖ（ピークからピークまでの値）の正弦波電圧を印加した場合の、入力電流に流れるコイル電流の波形（図３０（Ｂ））、及びコイルＬ１’に流れるコイル電流の波形（図３０（Ａ））をそれぞれ示した図である。図４５は、その並列共振回路に対して、１２５ｋＨｚ、１３０Ｖ（ピークからピークまでの値）の矩形波電圧を印加した時の入力電流及びコイル電流の波形をそれぞれ示す。図４４を参照すると、正弦波電圧印加時は、共振によるコイル電流が発生していることがわかる。これに対して、図４５（Ａ）、（Ｂ）を参照すると、矩形波電圧印加時は、入力電流において６０Ａのピーク電流が発生しているが、そのピーク電流を除き、入力電流とコイル電流はほぼ同じ値となっており、矩形波電圧では並列共振が発生していないことが分かる。
以上の点が主な原因として、磁界発生回路において、従来、並列共振回路が適用されなかったと考えられる。
以下の各実施の形態において、従来では困難であった並列共振現象を用いて磁界を発生させることを可能とする磁界発生回路（磁界通信回路）の構成を説明する。このような磁界発生回路は、例えば、自動車のキーレスエントリシステムに適用されるＶＬＦ帯やＬＦ帯の磁界信号を発生する通信装置に有用である。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における磁界発生回路の構成を示した図である。
実施の形態１における磁界発生回路は、正弦波交流電圧を発生させる交流電源回路ＡＣ１と、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を含むトランスＴｘ１と、トランスＴｘ１の二次コイルＬ２と共振回路を構成する共振コンデンサＣ１とを備える。
トランスＴｘ１は、図２に示すように、開磁路コアＣｏ（棒状コア）の外周に一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を巻回して構成される。トランスＴｘ１の二次コイルＬ２には、共振コンデンサＣ１が並列に接続される。トランスＴｘ１の二次コイルＬ２と共振コンデンサＣ１は並列共振回路を構成する。その並列共振回路の共振周波数は、交流電源回路ＡＣ１による駆動周波数とほぼ等しくなるように設定される。このため、二次コイルＬ２のインダクタンス（Ｌ２）とコンデンサＣ１の容量（Ｃ１）はそれぞれ、共振周波数が駆動周波数とほぼ等しくなるような値に設定される。さらに、一次コイルＬ１への入力電圧に対して所望の二次コイルＬ２の出力電圧が得られるように、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻数の比が設定されている。トランスＴｘ１と共振コンデンサＣ１は、トランス構造をもつ磁界発生用アンテナとして機能する。以下、トランスＴｘ１と共振コンデンサＣ１により構成されるアンテナを「トランスアンテナ」Ａｔ１と呼ぶ。
トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に、正弦波電圧を供給する交流電源回路ＡＣ１が接続される。交流電源回路ＡＣ１は、所定の駆動周波数の正弦波電圧を、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に印加する。これにより、トランスアンテナＡｔ１は、二次コイルＬ２に正弦波電流を発生させ、交流磁界を発生させる。このように、交流電源回路ＡＣ１はトランスアンテナＡｔ１の駆動回路として機能する。
トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２のインダクタンスの値と、共振電流Ｉの設定値とは、要求される空間磁束密度に基づき算出される。具体的には、共振電流Ｉ＝Ｖ／（２πｆＬ）の関係に基づき、必要な電圧値Ｖを算出し、入力電圧、一次・二次結合度、二次コイルＬ２のインダクタンスから、巻数比及び／または一次コイルＬ１のインダクタンス値を算出する。強い空間磁束強度が要求される場合、大きな二次コイルＬ２のインダクタンス及び大きな共振電流Ｉが必要となるため、一次巻数を極小(１〜数回)とする必要があり、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２を配置する位置が非常に重要となってくる。
上記の構成を有する本実施の形態の磁界発生回路は、並列共振現象を利用していることから、コイル電流の立ち上がり時間が短く、共振電流値の周波数によるバラツキが少ない。また、直列共振回路で必要であったダンピング抵抗が不要となる。このため、ダンピング抵抗での損失が無くなり、回路の効率が改善される。また、ダンピング抵抗や電流立ち上がり時間といった制約が無くなるため、コイル電流の上限は電力や損失に関する制限のみとなる。
また、トランスＴｘ１の巻数比とインダクタンス値を適切な値に設定することにより、二次コイルＬ２の出力電圧と共振電流を最適な値にすることが可能となる。例えば、共振コンデンサやコイル自身の耐電圧性を考慮して最も適したコイル-コンデンサ電圧にて動作させることが可能となる。
また、開磁路コアＣｏの長さを長くすることなく、コイル電流の増加により磁界出力を増加することが可能となる。同様に従来方式と同等出力を確保しつつ、開磁路コアＣｏの長さを短くすること、すなわち、小型化が可能となる。
また、並列共振周波数と駆動周波数にずれが生じても、磁界を発生させる二次コイル共振電流変化はほとんど生じない。
図３に、従来の磁界発生回路（図３４）と本実施の形態の磁界発生回路（図１）それぞれによる各種想定項目に対する実測値の比較を示す。従来の磁界発生回路では、図３４に示す回路構成において、Ｒ１＝１０Ω、Ｃ１＝１０ｎＦ、Ｌ１＝１６６μＨ、コアの長さ９０ｍｍのコイルアンテナとした。実施の形態１では、図１に示す回路構成において、Ｃ１＝１０ｎＦ、Ｌ２＝１６６μＨ、二次コイル／一次コイルの巻数比Ｎ２／Ｎ１＝３５、開磁路コアＣｏの長さ９０ｍｍとした。測定データは各アンテナの共振周波数における値である。
図３を参照すると、本実施の形態では、入力電流で従来比２１％、空間磁束密度で従来比１７２％となり、効率、出力共に大幅に改善されていることが分かる。また、並列共振では、コイル共振電流は一定で、入力電流のみがＬＣ並列共振の程度に合わせて減少する、という基本特性があり、入力電流にバラつきは発生するものの共振の程度にかかわらず空間磁束密度を一定に保つことが容易である。
以上のように本実施の形態の磁界発生回路は並列共振現象を用いる。並列共振現象を用いる効果として、定出力化、高速化、ダンピング抵抗の削除による高効率化及びハイパワー化が可能となった点が上げられる。並列共振では、コイル共振電流が一定で、入力電流のみが並列共振の程度に応じて減少するという基本特性があり、共振の程度にかかわらず空間磁束密度を一定に保つことが容易であり、直列共振回路のようなダンピング抵抗は不要となる。
さらに並列共振は本質的に共振電流の立ち上り速度が極めて短いという基本特性があり、ダンピング抵抗を用いることなく、コイル共振電流（＝空間磁束密度）の立ち上り時間を短くすることができる。またコイルのインダクタンス値が増加しても立ち上り時間に大きな変化は発生しない。ダンピング抵抗が不要となることにより、従来方式で損失の多くを占めていたダンピング抵抗での損失が無くなるため、回路効率が極めて高くなる。
またダンピング抵抗による電流制限がなく、共振電流を大きくすることが可能となる。インダクタンスを増加させても立ち上り時間に大きな影響はない。よって従来方式では出来なったインダクタンス値のアップ、あるいは回路共振電流のアップにより磁界出力のハイパワー化が可能となる。
以上のように、本実施の形態の磁界発生回路によれば、並列共振を利用しているため、コイル電流の立ち上がり時間を短くでき、共振電流値の周波数によるバラツキを低減できる。また、そのためにダンピング抵抗が不要となり、ダンピング抵抗での損失を低減でき、回路の効率が改善される。また、トランスの巻数比とインダクタンス値を適切な値に設定することにより、二次コイルの出力電圧と共振電流を好適な値にすることが可能となる。例えば共振コンデンサやコイル自身の耐電圧性を考慮して好適なコイル−コンデンサ電圧にて動作させることが可能となる。また、開磁路コアＣｏの長さを長くすることなく、コイル電流の増加により磁界出力を増加することが可能となる。または従来方式と同等出力において小型化が可能となる。
（実施の形態２）
本発明に係る磁界発生回路の別の構成を説明する。図４は、本発明における実施の形態２における磁界発生回路の構成を示す図である。本実施の形態の磁界発生回路は、正弦波電圧を供給する交流電源回路ＡＣ１と、昇圧トランスＴｘ２と、並列共振コイルアンテナＡｔ２とで構成される。並列共振コイルアンテナＡｔ２は、コイルＬ３と、コイルＬ３に並列に接続された共振コンデンサＣ１とを備える。コイルＬ３は、トランスアンテナＡｔ１のトランスＴｘ１におけるリーケージインダクタンス成分の機能と同等の機能を果たす。昇圧トランスＴｘ２は、二次コイルＬ２が並列共振コイルアンテナＡｔ２と並列に接続され、一次コイルＬ１が駆動回路である交流電源回路ＡＣ１に接続されている。昇圧トランスＴｘ２の二次コイルＬ２と並列共振コイルアンテナＡｔ２とからなる回路の並列共振周波数は、交流電源回路ＡＣ１により供給される交流電圧の周波数である駆動周波数とほぼ等しくなるように設定される。
