MX2014013715A - Metodo y aparato para generar reactancia ajustable. - Google Patents

Abstract

Se describe un método para ajustar la reactancia, que incluye un generador de reactancia ajustable que incluye un comparador, que recibe una forma de onda sinusoidal de entrada y emite una onda cuadrada que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda sinusoidal aplicada. El ajuste de reactancia es generado usando un circuito de conmutación de potencia que recibe la onda cuadrada del comparador como señal de control y emite una onda cuadrada que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada, una fuente de alimentación ajustable que ajusta la amplitud de la onda cuadrada emitida por el circuito de conmutación de potencia y un detector de amplitud que controla el nivel de salida de la fuente de alimentación ajustable. La salida del circuito de conmutación de potencia, cuando es convertida a un sinusoide, provee el efecto de una reactancia ajustable.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA GENERAR REACTANCIA AJUSTABLE REFERENCIA CRUZADA CON SOLICITUDES RELACIONADAS La presente solicitud reclama prioridad a la solicitud de patente estadounidense provisional número 61/645,850, presentada el 11 de mayo de 2012. El contenido de aquella solicitud es incorporado en la presente por referencia.

CAMPO TÉCNICO La presente solicitud de patente es concerniente con la transmisión de energía eléctrica por medio de inducción resonante. Más específicamente, describe un método y aparato para generar la reactancia ajustable necesaria para la transmisión de energía inductiva resonante eficiente.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La transmisión de energía inductiva tiene muchas aplicaciones importantes que abarcan muchas industrias y mercados. La figura 1 muestra una representación conceptual de un sistema de transmisión de energía inductiva resonante. En la figura 1, una fuente de energía eléctrica alterna es aplicada al inductor primario 100 de un transformador de espacio de aire. El acoplamiento magnético entre el inductor primario del transformador 100 y el inductor secundario del transformador 102 transfiere alguna proporción de energía lateral primaria al inductor secundario del transformador 102 que está separado por alguna distancia del inductor primario 100. El campo magnético del inductor primario, la corriente del inductor del primario y la corriente el inductor del secundario son proporcionales. La resonancia aplicado al inductor primario 100 incrementa la corriente del inductor lateral primario produciendo un incremento correspondiente en el flujo magnético, la corriente del inductor secundario y la energía transferida del primario al secundario.

El flujo magnético del inductor primario 100 induce un voltaje al devanado del inductor secundario 102. La corriente secundaria máxima y por consiguiente la transmisión de energía máxima ocurre cuando el devanado del inductor secundario es resonante también. El resultado es un circuito resonante de dos polos que consiste de dos circuitos resonantes acoplados magnéticamente. Los circuitos resonantes pueden ser resonantes en paralelo con el inductor y el capacitor cableados en paralelo como se muestra en la figura 1 o pueden ser cableados en serie y resonantes en serie. Además, las resonancias laterales primarias y secundarias no necesitan compartir la misma forma.

La transferencia de energía inalámbrica inductiva resonante efectiva depende del mantenimiento de un alto grado de resonancia tanto en el inductor de fuente primario como el inductor de carga secundario. Sin embargo, las frecuencias resonantes del primario y secundario del transformador son aceptadas por muchos factores incluyendo variación de manufactura, tolerancia de componentes, distancias de separación primaria-secundaria, alineación axial, temperatura y otros factores. Por consiguiente, la transferencia de energía inalámbrica inductiva resonante eficiente demanda un ajuste continuo, autónomo con el fin de mantener el alto grado requerido de resonancia.

Cuando se provee una fuente inductiva (o inalámbrica) de energía a los vehículos, por ejemplo, estas variaciones son encontradas sistemáticamente y presentan un problema crítico para los fabricantes de vehículos eléctricos y otros vehículos que requieren una fuente de energía externa. Es deseable desarrollar un sistema para cargar vehículos que traten estos problemas de tal manera que el devanado del inductor primario puede estar ubicado en o sobre una superficie horizontal y el devanado del inductor secundario pueda ser anexado al fondo del vehículo para la transferencia inalámbrica eficiente de energía eléctrica al vehículo.

La presente invención trata estas necesidades en el arte.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Un generador de reactancia ajustable y método asociado que satisface las necesidades mencionadas anteriormente en el arte incluye un comparador que recibe una forma de onda sinusoidal de entrada y emite una onda cuadrada que retiene la frecuencia y fases de la forma de onda sinusoidal aplicada. El ajuste de reactancia es generado utilizando un circuito de conmutación de energía que recibe la energía cuadrada del comparador como señal de control y emite una onda cuadrada de energía más alta que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada, una fuente de alimentación ajustable que ajusta la amplitud de la onda cuadrada emitida por el circuito de conmutación de energía y un detector de amplitud que controla el nivel de salida de la fuente de alimentación ajustable. La salida del circuito de conmutación e energía, cuando es convertida a una sinusoide, provee el efecto de una reactancia ajustable.

En modalidades ejemplares, el circuito de conmutación de energía incluye un circuito de medio puente que tiene dos dispositivos de conmutación de energía, una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante con un solo extremo o configuración de accionamiento de empuje-tracción, una configuración de convertidor delantera de un solo extremo o doble extremo u otras topologías de circuito de conversión de energía o conmutación de energía de estas configuraciones generales. La fuente de alimentación ajustable tambien incluye una fuente de voltaje controlado, una fuente de corriente controlada o una fuente de alimentación de modo de conmutación. Gen las modalidades ejemplares, la salida ajustada en amplitud del detector de amplitud es convertida a una señal sinusoidal por una impedancia de Thevenin o un transformador de transferencia de núcleo de aire resonante de LC.

Modalidades practicas del generador de reactancia ajustable de acuerdo con la invención incluyen un transformador de transferencia de espacio de aire resonante que tiene un circuito de LC resonante lateral primario y un circuito de LC resonante lateral secundario, una sección generador de energía que provee una primera onda cuadrada de alta energía a través de un primer capacitor de bloqueo de CD y un primer inductor de Thevenin para sumar nodos del circuito de LC resonante lateral primario, una sección generadora de reactancia que provee una segunda onda cuadrada de alta energía a través de un segundo capacitor de bloqueo de CD y segundo inductor de Thevenin al nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario y un circuito de carga de filtro rectificador conectado al circuito de LC resonante lateral secundario. Preferiblemente, las diferencias de fase y amplitud entre la primera onda cuadrada de alta energía y la segunda onda cuadrada de alta energía producen una corriente al nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario que provee una impedancia efectiva que es ajustada al ajustar la fase y/o magnitud de las primeras y segundas ondas cuadradas de alta energía.

