ES2951769T3 - Sistema de transmisión de energía inductivo resonante con reactancia ajustable - Google Patents
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Abstract
Un método para ajustar la reactancia incluye un generador de reactancia ajustable (302) que incluye un comparador (318) que recibe una forma de onda sinusoidal de entrada y emite una onda cuadrada que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda sinusoidal aplicada. El ajuste de la reactancia se genera usando un circuito de conmutación de potencia (308) que recibe la onda cuadrada del comparador como señal de control y emite una onda cuadrada (312) que retiene la frecuencia y fase de la forma de onda de voltaje sinusoidal aplicada, una fuente de alimentación ajustable. (Vcc2) que ajusta la amplitud de la onda cuadrada (312) emitida por el circuito de conmutación de potencia (308), y un detector de amplitud que controla el nivel de salida de la fuente de alimentación ajustable (Vcc2). La salida del circuito de conmutación de potencia, cuando se convierte en una sinusoide, proporciona el efecto de una reactancia ajustable. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)
Description
DESCRIPCIÓN
Sistema de transmisión de energía inductivo resonante con reactancia ajustable
REFERENCIA CRUZADA A APLICACIONES RELACIONADAS
[0001] La presente solicitud reivindica prioridad a la solicitud de patente provisional de EE. UU. n.° 61/645.850, depositada el 11 de mayo de 2012.
CAMPO TÉCNICO
[0002] La presente solicitud de patente se refiere a la transmisión de energía eléctrica por inducción resonante. Más concretamente, describe un método y un aparato para generar la reactancia ajustable necesaria para una transmisión de energía inductiva resonante eficaz.
FONDO
[0003] El documento US 2009/009,243 A1 se refiere a sistemas de transferencia de potencia inductiva resonante y muestra en la figura 19B una etapa de potencia configurada para emular la tensión resultante a la salida de una fuente de tensión constante con una reactancia de fuente sintonizable.
[0004] La transmisión inductiva de potencia tiene muchas aplicaciones importantes que abarcan muchas industrias y mercados. FIG. 1 muestra una representación conceptual de un sistema de transmisión de energía inductivo resonante. En FIG. 1, se aplica una fuente de energía eléctrica alterna al inductor primario 100 de un transformador con entrehierro. El acoplamiento magnético entre el inductor primario del transformador 100 y el inductor secundario del transformador 102 transfiere cierta proporción de la energía del lado primario al inductor secundario del transformador 102, que se retira a cierta distancia del inductor primario 100. El campo magnético del inductor primario, la corriente del inductor primario y la corriente del inductor secundario son proporcionales. La resonancia aplicada al inductor primario 100 aumenta la corriente del inductor del lado primario produciendo un aumento correspondiente en el flujo magnético, la corriente del inductor secundario y la potencia transferida del primario al secundario.
[0005] El flujo magnético del inductor primario 100 induce una tensión en el bobinado del inductor secundario 102. La máxima corriente secundaria y, por tanto, la máxima transmisión de energía se produce cuando el devanado inductor secundario también es resonante. El resultado es un circuito resonante bipolar formado por dos circuitos resonantes acoplados magnéticamente. Los circuitos resonantes pueden ser resonantes en paralelo con el inductor y el condensador conectados en paralelo como se muestra en la FIG. 1, o pueden estar cableados en serie y ser resonantes en serie. Además, las resonancias laterales primaria y secundaria no tienen por qué compartir la misma forma.
[0006] La transferencia de potencia inalámbrica inductiva resonante eficiente se basa en mantener un alto grado de resonancia tanto en el inductor de fuente primario como en un inductor de carga secundario.
Sin embargo, las frecuencias de resonancia del primario y el secundario del transformador se ven afectadas por muchos factores, como la variación en la fabricación, la tolerancia de los componentes, la distancia de separación entre el primario y el secundario, la alineación axial, la temperatura y otros factores. Por lo tanto, una transferencia de potencia inalámbrica inductiva resonante eficaz exige un ajuste continuo y autónomo para mantener el alto grado de resonancia necesario.
[0007] Al proporcionar una fuente de alimentación inductiva (o inalámbrica) a los vehículos, por ejemplo, estas variaciones se encuentran de forma rutinaria y presentan un problema crítico para los fabricantes de vehículos eléctricos y otros vehículos que requieren una fuente de alimentación externa. Se desea desarrollar un sistema para cargar vehículos que aborde estos problemas de tal manera que el devanado inductor primario pueda estar situado sobre o en una superficie horizontal y el devanado inductor secundario pueda estar unido a la parte inferior del vehículo para una transferencia inalámbrica eficiente de energía eléctrica al vehículo. La presente invención aborda estas necesidades de la técnica.
RESUMEN
[0008] Se proporciona un generador de reactancia ajustable según la reivindicación 1. También se proporciona un método asociado según la reivindicación 7.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
[0009]
FIG. 1 muestra una representación conceptual de un sistema de transmisión de energía inductiva resonante del estado de la técnica.
FIG. 2A muestra un generador de impedancia Miller convencional y la FIG. 2B muestra un generador de reactancia electrónico ejemplar, según una forma de realización de la invención.
FIG. 3 muestra una forma de realización ejemplar del generador de reactancia ajustable.
FIGS. 4A - 4D representan configuraciones alternativas del generador de reactancia para cada uno de los cuatro
tipos de amplificadores canónicos, según diversas formas de realización de la invención.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS FORMAS DE REALIZACIÓN ILUSTRATIVAS
[0010] Se describirá una forma de realización ejemplar de la invención para su uso en la carga de vehículos de propulsión eléctrica, aunque los expertos en la técnica apreciarán que las enseñanzas aquí proporcionadas pueden utilizarse para alimentar otros sistemas de propulsión eléctrica. En la forma de realización ejemplar, el devanado primario puede estar situado sobre o en una superficie horizontal y la bobina secundaria puede estar unida a la parte inferior del vehículo. Los expertos en la técnica apreciarán que tales aplicaciones, en la práctica, se enfrentan a problemas como los que se describen a continuación.