交流電源回路ＡＣ１から供給される交流電圧Ｖ１は、昇圧トランスＴｘ２の一次コイルＬ１に印加される。昇圧トランスＴｘ２は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻き数比に応じて入力電圧を変換し、並列共振コイルアンテナＡｔ２に供給し、これにより並列共振コイルアンテナＡｔ２から交流磁界を発生させる。
以上の構成を有する本実施の形態の磁界発生回路は、実施の形態１の場合と同様の効果を奏するとともにさらに以下の効果を奏する。昇圧を専用のトランスＴｘ２により行うため、既存のコイルアンテナの使用が可能となる。また、結合の良い閉磁路トランスにより巻数比(昇圧比)にてコイル入力電圧を調整できるため、コイル電流の調整が容易となる。また、実施の形態１では、トランスアンテナのトランス機能によって、ＬＣ並列共振回路に印加される電圧を昇圧させていた。これに対して、本実施の形態では、専用の昇圧トランスによって電圧を上昇させる上げることにより、同様の機能を実現している。その他の動作、作用については実施の形態１と同様であるため、ここでの説明は省略する。
（実施の形態３）
実施の形態１では、トランスアンテナＡｔ１を駆動する電圧として正弦波交流電圧を印加していた。これに対して本実施の形態では、トランスアンテナＡｔ１を駆動する電圧として矩形波交流電圧を印加する磁界発生回路の構成を説明する。
図５は、本発明における実施の形態３における磁界発生回路の構成を示す図である。本実施の形態における磁界発生回路は、トランスアンテナＡｔ１と、直流電源ＤＣ１と、トランスアンテナＡｔ１を駆動する駆動回路としてのハーフブリッジ回路１０と、を備える。直流電源ＤＣ１とハーフブリッジ回路１０（駆動回路）とは、矩形波交流電圧を出力する交流電源回路を構成する。ハーフブリッジ回路１０は、入力コンデンサＣ３と、直列接続された２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御するゲート駆動回路ＧＤとを備える。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は例えばＦＥＴで構成される。
トランスアンテナＡｔ１は実施の形態１で説明したものと同様である。トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１と、ハーフブリッジ回路１０の出力端子とが接続される。より具体的には、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の高圧側端子は、バイパスコンデンサＣ２を介してスイッチ素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続される。
ハーフブリッジ回路１０は、直流電源ＤＣ１から入力コンデンサＣ３を介して直流電圧を入力し、入力した直流電圧を所望の矩形波電圧に変換し、トランスアンテナＡｔ１に供給する。具体的には、ハーフブリッジ回路１０は、２つのスイッチ素子Ｑ１,Ｑ２を、逆相で（排他的に）、かつ、所定のオンデューティ比にて所定の周波数で駆動することにより、直流電源ＤＣ１から所定の駆動周波数の矩形波電圧を発生させ、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に印加する。これにより、二次コイルＬ２に正弦波共振電流を発生させ、空間に交流磁界を発生させる。
特に、矩形波電圧による共振動作を可能とするため、ハーフブリッジ回路１０の各スイッチ素子Ｑ１,Ｑ２のスイッチ動作において適切なオフ区間を設ける。具体的には、スイッチング素子のオンデューティ比を１０％〜４５％の範囲内の値に設定している。好ましくは、スイッチング素子のオンデューティ比を１０％〜４０％の範囲内の値に設定してもよい。より好ましくは、オンデューティ比を１０％〜２０％の範囲内の値に設定してもよい。図６（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ高圧側及び低圧側のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のタイミングチャートである。例えば、図６に示すように、オフデューティ比を７５％、すなわち、オンデューティ比を２５％に設定する。本発明者は、このような範囲のデューティ比に設定することにより、矩形波電圧による並列共振動作が可能となることを発見した。また、本発明者は、トランスアンテナＡｔ1の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２間のリーケージインダクタンスを適切に設定し、活用することにより、ハーフブリッジ回路１０から出力される電流ピーク値を大幅に減衰させることが可能となることを発見した。結果として高効率な正弦波共振電流の生成が可能となった。
本実施の形態の構成において、ハーフブリッジ回路のスイッチ素子のオンデューティ比を適切な値、ここでは、１０％〜４５％に設定している。例えば、オンデューティ比を２５％に設定した場合、高圧側のスイッチＱ１が２５％、低圧側のスイッチ素子Ｑ２が２５％で短絡（オン）されるため、残りの５０％の期間、一次コイルＬ１は入力電源からもＧＮＤからも電気的にフローティングした状態となる。これがトランス結合を介したトランスアンテナ二次コイルでの並列共振回路での自由振動期間となり、この自由振動期間が二次並列共振回路での並列共振の実現を可能とする。さらにトランスアンテナの一次コイルと二次コイル間に発生するリーケージインダクタンスを活用することにより、駆動回路からトランスアンテナに流入する極大のピーク電流を制限することが可能となる。
トランスアンテナにより二次共振系に高電圧の印加が可能となり、これら４つの要素(トランスアンテナによる高電圧、自由振動期間が実現出来る回路、自由振動期間の設定、適切なリーケージインダクタンス)の組み合わせにより、初めて実用的な並列共振現象を用いた空間磁界発生回路を実現することが出来た。
図７に、本実施の形態における磁界発生回路の構成に対するシミュレーション結果を示す。
シミュレーションは、Ｌ２＝１６６μＨ、Ｃ１＝１０μＦ、巻数比Ｎ２／Ｎ１＝３５、コア長９０ｍｍとしたトランスアンテナＡｔ１のサンプル（サンプル＃１）について行った。この構成において、オンデューティが２５％で矩形波電圧を印加した場合のシミュレーションを行った。図８に、直流電源からハーフブリッジ回路１０への入力電流（回路入力電流）Ｉin、トランスＴｘ１への入力電流（以下「トランス入力電流」という）Ｉtr、及び二次コイルＬ２を流れる共振電流（以下「コイル共振電流」という）Ｉcoilに対するシミュレーション結果を示す。また、図９に、高圧側のスイッチ素子Ｑ１と低圧側のスイッチ素子Ｑ２のドレイン電流及びゲート信号波形のシミュレーション結果を示す。
図８を参照すると、二次コイルＬ２のコイル共振電流Ｉcoilは正弦波となっているが、トランス入力電流Ｉtrは正弦波とは異なる波形となっていることが分かる。このトランス入力電流Ｉtrは、抵抗損失分やＬＣ共振周波数と駆動周波数のズレ等による二次共振電流の減衰分をハーフブリッジ回路１０から供給するための電流である。この電流の値は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２から供給される電圧と二次共振電流から励磁される電圧との差で決定され、ＬＣ並列共振周波数と駆動周波数が近接する程小さな値となる。
また、図８より、トランス入力電流Ｉtr（Ａオーダー）に対して回路入力電流Ｉin（ｍＡオーダー）が極めて小さくなっていることが分かる。図８の高圧側のスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流の多くは、入力コンデンサＣ３（図５参照）より供給され、そのドレイン電流の負部分は、入力コンデンサＣ３に回生される電流となる。さらに低圧側のスイッチ素子Ｑ２のドレイン電流は、二次コイルのコイル共振電流Ｉcoilから供給され、ハーフブリッジ回路からのエネルギー供給は無い。結局、本回路で使用される電流は高圧側のスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流の正電流分−負電流分のみであり、この結果、回路入力電流Ｉin＝０．０１４Ａｒｍｓに対して、二次コイルのコイル共振電流Ｉcoil＝０．６３６Ａｒｍｓと計算されている。
