TW202230970A - 連續可變主動電抗系統及其方法 - Google Patents

連續可變主動電抗系統及其方法 Download PDF

Info

Publication number
TW202230970A
TW202230970A TW110131799A TW110131799A TW202230970A TW 202230970 A TW202230970 A TW 202230970A TW 110131799 A TW110131799 A TW 110131799A TW 110131799 A TW110131799 A TW 110131799A TW 202230970 A TW202230970 A TW 202230970A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
reactance
circuit
active
voltage
continuously variable
Prior art date
Application number
TW110131799A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI824283B (zh
Inventor
羅伯特艾 莫非特
傑夫瑞 嚴
喬恩 貝克
Original Assignee
美商艾勒迪科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 美商艾勒迪科技股份有限公司 filed Critical 美商艾勒迪科技股份有限公司
Publication of TW202230970A publication Critical patent/TW202230970A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI824283B publication Critical patent/TWI824283B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/48—One-port networks simulating reactances
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/46—One-port networks
    • H03H11/48—One-port networks simulating reactances
    • H03H11/481—Simulating capacitances
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H03H19/004—Switched capacitor networks
    • H03H19/006—Switched capacitor networks simulating one-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H03H19/008—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters with variable switch closing time

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Crystals, And After-Treatments Of Crystals (AREA)

Abstract

本發明係為一種連續可變主動電抗系統及其方法，且本發明係敘述用以控制諧振器諧振頻率之各種實施例。其中該連續可變主動電抗系統係包括至少一諧振電路、以及一主動可變電抗電路，其係控制該至少一諧振電路之諧振頻率。該主動可變電抗電路包括一可電控切換元件、以及一切換控制器子電路，其係用以以流經或跨於一裝置上之一射頻電流或電壓之頻率對該可電控切換元件進行，使自一第一端點流至一第二端點之該射頻電流近似正弦。

