JP2023540278A - 連続可変能動リアクタンスシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

【解決手段】共振器の共振周波数を制御するための様々な実施形態が説明される。システムは、少なくとも１つの共振回路と、少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御する能動的可変リアクタンス回路とを含む。能動可変リアクタンス回路は、電気制御可能スイッチング素子と、第１端子から第２端子へ流れるＲＦ電流が実質的に正弦波となるように、装置を通過又は装置の両端の高周波（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で電気制御可能スイッチング素子を切り替えるよう構成されたスイッチコントローラサブサーキットと、を含む。【選択図】図２Ａ

Description

本開示は、連続可変能動リアクタンスシステム及び方法に関する。

［関連出願の相互参照］
本出願は、２０２０年８月２７日に出願された「ＣＯＮＴＩＮＵＯＵＳＬＹ ＶＡＲＩＡＢＬＥ ＡＣＴＩＶＥ ＲＥＡＣＴＡＮＣＥ ＳＹＳＴＥＭＳ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤＳ」という名称の米国仮特許出願第６３／０７１，０４８号の利益及び優先権を主張し、その内容は参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

共振無線電力システムは、電力を伝送するためにＬＣ共振器間の磁気結合又は電気結合を利用する。このようなシステムの効率は、共振器の品質係数に依存し、品質係数が高いほど無線電力伝送効率が高くなる。ただし、品質係数が高い共振器ほど共振応答曲線が狭くなり、つまり、品質係数が高いことによって得られる潜在的な効率向上を完全に実現するには、駆動周波数を共振器の共振周波数に近づけなければならない。したがって、駆動周波数が固定されているシステム、及び／又は、２つ以上の共振器が存在するシステムでは、システムの性能を最適化するために、すべての共振器の共振周波数を正確に制御することが不可欠である。

以下の図面を参照すれば、本開示の態様の多くをさらによく理解することができる。図面の構成要素は、必ずしも一定の縮尺で描かれているわけではなく、開示の原理を明確に示すことに重点を置いている。さらに、図面において、同様の参照番号は、複数の図を通して対応する部分を示す。

図１Ａは、本開示の様々な実施形態による、電気的に制御される可変静電容量を有するＬＣ共振器の簡略化された概略図の一例である。 図１Ｂは、本開示の様々な実施形態による、電気的に制御される可変インダクタンスを有するＬＣ共振器の簡略化された概略図の別の例である。 図２Ａは、本開示の様々な実施形態による能動可変静電容量を提供するための簡略化された回路図の一例である。 図２Ｂは、本開示の様々な実施形態による、図２Ａの簡略化された回路図のシミュレーション理想波形図である。 図３Ａは、本開示の様々な実施形態による能動可変静電容量を提供するための簡略化された回路図の一例である。 図３Ｂは、本開示の様々な実施形態による図３Ａの簡略化された回路図のシミュレーション理想波形図である。 図４Ａは、本開示の様々な実施形態による実効容量性リアクタンス対デューティサイクルを示すグラフである。 図４Ｂは、本開示の様々な実施形態による実効誘導サセプタンス対デューティサイクルを示すグラフである。 図５は、本開示の様々な実施形態による、図６及び図７に示される測定値を収集するために使用される能動可変静電容量回路を実装するプリント回路基板（ＰＣＢ）の写真である。 図６は、本開示の様々な実施形態による図５の回路の能動可変静電容量の測定波形を示すグラフである。 図７は、本開示の様々な実施形態による、図５の能動可変静電容量回路を含む共振器の測定された共振周波数対デューティサイクルを示すグラフである。 図８は、本開示の様々な実施形態による自動チューニング共振中継器の簡略図の一例である。 図９は、本開示の様々な実施形態による自動チューニング共振中継器及び直接駆動共振器の写真である。 図１０は、本開示の様々な実施形態による能動可変静電容量性リアクタンスのためのシステムの概略ブロック図である。 図１１は、本開示の様々な実施形態による能動可変誘導リアクタンスのためのシステムの概略ブロック図である。 図１２は、能動可変静電容量の理想的な電圧及び電流波形のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１３は、デューティサイクルの関数として実効容量性リアクタンスを示すグラフである。 図１４は、能動可変インダクタンスの理想的な電圧及び電流波形のシミュレーションを示すグラフである。 図１５は、デューティサイクルの関数として実効誘導サセプタンスを示すグラフである。 図１６は、本開示の様々な実施形態による、能動可変リアクタンスによるチューニング制御を使用して、外部駆動ＬＣ共振器のＲＦ電流振幅を自動的に調整するための回路の概略ブロック図である。 図１７は、本開示の様々な実施形態による、能動可変静電容量によるＬＣ共振器の自動ＲＦ電流調整のための回路の概略ブロック図である。 図１８は、本開示の様々な実施形態による、自動ゼロ電圧スイッチングを備えたＥクラスＲＦ発生器である。 図１９は、本開示のさまざまな実施形態による、さまざまな負荷条件に対する自動ゼロ電圧スイッチングを備えたクラスＥ増幅器の測定されたゲート及びドレイン電圧波形を示すチャートである。 図２０は、本開示の様々な実施形態による、様々なチューニング条件に対する自動ゼロ電圧スイッチングを有するクラスＥ増幅器について測定されたゲート及びドレイン電圧波形を示すチャートである。 図２１は、本開示の様々な実施形態による、タンク回路の共振周波数の関数として測定されたＡＺＶＳ増幅器のデューティサイクルを示すチャートである。 図２２は、本開示の様々な実施形態による、ＡＺＶＳ及び自動チューニングを伴うＥクラスＲＦ発生器の概略図である。 図２３は、本開示の様々な実施形態による、ＬＣタンク回路と直列の可変リアクタンスを使用するチューニングによってＺＶＳを達成するＥクラスＲＦ発生器の概略図である。 図２４は、本開示の様々な実施形態による、ＲＦ発生器がＲＦ電力を出力するために使用するのと同じ２つの端子から直流（ＤＣ）電力を引き出すように再構成されたクラスＥ増幅器の概略図である。 図２５は、本開示の様々な実施形態による、分散型ＲＦ発生器によって駆動される共振磁気ループアンテナの簡略化された概略図である。 図２６は、本開示の様々な実施形態による、ＡＺＶＳ及び自動チューニングを伴う分散型ＲＦ発生器システムの一部として使用するためのＲＦ発生器の概略ブロック図である。

上述のように、駆動周波数が固定されているシステム及び／又は２つ以上の共振器が存在するシステムでは、システム性能を最適化するためにすべての共振器の共振周波数を正確に制御することが不可欠である。共振器のデチューニングは、コンポーネント値の変動や環境との相互作用など、さまざまな要因によって引き起こされ得る。そのため、チューニング誤差を補正するために共振器の共振周波数を制御する方法を有することが望ましい。

ここで図面を参照して、図１Ａ及び１Ｂは、ＬＣ共振器の共振周波数を制御するための２つの例示的な実施形態を示す。両方の例において、共振ＬＣタンク回路１０は、インダクタＬ_Ｔ及びコンデンサＣ_Ｔを有する。図１Ａを参照して、可変コンデンサＣ_ＶＡＲはＣ_Ｔと直列であり、これにより、ＬＣ共振器の全直列静電容量を変化させることができる。図１Ａの共振器の共振周波数は、次の式で与えられる。
ここで、総直列容量Ｃ_{ｓｅｒｉｅｓ}は次の式で与えられる。

図１Ｂでは、可変インダクタンスＬ_ＶＡＲがＬ_Ｔと並列であり、ＬＣ共振器の総並列インダクタンスを変化させることができる。図１Ｂの共振器の共振周波数は、次の式で与えられる。
ここで、合計並列インダクタンスＬ_{ｐａｒａｌｌｅｌ}は次の式で与えられる。

図１Ａ及び図１Ｂに示すＬＣ共振器が、人間の制御なしに環境の変化に応答できるように、可変リアクタンス素子は電気的に制御可能であってもよい。電気制御可能リアクタンスは、電気機械システム、非線形装置、又は個別に切り替えられるインダクタ又はコンデンサのアレイを使用して作成できる。ただし、これらのアプローチにはすべて、無線給電に用いると不利な点がある。電気機械システム及び個別に切り替えられるリアクタンスアレイはコストが高く複雑であるが、非線形装置は、ＬＣタンク回路１０のＲＦ電圧及び電流の振幅よりもはるかに大きいＤＣ制御電圧と電流を必要とし、これは高電圧システムにとっては多くの場合非実用的である。したがって、電気機械装置や非線形リアクタンスを必要とせず、最小限のスイッチング装置を用いて最小限の複雑さで連続的なチューニング範囲を実現することができる電気制御可能なリアクタンス素子を構成する手段を見つけることが望まれる。

電気制御を実現する１つの方法は、電気モータを使用して可変コンデンサ又はインダクタのチューニングを調整することである。ただし、これらの電気機械ソリューションは、多くの場合、かさばり、複雑である。電気的制御を実現し得る別の方法としては、バラクターや可飽和フェライトなどの非線形リアクタンス素子を使用する方法がある。しかし、これらの非線形装置は、可変リアクタンスとして動作するために、装置を通過する、又は装置の両端のＲＦ電流又は電圧の振幅よりもはるかに大きいＤＣ制御電圧又は電流を必要とする。この条件は、ラジオ受信機のタンク回路などの弱い信号でＬＣ共振器を共振させる場合には容易に満たすことができる。しかしながら、ＬＣ共振器が、共振器内のＲＦ電圧と電流の振幅がすでにかなり大きい高出力無線電力システムの一部である場合、この条件を満足することは多くの場合、困難又は不可能である。線形性を維持しながら電気機械部品を必要としない別の方法は、ＬＣ共振器の内外でリアクタンス素子を切り替えるために、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、リレーなどの、電気制御スイッチを使用することである。

スイッチの各状態は、単一のチューニング状態を提供する。したがって、取り得る状態の数は、スイッチの数に２を足した数になる。しかしながら、このアプローチにはさまざまな欠点がある。まず、特定の個別のチューニング周波数しか達成できない。連続した範囲でチューニングすることはできない。第２に、システムはより多くのスイッチを必要とするため、チューニング状態が増えると、より複雑になる。第３に、システムにはデジタル制御が必要であり、これもシステムを複雑にする。したがって、電気機械装置又は非線形リアクタンスを必要とせず、最小数のスイッチング装置を使用して、最低限の複雑さで連続チューニング範囲を達成できる電気的制御を提供することが望ましい。

上述の望ましい属性は、能動可変リアクタンスで達成してもよい。そこで、図２Ａ及び２Ｂは、ＬＣタンク回路１０内の正弦波ＲＦ電流又は電圧の周波数でオン及びオフに切り替えられる単一の電気制御可能スイッチング装置Ｓ１を使用して能動可変リアクタンスを構築することができる例示的な回路を示す。ＬＣタンク回路１０は、例えば、駆動周波数ｆｄを有する外部ＲＦ源への誘導結合又は容量結合を介して間接的に電力供給されてもよい。