以上、シミュレーションによる結果を説明した。次に、実際の測定結果を示す。従来のコイルアンテナと、本実施の形態のトランスアンテナに対して測定を行った。本実施の形態については、シミュレーションで使用したサンプル＃１と同じ条件のサンプル（サンプル＃２）に加えて、二次インダクタンス値及び巻数比をさらに増加して、より高出力としたトランスアンテナＡｔ１のサンプル＃３（Ｌ２=３３７μＨ、巻数比７０、Ｃ１＝４．７μＦ)を用意した。図１０に、従来及び本実施形態のサンプル＃２、＃３に対する実測結果を示す。
従来方式と比較して、回路入力電流がサンプル＃２では２３％に、サンプル＃３では４２％まで減少している。これに対して、空間磁束密度は、サンプル＃２で１７７％に、サンプル＃３が２８６％に大幅に増加していることが確認できた。また、本実施の形態による構成によれば、磁束密度の立ち上り時間も従来のものと同等程度であることが確認できた。
また、回路入力電流とコイル共振電流の比較に関して、従来方式では、回路入力電流Ｉinは０．１４７Ａ（実効値）であり、コイル共振電流Ｉcoilは０．３５７Ａ（実効値）である。よって、従来方式では、コイル共振電流Ｉcoilは回路入力電流Ｉinの約２.４倍であった。これに対して、本実施の形態のサンプル＃２においては、回路入力電流Ｉinは０．０３４Ａ（実効値）であり、コイル共振電流Ｉcoilは０．６６５Ａ（実効値）である。よって、コイル共振電流Ｉcoilは回路入力電流Ｉinの約２０倍である。一方、サンプル＃３では、回路入力電流Ｉinは０．０６２Ａ（実効値）であり、コイル共振電流Ｉcoilは０．６６５Ａ（実効値）である。よって、コイル共振電流Ｉcoilは回路入力電流Ｉinの約１０．７倍である。このように、本実施の形態によれば、従来方式に比べて非常に高効率に動作できることが確認できた。
本実施の形態の構成によれば、並列共振の特性により、駆動周波数変動に対するコイル共振電流の変動を低減できる。また入力電流についても入力コンデンサＣ３への電力回生が行われることから、駆動周波数変動に対する入力電流変動も比較的少なくなる。
図１１に、サンプル＃２における、駆動周波数を変動させた場合の周波数特性の実測値を示す。駆動周波数を変動させた場合に、出力される磁束密度に差異がほとんど無く、出力磁束の周波数特性が極めて安定していることが確認できる。回路入力電流については、最大値／最小値で３．５倍となった。ダンピング抵抗等の抵抗成分を極力排除した共振系としては、変動が抑制されていることが確認できた。
なお、トランスアンテナＡｔ１に対するハーフブリッジ回路の接続方法は図５に示したものに限定されず、種々の接続方法が考えられる。例えば、図１２〜図１４に、トランスアンテナＡｔ１に対するハーフブリッジ回路の他の接続の例を示す。図１２では、バイパスコンデンサＣ２が一次コイルＬ１の低圧側端と、ハーフブリッジ回路の低圧側出力端との間に挿入されている。図１３では、トランスアンテナＡｔ１が高圧側のスイッチ素子Ｑ１に並列に接続され、かつ、バイパスコンデンサＣ２が一次コイルＬ１の低圧側端と、スイッチ素子Ｑ１の低圧側端との間に挿入されている。図１４では、トランスアンテナＡｔ１が高圧側のスイッチ素子Ｑ１に並列に接続され、かつ、バイパスコンデンサＣ２が一次コイルＬ１の高圧側端と、スイッチ素子Ｑ１の高圧側端との間に挿入されている。
以上説明した構成を有する磁界発生回路は、実施の形態１に説明した効果に加えてさらに以下の効果を奏する。すなわち、従来技術では困難であった、構成がシンプルで制御も簡素なハーフブリッジ回路による並列共振回路の駆動が可能となる。このため、システムとしての利便性の向上、及びコスト低減を図ることができる。また、トランス側からの回生電流と低圧側スイッチ素子の動作区間での自励共振動作により、駆動回路に実際に供給される電流を極めて少なくでき、効率を改善することが可能となる。また周波数バラツキによる入力電流バラツキも低減することが可能となる。結果として、高効率で入力電流の周波数バラツキによる差異の少ない回路を実現できる。
（実施の形態４）
実施の形態３では、トランスアンテナＡｔ１を駆動する駆動回路として、ハーフブリッジ回路を用いたが、この駆動回路はハーフブリッジ回路に限定されず、他の種類の駆動回路を使用してもよい。例えば、実施の形態３で示した各構成において、ハーフブリッジ回路１０をフルブリッジ回路に変更してもよい。図１５に、トランスアンテナＡｔ１に対する駆動回路としてフルブリッジ回路を適用した構成を示す。
図１５に示すように、フルブリッジ回路１２は、入力コンデンサＣ３と、４のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するゲート駆動回路ＧＤとを備える。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続され、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は直列に接続される。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路とは並列に接続される。トランスアンテナＡｔ１は実施の形態１で説明したものと同様である。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の接続点は、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の高圧側端に接続され、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４の接続点は、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の低圧側端に接続される。
フルブリッジ回路１２は、直流電源ＤＣ１からの直流電圧を入力コンデンサＣ３を介して入力し、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ駆動することで、入力した直流電圧から所望の駆動周波数の矩形波交流電圧を生成する。生成された矩形波交流電圧はトランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に印加され、これにより、二次コイルＬ２に正弦波共振電流を発生させ、空間に交流磁界を発生させる。フルブリッジ回路１２に対しても、ハーフブリッジ回路１０の場合と同様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２およびＱ３、Ｑ４のオンデューティ比を適切な値、ここでは１０％〜４５％に設定して駆動する。
このとき、トランスアンテナＡｔ1の一次コイルＬ１には、直流電源ＤＣ１が供給する電圧（すなわち、回路入力電圧）の振幅の２倍の振幅の交流電圧が印加される。トランスアンテナＡｔ1は“トランス”としての機能を有するため、入力電圧が２倍になれば出力電圧も２倍となる。このため、本構成により、容易にコイル電流すなわち空間磁束密度を増加させることが可能となる。トランスアンテナＡｔ１の仕様を変えて出力電圧が変わらないように調整すると、逆にスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４一個当たりの電流は約１／２となるため、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に必要な電流値が下がり、より性能の低い仕様の（すなわち、安価な）スイッチ素子を使用することが可能となる。
図１６に、直流電源ＤＣ１からゲート駆動回路ＧＤへの回路入力電流Iin、トランス入力電流Itr、及び二次コイルＬ２コイル共振電流Icoilの電流波形のシミュレーション結果を示す。
図１５に示す回路構成において、オンデューティ比２５％の矩形波電圧を印加したときのシミュレーションを行った。図１７に、そのシミュレーション結果を示す。なお、図１７では、実施の形態４の回路構成によるシミュレーション結果に加えて、比較のために、実施の形態３の構成によるシミュレーション計算も合わせて示している。使用したトランスアンテナＡｔ１の仕様は、二次コイルＬ２のインダクタンス値（Ｌ２）＝１６６μＨ、コンデンサＣ１の容量（Ｃ１）＝１０ｎＦ、トランスＴｘ1の巻数比Ｎ２／Ｎ１＝３５でコアの長さ９０ｍｍとした。駆動回路（ハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路）のみが異なっている。実施の形態３に対して、実施の形態４の結果では、フルブリッジ回路１２への入力電流比は約３４０％となっている。一方、トランスアンテナＡｔ1への入力電流比は１４０％にとどまっている。これはフルブリッジ回路１２により各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の電流ピーク値が減少したことを示している。また空間磁束密度比は１９８％となり、大きく増加していることが確認できる。以上より、トランスアンテナＡｔ１とフルブリッジ回路１２の組み合わせが、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の電流の電流値の低減や空間磁束密度の増加に大きな効果が有ることが確認できた。
