CN110554236B - 一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测方法，包括具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法以及具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法。通过使Cp与Lpk产生谐振或者使Cp与Lp产生谐振，并使逆变器的工作频率等于该谐振频率，使得系统获得恒压或者恒流特性。本发明通过捕捉发射线圈的电流频率，可以在线式地检测发射侧的谐振频率，实现对发射端的振荡频率精确调节，并且能保证输出恒压或者恒流。
Description
技术领域
本发明涉及非接触式充电系统技术领域，特别是一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测方法。
背景技术
随着电动汽车产业的快速发展，人们对充电系统的安全性、便捷性提出了更高的要求。因此，电动汽车的非接触式充电系统也得到了越来越广泛的应用。它无须使用电缆将车辆和供电电源连接即可快速充电，可以在停车场、住宅、道路等各种场合为各类电动汽车提供充电服务，使随时随地充电变为可能。
当前，汽车无线(非接触式)充电主要有电磁感应、磁场共振以及微波式三种，其中，磁共振式充电在充电距离、效率方面具有优势。该技术是将发射线圈和接收线圈调校为一个谐振系统，当发射端的振荡频率和固有频率相同时，两个线圈同时产生谐振从而实现最大效率的能量传输。
但是，发射、接收线圈会因为传输距离、发热等因素使线圈的感量及补偿电容的容值发生变化时，共振的频率发生变化，传输效率迅速降低。因此，需要增加一个控制电路来调整发射线圈的振荡频率，使原、副两个单元的线圈工作于某一工作状态，使系统获得较优的输出性能。
现有技术中存在基于锁相环的实时频率跟踪电路，这种调谐方法利用锁相环闭环反馈控制的特性，根据发射端输出电流的频率控制PWM控制器输出驱动信号的频率，从而使系统发射端的工作频率始终与谐振频率相同。在发射线圈侧检测谐振状态，即使发射线圈和接收线圈固有的谐振频率不一致，也能通过调节频率的方式，使得发射线圈和接收线圈组成的线圈系统整体谐振，减少了线圈固有谐振频率不一致带来的影响，能够保证较大的输出功率。但基于锁相环的频率跟踪调谐方法无法保证发射线圈和接收线圈均处于谐振的状态，系统传输性能不能达到最优。在负载电阻变化时无法保证输出电压或者电流恒定。在很多的电力电子应用场合中都需要有恒压或者恒流特性，所以锁相环技术不能满足现在的需求。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提出一种无线电能传输恒压或恒流输出的频率在线检测方法，通过捕捉发射线圈的电流频率，可以在线式地检测发射侧的谐振频率，实现对发射端的振荡频率精确调节，并且能保证输出恒压或者恒流。
本发明采用以下方案实现：一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cm、整流电路、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧与所述副边补偿电容Cm并接，并分别连接至整流电路的两输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路，用以控制整流电路中开关管的工作；
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒压输出。
进一步地，所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率，具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信，令副边控制模块通过副边PWM驱动电路向整流电路中的开关管施加PWM信号，闭合整流电路中的开关管S5与开关管S7或闭合开关管S6与开关管S8来使得磁耦合系统的接收侧被短路；其中，所述S5、S6、S7、S8为整流电路中的开关管，S5的一端与S7的一端相连、S6的一端与S8的一端相连并分别作为整流电路的两个输出端，S5的另一端与S6的另一端相连、S7的另一端与S8的另一端相连，并分别作为整流电路的两个输入端；
步骤S2：原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加PWM信号，闭合开关管S1与开关管S4或闭合开关管S2与开关管S3，使输入直流电压源施加在补偿电容Cp及磁耦合系统上；其中，所述S1、S2、S3、S4为全桥逆变电路中的开关管，S1的一端与S3的一端相连、S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端，S1的另一端与S2的另一端相连、S3的另一端与S4的另一端相连并作为全桥逆变电路的两个输出端；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lpk的谐振频率。