Description

連續可變主動電抗系統及其方法
本發明係為一種連續可變主動電抗系統及其方法。本發明案係主張2020年8月27日所提出之標題為「CONTINUOUSLY VARIABLE ACTIVE REACTANCE SYSTEMS AND METHODS」之美國臨時專利申請案第63/071,048號之權益及優先權，其內容係以引用方式整體併入本文中。
諧振無線電力系統係利用LC諧振器之間的磁耦合或電耦合傳輸電力。此類系統的效率係依諧振器的品質因數而定，品質因數越高，無線電力傳輸效率越高。但品質因數較高的諧振器，其諧振響應曲線較窄，這表示驅動頻率必須更接近諧振器的諧振頻率，以完全實現由較高的品質因數所提供之潛在效益指標。因此，在驅動頻率固定及/或存在二或多個諧振器的系統中，精密控制所有諧振器的諧振頻率對最佳化系統效能來說是必要的。
因此，本發明人有鑑於上述缺失，期能提出一種連續可變主動電抗系統及其方法，令使用者可輕易完成操作及安裝，乃潛心研思、設計組製，以提供使用者便利性，為本發明人所欲研發之發明動機者。
本發明之主要目的，在於一種連續可變主動電抗系統及其方法。主要在驅動頻率固定及/或存在二或多個諧振器的系統中，精密控制所有諧振器的諧振頻率對最佳化系統效能來說是必要的。諧振器的失諧可能由多種因素引起，例如元件數值的變化、或與環境的交互作用。為此，希望有一種方法可以控制諧振器的諧振頻率，以校正調諧誤差。
在第一方面，說明該連續可變主動電抗系統，包括用以控制至少一諧振電路之一諧振頻率之一主動可變電控電路，其係包括：一可電控切換元件；一被動電抗元件，其係連接至該可電控切換元件之至少一端點；以及一切換控制器子電路，其係用以以流經或跨於一裝置之一射頻(RF)電流或電壓之頻率對該可電控切換元件進行切換。該可電控切換元件可為一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一雙極性接面電晶體(BJT)、排列為一雙向切換之一對金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)其中之一。該被動電抗元件可提供與該至少一諧振電路串聯之一可變容抗、或該被動電抗元件可提供與該至少一諧振電路並聯之一可變感抗。
該連續可變主動電抗系統更可包括一電流拾取裝置，其係用以產生與該射頻電流成正比之一電壓，並將該電壓提供至該切換控制器子電路，舉例來說，其中該電流拾取裝置係為一變壓器、一串聯電阻裝置、一串聯電抗裝置其中之一。該切換控制器子電路可用以自該電流拾取裝置接收一正弦波形狀之一射頻拾取信號作為一輸入，並產生具有一可變工作周期之一方波輸出信號，該方波輸出信號驅動該可電控切換元件。該 可變工作周期可由提供至該切換控制器子電路之一電抗控制輸入信號所控制。該方波輸出信號的相位可超前該射頻電流90度。
在一些實施例中，該至少一諧振電路係為一諧振中繼器的一部分，該諧振中繼器係自一無線電源接收無線電力，並供電至單獨之一無線電力接收器。該連續可變主動電抗系統可更包括一自動射頻電流調整電路，其係用以：識別由該至少一諧振電路所產生、與流經該至少一諧振電路之射頻電流成正比之一直流信號；使用一射頻振幅比較與電抗控制電路比較該直流信號和一內部設定點；以及放大該射頻振幅信號與該內部設定點之間之一誤差，並將放大之該誤差作為一電抗控制信號傳送至一主動可變電抗子電路。該連續可變主動電抗系統更可包括該至少一諧振電路。舉例來說，該可電控切換元件可為該主動可變電抗電路之一單一可電控切換元件。
在第二方面，說明該連續可變主動電抗系統，其包括用以控制至少一諧振電路之一諧振頻率之一主動可變電抗電路，其係包括：與至少一電容並聯之一可電控切換元件；以及一切換控制器子電路，其係用以以流經或跨於一裝置之一射頻電流或電壓之頻率對該可電控切換元件進行切換，使自一第一端點流至一第二端點之該射頻電流近似正弦。
在第三方面，說明該連續可變主動電抗系統，其包括用以控制至少一諧振電路之一諧振頻率之一主動可變電抗電路，其係包括：與至少一電感串聯之一可電控切換元件；以及一切換控制器子電路，其係用以以流經或跨於一裝置之一射頻(RF)電流或電壓之頻率對該可電控切換元件進行切換，使跨於一第一端點和一第二端點上之該射頻電壓近 似正弦。
在第四方面，說明該連續可變主動電抗方法，其包括：由一主動可變電控電路控制至少一諧振電路之一諧振頻率，藉由：提供一可電控切換元件；提供連接至該可電控切換元件之至少一端點之一被動電抗元件；以及由一切換控制器子電路，以流經或跨於一裝置之一射頻電流或電壓之頻率，切換該可電控切換元件。該可電控切換元件可為一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一雙極性接面電晶體(BJT)、排列為一雙向切換之一對金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)其中之一。該切換控制器可提供與該諧振電路串聯之一可變容抗、或該切換控制器可提供與該諧振電路並聯之一可變感抗。
該方法更包括由一電流拾取裝置產生與該射頻電流成正比之一電壓，並將該電壓提供至該切換控制器子電路，其中該電流拾取裝置係為一變壓器、一串聯電阻裝置、一串聯電抗裝置其中之一。該方法更包括，由該切換控制器子電路自該電流拾取裝置接收一正弦波形狀之一射頻拾取信號作為一輸入；並由該切換控制器子電路產生一方波輸出信號，該方波輸出信號具有一可變工作周期；使用該方波輸出信號驅動該可電控切換元件。該可變工作周期係可由提供至該切換控制器子電路之一電抗控制輸入信號所控制。該方波輸出信號的相位可超前該射頻電流90度。
在一些實施例中，該至少一諧振電路係為一諧振中繼器的一部分，該諧振中繼器係自一無線電源接收無線電力，並供電至單獨之一無線電力接收器。該方法可更包括，使用一自動射頻電流調整電路：識別由該至少一諧振電路所產生、與流經該至少一諧振電路之射頻電流成正 比之一直流信號；使用一射頻振幅比較與電抗控制電路對該直流信號與一內部設定點進行比較；放大該射頻振幅信號與該內部設定點之間之一誤差；以及將放大之該誤差作為一電抗控制信號傳送至一主動可變電抗子電路。其他方面說明於後。
為了能夠更進一步瞭解本發明之特徵、特點和技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，惟所附圖式僅提供參考與說明用，非用以限制本發明。
【00144】
10:LC槽
20:恒定射頻電流諧振中繼器
25:直接供電諧振器
300:切換控制器
305:直流電力輸入
310:電抗控制輸入
315:電流拾取裝置
320:直流電力
325:射頻拾取
330:工作周期控制
335:切換控制
400:切換控制器
405:直流電力輸入
410:電抗控制輸入
420:直流電力
425:工作周期控制
430:切換控制
435:射頻拾取+
440:射頻拾取-
500:射頻振幅比較與電抗控制電路
505:主動可變電抗電路
510:整流器子電路
CVAR:可變電容
ILS:電流
IRF:射頻電流振幅
LVAR:可變電感
S1:可電控切換裝置
T1、T2:端點
Figure 110131799-A0202-12-0040-72
:電壓
VRF:射頻電壓
圖1A係根據本發明之各種實施例之具有一電控可變電容之一LC諧振器之一簡化示意圖之一範例。
圖1B係根據本發明之各種實施例之具有一電控可變電感之一LC諧振器之一簡化示意圖之另一範例。
圖2A係根據本發明之各種實施例之用於提供一主動可變電容之一簡化電路圖之一範例。
圖2B係根據本發明之各種實施例之圖2A之簡化電路圖之一模擬理想波形圖。
圖3A係根據本發明之各種實施例之用於提供一主動可變電容之一簡化電路圖之一範例。
圖3B係根據本發明之各種實施例之圖3A之簡化電路圖之一模擬理想波形圖。
圖4A係顯示根據本發明之各種實施例之一有效容抗對工作周期之圖表。
圖4B係顯示根據本發明之各種實施例之一有效電感性電納對工作周期之圖表。
圖5係根據本發明之各種實施例之實施用以收集圖6與圖7中之測量值之一主動可變電容電路之一印刷電路板之一照片。
圖6係顯示根據本發明之各種實施例之圖5之電路之主動可變電容之測量波形之圖表。
圖7係顯示根據本發明之各種實施例之一測量諧振頻率對包含圖5之主動可變電容電路之一諧振器之一工作周期之圖表。
圖8係根據本發明之各種實施例之自動調諧中繼諧振器之一簡化示意圖之一範例。
圖9係根據本發明之各種實施例之一自動調諧中繼諧振器與一直接驅動諧振器之一照片。
圖10係根據本發明之各種實施例之連續可變主動電抗系統之一示意方塊圖。
圖11係根據本發明之各種實施例之連續可變主動電抗系統之一示意方塊圖。
圖12係顯示主動可變電容之理想電壓及電流波形之模擬結果之圖表。
圖13係顯示一有效容抗作為工作周期之函數之圖式。
圖14係顯示主動可變電感之理想電壓與電流波形之模擬之圖式。
圖15係顯示有效電感性電納作為工作周期之一函數之圖式。
圖16係根據本發明之各種實施例之用於經由一主動可變電抗使用調諧控制自動調整一外部驅動之LC諧振器之射頻電流振幅之一電路之示意方塊圖。
圖17係根據本發明之各種實施例之用於經由一主動可變電容之一LC諧振器之自動射頻電流調整之一電路之示意方塊圖。
圖18係根據本發明之各種實施例之具有自動零電壓切換之一E類射頻產生器。
圖19係本發明之各種實施例之具有自動零電壓切換之一E類放大器對各種負載條件所測量之閘極與汲極電壓波形之圖表。
圖20係本發明之各種實施例之具有自動零電壓切換之一E類放大器對各種調諧條件所測量之閘極與汲極電壓波形之圖表。
圖21係本發明之各種實施例之自動零電壓切換放大器之一測量工作周期作為一槽路之諧振頻率之一函數之圖表。
圖22係本發明之各種實施例之具有自動零電壓切換與自動調諧之一E類射頻產生器之示意圖。
圖23係本發明之各種實施例之經由使用與一LC槽路串聯之一可變電抗調諧而達成零電壓切換之一E類射頻產生器之示意圖。
圖24係本發明之各種實施例之一E類放大器重置以使射頻產生器自用於輸出射頻電力之相同二端點獲得直流電力之示意圖。
圖25係根據本發明之各種實施例之由分佈式射頻產生器所驅動之一諧振磁環天線之簡化示意圖。
圖26係本發明之各種實施例之作為具有自動零電壓切換與自動調諧之一分佈式射頻產生器系統之部分使用之一射頻產生器之示意方塊圖。
現在請參照圖1A與圖1B，係顯示用於控制一LC諧振 器之諧振頻率之二範例實施例。在這二例中，一諧振LC槽路10包括一電感LT以及一電容CT。參考圖1A，一可變電容CVAR係與CT串聯，其使LC諧振器的總串聯電容為可變。圖1中的諧振器的諧振頻率可由方程式給定：
Figure 110131799-A0202-12-0008-1
其中總串聯電容Cseries係給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0008-2
在圖1B中，一可變電感LVAR係與LT並聯，其係使LC諧振器的總並聯電感為可變的。圖1B中的諧振器的諧振頻率係由方程式所給定：
Figure 110131799-A0202-12-0008-3
其中總並聯電感Lparellel給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0008-4
為了使圖1A和1B中所示之LC諧振器能在無人控制下對環境中的變化做出回應，該可變電抗元件係為可電控的。可電控電抗可使用機電系統、非線性裝置、或離散開關電感或電容陣列來製造。但這些方法對於無線電力應用來說都有缺點。機電系統和離散開關電抗陣列具有高成本和複雜性，非線性裝置需要遠大於LC槽路10中射頻電壓與電流振幅的直流控制電壓與電流，而這對高電力系統來說通常是不實際的要求。因此，需 要找到一種不用機電裝置或非線性電抗而能構成一可電控電抗元件的方法，並且其可使用最小數目的切換裝置和最低的複雜性實現連續調頻範圍。