本実施の形態の構成によれば、実施の形態１及び３の構成による効果に加えてさらに以下の効果を奏する。フルブリッジ回路１２を使用することにより、一次コイルＬ１に印加される電圧が、直流電源ＤＣ１の電圧に対して実質的に２倍となる。このことから、コイル出力電流を更に増加させることが可能となる。逆に、コイル電流出力を同等とする場合、各スイッチ素子に対する最大のドレイン電流を１／２にすることが可能となり、低い性能のスイッチ素子やＩＣの使用が可能となり、よって、スイッチ素子等の選定が容易になる。
（実施の形態５）
実施の形態３で示した各構成において、トランスアンテナＡｔ１に対する駆動回路として、ハーフブリッジ回路１０に代えてダブルフォワード回路を使用してもよい。
図１８に、トランスアンテナＡｔ１に対する駆動回路としてダブルフォワード回路を適用した構成を示す。ダブルフォワード回路１４は、入力コンデンサＣ３と、スイッチ素子Ｑ１とダイオードの直列回路と、ダイオードＤ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御するゲート駆動回路ＧＤとを備える。スイッチ素子Ｑ１とダイオードＤ１の直列回路と、ダイオードＤ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とは並列に接続される。トランスアンテナＡｔ１は実施の形態１で説明したものと同様である。スイッチ素子Ｑ１とダイオードＤ１の接続点は、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の高圧側端に接続される。ダイオードＤ２とスイッチ素子Ｑ２の接続点は、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の低圧側端に接続される。
ダブルフォワード回路１４は、トランスアンテナＡｔ1を駆動する場合、実施の形態３のハーフブリッジ回路１０による駆動とほぼ同様の動作を行う。すなわち、ダブルフォワード回路１４に対しても、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティ比を適切な値（ここでは１０％〜４５％）に設定して駆動する。本実施の形態による構成によっても、実施の形態３の構成と同様の効果を奏する。
（実施の形態６）
実施の形態３で示した各構成において、トランスアンテナＡｔ１に対する駆動回路として、ハーフブリッジ回路１０に代えてプッシュプル回路を使用してもよい。
図１９に、トランスアンテナＡｔ１に対する駆動回路としてプッシュプル回路１６を適用した構成を示す。図１９において、プッシュプル回路１６は、入力コンデンサＣ３と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御するゲート駆動回路ＧＤとを備える。トランスアンテナＡｔ１のトランスＴｘ１１は、一次コイルは、第１のコイル部分Ｌ１１と第２のコイル部分Ｌ１２とを含む。スイッチ素子Ｑ２は、第２のコイル部分Ｌ１２の低圧側において第２のコイル部分Ｌ１２と直列に接続される。スイッチ素子Ｑ１は、一次コイルＬ１及びスイッチ素子Ｑ２からなる直列回路に並列に接続される。直流電源ＤＣ１の高圧側出力端は、第１のコイル部分Ｌ１１と第２のコイル部分Ｌ１２の接続点に接続される。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の低圧側端は、直流電源ＤＣ１の低圧側出力端に接続される。
このようなプッシュプル回路１６に対しても、ハーフブリッジ回路１０の場合と同様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティ比を適切な値（ここでは１０％〜４５％）に設定して駆動する。このプッシュプル回路１６によっても、実施の形態４のフルブリッジ回路と同様に、トランスアンテナＡｔ１への印加電圧を回路入力電圧の実質的に２倍にすることができる。よって、コイル出力電流を増加すること、すなわち、入力電流を低減することが可能になる。また、フルブリッジ回路と比較して、半分の数（２個）のスイッチ素子で同等の機能を実現する回路動作を実現することが可能となる。プッシュプル回路１６を備えた場合の装置の動作は実施の形態４のものとほぼ同様である。
（実施の形態７）
実施の形態２では、並列共振コイルアンテナＡｔ２を正弦波交流電圧により駆動した。並列共振コイルアンテナＡｔ２を、実施の形態３〜６で開示したように矩形波交流電圧により駆動することもできる。すなわち、実施の形態３〜６で示した構成において、トランスアンテナＡｔ１を、実施の形態２で示した並列共振コイルアンテナＡｔ２と昇圧トランスＴｘ２により置き換えてもよい。このような構成であっても、実施の形態３〜６と同様の効果を奏する。
図２０は、一例として、実施の形態３の図５に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１を並列共振コイルアンテナＡｔ２と昇圧トランスＴｘ２により置き換えた構成を示す図である。すなわち、図２０では、並列共振コイルアンテナＡｔ２をハーフブリッジ回路１０で駆動する構成を示している。ハーフブリッジ回路１０は実施の形態３と同様に動作させる。すなわち、２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を、互いに逆相でかつオンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動する。これにより、実施の形態３と同様の効果を奏する。
なお、本実施の形態における昇圧トランスＴｘ２の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２間のリーケージインダクタンスは、実施の形態３で説明したトランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２間のリーケージインダクタンスと同等の作用を発揮する。
本実施の形態の構成によれば、従来のコイルアンテナにおけるコイルとコンデンサの接続を直列から並列に変更するだけで、本実施の形態の構成に適用することが可能となる。また、結合の良い閉磁路トランスにより、巻数比(昇圧比)によって、コイル入力電圧を調整できるため、コイル共振電流の調整が容易となる。
実施の形態３〜６では、トランスアンテナＡｔ１によりＬＣ並列共振回路に高電圧を印加していた。これに対して、本実施の形態では、昇圧トランスＴｘ２を用いることにより、ＬＣ並列共振回路に高電圧を供給することが可能となり、必要な共振電流を得ることができる。本実施の形態の磁界発生回路の駆動回路は、実施の形態２、３〜６の場合と同様に動作させて、空間に交流磁界を発生させる。
（実施の形態８）
実施の形態２に開示した並列共振コイルアンテナＡｔ２と、所定のインダクタンス値を有するコイルとを、実施の形態３〜６に記載の各種駆動回路（すなわち、図５、１２〜１５、１８、１９に示す駆動回路）と接続してもよい。
図２１に、一例として、並列共振コイルアンテナＡｔ２と、所定のインダクタンス値を有するコイルＬ４とを、駆動回路の一例としてフルブリッジ回路１２に接続した構成を示す。並列共振コイルアンテナＡｔ２の並列共振周波数は駆動周波数とほぼ等しくなるように設定される。フルブリッジ回路１２を実施の形態３〜６の場合と同様に動作させて、並列共振コイルアンテナＡｔ２及びコイルＬ４に対して矩形波交流電圧を供給することにより、並列共振コイルアンテナＡｔ２から空間に交流磁界を発生させることができる。
なお、本実施の形態におけるコイルＬ４のインダクタンスは、実施の形態３で説明したトランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２間のリーケージインダクタンスと同等の作用を発揮する。
上記の実施の形態では、トランスアンテナＡｔ１あるいは昇圧トランスＴｘ２にて高電圧及び入力電流ピークの制限を実現してきた。一方、駆動回路への入力電圧がＬＣ並列共振回路にとって十分な大きさである場合、前述のような高電圧を得る方法は必要がない。よって、入力電流ピークを制限する一次コイルＬ１を、駆動回路１０、１２、…と、並列共振コイルアンテナＡｔ２との間に挿入することによって、実施の形態３〜６と同様の動作を実現することが可能となり、同様の効果を奏する。従来のコイルアンテナにおけるコイルとコンデンサの接続を直列から並列に変更するだけで、本実施の形態の構成に転用することが可能となる。
（実施の形態９）