进一步地，步骤S3具体为，采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。
本发明还提供了一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、整流电路、开关管S5、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cp、开关管S5连接至整流电路的一输入端，磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路以及开关管S5，用以控制整流电路中开关管的工作以及控制开关管S5的工作；
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒流输出。
进一步地，所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信，令副边控制模块向开关管S5的驱动电路施加PWM，断开开关管S5使得磁耦合系统的接收侧被开路；
步骤S2：原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加PWM，闭合S1与S4或闭合S2与S3，使直流电压源施加在补偿电容及磁耦合系统上；其中，S1、S2、S3、S4为全桥逆变电路中的开关管，S1的一端与S3的一端相连、S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端，S1的另一端与S2的另一端相连、S3的另一端与S4的另一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输出端；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流Ip，检测IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lp的谐振频率。
进一步地，所述步骤S3具体为采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容Cp的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。
较佳的，在本发明中，所述控制模块可以采用DSP，型号为TMS320F28335。也可以采用单片机。
与现有技术相比，本发明有以下有益效果：本发明通过DSP或单片机捕捉发射线圈的电流频率，可以在线式地检测发射侧的谐振频率，实现对发射端的振荡频率精确调节，并且能保证输出恒压或者恒流。同时使用本发明捕捉频率的电路硬件成本较低，实用性强。
附图说明
图1为本发明实施例的磁耦合系统等效模型，其中(a)为耦合互感模型，(b)为变压器漏感模型。
图2为本发明实施例的SP型漏感补偿等效模型。
图3为本发明实施例的PP型漏感补偿等效模型。
图4为本发明实施例的PP型漏感补偿等效变换模型。
图5为本发明实施例的SS型补偿拓扑。
图6为本发明实施例的PS型补偿拓扑。
图7为本发明实施例的PS型等效变换补偿拓扑。
图8为本发明实施例的具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出频率在线检测电路。
图9为本发明实施例的恒压输出型的发射侧原边等效电路(SP补偿结构)。
图10为本发明实施例的恒压输出型的发射侧原边等效电路(PP补偿结构)。
图11为本发明实施例的具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出频率在线检测电路。
图12为本发明实施例的恒流输出型的发射侧原边等效电路(SS补偿结构)。
图13为本发明实施例的恒流输出型的发射侧原边等效电路(PS补偿结构)。
图14为本发明实施例的过零比较电路。
图15为本发明实施例的分压电路。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图1所示，无线电能传输系统的磁耦合系统一般由两线圈组成，可用耦合互感模型(图1中的(a))与变压器漏感模型(图1中的(b))来描述。耦合互感模型有3参数，变压器漏感模型有4参数，因此通过二端口网络理论，得出二者各自的阻抗参数方程。根据阻抗参数矩阵相等，可以得到磁耦合系统在变压器漏感模型下的参数具有公式一的特性，即原边等效漏感Lpk，激磁电感Lm，副边等效漏感Lsk为电压转换比n的函数。
为了建立获得恒压型输出的谐振拓扑，采用补偿漏感的方式。将磁耦合系统等效为变压器漏感模型，根据公式(一)，可得出当原副边电压转换比n＝Ls/M时，漏感模型中感量参数如下公式：
由于副边等效漏感不存在，因此无需串联补偿电容，而是采用并联补偿电容Cm同Lm谐振，减小Lm所消耗的无功能量；原边加入谐振电容Cp，该电容同原边等效漏感Lpk谐振，参数按式(三)设计。因此就可构成一个串/并补偿网络，如图2所示。负载Ro两端等效为施加电压源，因此该系统具有输出恒压特性。