達成電控之該連續可變主動電抗方法係包括使用一電動機調整一可變電容或電感的調諧。但這些機電解決辦法通常體積龐大而且複雜。達成電控的另一種可能方法包括使用一非線性電抗元件，例如變容體、或飽和鐵氧體。但這些非線性裝置需要比流經或跨於裝置上的射頻電流或電壓的振幅大很多的直流控制電壓或電流，以作為一可變電抗。當LC諧振器用於與弱信號諧振時，這個條件很容易滿足，例如在無線電接收器槽路中。但是當LC諧振器為一高功率無線電力系統的一部分時，其中諧振器中的射頻電壓和電流的振幅已經相當大了，此條件通常是很難或不可能滿足的。另一種保持線性但不需要機電元件的方法是使用電控開關，例如金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、雙極性接面電晶體(BJT)、繼電器等，以將電抗元件切換入或切換出該LC諧振器。
切換器的各狀態係提供一單一調諧狀態。因此，可能狀態的數目將等於2，其係提高至切換器的數目。但這種方法有許多缺點。首先，只有某幾個離散的調諧頻率是可實現的。不可能在一連續範圍內調諧。第二，系統需要更多切換器，因此，系統因為增加更多的調諧狀態而變得更複雜。第三，系統需要數位控制，此亦增加了其之複雜性。因此，希望提供的是不需要機電裝置或非線性電抗之一可電控電抗元件，其可使用最小數目的切換裝置和最低複雜度來實現一連續調諧範圍。
上述所需特性可以用主動可變電抗來達成。因此，圖2A和2B係顯示範例電路，其中主動可變電抗使用一單一可電控切換裝置S1，以 LC槽路10中之在正弦射頻電流或電壓的頻率接通或斷開而構成。舉例來說，LC槽路10可由經電感或電容耦合至具有一驅動頻率f d 之一外部射頻源間接供電。
圖2A及3A中所示之諧振器可藉由改變切換器的工作周期來調整。使用此單一電控切換裝置，沒有機電系統或切換器陣列的複雜性，而且不需要非線性系統所需之大直流電壓或電流，這些電路可產生可變電抗。
在圖2A中所示之主動可變電容中，LC槽路10確保自端點T1流向端點T2的射頻電流IRF接近正弦。此射頻電流IRF顯示於圖2B的上圖中。中圖顯示切換控制方波。選擇方波的相位使該射頻電流IRF的負斜率零交叉發生於低週期的中點。下圖係顯示電容IR兩端的電壓
Figure 110131799-A0202-12-0010-63
，其中假設CS>>CT。當切換器關斷時，電容CS先被充電，然後被電流IRF放電。IRF與切換控制方波之間的相位關係保證零電壓切換，其係確保切換器不會在打開時因對Cs放電消耗能量。電壓波形
Figure 110131799-A0202-12-0010-64
(t)包含許多諧波。但LC槽路10作為主要對基諧波響應之一濾波器。因此，一有效電抗x C 可由將此基諧波的振幅除以射頻電流的振幅來定義：
Figure 110131799-A0202-12-0010-5
其中
Figure 110131799-A0202-12-0010-65
≡1/(ω CS)是電容CS在射頻電流的角頻率下的電抗。方程式5顯示有效電抗可藉由改變工作周期而連續變化。工作周期與有效容抗之間的關係係繪於圖4A中。此電抗等效於下列有效可變電容：
Figure 110131799-A0202-12-0011-6
在圖3A中所示之主動可變電感中，LC槽路10係確保端點T1與端點T2之間的射頻電壓VRF接近正弦。此射頻電壓係顯示於圖3B的上圖中。中圖係顯示切換控制方波。選擇方波的相位，使該射頻電壓VRF的負斜率零交叉發生於高週期的中點。下圖顯示經過電感LS的電流ILS，其中假設LS>>LT。當切換器打開時，電壓VRF造成電感電流先上升接著下降。VRF與切換控制方波之間的相位關係保證零電壓切換，其係確保切換器不會消耗能量。電流波形
Figure 110131799-A0202-12-0011-66
(t)包含許多諧波。但LC槽路10作為主要對基諧波響應之一濾波器。因此，一有效電納BI可由將此基諧波的振幅除以射頻電壓的振幅來定義：
Figure 110131799-A0202-12-0011-7
其中xLS≡ωLS是電感LS在射頻電壓的角速度下的電抗。方程式7顯示有效電納可藉由改變工作周期而連續變化。工作周期和有效電感性電納之間的關係係繪於圖4B中。有效感抗等於有效電感性電納的倒數：
Figure 110131799-A0202-12-0011-8
圖5電抗等效於下列有效可變電感：
Figure 110131799-A0202-12-0011-9
圖5係顯示焊接至由銅膠帶所製成之一感應迴路之一主動可 變電容電路，但也可以採用其他材料。該迴路係由一外部射頻源感應驅動。該切換器係由一對並聯的MOSFET執行。為了產生閘極驅動信號，與該迴路串聯、跨於一電容上的正弦電壓，係經由一相移網路發送至一比較器以產生一方波，其係接著由一RC濾波器轉換為一三角波並饋入一第二比較器，以產生具有可控制工作週期之一方波。
圖6係顯示，閘極、汲極與射頻波形之測量結果，其與圖2B中所示之理想波形的形狀非常一致。更具體地說，在圖6中，係顯示圖5中的主動可變電容電路的測量波形。電流IRF係由跨於一串聯電容上的電壓的時間導數決定。一200MHz低通濾波器係應用於軟體中，以移除導數所放大之高頻雜訊。
為測試方程式6的正確性，該諧振器係感應耦合至一驅動迴路。閘極驅動工作周期是變化的，而對於工作周期的各數值來說，諧振頻率係透過找到諧振器中射頻電流最大時的驅動頻率而測量。結果繪製於圖7中，其係顯示與方程式6的預測相當一致。具體地，圖7係顯示一測量的諧振頻率對包含圖5中所示之主動可變電容電路之一諧振器之一工作周期。
對一LC諧振器的調諧進行電控的能力，在諧振無線電力傳輸上有許多用途。一範例係為圖8中所示之系統，其中一主動可變電容用以與一反饋電路結合，以於一無線中繼諧振器中保持恒定的射頻電流振幅。一恒定射頻電流諧振中繼器20(例如圖8示意圖和圖9照片中的下諧振器)係感應耦合至一直接供電諧振器25(圖8示意圖和圖9照片中之上諧振器)，以6.78MHz驅動。各諧振器約為25公分x 50公分。諧振中繼器20係自動調整其調諧，以維持一恒定射頻電流振幅IRF。直接與中繼諧振器各為二調節無線 360mW的LED負載供電(例如圖9中所示之LED燈)。要注意的是，電感L1和L2具有相同的電流振幅，儘管循環方向相反。在直接供電諧振器中，可選擇電容C5和C6，使L3和L4亦具有相同的射頻電流振幅，儘管其循環方向相反。
可選擇電容CS、C1及C2，以使得對主動可變電容的任何工作周期，中繼諧振器的諧振頻率永遠高於射頻產生器所產生的驅動頻率。這意思是射頻電流振幅是工作周期的單調函數。自動調諧電路測量跨於C3上的整流直流電壓，其與諧振中繼器20中的射頻電流振幅IRF成正比。一反饋迴路可用以調節閘極驅動方波的工作週期，以保持此整流直流電壓恒定。因此，就在感應耦合k13和k24因中繼諧振器相對直接供電諧振器移動而改變的時候，反饋迴路係自動改變中繼諧振器的調諧，使該射頻電流振幅IRF維持恒定。當直接諧振器與中繼諧振器之間的間隔係於2.0公分至5.5公分變化時，圖8中所示的系統能將中繼諧振器中的射頻電流振幅保持於2.83A的±1%內。
圖2A與3A中所示之主動可變電容電路與主動可變電感電路，係各別使用一單一切換裝置，以低成本與低複雜度，在高射頻功率位準下，使一LC諧振器的諧振頻率在一連續範圍內為可電控的。諧振的電控在諧振無線電力傳輸上有許多用途。在此所示之一範例，包括在一中繼諧振器中透過控制一主動可變電容之一反饋迴路對射頻電流振幅之自動調節。其他的潛在應用包括使無線發射器或接收器對元件變化或環境擾動較不敏感。
圖10與11顯示可電控線性可變電抗如何使用一可電控切換元件S1於流經或跨於該裝置上之射頻電流或電壓的頻率下打開與關閉之範例實施例。圖10包括一切換控制器300、一直流電力輸入305、一電抗控制輸 入310、一可電控切換元件S1、一端點T1、一端點T2、一電容C1、以及一電流拾取裝置315。切換控制器300包括一直流電力輸入320、一射頻拾取輸入325、一工作周期控制輸入330、以及一切換控制輸出335。可電控切換元件S1可為任何種類的可電控切換裝置，例如一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一雙極性接面電晶體(BJT)、排列為一雙向切換之一對金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)等等。圖10係顯示可與圖1A中所示之一LC諧振器串聯之一可變容抗之一範例實施例，圖11係顯示可與圖1B中所示之一LC諧振器並聯之一可變感抗之一範例實施例。
要注意的是，在某些情況下，可能需要將複數組並聯電容和切換器、或串聯電感和切換器並聯，例如，所有裝置共用相同二端點且所有切換器共用一相同的切換控制信號。這可能是有用的，例如在主動可變電抗為由導體所組成的諧振器的一部分的情況下，導體與電感、電容、及/或切換器的物理尺寸相比是較大的。因此，可能使用多個電感、電容、及/或切換器，以使經過所有並聯裝置的電流分佈與大導體內的固有電流分佈相匹配。
類似於圖10，圖11包括一切換控制器400、一直流電力輸入405、一電抗控制輸入410、一可電控切換元件S1、一端點T1、一端點T2、以及一電感L1。切換控制器400包括一直流電力輸入420、一工作周期控制輸入425、以及一切換控制輸出430。切換控制器400更可包括一正射頻拾取輸入435和一負射頻拾取輸入440。
圖10中所示裝置與一LC諧振器串聯時，LC諧振器確保自端點T1流向端點T2的射頻電流IRF接近正弦。電流拾取元件產生與此射頻電流成 正比的一電壓。此拾取可由一變壓器、一串聯電阻或電抗、或產生與流經該主動可變電抗電路所連接的LC諧振器的射頻電流成正比的一信號的任何裝置。切換控制器300可包括一切換控制器子電路。在一些範例中，切換控制器300可將一射頻拾取正弦波作為輸入，並產生具有一可變工作周期之一方波輸出。工作周期可由電抗控制輸入310控制。方波的相位係選擇為超前IRF 90度。換句話說，電流IRF的負斜率零交叉係發生於該方波在低準位之時間周期之中點。
方波輸出裝置驅動切換元件S1。當方波在其高準位時，切換器為打開，當方波在其低準位時，切換器為關閉。當圖中所示的裝置與一LC諧振器並聯時，LC諧振器係確保端點T1和端點T2之間的射頻電壓VRF接近正弦。
切換控制器子電路將射頻電壓VRF作為一輸入，並產生具有一可變工作周期之一方波輸出。要注意的是，一般來說，射頻拾取不一定來自二端點T1和T2，但可來自連接至LC諧振器的任何裝置，其係產生與跨於主動可變電抗電路所連接的LC諧振器上的射頻電壓成正比的一信號。工作周期係由電抗控制輸入信號控制。方波的相位係選擇使其滯後VRF 90度。換句話說，VRF的負斜率零交叉係發生於方波在高準位之時間周期之中點。方波輸出驅動切換元件S1。當方波在其高準位時，切換器為打開，當方波在其低準位時，切換器為關閉。
圖12說明切換控制方波的工作周期變化如何改變圖10中所示電路中的端點T1和T2之間的有效容抗。正弦電流IRF顯示於上圖。中圖顯示切換控制方波。要注意的是，IRF的負斜率零交叉係發生於切換控制方波之低 週期之中點。下圖顯示跨於電容C1上的電壓VC1。當切換器S1打開時，VC1為零。當切換器關閉時，電流IRF對電容C1充電，造成其電壓升高。當IRF為零時，電壓到達峰值。隨著IRF變成負值，VC1開始下降。當VC1達到零時，切換器再次打開。要注意的是，IRF和切換控制方波之間的相位關係保證當VC1為零時，切換器打開。此零電壓切換條件是必要的，以確保切換器S1在其打開時不會對C1放電而耗散能量。