図２２は、磁界発生回路の別の構成を示す図である。本実施の形態の磁界発生回路は、第１のコイルＬ１２と第２のコイルＬ２２を直列に接続し、第２のコイルＬ２２と並列に共振コンデンサＣ１を接続してなる並列共振コイルアンテナＡｔ３を備える。第１のコイルＬ１２と第２のコイルＬ２２は同じ開磁路コアの外周に巻線を巻回して形成される。並列共振コイルアンテナＡｔ３には、実施の形態３〜６で示された各種の駆動回路１０〜１６が接続される。図２２は、一例として、並列共振コイルアンテナＡｔ３に、駆動回路としてフルブリッジ回路１２を接続した例を開示している。
並列共振コイルアンテナＡｔ３の並列共振周波数は駆動周波数とほぼ等しくなるように設定される。本実施形態においても、駆動回路は実施の形態３〜６の場合と同様に動作し、並列共振コイルアンテナＡｔ３から空間に交流磁界を発生させる。例えば、並列共振コイルアンテナＡｔ３に駆動回路としてハーフブリッジ回路が接続された場合、２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、互いに逆相でかつオンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動される。
なお、本実施の形態における並列共振コイルアンテナＡｔ３の第１のコイルＬ１２は、実施の形態３で説明したトランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２間のリーケージインダクタンスと同等の作用を発揮する。
本実施の形態の構成によっても、実施の形態３〜６と同様の効果がある。本実施の形態の構成において、ピーク電流制限用のコイルＬ２２を並列共振コイルアンテナに内蔵することにより、実施の形態８の構成に対して、コストダウンや設置スペースの削減においてより効果がある。
（実施の形態１０）
実施の形態３〜９の磁界発生回路において、直流電源ＤＣ１と、入力コンデンサＣ３とスイッチ素子Ｑ１の接続点との間に、直流電源ＤＣ１の出力電圧を調整する電圧調整回路を挿入してもよい。図２３は、一例として、実施の形態３（図５）の磁界発生回路の構成において電圧調整回路２０を挿入した構成を示す。図２４は、一例として、実施の形態８（図２１）の磁界発生回路の構成において電圧調整回路２０を挿入した構成を示す。電圧調整回路２０により出力電圧を調整することにより、トランスアンテナＡｔ１または並列共振コイルアンテナＡｔ２に流れる電流を調整し、空間に発生させる交流磁界の強度の調整を可能する。
実施の形態１、２のような正弦波の駆動電圧を供給する場合、並列共振の特徴から駆動周波数と共振周波数のずれの程度に関わらず、コイル共振電流は、アンテナへの入力電圧にほぼ比例する。さらには実施の形態３〜９のようにブリッジ回路などを使用した駆動方式においても、駆動周波数と並列共振回路の並列共振周波数とのずれの程度に係らず、コイル共振電流はブリッジ回路などへの入力電圧にほぼ比例する(図１０参照)。このことから本実施の形態のようにブリッジ回路等への入力電圧を電圧調整回路２０によって調整することにより、並列共振電流すなわち空間磁界強度を調整することが可能となる。
さらに、電圧調整回路２０の出力電圧と空間磁界強度がほぼ比例する。このことから、あらかじめ電圧調整回路２０の出力電圧と空間磁界強度の相関性を把握し、電圧調整回路２０の出力電圧を所望の値に設定しておけばよい。これにより、コイル電流や空間磁界の検知とフィードバック制御をすることなく、空間磁界強度を自在に調整することが可能となる。すなわち、コイル電流や空間磁界強度の検出やフィードバックを行わずに、所望の空間磁界強度を発生させることが可能となるため、システムの簡素化やコストダウンに効果がある。
（実施の形態１１）
本実施の形態では、電圧調整回路２０を備えた実施の形態１０の構成において、さらに共振電流を測定するための抵抗(以下「電流モニタ用抵抗」と呼ぶ)を備えた構成を説明する。具体的には、実施の形態１０の構成において、トランスアンテナＡｔ１もしく並列共振コイルアンテナＡｔ２の共振電流（コイル電流）を測定するために、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２または並列共振コイルアンテナＡｔ２のコイルに電流モニタ用抵抗を直列に接続する。
例えば、図２５（Ａ）に示すように、図２３に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２に電流モニタ用抵抗Ｒ１１を接続してもよい。電流モニタ用抵抗Ｒ１１の両端電圧をモニタリングすることにより、コイル電流を測定し、その測定値を電圧調整回路２０にフィードバックする。電圧調整回路２０は、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２に流れる共振電流に基づき、駆動回路（図２５（Ａ）の例ではハーフブリッジ回路１０）への入力電圧を制御する。これにより、より高精度なコイル電流制御を可能とする。
なお、図２５（Ｂ）に示すように、図２３に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１を測定するために、トランスアンテナＡｔ１の共振コンデンサＣ１に電流モニタ用抵抗Ｒ１１を直列に接続してもよい。この場合であっても、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２に電流モニタ用抵抗Ｒ１１を直列に接続した場合（図２５（Ａ））と同等の効果を得ることが出来る。
または、図２４に示す構成において並列共振コイルアンテナＡｔ２の共振電流を測定するために、並列共振コイルアンテナＡｔ２のコイルＬ３に電流モニタ用抵抗Ｒ１１を直列に接続してもよい。この場合であっても同様の効果を得ることが出来る。
電流モニタ用抵抗Ｒ１１は、トランスアンテナＡｔ１や並列共振コイルアンテナＡｔ２内に配置しても、それらのアンテナＡｔ１、Ａｔ２の外部に配置してもよい。
並列共振では入力電流と共振電流（コイル電流）の値が異なる。トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２または並列共振コイルアンテナＡｔ２もしくは共振コンデンサＣ１に直列に接続された電流モニタ用抵抗Ｒ１１の両端電圧を測定することにより、共振電流を測定することが可能となる。なお、電流モニタ用抵抗Ｒ１１には、例えば、共振電流の出力を損失の発生妨げず、かつ発生電圧が測定に適した値となるような抵抗値を有するものを使用する。
（実施の形態１２）
実施の形態３〜１１の構成において、駆動回路として、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路またはダブルフォワード回路を用いている構成において、磁界発生動作の終了後に、駆動回路におけるスイッチ素子を短絡するように制御してもよい。
例えば、駆動回路としてハーフブリッジ回路を使用する場合、図５及び図１２に示す構成では、ゲート駆動回路ＧＤにより、磁界発生動作終了後に、スイッチ素子Ｑ２を短絡させる。また、図１３及び図１４に示す構成では、磁界発生動作終了後に、ゲート駆動回路ＧＤによりスイッチ素子Ｑ１を短絡させる。図１５に示すようなフルブリッジ回路を使用する構成の場合、磁界発生動作終了後に、ゲート駆動回路ＧＤによりスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４を短絡させる。図１８に示すような、ダブルフォワード回路を使用する構成の場合、磁界発生動作終了後に、ゲート駆動回路ＧＤによりスイッチ素子Ｑ２を短絡させる。このような短絡動作により、トランスアンテナＡｔ１または並列共振コイルアンテナＡｔ２に残存する共振電流を強制的に放電し、立ち上がり時間を大幅に短縮することが可能となる。
並列共振回路がもつ課題として共振電流の立下り時間が長いという点がある。特に実施の形態３〜１１において駆動回路の動作が停止した状態、すなわち全てのスイッチ素子が電気的に開放状態となると、トランスアンテナＡｔ１あるいは昇圧トランスＴｘ２の一次コイル端が開放されることなり、コイル共振電流は共振系のもつ抵抗損失分のみでしか減衰しない。そのままでは一般的はＬＦ通信システムが要求する１００μｓ以下の時定数を満足できない。
そこで上述のように一次コイルＬ１を電気的に短絡することで、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２の共振電流や並列共振コイルアンテナＡｔ２の共振電流が、トランスアンテナＡｔ１や昇圧トランスＴｘ２を介して、一次側で短絡放電することが可能となる。これにより共振電流を速やかに減衰させ、磁界強度の立下り時間短縮を実現される。
