JP2015532084A - 誘導電力伝送システム - Google Patents

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Abstract

本誘導電力伝送システムは、送信機コイルＴＸと、当該送信機コイルから離間された受信機コイルＲＸとを備える。送信機回路は、送信機コイルを含む第１の送信機キャパシタＣｐａｒと、送信機コイルと当該送信機コイルとに並列に配置された第２の送信機キャパシタＣｒｅｓとを含む１次側タンク回路と、第１の送信機キャパシタと１次側タンク回路との間における第１のインダクタと直列の第３の送信機キャパシタＣｓｅｒとをさらに備える。トランジスタは第１の周波数ωｄでスイッチングするように構成されており、第２の送信機キャパシタのキャパシタンスは、１次側タンク回路の共振周波数ωｏＴＸが第１の周波数よりも高くなるように選択される。１次側タンク回路の所望のインピーダンスを実現するために、送信機回路は、第１の周波数を変更するように構成されている。【選択図】 図８

Description

[0001]本発明は、誘導電力伝送システムに関する。一般的に、本願は、誘導電力伝送のＤＣ（直流）−負荷効率の最大化に関する。
[0002]磁気コアを用いない誘導電力伝送（ＩＰＴ）は、無線電源電力の長距離供給を目的として、およそ１００年前に初めてＮｉｋｏｌａ Ｔｅｓｌａにより提案された［１］。それ以来、医療用体内植込み機器への電力供給には、低電力・密結合無線充電法が利用されている［２］。一方、現在では、充電マットによる携帯機器の無線電力供給が市販製品を介して利用可能である［３］。しかしながら、近年は、共振誘導結合による電気自動車の充電等の中距離（すなわち、数十ｃｍ）用途の無線電力伝送（ＷＰＴ）に関心が集まっている［４］〜［７］。
[0003]産業上及び商業上の多くの用途において、ＩＰＴシステムは、１ｍ未満の距離で数百ワットを伝送しつつ、高いエンドツーエンド効率ηｅｅを実現可能である必要があり、これが可能でなければ採用されない。これまで、いくつかの研究グループによって、優れたリンク効率を実現するためのいくつかの手法が開発されている。第１の手法は、比較的低い周波数（数十ｋＨｚ）で動作するものであって、例えばメタマテリアル［８］及びフェライトコア［６］を採用することにより、磁界成形技術を用いてシステムの結合係数ｋを高くすることで効率的なドライバ回路を容易に実現可能である。文献［６］においては、２０ｋＨｚでリッツ線コイルを用いることにより、２ｋＷの電力を１０ｃｍの距離で伝送させた。動作周波数は、コイルドライバの電力処理能力によって規定され、最大コイル無負荷Ｑ値を２９０に制限する。磁界成形技術は通常、有効体積を占有し、重い材料を必要とし、高価な製造技術を採用し、精密なコイル調心を要する。これらの解決策によって、磁界成形技法は多くの用途に不向きなものになり、システムのサイズ、重量、及びコストが制限要因となる。
[0004]第２の手法は、最適な周波数でのエネルギー伝送により特定のコイルサイズで最大の電力伝送を得るものであって、無負荷Ｑが最大化され、低い結合係数を補償する。従来は、（半導体損失に起因する）低いドライバ効率によってＩＰＴシステムのエンドツーエンド効率が大幅に低くなることから、この手法は非効率的と考えられていた。その一例がＫｕｒｓ他により説明されており［９］、９．９ＭＨｚのコルピッツ発振器ドライバを使用しても１５％のエンドツーエンド効率しか実現されておらず、その時の伝送効率は５０％である。
[0005]この手法についての他の試みは成功しており、民生（ＣＯＴＳ）機器を用いることによって、３ＭＨｚを超える周波数でＴＸコイルの駆動及びインピーダンス整合を行い、ηｔｒａｎｓｆｅｒ＝９５％を得る一方、表面スパイラルを用いてコイル損失の低減も図っている［１０］。
[0006]現在、市場に出ている市販のＩＰＴシステムによって、最も高いηｅｅが実証されている。３０ｃｍ未満の距離でηｅｅ＝９０％という高い効率が実現されているが、磁界成形用の強磁性材料を用いた比較的重いシステム（３０〜４０ｋｇ）となっている。これに対して、文献［１１］では、周波数トラッキングを用いるとともに強磁性材料を用いないシステムを使用しており、推定ηｄｃ−ｌｏａｄ＝７０％と算出されている。このシステムは、ＴＸ及びＲＸループを付加したＣＯＴＳ ５０Ωシステムに基づいているため、ドライバ効率に関する明確な記述はない。ここでも重視されているのは、ｄｃ−負荷効率ではなく、リンク及び伝送効率の制御である。その他、エンドツーエンド効率を向上させるための興味深い試みが文献［１２］［１３］に提示されており、近接距離でηｅｅ＞６０％が実現されている。
[0007]本発明は、少なくとも現下の好適な実施形態において、磁界成形技術を用いない中距離ＩＰＴの高周波で費用対効果が高く且つ効率的な解決手段を提供することによって、軽量のシステムを実現しようとするものである。ＴＸとＲＸのコイルサイズが異なるシステムがより現実的なシステムを表しており、その受信機サイズは通例、用途の制約を受ける。このシステムは、ＲＸコイルサイズが小さいことから、より低い結合係数で高い効率を実現可能であるものとする。さらに、このシステムは、完全な調心が必ずしも可能ではない状況下（例えば、電気自動車又は無線センサの充電）であっても高い効率を実現可能であるものとする。
[0008]本発明によれば、送信機コイルと、当該送信機コイルから離間された受信機コイルと、送信機コイルを含む送信機回路と、受信機コイルを含む受信機回路とを備える誘導電力伝送システムが提供される。送信機回路は、電源の端子間における直列の第１のインダクタ及びトランジスタを備えるクラスＥ増幅器の形態である。トランジスタは、第１の周波数でスイッチングするように構成されている。送信機回路は、第１のインダクタと電源端子との間におけるトランジスタと並列の第１の送信機キャパシタと、第１の送信機キャパシタと並列の１次側タンク回路であって、送信機コイルと、当該送信機コイルと並列又は直列に配置された第２の送信機キャパシタとを含む、１次側タンク回路と、第１の送信機キャパシタと１次側タンク回路との間における第１のインダクタと直列の第３の送信機キャパシタと、をさらに備える。現下の好適な実施形態において、第２の送信機キャパシタのキャパシタンスは、１次側タンク回路の共振周波数が第１の周波数よりも高くなるように選択される。このように、１次側タンク回路は、半共振状態で動作することにより、いくらかの誘導性インピーダンスを維持する。第１の周波数の１次側タンク回路の共振周波数に対する比は通常、０．５〜０．９の範囲、好ましくは０．７〜０．９の範囲である。第２の送信機キャパシタのキャパシタンスは、１次側タンク回路の共振周波数が第１の周波数よりも低くなるように選択されてもよい。例えば、第１の周波数の１次側タンク回路の共振周波数に対する比は、１．１〜１．５の範囲であってもよい。本発明の実施形態において、第１の周波数の１次側タンク回路の共振周波数に対する比は、０．５〜１．５の範囲である。
[0009]好適な構成においては、１次側タンク回路の所望のインピーダンスを実現するために、受信機回路が共振周波数を有し、送信機回路が第１の周波数を変更するように構成されている。
