MX2013006253A - Sistema inductivo de transferencia de energia. - Google Patents

Abstract

Un sistema inductivo de transferencia comprende una bobina TX transmisora y una bobina RX receptora espaciada de la bobina transmisora; el circuito transmisor comprende la bobina transmisora y está en la forma de un amplificador de Clase E con un primer inductor Lestrangulador y un transistor en serie entre las terminales de un suministro de energía, un primer condensador transmisor Cpar en paralelo con el transistor entre el primer inductor y una terminal de suministro de energía, un circuito de tanque primario en paralelo con el primer condensador transmisor, el circuito de tanque primario comprende la bobina transmisora y un segundo condensador transmisor Cres dispuesto en paralelo con la bobina transmisora, y un tercer condensador transmisor CSer en serie con el primer inductor entre el primer condensador transmisor y el circuito de tanque primario; el transistor está dispuesto para cambiar en una primera frecuencia ?d y la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante ?oTx del circuito de tanque primario es mayor que la primera frecuencia; el circuito receptor comprende un rectificador de Clase E que tiene un primer condensador receptor CL dispuesto en paralelo con una carga RLy un circuito de tanque secundario en paralelo con el primer condensador receptor; el circuito de tanque secundario comprende la bobina receptora y un segundo condensador receptor Cres dispuesto en paralelo con la bobina receptora; un primer diodo Dr2 es proporcionado entre el circuito de tanque secundario y el primer condensador receptor; la capacitancia del segundo condensador receptor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante ?oRx del circuito de tanque secundario difiere de la primera frecuencia, de modo que el circuito de tanque secundario opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia reactiva; el circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia, para lograr una impedancia deseada del circuito de tanque primario.

Description

SISTEMA INDUCTIVO DE TRANSFERENCIA DE ENERGÍA Esta invención se relaciona con un sistema inductivo de transferencia de energía. En términos generales esta solicitud se relaciona con maximizar la DC para cargar eficiencia para la transferencia inductiva de energía.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La transferencia inductiva de energía (IPT) sin un núcleo magnético fue por primera vez propuesta por Nikola Tesla para suministrar energía inalámbrica en la red eléctrica a través de largas distancia hace alrededor de 100 años [1]. Desde entonces, los métodos de carga inalámbrica de baja energía y acoplados cercanamente han sido usados para energizar implantes médicos [2], mientras que la energización inalámbrica de dispositivos portátiles a través de tapetes de carga está ahora disponible por medio de productos comerciales. Sin embargo, ha habido un interés reciente en la transferencia inalámbrica de energía (WPT) para aplicaciones de alcance medio (es decir, 10s de cm), como la carga eléctrica del vehículo a través de acoplamiento inductivo resonante [4]-[7].

Para muchas aplicaciones industriales y comerciales, los sistemas IPT deben ser capaces de lograr una alta eficiencia extremo-a-extremo Hee. al transferir cientos de watts a distancias inferiores a un metro, de otro modo no serán adoptados. Varios enfoques para lograr buenas eficiencias buenas de unión han sido desarrollados por varios grupos de investigación. El primero es funcionar a frecuencias relativamente bajas (decenas de kHz), en donde circuitos de controlador eficientes pueden ser fácilmente realizados e incrementar el factor de acoplamiento k del sistema, usando técnicas de conformación de campo; por ejemplo, empleando metamateriales [8] núcleos de ferrita [6]. En [6], 2 kW de energía fueron transferidos a una distancia de 10 cm usando bobinas de alambre trenzado a 20 khz. La frecuencia operativa fue definida por las capacidades de manejo de energía del controlador de bobina, limitando el máximo del factor Q descargado de bobina a 290. Las técnicas de conformación de campo normalmente ocupan volumen útil, requieren materiales pesados, emplean técnicas caras de fabricación y necesitan una alineación precisa de bobina. Estas soluciones hacen que el enfoque de conformación de campo sea inadecuado para muchas aplicaciones, en donde el tamaño, el peso y el costo del sistema son factores limitantes.

El segundo enfoque se apoya en transferir energía a la frecuencia óptima para transferencia máxima de energía dado un tamaño particular de bobina, en donde la Q descargada es maximizada y compensa el factor de acoplamiento bajo. En el pasado, este enfoque no fue considerado eficiente, ya que la eficiencia baja del controlador (debido a pérdidas del semiconductor) reducía dramáticamente la eficiencia extremo-a-extremo del sistema IPT. Un ejemplo de esto fue descrito por Kurs et al. [9], en donde el uso de un controlador de oscilador Colpitts de 9.9 MHz logró una eficiencia extremo-a-extremo de sólo 15%, cuando la eficiencia de transferencia fue de 50%.

Otros intentos en este enfoque han sido exitosos, con el uso de equipo comercialmente en reserva (COTS) para controlar y hacer coincidir la impedancia de las bobinas TX a frecuencias por arriba de 3 MHz con Htransferencia = 95%, mientras también se reducen las pérdidas de bobina usando un espiral de superficie [10].