[0011] El movimiento vertical de los devanados secundario y/o primario (traslación del eje z) debido, por ejemplo, al movimiento de personas en el interior de un vehículo, a la entrada o salida de pasajeros, a la aplicación o retirada de cargas de un vehículo, a las vibraciones en el pavimento debidas al movimiento de vehículos de gran tamaño, al efecto de las ráfagas de viento sobre el vehículo, a la acumulación de nieve y hielo en un vehículo, a la acumulación de nieve y hielo en la superficie de la carretera, a la degradación de la suspensión del vehículo con el paso del tiempo y a otros casos que provocan el movimiento del vehículo modifica la distancia de separación entre los devanados primario y secundario.
[0012] El desplazamiento o movimiento de traslación en una o ambas dimensiones del eje x (por ej., frontal y posterior) y del eje y (porej., de lado a lado) conduce a una alineación no concéntrica de los devanados secundario y primario. Esto puede incluir una desalineación traslacional debida, por ejemplo, a un posicionamiento incorrecto o impreciso del devanado secundario sobre el primario, así como al movimiento del vehículo.
[0013] La desalineación plana entre los devanados primario y secundario puede observarse cuando el secundario está montado en la parte inferior de un vehículo y el propio vehículo no está situado perfectamente plano paralelo a la superficie del pavimento sobre o en el que está emplazado el primario. En tales circunstancias, los devanados primario y secundario estarán desajustados para la resonancia y deberá realizarse una corrección basada en las condiciones encontradas peculiares de un único caso de colocación de un vehículo. Cuando el vehículo se desplaza y se sitúa de nuevo con respecto al mismo primario, o se sitúa otro primario en una nueva ubicación, la alineación plana será casi con toda seguridad imperfecta. En cada caso, la resonancia del sistema puede ajustarse en consecuencia.
[0014] Del mismo modo, cuando están situados, el primario y el secundario pueden desalinearse con precisión debido a fuerzas externas que actúan sobre el vehículo. Estas fuerzas pueden actuar en combinación para cambiar la posición del secundario con respecto al primario en los ejes x, y, y/o z, y puede verse que el resultado puede ser alguna forma de desalineación debido al desplazamiento traslacional. Esto puede verse en una desalineación oblicua o plana, y/o un movimiento o desplazamiento vertical o de traslación.
[0015] Los desplazamientos descritos anteriormente pueden verse como desplazamientos discretos de larga duración, o como movimientos de corta duración, o como movimiento oscilatorio. El desplazamiento o movimiento mecánico interrumpe la transferencia de potencia inductiva resonante, lo que reduce la eficiencia de la transferencia de potencia y genera la posibilidad de mal funcionamiento del sistema, parada o incluso daños en el sistema. Por esta razón, el ajuste resonante automático o la compensación pueden formar parte de una forma de realización ejemplar de la invención.
[0016] Además, debido a que muchos vehículos tienen sistemas de suspensión complejos, y debido a que los componentes de potencia inductiva pueden estar instalados en el chasis amortiguado de un vehículo, puede esperarse un movimiento vibratorio impredecible, complejo y altamente variable. Por esta razón, una forma de realización de la invención puede ser sensible a la gama más amplia posible de movimientos del vehículo que perturbarían un transformador inductivo resonante sintonizado y ser capaz de hacer los ajustes necesarios rápidamente para eliminar eficazmente los efectos deletéreos de la vibración y el movimiento.
[0017] Los inductores primario y secundario junto con sus componentes resonantes asociados forman una red resonante de segundo orden compleja e interactuante. La alteración, desviación o variación de cualquier componente o parámetro de la red puede dar lugar a un rendimiento inferior al óptimo. Los componentes eléctricos pueden fabricarse con un alto grado de repetibilidad, pero el alto grado de precisión de fabricación requerido conlleva unos costes de desarrollo y fabricación no deseados. La capacidad de absorber o compensar de otro modo la variabilidad de fabricación es, por tanto, deseable en una forma de realización ejemplar de la invención.
[0018] Además, dado que la amplia adopción en el mercado de sistemas de alimentación inductiva para vehículos (y para aplicaciones no vehiculares) se basará en la interoperabilidad entre los inductores primarios y secundarios producidos por diferentes fabricantes, una forma de realización de la invención puede acomodar variaciones del sistema que surjan entre sistemas diseñados, fabricados e instalados por múltiples empresas y agencias. En una forma de realización de este tipo, cualquier inductor del lado primario y componentes asociados diseñados y fabricados por cualquier empresa pueden ser requeridos para funcionar automáticamente y/o sin fallos con cualquier inductor del lado secundario y componentes asociados del lado secundario fabricados por cualquier otro fabricante. Estos sistemas inductivos de potencia "desajustados", incluso si se unifican bajo una norma internacional, se enfrentarán a importantes problemas de interoperabilidad. Sólo mediante un reajuste activo y automático se puede conseguir que estas unidades funcionen
eficazmente.
[0019] La sintonización fija, preestablecida en fábrica, puede ser poco probable de alcanzar y poco probable de mantener la precisión de sintonización requerida para una operación eficiente frente a las variaciones de fabricación y alineación discutidas anteriormente. Además, el abuso operativo normal que soportan los vehículos, los movimientos violentos, los choques, los impactos y otras tensiones externas que se producen durante el funcionamiento significan que incluso un sistema de ajuste fijo inicialmente adecuado necesitará mantenimiento, reparación y realineación frecuentes a lo largo de la vida útil del vehículo. Por esta razón, y especialmente teniendo en cuenta el problema agravante de las normas de interoperabilidad, una forma de realización ejemplar de la invención incluye la confirmación de la resonancia y el probable reajuste de la resonancia antes de cada evento de recarga, así como la supervisión continua de la resonancia y el reajuste si es necesario durante la operación de recarga. Las mejoras incrementales a lo largo de los años de fabricación pueden dar lugar a una variabilidad en el diseño de las bobinas que no puede predecirse. La resintonización automática ofrece un medio para garantizar que los inductores heredados sigan funcionando con inductores de nuevo diseño y fabricación reciente.
[0020] En otra forma de realización de la invención es posible que inductores de geometría diferente puedan interoperar. Esto puede ser necesario cuando una bobina primaria es más grande o tiene una morfología diferente a la de la bobina secundaria. Por ejemplo, una bobina primaria ovalada tendrá que funcionar con bobinas secundarias de distintos tamaños y formas. Una vez más, el ajuste automático de la resonancia puede ser necesario para establecer y mantener la resonancia.