[0010]送信機コイル及び／又は受信機コイルが空心型であるのが好適である。これにより、軽量な設計が可能となる。本発明の実施形態において、送信機コイル及び／又は受信機コイルは、少なくとも５ｃｍ、好ましくは少なくとも１０ｃｍの直径を有する。本発明の実施形態において、送信機コイルと受信機コイルの間の使用時の間隔が、少なくとも１５ｃｍである。
[0011]トランジスタは通常、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）である。第１の周波数は、少なくとも８０ｋＨｚ、好ましくは少なくとも１ＭＨｚであってもよい。送信機コイルと受信機コイルの間で伝送される電力は、少なくとも１ワット、好ましくは少なくとも１０ワットであってもよい。
[0012]一構成において、受信機回路は、クラスＥ整流器を含む。受信機回路は、使用時に負荷と並列に配置される第１の受信機キャパシタと、当該第１の受信機キャパシタと並列の２次側タンク回路とを含んでいてもよい。２次側タンク回路は、受信機コイルと、当該受信機コイルと並列又は直列に配置された第２の受信機キャパシタとを含んでいてもよい。２次側タンク回路と第１の受信機キャパシタの間には、第１のダイオードが設けられていてもよい。第２の受信機キャパシタのキャパシタンスは、２次側タンク回路の共振周波数が第１の周波数と異なるように選択されることにより、２次側タンク回路が半共振状態で動作するとともにいくらかの反応性インピーダンスを維持するようになっていてもよい。このように、整流器のクラスＥ動作に必要なリアクタンスが受信機コイルのみによって与えられていてもよい。第１の周波数の２次側タンク回路の共振周波数に対する比は通常、０．２〜３の範囲である。例えば、第１の周波数の２次側タンク回路の共振周波数に対する比は、０．２〜０．９の範囲又は１．１〜３の範囲であってもよい。また、受信機回路の上記唯一のインダクタが受信機コイルであってもよい。
[0013]受信機回路は、第１のダイオードと並列の少なくとも１つの第２のダイオードを含んでいてもよい。このように、付加的なキャパシタの動作電圧の制限なく、クラスＥ動作に必要なキャパシタンスをダイオードの接合キャパシタンスが与えていてもよい。したがって、（１つ又は複数の）ダイオードと並列の上記唯一のキャパシタンスは、（１つ又は複数の）ダイオードの接合キャパシタンスによって与えられていてもよい。（１つ又は複数の）ダイオードは、炭化ケイ素ダイオード、窒化ガリウムダイオード、又は他の広バンドギャップ材料であってもよい。
[0014]本発明は、上記誘導電力伝送システムの受信機回路にまで及ぶ。また、本発明は、上記誘導電力伝送システムの送信機回路にまで及ぶ。
[0015]以下、添付の図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
誘導電力伝送システムの構成を示した図である。 距離及び横方向オフセットの測定のための実験用セットアップを示した図である。 角度ずれの測定のための実験用セットアップを示した図である。 コイルを完全に調心した状態の空気中でのコイル分離距離に対する結合係数の測定結果を示した図である。 ３０ｃｍの距離における空気中でのコイル横方向オフセットに対する結合係数の測定結果を示した図である。 ３０ｃｍの距離における送信機コイルの角度ずれに対する結合係数の測定結果を示した図である。 ３０ｃｍの距離における受信機コイルの角度ずれに対する結合係数の測定結果を示した図である。 本発明の一実施形態に係る、ωｄ＜ωｏＴＸの半共振クラスＥ形態を示した図である。 ドレイン−ソース間電圧が２３０ＶのクラスＥ ＭＯＳＦＥＴ選択の場合のωｄ／ωｏＴＸに対するＣｐａｒシミュレーション値を示した図である。 半共振クラスＥドライバの時間ｔに対するドレイン−ソース間シミュレーション電圧（ＰＳｐｉｃｅ）を示した図である。 Ｄ＝３０ｃｍの完全調心ＩＰＴ試験装置を示した図である。 分離距離が３０ｃｍでＰｄｃ＝９０ＷのＩＰＴシステムの時間に対するドレイン−ソース間電圧を示した図である。 調心状態で分離距離３０ｃｍのシナリオに対する固定クロック周波数同調時の分離距離に対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 クロック周波数同調時の分離距離に対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 調心状態で分離距離３０ｃｍのシナリオに対する固定クロック周波数同調時のコイル横方向オフセットに対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 クロック周波数同調時のみのコイル横方向オフセットに対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 調心状態で分離距離３０ｃｍのシナリオに対する固定クロック周波数同調時のＴＸコイル角度に対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 クロック周波数同調時のＴＸコイル角度ずれに対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 調心状態で分離距離３０ｃｍのシナリオに対する固定クロック周波数インピーダンス同調時のＲＸコイル角度ずれに対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 クロック周波数同調時のＲＸコイル角度ずれに対するｄｃ−負荷効率の測定結果を示した図である。 本発明の一実施形態において用いるクラスＥ受信機回路の模式図である。 本発明の別の実施形態に係るクラスＥ受信機回路の模式図である。 本発明のさらに別の実施形態に係るクラスＥ受信機回路の模式図である。
[0016]ほぼ１０年の間に、数十〜数百ワットを伝送する誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムが報告されている。研究のほとんどは、リンク効率の最適化に集中しており、ドライバの効率を考慮に入れていない。クラスＥ増幅器は、ＩＰＴ用途の理想的なドライバとして特定されているが、負荷及びインダクタの特性が共振誘導システムの要件によって設定されるため、その数十ＭＨｚでの電力処理能力が決定的な制限要因となっている。ドライバの周波数限界によって、コイルの無負荷Ｑ値ひいてはリンク効率が制限される。適切なドライバを用いれば、低ＭＨｚ領域において、１，０００を超える銅コイルの無負荷Ｑ値を実現でき、費用対効果に優れた高Ｑコイルアセンブリが可能となる。本明細書に記載のシステムは、３０ｃｍの距離を越え、６ＭＨｚにて７７％を上回るｄｃ−負荷効率でエネルギーを伝送可能な効率的なＩＰＴシステムを提示することにより、重くて高価な磁界成形技術の使用を軽減する。これは、ＩＰＴシステムに関して、制限のある結合係数増大技術を導入することなく実現される最も高いｄｃ−負荷効率と考えられる。