La más alta r)ee ha sido demostrada por los sistemas IPT comerciales actualmente disponibles en el mercado. Las eficiencias altas de ?ßß = 90% han sido logradas a distancias de menos de 30 cm pero con sistemas relativamente pesados (30-40 kg) que usan materiales ferromagnéticos de conformación de campo. En contraste, se usó un sistema con rastreo de frecuencia y sin materiales ferromagnéticos en [11], en donde se calculó una Hdc-carga estimada = 70%. Aquí, no se da ninguna descripción clara de la eficiencia del controlador, ya que está basado en un sistema COTS 50O con bucles TX y RX agregados. El énfasis una vez más fue dado al control de la eficiencia de unión y transferencia, en lugar de la eficiencia de dc-a-carga. Otros intentos interesantes para incrementar la eficiencia extremo-a-extremo han sido presentados en [12], [13], en donde ?ßß > 60% han sido logradas a proximidad.

La presente invención, al menos en las modalidades ahora preferidas, busca proporcionar una solución de alta frecuencia, efectiva en costo y eficiente para IPT de medio alcance en ausencia de técnicas de conformación de campo, permitiendo que se logre un sistema de peso ligero. Un sistema con una diferencia de tamaño de bobina TX-RX representa un sistema más realista, en donde el tamaño del receptor es usualmente constreñido por su aplicación. Este sistema debe ser capaz de lograr alta eficiencia para factores de acoplamiento más bajos, debido al tamaño más pequeño de bobina RX. Además, este sistema debe ser capaz de lograr altas eficiencias incluso bajo situaciones en donde la alineación perfecta no sea siempre factible (por ejemplo carga de vehículo eléctrico o de sensor inalámbrico).

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN De conformidad con la presente invención, se proporciona un sistema inductivo de transferencia de energía que comprende una bobina transmisora y una bobina receptora espaciada de la bobina transmisora, un circuito transmisor que comprende la bobina transmisora y un circuito receptor que comprende la bobina receptora. El circuito transmisor está en la forma de un amplificador Clase E que comprende un primer inductor y un transistor en serie entre las terminales de una fuente de energía. El transistor está dispuesto para cambiar en una primera frecuencia. El circuito transmisor comprende adicionalmente un primer condensador transmisor en paralelo con el transistor entre el primer inductor y una terminal de fuente de energía, un circuito de tanque primario en paralelo con el primer condensador transmisor, el circuito de tanque primario comprende la bobina transmisora y un segundo condensador transmisor dispuesto en paralelo o en serie con la bobina transmisora, y un tercer condensador transmisor en serie con el primer inductor entre el primer condensador transmisor y el circuito de tanque primario. En la modalidad ahora preferida, la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque primario sea mayor que la primera frecuencia. De esta manera, el circuito de tanque primario opera en semi-resonancia de modo que el circuito de tanque primario retenga algo de impedancia inductiva. La relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque primario está típicamente en el intervalo de 0.5 a 0.9, preferiblemente 0.7 a 0.9. La capacitancia del segundo condensador transmisor puede ser seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque primario es menor que la primera frecuencia. Por ejemplo, la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque primario puede estar en el intervalo de 1.1 a 1.5. En modalidades de la invención, la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque primario está en el intervalo de 0.5 a 1.5.

En una disposición preferida, el circuito receptor tiene una frecuencia resonante y el circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia, para lograr una impedancia deseada del circuito de tanque primario.

Ventajosamente, la bobina transmisora y/o la bobina receptora tienen un núcleo de aire. Esto proporciona un diseño de peso ligero. En modalidades de la invención, la bobina transmisora y/o la bobina receptora tienen un diámetro de al menos 5 cm, preferiblemente de al menos 10 cm. En modalidades de la invención, el espaciado entre la bobina transmisora y la bobina receptora, en uso, es de al menos 15cm.

El transistor es típicamente un MOSFET. La primera frecuencia puede ser de al menos 80 kHz, preferiblemente al menos 1 MHz. La energía transferida entre la bobina transmisora y la bobina receptora puede ser de al menos 1 watt, preferiblemente de al menos 10 watts.

En una disposición, el circuito receptor comprende un rectificador de Clase E. El circuito receptor puede comprender un primer condensador receptor dispuesto en paralelo con una carga, en uso, y un circuito de tanque secundario en paralelo con el primer condensador receptor. El circuito de tanque secundario puede comprender la bobina receptora y un segundo condensador receptor dispuesto en paralelo o en serie con la bobina receptora. Un primer diodo puede ser proporcionado entre el circuito de tanque secundario y el primer condensador receptor. La capacitancia del segundo condensador receptor puede ser seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque secundario difiera de la primera frecuencia, por lo cual el circuito de tanque secundario opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia reactiva. De esta manera, la reactancia necesaria para la operación de Clase E del rectificador puede ser proporcionada por la bobina receptora solamente. La relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque secundario está típicamente en el intervalo de 0.2 a 3. Por ejemplo, la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque secundario puede estar en el intervalo de 0.2 a 0.9 ó 1.1 a 3. El único inductor en el circuito receptor puede ser la bobina receptora.

El circuito receptor puede comprender al menos un segundo diodo en paralelo con el primer diodo. De esta manera, la capacitancia de empalme de los diodos puede proporcionar la capacitancia necesaria para la operación de Clase E sin la limitación del voltaje operativo de condensadores adicionales. Así, la única capacitancia en paralelo con el(los) diodo(s) puede ser proporcionada por la capacitancia de empalme de el(los) diodo(s). El(los) diodo(s) puede ser diodos de carburo de silicio, diodos de nitruro de galio o otro material de separación de banda amplia.