En modalidades ejemplares, la sección que genera reactancia incluye un comparador de voltaje que toma muestras de una forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario y emite una representación de encendido/apagado de onda cuadrada del voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario, un inversor conectado a una salida del comparador de voltaje y un par de medios puentes de conmutadores de semiconductor de energía respectivamente conectados a una salida del comparador de voltaje y una salida del inversor. Como se indica anteriormente, el circuito de comunicación de energía puede también incluir una configuración de medio puente, una configuración de volante, un tanque resonante con configuración de accionamiento de un solo extremo o configuración de accionamiento de empuje-tracción, una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o de otro extremo u otras topologías de circuito de conmutación de energía o compresión de energía de estas configuraciones generales. Los conmutadores del semi conductor de energía pueden ser transistores de efecto de campo, transistores bipolares, transistores bipolares de compuerta aislada, tubos de vacío y/o conmutadores foto-conductores.

En las modalidades ejemplares, la magnitud de la segunda onda cuadrada de alta energía es ajustada por una fuente de alimentación controlable que provee energía al segundo par de medio puente de conmutadores de semiconductor de energía. La fuente de alimentación controlable puede ser una fuente de voltaje controlado que tiene un voltaje de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario, una fuente de corriente controlada que tiene una corriente de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario, una fuente de voltaje controlado que tiene un voltaje de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario o una fuente de corriente controlada que tiene una corriente de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario. En cada modalidad de la fuente de alimentación controlable, la proporcionalidad en la salida de la fuente de alimentación a la amplitud de la forma de onda en el nodo de suma del circuito de LC resonante lateral primario es preferiblemente l/(l-G), en donde G es la ganancia de la sección que genera reactancia.

Alternativamente, la fuente de alimentación puede proveer energía de salida de half al segundo par de medio puente de los conmutadores de semiconductor de energía pero el circuito incluye además un modulador de ancho de impulso que modula la salida del segundo par de "medio puente de conmutadores de semiconductor de energía para ajustar la ganancia de la sección que genera reactancia.

Estas y otras modalidades de la invención serán evidentes para aquellos experimentados en el arte a partir de la siguiente descripción detallada.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La figura 1 muestra una representación conceptual de un sistema de transmisión de energía inductivo resonante del arte previo.

La figura 2A muestra un generador de impedancia de Miller convencional y la figura 2B muestra un generador de reactancia electrónica ejemplar, de acuerdo con una modalidad de la invención.

La figura 3 muestra una modalidad ejemplar del generador de reactancia ajustable.

Las figuras 4A-4D ilustran configuraciones de generador de reactancia alternativas para cada uno de los cuatro tipos de amplificador canónicos, de acuerdo con varias modalidades de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE MODALIDADES ILUSTRATIVAS Una modalidad ejemplar de la dirección será descrita para uso en la carga de vehículos energizados eléctricamente, aunque aquellos experimentados en el arte apreciaran que las enseñanzas provistas en la presente pueden ser usadas para energizar otros sistemas energizados eléctricamente. En la modalidad ejemplar, el devanado primario puede estar ubicado sobre o en una superficie horizontal y la bobina secundaria puede ser anexada al fondo del vehículo. Aquellos experimentados en el arte apreciarán que tales aplicaciones, en la práctica, encuentran problemas incluyendo aquellos descritos posteriormente en la presente.

El movimiento vertical de los devanados secundarios y/o primarios (traslación en el eje z) debido por ejemplo a las personas que se mueven al interior del vehículo, la entrada o la salida del pasajero, carga que son aplicadas a o retiradas de un vehículo, vibraciones en el movimiento debido al movimiento de vehículos grandes, el efecto de ráfaga de viento sobre el vehículo, nieve y nieve acumulada sobre un vehículo, la acumulación de nieve y hielo sobre la superficie del camino, degradación de la suspensión del vehículo en el transcurso del tiempo y otras instancias pueden provocar que el vehículo se mueva a cambiar la distancia de la separación entre los devanados primarios y secundarios.

El desplazamiento traslacional o movimiento ya sea en uno u otro o ambos de los ejes x (por ejemplo, frontal o posterior) y las dimensiones del eje y (por ejemplo, lado a lado) conduce a una alineación no concéntrica de los devanados secundarios y primarios. Esto puede incluir desalineación traslacional debido a por ejemplo a la colocación no apropiada o imprecisa del devanado secundario por encima del devanado primario también como movimiento del vehículo.

La desalineación plana entre los devanados primarios y secundarios se puede ver cuando el secundario es montado al lado inferior del vehículo y el vehículo mismo no está situado perfectamente plano paralelo a la superficie del pavimento sobre o en el cual el primario es emplazado. Bajo tales circunstancias, los devanados primarios y secundarios serán desajustados por resonancia y se debe hacer una presión en base a las condiciones peculiares encontradas a una sola distancia de la colocación de un vehículo. Cuando el vehículo se mueve y es otra vez situado con respecto al mismo primario u otro primario es ubicado en un nuevo sitio, la alineación plana casi será imperfecta. En cada caso, de acuerdo con una modalidad de la invención, la resonancia del sistema puede ser ajustada de conformidad.

Similarmente, cuando son situados, el primario y secundario pueden caer fuera de la alineación precisa debido a las fuerzas externas que actúan sobre el vehículo. Estas fuerzas pueden actuar en combinación con el cambio de posición del secundario con respecto al primerio en los ejes X y y/o z y se puede ver que el resultado puede ser alguna forma de desalineación debido al desplazamiento traslacional. Esto se puede ver en una desalineación oblicua o plana y/o un movimiento o desplazamiento vertical o traslacional.

Los desplazamientos descritos anteriormente pueden ser vistos como desplazamientos de larga duración descritos o como movimientos de corta duración o como movimiento oscilatorio. El movimiento o desplazamiento mecanismo altera la transferencia de energía inductiva resonante dando como resultado eficiencia de transferencia de energía reducida y en general la posibilidad de mal funcionamiento del sistema, apagado o aun daños al sistema. Por esta razón, el ajuste o compensación automática puede ser parte de una modalidad ejemplar de la invención.

Además, debido a que muchos vehículos tienen sistema de suspensión complejos y debido a que los componentes de energía inductivos pueden ser instalados en los muelles del chasis de un vehículo, se puede esperar un movimiento vibratorio impredecible, complejo y altamente variable. Por esta razón, la modalidad de la invención puede ser responsable del intervalo más amplio posible de movimientos del vehículo que alterarían un transformador inductivo resonante ajustado y para ser aptos de hacer los ajustes requeridos rápidamente para eliminar de manera efectiva los efectos perjudiciales de vibración y movimiento.

Los inductores primarios y secundarios junto con sus componentes resonantes asociados forman una red resonante de segundo orden compleja e interactiva. La alteración, desviación o variación de cualquier componente o parámetro de red puede dar como resultado un desempeño menos que óptimo. Los componentes eléctricos pueden ser fabricados con un alto grado de repetibilidad pero el alto grado requerido de precisión de manufactura requiere costo de desarrollo y manufactura indeseable. La habilidad para absorber o completar de otra manera la variabilidad de manufactura es por consiguiente deseable en una modalidad ejemplar de la invención.