図１５に示す、トランスアンテナＡｔ１及びフルブリッジ回路１２を備えた実施の形態４の構成において、本実施の形態のスイッチ素子の短絡制御を適用してシミュレーションを行った。そのシミュレーション結果を以下に示す。図２６は、シミュレーションにおけるスイッチ素子Ｑ２及びＱ４のゲート信号波形を示す。磁界発生動作停止後(スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２へのゲート信号オフ後)に、スイッチ素子Ｑ２のゲート及びスイッチ素子Ｑ４のゲートにのみ、オン信号を入力し、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４を電気的に短絡させている。この動作例では、０．１ｍｓ〜０．６ｍｓまでの期間、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４を通常のオン動作を行い、０．６ｍｓ〜０．９ｍｓまでの期間、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４を放電動作(Ｑ２、Ｑ４のみオン)させている。なお、０．９ｍｓ経過後から次の動作が始まるまでの期間、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオンさせておいてもよい。すなわち、０．６ｍｓ〜０．９ｍｓまでの期間においてスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオンさせておけばよく、その後はスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４はオンさせてもオフさせてもよい。
図２７に、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２の共振電流のシミュレーション結果を示す。図２７（Ａ）はスイッチ素子の短絡動作がない場合を示し、図２７（Ｂ）はスイッチ素子の短絡動作がある場合を示す。図２７（Ａ）に示すように、短絡動作がない場合、磁界発生動作終了時である０．６ｍｓ以降もコイル電流の共振が継続している。これに対して、図２７（Ｂ）に示すように、短絡動作を実施した場合、磁界発生動作終了後、共振電流が速やかに減衰していることが分かる。
（実施の形態１３）
本実施の形態では、共振電流を速やかに減少させるための、実施の形態１２とは異なる他の構成を説明する。
本実施の形態では、実施の形態３，４，５、７，８，９，１０，１１において駆動回路の出力と、トランスアンテナＡｔ１もしくは昇圧トランスＴｘ２の一次側とが接続される回路部において、電気的あるいは機械的に短絡可能なスイッチを挿入する。図２８〜図３１に、本実施の形態の思想を、トランスアンテナＡｔ１を含む磁界発生回路に適用したときの構成例を示す。スイッチは例えばＦＥＴやリレーで構成できる。
図２８に示す構成は、駆動回路としてハーフブリッジ回路を備える図５に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に並列にスイッチＳ１が接続されている。さらに、図２８に示す構成において、スイッチＳ１のオン・オフを制御するスイッチ制御回路ＳＣが設けられている。スイッチ制御回路ＳＣは磁界発生回路の磁界発生動作終了後、スイッチＳ１をオンする。これにより、一次コイルＬ１が短絡され、一次コイルＬ１を流れる共振電流を強制的に放電できる。
図２９に示す構成は、駆動回路としてフルブリッジ回路を備える図１５に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の高圧側端と、グランド電位（直流電源ＤＣ１の低圧側出力端）との間にスイッチＳ１が接続されている。また、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の低圧側端と、グランド電位点との間にスイッチＳ２が接続されている。さらに、スイッチＳ１、Ｓ２のオン・オフを制御するスイッチ制御回路ＳＣが設けられている。スイッチ制御回路ＳＣは磁界発生回路の磁界発生動作終了後、スイッチＳ１及びＳ２をオンする。これにより、一次コイルＬ１が短絡され、一次コイルＬ１を流れる共振電流を強制的に放電できる。
図３０に示す構成は、駆動回路としてフルブリッジ回路を備える図１５に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１に並列にスイッチＳ１が接続されている。さらに、スイッチＳ１のオン・オフを制御するスイッチ制御回路ＳＣが設けられている。スイッチ制御回路ＳＣは磁界発生回路の磁界発生動作終了後、スイッチＳ１をオンする。これにより、一次コイルＬ１が短絡され、一次コイルＬ１を流れる共振電流を強制的に放電できる。
図３１に示す構成は、駆動回路としてダブルフォワード回路を備える図１８に示す構成において、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の低圧側端と、グランド電位（直流電源ＤＣ１の低圧側出力端）との間にスイッチＳ１が接続されている。さらに、スイッチＳ１のオン・オフを制御するスイッチ制御回路ＳＣが設けられている。スイッチ制御回路ＳＣは磁界発生回路の磁界発生動作終了後、スイッチＳ１をオンする。これにより、一次コイルＬ１の低圧側端がグランドに接続され、ダイオードＤ１、一次コイルＬ１、スイッチＳ１の電流経路が形成され、この経路において共振電流を強制的に放電させることができる。
以上のような構成において、磁界発生動作終了後に、スイッチＳ１及びＳ２を短絡させることにより、トランスアンテナＡｔ１（もしくは並列共振コイルアンテナＡｔ２）に残存する共振電流を強制的に放電でき、共振電流の立ち下がり時間を大幅に短縮することができる。
（実施の形態１４）
駆動回路としてハーフブリッジ回路を備え、さらに、実施の形態１２で示したスイッチ素子の短絡制御を行う場合において、共振電流をより速やかに減衰させるために、ハーフブリッジ回路におけるバイパスコンデンサＣ２に並列にダイオードを接続してもよい。
例えば、図３２に示すように、バイパスコンデンサＣ２に並列にダイオードＤ１を接続してもよい。このとき、ダイオードＤ１のカソードがハーフブリッジ回路のスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の接続点に接続され、ダイオードＤ１のアノードがトランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１の高圧側端に接続される。
上記構成を有する磁界発生回路では、実施の形態１２で説明したように磁界発生期間が終了後に共振電流を放電するためにスイッチ素子Ｑ２を短絡する。
ここで、駆動回路としてハーフブリッジ回路１０を使用した場合、ハーフブリッジ回路１０とアンテナＡｔ１に直列に接続されるバイパスコンデンサＣ２が必要となる。バイパスコンデンサＣ２はハーフブリッジ回路１０の動作にともない電荷を蓄積する。よって、上記のようなダイオードＤ１を設けない場合、磁界発生期間の終了後に共振電流を放電するためにスイッチ素子Ｑ２を電気的に短絡しても、バイパスコンデンサＣ２に充電されている電荷のために、バイパスコンデンサＣ２と一次コイルＬ１間で直流共振現象が発生してしまい、共振電流が速やかに減衰しないという問題が発生する場合がある。本実施の形態では、ダイオードＤ１を設けることでこの課題を解決する。
磁界発生期間の終了後にスイッチ素子Ｑ２を短絡させると、バイパスコンデンサＣ２と一次コイルＬ１により直列共振電流Ｉrが発生し、バイパスコンデンサＣ２の両端にはＶ＝±Ｉr／２πｆＣ２のピーク値を有する正弦波交流電圧Ｖが発生する。ダイオードＤ１に順電圧が印加される期間に、共振電流がダイオードＤ１を介してスイッチ素子Ｑ２に放電され、一次コイルＬ１の共振電流を速やかに減衰させることが可能となる。このように、磁界発生期間の終了後にスイッチ素子Ｑ２を短絡した際に、ダイオードＤ１を介して、バイパスコンデンサＣ２と並列共振回路間に発生する共振電流が速やかに放電される。このため、共振電流の立下り時間を大幅に短縮することができる。
図５に示す構成（ダイオードＤ１なし）と図３２に示す構成（ダイオードＤ１あり）のそれぞれにおいて、実施の形態１２で示した短絡制御を行った場合の共振電流の変化についてのシミュレーション結果を図３３に示す。図３３（Ａ）は、バイパスコンデンサＣ２に並列に接続されたダイオードＤ１を有しない図５に示す構成において、実施の形態１２で示した短絡制御を行った場合のシミュレーション結果である。図３３（Ｂ）は、バイパスコンデンサＣ２にダイオードＤ１が並列に接続された図３２に示す構成において、実施の形態１２で示した短絡制御を行った場合のシミュレーション結果である。図３３（Ａ）、（Ｂ）はともに、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２の共振電流のシミュレーション結果を示す。この動作例では、０．１ｍｓ〜０．６ｍｓまでの期間、通常のオン動作を行い、０．６ｍｓ〜１．０ｍｓまでの期間、放電動作(スイッチ素子Ｑ２のみオン)を行っている。図３３（Ａ）に示すように、バイパスコンデンサＣ２にダイオードＤ１が並列に接続されていない場合、磁界発生動作終了時の０．６ｍｓ以降減衰の程度が少なく、４００μｓかかってようやく共振電流が無くなっている。一方、図３３（Ｂ）に示すように、バイパスコンデンサＣ２にダイオードＤ１が並列に接続された場合、共振電流は４０μｓ程度の短期間で速やかに減衰していることが分かる。