La invención se extiende al circuito receptor del sistema inductivo de transferencia de energía. La invención se extiende al circuito transmisor del sistema inductivo de transferencia de energía.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las modalidades de la invención son adicionalmente descritas en lo sucesivo con referencia a los dibujos acompañantes, en los que: La Figura 1 muestra la arquitectura de un sistema inductivo de transferencia de energía; La Figura 2 muestra un montaje experimental para distancia y mediciones de desplazamiento transversal; La Figura 3 muestra un montaje experimental para mediciones de desalineación angular; La Figura 4 ilustra mediciones del factor de acoplamiento contra la distancia de separación de la bobina en el aire, con bobinas perfectamente alineadas; La Figura 5 ilustra mediciones del factor de acoplamiento contra el desplazamiento transversal de la bobina en el aire, a una distancia de 30 cm; La Figura 6 ilustra mediciones del factor de acoplamiento contra la desalineación angular de la bobina transmisora, a una distancia de 30 cm; La Figura 7 ilustra mediciones del factor de acoplamiento contra la desalineación angular de la bobina receptora, a una distancia de 30 cm; La Figura 8 muestra una topología semi-resonante de Clase E, con coa < OJQTX de conformidad con una modalidad de la invención; La Figura 9 muestra valores simulados de Cpar contra u)d /?0t? para la selección de MOSFET de Clase E con un voltaje de drenaje fuente de 230 V; La Figura 10 muestra el voltaje de drenaje fuente simulado (PSpice) contra el tiempo t para el controlador semi-resonante de Clase E; La Figura 11 muestra un banco de pruebas IPT perfectamente alineado con D = 30 cm; La Figura 12 muestra el voltaje de drenaje a fuente contra el tiempo para el sistema IPT con una distancia de separación de 30 cm y P<jC = 90 W; La Figura 13 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra la distancia de separación con el ajuste de frecuencia de reloj fija a un escenario de distancia alineada de separación de 30 cm; La Figura 14 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra la distancia de separación con el ajuste de frecuencia de reloj fija; La Figura 15 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra el desplazamiento transversal de la bobina con el ajuste de frecuencia de reloj fija a un escenario de distancia alineada de separación de 30 cm; La Figura 16 ¡lustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra el desplazamiento transversal de la bobina solamente con ajuste de frecuencia de reloj; La Figura 17 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra el ángulo de la bobina TX con ajuste de frecuencia de reloj fija a un escenario de distancia alineada de separación de 30 cm; La Figura 18 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra la desalineación angular de la bobina TX con ajuste de frecuencia de reloj; La Figura 19 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra la desalineación angular de la bobina RX con impedancia de frecuencia de reloj fija a un escenario de distancia alineada de separación de 30 cm; La Figura 20 ilustra la medición de la eficiencia de dc-a-carga contra la desalineación angular de la bobina RX con ajuste de frecuencia de reloj; La Figura 21 es una representación esquemática del circuito receptor de Clase E para usarse en una modalidad de la invención; La Figura 22 es una representación esquemática del circuito receptor de Clase E de conformidad con una modalidad adicional de la invención; La Figura 23 es una representación esquemática del circuito receptor de Clase E de conformidad con incluso otra modalidad adicional de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Los sistemas Inductivos de Transferencia de Energía (IPT) para transmitir de decenas a cientos de watts han sido reportados por casi una década. La mayoría del trabajo se ha concentrado en la optimización de la eficiencia de unión y no ha tomado en cuenta la eficiencia del controlador. Los amplificadores de Clase E han sido identificados como controladores ideales para aplicaciones IPT, pero su capacidad de manejo de energía en decenas de MHz ha sido un factor limitante crucial, ya que las características de carga e inductor son establecidas por los requerimientos del sistema inductivo resonante. La limitación de frecuencia del controlador restringe el factor Q descargado de las bobinas y así la eficiencia de unión. Con un controlador adecuado, los factores Q descargados de bobina de cobre de más de 1 ,000 pueden ser logrados en la región de MHz bajos, habilitando un ensamblaje de bobina Q alto y rentable. El sistema descrito aquí mitiga el uso de técnicas de conformación de campo pesadas y costosas al presentar un sistema IPT eficiente capaz de transmitir energía con una eficiencia de dc-a-carga de más de 77% a 6 MHz a lo largo de una distancia de 30 cm. Se cree que esta es la eficiencia de dc-a-carga más alta lograda para un sistema IPT sin introducir técnicas restrictivas de mejoramiento de factor de acoplamiento.