在切換器關閉的時間周期內，VC1(t)等於一正弦波加上一直流偏移。正弦波分量的振幅係等於IRF的振幅乘以C1的電抗。完整的波形VC1(t)可分解為一傅利葉級數。LC諧振器用作為一濾波器，且主要響應最接近其諧振頻率之傅立葉分量。因此，可調諧LC諧振器的特性可僅藉由檢查此傅立葉級數的基本分量來分析。藉由將此基本分量的電壓振幅除以IRF的振幅，我們得出有效容抗X eff ，作為工作周期δ之函數：
Figure 110131799-A0202-12-0016-10
其中
Figure 110131799-A0202-12-0016-67
是電容C1的電抗：
Figure 110131799-A0202-12-0016-11
其中ω是射頻電流IRF的角頻率。工作周期與有效容抗之間的關係繪製於圖13中。注意，藉由改變工作周期δ，有效電抗可於0至
Figure 110131799-A0202-12-0016-68
的範圍內連續變化。
我們可以定義有效電容CVAR如下：
Figure 110131799-A0202-12-0016-12
因此，有效可變電容係為：
Figure 110131799-A0202-12-0017-13
圖14說明切換控制方波的工作周期變化如何改變圖11中所示電路中端點T1與T2間的之有效感抗。正弦電壓
Figure 110131799-A0202-12-0017-69
顯示於上圖中。中圖顯示切換控制方波。要注意的是，VRF的負斜率零交叉係發生於切換控制方波之高週期之中點。下圖顯示流經電感L1之電流IL1。當切換器S1關閉時，IL1為零。當切換器打開時，電壓VRF造成電感L1中的電流增加。當VRF為零時，電流到達一峰值。隨著VRF變成負值，IL1開始下降。當IL1達到零時，切換器再次關閉。要注意的是，VRF和切換控制方波之間的相位關係保證當IL1為零時，切換器關閉。此零電流切換條件是必要的，以確保切換器S1在其關閉時，不會在IL1非零時耗散來自電感反饋之能量。
在切換器打開的時間周期內，IL1(t)係等於一正弦波加上一直流偏移。正弦波分量的振幅係等於VRF的振幅除以L1的電抗。完整的波形IL1(t)可分解為一傅利葉級數。LC諧振器用作為一濾波器，且主要響應最接近其諧振頻率之傅立葉分量。因此，可調諧LC諧振器的特性可僅藉由檢查此傅立葉級數的基本分量來分析。藉由將此基本分量的電流振幅除以VRF的振幅，我們得出有效電感性電納B eff ，作為工作周期δ之函數：
Figure 110131799-A0202-12-0017-14
其中XL1是電感L1的電抗：
X L1≡ωL 1 方程式15
其中ω是射頻電壓VRF的角頻率。工作週期與有效電感性電納之間的關係繪製於圖15中。注意，藉由改變工作周期δ，有效電納可於0至1/XL1 的範圍內連續變化。
有效感抗等於有效電感性電納的倒數：
Figure 110131799-A0202-12-0018-15
我們可以定義有效電感LVAR如下：
Figure 110131799-A0202-12-0018-16
因此有效可變電感係為：
Figure 110131799-A0202-12-0018-17
要注意的是，圖10與圖11中所示之射頻拾取來源僅為如何產生切換控制方波之適當頻率和相位之一範例。射頻拾取通常可以來自LC諧振器中任何射頻來源。舉例來說，射頻拾取可來自與LC諧振器串聯之一阻抗兩端之射頻電壓，或來自流經與LC諧振器並聯之一導納之射頻電流，或來自耦合至LC諧振器之電感或電容。只要切換控制方波、和LC諧振器中的電壓與電流之間適當的相位關係可以保持，這些方法中的任一都可使用，即，在可變容抗電路中，切換控制方波係超前流經端點T1與T2的電流90度，以及在可變感抗電路中，切換控制方波滯後跨於端點T1與T2的電壓90度。
在可變容抗與可變感抗電路中的切換控制子電路可能需要直流電力才能工作。若可變主動電抗裝置係為具有外部供電的該連續可變主動電抗系統的一部分，切換控制子電路可自此外部電源接收電力。但在某些情況下，LC諧振器需要在不連接至外部直流電源的情況下被供電。舉例來說，LC諧振器可為一諧振中繼器的一部分，諧振中繼器自一無線電源接收無線電力，並將其傳送至一單獨的無線電力接收器。在這種情況下， 切換控制子電路自存在於LC諧振器中的射頻電力產生直流電力是有幫助的。這可以以多種方法完成，舉例來說，藉由對與LC諧振器串聯之一電抗兩端的射頻電壓進行整流、對跨於LC諧振器上的電壓進行整流、或對耦合至LC諧振器的電感或電容所感應的一電壓進行整流。
在另一範例中，主動可變電抗可能為一主動供電LC諧振器的一部分，但其可能是位在諧振器上、直流電纜的走線會擾亂諧振器調諧之一位置。在這種情況下，可藉由對LC諧振器中的射頻進行整流，來為主動可變電抗供電。或者，LC諧振器可設置為使其能同時支援射頻和直流電流。這可藉由將電感扼流圈與需要直流電流通過之電容連接點並聯放置、或將旁路電容與需要一直流電位差之連接點上之電感串聯放置來達成。以此方式，直流電力可穿過LC諧振器本身結構走線至主動可變電抗，而不需要任何額外的佈線。
當一LC諧振器結合一電容性或一電感性主動可變電抗時，電抗控制輸入使其諧振頻率得以電控。當LC諧振器被置於一外部振盪電場或磁場中時，這可作為一反饋迴路的部分，以調整LC諧振器中的射頻電流振幅。
在一些實施例中，此可如下完成。首先，應選擇調諧範圍，使具有一主動可變電抗裝置的LC諧振器的諧振頻率永遠大於、或永遠小於所有工作周期的驅動頻率。換句話說，對於一給定的驅動頻率，在一固定的工作周期下，LC諧振器的諧振頻率不會通過諧振頻率等於驅動頻率的點。或者，可以限制所容許工作周期的範圍，使工作周期僅得以於諧振頻率永遠高或永遠低於驅動頻率的範圍內變化。
對於一固定驅動振幅以及一固定驅動頻率來說，此保證了工作周期、與LC諧振器中的射頻電流的振幅之間的單調關係。第二，可將LC諧振器中的射頻電流的振幅與一所需設定點作比較。此比較可以多種方式完成，例如對LC諧振器兩端的射頻電壓、或與LC諧振器串聯的一阻抗兩端的射頻電壓進行整流，並將所整流的直流電壓與一參考電壓作比較。第三，可以建構一反饋電路來增加或減少主動可變電抗的工作周期，即，變化電抗控制輸入，以減少在LC諧振器中所偵測的射頻電流振幅、與在LC諧振器中所需的射頻電流振幅之間的誤差。
作為這種系統的一範例，考慮圖16中所示的方塊圖。該系統係由一串聯LC電路所構成，其由LT和CT組成，係連接至一自動射頻電流調整電路的兩端點T1和T2。自動射頻電流調整器可包括與一第二電容C2串聯之一主動可變電容CVAR。整個系統的總串聯電容給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0020-18
LC諧振器之角諧振頻率係為：
Figure 110131799-A0202-12-0020-19
若諧振器係由以角頻率振盪之一外部磁場所驅動，電感LT將經歷一感應電動勢V ind 。系統的總串聯電抗X tot 係為：
Figure 110131799-A0202-12-0020-20
其中，X 0 係為一常數，給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0020-22
且此處X eff 是可變主動電容元件的有效串聯電抗：
Figure 110131799-A0202-12-0021-23
其中XC1是包含於主動可變電容元件中的切換電容C1的電抗，其中δ是主動可變電容元件的工作周期。此處將假設X0>0。這意思是，對於δ的所有值來說，Xtot>0。當LC諧振器具有低損耗時，射頻振幅|IRF|可近似為：
Figure 110131799-A0202-12-0021-24
因此，我們可以看調諧條件X0>0，確保射頻電流振幅|IRF|係為X eff 之一單調函數，其係為δ之一單調函數。
在圖16中所示的系統中，一整流器產生與流經LC諧振器之射頻電流成正比之一直流信號。該信號係由一射頻振幅比較與電抗控制電路500與一設定點作比較。射頻振幅信號與內部設定點之間的誤差被放大並用以產生電抗控制信號，其被發送至一主動可變電抗電路505。由於射頻振幅直流信號是射頻電流振幅的單調函數，而且射頻電流振幅是電抗控制信號的單調函數，所以可為全反饋迴路選擇一總增益因數，以使全迴路具有負反饋。通常，此增益因數的符號將取決於單調函數具有正斜率或是負斜率。
還要注意的是，除了射頻振幅輸出之外，整流器子電路510提供一第二直流電力輸出，其係提供直流電力至主動可變電抗電路505和射頻振幅比較與電抗控制電路500。可對直流電源進行調整，使其電壓與LC諧振器的射頻電流振幅無關。亦要注意串聯電容C2係提供方便的射頻電壓來 源，其與LC諧振器中的射頻電流振幅成正比。因此，跨於電容C2上的電壓係用作主動可變電抗子電路505的射頻拾取輸入。
用於自動射頻電流調整之一主動可變電抗之一範例係顯示於圖17中。該電路可為一LC諧振器的一部分。一串聯電感和電容係連接於端點T1與T2之間。此電感和串聯電容，與電容C1與C2一起形成一LC諧振器。一外部射頻電源係於該電感中感應出一電壓。該電路係對跨於電容C2二端的射頻電壓進行整流，以提供一直流輸入至直流-直流轉換器IC1。IC1係提供5V直流到該電路的其餘部分。
電容C2上的射頻正弦波被濾波並饋入比較器IC3的輸入端，比較器IC3產生一方波輸出。該方波的工作周期由IC3的反向輸入上的電壓所決定。
IC3的方波輸出進入閘極驅動器IC2，其係驅動MOSFET Q1的閘極。選擇電阻R1、R2與R3，及電容C6、C7與C8，以於IC3之一非反相輸入上偏移正弦波之相位，使得在Q1的閘極上的方波超前射頻電流IRF，從端點T1到端點T2相差90度。要注意的是，R1、R2、R3、C6、C7和C8所引起的相移可校正穿過IC3與IC2的傳播延遲所造成之一相移。
MOSFET Q1可與電容C1並聯。若MOSFET Q1一直是導通的，則那些電容短路，而與LC諧振器串聯的那些電容的有效電抗為零。若MOSFET Q2一直是斷路的，則C1的全部電抗係與LC諧振器串聯。若MOSFET Q1的工作周期是在0%和100%之間，則C1的有效串聯電抗將會在0和其最大值之間。要注意的是，二極體D2係連接自MOSFET Q1的源極至汲極。此二極體係與Q1內部的體二極體並聯，且具有相同的極性。可選擇具有比Q1的體二極 體更低的正向電壓降，進而防止經Q1的體二極體導通。在Q1的體二極體具有比射頻週期更長的反向復原時間的情況下，這是有益的。在這種情況下，可選擇一二極體D2使其反向復原時間遠短於此週期。
二極體D2確保Q1的汲極-源極電壓不會變成比D2的正向電壓降更負。此係確保沒有電流在Q1關閉時經過Q1的體二極體傳導。二極體D2使電容C1上存在有一直流電荷。要注意的是，當Q1的內部體二極體具有一足夠快的反向復原時間時，二極體D2可能不是必須的。在這種情況下，Q1的內部體二極體起了D2的作用。Q1的工作周期由包括運算放大器IC4之一反饋電路所設定。電阻R8和電容C12對閘極驅動方波進行濾波，並產生與工作周期成正比的一直流電壓。此電壓係饋送至IC4的非反相輸入。IC4的輸出係經過由R12和C15所形成之一低通濾波器至IC3之反相輸入。
在IC3的反相輸入上的電壓係設定其輸出方波的工作周期。包括IC4的反饋迴路將改變方波的工作週期，直到IC4反相輸入的電壓等於IC4的非反相輸入的電壓。因此，閘極驅動方波的工作周期將會等於IC4反相輸入的直流電壓除以5V。
IC4反相輸入的電壓由包括運算放大器IC5的一第二反饋迴路所設定。IC5的輸出係經由電阻R9的連接至IC4的反相輸入。IC4的反相輸入亦經由C13連接至自己的輸出，經由R11接地，並經R10連接至+5V。由於IC5的輸出電壓係限制於0V和+5V之間，電阻R9、R10與R11作為一分壓器，係對IC4反相輸入上的直流電壓設定一上限與一下限。這些限制分別設定了閘極驅動方波的工作周期的上下限。與R9、R10與R11結合的電容C13係作為一低通濾波器。IC5將C4的整流電壓與一預定電壓設定點進行比較並調整其輸出電壓， 以於C4上保持一恒定整流電壓。其運作如下。