図２Ａ及び３Ａに示される共振器のチューニングは、スイッチのデューティサイクルを変更することによって調整してもよい。この電気制御スイッチング装置ひとつを使用すれば、これらの回路は、複雑な電気機械システムやスイッチアレイや、非線形システムに必要な大きなＤＣ電圧や電流を必要とせずに、可変リアクタンスを生成できる。

図２Ａに示す能動可変静電容量では、ＬＣタンク回路１０は、端子Ｔ_１から端子Ｔ_２に流れるＲＦ電流Ｉ_ＲＦがほぼ正弦波であることを保証する。このＲＦ電流Ｉ_ＲＦは、図２Ｂの上部のプロットに示されている。中央のプロットは、スイッチ制御矩形波を示す。矩形波の位相は、ＲＦ電流Ｉ_ＲＦの負勾配のゼロ交差が低期間の中間点で発生するように選択される。下のプロットは、Ｃ_ｓ＞＞Ｃ_Ｔと仮定したときのコンデンサＣ_ｓの両端の電圧Ｖ_Ｃｓを示す。スイッチがオフのとき、コンデンサＣ_ｓは最初に充電され、次に電流Ｉ_ＲＦによって放電される。Ｉ_ＲＦとスイッチ制御矩形波の間の位相関係により、ゼロ電圧スイッチングが保証され、スイッチがオンになったときにＣ_ｓを放電することによってスイッチがエネルギーを消費しないことが保証される。電圧波形Ｖ_Ｃｓ（ｔ）には多くの高調波が含まれている。しかしながら、ＬＣタンク回路１０は、主に基本波に応答するフィルタとして機能する。したがって、実効リアクタンスχ_ｃは、この基本波の振幅をＲＦ電流の振幅で割ることによって定義できる。
ここで、χ_Ｃｓ≡１／（ωＣ_ｓ）は、ＲＦ電流の角周波数ωにおけるコンデンサＣ_ｓのリアクタンスである。式５は、実効リアクタンスがスイッチのデューティサイクルδを変更することによって連続的に変更できることを示す。デューティサイクルと実効容量性リアクタンスとの間の関係が図４Ａにプロットされている。このリアクタンスは、次の実効可変静電容量に相当する。

図３Ａに示す能動可変インダクタンスでは、ＬＣタンク回路１０は、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間のＲＦ電圧Ｖ_ＲＦがほぼ正弦波であることを保証する。このＲＦ電圧を図３Ｂの上部のプロットに示す。中央のプロットは、スイッチ制御矩形波を示す。矩形波の位相は、ＲＦ電圧Ｖ_ＲＦの負勾配のゼロ交差が高期間の中間点で発生するように選択される。下のプロットは、Ｌ_ｓ＞＞Ｌ_Ｔと仮定したときの、インダクタＬ_ｓを流れる電流Ｉ_Ｌｓを示す。スイッチがオンのとき、電圧Ｖ_ＲＦによってインダクタ電流が最初に上昇し、次に下降する。Ｖ_ＲＦとスイッチ制御矩形波との間の位相関係により、ゼロ電流スイッチングが保証され、スイッチがエネルギーを消費しないことが保証される。電流波形Ｉ_Ｌｓ（ｔ）には多くの高調波が含まれている。しかしながら、ＬＣタンク回路１０は、主に基本波に応答するフィルタとして機能する。したがって、実効サセプタンスＢ_ｌは、この基本波の振幅をＲＦ電圧の振幅で割ることによって定義できる。

ここで、χL_s≡ｗＬ_ｓはＲＦ電圧の角周波数ωにおけるインダクタＬ_ｓのリアクタンスである。
式７は、実効サセプタンスが、スイッチのデューティサイクルδを変更することによって連続的に変更できることを示す。デューティサイクルと実効誘導サセプタンスとの間の関係は、図４Ｂにプロットされている。実効誘導リアクタンスは、実効誘導サセプタンスの逆数に等しい。
このリアクタンスは、次の実効可変インダクタンスに相当する。

図５は、銅テープから作られた誘導ループにはんだ付けされた能動可変静電容量回路を示すが、他の材料を使用してもよい。ループは、外部ＲＦソースによって誘導的に駆動された。スイッチは、ＭＯＳＦＥＴの並列ペアで実装された。ゲート駆動信号を生成するために、ループと直列に接続されたコンデンサの両端の正弦波電圧が位相シフトネットワークを介してコンパレータに送られ、矩形波が生成され、ＲＣフィルタによって三角波に変換され、第２コンパレータに供給され、制御可能なデューティサイクルを持つ矩形波を生成する。

図６は、ゲート、ドレイン、及びＲＦ電流波形の測定値を示しており、これらは、図２Ｂに示す理想的な波形の形状とよく一致している。より具体的には、図５に能動可変静電容量回路の測定波形を示す。電流Ｉ_ＲＦは、直列コンデンサの両端の電圧の時間導関数から決定された。導関数によって増幅された高周波ノイズを除去するために、ソフトウェアで２００ＭＨｚのローパスフィルタを適用した。

式６の実効性をテストするために、共振器は被駆動ループに誘導結合した。ゲート駆動デューティサイクルを変化させ、デューティサイクルの各値について、共振器内のＲＦ電流が最大になる駆動周波数を見つけることによって、共振周波数を測定した。結果を図７にプロットすると、式６の予測とかなりよく一致している。具体的には、図７は、図５に示す能動可変静電容量回路を含む共振器の測定共振周波数に対するデューティサイクルを示す。

ＬＣ共振器のチューニングを電気的に制御する能力には、共振無線電力伝達において多くの用途がある。一例としては、図８に示すシステムである。このシステムでは、能動可変静電容量をフィードバック回路と組み合わせて使用し、無線共振中継器内で一定のＲＦ電流振幅を維持する。一定のＲＦ電流共振中継器２０（例えば、図８の概略図及び図９の写真の下側の共振器）は、６．７８ＭＨｚで駆動し、直接給電共振器２５（図８の概略図及び図９の写真の上側の共振器）に誘導結合される。各共振器のサイズは約２５ｃｍｘ５０ｃｍである。共振中継器２０は、一定のＲＦ電流振幅Ｉ_ＲＦを維持するためにチューニングを自動的に調整する。直接共振器及び共振中継器はそれぞれ、２つの調整済み無線３６０ｍＷＬＥＤ負荷（例えば、図９に示すＬＥＤライト）に電力を供給する。なお、インダクタＬ_１及びＬ_２の電流振幅は等しく、循環方向は反対である。直接給電共振器では、コンデンサＣ_５及びＣ_６は、Ｌ_３及びＬ_４のＲＦ電流振幅が等しく、循環方向が逆になるように選択される。

コンデンサＣｓ、Ｃ_１、及びＣ_２は、能動可変静電容量の任意のデューティサイクルに対して、共振中継器の共振周波数がＲＦ発生器によって生成される駆動周波数よりも常に高くなるように選択することができる。これは、ＲＦ電流振幅がデューティサイクルの単調関数であることを意味する。自動チューニング回路は、共振中継器２０のＲＦ電流振幅Ｉ_ＲＦに比例するＣ_３の両端の整流ＤＣ電圧を測定する。この整流ＤＣ電圧を一定に保つために、ゲート駆動矩形波のデューティサイクルを調整するフィードバックループを提供してもよい。その結果、このフィードバックループは、共振中継器のチューニングを自動的に変更し、誘導結合ｋ１３及びｋ２４が、直接給電共振器に対して共振中継器を移動することによって変更された場合でも、ＲＦ電流振幅Ｉ_ＲＦが一定に保たれるようにする。図８に示すシステムは、直接共振器と共振中継器との間の分離が２．０ｃｍから５．５ｃｍまで変化したとき、共振中継器内のＲＦ電流振幅を２．８３Ａの±１％以内に保つことができた。

図２Ａ及び３Ａに示される能動可変静電容量及び能動可変インダクタンス回路は、それぞれ、ＬＣ共振器の共振周波数が、単一のスイッチング装置を使用して、低コスト及び複雑さで、高ＲＦ電力レベルで連続範囲にわたって電気的に制御されることを可能にする。共振の電気的制御は、共振無線電力伝送において多くの用途がある。本明細書に示される一例は、能動可変静電容量を制御するフィードバックループを介した共振中継器内のＲＦ電流振幅の自動制御である。その他の潜在的なアプリケーションとしては、無線送信機又は受信機を構成部品の変動や環境の摂動の影響を受けにくくすることが含まれる。

図１０及び１１は、装置を通過する、又は装置の両端のＲＦ電流又は電圧の周波数でオン及びオフに切り替えられる電気制御可能スイッチング素子Ｓ_１を使用して、電気制御可能線形可変リアクタンスをどのように構成できるかについての例示的な実施形態を示す。図１０は、スイッチコントローラ３００、ＤＣ電力入力３０５、リアクタンス制御入力３１０、電気制御可能スイッチング素子Ｓ_１、端子Ｔ_１、端子Ｔ_２、コンデンサＣ_１、及び電流ピックアップ装置３１５を含む。スイッチコントローラ３００は、ＤＣ電力入力３２０、ＲＦピックアップ入力３２５、デューティサイクル制御入力３３０、及びスイッチ制御出力３３５を含む。電気制御可能スイッチング素子Ｓ_１は、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、双方向スイッチとして配置された一対のＭＯＳＦＥＴなど、任意の種類の電気制御可能スイッチング装置とすることができる。図１０は、図１Ａに示すようにＬＣ共振器と直列に配置することができる可変静電容量リアクタンスの例示的な実施形態を示し、図１１は、図１Ｂに示すように、ＬＣ共振器と並列に配置することができる可変誘導リアクタンスの例示的な実施形態を示す。

なお、場合によっては、複数のセットの並列コンデンサ及びスイッチ又は直列インダクタ及びスイッチを並列に配置することが望ましい。例えば、すべてのセットで同じ２つの端子を共有し、すべてのスイッチで同じスイッチ制御信号を共有する。これは、例えば、能動可変リアクタンスが、インダクタ、コンデンサ、及び／又はスイッチの物理的なサイズと比較して大きい導体で構成される共振器の一部である場合に役立つ。したがって、複数のインダクタ、コンデンサ、及び／又はスイッチを使用して、並列装置のすべてを通る電流の分布が大きな導体内の固有の電流分布と一致するようにすることができる。

図１０同様に、図１１は、スイッチコントローラ４００、ＤＣ電力入力４０５、リアクタンス制御入力４１０、電気制御可能スイッチング素子Ｓ_１、端子Ｔ_１、端子Ｔ_２、及びインダクタＬ_１を含む。スイッチコントローラ４００は、ＤＣ電力入力４２０、デューティサイクル制御入力４２５、及びスイッチ制御出力４３０を含む。スイッチコントローラ４００は、正のＲＦピックアップ入力４３５及び負のＲＦピックアップ入力４４０をさらに含んでもよい。