而对于输入端为电流源型逆变器等效电流源Iin，如图3所示。利用戴维南定理将电流源Iin与电容Cp并联电路等效为电压源与电容Cp串联的结构，如图4所示，利用漏感补偿的原理将Cp与Lpk谐振，Cm与Lm谐振，因此构成一个并/并补偿网络。负载Re两端等效为施加电压源/>系统具有恒压输出的特性。
可见，SP和PP结构中Cp与Lpk谐振的作用是使电路实现恒压输出，而Cm与Lm谐振的作用是减小电路的无功分量从而提高系统的整体效率。因此，只要能保证Cp与Lpk谐振则系统可以实现恒压输出。传统的锁相环控制技术并不能保证Cp与Lpk谐振，因而无法获得恒压输出的特性。
因此，如图8所示，本实施例提出一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cm、整流电路、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧与所述副边补偿电容Cm并接，并分别连接至整流电路的两输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路，用以控制整流电路中开关管的工作。
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒压输出。
其中，所述实时检测原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信成功后，副边控制模块通过控制整流电路中的开关管的状态来使得磁耦合系统的接收侧被短路；具体控制副边侧开关管S5、S7或S6、S8的驱动电路施加脉冲，使S5、S7或S6、S8导通；其中，所述S5、S6、S7、S8为整流电路中的开关管，S5的一端与S7的一端相连、S6的一端与S8的一端相连并分别作为整流电路的两个输出端，S5的另一端与S6的另一端相连、S7的另一端与S8的另一端相连，并分别作为整流电路的两个输入端；
步骤S2：待副边开关管动作结束后，控制原边侧开关管S1、S4或S2、S3的驱动电路施加一定的驱动电平，使开关管S1、S4或S2、S3导通，使输入直流电压源施加在补偿电容Cp及磁耦合系统上；此时，副边侧被短路，激磁电感Lm两端电压为零，因此也被短路；其中，所述S1、S2、S3、S4为全桥逆变电路中的开关管，S1的一端与S3的一端相连、S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端，S1的另一端与S2的另一端相连、S3的另一端与S4的另一端相连并作为全桥逆变电路的两个输出端；
其中，恒压输出型的发射侧原边等效电路SP补偿结构和PP补偿结构分别如图9与图10所示；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容的电流IL，检测IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lpk的谐振频率。由于实际电路中的绕组电阻r不可忽略，所得到的电路是RLC二阶电路。流经该电路的电流IL波形是幅值衰减、周期恒定的正弦波，但因r值较小该周期近似等同于LC回路的谐振周期。经过检测可获得IL的频率，该频率即为Cp与Lpk的谐振频率，也是需要采用的逆变器工作频率。
在本实施例中，步骤S3具体为，采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的CAP捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。因此，由DSP或单片机向发射侧的开关管驱动电路发送和该谐振频率相同频率的PWM波，开关管工作在和固有频率相同的振荡频率下，实现了频率跟踪的目的。此外，选择DSP作为主控制器，主要实现信号捕捉，数字处理和发送PWM脉冲等功能；信号处理电路由分压电路、过零比较电路组成。
为了建立获得恒流型输出的谐振拓扑，采用补偿自感的方式。将磁耦合系统等效为耦合互感模型。Cp为原边补偿电容，Cs为副边补偿电容。使Cp与Lp谐振，Cs与Ls谐振，即w2CpLp＝1，w2CsLs＝1。因此就可构成一个串/串补偿网络，如图5所示。负载Ro输入的电流等效为电流源因此该系统具有输出恒流特性。
而对于输入端为电流源型逆变器等效电流源Iin，如图6所示。利用戴维南定理将电流源Iin与电容Cp并联电路等效为电压源与电容Cp串联的结构，如图7所示，使Cp与Lp谐振，Cs与Ls谐振，因此构成一个并/串补偿网络。负载Ro输入的电流等效为电流源/>因此该系统具有输出恒流特性。
在SS和PS补偿结构中Cp与Lp谐振的作用是使电路实现恒流输出，而Cs与Ls谐振的作用是减小电路的无功分量从而提高系统的整体效率。因此，只要能保证Cp与Lp谐振则系统可以实现恒流输出。传统的锁相环控制技术并不能保证Cp与Lp谐振，因而无法获得恒流输出的特性。