IC5輸出電壓上之一增加造成了在閘極驅動方波工作周期上之一增加。這造成Q1在周期的大部分中為導通，而其降低了C1的有效電抗。LC諧振器係進行調頻使其諧振頻率高於驅動頻率。因此，減低串聯容抗將造成其諧振頻率降低。這使其更接近與驅動頻率共振，其造成感應射頻電流振幅增加。此增加了跨於電容C2上的射頻電壓，其增加跨於電容C4上的整流電壓。此電壓經過由R4、R5、C10和C11所形成的低通濾波器與分壓器。濾波後的電壓經電阻R13進入IC5的反相輸入。電容C14和電阻R13形成一個另外的低通濾波器。隨著跨於電容C4上的直流電壓上升，IC5反相輸入的電壓亦上升，其造成IC5的輸出電壓下降，而完成負向迴路。因此，IC5係於電容C2上保持一恒定的射頻電壓振幅，其意味它必須保持一恒定的射頻電流循環於LC諧振器中。
亦應注意的是，主動可變電抗可以複數種方式耦合至LC諧振器。舉例來說，若LC諧振器包含複數個電容或複數個串聯電感，則可將一主動可變電抗與這些電容或電感之一並聯。或者，若LC諧振器包含複數個電感或複數個並聯電容，則可將主動可變電抗與這些電容或電感之一串聯。此外，主動可變電抗可電感或電容耦合至LC諧振器。
要注意的是，圖1A和1B中所述的LC諧振器是最簡單的電抗電路，其包含一主動可變電抗。一般而言，主動可變電抗元件可放置於任何需要可變電抗的電路中，只要該電路對可變電容的電壓諧波或可變電感的電流諧波進行濾波。一LC諧振器自然會完成此種濾波，但其他更複雜的電抗元件組合亦可完成此種濾波。
舉例來說，主動可變電抗可納入一T型濾波器或一π型濾波器、或一些其他更複雜的濾波器。這種濾波器可為低通、高通、帶通、或帶阻濾波器。主動可變電抗使濾波器的一或多個截止頻率為可電控。或者，主動可變電抗可用以對濾波器的輸入或輸出阻抗進行電控，以達成電控阻抗匹配。
另一範例可為由複數個LC電路所組成的一諧振器，例如二鄰近的LC諧振器迴路。這種諧振器可具有複數個諧振模式。在一諧振無線電力系統中，耦合諧振器的系統將以其中之一諧振模式驅動。一主動可變電抗可被耦合至一或多個諧振器以調諧所需之諧振模式，使其之特徵頻率等於驅動源的頻率。或者，主動可變電抗可用於連續改變一或多個LC電路的調諧，以改變整個耦合系統的特徵模態。在保持驅動頻率固定的同時，系統可重調，使特定的一特徵模態與驅動頻率諧振。
以此方法，整個LC結構中的電壓和電流的相對相位和振幅，可藉由一或多個主動可變電抗來選擇及設定。還要注意的是，一或多個固定電感或容抗可與主動可變電抗電路505中的切換電抗元件串聯或並聯。這些附加元件可用以阻絕直流電壓、阻絕直流電流、增加或去除附加電抗或電納等。跨於附加串聯元件上的射頻電壓、或穿過附加並聯元件的電流，亦可用作為射頻拾取源、或整流為直流電源。舉例來說，圖17係顯示使用與切換電容C1串聯之附加電容之一主動可變電容之一範例。電容C2係提供一射頻電壓，其係用於射頻拾取，亦用於整流以提供直流電源。
電抗控制信號。在一些情況下，主動可變電抗電路505可能不與產生電抗控制輸入信號的控制系統共用接地，也可能不與直流電源共 用接地。在此種情況下，需要提供一連續可變主動電抗方法將電抗控制信號和直流電力傳送至主動可變電抗電路505，而不用直接連接此二電路的地，其可能造成一射頻短路等。
在這種情況下，可將電抗控制輸入經射頻扼流圈提供至主動可變電抗電路505，射頻扼流圈傳送直流電抗控制信號，但是會阻擋射頻。其可經由用以傳送類比或數位信號之一光耦合器提供。若傳送數位信號，主動可變抗電路505可具有一附加電路，其將數位信號轉換為可用於電抗控制之類比信號。或者，電抗控制信號亦可經由光纖傳遞。
將電抗控制信號自控制器傳送至主動可變電抗電路505的另一連續可變主動電抗方法可為無線傳輸信號。此無線傳輸係可以不同於LC諧振器中所存在的射頻電力頻率的頻率，使用類比或數位通訊來達成。
另一連續可變主動電抗方法可包括在主動可變電抗所連接的電路結構中使用直流和射頻信號疊加。若射頻扼流圈或旁路電容用以將跨於端點T1與T2上的直流電壓或經過端點T1與T2的直流電流，與經過內部電感L1的直流電流或跨於電容C1上的直流電壓隔離，則跨於端點T1與T2上的直流電壓或經過端點T1與T2的直流電流可由一外源控制，並可用作為主動可變電抗的電抗控制信號。
若主動可變電抗亦需要一直流電源，則其可使用將存在於LC諧振器中的射頻電力耦合與整流作為其直流電源。或者，跨於端點T1與T2上的一直流電壓、或經過端點T1與T2的一直流電流可用作為一直流電源。對於一確定範圍的直流電壓及/或電流，此外部施加的直流電壓及/或電流可同時用作為一直流電源以及一電抗控制信號源。
由一射頻產生器所驅動之一LC諧振器之調諧。在一些諧振無線電力的實作中，電源係為由一E類射頻產生器所驅動的一LC諧振器，E類射頻產生器接收外部直流電力，並將其轉換為LC諧振器中的射頻電力。藉由在零電壓切換條件下操作切換元件(通常是MOSFET)，可使E類射頻產生器維持直流-射頻之高效率。此零電壓切換條件可藉由變化切換元件的工作周期來維持，以確保切換元件係於其電壓達到零時打開。為了維持射頻產生器在此條件下，一反饋系統可包括於E類射頻產生器中以調整工作周期。
這種系統被稱作自動零電壓切換，其係使E類放大器保持高效率，即使當LC諧振器在一確定的預先定義的範圍內失諧時。
圖18顯示有自動零電壓切換的一E類射頻產生器的一範例。射頻驅動電壓f d 係由射頻鋸齒波輸入之頻率所設定。一比較器藉由將鋸齒波與一直流電壓位準進行比較來將其轉換為一方波。方波驅動MOSFET Q1的閘極。MOSFET Q1的汲極和源極與一電容C1並聯。電容C0和電感L0形成E類射頻產生器的LC槽路10。令f 0 表示LC槽路10的諧振頻率，定義為：
Figure 110131799-A0202-12-0027-25
電感L0為一磁環天線，其將射頻電力耦合至諧振無線接收器。直流電力經過連接至Q1汲極之一射頻扼流圈提供至該電路。該系統的特性在於一無量綱常數K，定義為：
Figure 110131799-A0202-12-0027-26
其中X 0 =1/(2πf d C 0)以及X 1=(2πf d C 1)分別為在驅動頻率f d 下C0 和C1的電抗。
一第二比較器將Q1汲極與接近0V的一參考電壓V ref 進行比較。一D型閂鎖器係於閘極驅動方波的上升邊緣的時間鎖存比較器的輸出。因此閂鎖器的輸出係表示Q1的汲極電壓在Q1導通的瞬間是高於還是低於V ref 。D型閂鎖器的輸出為低通濾波。若Q1太早導通，D型閂鎖器的輸出為高，會造成低通濾波器的直流電壓緩慢上升，其係使閘極驅動方波的上升邊緣在周期後期移位。若Q1太晚導通，D型閂鎖器的輸出為低，會造成低通濾波器的直流輸出緩慢下降，其係使閘極驅動方波的上升邊緣在周期前期移位。因此，自動零電壓切換反饋電路控制閘極驅動方波的工作周期，使Q1的汲極電壓在Q1導通瞬間等於V ref 。若V ref 設定為非常接近0V，則電路會達成零電壓切換。
在各種負載和調諧條件下，在LC諧振器中維持一恒定的射頻電流是需要的。不管迴路的負載，此恒定性可使接收器維持在一恒定背景中。亦需要防止附近人體組織中的電磁波能量比吸收率，因射頻電流振幅的偏移高於設計操作點而超出法規限制。
對於給定的f 0 調諧，自動零電壓切換E類射頻產生器將在LC諧振器中保持一射頻電流振幅，只要直流電流維持遠低於LC諧振器中射頻電流的振幅，其基本上與射頻負載無關。這可見於圖19。
但當諧振器失諧時，射頻電流與直流電源電壓的比率會改變。這可見於在圖20。
使用自動零電壓切換E類射頻產生器的工作周期可對LC諧振器的調諧誤差進行檢測。只要自動零電壓切換E類射頻產生器在輕載條件 下運作，工作週期將主要為LC諧振器之調諧之一函數，且其對負載的依賴性很低。LC槽路10的諧振頻率f 0 與自動零電壓工作週期δ之間的關係繪製於圖14中。在輕載條件下，諧振頻率f 0 與自動零電壓工作週期δ之間的關係近似給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0029-27
方程式22係為當K<<1且在輕載條件下之一有效近似值，定義為IDC<<IRF，其中IDC和IRF是E類放大器的直流和射頻電流(見圖18)。
在輕載條件下(即IDC<<IRF)，射頻電流振幅係為自動零電壓切換工作周期δ之一函數。
Figure 110131799-A0202-12-0029-28
其中X1是電容C1之電抗。自動零電壓切換工作周期是f 0 的一函數。因此，射頻電流振幅將隨f 0 而變化。為此，需要檢測LC諧振器此種失諧並使用一主動可變電抗校正。
【00100】自動零電壓切換E類射頻產生器的實際工作周期與一確定參考值之間的差異可用作為一反饋迴路中的一誤差信號，以控制LC諧振器的調諧。應選擇具有主動可變電抗之LC諧振器之調諧範圍，以使自動零電壓切換E類射頻產生器所驅動之LC諧振器之射頻電流振幅係為電抗控制輸入之一單調函數。
【00101】接著，反饋迴路可改變LC諧振器的調諧，以使實際工作周期等於該參考值。一旦工作周期固定，射頻電流與直流電源電壓之比率將為固定。此將於調諧與負載條件之一範圍內保持射頻電流振幅基本恆定。
【00102】圖22顯示自動調諧如何運作之一範例。具有自動零電壓切換的一E類射頻產生器連接至一LC槽路10，其包括與一主動可變容抗串聯的電容C0與電感L0。在此範例中，主動可變容抗與具有自動零電壓切換的E類射頻產生器係自相同來源得到直流電源。該槽路的諧振頻率f 0 給定為：
Figure 110131799-A0202-12-0030-29
【00103】其中總串聯電容由以下關係給定：
Figure 110131799-A0202-12-0030-30
【00104】其中CVAR係主動可變容抗電路的有效電容。
【00105】反饋迴路的工作如下。主動可變容抗的有效電容CVAR係隨其電抗控制輸入之增加而單調增加。串聯電容Cseries係隨CVAR的增加而單調增加。諧振頻率f 0 係隨Cseries之增加而單調減少。
【00106】具有自動零電壓切換之E類射頻產生器之工作周期係隨f 0 之減少而單調減少。自動零電壓切換反饋電壓係與1-δ成正比。因此，自動零電壓切換反饋電壓係隨減少而單調增加。自動調諧反饋子電路的輸出，係隨自動零電壓切換反饋電壓的增加而單調減少。將自動調諧反饋子電路的輸出發送至主動可變容抗的電抗控制輸入，其係完成負反饋迴路。
【00107】自動調諧反饋子電路將自動零電壓切換反饋電壓與一固定電壓VSET進行比較，負反饋迴路的高直流增益運作以確保自動零電壓切換反饋電壓在平衡狀態下等於VSET。要注意的是，該電路包含二反饋迴路，一個在具有自動零電壓切換的E類射頻產生器內部，一個控制LC槽路10調諧的較大迴路。自動零電壓切換反饋迴路中低通濾波器的截止頻率應選擇為高於 自動調諧反饋子電路中低通濾波器的截止頻率。此將確保相對於自動調諧反饋系統的時間尺度，自動零電壓切換永遠在一近似穩態條件。
【00108】圖22中所示電路將自動調整LC槽路10的調諧，以保持具有自動零電壓切換的E類射頻產生器的工作周期δ固定。
【00109】工作周期設定點將由電壓VSET來設定。如圖13和12所示，自動零電壓切換工作周期主要為諧振頻率f 0 的一函數，且基本上與負載無關。因此，藉由固定自動零電壓切換工作周期δ，槽路諧振頻率f 0 亦將固定。
【00110】因此，自動調諧將使系統對元件數值上的變化、或影響L0電感的環境擾動基本上不敏感。因此，該系統將在各種調諧和負載條件下，於LC槽路10中保持一恒定射頻電流振幅。