図１０に示す装置がＬＣ共振器と直列に配置されている場合、ＬＣ共振器は、端子Ｔ_１から端子Ｔ_２に流れるＲＦ電流Ｉ_ＲＦがほぼ正弦波であることを保証する。電流ピックアップ部品は、このＲＦ電流に比例する電圧を生成する。このピックアップは、トランス、直列抵抗又はリアクタンス、又は能動可変リアクタンス回路が取り付けられているＬＣ共振器を流れるＲＦ電流に比例する信号を生成する任意の装置で構成されてもよい。スイッチコントローラ３００は、スイッチコントローラサブサーキットを含んでもよい。ある例では、スイッチコントローラ３００は、ＲＦピックアップ正弦波を入力として取り、可変デューティサイクルで矩形波出力を生成してもよい。デューティサイクルは、リアクタンス制御入力３１０によって制御されてもよい。矩形波の位相は、Ｉ_ＲＦより９０度進むように選択される。言い換えると、Ｉ_ＲＦの負勾配のゼロ交差は、矩形波がその低状態にある期間の中間点で発生する。

矩形波出力は、スイッチング素子Ｓ_１を駆動する。スイッチは、矩形波が高状態のときにオンになり、矩形波が低状態のときにオフになる。図１１に示される装置がＬＣ共振器と並列に配置されている場合、ＬＣ共振器は、端子Ｔ_１と端子Ｔ_２との間のＲＦ電圧Ｖ_ＲＦがほぼ正弦波であることを保証する。

スイッチコントローラは、ＲＦ電圧Ｖ_ＲＦを入力として受け取り、可変デューティサイクルを有する矩形波出力を生成する。なお、一般に、ＲＦピックアップは必ずしも２つの端子Ｔ_１、Ｔ_２から来る必要はなく、能動可変リアクタンス回路が取り付けられているＬＣ共振器の両端のＲＦ電圧に比例した信号を生成するＬＣ共振器に取り付けられた任意の装置から来ることができる。デューティサイクルは、リアクタンス制御入力信号によって制御される。矩形波の位相は、Ｖ_ＲＦより９０度遅れるように選択される。言い換えると、Ｖ_ＲＦの負勾配のゼロ交差は、矩形波が高状態にある期間の中間点で発生する。矩形波出力は、スイッチング素子Ｓ_１を駆動する。スイッチは、矩形波が高状態のときにオンになり、矩形波が低状態のときにオフになる。

図１２は、スイッチ制御矩形波のデューティサイクルの変化が、図１０に示される回路の端子Ｔ_１とＴ_２との間の実効容量性リアクタンスをどのように変化させるかを示す。正弦波電流Ｉ_ＲＦは上のプロットに示されている。中央のプロットは、スイッチ制御矩形波を示す。なお、Ｉ_ＲＦの負勾配のゼロ交差は、スイッチ制御矩形波の低期間の中間点で発生する。下のプロットは、コンデンサＣ_１の両端の電圧Ｖ_Ｃ１を示す。スイッチＳ_１がオンのとき、Ｖ_Ｃ１はゼロである。スイッチがオフのとき、電流Ｉ_ＲＦはコンデンサＣ_１を充電し、その電圧を上昇させる。Ｉ_ＲＦがゼロのとき、電圧はピークに達する。Ｉ_ＲＦが負になると、Ｖ_Ｃ１が低下し始める。Ｖ_Ｃ１がゼロになると、スイッチは再びオンになる。なお、Ｉ_ＲＦとスイッチ制御矩形波との間の位相関係により、Ｖ_Ｃ１がゼロのときにスイッチがオンになることが保証されている。このゼロ電圧スイッチング条件は、スイッチＳ_１がターンオン時にＣ_１を放電することによってエネルギーを消費しないようにするために必要である。

スイッチがオフの期間中、Ｖ_Ｃ１（ｔ）は正弦波にＤＣオフセットを加えたものに等しくなる。正弦波成分の振幅は、Ｉ_ＲＦの振幅にＣ_１のリアクタンスを掛けた値に等しくなる。全波形Ｖ_Ｃ１（ｔ）は、フーリエ級数に分解することができる。ＬＣ共振器はフィルタとして機能し、主にその共振周波数に最も近いフーリエ成分に応答する。したがって、チューニング可能なＬＣ共振器の動作は、このフーリエ級数の基本成分のみを調べることによって分析できる。この基本成分の電圧振幅をＩ_ＲＦの振幅で割ることにより、実効容量性リアクタンスＸ_ｅｆｆをデューティサイクルδの関数として求める。
ここで、Ｘ_Ｃ１はコンデンサＣ_１のリアクタンスである。
ここで、ωはＲＦ電流Ｉ_ＲＦの角周波数である。デューティサイクルと実効容量性リアクタンスとの間の関係が図１３にプロットされている。なお、デューティサイクルδを変更することにより、実効リアクタンスを０～Ｘ_Ｃ１の範囲で連続的に変更してもよい。

実効静電容量Ｃ_ＶＡＲは次のように定義できる。
したがって、実効可変静電容量は次のようになる。

図１４は、スイッチ制御矩形波のデューティサイクルの変化が、図１１に示される回路の端子Ｔ_１とＴ_２との間の実効誘導リアクタンスをどのように変化させるかを示す。正弦波電圧Ｖ_ＲＦ＝Ｖ_Ｔ１－Ｖ_Ｔ２を上のプロットに示す。中央のプロットは、スイッチ制御矩形波を示す。なお、Ｖ_ＲＦの負勾配のゼロ交差は、スイッチ制御矩形波の高期間の中間点で発生する。下のプロットは、インダクタＬ_１を流れる電流Ｉ_Ｌ１を示す。スイッチＳ_１がオフのとき、Ｉ_Ｌ１はゼロである。スイッチがオンのとき、電圧Ｖ_ＲＦはインダクタＬ_１の電流を増加させる。Ｖ_ＲＦがゼロのとき、電流はピークに達する。Ｖ_ＲＦが負になると、Ｉ_Ｌ１が低下し始める。Ｉ_Ｌ１がゼロになると、スイッチは再びオフになる。なお、Ｖ_ＲＦとスイッチ制御矩形波の間の位相関係により、Ｉ_Ｌ１がゼロのときにスイッチがオフになることが保証されている。このゼロ電流スイッチング条件は、Ｉ_Ｌ１がゼロでないときにスイッチＳ_１がターンオフすることによって誘導性キックバックからエネルギーを消費しないようにするために必要である。

スイッチがオンの間、Ｉ_Ｌ１（ｔ）は正弦波にＤＣオフセットを加えたものに等しい。正弦波成分の振幅は、Ｖ_ＲＦの振幅をＬ_１のリアクタンスで割った値に等しい。全波形Ｉ_Ｌ１（ｔ）は、フーリエ級数に分解することができる。ＬＣ共振器はフィルタとして機能し、主にその共振周波数に最も近いフーリエ成分に応答する。したがって、チューニング可能なＬＣ共振器の動作は、このフーリエ級数の基本成分を調べるだけで分析できる。この基本成分の電流振幅をＶ_ＲＦの振幅で割ることにより、実効誘導サセプタンスＢ_ｅｆｆをデューティサイクルδの関数として求められる。
ここで、­Ｘ_Ｌ１はインダクタＬ_１のリアクタンスである。
ここで、ωはＲＦ電圧Ｖ_ＲＦの角周波数である。デューティサイクルと実効誘導サセプタンスとの間の関係は、図１５にプロットされている。なお、デューティサイクルδを変更することにより、実効サセプタンスを０～１／Ｘ_Ｌ１の範囲で連続的に変更できる。

実効誘導リアクタンスは、実効誘導サセプタンスの逆数に等しい。
実効インダクタンスＬ_ＶＡＲは次のように定義できる。
したがって、実効可変インダクタンスは次のようになる。

なお、図１０及び図１１に示すＲＦピックアップのソースは、スイッチ制御矩形波の適切な周波数及び位相がどのように生成され得るかの一例にすぎない。通常、ＲＦピックアップは、ＬＣ共振器内の任意のＲＦソースから取得できる。例えば、ＲＦピックアップは、ＬＣ共振器と直列のインピーダンスの両端のＲＦ電圧、又はＬＣ共振器と並列のアドミタンスを通るＲＦ電流、又はＬＣ共振器への誘導結合又は容量結合から発生してもよい。スイッチ制御矩形波とＬＣ共振器の電圧・電流の間に適切な位相関係、すなわちスイッチ制御矩形波が可変静電容量リアクタンス回路の端子Ｔ_１、Ｔ_２を通る電流を９０度リードし、スイッチ制御矩形波が可変誘導リアクタンス回路の端子Ｔ_１、Ｔ_２間の電圧を９０度遅らせるという関係が保たれていれば、これらの方法はどれを用いてもよい。

可変静電容量リアクタンス及び可変誘導リアクタンス回路におけるスイッチ制御サブサーキットは、機能するためにＤＣ電力を必要としてもよい。可変能動リアクタンス装置が外部電源を有するシステムの一部である場合、スイッチ制御サブサーキットはこの外部電源から電力を受け取ってもよい。しかしながら、場合によっては、外部ＤＣ電力に接続せずにＬＣ共振器に電力を供給することが望ましい。例えば、ＬＣ共振器は、無線電力源から無線電力を受け取り、それを別個の無線電力受信機に送達する共振中継器の一部であってもよい。このような場合、スイッチ制御サブサーキットがＬＣ共振器内に存在するＲＦ電力からＤＣ電力を生成すると便利である。これは、さまざまな方法で達成してもよい。例えば、ＬＣ共振器と直列のリアクタンスの両端でＲＦ電圧を整流する、ＬＣ共振器の両端の電圧を整流する、又はＬＣ共振器への誘導結合又は容量結合によって誘導される電圧を整流することによって達成してもよい。

別の例としては、能動可変リアクタンスは、能動的に給電されるＬＣ共振器の一部であってもよいが、その共振器のチューニングを中断せずにＤＣ電力ケーブルを配線することができない共振器上の位置に配置されてもよい。そのような場合、能動可変リアクタンスは、ＬＣ共振器内に存在するＲＦを整流することによって給電されてもよい。あるいは、ＬＣ共振器は、ＲＦ電流とＤＣ電流との両方を同時にサポートできるように構成してもよい。これは、ＤＣ電流を流す必要がある容量性ジャンクションと並列に誘導性チョークを配置するか、ＤＣ電位差を必要とするジャンクションのインダクタと直列にバイパスコンデンサを配置することによって実現してもよい。このようにして、追加の配線を必要とせずに、ＬＣ共振器自体の構造を介してＤＣ電力を能動可変リアクタンスに送ってもよい。

リアクタンス制御入力は、ＬＣ共振器が容量性又は誘導性の能動可変リアクタンスのいずれかを組み込むときに、ＬＣ共振器の共振周波数を電気的に制御することを可能にする。これは、ＬＣ共振器が外部振動電場又は磁場内に配置されたときに、ＬＣ共振器内のＲＦ電流振幅を調整するためのフィードバックループの一部として使用することができる。