[0021] Las variaciones de temperatura ambiente también pueden afectar a la sintonización resonante y requerir un ajuste en una forma de realización de la invención. Las temperaturas ambiente de funcionamiento previstas varían ampliamente debido a la ubicación geográfica, la estación del año, la hora del día, el clima, el viento, la exposición solar o la sombra, incluida la sombra del vehículo de carga. La bobina secundaria y la electrónica asociada están sujetas además a las emisiones térmicas del vehículo, que bien podrían dominar otros efectos térmicos. Además, no se pueden descartar grandes cambios de temperatura ambiente durante la carga y no se puede suponer que las temperaturas del lado del vehículo sean iguales o sigan la temperatura de la bobina del lado primario montada en tierra. La resonancia de la bobina puede variar con la temperatura debido a la expansión y contracción térmica de la propia bobina, la sensibilidad a la temperatura de los componentes electrónicos asociados, especialmente los condensadores resonantes, los cambios en la permitividad magnética del material de ferrita asociado y también debido a los cambios en la distancia de separación de la bobina inducidos por la sensibilidad a la temperatura de los neumáticos del vehículo y los componentes de la suspensión.
[0022] La presente invención proporciona un medio de sintonización electrónica que hace que el sistema primariosecundario de inductores sea fácilmente adaptable a la carga dinámica de vehículos en movimiento. En el caso de vehículos en movimiento, el inductor secundario se fija al vehículo. Se hace que un vehículo en movimiento pase por encima de un conjunto lineal de múltiples inductores primarios independientes, con cada inductor primario secuenciado por un secuenciador automático para encenderse y luego apagarse de tal manera que acople energía al inductor secundario del vehículo durante un breve intervalo de tiempo mientras el vehículo pasa por encima. Evidentemente, en tal caso, las condiciones óptimas de alineación en los planos x, y, z y paralelo sólo se alcanzan momentáneamente para cada combinación de bobina primaria-secundaria. En cualquier otro momento, el ajuste dinámico de la resonancia debe practicarse de forma autónoma para mantener la resonancia del sistema y la eficacia de la transferencia de potencia inalámbrica a medida que la bobina secundaria se aproxima, alcanza y luego se aleja repetidamente de la alineación. Con bobinas fijas al suelo superpuestas o muy próximas entre sí, se pueden energizar varias bobinas simultáneamente con una trayectoria en tiempo real y reactiva que varía continuamente, creando así el efecto de una bobina primaria virtual en movimiento dinámico que mantiene la resonancia del sistema y la eficiencia de la transferencia de potencia inalámbrica con un vehículo en movimiento en presencia de todas las condiciones de desalineación y las influencias perturbadoras de la resonancia mencionadas anteriormente.
[0023] Además, la presente invención permite la práctica de una operación bidireccional altamente eficiente de transmisión de energía donde la potencia puede fluir en cualquier dirección entre el vehículo y un dispositivo fuera de a bordo. En muchas aplicaciones previstas de vehículos eléctricos, puede ser deseable utilizar la energía almacenada en las baterías del vehículo, condensadores u otros dispositivos de almacenamiento de energía para operar equipos fuera de a bordo o para complementar la red de distribución de energía. Aunque la disposición y el diseño de los inductores primario y secundario se invierten, el sistema debe mantener la resonancia en presencia de una carga externa que puede presentar requisitos desconocidos y variables de potencia real y reactiva.
[0024] Uno o más de los factores anteriores que requieren un control activo y automático de la resonancia en los sistemas de alimentación inalámbricos montados en vehículos pueden estar presentes en aplicaciones de transferencia de energía inalámbrica no vehiculares y podrían ir acompañados de otros factores perturbadores específicos de la aplicación y la situación que requieren una detección y corrección automatizadas.
[0025] Además, al compensar uno o más de los factores anteriores, una forma de realización ejemplar de la invención puede cumplir uno o más de los siguientes criterios de rendimiento:
[0026] Los medios por los que se produce la resintonización automática deben ser casi en tiempo real y continuos durante el periodo de transmisión de energía.
[0027] La tecnología utilizada para llevar a cabo el reajuste no puede ser excesivamente masiva o volumétricamente grande.
[0028] La tecnología utilizada para llevar a cabo el reajuste no debe exigir una gran fuente de alimentación para funcionar ni depreciar sustancialmente la eficiencia de transmisión de energía del sistema.
[0029] La tecnología utilizada para lograr la resintonización no debe causar o producir efectos secundarios que degraden los demás aspectos del rendimiento de la transferencia de potencia inalámbrica inductiva.
[0030] La tecnología utilizada para llevar a cabo este reajuste debe estar estrechamente integrada en el sistema electrónico de componentes para reducir la complejidad general del sistema, reducir el coste y mejorar la capacidad del personal de mantenimiento para efectuar curas a los sistemas de alimentación inductiva que funcionen mal.
[0031] La tecnología utilizada para llevar a cabo el reajuste debería representar sólo una pequeña fracción del coste de fabricación de un sistema de alimentación inductivo.
[0032] Según una forma de realización que no forma parte de la presente invención, se permite que la resonancia del circuito inductor del lado de la carga (secundario) varíe según uno o más de los factores mencionados anteriormente. La polaridad y la magnitud del error de resonancia del inductor de carga pueden determinarse comparando la fase de la forma de onda de tensión del circuito resonante del inductor de carga y la fase de la forma de onda de corriente del circuito resonante de carga. Un enlace de comunicaciones inalámbricas desde el lado secundario al lado primario puede indicar la magnitud y la polaridad del error de resonancia del lado secundario y el microcontrolador del lado primario puede entonces ajustar la frecuencia de excitación del inductor primario hasta que se alcance la resonancia secundaria, como indican las formas de onda de tensión y corriente del lado secundario que están en fase.
[0033] De este modo, la frecuencia de funcionamiento del sistema se ajusta de forma que el resonador secundario sintonizado fijo siempre funcione a su frecuencia de resonancia. A continuación, la resonancia del lado primario puede establecerse en la frecuencia de funcionamiento recién ajustada mediante el ajuste u otra manipulación del inductor del lado primario y los componentes de resonancia y adaptación de impedancia asociados. Lo que queda entonces es el ajuste del inductor del lado primario y de los componentes resonantes asociados de forma que también sean resonantes a la frecuencia de funcionamiento resonante del lado secundario. Este ajuste de la resonancia puede realizarse conmutando mecánica o eléctricamente diversas reactancias (como, por ejemplo, la capacitancia) dentro o fuera del circuito hasta que se alcance la resonancia. Una forma de realización ejemplar se basa en N interruptores y N condensadores, estos últimos seleccionados según una secuencia binaria 1-2-4-8 que permite 2N valores de reactancia espaciados uniformemente a partir de N reactancias conmutadas. Alternativamente, se pueden conmutar varios inductores dentro o fuera del circuito según sea necesario o se pueden seleccionar las derivaciones del inductor según sea necesario.