因此，如图11所示，本实施例还提供了一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、整流电路、开关管S5、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cp、开关管S5连接至整流电路的一输入端，磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路以及开关管S5，用以控制整流电路中开关管的工作以及控制开关管S5的工作；
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒流输出。
其中，所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信成功后，副边控制模块通过控制开关管S5关断来使得磁耦合系统的接收侧被开路；
步骤S2：给原边侧开关管S1、S4或S2、S3的驱动电路施加PWM，使开关管S1、S4或S2、S3导通，使得直流电压源施加在补偿电容及磁耦合系统上；同时由于副边没有电流经过，不会在原边产生磁通量，即原边只有线圈自感Lp。由于实际电路中的绕组电阻r不可忽略，所得到的电路是RLC二阶电路。流经该电路的电流IL波形是幅值衰减、周期恒定的正弦波，但因r值较小该周期近似等同于LC回路的谐振周期。经过检测可获得IL的频率，该频率即为Cp与Lp的谐振频率，也是需要采用的逆变器工作频率。其中，恒流输出型的发射侧原边等效电路SS补偿结构与PS补偿结构分别如图12与图13所示；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容的电流IL，检测IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lp的谐振频率。
在本实施例中，所述步骤S3具体为采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的CAP捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。恒流输出型的发射侧原边等效电路和恒压输出型近似，区别在于此时原边为自感；其频率跟踪方案和恒压输出型一致。
较佳的，在本实施例中，所述控制模块可以采用DSP，型号为TMS320F28335。也可以采用单片机。
综上，对于SP、PP补偿结构其实现恒压输出的条件是：使Cp与Lpk产生谐振；而SS、PS补偿结构实现恒流输出的条件是：使Cp与Lp产生谐振。因此，实时检测Cp与Lpk的谐振频率(SP、PP补偿结构)及Cp与Lp的谐振频率(SS、PS补偿结构)，并使逆变器的工作频率等于该谐振频率时，系统可以获得恒压或恒流输出特性。
特别的，在本实施例中，如图14所示，所述过零比较电路使用的是低时延的比较器，用来将正弦信号调整为方波信号，比较器的电源电压VCC为5V。比较器A1的同相输入端为霍尔传感器输出的电压；A1的反相输入端接地。当A1同相输入端比反相输入端电位高，比较器的输出将是高电平。当同相输入端比反相输入端电位低，比较器输出低电平.
如图15所示，方波通过R1、R2的分压电路得到输出幅值为3V的方波，能够送入DSP的CAP捕获单元，再由DSP对CAP端捕获的信号进行判断处理。CAP能捕获输入波形的边沿，并记录边沿之间的时间，故CAP可用于测量数字信号的周期。将CAP捕获单元设置为上升沿触发模式，设置通用定时器为时基，一个计数周期记为T0。在第二个上升沿捕获到的计数器的值N1，通过T＝N1×T0可换算为电压频率的周期。计算得出此时谐振频率f＝1/T。最后，由DSP向发射侧的开关管驱动电路发送和该谐振频率相同频率的PWM波，令开关管S1-S4工作在和固有频率相同的振荡频率下，实现了频率跟踪的目的。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
Claims (6)
1.一种具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，其特征在于，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cm、整流电路、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧与所述副边补偿电容Cm并接，并分别连接至整流电路的两输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路，用以控制整流电路中开关管的工作；
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒压输出。