Además, debido a la amplia adopción en el mercado e sistemas de energía inductiva para vehículos (y para aplicaciones no vehiculares) se predicara en cuanto a la interoperabilidad entre los inductores primarios y secundarios producidos por diferentes fabricantes, una modalidad de la invención puede acomodar variaciones de sistema que surgen entre sistemas diseñados, manufacturados e instalados por múltiples compañías y agencias. En tal modalidad, cualquier inductor lateral primario y componentes asociados diseñados y manufacturados por cualquier compañía se puede requerir que funcionen automáticamente y/o sin defectos con cualquier inductor lateral secundario y componentes laterales secundarios asociados manufacturados por cualquier otro fabricante. Tales sistemas de energía inductiva "desajustados" aun si son unificados bajo un estándar internacional, que enfrentaran con desafíos de interoperabilidad significativos. Es solamente por medio de la re-sintonización activa y automática que se puede provocar que estas unidades trabajen eficientemente.

La sintonización preestablecida fija puede ser improbable de obtener e improbable de mantener la precisión de sintonización requerida para operación eficiente diferente a las variaciones de manufactura y alineación discutidas anteriormente. Además, el abuso operacional normal soportado por vehículos, los violentos movimientos, choques e impactos y otros esfuerzos externos encontrados durante la operación significa que aun un sistema sintonizado fijo inicialmente apropiado necesitara mantenimiento frecuente, reparación y revalidación en la vida de servicio del vehículo. Por esta razón y especialmente dado el problema combinado de los estándares de interconectabilidad, una modalidad de la invención incluye confirmación de resonancia y reajuste de resonancia probable antes de cada evento de recarga también monitoreo de resonancia continua y reajuste sin es necesario frente a la operación de recarga. Las mejoras incrementadas con el paso de los años de la manufactura pueden dar como resultado variabilidad en el diseño de la bobina que no puede ser predicho. La re-sintonización automática ofrece un medio para asegurar que los inductores enredados continuaran funcionando con los inductores recién diseñados y recientemente manufacturados.

En todavía otra modalidad de la invención es posible que los inductores de geometría diferentes interoperen. Esto puede ser necesario cuando una bobina primaria es más grande o tiene una morfología diferente que la bobina secundaria. Por ejemplo, una bobina primaria oval necesitara operar con bobinas secundarias de varios tamaños y formas. Otra vez, el ajuste de resonancia automático puede ser necesario para establecer y mantener la resonancia.

Las variaciones de temperatura ambiente pueden también afectar la sintonización resonante y requerir ajuste en una modalidad de la invención. Las temperaturas de operación ambientales esperadas varían ampliamente debido a la ubicación geográfica, estación o temporada, hora del día, tiempo, viento, exposición solar o sombra incluyendo la sombra del vehículo de carga. La bobina secundaria y componentes electrónicos asociados son sometidos adicionalmente a las emisiones térmicas del vehículo que podrían dominar bien otros efectos térmicos. Además, los cambios de temperatura ambiente grandes durante la carga no pueden ser descontados y no se puede asumir que las temperaturas laterales del vehículo sean las mismas o que siga la temperatura de la bobina lateral primaria montada en tierra. La resonancia de bobina puede variar con la temperatura debido a la expansión y contracción termica de la bobina misma, la sensibilidad de la temperatura de los componentes electrónicos asociados especialmente los capacitores resonantes, cambios en la permisividad magnética del material de ferrita asociado y también debido a cambios en la distancia de separación de bobina inducida por la sensibilidad a la temperatura de los neumáticos del vehículo y los componentes de suspensión.

En todavía otra modalidad, la invención provee un medio de sintonización electrónica que hace al sistema primario-secundario de los inductores fácilmente adaptables a la carga dinámica de los vehículos móviles. En el caso de vehículos móviles, el inductor secundario esta fijo al vehículo. Se provoca que un vehículo móvil pase sobre un arreglo lineal de múltiples inductores primarios independientes, con cada inductor primario secuenciado por un secuenciador automático para energizar y luego apagarse de tal manera para acoplar la energía al inductor del vehículo secundario por un intervalo de tiempo breve a medida que el vehículo pasa por encima. Claramente, en tal caso, las condiciones de alineación en el plano paralelo x, y, z óptimos son obtenidas solo momentáneamente para cada combinación de bobina primaria-secundaria. En todos los otros tiempos, la sintonización de resonancia dinámica debe ser practicada de manera autonómica para mantener la resonancia del sistema y la eficiencia de transferencia secundaria se aproxima repetidamente, obtiene y luego se desvía de la alineación. Con las bobinas fijas de conexión a tierra traslapadas o espaciadas estrechamente, múltiples bobinas podrían ser enlistadas simultáneamente como trayectoria de energía-tiempo real y reactiva variante creando mediante esto el efecto de una bobina primaria virtual que se mueve dinámicamente que mantiene la resonancia del sistema y eficiencia de transferencia de energía inalámbrica con un vehículo móvil en presencia de todas las condiciones de desalineación e influencias de alteración de resonancia afirmadas anteriormente.

Además, la presente invención permite la práctica de la operación bidireccional altamente eficiente de la transmisión de energía, en donde la energía puede fluir ya sea en una dirección u otra entre el vehículo y un dispositivo fuera de borda. En muchas aplicaciones contempladas de vehículos energizados eléctricamente, puede ser deseable usar la energía almacenada en las baterías del vehículo, capacitores u otros dispositivos de almacenamiento de energía para poner en operación en el equipo fuera de borda o para complementar la red de distribución de energía. En tanto que el arreglo y diseño de los inductores primarios y secundarios son invertidos el sistema debe todavía mantener la resonancia en presencia de la carga fuera de la borda que puede bien estar presente desconocida y requerimientos variables tanto para la energía real como reactiva.

Uno o más de los factores anteriores que requieren un control de resonancia activa y automática en sistemas de energía inalámbrica montados en el vehículo pueden estar presentes en aplicaciones de transferencia de energía inalámbrica no vehiculares y podrían bien estar acompañados por aplicación adicional y factores de alteración específicos de la situación que necesitan detección y corrección automatizada.

Adicionalmente, al comenzar uno o más de los factores anteriores, una modalidad ejemplar de la invención puede satisfacer uno o más de los siguientes criterios de desempeño: Los medios mediante los cuales la re-sintonización automática ocurre deben ser casi en tiempo real y ser continua durante el periodo de transmisión de energía.

La teenología usada para llevar a cabo la re sintonización no puede ser excesivamente masiva o volumétricamente grande.

La tecnología usada para llevar a cabo la re sintonización no debe demandar una fuente de alimentación grande para operar o depreciar sustancialmente la eficiencia de transmisión de energía del sistema.

La tecnología usada para llevar a cabo la re- sintonización no debe causar o producir efectos secundarios que degraden los otros aspectos del desempeño de transferencia de energía inalámbrica inductiva.