いくつかの実施形態では、これは以下のように達成されてもよい。第１に、チューニング範囲は、能動可変リアクタンス装置を備えたＬＣ共振器の共振周波数が、すべてのデューティサイクルの駆動周波数よりも常に大きいか、又は常に小さいように選択する必要がある。つまり、ある駆動周波数に対して、あるデューティサイクルでは、ＬＣ共振器の共振周波数が駆動周波数に等しくなる点を通過しない。あるいは、許容されるデューティサイクルの範囲は、共振周波数が常に駆動周波数より上又は常に下である範囲にわたってのみデューティサイクルが変化することを許されるように制限され得る。

固定駆動振幅及び固定駆動周波数に対して、これは、デューティサイクルとＬＣ共振器内のＲＦ電流の振幅との間の単調な関係を保証する。第２に、ＬＣ共振器におけるＲＦ電流の振幅を所望の設定値と比較してもよい。この比較は、ＬＣ共振器の両端のＲＦ電圧又はＬＣ共振器と直列のインピーダンスの両端のＲＦ電圧を整流し、整流されたＤＣ電圧を基準電圧と比較するなど、さまざまな方法で達成してもよい。第３に、ＬＣ共振器における検出されたＲＦ電流振幅とＬＣ共振器における所望のＲＦ電流振幅との間の誤差を低減するために、能動可変リアクタンスのデューティサイクルを増加又は減少、すなわちリアクタンス制御入力を変化させるフィードバック回路を構築してもよい。

そのようなシステムの例として、図１６に示すブロック図を考える。このシステムは、自動ＲＦ電流レギュレータ回路の２つの端子Ｔ_１とＴ_２に接続された、Ｌ_ＴとＣ_Ｔとによって形成される直列ＬＣ回路で構成される。自動ＲＦ電流調整器は、第２静電容量Ｃ_２と直列に能動可変静電容量Ｃ_ＶＡＲを含んでもよい。システム全体の総直列容量は、次の式で与えられる。
ＬＣ共振器の角共振周波数は次のとおりである。
共振器が角周波数ωで振動する外部磁場によって駆動される場合、インダクタＬ_Ｔは誘導ＥＭＦ Ｖ_ｉｎｄを経験する。システムの総直列リアクタンスＸ_ｔｏｔは次のとおりである。
ここで、Ｘ_０は次の式で与えられる定数である。
ここで、Ｘ_ｅｆｆは可変能動静電容量要素の実効直列リアクタンスである。
ここで、Ｘ_Ｃ１は、能動可変静電容量要素内に含まれるスイッチコンデンサＣ_１のリアクタンスであり、δは能動可変静電容量要素のデューティサイクルである。ここで、Ｘ_０＞０と仮定する。これは、δのすべての値に対してＸ_ｔｏｔ>0であることを意味する。ＬＣ共振器の損失が小さい場合、ＲＦ電流振幅｜Ｉ_ＲＦ｜は次のように近似できる。

したがって、チューニング条件Ｘ_０＞０により、ＲＦ電流振幅｜Ｉ_ＲＦ｜がＸ_ｅｆｆの単調関数であり、δの単調関数であることが保証されるのが分かる。

図１６で示されているシステムにおいて、整流器は、ＬＣ共振器を通って流れるＲＦ電流に比例するＤＣ信号を生成する。この信号は、ＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路５００によって設定点と比較される。ＲＦ振幅信号と内部設定点との間の誤差は増幅され、能動可変リアクタンス回路５０５に送られるリアクタンス制御信号を生成するために使用される。ＲＦ振幅ＤＣ信号はＲＦ電流振幅の単調関数であり、ＲＦ電流振幅はリアクタンス制御信号の単調関数であるため、全フィードバックループが負になるように、全フィードバックループに対して全体的なゲイン係数を選択してもよい。通常、このゲイン係数の符号は、単調関数の傾きが正か負かに依存する。

なお、ＲＦ振幅出力に加えて、整流器サブサーキット５１０が第２ＤＣ電力出力を提供し、第２ＤＣ電力出力が能動可変リアクタンス回路５０５及びＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路５０５にＤＣ電力を提供する。このＤＣ電力は、その電圧がＬＣ共振器のＲＦ電流振幅に依存しないように調整してもよい。なお、直列コンデンサＣ_２は、ＬＣ共振器のＲＦ電流振幅に比例する有用なＲＦ電圧源を提供する。したがって、コンデンサＣ_２の両端の電圧は、能動可変リアクタンスサブサーキット５０５へのＲＦピックアップ入力として使用される。

自動ＲＦ電流調整のための能動可変リアクタンスの例を図１７に示す。回路はＬＣ共振器の一部であってもよい。端子Ｔ_１と端子Ｔ_２との間に直列のインダクタンスと静電容量とが接続される。このインダクタンス及び直列静電容量は、コンデンサＣ_１及びコンデンサＣ_２とともに、ＬＣ共振器を形成する。外部ＲＦ電源は、インダクタンスに電圧を誘導する。この回路は、コンデンサＣ_２の両端のＲＦ電圧を整流して、ＤＣ－ＤＣコンバータＩＣ_１にＤＣ入力を提供する。ＩＣ_１は回路の残りの部分に５ＶＤＣを提供する。

コンデンサＣ_２のＲＦ正弦波はフィルタ処理されて、矩形波出力を生成するコンパレータＩＣ_３の入力に供給される。矩形波のデューティサイクルは、ＩＣ_３の反転入力の電圧によって決まる。

ＩＣ_３の矩形波出力は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１のゲートを駆動するゲートドライバＩＣ_２に送られる。抵抗器Ｒ_１、Ｒ_２、及びＲ_３とコンデンサＣ_６、Ｃ_７、及びＣ_８とは、ＩＣ_３の非反転入力での正弦波の位相をシフトして、Ｑ_１のゲートでの矩形波がＲＦ電流Ｉ_ＲＦを端子Ｔ_１から端子Ｔ_２へ９０度にリードするように選択される。なお、Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｃ_６、Ｃ_７、及びＣ_８によって生じる位相シフトは、ＩＣ_３及びＩＣ_２を通る伝搬遅延によって生じる位相シフトを補正できる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１は、コンデンサＣ_１と並列に接続してもよい。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１が常にオンの場合、これらのコンデンサは短絡され、ＬＣ共振器と直列のコンデンサの実効リアクタンスはゼロになる。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が常にオフの場合、Ｃ_１の全リアクタンスがＬＣ共振器と直列に配置される。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１のデューティサイクルが０％と１００％との間の中間である場合、Ｃ_１の実効直列リアクタンスはゼロとその最大値との間になる。なお、ダイオードＤ_２がＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１のソースからドレインに接続されている。このダイオードは、Ｑ_１の内部ボディダイオードと並列で、同じ極性を持つ。Ｑ_１のボディダイオードよりも順方向電圧降下が小さくなるように選択することができるため、Ｑ_１のボディダイオードを介した導通を防ぐことができる。これは、Ｑ_１のボディダイオードの逆回復時間がＲＦの周期に比べて長い場合に役立つ。このような場合、ダイオードＤ_２は、その逆回復時間がこの期間よりもはるかに短くなるように選択することができる。

ダイオードＤ_２は、Ｑ_１のドレイン－ソース間電圧がＤ_２の順方向電圧降下よりも負にならないことを保証する。これにより、Ｑ_１がオフのときにＱ_１のボディダイオードに電流が流れないことを保証する。ダイオードＤ_２により、ＤＣ電荷がコンデンサＣ_１に存在する。なお、Ｑ_１の内部ボディダイオードの逆回復時間が十分に速い場合、ダイオードＤ_２は必要ない場合がある。このような場合、Ｑ_１の内部ボディダイオードがＤ_２の役割を果たす。Ｑ_１のデューティサイクルは、オペアンプＩＣ_４を含むフィードバックループによって設定される。抵抗Ｒ_８とコンデンサＣ_１２は、ゲート駆動の矩形波をフィルタリングし、デューティサイクルに比例するＤＣ電圧を生成する。この電圧は、ＩＣ_４の非反転入力に供給される。ＩＣ_４の出力は、Ｒ_１２及びＣ_１５によって形成されるローパスフィルタを通過して、ＩＣ_３の反転入力に送られる。

ＩＣ_３の反転入力の電圧は、その出力矩形波のデューティサイクルを設定する。ＩＣ_４を含むフィードバックループは、ＩＣ_４の反転入力の電圧がＩＣ_４の非反転入力の電圧と等しくなるまで、その矩形波のデューティサイクルを変更する。したがって、ゲート駆動矩形波のデューティサイクルは、ＩＣ_４の反転入力のＤＣ電圧を５Ｖで割った値に等しくなる。

ＩＣ_４の反転入力の電圧は、オペアンプＩＣ_５を含む第２フィードバックループによって設定される。ＩＣ_５の出力は、抵抗Ｒ_９を介してＩＣ_４の反転入力に接続される。ＩＣ_４の反転入力は、コンデンサＣ_１３を介してそれ自体の出力に接続され、Ｒ_１１を介してグランドに接続され、Ｒ_１０を介して＋５Ｖに接続される。ＩＣ_５の出力電圧は０Ｖ～＋５Ｖに制限されるため、抵抗Ｒ_９、Ｒ_１０、及びＲ_１１は、ＩＣ_４の反転入力でＤＣ電圧の上限と下限を設定する分圧器として機能する。これらの制限は、ゲート駆動矩形波のデューティサイクルの上限と下限をそれぞれ設定する。コンデンサＣ_１３は、Ｒ_９、Ｒ_１０、及びＲ_１１と共に、ローパスフィルタとして機能する。ＩＣ_５は、Ｃ_４の整流電圧を所定の電圧設定値と比較し、Ｃ_４の整流電圧を一定に保つために出力電圧を調整する。これは次のように機能する。

ＩＣ_５の出力電圧が増加すると、ゲート駆動矩形波のデューティサイクルが増加する。これにより、Ｑ_１がサイクルの大部分でオンになり、コンデンサＣ_１の実効リアクタンスが減少する。ＬＣ共振器は、その共振周波数が駆動周波数よりも高くなるようにチューニングされる。したがって、直列容量性リアクタンスを減少させると、その共振周波数が減少する。これにより、駆動周波数との共振に近づき、誘導されたＲＦ電流の振幅が増加する。これにより、コンデンサＣ_２の両端のＲＦ電圧が増加し、コンデンサＣ_４の両端の整流電圧が増加する。この電圧は、ローパスフィルタと、Ｒ_４、Ｒ_５、Ｃ_１０、及びＣ_１１によって形成される分圧器と、を通過する。フィルタリングされた電圧は、抵抗Ｒ_１３を介してＩＣ_５の反転入力に送られる。コンデンサＣ_１４と抵抗Ｒ_１３とは追加のローパスフィルタを形成する。コンデンサＣ_４の両端のＤＣ電圧が上昇すると、ＩＣ_５の反転入力の電圧も上昇し、ＩＣ_５の出力電圧が低下し、負フィードバックループが完成する。したがって、ＩＣ_５はコンデンサＣ_２の両端で一定のＲＦ電圧振幅を維持し、これは、ＬＣ共振器内を循環する一定のＲＦ電流を維持する必要があることを意味する。