[0017]図１に示すように、基本的なＩＰＴシステムの構成では、いくつかのモジュールを備える。この構成は、ＤＣ電源ユニット（ＰＳＵ）、コイルドライバ（すなわち、インピーダンス整合回路網を有するクロック発生器及び電力増幅器（ＰＡ））、受信（ＲＸ）コイルから分離距離Ｄの送信（ＴＸ）コイル（コイル中心間で測定）、任意選択としての整流器／調整器、及び負荷を備える。また、システム全体を完全に特性化するため、ＡＣ（交流）源から負荷に至るすべての構成要素のエンドツーエンド効率ηｅｅは、ηｅｅ＝ηｄｃ−ＰＳＵηｄｃ−ｌｏａｄと考えることができる。ここで、効率の関係を図１に示す。図１において、ηｄｃ−ｌｏａｄ＝ηｄｒｉｖｅｒηｔｒａｎｓｆｅｒ、ηｄｒｉｖｅｒ＝ηｃｌｏｃｋηａｍｐ、ηｄｃ−ＰＳＵはｄｃ電源の総合効率、ηｄｃ−ｌｏａｄはｄｃ−負荷効率、ηｄｒｉｖｅｒはドライバの効率、ηｌｉｎｋはリンク効率、ηｔｒａｎｓｆｅｒは伝送効率、ηｃｌｏｃｋはドライバクロックの効率、ηａｍｐは電力増幅器の効率、ηｒｅｃｔｉｆｉｅｒは整流器の効率、ηｒｅｇｕｌａｔｏｒは調整器の効率である。本発明は、整流器や調整器を用いないＩＰＴシステムのηｄｃ−ｌｏａｄの最適化すなわちηｄｃ−ｌｏａｄ＝Ｐｌｏａｄ／Ｐｄｃの最大化に焦点を合わせている。しかし、Ｐｄｃはシステム（すなわち、クロック及び電力増幅器）への総ＤＣ入力電力、Ｐｌｏａｄは負荷で消散する実電力である。
[0018]この分野の種々新たな技術を直接比較できるように、ηｄｃ−ｌｏａｄ及びηｅｅ等の明確に定義された一貫した性能指数を用いてＩＰＴシステムを評価することが重要である。図１のＩＰＴシステムの構成から、伝送効率は、システム効率の一部を表したものに過ぎず、ドライバを考慮に入れていない。
[0019]以下の表は、ＩＰＴシステムの最新技術の比較を示している。表中、ηｔｒａｎｓｆｅｒ、ηｄｃ−ｌｏａｄ、及びηｅｅは、可能であれば分離することによって、ｄｃ−負荷効率が実質的には伝送効率よりも低くなり得ることを強調している。
[0020]以下、ＩＰＴ理論の要旨を記述して、システムのエンドツーエンド効率及びｄｃ−負荷効率を規定するシステム構成及び主要構成要素の選択について概説する。また、１ｍ未満の距離について７０％を上回るｄｃ−負荷効率を実現するための費用対効果に優れたコイル設計、シミュレーション、及び測定結果について説明する。３０ｃｍの距離で１００Ｗ超を伝送可能な低損失且つ高周波のＤＣ−ＲＦ変換を実現するためのドライバモデリング、構成要素選択、及びレイアウト検討の枠組みについて説明する。また、様々なずれのシナリオにおけるシステムの完全な特性化についても説明する。
[0021]図１に示す一般的なＩＰＴシステムの構成により、ドライバは、無負荷Ｑ値ＱＴＸを有するＴＸコイルに高周波電力を供給する。ＴＸコイルは、結合係数（又は、結合率）ｋで規定されるように、無負荷Ｑ値ＱＲＸを有するＲＸコイルと結合している。受信機（又は、２次側）共振を用いるとともに負荷インピーダンスを最適化することによって、リンク効率が以下のように最大化可能であることが知られている。
[0022]上式から分かるように、高効率を実現するための鍵は、ｋ２ＱＴＸＱＲＸの最大化にある。コイルＱ値は、正しい動作周波数を選定することによって最大化可能である［２７］。また、閉形式の数式及びＭａｔｌａｂにおけるより詳細な数値モデリングの両者を用いてこれら主要な変数の相互作用を解析することにより、以下のような基本的な最適化の原理が得られている［２８］。
結合係数を最大化するには、ループ半径は最大化されるべきである。
ループ寸法に関する所与の制約に関しては、最適な周波数が存在し、概ね、表皮効果抵抗に比べて放射抵抗が有意になり始める点である。
ワイヤ半径及びコイル巻数は、可能な限り大きくすべきである（電界ひいては放射を制限するため、コイルは電気的に小さく維持すべき点に留意）。
ループのサイズが等しくない場合、最大動作周波数は主に、２つのコイルのうちの大きい方によって決まり、これが最低自己共振周波数にも影響する。
[0023]文献［１２］に示されているように、ＩＰＴシステムには、４つの異なる構成が広く用いられている。直列共振が利用できるのは、インダクタの寄生シャントキャパシタンスが無視できると仮定されている場合のみである。一方、この仮定は、並列の場合には不要である。並列共振器キャパシタがコイルの寄生キャパシタンスを吸収できるためである。
[0024]さらに、結合されたＲＸコイルは常に、共振動作しているものと仮定される。このように、受信機から反射された送信機の等価最適負荷のみが抵抗性となって、送信機タンクの減衰にのみ影響を及ぼす［２］。
[0025]コイルを完全に調心した状態において、３０ｃｍの距離で数十〜数百ワットを伝送可能なＩＰＴシステムの効率を向上させるため、ＴＸ及びＲＸコイルに関して、文献［２８］に記載のようなシミュレーション及び文献［２９］に記載のような測定を行った。この技術によって、緩く誘導結合した２つのコイルをプローブとして用いることにより、伝送率測定によってＱ値を測定した。ここでは、電磁的な設計上の理由から、コイルの中心間距離Ｄを使用している。しかし、これらの結果においては、コイル間の最小距離が（Ｄ−７）ｃｍであることに注意しておく必要がある。上述の通り、セットアップにおいては、異なるサイズのＴＸ及びＲＸコイルを使用した。ほとんどのシナリオにおいては、これがより現実的と考えられる。コイルは、直径が１ｃｍで壁厚が１ｍｍの銅管により製造した。
[0026]コイルの特性化後は、ＴＸ及びＲＸの両コイルの最も高いＱが６ＭＨｚに近く、表皮深さがわずか２７μｍであることが分かっている。巻数５で直径２０ｃｍのＲＸコイルの最大無負荷Ｑ値はＱＲＸ＝１，１００であり、巻数３で直径３０ｃｍのＴＸコイルはＱＴＸ＝１，２７０であった。これらは、コイルの無負荷Ｑ値に関する以下のような標準的な数式を用いた場合のシミュレーション結果と整合していた。

ここで、ωｄは駆動された動作の角周波数、Ｌはコイルの自己インダクタンス、Ｒｒａｄ（ωｄ）は放射抵抗［３０］、Ｎはコイルの巻数、ηｏは自由空間のインピーダンス、ｒはコイルの半径、βｏ（ωｄ）＝２π／λｄ、λｄは駆動クロック周波数における自由空間波長、ａは銅管の半径、σｏは銅の低周波伝導率、μｏは自由空間の透磁率である。ＲＳｋｉｎ（ωｄ）は、表皮効果抵抗の近似値であるが、近接効果も考慮に入れたＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈの数値モデル［３１］を用いたシミュレーションで算出したものである。
[0027]以下に説明する通り、コイルを保持するとともに再現可能且つ容易に調整可能な動作シナリオを可能とするため、再構成可能な試験装置を製造した。スタンド及びコイルスペーサの両者には、測定誤差を生じ得る渦電流の発生を回避するため、パースペクスを使用した。コイルスペーサは、管中心間で測定した巻線間の２ｃｍという固定距離を維持して、巻線間の近接効果を低減するのに役立つ。また、試験装置は、両コイル間のＤ（距離）、横方向オフセット、及び角度ずれを変更可能である。
[0028]一連の様々なシナリオにおけるコイル結合の特性化のため、結合係数の測定を行った。測定は、図２に示すように、様々な分離距離若しくはコイルの横方向オフセットｈに対して、又は図３に示すように、送信機若しくは受信機コイルの角度ずれθＴＸ、θＲＸに対して行った。横方向オフセット又は角度ずれを伴う実験の場合は、中心間距離をＤ＝３０ｃｍに固定した（コイル間の最小距離は２３ｃｍである）。また、これら測定のデータを用いて、ＩＰＴシステムの動作特性及び期待効率を予測した。ｋの測定及び計算は、文献［２］に詳述されているように、周知の電圧伝達技術を用いて行った。
[0029]図４及び図５はそれぞれ、様々な距離及び横方向オフセットの測定値に対する結合係数及びリンク効率を示している。
[0030]結合率が同じである構成は、同じ効率が見込まれる。すなわち、完全に調心した状態で分離距離がＤ＝４０ｃｍの場合は、オフセットがｈ＝２１ｃｍでＤ＝３０ｃｍの場合と同じ効率が得られるはずである。