La teenología usada para llevar a cabo esta re sintonización debe estar herméticamente integrada al sistema electrónico de componentes para reducir la complejidad global del sistema, reducir el costo, la capacidad del personal de mantenimiento para efectuar reparaciones a sistemas de energía inductiva que funcionan mal.

La tecnología usada para llevar a cabo la re sintonización debe representar solo una pequeña fracción del costo de fabricación de un sistema de energía inductivo.

De acuerdo con una modalidad de la invención, que permite que la resonancia del circuito inductor lateral de carga (secundario) varíe de acuerdo con uno o más de los factores mencionados anteriormente. La polaridad de error de resonancia del inductor de carga y magnitud pueden ser determinados al comparar la fase de la forma de onda del voltaje de circuito resonante de inductor de carga y la fase de la forma de onda de la corriente del circuito resonante de carga. Un enlace de comunicación es inalámbrico del lado secundario al lado primario puede indicar la magnitud y polaridad del error de resonancia lateral secundario y el microcontrolador lateral primario puede luego ajustar la frecuencia de la excitación del inductor primario hasta que se obtiene la resonancia secundaria, como se indica por el voltaje lateral secundario y las formas de onda de corriente que están en fase.

De esta manera, la frecuencia de operación del sistema es ajustada de tal manera que el resonador secundario sintonizado fijo se pone siempre en operación a su frecuencia resonante. Luego, la resonancia lateral primaria puede ser establecida a la frecuencia de operación recién ajustada mediante ajuste u otra manipulación del inductor lateral primario y componentes resonantes y de ajuste de impedancia asociados. Lo que queda luego es el ajuste del inductor lateral primario y componentes resonantes asociados de tal manera que son también resonantes a la frecuencia de operación resonante lateral secundaria. Tal ajuste de resonancia puede ajuste mecánica o eléctricamente varias reactancias (tal como por ejemplo, capacitancias) dentro o fuera del circuito hasta que se obtiene la resonancia. Una modalidad ejemplar depende de N conmutadores y N capacitores, los últimos seleccionados de acuerdo con una sección binario 1-2-4-8 que permite 2N valores de reactancia espaciados igualmente de N reactancias conmutadas. Alternativamente, múltiples inductores pueden ser conmutados dentro o fuera del circuito como se requiera o derivaciones de inductor deben ser seleccionados por conmutador como se requiera.

La transferencia de energía inalámbrica resonante requiere un alto grado de precisión que puede no ser posible con un procedimiento de reactancia conmutada utilizando un número practico de conmutadores y componentes reactivos. La granularidad de ajuste obtenida con un número práctico de conmutadores puede ser demasiado grande.

Otra modalidad ejemplar puede usar una reactancia variable eléctricamente tal como un diodo varactor (capacitor variable en voltaje) o una inductancia de corriente variable en la cual una corriente de polarización de cd variable usualmente colocada en una bobina de control secundaria altera la permeabilidad de un núcleo ferromagnético, alterando mediante esto la inductancia.

Sin embargo, el diodo de varactor puede no ser apto de manejar niveles de energía en exceso de unas pocas milis watts y no puede proveer fácilmente valores de capacitancia grandes. Así mismo, el inductor variable de corriente o inductor de corriente variable es grande, pesado y también puede no ser apto de manejar grandes niveles de energía debido a que la corriente de polarización de cd funciona al mover el punto operacional del material del núcleo magnético hacia la saturación reduciendo mediante esto la corriente del inductor y la potencia nominal.

Sin embargo, de acuerdo con una modalidad de la invención, un procedimiento de ajuste de resonancia alternativa hace uso del efecto de Miller supera las limitaciones de granularidad de ajuste y nivel de energía de las modalidades discutidas anteriormente. Considere la figura 2A que muestra un generador de reactancia de Miller 200 que comprende un amplificador de voltaje ideal convencional 202 con ganancia G y una impedancia de retroalimentación Z 204. El voltaje y corriente de entrada a esta red es indicado por ET e IT, respectivamente.

El voltaje a través de la impedancia Z es ajustado por la ganancia de voltaje del amplificador G que a su vez afecta la corriente de la terminal de entrada IT. La impedancia efectiva a través de las terminales de entrada del amplificador es entonces dada por: Ecuación 1:Zeff = _ Z _ 1 - G Esto es un arreglo altamente deseable ya que la impedancia efectiva puede ser fácil y efectivamente alterada al cambiar G. Además, G puede ser positivo o negativo, lo que permite que se generen valores de impedancia efectiva negativos (para G > +1) o positivos (para G < +1). Se notara que las impedancias negativas son potencialmente inestables. No obstante, ajuste de reactancia útiles pueden ser posibles utilizando impedancia negativas que operan con suficientes márgenes de estabilidad. Para G=1 el voltaje a través de Z es cero y la impedancia efectiva es infinito, efectivamente un circuito abierto. Ya que la ganancia del amplificador G es un vector Ceff puede también ser alterado al cambiar el desplazamiento de fase del amplificador.

Una desventajada ene el multiplicador de impedancia de Miller de la figura 2A es el requerimiento de potencia del amplificador de voltaje lineal 202. Como un orden aproximado de valores negativos de magnitud, el porcentaje de la energía impulsora total provista por el amplificador de voltaje 202 es aproximadamente la misma como el intervalo de ajuste deseado; un intervalo de ajuste del 10% significa que el amplificador de voltaje 202 provee alrededor de 10% de la energía total. Este puede ser un problema ya que la eficiencia de un amplificador lineal análogo puede ser de 20% o menos. Consecuentemente, los dispositivos de semiconductor en el amplificador de voltaje 202 deben ser sustancialmente sobredimensionados sumándose al costo de tal implementación. Sistemas de fuente de alimentación y sistemas de manejo de calor o disipadores térmicos asociados inflan adicionalmente el costo de la implementación.

La desventaja de eficiencia de conversión de energía de un amplificador análogo lineal convencional puede ser evitada por medio del uso de téenicas de conmutación controlada digitalmente. Específicamente, la función de amplificación análoga puede ser reemplazada por una modalidad de circuito que emplea modulación de ancho de impulso ("PWM") y un bloque de conversión de análogo a PWM asociado. Tales amplificadores son aptos de eficiencia muy buena; sin embargo, los dispositivos de conmutación de energía de PWM pueden cambiar a frecuencias mucho más altas que la frecuencia de la señal a ser amplificada con el fin de satisfacer los criterios de Nyquist. Además, el ajuste de amplitud o ganancia preciso en un amplificador de PWM convencional requiere un ajuste de grano fino preciso del ancho de impulso que coloca demandas adicionales sobre el ancho de banda del dispositivo de conmutación de energía de PWM. Así, la eficiencia de conversión de energía de una implementación de amplificador de PWM convencional puede requerir dispositivos de conmutación de energía de PWM rápidos, un requerimiento que lleva responsabilidades de costo y otras responsabilidades prácticas.