[0034] La transferencia de potencia inalámbrica resonante requiere un alto grado de precisión que puede no ser posible con un enfoque de reactancia conmutada utilizando un número práctico de conmutadores y componentes reactivos. La granularidad de ajuste conseguida con un número práctico de interruptores puede ser demasiado grande.
[0035] Otra forma de realización ejemplar que no forma parte de la presente invención puede utilizar una reactancia eléctricamente variable como un diodo de capacidad variable (condensador de tensión variable), o una inductancia de corriente variable en la que una corriente de polarización variable colocada normalmente en una bobina de control secundaria altera la permeabilidad de un núcleo ferromagnético alterando así la inductancia.
[0036] Sin embargo, el diodo de capacidad variable puede ser incapaz de manejar niveles de potencia superiores a unos pocos milivatios y no puede proporcionar fácilmente grandes valores de capacitancia. Del mismo modo, el inductor de corriente variable es grande, pesado, y también puede ser incapaz de manejar grandes niveles de potencia debido a que la corriente de polarización funciona moviendo el punto operativo del material del núcleo magnético hacia la saturación reduciendo así la corriente del inductor y la potencia nominal.
[0037] Sin embargo, según la invención, un enfoque alternativo de ajuste de resonancia que hace uso del Efecto Miller supera las limitaciones de granularidad de ajuste y nivel de potencia de las formas de realización discutidas anteriormente. Considere la FIG. 2A que muestra un generador de reactancia Miller 200 que comprende un amplificador de tensión ideal convencional 202 con ganancia G y una impedancia de realimentación Z 204. La tensión y la corriente de entrada a esta red se indican con ET y h, respectivamente.
[0038] La tensión a través de la impedancia Z es fijado por la ganancia de tensión del amplificador G que a su vez afecta la corriente terminal de entrada h. La impedancia efectiva a través de los terminales de entrada del amplificador viene dada entonces por:
Ecuación 1 ' 
[0039] Se trata de una disposición muy deseable, ya que la impedancia efectiva puede modificarse fácil y eficazmente cambiando G. Además, G puede ser positivo o negativo, lo que permite generar valores de impedancia efectiva negativos (para G > 1) o positivos (para G ≤ 1). Cabe señalar que las impedancias negativas son potencialmente inestables. No obstante, puede ser posible realizar ajustes útiles de la reactancia utilizando impedancias negativas que funcionen con márgenes de estabilidad suficientes. Para G=1, la tensión a través de Z es cero y la impedancia efectiva es infinita, es decir, un circuito abierto. Como la ganancia del amplificador G es un vector, Z f también puede modificarse cambiando el desplazamiento de fase del amplificador.
[0040] Una desventaja en el Multiplicador de Impedancia Miller de la FIG. 2A es la potencia requerida por el amplificador de tensión lineal 202. Como estimación aproximada del orden de magnitud, el porcentaje de la potencia de accionamiento total proporcionada por el amplificador de tensión 202 es aproximadamente el mismo que el intervalo de ajuste deseado; un intervalo de ajuste del diez por ciento significa que el amplificador de tensión 202 proporciona aproximadamente el 10% de la potencia total. Esto puede ser un problema, ya que la eficiencia de un amplificador lineal analógico puede ser del 20% o menos. En consecuencia, los dispositivos semiconductores en el amplificador de tensión 202 deben ser sustancialmente sobredimensionados añadiendo al coste de tal implementación. La fuente de alimentación asociada y el disipador de calor o los sistemas de gestión del calor inflan aún más el coste de implantación.
[0041] La desventaja de la eficiencia de conversión de potencia de un amplificador analógico lineal convencional puede evitarse mediante el uso de técnicas de conmutación controladas digitalmente. Específicamente, la función de amplificación analógica puede sustituirse por una forma de realización de circuito que emplee Modulación de Anchura por Impulso ("PWM") y un bloque de conversión analógico a PWM asociado. Tales amplificadores son capaces de alcanzar una eficiencia muy buena; sin embargo, los dispositivos de conmutación de energía PWM pueden conmutar a frecuencias mucho más altas que la frecuencia de la señal a amplificar para satisfacer los criterios de Nyquist. Además, el ajuste preciso de la amplitud o la ganancia en un amplificador PWM convencional requiere un ajuste preciso y de grano fino de la anchura del impulso, lo que impone exigencias adicionales al ancho de banda de los dispositivos de conmutación de energía PWM. Así, la eficiencia de conversión de potencia de una implementación de amplificador PWM convencional puede requerir dispositivos de conmutación de energía PWM rápidos, un requisito que conlleva costes y otras desventajas prácticas.
[0042] Un método para eludir los excesivos requisitos de ancho de banda impuestos por los amplificadores PWM convencionales utilizados como parte de un generador de reactancia ajustable electrónicamente puede desarrollarse a partir de los principios de que (1) las ondas de tensión y corriente en un circuito resonante de factor de calidad Q suficientemente alto son sinusoidales y (2) que cualquier sinusoide puede describirse completa y absolutamente mediante tres parámetros: frecuencia, fase y amplitud.
[0043] La generación convencional de señales PWM puede generar cualquier forma de onda arbitraria limitada únicamente por la necesidad de satisfacer los criterios de Nyquist para la componente de frecuencia más alta. Sin embargo, esta flexibilidad de forma de onda se desperdicia cuando se utiliza en un generador de reactancia variable electrónicamente. De hecho, según una forma de realización ejemplar, se puede implementar un generador de reactancia funcional que emplee únicamente generación de onda cuadrada a la frecuencia de funcionamiento del sistema, por lo que puede que no se requieran dispositivos de conmutación más rápidos.