[0031]図６及び図７はそれぞれ、ＴＸ及びＲＸ角度ずれに対するｋの測定結果を示している。図６においては、ＴＸコイル角度が大きくなるにつれて、両コイル間の距離を短くすることにより、角度ずれを十分に補償している。ＲＸコイル角度の変化に伴って、θＲＸ＝７５°で落ち込みが見られる。この点では、コイル間の距離によって角度ずれが十分に補償されていないためである。これらの結論は、結合係数の測定結果とｄｃ−負荷効率間の明確な相関に基づいている。
[0032]コイル結合係数の上記解析及び測定結果については、以降の実験に使用するが、これらに基づけば、高周波且つ高出力のドライバが必要となる。一般的なＩＰＴシステムにおいては、出力電力増幅器を備える高周波ＣＯＴＳ ＲＦ送信機とインピーダンス整合した５０Ωループでコイルを駆動することによって、これを実現する。この一般的なＲＦシナリオにおいては、最大電力伝送が実現されるが、所望の最大効率は得られない。本発明によれば、電力増幅器及びインピーダンス整合回路を１つのドライバサブシステムに統合することによって、５０Ωのインピーダンスが回避されている場合に段数を低減可能である。これは、高周波動作が可能な高効率電力増幅器を入念に設計することによって実現される。クラスＥ増幅器であれば、構成要素を適切に選定することによってゼロ電圧とゼロ電流のスイッチングを実現可能であるため、理想的な解決策である。
[0033]クラスＥ増幅器は、ＳｏｋａｌとＳｏｋａｌがこれらゼロスイッチング電力増幅器の動作特性を実証したことにより、広く設計され利用されている［３２］。しかし、この電力増幅器の形態は広く知られているが、１００Ｗで動作するとともに数ＭＨｚでスイッチング可能な高出力増幅器の設計は容易でないことに注意しておく必要がある。これは主に、適切なパワーＲＦ ＭＯＳＦＥＴのみが実現し得る高い電力定格及び高速スイッチング能力並びに高Ｑキャパシタを採用する必要性に起因する。さらに、付加的なインピーダンス整合回路網の構成要素及びそれらに関連する損失を回避するには、特殊な非５０Ω電力増幅器が必要となるため、共振クラスＥ形態は、コイルの特性に合わせて変更する必要がある。
[0034]優れた効率を実現するために、適切な解決策として半共振クラスＥ形態を選択した［２］。図８は、送信機共振タンク用の半共振クラスＥ増幅器の回路を示しており、見掛けの負荷（ＴＸコイルの直列抵抗Ｒｐｓ及び受信機の実効インピーダンスＲｓｅｑで表す）及び見掛けのインダクタ（１次側コイルのインダクタンスＬｐ）は、大きく見えることから、ドライバ及びリンク効率の両者を向上させるのに役立つ。これは、より高い共振周波数ωｏＴＸで１次側共振タンクを同調させることによって実現される。この周波数は、ＭＯＳＦＥＴのゲートドライバが動作周波数ωｄでスイッチングする受信機の共振タンク駆動共振周波数ωｏ＝ωｏＲＸよりも高い（ただし、ωｏＴＸ＞ωｏＲＸ≡ωｄ）。また、この半共振動作では、ドライバの効率を向上させるために通常はＴＸコイルと直列に追加されている予備インダクタに関連する損失が回避される［１２］。さらに、以下に実証する通り、半共振動作を用いることによって、単純でありながら効果的な同調機構を提供可能となる。周波数比ωｄ／ωｏＴＸを変更することによって、１次側タンクの実効等価抵抗及びインダクタンスを種々動作シナリオ毎に変更可能である。
[0035]このように、本発明の一実施形態によれば、図８に示す誘導電力伝送システムは、空心送信機コイルＴＸと、当該送信機コイルから離間された空心受信機コイルＲＸとを備える。送信機コイル及び／又は受信機コイルは、少なくとも１０ｃｍの直径を有する。図示の実施形態において、送信機コイルの直径は３０ｃｍであり、受信機コイルの直径は２０ｃｍである。送信機コイルと受信機コイルの間の使用時の間隔は、少なくとも１５ｃｍである。本明細書の実施例において、送信機コイルと受信機コイルの間の間隔Ｄは、３０ｃｍ〜６０ｃｍの範囲である。
[0036]このシステムは、送信機コイルを含む送信機回路と、受信機コイルを含む受信機回路とをさらに備える。送信機回路は、電源ＶＤＤの端子間に第１のインダクタＬｃｈｏｋｅ及びトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を直列に備えるクラスＥ増幅器の形態である。トランジスタは、ゲート駆動により第１の周波数ωｄでスイッチングするように構成されている。第１のインダクタＬｃｈｏｋｅと電源端子との間には、トランジスタと並列に第１のキャパシタＣｐａｒが配置されている。この第１のキャパシタＣｐａｒと並列に１次側共振タンク回路が設けられている。タンク回路は、送信機コイルと、当該送信機コイルと並列に配置された第２のキャパシタＣｒｅｓとを含む。第１のキャパシタＣｐａｒとタンク回路の間には、第１のインダクタＬｃｈｏｋｅと直列に第３のキャパシタＣｓｅｒが設けられている。図８において、送信機コイルＴＸのインダクタンスはインダクタＬｐで表され、送信機コイルの抵抗は、抵抗器Ｒｐｓで表されている。図８の抵抗器Ｒｓｅｑは、１次側共振タンク回路における受信機コイルＲＸの抵抗性効果を表している。受信機回路は、クラスＥ整流器を含む。
[0037]第２のキャパシタＣｒｅｓのキャパシタンスは、タンク回路の共振周波数ωｏＴＸが第１の周波数ωｄよりも高くなるように選択される。通常、第１の周波数ωｄのタンク回路の共振周波数ωｏＴＸに対する比は、０．７〜１の範囲である。タンク回路の所望のインピーダンスを実現するために、受信機回路は共振周波数ωｏを有し、送信機回路は第１の周波数ωｄを変更するように構成されている。第１の周波数ωｄは、少なくとも８０ｋＨｚ、通常は少なくとも１ＭＨｚである。送信機コイルと受信機コイルの間で伝送される電力は、少なくとも１０ミリワットである。別の構成においては、第２のキャパシタＣｒｅｓが送信機コイルＴＸと並列ではなく直列に配置されている。この場合、第２のキャパシタＣｒｅｓのキャパシタンスは、タンク回路の共振周波数ωｏＴＸが第１の周波数ωｄよりも低くなるように選択される。通常、第１の周波数ωｄのタンク回路の共振周波数ωｏＴＸに対する比は、１〜１．５の範囲である。
[0038]Ｄ＝３０ｃｍ且つコイルを完全に調心した状態の動作シナリオに関して得られた上記結果を用いて、ＰＳｐｉｃｅシミュレーションを実行することにより、文献［２］［３３］［３４］に提示されている設計方程式及び設計指針（半共振動作を考慮するために変更）の検証を行った。
[0039]高い電力処理能力及びナノ秒のスイッチング能力を有することから、ＤＥ３７５−１０２Ｎ１２ＡパワーＭＯＳＦＥＴ及び集積ゲートドライバを備えるＩＸＹＳＲＦ ＩＸＺ４２１ＤＦ１２Ｎ１００モジュールを最善のＭＯＳＦＥＴとして選択した。このモジュールを選択したのは、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＝２３０Ｖでの出力キャパシタンスＣｏｓｓが比較的低く、これが１００Ｗ動作に必要なためでもある。Ｃｏｓｓは、Ｃｐａｒによって効果的に吸収されるため、高効率に必要な最大ωｄ／ωｏＴＸを選択する際の制限要因になることに注意しておく必要がある。図９は、この依存関係を示しており、選択したＭＯＳＦＥＴによって、前項に記載のコイルセットの最大ωｄ／ωｏＴＸ＝０．８２を実現可能である。