Un método para superar los requerimientos de ancho de banda excesivos impuestos por los amplificadores de PWM convencionales usados como parte de un generador de reactancia ajustable electrónicamente puede ser desarrollado a partir de los principios de que (1) las ondas de voltaje y corriente en un circuito resonante de un factor de calidad suficientemente alto Q son sinusoidales y (2) que cualquier sinusoide puede ser descrito completa y absolutamente por tres parámetros: frecuencia, fase y amplitud.

La generación de señal de PWM convencional puede generar cualquier forma de onda arbitraria limitada solamente por la necesidad de satisfacer los criterios de Nyquist para el componente de frecuencia más alta. Sin embargo, tal flexibilidad de forma de onda es desperdiciada cuando es usada en el generador de reactancia variable electrónicamente. Por supuesto, de acuerdo con una modalidad ejemplar, el generador de reactancia funcional puede ser implementado que emplea solamente la generación de onda cuadrada a la frecuencia de operación del sistema, así dispositivos de conmutación más rápidos pueden no ser requeridos.

La figura 2B muestra un generador de reactancia electrónica ejemplar 210, de acuerdo con una modalidad de la invención. En la figura 2B, un comparador de voltaje 212 toma muestras de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada ET creando una onda cuadrada en el punto 214 que retiene la frecuencia y la fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada ET. Ya que la onda cuadrada en el punto 214 tiene amplitud constante, la información de amplitud de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada ET puede no ser retenida. La onda cuadrada resultante emitida en el punto 214, controla la frecuencia y fase de conmutación de un circuito de conmutación de energía 216. Un circuito de conmutación de energía ejemplar 216 es ilustrado en la figura 2B como un circuito de medio puente que comprende dos transistores de efecto de campo de energía 218, 226. Otros circuitos de conmutación de energía 216 pueden ser usados también. Por ejemplo, el circuito de conmutación de energía puede comprender una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante con un solo extremo o configuración de accionamiento de empuje-tracción, una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o doble extremo u otras topologías de circuito de conmutación de energía o conversión de energía de estas configuraciones generales. La salida del circuito de conmutación de energía 216 puede ser una onda cuadrada con amplitud determinada por la fuente de alimentación ajustable 222.

La fuente de alimentación ajustable 222 puede ser una fuente de voltaje controlado, creando mediante esto una onda cuadrada de voltaje de salida de medio fuente con la amplitud controlada o la fuente de alimentación ajustable 222 puede ser implementada como una fuente de corriente controlada, conduciendo mediante esto a una onda cuadrada de corriente en la salida del medio puente. Ya sea en un caso u otro, la onda cuadrada retiene la frecuencia y fase del voltaje sinusoidal aplicado ET. El parámetro de ET faltante puede ser introducido por medio de la detección de amplitud 220 que controla la amplitud de la fuente de alimentación ajustable 222. El método de control puede ser análogo, digital o alguna combinación de los mismos.

En una modalidad ejemplar, la fuente de alimentación ajustable 222 puede ser implementada como una fuente de alimentación de modo de conmutación convencional que tiene una amplitud de salida controlada por cualquiera de los métodos de control de fuente de alimentación de modo de conmutación bien conocidos en el arte convencional. Además, en una modalidad ejemplar, la función de transferencia de salida/entrada del bloque de detección de amplitud 220-fuente de alimentación controlada 222 se puede hacer igual a G en el diagrama del generador de reactancia de Miller análogo original de la figura 2A.

En una modalidad ejemplar, el circuito mostrado en la figura 2B replica la frecuencia, fase y amplitud de escalar a G del voltaje sinusoide aplicado ET con una onda cuadrada en la salida del medio puente. La onda cuadrada es generada en parte, por la fuente de alimentación ajustable 222 que es controlada por ejemplo por un método de control de fuente de alimentación de modo de conmutación ejemplar que evita las ineficiencias de conversión de energía de los amplificadores análogos convencionales. La conversión de la onda cuadrada a una sinusoide se lleva a cabo por la filtración combinada de la impedancia de Thevenin Z 224 y el transformador e transferencia del núcleo de aire resonante de LC (no mostrado). La impedancia de Thevenin Z 224 puede ser generada como una reactancia pura puesto que un componente resistivo de la impedancia de Thevenin, si está presente, puede introducir perdidas. La reactancia óptima (inductiva o capacitiva) para cualquiera aplicación dada, depende extensamente del tipo de fuente de alimentación de medio puente. Una reactancia semi-inductiva puede ser preferida en conjunción con un conmutador de energía alimentado por la fuente de voltaje, en tanto que una reactancia capacitiva puede ser preferida cuando una fuente de alimentación de fuente de corriente. La modalidad descrita anteriormente representa una metodología de diseño general que puede ser implementada en múltiples configuraciones. Así, varias implementaciones alternativas del generador de reactancia electrónica son descritas posteriormente.

La figura 3 ilustra modalidades ejemplares de un generador de reactancia electrónico que utiliza los principios descritos anteriormente. Este circuito incluye una sección de generación de energía 300 y una sección de generación de reactancia 302 del lado del inductor primario y un transformador de transferencia de espacio de aire resonante 304 y un circuito de rectificador-filtro-carga 306 del lado del inductor secundario.

La sección de generador de energía 300 puede contener un circuito de conmutación de energía 308 que convierte el voltaje de la fuente de alimentación de CD de Cb a una onda cuadrada de alta energía 310 que es aplicada por medio de un capacitor de bloqueo de CD Cb e inductor de Thevenin Lth al circuito de LC del lado resonante primario incluyendo el capacitor resonante Cre inductor primario LP. A la resonancia del sistema, el generador de energía 300 puede observar una carga puramente resistiva y como resultado, el generador de energía 300 provee solamente energía real. Las harmónicas de onda cuadrada pueden ver una carga de alta impedancia establecida por el inductor de Thevenin. Por esta razón, las corrientes de harmónica de onda cuadrada pueden ser minimizadas.

El generador de reactancia ejemplar 302 puede tener la misma topología como el generador de energía real 300. El generador de reactancia 302 puede también desarrollar una onda cuadrada 312 en su nodo de salida de medio puente 314. Sin embargo, esta onda cuadrada 312 puede o puede no tener la misma fase o la misma amplitud como la onda cuadrada del generador de energía 310. Las diferencias de fase y amplitud pueden ser arregladas para producir una corriente a través del inductor de Thevenin del generador de reactancia Lth al nodo de suma de reactancia 316 que replica el efecto de un componente de derivación, pasivo y/o reactivo. La impedancia efectiva de este componente virtual puede ser fácilmente alterada mediante el ajuste de la fase impulsora del medio puente del generador de reactancia y/o la magnitud de la fuente de alimentación de CD del medio puente.