Una arquitectura básica de sistema IPT comprende varios módulos, como está ilustrado en la Figura 1. La arquitectura incluye unidades de suministro de energía DC (PSUs), controlador de bobina (es decir, generador de reloj y amplificador de poder (PA) que tiene una red de coincidencia de impedancia), bobina transmisora (TX) con distancia de separación D de una bobina receptora (RX) (medida del centro-a-centro de las bobinas), un rectificador/regulador opcional y una carga. Para caracterizar completamente el sistema completo, la eficiencia extremo-a-extremo ?ßß de todos los bloques de construcción, de la fuente de AC a la carga, puede ser considerada como r\ee = ndc-psuHdc-carga, en donde los términos de eficiencia SOn mOStradOS en la Figura 1 . En la Figura 1 , Hdc-carga = ncontroladorltransferencia, Hcontroiador = nreiojHamp, Hdc-psu es la eficiencia combinada de los suministros de energía de, Hdc-carga es la eficiencia de dc-a-carga, i"|COntroiador es la eficiencia del controlador, ?????? es la eficiencia de unión, n.transferenc¡a es la eficiencia de transferencia, qreioj es la eficiencia del reloj de controlador, qamp es la eficiencia del amplificador de energía, r|rect¡f¡cador es la eficiencia del rectificador y regulador es la eficiencia del regulador. La presente invención se concentra en optimizar la Hdc-carga para un sistema I PT sin un rectificador o regulador, es decir, maximizar: rjdc-carga = Pcarga/Pdc en donde Pdc es la energía DC total de entrada al sistema (es decir, en el reloj y en el amplificador de energía) y Pcarga es la energía real disipada en la carga.

Es importante que se usen figuras de mérito consistentes y bien definidas, como Hdc-carga y Hee, para evaluar sistemas I PT para permitir una comparación sencilla de las diferentes tecnologías emergentes en este campo. De la arquitectura de los sistemas I PT en la Figura 1 , la eficiencia de transferencia sólo describe parte de la eficiencia del sistema y no toma en cuenta al controlador.

El Cuadro a continuación muestra comparaciones del estado de la técnica en sistemas IPT. En el cuadro, r)transferenc¡a, Hdc-carga y lee han sido separadas, en donde fue posible, para enfatizar que la eficiencia de dc-a-carga puede ser sustancialmente más baja que la eficiencia de transferencia.

"Máxima distancia de transferencia de energía expresada en el sitio de red citado [24] "Calculada basándose en el valor estimado de [11] En lo siguiente se proporciona una visión general de teoría IPT, perfilando la arquitectura de los sistemas y la selección de componentes clave que definen las eficiencias extremo-a-extremo y de dc-a-carga del sistema. Se describen diseño de bobina rentable, simulaciones y mediciones para lograr eficiencias de dc-a-carga por arriba del 70% para distancias inferiores a un metro. Se describen un marco para modelado de controlador, selección de componentes y consideraciones de disposición para lograr una pérdida baja, alta frecuencia de conversión DC-RF, capaz de abastecer más de 00 W a una distancia de 30 cm. Una caracterización completa del sistema bajo diferentes escenarios de desalineación también es descrita.

Con la arquitectura típica del sistema IPT mostrada en la Figura 1 , el controlador proporciona alta energía de frecuencia a la bobina TX, que tiene un factor de calidad descargado QTX, que se acopla como está definido por el factor de acoplamiento (o coeficiente) k a la bobina RX, que tiene un factor QRX de calidad descargado. Es sabido que al usar resonancia receptora (o secundaria) y optimizar la impedancia de carga, la eficiencia de unión puede ser maximizada para dar: Como se puede ver en la fórmula anterior, la clave para lograr alta eficiencia es maximizar k2QTxQRx. El factor de bobina Q puede ser maximizado eligiendo la frecuencia operativa correcta [27]. El análisis de las interacciones de estas variables clave, usando tanto expresiones matemáticas de forma cerrada como modelado numérico más detallado en Matlab, ha producido los siguientes principios subyacentes para optimización [28]: • Los radios de bucle deben ser maximizados para maximizar el factor de acoplamiento; • Para una constricción dada sobre dimensiones de bucle, hay una frecuencia óptima, que es aproximadamente el punto en el cual la resistencia a la radiación empieza a ser significativa en comparación con la resistencia al efecto superficial; • El radio del alambre y el número de vueltas de bobina deben ser tan grandes como sea posible (teniendo presente que las bobinas deben permanecer eléctricamente pequeñas, para limitar el campo eléctrico y por tanto la radiación); y • En el caso en donde los bucles no son de igual tamaño, la frecuencia operativa máxima será principalmente determinada por la más grande de las dos bobinas, también esto dicta la frecuencia más baja de auto-resonancia.

Como se presenta en [12], se han usado ampliamente cuatro diferentes configuraciones para sistemas IPT. Una resonancia en serie sólo puede ser usada si se asume que la capacitancia de la derivación parasitaria del inductor es despreciable. En contraste, esta suposición no se necesita para el caso paralelo, ya que el condensador resonador paralelo puede absorber la capacitancia parasitaria de la bobina.

Además, se asume siempre que la bobina RX acoplada está operando en resonancia; de este modo la carga óptima equivalente sobre el transmisor, reflejada desde el receptor, sólo será resistiva, afectando sólo la amortiguación del tanque transmisor [2].