(実施の形態１５)
図３４に、図５に示すハーフブリッジ回路１０とトランスアンテナＡｔ１とを含む磁界発生回路に放電抵抗Ｒ２１を追加した構成を示す。放電抵抗Ｒ２１は、低圧側のスイッチ素子Ｑ２とグランド電位を与えるグランドノードＧＮＤの接続点(Ａ点)と、スイッチ素子Ｑ１とＱ２の接続点(Ｂ点)と、トランスアンテナＡｔ１の一次コイルＬ１とグランドノードＧＮＤの接続点(Ｃ点)とを結ぶ経路上に挿入される。図３４の例では、放電抵抗Ｒ２１は１つしか挿入されていないが、２個以上の放電抵抗が挿入されてもよい。
並列共振時にはハーフブリッジ回路１０を流れる電流は非常に少なくなり、放電抵抗Ｒ２１における損失も少ない。一方、信号発生期間が終了し、スイッチ素子Ｑ１が開放となり、スイッチ素子Ｑ２が短絡となった場合、上記の経路（Ａ点、Ｂ点、Ｃ点を結ぶ経路）には二次共振電流の巻数比倍の電流が流れる。そのため放電抵抗Ｒ２１の値が小さくても素早く放電することが可能となり、トランスアンテナＡｔ１の二次コイルＬ２の共振電流は速やかに減衰することが可能となる。
図３５に、図３４の回路構成において、放電抵抗Ｒ２１が有る場合と無い場合の二次コイルＬ２に流れる共振電流のシミュレーション結果を示す。磁界発生期間（共振動作時）では、波形にほとんど差異が発生していないにも関わらず、磁界発生期間の終了後には速やかに共振電流が減衰した。
図３６に、図１５に示すフルブリッジ回路１２とトランスアンテナＡｔ１とを含む磁界発生回路に放電抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３を追加した構成を示す。放電抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３は、スイッチ素子Ｑ２とグランドノードＧＮＤの接続点(Ａ点)と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の接続点(Ｂ点)と、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４の接続点(Ｃ点)と、スイッチ素子Ｑ４とグランドノードＧＮＤの接続点(Ｄ点)とを結ぶ電流経路上に挿入されている。ここで、放電抵抗は、前述した電流経路上に少なくとも１つ挿入されればよい。
図３７に、図３６の回路構成において、放電抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３が有る場合と無い場合の二次コイルＬ２の共振電流のシミュレーション結果を示す。フルブリッジ回路１２においても、共振時の波形にはほとんど差異が発生していないにも関わらず、磁界発生期間終了後には速やかに共振電流が減衰することが分かる。
図３８に、図１８に示す、ダブルフォワード回路１４とトランスアンテナＡｔ１を含む磁界発生回路に放電抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３を追加した構成を示す。このような回路においても、図３４または図３６に示す回路構成の場合と同様の効果を奏する。
図３９に、図２８に示す回路において、共振電流放電用のスイッチＳ１に直列に放電抵抗Ｒ２１を挿入した磁界発生回路を示す。図３９は、図２８に示すハーフブリッジ回路１０にスイッチＳ１と放電抵抗Ｒ２１を挿入した構成と同じである。このような回路においても、図３４、図３６または図３８に示す回路構成の場合と同様の効果を奏する。なお、図２９〜図３１に示す回路構成においても同様に放電抵抗を挿入してもよい。
（本開示）
上記の実施の形態において以下の思想が開示されている。
（１）上記の実施の形態において以下の第１の磁界発生回路が開示されている（実施の形態１、３〜６参照）。
第１の磁界発生回路は、
一次コイル(L1)と二次コイル(L2)とを含むトランス(Tx1)と、トランスの二次コイル(L2)に並列に接続された共振コンデンサ(C1)とを含み、磁界を発生するトランスアンテナ(At1)と、
トランスアンテナ(At1)の一次コイル(L1)に駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路(AC1,DC1+10,12,14,16)と、を備える。
二次コイル(L2)と共振コンデンサ(C1)で構成される並列共振回路の共振周波数が、交流電源回路(AC1)から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
（２）（１）の磁界発生回路において、交流電源回路は正弦波交流電圧を出力する回路(AC1)であってもよい。
（３）（１）の磁界発生回路において、交流電源回路は、直流電圧を出力する直流電源(DC1)と、前記直流電圧を所定の周波数の矩形波交流電圧に変換し、出力する駆動回路(10,12,14,16)とを含んでもよい（図５、１２〜１４、１５、１８、１９参照）。
（４）（３）の磁界発生回路において、駆動回路は、例えば、ハーフブリッジ回路(10)、フルブリッジ回路(12)、ダブルフォワード回路(14)またはプッシュプル回路(16)である（図５、図１５、図１８、図１９参照）。
（５）（３）の磁界発生回路において、駆動回路は、直流電源(DC1)の高圧側出力端と低圧側出力端との間に直列に接続された高圧側のスイッチ素子及び低圧側のスイッチ素子(Q1,Q2)と、高圧側及び／または低圧側のスイッチ素子と一次コイル(L1)との間に挿入されたバイパスコンデンサ(C2)とを含むハーフブリッジ回路(10)であってもよい。この場合、さらに、高圧側及び／または低圧側のスイッチ素子にカソードが接続され、一次コイル(L1)にアノードが接続されるように、バイパスコンデンサ(C2)に並列にダイオード(D1)が接続されてもよい（実施の形態１４参照）。
（６）（４）または（５）の磁界発生回路において、駆動回路は、オンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動されてもよい（図１５、１８、１９参照）。
（７）（３）〜（６）のいずれかの磁界発生回路において、直流電源(DC1)からの直流電圧を受けて、駆動回路へ出力する直流電圧を調整する電圧調整回路(20)をさらに備えてもよい（実施の形態１０参照）。
（８）（７）の磁界発生回路において、二次コイルに流れる共振電流を検出するための電流検出用抵抗(R11)をさらに備えてもよい。電圧調整回路(20)は、電流検出用抵抗による検出値に基づき駆動回路へ出力する直流電圧を制御してもよい（実施の形態１１参照）。
（９）（３）〜（８）のいずれかの磁界発生回路において、駆動回路(10,12,14,16)は、直流電源の高圧側出力端と低圧側出力端との間に直列に接続された高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子(Q1,Q2,..)と、高圧側及び低圧側スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路(GD)とを備えてもよい。ゲート駆動回路(GD)は、駆動回路(10,12,14,16)による磁界発生動作の終了後、高圧側及び低圧側スイッチ素子のいずれかをオンして短絡させてもよい（実施の形態１２参照）。
（１０）（３）〜（８）のいずれかの磁界発生回路において、一次コイルの高圧側端と低圧側端の間に接続され、または、一次コイルの低圧側端とグランド電位間に接続されたスイッチ(S1,S2)と、スイッチを制御するスイッチ制御回路(SC)とをさらに備えてもよい。スイッチ制御回路(SC)は、駆動回路(10,12,14)による磁界発生動作の終了後、スイッチをオンして、一次コイルの高圧側端と低圧側端の間を短絡し、または、一次コイルの低圧側端をグランド電位に接続してもよい（実施の形態１３参照）。
（１１）（７）〜（９）のいずれかの磁界発生回路において、駆動回路において、グランド電位を与えるグランドノード(GND)と、グランドノードに一端が接続されたスイッチ素子(Q2,Q4)と、トランスアンテナの一次巻線(L1)とを含む電流経路において、放電抵抗（R21,R22,R23）が直列に挿入されてもよい（実施の形態１５参照）。
（１２）さらに、上記の実施の形態は下記の第２の磁界発生回路の構成を開示する（実施の形態２、７参照）。
第２の磁界発生回路は、
一次コイル(L1)と二次コイル(L2)とを含む昇圧トランス(Tx2)と、
第３のコイル(L3)と、前記第３のコイル(L3)に並列接続された共振コンデンサ(C1)とを含み、磁界を発生する並列共振コイルアンテナ(At2)と、
昇圧トランス(Tx2)に駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路(AC1)と、を備える。