Como se ilustra en la figura 3, la funcionalidad del amplificador de voltaje del generador de reactancia de Miller usado en la figura 3 puede ser implementada con un comparador de voltaje 318, un inversor y un par de medio puente de conmutadores de semiconductor de energía. En la figura 3, estos dispositivos de semiconductor son mostrados como transistores de efecto de campo (FET) pero otros dispositivos de conmutación de energía tales como pero no limitados a transistores bipolares, transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) o aun tubos de vacío o conmutadores foto-conductivos (por ejemplo, conmutadores foto-conductivos activaos por láser) pueden ser usados. En esta modalidad, el amplificador de energía análogo es reemplazado con una implementación de conmutación más simple, menos cara, más eficiente.

Continuando con la modalidad ejemplar ilustrada en la figura 3, el comparador de voltaje 318 toma muestras de la forma de onda de voltaje en el nodo de la suma de reactancia 316 y crea una representación de encendido/apagado de onda cuadrada del voltaje de nodo de suma. La información de amplitud de la forma de onda sinusoidal de nodo de suma se pierde obviamente en esta operación. Puede ser vuelta a agregar más tarde. La onda cuadrada representa solamente la fase de la forma de onda sinusoidal que parece a través del circuito resonante ser ajustada.

La onda cuadrada y una versión invertida de los dos dispositivos de FET de control de onda cuadrada cableados en un medio puente o configuración de poste de tótem y puestos en operación como conmutadores en lugar de dispositivos lineales. Funcionando conjuntamente, los dos FET pueden generar una onda cuadrada de alta energía 312 en su nodo común, la amplitud de la cual puede ser ajustada por la magnitud de la fuente de alimentación controlable de medio puente marcada VcC2, que puede a su vez ser aplicada al capacitor de bloqueo ¾ y luego el inductor de Thevenin Lth. En una modalidad ejemplar, cambiar la magnitud de VcC2 cambia la ganancia aparente de este amplificador de Miller no convencional, cambiando mediante esto la magnitud de la reactancia generada por el generador de reactancia de Miller. VcC2 es suministrado por un control digital o análogo de una fuente de alimentación de modo de conmutación (no mostrada). La señal de control puede ser derivada mediante un controlador (no mostrado) utilizando una representación digital del voltaje de nodo de suma de reactancia. El microcontrolador puede ajustar la magnitud de Vcc2 en proporción a la amplitud de la onda seno presente en el nodo de suma de reactancia. La constante de proporcionalidad puede ser 1/(1-G) como antes para producir la reactancia deseada. La impedancia de Miller en esta modalidad, que emplea un par de transistores de medio puente alimentado por una fuente de voltaje controlada es un inductor, que actúa en parte como un filtro de paso de bajos evitando mediante esto grandes transistores de conmutación de corriente asociadas con los componentes de onda a cuadrada de Fourier superiores del circuito impulsor. Por esta razón, solamente el componente fundamental de la forma de onda impulsora de Mi11er afecta la frecuencia resonante primaria la que las harmónicas son extensamente rechazadas. También, la forma de onda de corriente inyectada al nodo de suma de reactancia es esencialmente sinusoidal como es el generador de reactancia de Miller lineal mostrado en la figura 3.

Como también se muestra en la figura 3, el transformador de transferencia resonante 304 incluye un inductor secundario Ls y un capacitor resonante Cr. El circuito de rectificador-filtro 320 rectifica y filtra la señal sinusoidal recibida antes de aplicar a la carga 322.

En modalidades ejemplares adicionales, configuraciones de amplificador alternativas pueden ser incorporadas al generador de reactancia ilustrado en la figura 3. Las modalidades alternativas pueden ser caracterizadas de acuerdo con la topología de conmutación de energía y tipos de amplificador seleccionados. De acuerdo con la tabla 1, las modalidades de amplificador alternativas incluyen el amplificador de voltaje, el amplificador de trans conductancia, el amplificador de corriente y el amplificador trans-resistencia. Las figuras 4A-4D ilustran cuatro de tales configuraciones de amplificador alternativas mientras que la tabla 1 enlista la definición de ganancia para cada una.

Tabla 1-Configuraciones de generador de amplificador de reactancia En la modalidad ejemplar ilustrada en la figura 4A, un amplificador de voltaje compuesto es implementado al tomar muestras de la forma de onda de voltaje del nodo de suma de reactancia con un controlador de voltaje 318 y utilizando la onda cuadrada resultante para controlar los conmutadores de transistor del medio puente energizado por una fuente de voltaje controlado en magnitud. El controlador de voltaje 318 genera una onda cuadrada que tiene la misma frecuencia y fase como la señal sinusoidal en el nodo 316 que acciona un controlador de energía energizado por una fuente de voltaje ajustable 402. El voltaje de la fuente de voltaje ajustable 402 es establecido para ser proporcional a la amplitud de la * onda seno de voltaje presente en el nodo de suma de reactancia 316. Además, en la modalidad ejemplar ilustrada en la figura 4B, la forma de onda de voltaje del nodo de suma de reactancia es muestreada con el comparador de voltaje 318 como antes pero usando la onda cuadrada resultante para controlar el puente energizado por una fuente de corriente ajustable 404 produce efectivamente una implementación de amplificador de trans-conductancia compuesto. Aquellos experimentados en el arte apreciaran que un amplificador de trans-conductancia toma muestras de la forma de onda de voltaje presente en el nodo de suma de reactancia 316 y genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que impulsa un conmutador de energía energizado por una fuente de corriente ajustable 404. La magnitud de la fuente de corriente ajustable es ajustada para ser proporcional a la amplitud de la onda seno de corriente que fluye al nodo de suma de reactancia 316.

Además, en las modalidades ejemplares ilustradas de las figuras 4B y 4C, la toma de muestras de la corriente sinusoidal presente en el circuito resonante a ser ajustada y utilizando aquella representación de onda cuadrada para impulsar una fuente de voltaje energizada y medio puente energizado por puente de corriente respectivamente produce implementaciones de amplificador de trans-resistencia y corriente compuesta. Un amplificador de corriente (figura 4C) toma muestra de la forma de onda de corriente al nodo de suma de reactancia 116, genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que impulsa un controlador de energía energizado por una fuente de corriente ajustable 404. La magnitud de la fuente de corriente ajustable 404 es ajustada para ser proporcional a la amplitud de la onda del seno de corriente que fluye al nodo de suma de reactancia 316. Por otra parte, un amplificador de trans-resistencia compuesto (figura 4B) toma muestras de la forma de onda de corriente que fluye al nodo de reactancia 316, genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que impulsa un conmutador de energía energizado por una fuente de voltaje ajustable 402. El voltaje de la fuente de voltaje 402 es ajustado para ser proporcional a la onda seno de corriente que fluye al nodo de seno de reactancia 316. Los amplificadores implementados con conmutadores de energía energizados por fuente de corriente son en general favorecidos debido a su tolerancia a conducción simultanea de dispositivo de conmutación comúnmente conocida como extrusión y otros efectos que provocan fallas tipo corto circuito momentáneas. Además, el uso de una reactancia de retroalimentación de inductor es favorable en modalidades que utilizan conmutadores energizados de voltaje constante, mientras que una reactancia de retroalimentación de generador de Miller capacitivo es favorable en modalidades que utilizan conmutadores de energía de corriente constantes. Sin embargo, en la práctica, la configuración de amplificadores más deseable puede depender de la naturaleza del circuito de carga resonante, ya sea resonancia en serie o en paralelo, el tipo de impedancia de Miller, ya sea inductiva y capacitiva y/o en otros factores de diseño.