なお、能動可変リアクタンスは、複数の方法でＬＣ共振器に結合できる。例えば、ＬＣ共振器が複数のコンデンサ又は複数のインダクタを直列に含む場合、能動可変リアクタンスをこれらのコンデンサ又はインダクタの１つと並列に配置してもよい。あるいは、ＬＣ共振器が並列の複数のインダクタ又は複数のコンデンサを含む場合、能動可変リアクタンスをこれらのコンデンサ又はインダクタの１つと直列に配置してもよい。さらに、能動可変リアクタンスは、ＬＣ共振器に誘導結合又は容量結合してもよい。

なお、図１Ａ及び図１Ｂに示されているＬＣ共振器は、能動可変リアクタンスを組み込んだ最も単純なリアクタンス回路である。一般に、能動可変リアクタンス素子は、回路が可変静電容量の電圧高調波又は可変インダクタンスの電流高調波をフィルタリングする限り、可変リアクタンスを必要とする任意の回路に配置することができる。ＬＣ共振器は当然このフィルタリングを行うが、リアクタンス素子をより複雑に組み合わせた他の組み合わせでも、このフィルタリングを行うことができる。

例えば、能動可変リアクタンスは、Ｔフィルタ又はπフィルタ、あるいは他のより複雑なフィルタに組み込んでもよい。このようなフィルタは、ローパス、ハイパス、バンドパスフィルタ、又はバンドストップフィルタであってもよい。能動可変リアクタンスにより、フィルタのカットオフ周波数又は周波数を電気的に制御できる。あるいは、能動可変リアクタンスを使用して、フィルタの入力インピーダンス又は出力インピーダンスを電気的に制御し、電気的に制御されたインピーダンス整合を達成してもよい。

別の例として、２つの隣接するＬＣ共振器ループなど、複数のＬＣ回路で構成された共振器であってもよい。そのような共振器は、複数の共振モードを有してもよい。共振無線電力システムでは、結合共振器のシステムは、その共振モードの１つで駆動される。その固有振動数が駆動源の振動数と等しくなるように所望の共振動作モードをチューニングするために、能動可変リアクタンスを１つ又は複数の共振器に結合することができる。あるいは、能動可変リアクタンスを使用して、結合システム全体の固有モード構造を変更するために、１つ又は複数のＬＣ回路のチューニングを連続的に変更してもよい。駆動周波数を一定に保ちながら、特定の固有モードが駆動周波数と共振するようにシステムを再調整してもよい。

このようにして、ＬＣ構造全体にわたる電圧及び電流の相対的な位相及び振幅を選択し、１つ又は複数の能動可変リアクタンスによって設定してもよい。また、１つ又は複数の固定誘導性又は容量性リアクタンスが、能動可変リアクタンス回路５０５内のスイッチリアクタンス素子と直列又は並列に含まれてもよい。これらの追加コンポーネントは、ＤＣ電圧のブロック、ＤＣ電流のブロック、追加リアクタンス又はサセプタンスの追加又は削除などのために使用してもよい。追加の直列コンポーネントの両端のＲＦ電圧、又は追加の並列コンポーネントを流れる電流は、ＲＦピックアップのソースとして使用してもよいし、ＤＣ電力のソースとして整流してもよい。例えば、図１７は、スイッチコンデンサＣ_１と直列に配置された追加のコンデンサを使用する能動可変コンデンサの例を示す。コンデンサＣ_２は、ＲＦピックアップに使用されるＲＦ電圧を提供し、整流されてＤＣ電力を提供する。

リアクタンス制御信号。場合によっては、能動可変リアクタンス回路５０５は、リアクタンス制御入力信号を生成する制御システムとグランドを共有しなくてもよい。また、ＤＣ電力とグランドを共有しなくてもよい。そのような場合、ＲＦ短絡などを引き起こす可能性がある２つの回路のグランドを直接接続することなく、リアクタンス制御信号及び／又はＤＣ電力を能動可変リアクタンス回路５０５に送達する方法を提供することが望ましい。

そのような場合、リアクタンス制御入力は、ＤＣリアクタンス制御信号を通過させるがＲＦをブロックするＲＦチョークを介して能動可変リアクタンス回路５０５に提供され得る。これは、アナログ信号又はデジタル信号を転送するように構成できるフォトカプラを介して提供できる。デジタル信号が転送される場合、能動可変リアクタンス回路５０５は、デジタル信号をリアクタンス制御に使用できるアナログ信号に変換する追加の回路を有することができる。あるいは、リアクタンス制御信号は、光ファイバーを介して通信することもできる。

リアクタンス制御信号をコントローラから能動可変リアクタンス回路５０５に転送する別の方法は、信号を無線で送信することである。この無線伝送は、ＬＣ共振器内に存在するＲＦ電力の周波数とは異なる周波数でアナログ通信又はデジタル通信を使用して達成することができる。

別の方法として、能動可変リアクタンスが取り付けられている回路の構造内でＤＣ信号とＲＦ信号の重ね合わせを使用してもよい。ＲＦチョーク又はバイパスコンデンサを使用して、端子Ｔ_１とＴ_２間のＤＣ電圧、又は端子Ｔ_１及びＴ_２を流れるＤＣ電流を、内部インダクタＬ１を流れるＤＣ電流、又はコンデンサＣ_１の両端のＤＣ電圧から分離する場合、Ｔ_１とＴ_２間のＤＣ電圧又はＴ_１及びＴ_２を通るＤＣ電流は、外部ソースによって制御でき、能動可変リアクタンスのリアクタンス制御信号として使用できる。

能動可変リアクタンスもＤＣ電力を必要とする場合、ＬＣ共振器に存在するＲＦ電源への結合と整流をＤＣ電力源として使用してもよい。あるいは、Ｔ_１及びＴ_２間のＤＣ電圧又はＴ_１及びＴ_２を通るＤＣ電流をＤＣ電力として使用することができる。特定の範囲のＤＣ電圧及び／又は電流の場合、この外部から印加されるＤＣ電圧及び／又は電流は、ＤＣ電力源として、及びリアクタンス制御信号のソースとして同時に使用してもよい。

ＲＦ発生器によって駆動されるＬＣ共振器のチューニング。共振無線電力のいくつかの実装では、電力源は、外部ＤＣ電力を取り込み、ＬＣ共振器でＲＦ電力に変換するＥクラスＲＦ発生器によって駆動されるＬＣ共振器になる。このＥクラスＲＦ発生器は、ゼロ電圧スイッチング状態でスイッチング素子（通常はＭＯＳＦＥＴ）を動作させることにより、高いＤＣ－ＲＦ効率を維持するように作成してもよい。このゼロ電圧スイッチング状態は、電圧がゼロに達した時点でスイッチング素子が確実にオンになるように、スイッチング素子のデューティサイクルを変化させることによって維持してもよい。ＲＦ発生器をこの状態に維持するために、フィードバックシステムをＥクラスＲＦ発生器に組み込んでデューティサイクルを調整してもよい。

このようなシステムは、自動ゼロ電圧スイッチング（ＡＺＶＳ）と呼ばれ、ＬＣ共振器が特定の事前定義された範囲でデチューニングされた場合でも、クラスＥ増幅器が高効率を維持できるようにする。

図１８は、ＡＺＶＳを備えたＥクラスＲＦ発生器の例を示す。ＲＦ駆動周波数ｆ_ｄは、ＲＦのこぎり波入力の周波数によって設定される。コンパレータは、のこぎり波をＤＣ電圧レベルと比較して矩形波に変換する。矩形波はＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１のゲートを駆動する。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１のドレインとソースは、コンデンサＣ_１と並列に接続されている。コンデンサＣ_０及びインダクタＬ_０は、ＥクラスＲＦ発生器のＬＣタンク回路１０を形成する。ｆ_０は、ＬＣタンク回路１０の共振周波数を示し、次のように定義される。

インダクタＬ_０は、ＲＦ電力を共振無線受信機に結合する磁気ループアンテナである。ＤＣ電力は、Ｑ_１のドレインに接続されたＲＦチョークを介して回路に供給される。システムは、次のように定義される無次元定数Ｋによって特徴付けてもよい。
ここで、Ｘ_０＝１／（２πｆ_ｄＣ_０）及びＸ_１＝１／（２πｆ_ｄＣ_１）は、駆動周波数ｆ_ｄでのＣ_０とＣ_１のリアクタンスである。

第２コンパレータは、Ｑ１のドレイン電圧を０Ｖに近い基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。Ｄラッチは、ゲート駆動矩形波の立ち上がりエッジでコンパレータの出力をラッチする。したがって、ラッチの出力は、Ｑ１がオンになった瞬間にＱ１のドレイン電圧がＶ_ｒｅｆより高いか低いかを示す。Ｄラッチの出力はローパスフィルタ処理される。Ｑ１のオンが早すぎると、Ｄラッチの出力が高くなり、ローパスフィルタのＤＣ出力がゆっくりと上昇し、ゲート駆動矩形波の立ち上がりエッジがサイクルの後半にシフトする。Ｑ１のオンが遅すぎると、Ｄラッチの出力が低くなり、ローパスフィルタのＤＣ出力がゆっくりと低下し、ゲート駆動矩形波の立ち上がりエッジがサイクルの早い段階にシフトする。したがって、ＡＺＶＳフィードバック回路は、Ｑ１がオンになった瞬間にＱ１のドレイン電圧がＶ_ｒｅｆと等しくなるように、ゲート駆動矩形波のデューティサイクルを制御する。Ｖ_ｒｅｆが０Ｖに非常に近く設定されている場合、回路はゼロ電圧スイッチングを実現する。

さまざまな負荷条件とチューニング条件との両方で、ＬＣ共振器内のＲＦ電流を一定に維持することが望ましい。この一定性により、ループの負荷に関係なく、受信機を一定の周囲フィールドに保つことができる。また、設計された動作点を超えるＲＦ電流振幅の逸脱により、近くの人体組織の比吸収率が規制限界を超えることを防ぐためにも望ましい。

ｆ_０の特定のチューニングでは、ＤＣ電流がＬＣ共振器でＲＦ電流の振幅よりもはるかに低いままである限り、ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器は、ＲＦ負荷とは実質的に無関係であるＬＣ共振器内のＲＦ電流振幅を維持する。これは、図１９に見ることができる。

しかしながら、共振器がデチューニングすると、ＤＣ電力電圧に対するＲＦ電流の比率が変化する。これは、図２０に見ることができる。

ＬＣ共振器のチューニング誤差は、ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器のデューティサイクルを使用して検出してもよい。ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器が軽負荷条件下で動作している限り、デューティサイクルは主にＬＣ共振器のチューニングの関数であり、負荷にはほとんど依存しない。ＬＣタンク回路ｆ_０１０の共振周波数とＡＺＶＳデューティサイクルδとの間の関係は、図１４にプロットされている。軽負荷条件下では、共振周波数ｆ_０とＡＺＶＳデューティサイクルδの関係は、おおよそ次のようになる。