[0040]この閾値を越えて動作させると、クラスＥ増幅器が離調して、スイッチング時にゼロ電圧、ゼロ電流を実現できない。この最適点において、同じ電力では、ＶＤＳが高くなる一方ＩＤＳが小さくなって、クラスＥ効率が高くなる。
[0041]シミュレーションにおいては、寄生インダクタンス及びキャパシタンスをキャパシタのモデル及び実効直列抵抗（ＥＳＲ）に追加することによって、動作中のすべての損失を可能な限り正確に考慮した。ゼロ電圧、ゼロ電流交差を実現するとともに低い結合係数に起因する共振回路の高い負荷時Ｑを考慮に入れるには、ＰＳｐｉｃｅシミュレーションの場合と比べて、クラスＥキャパシタ値の変化を５％未満とする必要があった。
[0042]図１０に示すように、負のリンギングを伴うことなくＶＤＳを滑らかにランディング可能であり、シミュレーションを行った８０％のｄｃ−負荷効率によって、ほぼ理想的なクラスＥ動作が実現された。
[0043]グランドバウンスを回避するとともに良好な動作を保証するには、いくつかの主要なレイアウト検討を考慮に入れる必要がある。集積ドライバ／ＭＯＳＦＥＴモジュールの入力ｄｃバス及びゲート信号は、可能な限り短く保った。これは、モジュール、ＰＳＵ、及び負荷の接地経路にも当てはまる。これを実現するために、標準的な低コストＦＲ−４基板の両層におけるすべての構成要素周りに接地板を配置して、コイル近くのトラック及び構成要素周りにアーク放電用の間隙を確保した。ここには動作中、１ｋＶもの高い電圧が現れる。同様に、ドライバとＭＯＳＦＥＴの間のトラックに関しては、すべての接地トラックを可能な限り短く保って、その抵抗及びインダクタンスを抑える一方、過熱に起因するトラックの持ち上がりを回避するのに十分な広さを保った。
[0044]レイアウト検討によれば、高周波動作を可能とするには、構成要素の選択が重要であった。Ｑ値が非常に高く、ＥＳＲが低いことから、Ｃｐａｒ、Ｃｓｅｒ、及び両共振器キャパシタに対して、Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓのＣ４０ＡＨキャパシタ値の組み合わせを採用した。最終的には、システムの高電流且つ高周波特性のため、ＰＳＵからのｄｃ電流のみがＭＯＳＦＥＴを流れるようにするチョークインダクタの選定が特に設計の難しい点であった。フェライトコアは、高周波性能が不十分なため適していなかった。このため、透磁率が低く、大電力用途に安定で、自己共振周波数も高いことから、鉄粉コアを選択した。
[0045]図１１に示す実際のＩＰＴ実証システムを完全に特性化するため、詳細な実験解析を行った。これら実験の主な目的は、距離、横方向オフセット、及び角度ずれを変更することによって、様々なシナリオにおけるシステムの挙動を調べることである。これにより、当初（シミュレーションに基づいて）システムを同調させていた完全調心との比較が可能となる。さらに、これら実験の結果を各シナリオのシステムの周波数同調結果と比較した。
[0046]すべての実験において、入力電圧ＶＤＤは、６０Ｖの一定に保った。これにより、ＭＯＳＦＥＴの出力キャパシタンスを規定するドレイン−ソース間電圧の妥当な値が動作中に得られた。また、各実験において、Ｃｐａｒの置換を回避するのに役立った。一方、すべての実験において、一定の入力ＤＣ電力は実現できなかった。これは、いくつかのシナリオにおいて、ドライバの動作がクラスＥ動作から掛け離れており、スイッチング中の高損失によって、ＭＯＳＦＥＴモジュールの劣化又は破壊が生じる可能性があったためである。
[0047]最適な負荷が非常に大きい（例えば、シミュレーションを行ったシナリオでは２１ｋΩ）ということから、非誘導性抵抗器を使用した。また、５０Ｗ超を処理可能な非誘導性抵抗器が市販されていなかったため、特別な配慮を行うことにより、抵抗回路網で所望の負荷を実現した。また、高周波数における低インダクタンス挙動及び数ワットを処理可能な能力（負荷回路網を構成した後で、１００Ｗまで十分耐え得る）を考慮して、金属皮膜抵抗器を選定した。この種の抵抗器の大きな制約として、抵抗及び動作周波数の上昇により寄生シャントキャパシタンスも大きくなることと、抵抗器の温度上昇により抵抗が変動することとが挙げられる。これら抵抗器の寄生キャパシタンスは、６ＭＨｚで２．８ｐＦと算出された。これを、負荷回路網の設計及び受信機の同調キャパシタの選択時に考慮した。この算出した同調キャパシタンスで負荷抵抗器の全キャパシタンスを吸収することにより受信機の共振を確保して、容量性リアクタンスの送信機側への反射を回避した。
[0048]最初に、ＡｇｉｌｅｎｔのＮ２７８３Ａ電流プローブを用いてシステムのｄｃ−負荷効率を測定した。しかし、複数回の測定後、これらの結果が回路の真の動作を反映していないことに気付いた。また、著しい電磁ノイズが発生している場合には、電流プローブで電流を正確に測定することは不可能である［３５］。負荷の電圧は、オシロスコーププローブでは測定できなかった。プローブのキャパシタンスが１５ｐＦであり、受信機コイルが共振から容易に離調するためである。これらの理由と、抵抗器の正確な温度依存性が未知であるということから、間接的にｄｃ−負荷効率を測定する方法を実行した。電力は、ヒートシンクの正確な定常状態温度測定結果により推定した。ドライバ及び負荷（同調キャパシタを含む）の両者ともに、強制空冷を伴わない別個の分離したヒートシンク上に載置されているためである。また、入力ＤＣ電力を正確に測定し、ＲＸ熱測定結果とともに用いることによって、以下によりｄｃ−負荷効率を算出した。

ここで、Ｔａｍｂは周囲温度、ＴｓｓＲＸは受信機コイルのヒートシンク定常状態温度、ＲｔｈＲＸ（Ｔ）はＲＸ負荷の集中熱抵抗である。温度測定結果は、すべての温度が定常状態に達するまで既知のＤＣ電力をＲＸ負荷に適用することによって校正した。そして、ＩＰＴシステムの試験時と同じ熱的な実験条件下での測定を行った。
[0049]ヒートシンク上のＲＸ負荷の空間的分布と、ヒートシンクがフィンを下に向けてベンチ上に位置決めされているということから、３３３Ｋの温度勾配で、ＲｔｈＲＸ＝２０８Ｋ／Ｗが製造業者の２０３Ｋ／Ｗと略同等であった。さらに、負荷の配置を特性化することにより、文献［３６］に従って、消散熱の２５％〜５０％にもなるヒートシンクの非線形挙動を考慮に入れた。
[0050]しかし、このｄｃ−負荷効率の計算は控えめであることに注意しておく必要がある。ＴｓｓＲＸが高くなるとＴａｍｂも高くなり、システムが定常状態に達するまでＴａｍｂを一定に保つことができるシナリオと比較した場合に、ηｄｃ−ｌｏａｄが低くなるためである。さらに重要なこととして、抵抗器の温度が高くなると、負荷抵抗の値が最適値から離れ始め、最大効率から逸脱することがある。
[0051]シミュレーションで確認されたものと類似の半共振クラスＥ動作を実現するために、反復的な同調プロセスを行った。これにより、ドライバ及びコイルキャパシタ（それぞれの製造公差を考慮）並びにコイルＱの変動（実験と物理的に近接したベンチ支持部等の金属物に起因）の然るべき値が規定される。
[0052]まず、受信機共振器のキャパシタを減じて、負荷抵抗器の等価シャントキャパシタンスを考慮することにより、受信機を正しく共振させる必要があった。受信機が同調していない場合は、送信機共振器のキャパシタ値を変更することによって、受信機から送信機への反射リアクタンスを考慮するとともに半共振動作を継続させる必要がある。これによりωｄ／ωｏＴＸ比が変化するため、Ｃｐａｒ及びＣｓｅｒを再度同調させることが必要となる。このシナリオの大きな制約として、ωｄ／ωｏＴＸ比が大きくなり始めると、ドライバの同調に要する所要ＣｐａｒがＭＯＳＦＥＴのＣｏｓｓよりも小さくなる点が現れて、当該ＭＯＳＦＥＴがクラスＥ動作に適さなくなることが挙げられる。