En modalidades ejemplares adicionales, la fuente de energía controlable de medio puente, una fuente de voltaje controlable o una fuente de corriente controlable como se describen anteriormente y representadas en la figura 3 y 4A-4B pueden ser reemplazadas por fuente de voltaje o corriente de magnitud fija. La ganancia del amplificador efectiva G y por consiguiente el factor de proporcionalidad de reactancia 1/(1-G) pueden luego ser implementados mediante modulación de ancho de impulso del medio puente. En todavía otra modalidad ejemplar, las téenicas de control de generador de reactancia adicional hacen uso de la definición de ganancia del vector d amplificador G. Para señales de accionamiento del generador de reactancia en fase o 180 grados fuera de fase el determinador de la ecuación 1 es real. Si Z en la ecuación 1 es implementado como una reactancia ideal, específicamente un inductor de capacitor entonces Zeff puede también ser una reactancia pura y el generador de reactancia de Miller puede proveer solamente energía imaginaria, VAR al nodo de suma de reactancia.

En una modalidad ejemplar, implementar Z en la ecuación 1 como una reactancia ideal pero desplazando la fase de la señal de accionamiento crea un componente imaginario en el denominador de la ecuación 1, haciendo mediante esto Zeff complejo también. Esto significa que el generador de reactancia puede estar proporcionando (o absorbiendo) energía real (watts) además de energía reactiva (VAR) al nodo de suma de reactancia. Una modalidad ejemplar de la invención arregla la magnitud y fase de G en el denominador de la ecuación 1 de tal manera que Zeff consiste de la suma de una reactancia negativa real y una reactancia imagina ya sea de signo positivo o negativo. De esta manera, el generador de reactancia de Miller resulta parte de la carga al proveer energía real al conductor. El control de la fase de señal impulsora permite que la capacidad de manejo de energía del medio puente del generador de reactancia de Miller sea asignada a la generación de una energía puramente reactiva (VAR), energía puramente real (watts) o alguna combinación de ambas, como se desee, permitiendo proveer más energía reactiva o más energía real como se desee.

Como se ilustra anteriormente, el control muy fino de los parámetros que determinan la salida del generador de reactancia, es decir voltaje o amplitud de voltaje o corriente de la fuente de alimentación, también energía de señal de accionamiento, ciclo y fase de trabajo-se llevan a cabo fácilmente utilizando una variedad de métodos, el efecto neto es la síntesis de una reactancia variable de alta energía o reactancia variable mezclada-resistencia negativa variable, la resistencia negativa alimenta a la energía real, que cuando es conectada al inductor de transferencia de energía inalámbrica, permite el ajuste uniforme y casi continuo de la frecuencia resonante del inductor de transferencia.

En una modalidad ejemplar de la invención, el uso de la reactancia de Miller variable electrónicamente descrita anteriormente no impide el uso de elementos conmutados, derivados o de otra manera elementos reactivos variables. Por supuesto, elementos reactivos conmutados pueden ser incorporados a una reactancia variable de Miller para proveer un cambio de reactancia gradual burda con la reactancia variable de Miller que depende del ajuste fino continuo.

En todavía otra modalidad ejemplar de la invención, la señal de onda cuadrada que impulsa el generador de reactancia de Miller es derivada de una muestra del voltaje o corriente sinusoidal presente en el nodo de suma de reactancia 316. Alternativamente, esta señal puede ser derivada de la onda cuadrada que impulsa el medio puente de energía principal ya sea en fase o en cuadratura. Además, en el reloj del generador de reactancia puede ser generado en un microcontrolador u otro dispositivo digital o dispositivo controlado por el elemento de programación.

La figura 2 ilustra una modalidad ejemplar que tiene un circuito de LC de resonancia asimétrica, asimétrica en el sentido de que un lado que es conectado del circuito de LC es conectado a tierra y el circuito de resonancia de LC es impulsado por un par de circuitos de medio puente ambos teniendo una salida desequilibrada con respecto a la conexión a tierra del circuito. Como se indica anteriormente, modalidades adicionales de la invención pueden emplear circuitos resonantes de LC equilibrados ya sea con ningún lado conectado directamente a tierra impulsado por la salida equilibrada, simétrica de los accionadores de fuente H en lugar de accionadores de medio puente. El circuito de conmutación de energía de la invención puede comprender una configuración de medio puente, una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante de n solo extremo o configuración de accionamiento de empuje-tracción, una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o de doble extremo u otras topologías del circuito de conmutación de energía o conversión de energía de estas configuraciones generales. Múltiples topologías de conmutación de energía evidente para aquellos experimentados en el arte pueden ser usadas en una modalidad de la función de conmutación de energía de la porción de amplificador de conmutación del generador de reactancia de Miller descrito en la presente. Estos incluyen circuitos de un solo conmutador o múltiples conmutadores, circuitos que son simétricos o asimétricos con respecto a la terminal común de fuente de alimentación, configuraciones de un solo extremo o empuje-tracción, medios puentes con o sin divisiones de voltaje capacitivos, configuraciones de puente H, convertidores de volante y delanteros y otras topologías de conversión de energía como son conocidas para las personas experimentadas en el arte. La selección de topología de conmutación de energía es guiada por las mismas elecciones de dirección de diseño que guían la selección de topología de conmutación de energía para uso en aplicaciones de conversión y control de energía convencionales tales como inversores de CD a AC, controladores de motor, aparato de calentamiento por inducción y dispositivos de conversión de voltaje de CD a CD. Otras configuraciones de conmutación de energía conocidas en el arte pueden ser usadas también.

Aquellos experimentados en el arte apreciaran que las inductancias del lado primario y el lado secundario de los transformadores de transferencia deben ser resonantes mediante conexión de un capacitor resonante para la operación eficiente. El capacitor resonante puede ser conectado en serie creando un circuito resonante en serie o puede ser conectado en paralelo creando un circuito resonante en paralelo. Las personas experimentadas en el arte sabrán que la conexión resonante en serie de la inductancia del lado primario del transformador de transferencia es apropiado para ser impulsado por los circuitos de conmutación de energía energizados por una fuente de voltaje, mientras que la resonante en paralelo de la inductancia del lado primario del transformador de transferencia es apropiada para ser impulsada por circuitos de conmutación de energía energizados por una fuente de corriente. Las personas experimentadas en el arte también entenderán que estas directrices de diseño amplias pueden ser alteradas por la adición de una red de ajuste de impedancia de LC. Así mismo, en el lado de carga del transformador de transferencia la conexión resonante en serie de la inductancia del lado secundario del transformador de transferencia es apropiada para impulsar cargas que requieren una fuente de energía tipo voltaje constante y una conexión resonante en paralelo del inductor del lado del secundario del transformador de transferencia es apropiada para impulsar cargas que requieren una fuente de energía tipo corriente constante. Como antes, las personas experimentadas en el arte, también entenderán que estas directrices de diseño amplias pueden ser alteradas por la adición de una red de ajuste de impedancia de LC.