式２２は、Ｋ＜＜１であり、Ｉ_ＤＣ＜＜Ｉ_ＲＦとして定義される軽負荷条件下での実効な近似であり、Ｉ_ＤＣ及びＩ_ＲＦはクラスＥ増幅器のＤＣ電流及びＲＦ電流である（図１８を参照）。

軽負荷状態（すなわちＩ_ＤＣ＜＜Ｉ_ＲＦ）では、ＲＦ電流振幅はＡＺＶＳのデューティサイクルδの関数である。
ここで、Ｘ_１はコンデンサＣ_１のリアクタンスである。ＡＺＶＳのデューティサイクルはｆ_０の関数である。したがって、ＲＦ電流の振幅はｆ_０によって変化する。このため、ＬＣ共振器のこのデチューニングを検出し、能動可変リアクタンスを用いて補正することが望ましい。

ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器の実際のデューティサイクルと特定基準値との差は、ＬＣ共振器のチューニングを制御するためのフィードバックループのエラー信号として使用することができる。能動可変リアクタンスを持つＬＣ共振器のチューニング範囲は、ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器で駆動されるＬＣ共振器のＲＦ電流振幅がリアクタンス制御入力の単調関数となるように選択する必要がある。

その後、フィードバックループは、実際のデューティサイクルを基準値と等しくするために、ＬＣ共振器のチューニングを変更することができる。デューティサイクルが固定されると、ＤＣ電力電圧に対するＲＦ電流の比率が固定される。これにより、チューニングと負荷の両方の条件の範囲にわたって、ＲＦ電流振幅が実質的に一定に保たれる。

図２２は、自動チューニングがどのように機能するかの一例を示す。ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器は、コンデンサＣ０とインダクタＬ０とを直列に接続したＬＣタンク回路１０に、能動可変静電容量性リアクタンスで接続される。この例では、能動可変静電容量リアクタンスは、ＡＺＶＳ付きＥクラスＲＦ発生器と同じソースからＤＣ電力を得る。タンク回路の共振周波数ｆ_０は、次式で与えられる。
ここで、全直列容量は、次の関係で与えられる。
ここで、Ｃ_ＶＡＲは能動可変静電容量リアクタンス回路の実効容量である。

フィードバックループは次のように動作する。能動可変静電容量リアクタンスの実効容量Ｃ_ＶＡＲは、リアクタンス制御入力の増加とともに単調に増加する。直列容量Ｃ_{ｓｅｒｉｅｓ}は，Ｃ_ＶＡＲの増加とともに単調に増加する。共振周波数ｆ_０はＣ_{ｓｅｒｉｅｓ}の増加とともに単調に減少する。

ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器のデューティサイクルは、ｆ_０の減少に伴い単調に減少する。ＡＺＶＳフィードバック電圧は１－ に比例する。したがって、ＡＺＶＳフィードバック電圧はｆ_０が減少するにつれて単調に増加する。自動チューニングフィードバックサブサーキットの出力は、ＡＺＶＳフィードバック電圧が増加するにつれて単調に減少する。自動チューニングフィードバックサブサーキットの出力は、能動可変静電容量リアクタンスのリアクタンス制御入力に送られ、負フィードバックループを完成させる。

自動チューニングフィードバックサブサーキットは、ＡＺＶＳフィードバック電圧と固定電圧ＶＳＥＴを比較し、負フィードバックループの高ＤＣゲインは、ＡＺＶＳフィードバック電圧が平衡状態でＶＳＥＴと等しくなるように動作する。なお、この回路には２つのフィードバックループがあり、１つはＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器の内部、もう１つはＬＣタンク回路１０のチューニングを制御する大きなループである。ＡＺＶＳフィードバックループのローパスフィルタのカットオフ周波数は、自動チューニングフィードバックサブサーキットのローパスフィルタのカットオフ周波数より高くなるように選択する必要がある。これにより、ＡＺＶＳは、自動チューニングフィードバックシステムの時間スケールに対して、常にほぼ定常状態にあることが保証される。

図２２に示す回路は、ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器のデューティサイクルδを一定にするために、ＬＣタンク回路１０のチューニングを自動的に調整する。

デューティサイクル設定値は、電圧、ＶＳＥＴによって設定される。図１３及び図１２に示すように、ＡＺＶＳデューティサイクルは、主に共振周波数ｆ_０の関数であり、実質的に負荷に依存しない。したがって、ＡＺＶＳのデューティサイクルδを固定することで、タンク回路の共振周波数ｆ_０も固定される。

したがって、自動チューニングにより、システムは、Ｌ_０のインダクタンスに影響を与える部品値の変動や環境の摂動に大きく影響されなくなる。したがって、このシステムは、チューニングと負荷との両方の様々な条件下で、ＬＣタンク回路１０のＲＦ電流振幅を一定に保つ。

なお、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が一定のデューティサイクルで駆動されるように、ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器の内部フィードバックループを排除することも可能である。ＺＶＳ条件を維持するためにデューティサイクルを変更する代わりに、能動可変静電容量リアクタンスを使用して、ＺＶＳ条件が満たされるまでＬＣタンク回路１０のチューニングを変化させてもよい。

図２３は，その実現方法の一例を示す。Ｑ_１がオンになったとき、Ｑ_１のドレイン電圧がＶ_ＲＥＦ以上か以下かをコンパレータとＤラッチが検出する。Ｑ_１がオンになったとき、Ｑ_１のドレイン電圧がＶ_ＲＥＦを上回っていれば，Ｄラッチの出力はハイになる。この出力はインバータとローパスフィルタを通過する。Ｄラッチの出力がハイであれば、インバータの出力はローとなり、ローパスフィルタの出力は徐々に低下し、可変リアクタンスのリアクタンス制御入力は低下する。

リアクタンス制御入力が低下すると、ＬＣタンク回路１０の共振周波数が上昇し、Ｑ_１がオンになる瞬間のドレイン電圧が低下する。これで、フィードバックループが完成する。

本節の例では、スイッチング装置としてＭＯＳＦＥＴを使用した。しかしながら、そのスイッチング速度が駆動周波数に比べて高速である限り、どのような一般的なスイッチング装置でも動作する。また、ＬＣタンク回路１０も、能動可変静電容量性リアクタンスを用いてチューニングされた。しかしながら、能動可変インダクタンス、又は能動可変インダクタンスと静電容量の組み合わせなど、どのような一般的な能動可変リアクタンス、又は能動可変リアクタンスの組み合わせを使用してもよい。

なお、一般に、図２２に示す能動可変静電容量リアクタンスと図２３に示す可変リアクタンスは、電気制御可能などのような種類の可変リアクタンスであってもよい。

分散型ＡＺＶＳ付ＥクラスＲＦ発生器により駆動されるＬＣ共振器のチューニング。場合によっては、ループの周囲に直列に配置された複数のＲＦ発生器から共振型磁気ループアンテナを駆動することが望ましい。図２５は、３つの分散型ＲＦ発生器を備えたループの一例を示す。ループ内の直列コンデンサには、並列ＲＦチョークを追加し、ＤＣ電流がコンデンサをバイパスするように改造している。これにより、ＲＦ電流に加えてＤＣ電流をループに流すことができ、ＲＦ発電機がＲＦ電力を出力するのと同じ２つの端子からＤＣ電力を取り込むことが可能になる。

図２４は、ＥクラスＲＦ発生器が、ＲＦ電力を出力するために使用するのと同じ２つの端子からＤＣ電力を取り込むように変更する方法の一例を示す。また、すべてのＲＦ発生器が位相ロックされていることが重要であり、図２４は、これを実現する方法の一例も示す。ＲＦ発生器は、磁気ループアンテナに流れるＲＦ電流に比例した信号を拾う電流検出トランスを内蔵している。ゲートドライブ回路は、この信号に位相ロックされた矩形波を生成する。すべての分散型ＲＦ発生器は直列で同じＲＦ電流を共有しているため、この位相ロック機構により、すべてのＲＦ発生器が互いに対して同じ位相になることが保証される。

単一のＲＦ発生器によって駆動される磁気ループアンテナの場合と同様に、複数の分散型ＲＦ発生器によって駆動される磁気ループアンテナをチューニングするために能動可変リアクタンスを使用することが場合によっては望ましい。図２６は、これがＲＦ発生器の変更によってどのように達成され得るかを示す。具体的には、図２６は、自動チューニングを備えた分散型ＲＦ発生システムで使用するための単一のＲＦ発生器のブロック図を示す。従来通り、出力端子は、ＲＦ出力とＤＣ入力の２つの役割を担っている。ＤＣ入力電力は、ＲＦ電力サブサーキット及び制御ＤＣ電源に送られ、回路その他の部分に安定したＤＣ電圧を供給する。

ＲＦ電力サブサーキットは、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を内蔵し、デューティサイクルコントローラサブサーキットからゲートドライブ信号を取り込む。電力ＦＥＴドレイン電圧のＲＦ電力はピックアップトランスを経て、能動可変リアクタンスと直列に接続され、出力端子へ出力される。

電力ＦＥＴドレイン電圧は、ゲートドライブ信号の立ち上がりエッジでＺＶＳ検出器によって感知され、電力ＦＥＴがスイッチオンされる瞬間に電力ＦＥＴドレイン電圧が特定基準電圧以上か以下かを検出する。これは、例えば、図１８に示すように、Ｄラッチ及びコンパレータを使用して実現することができる。電力ＦＥＴのドレイン電圧が基準電圧より高い状態でゲートドライブ信号の立ち上がりエッジが発生した場合、ＺＶＳ検出器のデューティサイクル制御出力は時間とともにゆっくりと上昇する。

ＺＶＳ検出器のデューティサイクル制御出力は、電力ＦＥＴのドレイン電圧が基準電圧以下の時にゲートドライブ信号の立ち上がりエッジが発生すると、時間の経過とともにゆっくりと低下する。デューティサイクル制御出力の立ち上がりと下降の特性タイムスケールは，ＺＶＳ検出器サブサーキット内のローパスフィルタのカットオフ周波数で決定される。

ＺＶＳ検出器のデューティサイクル制御出力は、デューティサイクル制御サブサーキットに送られる。このサブサーキットは、インジェクションロックされた矩形波を入力し、デューティサイクル制御信号が増加するにつれて単調に減少するデューティサイクルを持つゲートドライブ矩形波を出力する。なお、制御信号が接続されるサブサーキットの入力と出力の符号がすべて一貫して反転している限り、回路全体の動作は変化させずにロジックの符号やアナログ制御信号の符号を反転させてもよい。

ＲＦ電力サブサーキット、ＺＶＳ検出サブサーキット、及びデューティサイクルコントローラサブサーキットは閉鎖フィードバックループを形成し、閉鎖フィードバックループは、ＲＦ電力サブサーキットが常にゼロ電圧スイッチング状態で動作するようにゲートドライブ矩形波のデューティサイクルを自動的に調整する。