Para incrementar la eficiencia de un sistema IPT, capaz de transmitir de decenas a cientos de watts a una distancia de 30 cm, con bobinas perfectamente alineadas, se emprendieron simulaciones como se describe en [28] y mediciones como se describe en [29] para las bobinas TX y RX. Con esta técnica, el factor Q fue medido a través de mediciones de coeficiente de transmisión usando dos bobinas acopladas débilmente inductivas como sondas. Por razones de diseño electromagnético, se usa la distancia D del centro-a-centro de las bobinas. Sin embargo, es importante notar que la distancia mínima entre bobinas es (D-7) cm en estos resultados. Como se ha mencionado previamente, una bobina TX y una RX de diferente tamaño fueron usadas en el montaje; se pensó que esto es más realista para la mayoría de los escenarios. Las bobinas fueron fabricadas con tubería de cobre que tiene un diámetro de 1 cm y un grosor de pared de 1 mm.

Después de caracterizar las bobinas, el Q más alto para ambas bobinas TX y RX se encuentra cerca de 6 MHz, en donde la profundidad de la superficie es de sólo 27 pm. El máximo valor de Q descargado para la bobina RX de 20 cm de diámetro y de 5 vueltas fue QRX = 1 , 100 y QTX = 1 ,270 para la bobina TX de 30 cm y de 3 vueltas; estos coincidieron con los resultados de simulación cuando se usa la siguiente expresión estándar para el factor Q descargado de una bobina: donde flrad(wrf) = ??2'/0 (A,(wd)r)4 en donde ?? es la frecuencia angular accionada de operación, L es la auto-inductancia de la bobina, Rraci(iA>d) es la resistencia a la radiación [30], N es el número de vueltas de la bobina, ?0 es la impedancia del espacio libre, r es el radio de la bobina, ß?(? ) = 2p/?<?, Ad es la longitud de onda de espacio libre en la frecuencia de reloj accionador, a es el radio del tubo de cobre, s0 es la conductividad de baja frecuencia del cobre y µ0 es la permeabilidad del espacio libre. Rsup(wd) es una aproximación de la resistencia al efecto superficial pero fue calculado en simulaciones usando el modelo numérico de Butterworth [31], que también toma en cuenta efectos de proximidad.

Un accesorio de prueba re-configurable fue fabricado para sostener las bobinas y permitir escenarios operativos reproducibles y fácilmente ajustables, como será descrito más adelante. Se usó plexiglás tanto para los soportes como para los espaciadores de bobina para evitar la generación de corrientes remolino que podrían resultar en errores de medición. Los espaciadores de bobina ayudaron a mantener una distancia fija de 2 cm entre bobinados, medida desde los centros del tubo, para reducir el efecto de proximidad entre vueltas. El accesorio de prueba permite la variación de D, el desplazamiento transversal y la desalineación angular entre ambas bobinas.

Las mediciones de factor de acoplamiento fueron emprendidas para caracterizar el acoplamiento de bobinas en un arreglo de diferentes escenarios. Las mediciones fueron emprendidas con diferentes distancias de separación o contra desplazamientos transversales de bobina h, como se ilustra en la Figura 2; o desalineación angular de bobina transmisora o receptora, ?t? o 9 X, respectivamente, como se ilustra en la Figura 3. Para experimentos que involucran el desplazamiento transversal o la desalineación angular, la distancia de centro-a-centro fue fijada en D = 30 cm, (la distancia mínima entre bobinas es de 23 cm). Los datos de estas mediciones también fueron usados para predecir las características operativas, así como la eficiencia esperada del sistema IPT. Las mediciones k y los cálculos fueron realizados con una técnica de transferencia de voltaje muy conocida, como se describe en detalle en [2].

Las Figuras 4 y 5 muestran el factor de acoplamiento y la eficiencia de unión para diferentes mediciones de distancia y desplazamiento transversal.

Se espera que las configuraciones que dan lugar al mismo coeficiente de acoplamiento logren la misma eficiencia, es decir, perfectamente alineadas en una separación de D = 40 cm deben lograr la misma eficiencia como un desplazamiento de h = 21 cm a una D = 30 cm.

Las Figuras 6 y 7 muestran resultados dé medición k para desalineación angular de TX y de RX, respectivamente. En la Figura 6, mientras que el ángulo de la bobina TX se incrementa, la distancia entre ambas bobinas se reduce lo suficiente para compensar la desalineación angular. Con la variación del ángulo de la bobina RX, se ve un canal en G X = 75 grados, ya que este es el punto en el cual la distancia entre las bobinas no es suficiente para compensar la desalineación angular. Estas conclusiones están basadas en una clara correlación entre las mediciones de factor de acoplamiento y la eficiencia de dc-a-carga.

Basándose en el análisis de factor de acoplamiento anterior y en las mediciones de las bobinas a ser usadas en los experimentos posteriores, se requiere un controlador de alta frecuencia y de alta energía. En un sistema IPT típico, esto es logrado accionando las bobinas con un bucle de 50O que es coincidente en impedancia con un transmisor COTS RF de alta frecuencia con un amplificador de energía de salida. En este típico escenario RF, la transferencia máxima de energía es lograda pero no así la eficiencia máxima deseada. De conformidad con la invención, el número de etapas puede ser reducido si la impedancia de 50O es evitada, integrando el amplificador de energía y los circuitos de coincidencia de impedancia en un sub-sistema de controlados Esto es logrado diseñando cuidadosamente un amplificador de energía de alta eficiencia capaz de operación de alta frecuencia. El amplificador de Clase E es una solución ideal, ya que el cambio de voltaje cero y corriente cero puede ser logrado con la elección apropiada de componentes.