二次コイル(L2)と並列共振コイルアンテナ(At2)で構成される共振回路の共振周波数が、交流電源回路(AC1)から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
（１３）（１２）の磁界発生回路において、交流電源回路(AC1)は正弦波交流電圧を出力する回路であってもよい（実施の形態２参照）。
（１４）さらに、上記の実施の形態は下記の第３の磁界発生回路の構成を開示する（（実施の形態８、９参照）。
第３の磁界発生回路は、
第１のコイル(L4,L1)と、
第２のコイル(L3,L2)と、前記第２のコイル(L3,L2)に並列接続された共振コンデンサ(C1)とを含み、磁界を発生する並列共振コイルアンテナ(At2,At3)と、
並列共振コイルアンテナ(At2,At3)に駆動電圧として矩形波交流電圧を供給する交流電源回路と、を備える。
記並列共振コイルアンテナ(At2, At3)の共振周波数が、交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と略等しく設定される。
（１５）（１４）の磁界発生回路において、第１のコイルと第２のコイルは同一の閉磁路コアの外周に形成されてもよい。
（１６）（１２）または（１５）の磁界発生回路において、交流電源回路は、直流電圧を出力する直流電源(DC1)と、直流電圧を所定の周波数の矩形波交流電圧に変換し、出力する駆動回路(10,12,14,16)とを含んでもよい。
（１７）（１６）の磁界発生回路において、駆動回路は、ハーフブリッジ回路(10)、フルブリッジ回路(12)、ダブルフォワード回路(14)またはプッシュプル回路(16)であってもよい。
（１８）（１７）の磁界発生回路において、駆動回路は、オンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動されてもよい。
以上、本発明の具体的な例示として、実施の形態１〜１５を説明した。しかしながら、本発明は、上記実施の形態に限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行った実施の形態にも適用可能である。また、上記実施の形態１〜１５で説明した各構成要素を互いに組み合わせて、新たな実施の形態とすることも可能である。すなわち、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。
１０ ハーフブリッジ回路
１２ フルブリッジ回路
１４ ダブルフォワード回路
１６ プッシュプル回路
２０ 電圧調整回路
ＡＣ１ 交流電源回路
Ａｔ１ トランスアンテナ
Ａｔ２、Ａｔ３ 並列共振コイルアンテナ
Ｌ１ トランスアンテナの一次コイル
Ｌ２ トランスアンテナの二次コイル
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ２ バイパスコンデンサ
Ｃ３ 入力コンデンサ
ＤＣ１ 直流電源
ＧＤ ゲート駆動回路
Ｒ１１ 電流モニタ用抵抗
ＳＣ スイッチ制御回路
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ素子
Ｔｘ１、Ｔｘ２ トランス

Claims (17)

  1. 一次コイルと二次コイルとを含むトランスと、前記トランスの二次コイルに並列に接続された共振コンデンサとを含み、磁界を発生するトランスアンテナと、
    前記トランスアンテナの一次コイルに駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路と、を備え、
    前記二次コイルと前記共振コンデンサで構成される並列共振回路の共振周波数が、前記交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と等しく設定され、
    前記交流電源回路は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を所定の周波数の矩形波交流電圧に変換し、出力する駆動回路とを含む、
    磁界発生回路。
  2. 前記交流電源回路は正弦波交流電圧を出力する回路である、請求項１記載の磁界発生回路。
  3. 前記駆動回路は、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、ダブルフォワード回路またはプッシュプル回路である
    請求項１記載の磁界発生回路。
  4. 前記駆動回路は、前記直流電源の高圧側出力端と低圧側出力端との間に直列に接続された高圧側スイッチ素子及び低圧側スイッチ素子と、前記高圧側及び／または低圧側スイッチ素子と前記一次コイルとの間に挿入されたバイパスコンデンサとを含むハーフブリッジ回路であり、
    前記高圧側及び／または低圧側スイッチ素子にカソードが接続され、前記一次コイルにアノードが接続されるように、前記バイパスコンデンサに並列にダイオードが接続された、
    請求項１に記載の磁界発生回路。
  5. 前記駆動回路は、オンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動される、請求項３または４記載の磁界発生回路。
  6. 前記直流電源からの直流電圧を受けて、前記駆動回路へ出力する直流電圧を調整する電圧調整回路をさらに備えた、請求項１、３〜５のいずれかに記載の磁界発生回路。
  7. 前記二次コイルに流れる共振電流を検出するための電流検出用抵抗をさらに備え、
    前記電圧調整回路は、前記電流検出用抵抗による検出値に基づき前記駆動回路へ出力する直流電圧を制御する、
    請求項６記載の磁界発生回路。
  8. 前記駆動回路は、前記直流電源の高圧側出力端と低圧側出力端との間に直列に接続された高圧側スイッチ素子と低圧側スイッチ素子と、前記高圧側及び低圧側スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路とを備え、
    前記ゲート駆動回路は、前記駆動回路による磁界発生動作の終了後、前記高圧側及び低圧側スイッチ素子のいずれかをオンして短絡させる、請求項１、３〜７のいずれかに記載の磁界発生回路。
  9. 前記一次コイルの高圧側端と低圧側端との間に接続され、または、前記一次コイルの低圧側端とグランド電位間に接続されたスイッチと、前記スイッチを制御するスイッチ制御回路とをさらに備え、
    前記スイッチ制御回路は、前記駆動回路による磁界発生動作の終了後、前記スイッチをオンして、前記一次コイルの高圧側端と低圧側端の間を短絡し、または、前記一次コイルの低圧側端をグランド電位に接続する
    請求項１、３〜７のいずれかに記載の磁界発生回路。
  10. 前記駆動回路は、グランドノードと、グランドノードに一端が接続されたスイッチ素子と、トランスアンテナの一次巻線とを含む電流経路において、放電抵抗が直列に挿入された請求項７〜９のいずれかに記載の磁界発生回路。
  11. 一次コイルと二次コイルとを含む昇圧トランスと、
    第３のコイルと、前記第３のコイルに並列接続された共振コンデンサとを含み、磁界を発生する並列共振コイルアンテナと、
    前記昇圧トランスに駆動電圧として交流電圧を供給する交流電源回路と、を備え、
    前記二次コイルと並列共振コイルアンテナで構成される共振回路の共振周波数が、前記交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と等しく設定される、
    磁界発生回路。
  12. 前記交流電源回路は正弦波交流電圧を出力する回路である、請求項１１記載の磁界発生回路。
  13. 第１のコイルと、
    第２のコイルと、前記第２のコイルに並列接続された共振コンデンサとを含み、磁界を発生する並列共振コイルアンテナと、
    前記並列共振コイルアンテナに駆動電圧として矩形波交流電圧を供給する交流電源回路と、を備え、
    前記並列共振コイルアンテナの共振周波数が、前記交流電源回路から供給される交流電圧の周波数と等しく設定される、
    磁界発生回路。
  14. 前記第１のコイルと前記第２のコイルは同一の閉磁路コアの外周に形成される、請求項１３記載の磁界発生回路。
  15. 前記交流電源回路は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧を所定の周波数の矩形波交流電圧に変換し、出力する駆動回路とを含む、請求項１１または１４記載の磁界発生回路。
  16. 前記駆動回路は、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、ダブルフォワード回路またはプッシュプル回路である、
    請求項１５記載の磁界発生回路。
  17. 前記駆動回路は、オンデューティ比が１０％〜４５％の範囲内で駆動される、請求項１６記載の磁界発生回路。
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