ピックアップトランスの２次側から正弦波のピックアップを入力するインジェクションロック発振器サブサーキットからインジェクションロック矩形波が出力される。インジェクションロック発振器サブサーキットは、システムの動作周波数に特定の周波数許容値をプラスマイナスした矩形波を発生させる。ピックアップ入力に信号が存在する場合、インジェクションロック発振器は、その周波数をピックアップ入力の周波数にロックする。インジェクションロックされた矩形波の位相とピックアップ入力の位相の間には小さな位相差があり、これはピックアップ入力に存在する信号とインジェクションロック発振器の固有周波数の間の周波数の差に比例する。

ピックアップトランスの一次側は、ＲＦ発生器が配置されている磁気ループアンテナと直列になっている。したがって、ピックアップ信号は、直列に接続されたすべてのＲＦ発生器が共有する磁気ループアンテナを循環するＲＦ電流に比例する。インジェクションロック矩形波の周波数を、磁気ループアンテナを循環するＲＦ電流の周波数にロックすることで、すべてのＲＦ発生器は互いに相対的に周波数がロックされる。各ＲＦ発生器は、そのインジェクションロック発振器の固有周波数と全インジェクションロック発振器の平均固有周波数との差により、分散した全ＲＦ発生器の平均位相に対して小さな位相差を持つ。

ＲＦ発生器間の位相差は、インジェクションロック発振器の固有周波数の公差を厳しくすることで低減することができる。ＡＺＶＳフィードバックシステムが定常状態に達したとき、各ＲＦ発生器は、磁気ループアンテナの全体的なチューニングに依存するデューティサイクルを持つ。図２１に、ＥクラスＲＦ発生器１台のこの関係の一例を示す。したがって、各ＲＦ発生器回路のデューティサイクル制御信号は、ループ全体のデチューニングのローカル測定として使用することができ、デューティサイクル制御信号と所望の設定値との間の差は、磁気ループアンテナのチューニングを変更する能動可変リアクタンスを制御するエラー信号として使用することができる。

磁気ループアンテナは、ループの大きさに依存しない特定分数のチューニング範囲Δｆ_０／ｆ_ｄでチューニングする必要がある場合が多く、ｆ_０はループをチューニングする必要がある共振周波数の範囲、ｆ_ｄはループの駆動周波数である。磁気ループアンテナの共振周波数は次のとおりである。
ここで、Ｌ_０及びＣ_０はそれぞれ磁気ループアンテナの全直列インダクタンスと静電容量である。Δｆ_０、ΔＬ_０、ΔＣ_０の関係は、次のようになる。
ここで、Ｘ_Ｌ０＝２πｆ_ｄＬ_０、Ｘ_Ｃ０＝１／（２πｆ_ｄＣ_０）とする。磁気ループアンテナの容量性リアクタンスと誘導性リアクタンスの誤差は、部品の公差によるものと、環境の影響によるものがある。いずれの場合も、分数誤差はループの大きさとは無関係である可能性が高い。したがって、これらのリアクタンスの絶対誤差は、ループの大きさとともに大きくなる。

そのため、これらの誤差を補正するために調整可能な能動可変リアクタンスをループと直列に加えることが望ましい。しかし、この補正係数の大きさは、ループの大きさとともに大きくなっていく。したがって、ループサイズが大きい場合に、単一の能動可変リアクタンスを使用してループを再チューニングすることは非現実的となる場合がある。

この問題に対する自然な解決策は、図２６のブロック図に示すように、すべてのＲＦ発生器に能動可変リアクタンスを追加することである。ループのサイズが大きくなると、分散型ＲＦ発生器の数が増えるため、ループに直列に接続される能動可変リアクタンスの数も増加する。したがって、すべての能動可変リアクタンスの直列リアクタンスの合計は、ループのサイズとともに大きくなり、さまざまなサイズのループに対してほぼ一定の分数チューニング範囲を達成することが可能になる。

デューティサイクル制御信号は、各ＲＦ発生器回路において、ループ全体のデチューニングの局所的な測定値として使用することができるため、各ＲＦ発生器内の能動可変リアクタンスサブサーキットを制御するために使用してもよい。自動チューニング制御サブサーキットは、デューティサイクル制御信号とあらかじめ定義されたデューティサイクル設定値との差に比例してリアクタンス制御信号を出力するフィードバックループを形成する。このフィードバックループのゲインは、ネガティブフィードバックを示すように選択することができる。ＡＺＶＳフィードバックループが自動チューニングフィードバックループのタイムスケールよりもはるかに速いタイムスケールで定常状態に安定する時間を持つように、自動チューニング制御サブサーキット内のこのフィードバックループにローパスフィルタを追加する必要がある。

なお、前述のように、すべてのＲＦ発生器間にばらつきがあり、互いに小さな位相ずれが生じるため、自動チューニング制御サブサーキットはＤＣで無限ゲインを持つべきではない。したがって、すべてのＲＦ発生器の平均デューティサイクルが所望のデューティサイクル設定値に等しくなるように磁気ループアンテナをチューニングする場合、個々のＲＦ発生器には小さな位相シフトがあり、そのデューティサイクルが設定値と少量だけ異なることになる。この差が自動チューニング制御サブサーキットによって無限のゲインで増幅された場合、能動可変リアクタンスサブサーキットは、その最高又は最低リアクタンスで飽和することになる。したがって、自動チューニング制御サブサーキットのゲインの大きさは、デューティサイクル誤差の規模にゲインファクターを乗じたものが、能動可変リアクタンスサブサーキットが応答する値の範囲内にあるリアクタンス制御出力信号を与えるように選択する必要がある。

ＲＦ発生器回路間の位相誤差は、自動チューニングフィードバックループとＡＺＶＳフィードバックループの両方よりも遅いタイムスケールで動作するように設計された第３のフィードバックループを使用して補正することができる。自動チューニングフィードバックループが定常状態にあるとき、デューティサイクル制御信号と所望のセットポイントとの間の残りの差は、そのＲＦ発生器の位相誤差に比例したエラー信号を生成し、その固有周波数の誤差に比例する。この誤差は、インジェクションロック発振器サブサーキットに入力される位相制御信号を使用して修正してもよい。この位相制御信号は、インジェクションロック発振器サブサーキットの固有周波数及び／又は位相を調整するために使用され、デューティサイクル制御信号と所望のセットポイントとの間の差がゼロに向かって駆動されるような負フィードバックを生成するように配置することができる。

この第３フィードバックループはオプションであり、インジェクションロック発振器の固有振動数の誤差が十分に小さい場合には、必要ない場合もある。しかし、システムをインジェクションロック発振器の周波数誤差に対してより寛容にするために有用であり、これにより、より大きな公差を有するより安価なコンポーネントを使用してもよい。

本開示は、限られた数の実施形態に関して説明されてきたが、本開示の利益を有する当業者は、本明細書に開示された本開示の範囲から逸脱しない他の実施形態が考案され得ることを理解するであろう。したがって、本開示の範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるべきものである。

上述した特徴、構造、又は特性は、任意の好適な方法で１つ又は複数の実施形態において組み合わせることができ、様々な実施形態で議論される特徴は、可能であれば、交換可能である。以下の説明では、本開示の実施形態を完全に理解するために、多数の具体的な詳細が提供される。しかしながら、当業者であれば、本開示の技術的解決策は、特定の詳細のうちの１つ以上がなくても実施され得ること、又は他の方法、構成要素、材料などが採用され得ることを理解するであろう。他の例では、周知の構造、材料、又は操作は、本開示の側面を不明瞭にすることを避けるために、詳細に示されないか、又は説明されない。

本明細書では、「上」、「下」、「上」、「下」などの相対的な用語が、ある構成要素と別の構成要素との相対的な関係を表すために使用されているが、これらの用語は、例えば図面に示す例における方向として、便宜上のみ本明細書で使用されている。装置を逆さまにすると、上述の「上」の構成要素が「下」の構成要素になることを理解されるべきである。ある構造が他の構造上に「ある」場合、その構造が他の構造上に一体的に形成されていること、その構造が他の構造上に「直接」配置されていること、その構造が他の構造を介して他の構造上に「間接的に」配置されていることなどが考えられる。

本明細書では、「ａ」、「ａｎ」、「ｔｈｅ」、「ｓａｉｄ」などの用語は、１つ以上の要素や構成要素が存在することを示すために使用される。用語「ｃｏｍｐｒｉｓｅ」、「ｉｎｃｌｕｄｅ」、「ｈａｖｅ」、「ｃｏｎｔａｉｎ」、及びそれらの変形は、オープンエンドで使用され、添付の請求項に特に指定がない限り、記載された要素、成分などに加えて、追加の要素、成分などを含むことを意味する。

本明細書又は特許請求の範囲における用語「第１」、「第２」、「第３」などは、特に指定がない限り、対象の数に対する限定ではなく、ラベルとしてのみ使用される。複数の構成要素が示されている場合、構成要素は、適用可能な範囲で、特許請求の範囲において「第１の」構成要素、「第２の」構成要素、「第３の」構成要素などと呼ばれ得ることが理解される。

本開示の上述の実施形態は、本開示の原理を明確に理解するために設定された、単に可能な実装例である。本開示の精神及び原理から実質的に逸脱することなく、上述の実施形態（複数可）に対して多くの変形及び修正がなされ得る。全てのそのような修正及び変形は、本開示の範囲内に含まれ、以下の請求項によって保護されることを意図している。

（１）少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するように構成された能動可変リアクタンス回路を備え、能動可変リアクタンス回路は、電気制御可能スイッチング素子と、電気制御可能スイッチング素子の少なくとも１つの端子に接続された受動反応素子と、電気制御可能スイッチング素子を、装置を通過する又は装置の両端の高周波（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で切り替えるように構成されたスイッチコントローラサブサーキットと、を含む、システム。

（２）電気制御可能スイッチング素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、及び双方向スイッチとして配置されたＭＯＳＦＥＴのペアのうちのいずれか１つである、（１）に記載のシステム。

（３）受動反応素子は、少なくとも１つの共振回路と直列である可変静電容量リアクタンスを提供する、又は受動反応素子は、少なくとも１つの共振回路と並列である可変誘導リアクタンスを提供する、（１）又は（２）に記載のシステム。

（４）ＲＦ電流に比例する電圧を生成し、その電圧をスイッチコントローラサブサーキットに提供するように構成された電流ピックアップ装置をさらに含む、（１）～（３）のいずれか１項に記載のシステム。

（５）電流ピックアップ装置は、変圧器、直列抵抗装置、及び直列リアクタンス装置のうちのいずれか１つである、（１）～（４）のいずれか１項に記載のシステム。

（６）スイッチコントローラサブサーキットは、電流ピックアップ装置から正弦波の形のＲＦピックアップ信号を入力として受け取り、可変デューティサイクルを有する矩形波出力信号を生成し、矩形波出力信号が電気制御可能スイッチング素子を駆動するように構成される、（１）～（５）のいずれか１項に記載のシステム。