[0053]受信機の共振が得られた後で、文献［３３］に記載の通り、同様の手順に従ってゼロスイッチング動作を実現することができる。Ｃｐａｒが外部の物理的なキャパシタ及びＶＤＳによって決まるＣｏｓｓにより実装されていることから、良好な動作の実現には予備的な反復が必要である。シミュレーションから分かるように、ＶＤＳはクラスＥ動作への非常に有用なガイドであるため、効率の向上には、ピーク間電圧の同調もゼロ電圧／ゼロ電流スイッチングを実現することも同じぐらい重要である［３４］。文献［３２］に基づいて、ＶＤＳ＞３．５６ＶＤＤの場合は、Ｃｐａｒを５ｐＦずつ高くする必要があり、ＶＤＳ＜３．５６ＶＤＤの場合は、正しいＶＤＳが得られるまで同じ量だけ低くする。その間、Ｃｓｅｒは、ドライバをゼロスイッチングに戻すために若干の調整を要する場合がある。
[0054]負荷抵抗値は温度とともに変化するため、６６％の最大効率が得られるまで、負荷抵抗を±５％だけ増減することにより複数回の反復を行った。各反復においては、受信機の共振を実現するとともに、上述の通り、Ｃｐａｒ及びＣｓｅｒの同調を行った。図１２は、分離距離３０ｃｍにおいてコイルセットを調心した場合の同調ＩＰＴシステムのドレイン−ソース間電圧（シミュレーション及び測定値）を示している。入力ｄｃ電力は、９０Ｗであった。
[0055]シミュレーションで得られた波形は滑らかにランディングしているのに対して、ＭＯＳＦＥＴがオンの場合は１０Ｖ未満の負のリップルが見られる。この負のリップルは、ＭＯＳＦＥＴがオンとなった場合に、予想を上回る負荷時Ｑが送信機の共振回路に発生したことで微小電圧がドレインに残存することにより生じたものである。利用可能な離散キャパシタでは、これが最良のスイッチングであった。この高いＶＤＳ測定結果は、Ｃｐａｒにより多くのキャパシタンスを追加することによって減じることもできたが、この変化は、測定可能な効率の向上には反映されていない。したがって、（ＥＳＲに起因する）キャパシタの損失を低減するため、予備の並列キャパシタを追加せず、ＶＤＳをシミュレーションでの予想よりも高く確保した。
[0056]完全調心した状態でＩＰＴシステムを最適に同調させて高効率を実現した後、様々な分離距離で測定を行って、予備的な同調を行わずに動作能力を観測した。図１３に見られるように、コイル間の距離は、３０ｃｍ〜６０ｃｍに変化させた。Ｄが長くなると、結合係数の低下とともに効率も低下して、ドライバが離調するとともに、Ｃｐａｒ及びＣｓｅｒの異なる値に対して、ゼロスイッチング動作を再度確立することが必要となる。
[0057]より簡単な同調の選択肢によれば、クロックの動作周波数が変更となるため、ドライバの半共振動作に依存することになる。これを実行した場合は、受信機が共振しなくなり、送信機に反射リアクタンスが見られた。この予備的なリアクタンスは、送信機のリアクタンスと併せて、半共振クラスＥドライバの同調を改善するのに十分であるため、ωｄ／ωｏＴＸが変化するとともに、ドライバの波形がゼロスイッチング動作に近づいた。図１４に見られるように、異なる測定毎にクロック周波数を変化させると、同調していない状態での動作を超えて効率が大幅に高くなった。分離距離５０ｃｍでクロック周波数を同調させた場合のｄｃ−負荷効率は、図１３では２０％であったのに対して、２５％であった。このように効率を高くするには、１％未満でクロック周波数を変化させる必要があることに注意しておく必要がある。
[0058]図２に示す様々なオフセットの一連のシナリオについてＩＰＴシステムの効率を解析するため、完全調心状態で分離距離３０ｃｍのインピーダンス同調について、固定クロック周波数の場合及びクロック周波数同調の場合の両者の測定を行った。図１５は、コイルオフセットを様々に変えたＩＰＴについての結果を示している。この場合、ｄｃ−負荷効率は低下しており、上記対応する測定結果と同様の傾向を示している。オフセットが１０ｃｍで追加の同調がなくても、ＩＰＴシステムは５８％を上回るｄｃ−負荷効率で機能したことが分かる。
[0059]図１６に示すように、クロック周波数の同調を行うと、ｄｃ−負荷効率はｈ＜１４ｃｍで５０％を上回り、２０ｃｍのオフセットで効率が５％向上している。
[0060]オフセット毎に最適負荷の同調によってｄｃ−負荷効率を高くすることも可能であったが、図１６に示す結果は、ずれが大きなシナリオにおいても、負荷を同調させたり複雑で重い結合係数増大技術を用いたりせずに５０％を上回る効率を実現可能であることを実証している。
[0061]送信機及び受信機の両者において、コイルずれ角度θを変化させた場合のシステムの動作挙動を特性化するため、図３に示すように固定距離Ｄ＝３０ｃｍで測定を行った。図１７及び図１８のように、ＴＸコイル角度θＴＸを変化させて測定を行った。結合係数の測定結果による予測の通り、クロック周波数の同調を行った場合は、７５°以下の角度で一定の高効率が得られた。これに対して、固定クロック周波数のシナリオでは、ｋと明確に結び付かない効率の低下が見られた。これは、固定クロック周波数同調の場合、ＩＰＴシステムの同調における比較的大きくて一定の結合係数よりも、受信機からのより大きな反射負荷の存在が効率に大きく影響したということによる。クロック周波数同調シナリオでの周波数の変化は、クラスＥを同調させるとともに略一定であるｋの利点を生かすのに十分であった。クロック周波数同調時には、略すべてのθＴＸ＜７２°に関して、６０％を上回るＤＣ−負荷効率が実現されており、６％未満のわずかな周波数変化で、システムが広範な伝送角度で機能できる能力を示している。
[0062]最後に、図１９に示すように、θＲＸを変化させて測定を行った。効率は、θＲＸ＝５２°までは略一定で、５０％を上回っていた。この角度を上回ると、結合係数の測定結果による予測の通り、効率は急激に低下した。図２０のθＲＸ＝４５°において顕著な差異が見られるが、ここでのｄｃ−負荷効率は、クロック周波数を同調させた場合が５６％であるのに対し、固定クロック周波数のインピーダンス同調の場合は４０％しかなかった。
[0063]最後に、負荷抵抗器が自身で消散した電力により過熱して機能しなくなるまでシステムの効率を高くした。現行の試作設計で得られた最も高いｄｃ−負荷効率は、Ｐｌｏａｄ＝１０５Ｗで距離３０ｃｍにてコイルセットを調心した場合にηｄｃ−ｌｏａｄ＝７７％であった。
[0064]無負荷Ｑ及びｋの測定結果に基づいて算出したリンク効率は、９５％であった。ＶＤＤが高いとＣｏｓｓ＝Ｃｐａｒが可能となり、これによってシステムのｄｃ−負荷効率も高くなった。これにより、外部のキャパシタを使用する必要がなくなり、ωｄ／ωｏＴＸが高くなって、システムの見掛けのドライバインダクタンスも高くなった。これは、ｋ増大技術を用いずにＩＰＴシステムが本来有する最も高いｄｃ−負荷効率であると考えられる。
[0065]以上、最新のＩＰＴシステムを比較し、明確な効率解析を提案して競合する解決策を有意に比較するとともに、リンク効率とｄｃ−負荷効率間の主要な差異を明らかにした。
[0066]また、現行の測定における負荷抵抗の変動及び大きな外部電磁界に起因する測定の不正確さを回避するため、ＩＰＴシステムについて初めて、Ｐｌｏａｄを測定する間接的な熱的方法を提示した。