[0044] FIG. 2B muestra un generador electrónico de reactancia 210 ejemplar, según una forma de realización de la invención. En FIG. 2B, un comparador de tensión 212 muestrea la forma de onda de tensión sinusoidal aplicada Et creando una onda cuadrada en el punto 214 que retiene la frecuencia y la fase de la forma de onda de tensión sinusoidal aplicada Et. Como la onda cuadrada en el punto 214 tiene amplitud constante, es posible que no se conserve la información de amplitud de la forma de onda de tensión sinusoidal Et aplicada. La onda cuadrada resultante, emitida en el punto 214, controla la frecuencia de conmutación y la fase de un circuito de conmutación de energía 216. Un circuito de conmutación de energía 216 ejemplar se muestra en la FIG. 2B como un circuito de medio puente que comprende dos transistores de efecto de campo de potencia 218, 226. También pueden utilizarse otros circuitos de conmutación de energía 216. Por ejemplo, el circuito de conmutación de energía puede comprender una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante con configuración de accionamiento de solo extremo o push-pull, una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o doble extremo, u otras topologías de circuitos de conmutación de energía o de conversación de potencia de estas configuraciones generales. La salida del circuito de conmutación de energía 216 puede ser una onda cuadrada con amplitud determinada por la fuente de alimentación ajustable 222.
[0045] La fuente de alimentación ajustable 222 puede ser una fuente de tensión controlada, creando así una onda cuadrada de tensión de salida de medio puente con amplitud controlada, o la fuente de alimentación ajustable 222 puede implementarse como una fuente de corriente controlada, dando lugar así a una onda cuadrada de corriente en la salida de medio puente. En cualquier caso, la onda cuadrada conserva la frecuencia y la fase de la tensión sinusoidal Et aplicada. El parámetro de amplitud Et que falta puede introducirse mediante el bloque de detección de amplitud 220 que controla
la amplitud de la fuente de alimentación ajustable 222. El método de control puede ser analógico, digital o una combinación de ambos.
[0046] En una forma de realización ejemplar, la fuente de alimentación ajustable 222 puede implementarse como una fuente de alimentación conmutada convencional con amplitud de salida controlada por cualquiera de los métodos de control de fuente de alimentación conmutada conocidos en la técnica convencional. Además, en una forma de realización ejemplar, la función de transferencia Out/In del bloque de detección de amplitud 220 - fuente de alimentación controlada 222 puede hacerse igual a G en el diagrama analógico original del generador de reactancia Miller de la FIG. 2A.
[0047] En una forma de realización ejemplar, el circuito mostrado en la FIG. 2B reproduce la frecuencia, la fase y la amplitud a escala G de la tensión sinusoidal aplicada Et con una onda cuadrada a la salida de medio puente. La onda cuadrada se genera, en parte, mediante la fuente de alimentación ajustable 222, que se controla, por ejemplo, mediante un método ejemplar de control de la fuente de alimentación conmutada que evita las ineficiencias de conversión de potencia de los amplificadores analógicos convencionales. La conversión de la onda cuadrada en sinusoide se realiza mediante la acción combinada de filtrado de la impedancia Thevenin Z 224 y el transformador de transferencia de núcleo de aire resonante LC (no mostrado). La impedancia Thevenin Z 224 puede implementarse como una reactancia pura, ya que un componente resistivo de la impedancia Thevenin, si está presente, puede introducir pérdidas. La reactancia óptima (inductiva o capacitiva), para cualquier aplicación, depende en gran medida del tipo de fuente de alimentación de medio puente. Una reactancia inductiva puede ser preferible en conjunción con un interruptor de alimentación alimentado por una fuente de tensión, mientras que una reactancia capacitiva puede ser preferible cuando se utiliza una fuente de alimentación de corriente. La forma de realización descrita anteriormente representa una metodología de diseño general que puede implementarse en múltiples configuraciones. En consecuencia, a continuación, se describen varias implementaciones alternativas del generador electrónico de reactancia.
[0048] FIG. 3 ilustra formas de realización ejemplares de un generador electrónico de reactancia que utiliza los principios descritos anteriormente. Este circuito incluye una sección generadora de potencia 300 y una sección generadora de reactancia 302 del lado del inductor primario y un transformador de transferencia de entrehierro resonante 304 y un circuito rectificador-filtro-carga 306 del lado del inductor secundario.
[0049] La sección del generador de potencia 300 puede contener un circuito de conmutación de energía 308 que convierte la tensión de alimentación de CC Vcc1 en una onda cuadrada de alta potencia 310 que se aplica a través de un condensador de bloqueo de CC Cb y un inductor Thevenin Lth al circuito LC resonante del lado primario que incluye el condensador resonante Cr y el inductor primario Lp. En la resonancia del sistema, el generador de potencia 300 puede ver una carga puramente resistiva, y como resultado, el generador de potencia 300 sólo proporciona potencia real. Los armónicos de onda cuadrada pueden ver una carga de alta impedancia establecida por el inductor Thevenin. Por esta razón, las corrientes armónicas de onda cuadrada pueden reducirse al mínimo.
[0050] El generador de reactancia 302 ejemplar puede tener la misma topología que el generador de potencia real 300. El generador de reactancia 302 también puede desarrollar una onda cuadrada 312 en su nodo de salida de medio puente 314. Sin embargo, esta onda cuadrada 312 puede o no tener la misma fase o la misma amplitud que la onda cuadrada 310 del generador de potencia. Las diferencias de fase y amplitud pueden disponerse para producir una corriente a través del inductor Thevenin Lth del generador de reactancia hacia el nodo sumador de reactancia 316 que replica el efecto de un componente en derivación, pasivo y/o reactivo. La impedancia efectiva de este componente virtual puede modificarse fácilmente ajustando la fase de accionamiento de medio puente del generador de reactancia y/o la magnitud de la fuente de alimentación de CC de medio puente.
[0051] Como se ilustra en la FIG. 3, la funcionalidad de amplificador de tensión del generador de reactancia Miller mostrado en la FIG. 3 puede implementarse con un comparador de tensión 318, un inversor y un par de interruptores semiconductores de potencia de medio puente. En FIG. 3 estos dispositivos semiconductores se muestran como transistores de efecto de campo (FET), pero se pueden utilizar otros dispositivos de conmutación de energía como, por ejemplo, transistores bipolares, transistores bipolares de puerta aislada (IGBT), o incluso tubos de vacío, o interruptores fotoconductores (por ejemplo, interruptores fotoconductores activados por láser). En esta forma de realización, el amplificador de potencia analógico se sustituye por una implementación de conmutación más sencilla, menos costosa y más eficiente.