2.根据权利要求1所述的具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法，其特征在于，所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边等效漏感Lpk的谐振频率，具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信，令副边控制模块通过副边PWM驱动电路向整流电路中的开关管施加PWM信号，闭合整流电路中的开关管S5与开关管S7或闭合开关管S6与开关管S8来使得磁耦合系统的接收侧被短路；其中，所述S5、S6、S7、S8为整流电路中的开关管，S5的一端与S7的一端相连、S6的一端与S8的一端相连并分别作为整流电路的两个输出端，S5的另一端与S6的另一端相连、S7的另一端与S8的另一端相连，并分别作为整流电路的两个输入端；
步骤S2：原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加PWM信号，闭合开关管S1与开关管S4或闭合开关管S2与开关管S3，使输入直流电压源施加在补偿电容Cp及磁耦合系统上；其中，所述S1、S2、S3、S4为全桥逆变电路中的开关管，S1的一端与S3的一端相连、S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端，S1的另一端与S2的另一端相连、S3的另一端与S4的另一端相连并作为全桥逆变电路的两个输出端；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lpk的谐振频率。
3.根据权利要求1所述的具有SP和PP补偿结构的无线电能传输恒压输出的频率在线检测方法，其特征在于，步骤S3具体为，采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。
4.一种具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法，包括磁耦合系统，其特征在于，在磁耦合系统的发射侧设有直流电压源、全桥逆变电路、原边补偿电容Cp，在磁耦合系统的接收侧设有副边补偿电容Cs、整流电路、开关管S5、滤波电路以及包括锂电池组在内的负载；还包括原边控制模块、原边PWM驱动电路、电流检测电路、副边控制模块以及副边PWM驱动电路；
所述直流电压源的两端分别连接全桥逆变电路的两输入端，全桥逆变电路的一输出端经原边补偿电容Cp连接至磁耦合系统的发射侧一端，全桥逆变电路的另一输出端连接至磁耦合系统的发射侧另一端；磁耦合系统的接收侧的一端经所述副边补偿电容Cs、开关管S5连接至整流电路的一输入端，磁耦合系统的接收侧的另一端连接至整流电路的另一输入端，整流电路的输出端经滤波电路连接至包括锂电池组在内的负载；
所述电流检测电路的输入端连接至磁耦合系统的发射侧，输出端连接至原边控制模块，所述原边控制模块通过原边PWM驱动电路连接至全桥逆变电路，用以控制全桥逆变电路中开关管的工作；所述副边控制模块通过副边PWM驱动电路连接至整流电路以及开关管S5，用以控制整流电路中开关管的工作以及控制开关管S5的工作；
所述电流检测电路包括依次相连的霍尔传感器或电流互感器、过零比较电路、分压电路，所述霍尔传感器或电流互感器用以检测磁耦合系统的发射侧电流，所述分压电路的输出连接至原边控制模块；
通过实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率，使全桥逆变电路的工作频率等于该谐振频率，实现恒流输出。
5.根据权利要求4所述的具有SS和PS补偿结构的无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法，其特征在于，所述实时获取原边补偿电容Cp与磁耦合系统的原边线圈自感Lp的谐振频率具体包括以下步骤：
步骤S1：原边控制模块和副边控制模块通信，令副边控制模块向开关管S5的驱动电路施加PWM，断开开关管S5使得磁耦合系统的接收侧被开路；
步骤S2：原边控制模块通过原边PWM驱动电路向全桥逆变电路中的开关管施加PWM，闭合S1与S4或闭合S2与S3，使直流电压源施加在补偿电容及磁耦合系统上；其中，S1、S2、S3、S4为全桥逆变电路中的开关管，S1的一端与S3的一端相连、S2的一端与S4的一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输入端，S1的另一端与S2的另一端相连、S3的另一端与S4的另一端相连并分别作为全桥逆变电路的两个输出端；
步骤S3：检测磁耦合系统发射侧流经原边补偿电容Cp的电流IL，检测IL的频率，该IL的频率即为Cp与Lp的谐振频率。
6.根据权利要求5所述的一种无线电能传输恒流输出的频率在线检测方法，其特征在于，所述步骤S3具体为采用霍尔传感器或电流互感器检测流经原边补偿电容Cp的电流IL，然后转化为幅值在零上下变化的电压信号，再进入过零比较电路中，在正电压时刻输出高电平，在负电压时刻输出为零，得到和正弦波同频同相的方波脉冲信号；过零比较电路输出的电平通过分压电路使之满足原边控制模块的输入电压范围，最后信号进入到控制模块的捕捉单元中，得到一个周期波形的计数值，计算出这一个周期的时间，再转化为谐振频率。
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