[0067]この方法を上記結合係数の数式及び周知の結合係数測定結果と比較した結果、明確な相関が見られ、この効率測定手順の堅牢性が実証された。また、このＩＰＴシステムに関して、半共振クラスＥドライバの低コスト且つ高Ｑコイル、完結した設計、及び動作解析について説明した。ドライバ形態及び構成要素の選択により、送信機及び受信機の様々なコイルサイズに関して、高周波且つ中出力の無線電力伝送が可能となった。また、横方向オフセット及び角度ずれの詳細な特性化によって、横方向オフセットが１４ｃｍ以下でθＲＸ＝５２°の場合に、５０％を上回る効率が得られることを実証した。
[0068]最後に、Ｄ＝３０ｃｍの完全調心シナリオにおいて、７７％のｄｃ−負荷効率を実証し、そのリンク効率は９５％であった。
[0069]図２１は、本発明の一実施形態に係る一般的なクラスＥ受信機回路の模式図である。この受信機回路は、上述した誘導電力伝送システムの空心受信機コイルＲＸを含む。図２１において、受信機コイルＲＸのインダクタンスはインダクタＬＲＸで表され、受信機コイルの抵抗は、抵抗器ＲＲＸｓで表されている。受信機コイルの誘導信号は、信号発生器ｋηＶＴＸで表されている。また、図２１の抵抗器ＲＬは、受信機回路により電力供給された負荷を表している。
[0070]受信機回路は、負荷ＲＬと並列に配置された第１のキャパシタＣＬを含み、この第１のキャパシタＣＬと並列に２次側共振タンク回路が設けられている。タンク回路は、受信機コイルと、当該受信機コイルと並列に配置された第２のキャパシタＣｒｅｓとを含む。別の構成においては、第２のキャパシタＣｒｅｓが受信機コイルと並列ではなく直列に配置されている。タンク回路と第１のキャパシタＣＬの間には、第１のダイオードＤｒと直列に第１のインダクタＬｒが配置されている。図２１において、第１のダイオードＤｒの接合キャパシタンスは、当該第１のダイオードＤｒと並列のキャパシタＣｊにより表されている。また、第１のダイオードＤｒと並列に第３のキャパシタＣｒが配置されている。
[0071]従来の動作において、第２のキャパシタＣｒｅｓのキャパシタンスは、２次側タンク回路の共振周波数ωｏＲＸが第１の周波数ωｄすなわち送信機回路のゲート駆動周波数と等しくなるように選択される。
[0072]図２２は、本発明の別の実施形態に係るクラスＥ受信機回路の模式図である。この受信機回路は、図２１の回路と異なり、第１のインダクタＬｒが存在しない。また、第２のキャパシタＣｒｅｓのキャパシタンスは、２次側タンク回路の共振周波数ωｏＲＸが第１の周波数ωｄすなわち送信機回路のゲート駆動周波数と異なるように選択される。したがって、２次側タンク回路は、半共振状態で動作するとともに、図２１の受信機回路において第１のインダクタＬｒの役割を果たすいくらかの誘導性インピーダンスを維持する。このように、受信機コイルに追加するインダクタは不要である。図２１の受信機回路においては、大きなＡＣ電流が流れる第１のインダクタＬｒで相当量の熱が発生するが、図２２の受信機回路においては、この潜在的な電力損失源が回避される。
[0073]図２３は、本発明のさらに別の実施形態に係るクラスＥ受信機回路の模式図である。この受信機回路は、図２２の回路と異なり、第３のキャパシタＣｒが存在しない。その代りとして、第１のダイオードと並列に第２のダイオードが設けられている。これら２つのダイオードの接合キャパシタンスＣｊ１、Ｃｊ２は、図２１及び図２２の回路における第３のキャパシタＣｒ及び接合キャパシタンスＣｊに等価なキャパシタンスを与える。このように、受信機回路の動作は、第３のキャパシタＣｒの最大電圧の制約を受けない。所要の動作電圧においては、炭化ケイ素（ＳｉＣ）ダイオードが然るべき接合キャパシタンスを与える。
[0074]図２２及び図２３の実施形態において、第１の周波数ωｄの受信機タンクの共振周波数ωｏＲＸに対する比ωｄ／ωｏＲＸは、０．２〜３の範囲である。この範囲により、整流器回路の同調を行うことによって、様々な入力電圧及び受信機コイルインダクタンスにわたる所望の出力電圧及び効率を得ることができる。受信機コイルのインダクタンスＬＲＸは通常、０．５〜８μＨの範囲である。第１のキャパシタＣＬのキャパシタンスは通常、０．０２〜１００μＦの範囲である。第２のキャパシタＣｒｅｓのキャパシタンスは通常、８ｐＦ〜１．５ｎＦの範囲である。
[0075]図８の送信機回路は、図２１〜図２３のいずれか１つの受信機回路と組み合わせて使用してもよいが、現状では図２３の回路が好ましい。
[0076]以上をまとめると、誘導電力伝送システムは、送信機コイルＴＸと、当該送信機コイルから離間された受信機コイルＲＸとを備える。送信機回路は、送信機コイルを含み、電源の端子間における直列の第１のインダクタＬｃｈｏｋｅ及びトランジスタを備えるクラスＥ増幅器の形態であって、第１のインダクタと電源端子との間におけるトランジスタと並列の第１の送信機キャパシタＣｐａｒと、第１の送信機キャパシタと並列の１次側タンク回路であって、送信機コイルと、当該送信機コイルと並列又は直列に配置された第２の送信機キャパシタＣｒｅｓとを含む、１次側タンク回路と、第１の送信機キャパシタと１次側タンク回路との間における第１のインダクタと直列の第３の送信機キャパシタＣｓｅｒと、をさらに備える。トランジスタは第１の周波数ωｄでスイッチングするように構成されており、第２の送信機キャパシタのキャパシタンスは、１次側タンク回路の共振周波数ωｏＴＸが第１の周波数よりも高くなるように選択される。受信機回路は、負荷ＲＬと並列に配置された第１の受信機キャパシタＣＬと、当該第１の受信機キャパシタと並列の２次側タンク回路とを有するクラスＥ整流器を含む。２次側タンク回路は、受信機コイルと、当該受信機コイルと並列又は直列に配置された第２の受信機キャパシタＣｒｅｓとを含む。２次側タンク回路と第１の受信機キャパシタの間には、第１のダイオードＤｒ２が設けられている。第２の受信機キャパシタのキャパシタンスは、２次側タンク回路の共振周波数ωｏＲＸが第１の周波数と異なるように選択されることにより、２次側タンク回路が半共振状態で動作するとともにいくらかの反応性インピーダンスを維持する。１次側タンク回路の所望のインピーダンスを実現するために、送信機回路は、第１の周波数を変更するように構成されている。
[0077]本明細書の記載及び特許請求の範囲の全体を通して、「ｃｏｍｐｒｉｓｅ（備える、含む）」及び「ｃｏｎｔａｉｎ（含む）」という表記並びにそれらの変形は、「〜を含むがそれに限定されない（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｂｕｔ ｎｏｔ ｌｉｍｉｔｅｄ ｔｏ）」ことを意味し、その他の構成要素、整数、又はステップを除外することを意図したものではない（また、除外するものではない）。本明細書の記載及び特許請求の範囲の全体を通して、単数形は、文脈上他の意味に解すべき場合を除き、複数を包含する。特に、不定冠詞が用いられている場合、本明細書は、文脈上他の意味に解すべき場合を除き、複数及び単数を考慮しているものと理解すべきである。