【00111】要注意的是，也可以將具有自動零電壓切換之E類射頻產生器中的內部反饋迴路去除，而使MOSFET Q1以一恆定工作周期驅動。代替改變工作周期維持零電壓切換條件，主動可變容抗可用以替代以改變LC槽路10的調諧，直到滿足零電壓切換條件。
【00112】圖23顯示如何達成此點之一範例。比較器以及D型閂鎖器於Q1導通時偵測Q1的汲極電壓是高於或低於VREF。若在Q1導通時，Q1的汲極電壓高於VREF，則D型閂鎖器的輸出為高。此輸出會經過一反相器與一低通濾波器。若D型閂鎖器的輸出為高，反相器的輸出將為低，而低通濾波器的輸出將緩慢下降，減少可變電抗的電抗控制輸入。
【00113】隨著電抗控制輸入下降，LC槽路10的諧振頻率係上升，其將造成Q1導通瞬間其汲極電壓降低。這完成了反饋迴路。
【00114】在本節說明的範例中所使用的切換裝置係為MOSFET，但只 要其切換速度較驅動頻率快，任何一般的切換裝置都可運作。LC槽路10亦使用一主動可變容抗進行調諧，但任何一般的主動可變電抗、或主動可變電抗之組合係可使用，例如主動可變電感、或主動可變電感與電容的組合。
【00115】要注意的是，一般來說，圖22中所示的主要可變容抗、以及圖23中所示的可變電抗，可為任何種類之可電控可變電抗。
【00116】由分佈式自動零電壓切換E類射頻產生器所驅動之LC諧振器之調諧。在某些情況下，需要自分佈於迴路周圍串聯的複數個射頻產生器驅動一諧振磁環天線。圖25顯示具有三個分佈式射頻產生器之一迴路之一範例。該迴路中的串聯電容係修改為具有外加的並聯射頻扼流圈，其係使直流電流跳過該等電容。除了射頻電流，此使一直流電流於該迴路四周循環，使射頻產生器能自用來輸出射頻電力的相同二端點接收直流電力。
【00117】圖24顯示一範例如何修改一E類射頻產生器使其自用來輸出射頻電力之相同二端點接收直流電力。同樣重要的是，所有射頻產生器都是相位鎖定的，圖24亦說明如何達成此點之一範例。射頻產生器包括一電流感測變壓器，其係拾取與在磁環天線中循環之射頻電流成正比之一信號。閘極驅動電路產生一方波，其與該信號相位鎖定。因為所有分佈式射頻產生器係串聯且共用相同的射頻電流，此相位鎖定機制將保證他們相對於彼此都將具有相同的相位。
【00118】如果一磁環天線由一單一射頻產生器所驅動，在某些情況下可能需要使用主動可變電抗對由複數個分佈式射頻產生器所驅動的磁環天線進行調諧。圖26顯示如何經由射頻產生器的修改來完成此點。具體地，圖26描繪使用於具有自動調諧之一分佈式射頻產生器系統之一單一射頻產 生器之一方塊圖。如前，輸出端點有雙用途：作為一射頻輸出、以及作為一直流輸出。直流輸出電力進入射頻電力子電路和穩壓直流電源，其係提供一穩定直流電壓至電路的其餘部分。
【00119】射頻電力子電路包括一切換元件，例如一MOSFET，其係自工作周期控制器子電路接收一閘極驅動信號。來自功率場效電晶體汲極電壓的射頻電力，係經與一主動可變電抗串聯之一拾取變壓器輸出，並發送至輸出端。
【00120】功率場效電晶體汲極電壓係由一零電壓切換偵測器於閘極驅動信號的上升邊緣感測，以偵測在功率場效電晶體開啟的瞬間，功率場效電晶體汲極電壓高於或低於一固定參考電壓。舉例來說，這可使用一D型閂鎖器與比較器來實現，如圖18所示。若閘極驅動信號之上升邊緣出現於功率場效電晶體汲極電壓高於該參考電壓時，零電壓切換偵測器的工作周期控制輸出係隨時間緩慢上升。
【00121】若閘極驅動信號的上升邊緣存在於功率場效電晶體汲極電壓低於該參考電壓時，則零電壓切換偵測器之工作周期控制輸出係隨時間緩慢下降。工作周期控制輸出之上升或下降之特徵時間標度，係由零電壓切換偵測器子電路內一低通濾波器的截止頻率決定。
【00122】零電壓切換偵測器的工作周期控制輸出係進入工作周期控制器子電路。此子電路接收一注入鎖定方波，並輸出一閘極驅動方波，其所具有的工作週期係隨工作周期控制信號的增加而單調減少。要注意的是，邏輯的正負號、以及類比控制信號的正負號，在不改變電路的整體行為下可為反相，只要那些控制信號所連接之子電路之輸入和輸出之正負號 都一致反相。
【00123】射頻電力子電路、零開關切換偵測器子電路、以及工作周期控制子電路係形成一閉合反饋迴路，其係自動調整閘極驅動方波的工作周期，使射頻電力子電路永遠運作於零電壓切換的狀態。
【00124】注入鎖定方波自一注入鎖定式振盪器子電路輸出，其自一拾取變壓器次級接收一正弦波拾取輸入。注入鎖定振盪器子電路係以系統運作之預定頻率加減一固定頻率容差來產生一方波。當拾取輸入出現一信號，注入鎖定振盪器係將其頻率鎖定為拾音輸入的頻率。在注入鎖定方波和拾取輸入的相位之間會有一個小的相位差，其係與出現在拾取輸入的信號和注入鎖定振盪器固有頻率之間的頻率差成正比。
【00125】拾取變壓器的初級係與放置有射頻產生器的磁環天線串聯。因此，拾取信號係與循環於磁環天線中的射頻電流成正比，射頻電流係由所有串聯連接的射頻產生器共用。藉由將注入鎖定方波的頻率鎖定為循環於磁環天線中的射頻電流的頻率，所有射頻產生器係相對於彼此鎖定於頻率上。由於注入鎖定振盪器的固有頻率與所有注入鎖定振盪器的平均固有頻率之間的差值，因此各射頻產生器相對於所有分佈式射頻產生器的平均相位將有一小相位差。
【00126】藉由對注入鎖定振盪器的固有頻率實施更嚴格的容差，可減少射頻產生器之間的相位差。當自動零電壓切換反饋系統達到一穩定狀態時，各射頻產生器將有一工作周期，其係由磁環天線的整體調諧所決定。有關一單一E類射頻產生器此種關係之一範例請見圖21。因此，在各射頻產生器電路中的工作週期控制信號可用作為整個迴路失諧之一局部測量，而 工作周期控制信號與一所需設定點間之差異可用作為控制一主動可變電抗之一誤差信號，其將改變磁環天線之調諧。
【00127】通常有這樣的情況，磁環天線可能需要在一固定的部分調諧範圍Δf 0 /f d 內進行調諧，其與迴路尺寸無關，其中f 0 是迴路必須於其上調諧的諧振頻率範圍，f d 係為迴路的驅動頻率。磁環天線的諧振頻率為：
Figure 110131799-A0202-12-0035-31
【00128】其中L0和C0分別為磁環天線的總串聯電感和電容。Δf 0 、ΔL0和ΔC0之間的關係為：
Figure 110131799-A0202-12-0035-32
【00129】其中
Figure 110131799-A0202-12-0035-70
，以及
Figure 110131799-A0202-12-0035-71
。磁環天線的電容與電感電抗的誤差可能因為元件公差或因環境影響。在任一情況下，相對誤差都可能與迴路尺寸無關。因此，這些電抗的絕對誤差將隨迴路尺寸而增加。
【00130】因此需要增加與該迴路串聯之一主動可變電抗，其為可調諧的以校正這些誤差。但此校正因數的大小係隨迴路尺寸而增加。因此，當迴路尺寸較大時，使用一單一主動可變電抗來重調迴路可能變得不切實際。
【00131】此問題本來的解決方法是增加一主動可變電抗至每一射頻產生器，如圖26中的方塊圖所示。由於分佈式射頻產生器的數量隨迴路尺寸的增加而增加，所以與迴路串聯的主動可變電抗的數量亦將增加。因此所有主動可變電抗的總串聯電抗將隨迴路尺寸而增加，對於大小不一的迴路，使一幾乎恒定的部分調諧範圍得以達成。
【00132】由於工作周期控制信號可於各射頻產生器電路中用作為整 個迴路失諧之一局部測量，所以其可用以控制各射頻產生器內的一主動可變電抗子電路。自動調諧控制子電路形成一反饋迴路，其輸出與工作周期控制信號和一預定義工作周期設定點間之差異成比例之一電抗控制信號。可選擇此反饋迴路的增益，使其呈現負反饋。在自動調諧控制子電路內，一低通濾波器應被增加至此反饋迴路中，使自動零電壓切換反饋迴路有時間在一時間標度上之一穩定狀態中穩定，該時間標度較自動調諧反饋迴路的時間標度快得多。
【00133】要注意的是，自動調諧控制子電路不應在直流具有無限增益，如上所述，由於所有射頻產生器之間都存在偏差，其將導致它們彼此間有小的相移。因此，當磁環天線進行調諧，使所有射頻產生器的平均工作周期等於所需的工作周期設定點時，各個別射頻產生器將有一個小的相移，其將造成其工作周期與設定點有一小量之差異。若此種差異被自動調諧控制子電路以無限增益放大，則主動可變電抗子電路將在其最高或最低電抗處飽和。因此，自動調諧控制子電路中之增益之振幅值應選擇為，使工作週期誤差之比例乘以增益因數所給出之電抗控制輸出信號仍在主動可變電抗子電路會對此做出響應之值之範圍內。
【00134】使用一第三反饋迴路可校正射頻產生器電路之間的相位誤差，該第三反饋迴路設計為在較自動調諧反饋迴路和自動零電壓切換反饋迴路都更慢的一時間標度上運作。當自動調諧反饋迴路處於一穩定狀態時，工作周期控制信號與所需設定點間的剩餘差值，將產生與射頻產生器的相位誤差成正比的一誤差信號，此與其固有頻率的誤差成正比。此誤差係可使用輸入至注入鎖定振盪器子電路的一相位控制信號來校正。此相位 控制信號可用以調整注入鎖定振盪器子電路的固有頻率及/或相位，且可配置為產生負反饋，使工作周期控制信號與所需設定點間的差異趨向於零。
【00135】此第三反饋迴路是非必須的，若注入鎖定振盪器的固有頻率誤差夠小的話也可能不需要。然而，其有助於使系統更耐受於注入鎖定振盪器中的頻率誤差，可使具有較大容差較便宜的組件得已使用。
【00136】雖然本發明係以有限數量的實施例來說明，受益於本發明之本領域技術人員，將理解其他實施例係可不脫離此處所述之本發明範圍而設計出。因此，本發明之範圍應謹由所附之申請專利範圍限制。
【00137】上述特徵、結構或特性可以任何合適的方式組合在一或多個實施例中，在各種不同的實施例中所論述之特徵，如果可能的話，是可互換的。在以下說明中，為了充分瞭解本發明之實施例，提供了許多具體細節。然而，所屬技術領域中具有通常技術者將理解，本發明之技術方法可在沒有一或多個具體細節的情況下實施，也可採用其他方法、部件、材料等。在其他情況下，眾所周知的結構、材料或操作未詳細顯示或說明，以避免混淆本發明之觀點。
【00138】雖然在說明書中使用了「上方」、「下方」、「上的」、「下的」等相對術語來描述一組件與另一組件之相對關係，本說明書中所使用的這些術語僅為方便起見，舉例來說，如在圖中所示範例中的一個方向。應該理解的是，若將設備倒置，上述的「上」組件將變成一「下」組件。當一結構係在另一結構「上方」時，該結構可能一體成形的在另一結構上方、 或該結構直接配置於另一結構上、或該結構是不直接地經由其他結構配置於另一結構上。
【00139】在本說明書中，術語「包含」、「包括」、「具有」、「含有」以及和它們的變體是開放式的，表示除了列出的元素、組件等，還包括外加元件、組件等，除非在附加的申請專利範圍中另有明確說明。
【00140】說明書或申請專利範圍中之「第一」、「第二」、「第三」等用語，除非另有說明，僅作為標籤使用，並非對於一些對象之限制。應當理解的是，若所示之複數個組件，則在適用的範圍內，這些組件在申請專利範圍中可稱作一「第一」組件、一「第二」組件、一「第三」組件等。
【00141】本發明之上述實施例僅為為了清楚理解本發明之原理而闡述之實施方式之可能範例。在基本上不背離本發明之精神與原理的情況下，可對上述實施例進行許多變化及修改。所有這樣的修改與變化旨在包括於此於本發明之範圍內，並受以下申請專利範圍之保護。
【00142】由以上詳細說明，可使熟知本項技藝者明瞭本發明的確可達成前述目的，實已符合專利法之規定，爰提出發明專利申請。
【00143】惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍；故，凡依本發明申請專利範圍及發明說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆應仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
20:恆定射頻電流諧振中繼器
25:直接供電諧振器