[0052] Continuando con la forma de realización ejemplar representada en la FIG. 3, el comparador de tensión 318 muestrea la forma de onda de tensión en el nodo de suma de reactancias 316 y crea una representación on-off de onda cuadrada de la tensión del nodo de suma. La información de amplitud de la forma de onda sinusoidal del nodo sumador se pierde obviamente en esta operación. Es posible que se vuelva a añadir más adelante. La onda cuadrada representa sólo la fase de la forma de onda sinusoidal que aparece a través del circuito resonante a ajustar.
[0053] La onda cuadrada y una versión invertida de la onda cuadrada controlan dos dispositivos FET cableados en una configuración de medio puente o tótem y operados como interruptores en lugar de dispositivos lineales. Trabajando juntos, los dos FETs pueden generar una onda cuadrada de alta potencia 312 en su nodo común, cuya amplitud puede ser establecida por la magnitud de la fuente de alimentación controlable de medio puente etiquetada Vcc2, que a su vez puede ser aplicada al condensador de bloqueo Cb y luego al inductor Thevenin Lth En una forma de realización ejemplar, cambiar
la magnitud de Vcc2 cambia la ganancia aparente de este amplificador Miller no convencional, cambiando así la magnitud de la reactancia generada por el generador de reactancia Miller. Vcc2 se suministra mediante un control digital o analógico de una fuente de alimentación conmutada (no mostrada). La señal de control puede ser derivada por un microcontrolador (no mostrado) usando una representación digital de la tensión del nodo sumador de reactancia. El microcontrolador puede ajustar la magnitud de Vcc2 en proporción a la amplitud de la onda sinusoidal presente en el nodo de suma de reactancias. La constante de proporcionalidad puede ser 1/(1-G) como antes para producir la reactancia deseada. La impedancia Miller en esta forma de realización, que emplea un par de transistores de medio puente alimentados por una fuente de tensión controlada, es un inductor, que actúa en parte como un filtro de paso bajo evitando así grandes transitorios de conmutación de corriente asociados con los componentes de onda cuadrada de Fourier superiores del circuito de accionamiento. Por este motivo, sólo el componente fundamental de la forma de onda del accionamiento Miller afecta a la frecuencia de resonancia primaria, ya que los armónicos se rechazan en gran medida. Además, la forma de onda de corriente inyectada en el nodo sumador de reactancia es esencialmente sinusoidal al igual que en el generador lineal de reactancia Miller mostrado en la FIG. 3.
[0054] Como también se muestra en la FIG. 3, el transformador de transferencia resonante 304 incluye además un inductor secundario Ls y un condensador resonante Cr. El circuito rectificador-filtro 320 rectifica y filtra la señal sinusoidal recibida antes de aplicarla a la carga 322.
[0055] En otras formas de realización ejemplares, pueden incorporarse configuraciones de amplificador alternativas al generador de reactancia representado en la FIG. 3. Las formas de realización alternativas pueden caracterizarse según el tipo de amplificador y la topología de conmutación de energía seleccionados. Según la Tabla 1, las formas alternativas de amplificación incluyen el amplificador de tensión, el amplificador de trans-conductancia, el amplificador de corriente y el amplificador de trans-resistencia. FIGS. 4A-4D muestran cuatro configuraciones alternativas de amplificadores, mientras que la Tabla 1 enumera la definición de ganancia de cada una de ellas.
Tabla 1 - Configuraciones del Amplificador Generador de Reactancia
[0056] En la forma de realización ejemplar representada en la FIG. 4A, se implementa un amplificador de tensión compuesto muestreando la forma de onda de tensión del nodo sumador de reactancias con un comparador de tensión 318 y utilizando la onda cuadrada resultante para controlar los interruptores de transistor de medio puente con el medio puente alimentado por una fuente de tensión de magnitud controlada. El comparador de tensión 318 genera una onda cuadrada que tiene la misma frecuencia y fase que la señal sinusoidal en el nodo 316 que acciona un interruptor de potencia alimentado por una fuente de tensión ajustable 402. La tensión de la fuente de tensión ajustable 402 se ajusta para que sea proporcional a la amplitud de la onda sinusoidal de tensión presente en el nodo sumador de reactancias 316. Además, en la forma de realización ejemplar representada en la FIG. 4D, la forma de onda del tensión del nodo de suma de reactancias se muestrea con el comparador de tensión 318 como antes, pero utilizando la onda cuadrada resultante para controlar un medio puente alimentado por una fuente de corriente ajustable 404 produce efectivamente una implementación de amplificador de trans-conductancia compuesto. Los expertos en la técnica apreciarán que un amplificador de trans-conductancia muestrea la forma de onda de tensión presente en el nodo sumador de reactancia 316 y genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que acciona un interruptor de potencia alimentado por una fuente de corriente ajustable 404. La magnitud de la fuente de corriente ajustable se ajusta para que sea proporcional a la amplitud de la onda sinusoidal de corriente que fluye hacia el nodo sumador de reactancias 316.
[0057] Además, en las formas de realización ejemplares representadas en las FIGS. 4B y 4C, el muestreo de la corriente sinusoidal presente en el circuito resonante que se va a ajustar y el uso de esa representación de onda cuadrada para accionar un medio puente alimentado por una fuente de tensión y otro alimentado por una fuente de corriente, respectivamente, produce implementaciones de amplificador de trans-resistencia compuesto y de amplificador de corriente compuesto. Un amplificador de corriente (Figura 4C) muestrea la forma de onda de la corriente que fluye hacia el nodo sumador de reactancias 316, genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que acciona un interruptor de potencia alimentado por una fuente de corriente ajustable 404. La magnitud de la fuente de corriente ajustable 404 se ajusta para ser proporcional a la amplitud de la onda sinusoidal de corriente que fluye hacia el nodo sumador de reactancia 316. Por otro lado, un amplificador de trans-resistencia compuesto (Figura 4B) muestrea la forma de onda de la corriente que fluye hacia el nodo sumador de reactancia 316, genera una onda cuadrada de la misma frecuencia y fase que acciona un interruptor de potencia alimentado por una fuente de tensión ajustable 402. La tensión de la fuente de tensión ajustable 402 se ajusta para que sea proporcional a la onda sinusoidal actual que fluye hacia el nodo sumador de reactancia 316. Los amplificadores implementados con conmutadores de potencia alimentados por fuente de corriente suelen ser preferidos por su tolerancia a la conducción simultánea de dispositivos de conmutación, conocida comúnmente como blow through, y a otros fallos que causan fallos momentáneos de tipo cortocircuito. Además, el uso de una reactancia de retroalimentación inductora es favorable en las formas de realización que utilizan interruptores de alimentación de tensión constante, mientras que una reactancia de retroalimentación capacitiva del generador de Miller es favorable en las formas
de realización que utilizan interruptores de alimentación de corriente constante. Sin embargo, en la práctica, la configuración más deseable del amplificador puede depender de la naturaleza del circuito de carga resonante, ya sea resonancia en serie o en paralelo, del tipo de impedancia Miller, ya sea inductiva o capacitiva y/o de otros factores de diseño.