Los amplificadores Clase E han sido diseñados y usados extensivamente desde que Sokal y Sokal demostraron las características operativas de su amplificador de energía de cambio-cero [32]. Es importante notar, sin embargo, que aunque esta topología de amplificador de energía es ampliamente conocida, el diseñar amplificadores de alta energía capaces de trabajar a 100 W y cambiando en unos cuantos MHz no es una tarea trivial. Esto se debe principalmente a la clasificación de alta energía y las rápidas capacidades de cambio que sólo un RF MOSFET de energía puede alcanzar, así como la necesidad de emplear condensadores Q altos. Además, ya que se necesita un amplificador de energía no de 50O atípico para evitar componentes de red de coincidencia de impedancia adicionales y sus pérdidas asociadas, la topología de Clase E resonante necesita ser modificada para ajustarse a las características de las bobinas.

Para lograr una buena eficiencia, se seleccionó una topología de Clase E semi-resonante como una solución adecuada [2]. La Figura 8 muestra el circuito de un amplificador de Clase E semi-resonante para el tanque resonante transmisor, en donde la carga aparente (representada por la resistencia en serie de la bobina TX Rps y la impedancia del receptor efectiva Rseq) y el inductor aparente (representado por la inductancia de la bobina primaria Lp), parece ser más grande, ayudando así a incrementar las eficiencias tanto del controlador como la de unión. Esto es logrado ajustando el tanque resonante primario a una frecuencia resonante más alta ?0t?· Esta frecuencia es más alta que la frecuencia resonante accionada del tanque resonante del receptor ?0 = U)0RX, en la que el controlador de portal MOSFET cambia a una frecuencia operativa ??, en donde ?0t? > MORX = d. Esta operación semi-resonante también evita las pérdidas asociadas con un inductor extra, típicamente agregado en serie con la bobina TX para incrementar la eficiencia del controlador [12]. Además, como será demostrado más adelante, el uso de la operación semi-resonante permite un simple pero efectivo mecanismo de ajuste; al modificar la relación de frecuencia u)d / ????, la resistencia e inductancia equivalentes efectivas del tanque primario pueden cambiar para diferentes escenarios operativos.

Así, de conformidad con una modalidad de la invención, el sistema inductivo de transferencia de energía ilustrado en la Figura 8 comprende una bobina TX transmisora de núcleo de aire y una bobina RX receptora de núcleo de aire desde la bobina transmisora. La bobina transmisora y/o la bobina receptora tienen un diámetro de al menos 10 cm. En la modalidad ilustrada, el diámetro de la bobina transmisora es de 30 cm y el diámetro de la bobina receptora es de 20 cm. El espaciado entre la bobina transmisora y la bobina receptora, en uso, es de al menos 15cm. En los ejemplos aquí presentados, el espaciado D entre la bobina transmisora y la bobina receptora varía entre 30 cm y 60 cm.

El sistema además comprende un circuito transmisor que comprende la bobina transmisora y un circuito receptor que comprende la bobina receptora. El circuito transmisor está en la forma de un amplificador de Clase E que comprende un primer inductor Lestranguiador y un transistor (MOSFET) en serie entre las terminales de un suministro de energía VDD- El transistor está dispuesto para cambiar a una primera frecuencia wa por medio de un accionador de portal. Un primer condensador Cpar está dispuesto en paralelo con el transistor entre el primer inductor stranguiador y una terminal de suministro de energía. Un circuito de tanque resonante primario es proporcionado en paralelo con el primer condensador Cpar. El circuito de tanque comprende la bobina transmisora y un segundo condensador Cres dispuesto en paralelo con la bobina transmisora. Un tercer condensador Cser es proporcionado en serie con el primer inductor Lestranguiador entre el primer condensador Cpar y el circuito de tanque. En la Figura 8, la inductancia de la bobina TX transmisora está representada por el inductor Lp y la resistencia de la bobina transmisora está representada por el resistor Rps. El resistor Rseq en la Figura 8 representa el efecto resistivo de la bobina RX receptora sobre el circuito de tanque resonante primario. El circuito receptor comprende un rectificador de Clase E.

La capacitancia del segundo condensador Cres es seleccionada de modo que la frecuencia resonante ?0t? del circuito de tanque es mayor que la primera frecuencia caá. Típicamente, la relación de la primera frecuencia u)d con la frecuencia resonante ?0t? del tanque de circuito está dentro del intervalo de 0.7 a 1. El circuito receptor tiene una frecuencia resonante ?0 y el circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia u)d, para lograr una impedancia deseada del tanque de circuito. La primera frecuencia coa es de al menos 80 kHz, típicamente de al menos 1 MHz. La energía transferida entre la bobina transmisora y la bobina receptora es de al menos 10 miliwatts. En una disposición alternativa, el segundo condensador Cres está dispuesto en serie, en lugar de en paralelo, con la bobina transmisora TX. En este caso, la capacitancia del segundo condensador Cres es seleccionada de modo que la frecuencia resonante uvrx del circuito de tanque es menor que la primera frecuencia coa. Típicamente, la relación de la primera frecuencia ood con la frecuencia resonante ?0t? del circuito de tanque está dentro del intervalo de 1 a 1.5.