Claims (22)

  1. 一種連續可變主動電抗系統，係包括：
    用以控制至少一諧振電路之一諧振頻率之一主動可變電抗電路，其包括：
    一可電控切換元件；
    一被動電抗元件，其連接至該可電控切換元件之至少一端點；以及
    一切換控制器子電路，係用以以流經或跨於一裝置上之一射頻電流或電壓之頻率來切換該可電控切換元件。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中該可電控切換元件係為一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一雙極性接面電晶體(BJT)、排列為一雙向切換之一對金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)之其中任一。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中該被動電抗元件係提供與該至少一諧振電路串聯之一可變容抗；或該被動電抗元件提供與該至少一諧振電路並聯之一可變感抗。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中更包括一電流拾取裝置，該電流拾取裝置係用以產生與該射頻電流成正比之一電壓，並將該電壓提供至該切換控制器子電路。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之連續可變主動電抗系統，其中該電流拾取裝置係為一變壓器、一串聯電阻裝置、一串聯電抗裝置之其中任一。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之連續可變主動電抗系統，其中該切換控制器子電路係用以自該電流拾取裝置接收一正弦波形狀之一射頻拾取信號作為一輸入，並產生具有一可變工作周期之一方波輸出信號，該方波輸出信號係驅動該可電控切換元件。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之連續可變主動電抗系統，其中該可變工作周期係由提供至該切換控制器子電路之一電抗控制輸入信號所控制。
  8. 如申請專利範圍第6或7項所述之連續可變主動電抗系統，其中該方波輸出信號之相位係超前該射頻電流90度。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中該至少一諧振電路係為一諧振中繼器之一部分，該諧振中繼器係自一無線電源接收無線電力，並供電至單獨之一無線電力接收器。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中更包括一自動射頻電流調整電路，該自動射頻電流調整電路係用以：
    識別由該至少一諧振電路所產生、與流經該至少一諧振電路之射頻電流成正比之一直流信號；
    使用一射頻振幅比較與電抗控制電路比較該直流信號和一內部設定點；以及
    放大該射頻振幅信號與該內部設定點之間之一誤差，並將放大之該誤差作為一電抗控制信號傳送至一主動可變電抗子電路。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中更 包括該至少一諧振電路。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之連續可變主動電抗系統，其中該可電控切換元件係為該主動可變電抗電路之一單一可電控切換元件。
  13. 一種連續可變主動電抗方法，係包括：
    由一主動可變電控電路控制至少一諧振電路之一諧振頻率，藉由：
    提供一可電控切換元件；
    提供連接至該可電控切換元件之至少一端點之一被動電抗元件；以及
    由一切換控制器子電路，以流經或跨於一裝置上之一射頻電流或電壓之頻率，切換該可電控切換元件。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之連續可變主動電抗方法，其中該可電控切換元件係為一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一雙極性接面電晶體(BJT)、排列為一雙向切換之一對金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)之其中任一。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之連續可變主動電抗方法，其中該被動電抗元件係提供與該至少一諧振電路串聯之一可變容抗；或該被動電抗元件提供與該至少一諧振電路並聯之一可變感抗。
  16. 如申請專利範圍第13項所述之連續可變主動電抗方法，其中更包括一電流拾取裝置，該電流拾取裝置係用以產生與該射頻 電流成正比之一電壓，並將該電壓提供至該切換控制器子電路。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之連續可變主動電抗方法，其中該電流拾取裝置係為一變壓器、一串聯電阻裝置、一串聯電抗裝置其中之一。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之連續可變主動電抗方法，其中更包括：
    由該切換控制器子電路自該電流拾取裝置接收一正弦波形狀之一射頻拾取信號作為一輸入；
    由該切換控制器子電路產生一方波輸出信號，該方波輸出信號具有一可變工作週期；以及
    使用該方波輸出信號驅動該可電控切換元件。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之連續可變主動電抗方法，其中該可變工作周期係由提供至該切換控制器子電路之一電抗控制輸入信號所控制。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之連續可變主動電抗方法，其中該方波輸出信號之相位係超前該射頻電流90度。
  21. 如申請專利範圍第13項所述之連續可變主動電抗方法，其中該至少一諧振電路係為一諧振中繼器之一部分，該諧振中繼器自一無線電源接收無線電力，並供電至單獨之一無線電力接收器。
  22. 如申請專利範圍第13項所述之連續可變主動電抗方法，其中更包括使用一自動射頻電流調整電路：
    識別由該至少一諧振電路所產生、與流經該至少一諧振電路之射頻電流成正比之一直流信號；
    使用一射頻振幅比較與電抗控制電路比較該直流信號和一內部設定點；
    放大該射頻振幅信號與該內部設定點之間之一誤差；以及
    將放大之該誤差作為一電抗控制信號傳送至一主動可變電抗子電路。
TW110131799A 2020-08-27 2021-08-27 連續可變主動電抗系統及其方法 TWI824283B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202063071048P 2020-08-27 2020-08-27
US63/071,048 2020-08-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202230970A true TW202230970A (zh) 2022-08-01
TWI824283B TWI824283B (zh) 2023-12-01