[0058] En otras formas de realización ejemplares, las fuentes de potencia controlables de medio puente, una fuente de tensión controlable o una fuente de corriente controlable descritas anteriormente y representadas en las FIGS. 3 y 4A-4B pueden sustituirse por fuentes de tensión o corriente de magnitud fija. La ganancia efectiva del amplificador G y, por lo tanto, el factor de proporcionalidad de la reactancia 1/(1-G) pueden implementarse mediante la modulación de la anchura de impulsos de medio puente. En otra forma de realización ejemplar, otras técnicas de control del generador de reactancia hacen uso de la porción de fase de la definición de ganancia vectorial del amplificador G. Para señales de accionamiento del generador de reactancia en fase o 180 grados fuera de fase, el denominador de la Ecuación 1 es real. Si Z en la Ecuación 1 se implementa como una reactancia ideal, específicamente un inductor o condensador, entonces Z f también puede ser una reactancia pura y el generador de Reactancia Miller puede proporcionar sólo potencia imaginaria, VARs al nodo sumador de reactancias.
[0059] En una forma de realización ejemplar, implementando Z en la Ecuación 1 como una reactancia ideal pero desplazando la fase de la señal de accionamiento crea un componente imaginario en el denominador de la Ecuación 1 haciendo así Z f complejo también. Esto significa que el generador de reactancia puede estar proporcionando (o absorbiendo) potencia real (vatios) además de potencia reactiva (VAR) al nodo sumador de reactancia. Una forma de realización ejemplar de la invención dispone la magnitud y la fase de G en el denominador de la Ecuación 1 de forma que Zeff consiste en la suma de una resistencia real negativa y una reactancia imaginaria de signo positivo o negativo. De este modo, el generador de reactancia Miller asume parte de la carga de suministrar potencia real al cable. El control de la fase de la señal de accionamiento permite asignar la capacidad de manejo de potencia de medio puente generador de reactancia Miller a la generación de potencia puramente reactiva (VARS), potencia puramente real (vatios), o alguna combinación de ambas, según se desee, permitiéndole proporcionar más potencia reactiva o más potencia real según se desee.
[0060] Como se ha ilustrado anteriormente, el control muy preciso de los parámetros que determinan la salida del generador de reactancia, es decir, la tensión de alimentación o la amplitud de la corriente, así como la potencia de la señal de accionamiento, el ciclo de trabajo y la fase, se logra fácilmente utilizando una variedad de métodos, el efecto neto es la síntesis de una reactancia variable de alta potencia, o reactancia variable mixta - resistencia negativa variable, la resistencia negativa que suministra potencia real, que cuando se conecta al inductor de transferencia de potencia inalámbrica, permite un ajuste suave y casi continuo de la frecuencia de resonancia del inductor de transferencia.
[0061] En una forma de realización ejemplar de la invención, el uso de la reactancia Miller electrónicamente variable descrita anteriormente no excluye el uso de elementos reactivos conmutados, con tomas o variables de otro modo. De hecho, los elementos reactivos conmutados pueden incorporarse a una reactancia variable Miller para proporcionar un cambio de reactancia de paso grueso con la reactancia variable Miller confiada al ajuste fino continuo.
[0062] En otra forma de realización ejemplar de la invención, la señal de onda cuadrada que impulsa el generador de reactancia Miller se deriva de una muestra de la tensión o corriente sinusoidal presente en el nodo de suma de reactancias 316. Alternativamente, esta señal puede derivarse de la onda cuadrada que acciona el medio puente de potencia principal, ya sea en fase o en cuadratura. Además, el reloj generador de reactancia puede generarse en un microcontrolador u otro dispositivo digital o controlado por software.
[0063] FIG. 3 representa una forma de realización ejemplar que tiene un circuito LC de resonancia asimétrica, asimétrica en el sentido de que un lado está conectado del circuito LC está conectado a tierra y el circuito de resonancia LC es impulsado por un par de circuitos de medio puente ambos con una salida desequilibrada con respecto a la tierra del circuito. Como se ha indicado anteriormente, otras formas de realización de la invención pueden emplear circuitos resonantes LC equilibrados con ninguno de los lados conectados directamente a masa accionados por la salida equilibrada y simétrica de controladores de puente en H en lugar de controladores de medio puente. El circuito de conmutación de energía de la invención puede comprender una configuración de medio puente, una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante con configuración de accionamiento de solo extremo o push-pull, una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o doble extremo, u otras topologías de circuitos de conmutación de energía o de conversación de potencia de estas configuraciones generales. Múltiples topologías de conmutación de energía evidentes para los expertos en la técnica pueden utilizarse en una forma de realización de la función de conmutación de energía de la parte del amplificador de conmutación del generador de reactancia Miller descrito en el presente documento. Entre ellos se incluyen circuitos de uno o varios interruptores, circuitos simétricos o asimétricos con respecto al terminal común de la fuente de alimentación, configuraciones de solo extremo o push-pull, medio puente con o sin divisores de tensión capacitivos, configuraciones de puente en H, convertidores de volante y delanteros, y otras topologías de conversión de potencia conocidas por los expertos en la técnica. La selección de la topología de conmutación de energía se rige por las mismas opciones de decisión de diseño que guían la selección de topologías para uso en aplicaciones convencionales de conversión y control de potencia, como inversores de CC a CA, controladores de motores, aparatos de calentamiento por inducción y dispositivos de conversión de tensión de CC a CC. También pueden utilizarse otras configuraciones de interruptores de potencia conocidas en la técnica
[0064] Los expertos en la técnica apreciarán que las inductancias del lado primario y del lado secundario del transformador de transferencia deben ser resonadas mediante la conexión de un condensador resonante para un funcionamiento eficiente. El condensador resonante puede conectarse en serie creando un circuito resonante en serie, o puede conectarse en paralelo creando un circuito resonante en paralelo. Los expertos en la técnica sabrán que la conexión resonante en serie de la inductancia del lado primario del transformador de transferencia es muy adecuada para ser accionada por circuitos de conmutación de energía alimentados por una fuente de tensión, mientras que la conexión resonante en paralelo de la inductancia del lado primario del transformador de transferencia es muy adecuada para ser accionada por circuitos de conmutación de energía alimentados por una fuente de corriente. Los expertos en la técnica comprenderán también que estas directrices generales de diseño pueden verse alteradas por la adición de una red LC de adaptación de impedancias. Del mismo modo, en el lado de carga del transformador de transferencia, la conexión resonante en serie de la inductancia del lado secundario del transformador de transferencia es muy adecuada para accionar cargas que requieren una fuente de alimentación de tipo tensión constante y una conexión resonante en paralelo del inductor del lado secundario del transformador de transferencia es muy adecuada para accionar cargas que requieren una fuente de alimentación de tipo corriente constante. Al igual que en el caso anterior, los expertos en la técnica comprenderán que estas directrices generales de diseño pueden verse alteradas por la adición de una red de adaptación de impedancias LC.