Usando los resultados proporcionados anteriormente, para un escenario operativo con D = 30 cm y una alineación perfecta de bobina, se realizaron simulaciones de PSpice para validar las ecuaciones de diseño y directrices de diseño presentadas en [2], [33], [34] pero modificadas para explicar la operación semi-resonante.

El módulo IXYSRF IXZ421 DF12N100, que incluye un MOSFET de energía DE375-102N12A y un controlador de portal integrado, fue seleccionado como el mejor MOSFET disponible a causa de su manejo de alto poder y capacidades de cambio en nanosegundos. Este módulo también fue seleccionado debido a su capacitancia de salida relativamente baja Coss en voltaje de drenaje fuente VDs = 230V, requerido para operación a 100W. Es importante notar que Coss es efectivamente absorbida por Cpar y de este modo es un factor limitante para seleccionar la máxima iOd / ?0t? requerida para eficiencias altas. La Figura 9 muestra esta dependencia, en donde una máxima ood / ?0t? = 0.82, para el conjunto de bobinas descrito en la sección previa, puede ser lograda usando el MOSFET seleccionado.

El funcionar más allá de este umbral resultaría en un amplificador de Clase E desajustado, incapaz de lograr el voltaje cero y la corriente cero al momento del cambio. En este punto óptimo, para la misma energía, VDs se incrementará y s disminuirá, resultando en una eficiencia mayor de Clase E.

Durante las simulaciones, las inductancias y capacitancias parasitarias fueron añadidas al modelo, así como la resistencia efectiva en serie (ESR) de los condensadores para explicar, tan precisamente como sea posible, todas las pérdidas durante la operación. Las variaciones de menos de 5% en los valores del condensador de Clase E, en comparación con aquellos usados en la simulación PSpice, fueron requeridos para lograr un cruce de cero voltaje y de cero corriente y explicar la Q altamente cargada del circuito resonante debido a un factor de acoplamiento bajo.

Como se muestra en la Figura 10, un aterrizaje suave de VDS fue posible sin ningún zumbido negativo y una operación de Clase E casi ideal fue lograda con una eficiencia simulada de dc-a-carga de 80%.

Varias consideraciones clave de disposición tuvieron que tomarse en cuenta para evitar el rebote de tierra y asegurar una buena operación. El bus de de de entrada del módulo del controlador/MOSFET integrado y la señal de portal fueron mantenidos tan cortos como fue posible; esto también aplicó a las vías de tierra para el módulo, PSU y carga. Para lograr esto, se colocaron planos de tierra alrededor de todos los componentes en ambas capas del sustrato estándar FR-4 de bajo costo, dejando vacíos arqueados alrededor de las pistas y componentes que fueron ubicados cerca de la bobina, en donde los voltajes tan altos como 1 kV están presentes durante la operación. De forma similar, como con las pistas entre el controlador y el MOSFET, todas las pistas de tierra fueron mantenidas tan cortas como fue posible para disminuir su resistencia e inductancia, pero lo suficientemente amplias para evitar el levantamiento de la pista debido al sobrecalentamiento.

Además de las consideraciones de arreglo, la selección de componentes fue crucial para habilitar la operación de alta frecuencia. Una combinación de valores de condensador de Dielectric Laboratories C40AH fue empleada para Cpar, Cser y para ambos condensadores resonadores ya que tienen Q muy alto y ESR bajo. Finalmente, la elección del inductor de estrangulador que asegura que la corriente de desde el PSU fluya a través del MOSFET fue particularmente desafiante de diseñar, debido a las características de alta corriente y alta frecuencia sobre el sistema. Un núcleo de ferrita no fue adecuado, debido a su pobre rendimiento de alta frecuencia. Por esta razón, se seleccionó un núcleo de polvo de hierro, debido a su baja permeabilidad y estabilidad para aplicaciones de alta energía, así como alta frecuencia de auto-resonancia.

Para caracterizar completamente el sistema demostrador de IPT práctico, mostrado en la Figura 1 1 , se realizó un análisis experimental exhaustivo. El objetivo principal de estos experimentos fue el de investigar su comportamiento en diferentes escenarios, variando la distancia, el desplazamiento transversal y la desalineación angular; esto permite una comparación contra alineación perfecta, a la que el sistema fue inicialmente ajustado (basándose en simulaciones). Además, los resultados de estos experimentos fueron comparados contra resultados de ajuste de frecuencia del sistema para cada escenario diferente.

En todos los experimentos, el voltaje de entrada VDD fue mantenido constante a 60V. Esto permitió valores razonables de voltaje de drenaje fuente a ser obtenido durante la operación, del cual es dependiente la capacitancia de salida del MOSFET, y ayudó a evitar el reemplazo de Cpar en cada experimento. Una energía DC de entrada constante en todos los experimentos no pudo ser lograda. Esto es porque, en varios escenarios, la operación del controlador estuvo muy lejos de la operación de Clase E, resultando en altas pérdidas durante el cambio que pudo haber degradado o destruido el módulo MOSFET.