Family

ID=80355714

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110131799A TWI824283B (zh) 2020-08-27 2021-08-27 連續可變主動電抗系統及其方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230327650A1 (zh)
JP (1) JP2023540278A (zh)
TW (1) TWI824283B (zh)
WO (1) WO2022047018A1 (zh)

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7190153B2 (en) * 2004-12-01 2007-03-13 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research System, circuit and method for tuning a resonant circuit
US20120068548A1 (en) * 2010-09-16 2012-03-22 Advantest Corporation Wireless power supply apparatus
EP3309928B1 (en) * 2012-05-11 2023-05-17 InductEV Inc. Resonant inductive power transmission system with adjustable reactance
US10270439B2 (en) * 2013-02-27 2019-04-23 Hengchun Mao High efficiency resonant power converters and resonant gate drivers
JP2015146723A (ja) * 2014-01-06 2015-08-13 日東電工株式会社 無線電力伝送装置
KR101631669B1 (ko) * 2014-08-06 2016-06-17 주식회사 맵스 공진 주파수 조정이 가능한 자기공명 무선 전력 전송장치
KR101671818B1 (ko) * 2015-09-24 2016-11-03 주식회사 맵스 증폭기의 영전압 스위칭 제어장치 및 무선전력 송신장치
TW201737609A (zh) * 2016-04-06 2017-10-16 田建龍 無線電能傳輸及相關領域系統諧振頻率的動態監測及補償技術
WO2017218856A1 (en) * 2016-06-15 2017-12-21 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Active variable reactance rectifier circuit and related techniques
US10389159B2 (en) * 2016-10-01 2019-08-20 Intel Corporation Wireless charging system and method
US10250078B2 (en) * 2016-10-18 2019-04-02 Robert A Moffatt Wireless power transfer to multiple receiver devices across a variable-sized area
US10742072B2 (en) * 2017-06-21 2020-08-11 Richtek Technology Corporation Wireless power transmitter circuit and control circuit and control method thereof
US20200195043A1 (en) * 2017-07-26 2020-06-18 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Variable Compensation Inverter Circuit and Related Techniques
US10931149B2 (en) * 2018-06-29 2021-02-23 Etherdyne Technologies, Inc. Wireless power receiver circuits that provide constant voltage or current to an electrical load, and methods
US10917049B2 (en) * 2018-07-22 2021-02-09 Amirkabir University of Technology Class-E power oscillator

Also Published As

Publication number Publication date
US20230327650A1 (en) 2023-10-12
WO2022047018A1 (en) 2022-03-03
JP2023540278A (ja) 2023-09-22
TWI824283B (zh) 2023-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111279577B (zh) 借助于自适应匹配网络的电容性无线电力传输
US10651688B2 (en) Dynamic tuning in wireless energy transfer systems
JP6489212B2 (ja) 固定チューニングおよび電力制限機能を有する可変距離ワイヤレス給電システム
KR101946086B1 (ko) 유도 결합 전력 전달 수신기
Tian et al. A DC-voltage-controlled variable capacitor for stabilizing the ZVS frequency of a resonant converter for wireless power transfer
CN109219914B (zh) 用于通过电压调节来进行阻抗匹配的方法和设备
US10170996B2 (en) Diode conduction sensor
JP2020025457A (ja) 受電装置
US20160308393A1 (en) Contactless power receiver and method for operating same
EP2985846A1 (en) Wireless power transmission
WO2015160463A1 (en) Voltage regulation in resonant power wireless receiver
US20160254702A1 (en) Resonant type high frequency power supply device
Shekhar et al. A utility interfaced half-bridge based capacitively coupled power transfer circuit with automatic frequency control
TWI824283B (zh) 連續可變主動電抗系統及其方法
JP7265735B2 (ja) ワイヤレス電力伝送に使用するための直列分散型ラジオ周波数（ｒｆ）発生器
KR20160077196A (ko) 공진형 고주파 전원 장치