Aunque la revelación contenida en la presente contempla el uso de esta invención a aplicaciones que requieren relativamente alta energía (en exceso de 100 watts), se debe entender que la lista potencial de aplicaciones de energía no está limitada y que esta invención puede ser aplicada a un amplio intervalo de requerimiento de energía.

Además, en tanto que la revelación contenida en la presente pertenece a la provisión de energía eléctrica a vehículos, se debe entender que esta es solamente una de muchas aplicaciones posibles y otras modalidades que incluyen aplicaciones no vehiculares son posibles. Estas y otras modalidades de la invención pretenden estar dentro del alcance de la invención que se identifica por las siguientes reivindicaciones.

Claims (20)

REIVINDICACIONES

1. Un generador de reactancia ajustable, que comprende: un comparador que recibe una forma de onda sinusoidal de entrada y emite una onda cuadrada que retiene la fase y frecuencia de la forma de onda sinusoidal aplicad; un circuito de conmutación de energía que recibe dicha onda cuadrada como señal de control, el circuito de conmutación de energía emite una onda cuadrada de energía más alta que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada; una fuente de alimentación ajustable que ajuste la amplitud de la onda cuadrada emitida por el circuito de conmutación de energía; un detector de amplitud que controla el nivel de salida de la fuente de alimentación ajustable, medios para convertir la salida del circuito de conmutación de energía a un sinusoide y proveer la salida convertida como una reactancia ajustable.

2. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación de energía comprende un circuito de medio puente que comprende dos dispositivos de conmutación de energía.

3. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 1, en donde el circuito de conmutación de energía comprende una configuración de puente completo, una configuración de volante, un tanque resonante con una configuración de accionamiento de un solo extremo o de empuje-tracción o una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o doble extremo.

4. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 1, en donde la fuente de alimentación ajustable comprende una fuente de voltaje controlado o fuente de corriente controlada.

5. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 1, en donde la fuente de alimentación ajustable comprende una fuente de alimentación de modo de conmutación.

6. El generador de reáctancia ajustable de la reivindicación 1, en donde los medios de conversión comprende una impedancia de Thevenin y un transformador de transferencia del núcleo de aire de LC.

7. Un generador de reactancia ajustable, que comprende: un transformador de transferencia de espacio de aire resonante que tiene un circuito de LC resonante del lado primario y un circuito de LC resonante del lado secundario, una sección que genera energía que provee una primera onda cuadrada de alta energía por medio de un primer capacitor de bloqueo de CD y un primer inductor de Thevenim a un nodo de suma del circuito de LC resonante del lado pr mer o; una sección que genera reactancia que provee una segunda onda cuadrada de alta energía por medio de un segundo capacitor de bloqueo de CD y un segundo inductor de Thevenim al nodo de suma del circuito de LC resonante de lado primario, en donde la diferencia de fase y amplitud entre la primera onda cuadrada de alta energía y la segunda onda cuadrada de alta energía producen una corriente al nodo de suma del circuito de LC resonante de lado primario que provee una impedancia efectiva que es ajustada al ajustar la fase y/o la magnitud de las primeras y segundas ondas cuadradas de alta energía y un circuito de carga de rectificador-filtro conectado al circuito de LC resonante del lado secundario.

8. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 7, en donde la sección que genera reactancia comprende un comparador de voltaje que muestras de una forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario y emite una representación de encendido-apagado de onda cuadrada del voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario, un inversor conectado a una salida del comparador de voltaje y un par de medio puente de conmutadores de semiconductor de energía conectados respectivamente a una salida del comparador de voltaje y una salida del inversor.

9. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 8, en donde los conmutadores de semiconductor de energía comprenden transistores de efecto de campo, transistores bipolares, transistores bipolares de compuerta aislada, tubos de vacío y/o conmutadores foto-conductores.

10. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 8, en donde la magnitud de la segunda onda cuadrada de alta energía es ajustada por una fuente de alimentación controlable que provee energía al segundo par de medios puentes de conmutadores de semiconductor de energía.

11. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 10, en donde la fuente de alimentación controlable comprende una fuente de voltaje controlado que tiene una salida de voltaje que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de voltaje y no de suma del circuito de LC resonante del lado primario.

12. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 11, en donde la proporcionalidad del voltaje de salida de la fuente de alimentación a la amplitud de la forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario es 1/(1-G), en donde G es la ganancia de la sección que genera reactancia.

13. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 10, en donde la fuente de alimentación controla el comprende una fuente de corriente controlada que tiene una corriente de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario.

14. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 11, en donde la proporcionalidad de la corriente de salida de la fuente de alimentación a la amplitud de la forma de onda de voltaje en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario es 1/(1-G), en donde G es la ganancia de la sección que genera reactancia.

15. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 10, en donde la fuente de alimentación controlable comprende una fuente de voltaje controlado que tiene un voltaje de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario.

16. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 15, en donde la proporcionalidad del voltaje de salida de la fuente de alimentación a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario es 1/(1-G), en donde G es la ganancia de la sección que genera reactancia.

17. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 10, en donde la fuente de alimentación controlable comprende una fuente de corriente controlada que tiene una fuente de salida que es proporcional a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario.

18. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 17, en donde la proporcionalidad de la corriente de salida de la fuente de alimentación a la amplitud de la forma de onda de corriente en el nodo de suma del circuito de LC resonante del lado primario es 1/(1-G), en donde G es la ganancia de la sección que genera reactancia.

19. El generador de reactancia ajustable de la reivindicación 8, en donde la magnitud de la segunda onda cuadrada de alta energía es ajustada por una fuente de alimentación que provee una salida de energía fija al par demedio puente de los conmutadores de semi conmutador de energía y un modulador de ancho de impulso que modula la salida del par de medio puente de los conmutadores de semiconductor de energía para ajustar la ganancia de la sección que genera reactancia.

20. Un metodo para ajustar la reactancia de un generador de reactancia ajustable, que comprende: generar de una forma de onda de voltaje sinusoidal de entrada una onda cuadrada que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada; aplicar la onda cuadrada como señal de control a un circuito de conmutación de energía, mediante lo cual el circuito de conmutación de energía emite una onda cuadrada de energía más alta que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda e voltaje de onda sinusoidal aplicada; ajustar la amplitud de la onda cuadrada emitida por el circuito de conmutación de energía a un nivel deseado y convertir la onda cuadrada ajustada en amplitud emitida a una señal sinusoidal y proveer la salida convertida como una reactancia ajustable.