[0078]本発明の特定の態様、実施形態、又は実施例と関連して説明した特徴、整数、特性、又は集まりは、本明細書に記載のその他任意の態様、実施形態、又は実施例と矛盾している場合を除き、これらにも適用可能であるものと理解すべきである。本明細書に開示のすべての特徴（添付する任意の特許請求の範囲、要約、及び図面を含む）及び／又は同開示の任意の方法若しくはプロセスのすべてのステップは、そのような特徴及び／又はステップの少なくとも一部が相互に排他的となる組み合わせを除いて、任意に組み合わせてもよい。本発明は、上記任意の実施形態の詳細に限定されない。本発明は、本明細書に開示の特徴（添付する任意の特許請求の範囲、要約、及び図面を含む）のうちの任意の新規特徴若しくは任意の新規組み合わせ又は同開示の任意の方法若しくはプロセスのステップのうちの任意の新規ステップ若しくは任意の新規組み合わせにまで及ぶ。
[0079]本発明に至った研究は、欧州連合第７回構想計画（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｕｎｉｏｎ Ｓｅｖｅｎｔｈ Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ Ｐｒｏｇｒａｍｍｅ）ＦＰ７／２００７−２０１３により、助成契約番号第２２３９７５号にて資金提供を受けている。
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Claims (22)

  1. 送信機コイルと、
    前記送信機コイルから離間された受信機コイルと、
    前記送信機コイルを備える送信機回路と、
    前記受信機コイルを備える受信機回路と
    を備える誘導電力伝送システムであって、
    前記送信機回路が、
    電源の端子間における直列の第１のインダクタ及びトランジスタであって、前記トランジスタが第１の周波数でスイッチングするように構成された、第１のインダクタ及びトランジスタと、
    前記第１のインダクタと電源端子との間における前記トランジスタと並列の第１の送信機キャパシタと、
    前記第１の送信機キャパシタと並列の１次側タンク回路であって、前記送信機コイルと、前記送信機コイルと並列又は直列に配置された第２の送信機キャパシタとを備える、１次側タンク回路と、
    前記第１の送信機キャパシタと前記１次側タンク回路との間における前記第１のインダクタと直列の第３の送信機キャパシタと
    を備えるクラスＥ増幅器の形態である、誘導電力伝送システム。
  2. 前記第２の送信機キャパシタのキャパシタンスが、前記１次側タンク回路の共振周波数が前記第１の周波数よりも高くなるように選択される、請求項１に記載の誘導電力伝送システム。
  3. 前記第２の送信機キャパシタのキャパシタンスが、前記１次側タンク回路の共振周波数が前記第１の周波数よりも低くなるように選択される、請求項１に記載の誘導電力伝送システム。
  4. 前記１次側タンク回路の共振周波数に対する前記第１の周波数の比が、０．５〜１．５の範囲である、請求項２又は３に記載の誘導電力伝送システム。
  5. 前記１次側タンク回路の共振周波数に対する前記第１の周波数の比が、０．７〜０．９の範囲である、請求項２に記載の誘導電力伝送システム。
  6. 前記１次側タンク回路の所望の実効インピーダンスを実現するために、前記受信機回路が共振周波数を有し、前記送信機回路が前記第１の周波数を変更するように構成された、請求項１〜５のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  7. 前記送信機コイル及び／又は前記受信機コイルが空心型である、請求項１〜６のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  8. 前記送信機コイル及び／又は前記受信機コイルが、少なくとも５ｃｍ、好ましくは少なくとも１０ｃｍの直径を有する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  9. 前記送信機コイルと前記受信機コイルの間の使用時の間隔が、少なくとも１５ｃｍである、請求項１〜８のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  10. 前記トランジスタが金属酸化物半導体電界効果トランジスタである、請求項１〜９のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  11. 前記第１の周波数が、少なくとも８０ｋＨｚ、好ましくは少なくとも１ＭＨｚである、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  12. 前記送信機コイルと前記受信機コイルとの間で伝送される電力が、少なくとも１ワット、好ましくは少なくとも１０ワットである、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  13. 前記受信機回路がクラスＥ整流器を備える、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  14. 前記受信機回路が、使用時に負荷と並列に配置される第１の受信機キャパシタと、前記第１の受信機キャパシタと並列の２次側タンク回路とを備え、前記２次側タンク回路が、前記受信機コイルと、前記受信機コイルと並列に配置された第２の受信機キャパシタとを備え、前記２次側タンク回路と前記第１の受信機キャパシタの間に第１のダイオードが設けられた、請求項１３に記載の誘導電力伝送システム。
  15. 前記第２の受信機キャパシタのキャパシタンスが、前記２次側タンク回路の共振周波数が前記第１の周波数と異なるように選択されることにより、前記２次側タンク回路が半共振状態で動作するとともにいくらかの反応性インピーダンスを維持する、請求項１４に記載の誘導電力伝送システム。
  16. 前記第１の周波数の前記２次側タンク回路の共振周波数に対する比が、０．２〜３の範囲である、請求項１５に記載の誘導電力伝送システム。
  17. 前記受信機回路の前記唯一のインダクタが前記受信機コイルである、請求項１３〜１６のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  18. 前記受信機回路が、前記第１のダイオードと並列の少なくとも１つの第２のダイオードを備える、請求項１４〜１７のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  19. 前記（１つ又は複数の）ダイオードと並列の前記唯一のキャパシタンスが、前記（１つ又は複数の）ダイオードの接合キャパシタンスによって与えられる、請求項１３〜１８のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  20. 前記（１つ又は複数の）ダイオードが、炭化ケイ素ダイオード若しくは窒化ガリウムダイオードであるか、又は他の広バンドギャップ材料で形成される、請求項１３〜１９のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システム。
  21. 請求項１４〜２０のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システムの前記受信機回路。
  22. 請求項１〜２１のいずれか一項に記載の誘導電力伝送システムの前記送信機回路。
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