（７）可変デューティサイクルは、スイッチコントローラサブサーキットに供給されるリアクタンス制御入力信号によって制御される、（１）～（６）のいずれか１項に記載のシステム。

（８）矩形波出力信号の位相は、ＲＦ電流を９０度リードする、（１）～（７）のいずれか１項に記載のシステム。

（９）少なくとも１つの共振回路は、無線電力源から無線電力を受信し、別個の無線電力受信機に電力を供給する共振中継器の一部である、（１）～（８）のいずれか１項に記載のシステム。

（１０）自動ＲＦ電流レギュレータ回路をさらに含み、自動ＲＦ電流レギュレータ回路は、少なくとも１つの共振回路を流れるＲＦ電流に比例する、少なくとも１つの共振回路によって生成されたＤＣ信号を特定する、ＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路を使用して、ＤＣ信号を内部設定点と比較する、及び、ＲＦ振幅信号と内部設定値との誤差を増幅し、増幅された誤差をリアクタンス制御信号として能動可変リアクタンスサブサーキットに送信する、ように構成されている、（１）～（９）のいずれか１項に記載のシステム。

（１１）少なくとも１つの共振回路をさらに含む、（１）～（１０）のいずれか１項に記載のシステム。

（１２）電気制御可能スイッチング素子は、能動可変リアクタンス回路の単一の電気制御可能スイッチング素子である、（１）～（１１）のいずれか１項に記載のシステム。

（１３）少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するように構成された能動可変リアクタンス回路を備え、能動可変リアクタンス回路は、少なくとも１つのコンデンサと並列である電気制御可能スイッチング素子と、第１の端子から第２の端子へ流れるＲＦ電流が実質的に正弦波であるように、装置を通過又は装置の両端の高周波（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で、電気制御可能スイッチング素子を切り替えるように構成されたスイッチコントローラサブサーキットと、を含むシステム。

（１４）少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するように構成された能動可変リアクタンス回路を備え、能動可変リアクタンス回路は、少なくとも１つのインダクタと直列に接続された電気制御可能スイッチング素子と、第１の端子及び第２の端子間のＲＦ電圧が実質的に正弦波となるように、装置を通過する又は装置の両端の高周波（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で電気制御可能スイッチング素子を切り替えるよう構成されたスイッチコントローラサブサーキットと、を含むシステム。

（１５）能動可変リアクタンス回路によって、少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するステップと、電気制御可能スイッチング素子を提供するステップと、電気制御可能スイッチング素子の少なくとも１つの端子に接続された受動反応素子を提供するステップと、スイッチコントローラサブサーキットによって、装置を通過する又は装置の両端の無線周波数（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で、電気制御可能スイッチング素子を切り替えるステップと、を備える、方法。

（１６）電気制御可能スイッチング素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、及び双方向スイッチとして配置されたＭＯＳＦＥＴのペアのうちのいずれか１つである、請求項１５に記載のシステム。

（１７）スイッチコントローラは、共振回路と直列に配置される可変静電容量リアクタンスを提供する、又はスイッチコントローラは、共振回路と並列に配置される可変誘導リアクタンスを提供する、（１５）又は（１６）に記載の方法。

（１８）電流ピックアップ装置によって、ＲＦ電流に比例する電圧を生成するステップと、電圧をスイッチコントローラサブサーキットに提供するステップと、をさらに含む、（１５）～（１７）のいずれか１項に記載の方法。

（１９）電流ピックアップ装置は、変圧器、直列抵抗装置、及び直列リアクタンス装置のうちのいずれか１つである、（１５）～（１８）のいずれか１項に記載の方法。

（２０）スイッチコントローラサブサーキットによって、電流ピックアップ装置からの正弦波の形態のＲＦピックアップ信号を入力として受信するステップと、スイッチコントローラサブサーキットによって、可変デューティサイクルを有する矩形波出力信号を生成するステップと、をさらに備え、矩形波出力信号は、電気制御可能スイッチング素子を駆動する、（１５）～（１９）のいずれか１項に記載の方法。

（２１）可変デューティサイクルは、スイッチコントローラサブサーキットに供給されるリアクタンス制御入力信号によって制御される、（１５）～（２０）のいずれか１項に記載の方法。

（２２）矩形波出力信号の位相は、ＲＦ電流を９０度リードする、（１５）～（２１）のいずれか１項に記載の方法。

（２３）少なくとも１つの共振回路は、無線電力源から無線電力を受信し、別個の無線電力受信機に電力を供給する共振中継器の一部である、（１５）～（２２）のいずれか１項に記載の方法。

（２４）自動ＲＦ電流調整器回路を使用するステップをさらに備え、自動ＲＦ電流調整器回路を使用するステップは、少なくとも１つの共振回路を流れるＲＦ電流に比例する、少なくとも１つの共振回路によって生成されるＤＣ信号を識別するステップと、ＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路を使用して、ＤＣ信号を内部設定値と比較するステップと、ＲＦ振幅信号と内部設定値との間の誤差を増幅するステップと、増幅された誤差をリアクタンス制御信号として能動可変リアクタンスサブサーキットに送信するステップと、を含む、（１５）～（２３）のいずれか１項に記載の方法。

米国仮特許出願第６３／０７１，０４８号

Claims (22)

1. 少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するように構成された能動可変リアクタンス回路を備え、
   前記能動可変リアクタンス回路は、
   電気制御可能スイッチング素子と、
   前記電気制御可能スイッチング素子の少なくとも１つの端子に接続された受動反応素子と、
   前記電気制御可能スイッチング素子を、装置を通過する又は装置の両端の高周波（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で切り替えるように構成されたスイッチコントローラサブサーキットと、
   を含む、
   システム。
2. 前記電気制御可能スイッチング素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、及び双方向スイッチとして配置されたＭＯＳＦＥＴのペアのうちのいずれか１つである、
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記受動反応素子は、前記少なくとも１つの共振回路と直列である可変静電容量リアクタンスを提供する、又は
   前記受動反応素子は、前記少なくとも１つの共振回路と並列である可変誘導リアクタンスを提供する、
   請求項１に記載のシステム。
4. 前記ＲＦ電流に比例する電圧を生成し、前記電圧を前記スイッチコントローラサブサーキットに提供するように構成された電流ピックアップ装置をさらに含む、
   請求項１に記載のシステム。
5. 前記電流ピックアップ装置は、変圧器、直列抵抗装置、及び直列リアクタンス装置のうちのいずれか１つである、
   請求項４に記載のシステム。
6. 前記スイッチコントローラサブサーキットは、前記電流ピックアップ装置から正弦波の形のＲＦピックアップ信号を入力として受け取り、可変デューティサイクルを有する矩形波出力信号を生成し、前記矩形波出力信号が前記電気制御可能スイッチング素子を駆動するように構成される、
   請求項４に記載のシステム。
7. 前記可変デューティサイクルは、前記スイッチコントローラサブサーキットに供給されるリアクタンス制御入力信号によって制御される、
   請求項６に記載のシステム。
8. 前記矩形波出力信号の位相は、前記ＲＦ電流を９０度リードする、
   請求項６又は請求項７に記載のシステム。
9. 前記少なくとも１つの共振回路は、無線電力源から無線電力を受信し、別個の無線電力受信機に電力を供給する共振中継器の一部である、
   請求項１に記載のシステム。
10. 自動ＲＦ電流レギュレータ回路をさらに含み、
    前記自動ＲＦ電流レギュレータ回路は、
    前記少なくとも１つの共振回路を流れるＲＦ電流に比例する、前記少なくとも１つの共振回路によって生成されたＤＣ信号を特定する、
    ＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路を使用して、ＤＣ信号を内部設定点と比較する、及び、
    ＲＦ振幅信号と内部設定値との誤差を増幅し、増幅された前記誤差をリアクタンス制御信号として能動可変リアクタンスサブサーキットに送信する、
    ように構成されている、
    請求項１に記載のシステム。
11. 少なくとも１つの共振回路をさらに含む、
    請求項１に記載のシステム。
12. 前記電気制御可能スイッチング素子は、前記能動可変リアクタンス回路の単一の電気制御可能スイッチング素子である、
    請求項１に記載のシステム。
13. 能動可変リアクタンス回路によって、少なくとも１つの共振回路の共振周波数を制御するステップと、
    電気制御可能スイッチング素子を提供するステップと、
    前記電気制御可能スイッチング素子の少なくとも１つの端子に接続された受動反応素子を提供するステップと、
    スイッチコントローラサブサーキットによって、装置を通過する又は装置の両端の無線周波数（ＲＦ）電流又は電圧の周波数で、前記電気制御可能スイッチング素子を切り替えるステップと、
    を備える、方法。
14. 前記電気制御可能スイッチング素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、及び双方向スイッチとして配置されたＭＯＳＦＥＴのペアのうちのいずれか１つである、
    請求項１３に記載のシステム。
15. 前記スイッチコントローラは、前記共振回路と直列である可変静電容量リアクタンスを提供する、又は
    前記スイッチコントローラは、前記共振回路と並列である可変誘導リアクタンスを提供する、
    請求項１３に記載の方法。
16. 電流ピックアップ装置によって、ＲＦ電流に比例する電圧を生成するステップと、
    前記電圧を前記スイッチコントローラサブサーキットに提供するステップと、
    をさらに含む、
    請求項１３に記載の方法。
17. 前記電流ピックアップ装置は、変圧器、直列抵抗装置、及び直列リアクタンス装置のうちのいずれか１つである、
    請求項１６に記載の方法。
18. 前記スイッチコントローラサブサーキットによって、前記電流ピックアップ装置からの正弦波の形態のＲＦピックアップ信号を入力として受信するステップと、
    前記スイッチコントローラサブサーキットによって、可変デューティサイクルを有する矩形波出力信号を生成するステップと、
    をさらに備え、
    前記矩形波出力信号は、前記電気制御可能スイッチング素子を駆動する、
    をさらに備える、
    請求項１６に記載の方法。
19. 前記可変デューティサイクルは、前記スイッチコントローラサブサーキットに供給されるリアクタンス制御入力信号によって制御される、
    請求項１８に記載の方法。
20. 前記矩形波出力信号の位相は、前記ＲＦ電流を９０度リードする、
    請求項１８に記載の方法。
21. 前記少なくとも１つの共振回路は、無線電力源から無線電力を受信し、別個の無線電力受信機に電力を供給する共振中継器の一部である、
    請求項１３に記載の方法。
22. 自動ＲＦ電流調整器回路を使用するステップをさらに備え、
    前記自動ＲＦ電流調整器回路を使用するステップは、
    前記少なくとも１つの共振回路を流れる前記ＲＦ電流に比例する、前記少なくとも１つの共振回路によって生成されるＤＣ信号を識別するステップと、
    ＲＦ振幅比較及びリアクタンス制御回路を使用して、ＤＣ信号を内部設定値と比較するステップと、
    ＲＦ振幅信号と内部設定値との間の誤差を増幅するステップと、
    増幅された前記誤差をリアクタンス制御信号として能動可変リアクタンスサブサーキットに送信するステップと、
    を含む、
    請求項１３に記載の方法。