[0065] Aunque la divulgación aquí contenida contempla el uso de esta invención para aplicaciones que requieren una potencia relativamente alta (superior a 100 vatios), debe entenderse que la lista potencial de aplicaciones de potencia no está limitada y que esta invención puede aplicarse a una amplia gama de requisitos de potencia.
[0066] Además, mientras que la divulgación contenida en el presente documento se refiere a la provisión de energía eléctrica a los vehículos, debe entenderse que esto es sólo una de las muchas aplicaciones posibles, y otras formas de realización incluyendo aplicaciones no vehiculares son posibles. Éstas y otras formas de realización de la invención se entienden dentro del ámbito de la invención, tal como se identifica en las reivindicaciones siguientes.
Claims (8)
1. Un generador de reactancia ajustable (210) para un sistema de transferencia de potencia inductiva resonante, que comprende:
un comparador (212) dispuesto para recibir una forma de onda de tensión sinusoidal de entrada y para emitir una primera forma de onda de tensión cuadrada que conserva una frecuencia y una fase de la forma de onda sinusoidal de entrada;
un circuito de conmutación de energía (216) dispuesto para recibir dicha primera forma de onda cuadrada de tensión como señal de control y para emitir una segunda forma de onda cuadrada de tensión (312) que conserva la frecuencia y la fase de la forma de onda sinusoidal de tensión de entrada;
un detector de amplitud (220) dispuesto para detectar una amplitud de la forma de onda de tensión sinusoidal de entrada;
una fuente de alimentación ajustable (222) conectada al circuito de conmutación de energía (216) y dispuesta para ajustar una amplitud de la segunda forma de onda cuadrada de tensión (312) basándose en la amplitud detectada por el detector de amplitud (220); y
una impedancia Thevenin (224) y un transformador de transferencia de núcleo de aire resonante LC dispuesto de modo que convierta la forma de onda de tensión de segunda onda cuadrada ajustada en amplitud en una forma de onda de tensión sinusoidal de salida, en la que la conversión de la forma de onda de tensión de segunda onda cuadrada ajustada en amplitud en la forma de onda de tensión sinusoidal de salida proporcione un efecto de reactancia ajustable;
donde el generador de reactancia ajustable comprende además medios para proporcionar dicha forma de onda de tensión sinusoidal de salida a una carga del sistema de transferencia de potencia inductiva resonante.
2. El generador de reactancia ajustable de cualquier reivindicación precedente, en el que la frecuencia, la fase y la amplitud de la forma de onda sinusoidal de entrada se replican con la segunda forma de onda de tensión de onda cuadrada de amplitud ajustada.
3. El generador de reactancia ajustable de cualquier reivindicación anterior, en el que el circuito de conmutación de energía comprende un circuito de medio puente que comprende dos dispositivos de conmutación de energía.
4. El generador de reactancia ajustable de cualquier reivindicación precedente, en el que el circuito de conmutación de energía comprende una configuración de pleno puente, una configuración de volante, un tanque resonante con configuración de accionamiento de solo extremo o push-pull, o una configuración de convertidor delantero de un solo extremo o doble extremo.
5. El generador de reactancia ajustable de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 2, en el que la fuente de alimentación ajustable comprende una fuente de tensión controlada o una fuente de corriente controlada.
6. El generador de reactancia ajustable de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 2, en el que la fuente de alimentación ajustable comprende una fuente de alimentación conmutada.
7. Método de ajuste de una reactancia de un generador de reactancia ajustable (210) para un sistema de transferencia de potencia inductiva resonante según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 6, que comprende:
generar, a partir de una forma de onda de tensión sinusoidal de entrada, una primera forma de onda de tensión cuadrada que conserve una frecuencia y una fase de la forma de onda de tensión sinusoidal de entrada; aplicando dicha primera forma de onda cuadrada de tensión como señal de control a un circuito de conmutación de energía (216) mediante el cual dicho circuito de conmutación de energía produce una segunda forma de onda cuadrada de tensión (312) que conserva la frecuencia y la fase de la forma de onda sinusoidal de tensión de entrada;
ajustar una amplitud de la segunda forma de onda de tensión cuadrada (312) en función de la amplitud de la forma de onda de tensión sinusoidal de entrada detectada por un detector de amplitud (220);
convertir la forma de onda de tensión de segunda onda cuadrada de amplitud ajustada en una forma de onda de tensión sinusoidal de salida que tenga un efecto de reactancia ajustable; y
proporcionar dicha forma de onda de tensión sinusoidal de salida a una carga de un sistema inductivo resonante de transferencia de potencia.
8. El método de la reivindicación 7, en el que la frecuencia, la fase y la amplitud de la forma de onda de tensión sinusoidal de entrada se replican con la segunda forma de onda de tensión de onda cuadrada ajustada en amplitud.
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