Debido al hecho de que la carga óptima es muy grande (por ejemplo, 21 kQ para el escenario simulado), se usó un resistor no inductivo. Se tomaron consideraciones especiales para lograr la carga deseada con una red resistiva, porque un resistor no inductivo capaz de manejar más de 50W no estuvo disponible comercialmente. Se eligieron los resistores de película de metal, dado su comportamiento de baja inductancia a altas frecuencias y capacidad para manejar unos cuantos watts (suficiente para resistir hasta 100W, una vez que se ha hecho la red de carga). Una limitación importante para este tipo de resistor es que mientras su resistencia y frecuencia operativa se incrementan, la capacitancia de la derivación parasitaria también se incrementa y mientras la temperatura del resistor se incrementa, su resistencia varía. La capacitancia parasitaria para estos resistores fue calculada para ser 2.8 pF a 6 MHz. Esto fue tomado en cuenta al diseñar la red de carga y también la selección del condensador de ajuste del receptor. La capacitancia total desde el resistor de carga fue absorbida por la capacitancia de ajuste calculada, para asegurar la resonancia del receptor, así evitando la reflexión de la reactancia capacitiva al lado del transmisor.

La eficiencia de dc-a-carga del sistema fue inicialmente medida inicialmente las sondas de corriente Agilent N2783A, pero, después de varias mediciones, se notó que los resultados no estaban reflejando la operación verdadera del circuito. También, las sondas de corriente no son capaces de medir la corriente precisamente en presencia de ruido electromagnético significativo [35]. El voltaje a través de la carga no pudo ser medido con la sonda de osciloscopio, porque la capacitancia de la sonda es de 15 pF, suficiente para desajustar la bobina receptora de la resonancia. Por estas razones, y por el hecho que la dependencia precisa de temperatura del resistor es desconocida, se implemento un método indirecto de medición de la eficiencia de dc-a-carga. La energía fue inferida a partir de mediciones de temperatura precisa de difusor de calor de estado constante, ya que tanto el controlador como la carga (incluyendo los condensadores de ajuste) fueron colocados encima de difusores de calor separados y aislados sin enfriamiento de aire forzado. La energía DC de entrada también fue medida precisamente y usada junto con las mediciones térmicas de RX para calcular la eficiencia de dc-a-carga usando lo siguiente: 1 c-car9a " RtkRx(T)Pde en donde Tamb es la temperatura ambiente, TSSRX es la temperatura de estado constante del difusor de calor de las bobinas receptoras y RmRxO" ) es la resistencia térmica agrupada de la carga de RX. Las mediciones de temperatura fueron calibradas aplicando una energía DC conocida a la carga de RX hasta que todas las temperaturas alcanzaron el estado constante. Las mediciones bajo las mismas condiciones experimentales térmicas fueron realizadas como cuando el sistema IPT fue probado.

Debido a la distribución espacial de la carga de RX por encima del difusor de calor y al hecho de que el difusor de calor fue posicionado con las aletas de cara hacia abajo sobre la superficie de trabajo, con un gradiente de temperatura de 333 K RthRx = 208 K/W bien comparado con los 203 K/W del fabricante. Además, caracterizando la disposición de la carga, el comportamiento no lineal del difusor de calor fue explicado, el cual puede ser tan alto como 25% a 50% del calor disipado, de conformidad con [36].

Es importante notar que este es un cálculo conservador de la eficiencia de dc-a-carga, ya que Tamb se incrementará mientras TSSRX disminuye; dando una Hdc-carga más baja cuando se compara con el escenario en donde Tamb podría ser mantenida constante hasta que se alcance el estado constante del sistema. Aún más importante es el hecho de que mientras la temperatura de los resistores se incrementa, el valor de la resistencia de carga comenzará a alejarse de su valor óptimo, alejándose de la eficiencia máxima.

Para lograr una operación semi-resonante de Clase E similar a aquella observada por simulaciones, se realizó un proceso de ajuste iterativo. Esto establece los valores apropiados para el controlador y los condensadores de bobina (tomando en cuenta sus tolerancias de fabricación) y las variaciones de bobina Q (debidas a objetos metálicos, como soportes de superficie de trabajo, que están en proximidad física con los experimentos).

Primero, el condensador del resonador receptor tuvo que ser disminuido, para explicar la capacitancia de derivación equivalente de la carga del resistor para la resonancia correcta del receptor. Con un receptor no ajustado, el valor del condensador de resonador transmisor necesitaría cambiar, para explicar la reactancia reflejada desde el receptor sobre el transmisor y asegurar que la operación de semi-resonancia está todavía presente. Esto cambia la relación de ?<? / ?0t?, lo que crea la necesidad de reajustar Cpar y Cser- La limitación más importante de este escenario es que si la relación coa / ?0t? comienza a incrementarse, hay un punto en el cual la Cpar requerida que se necesita para ajustar el controlador es más baja que la C0Ss del MOSFET, lo cual hace que el MOSFET sea inadecuado para la operación de Clase E.

Una vez que la resonancia del receptor es obtenida, se puede seguir un procedimiento similar para lograr la operación de cambio cero, como se describe en [33]. Ya que Cpar es implementada por un condensador físico externo y C0Ss> que es dependiente de VDs, se necesitan iteraciones extra para lograr buena operación. Como se puede ver en las simulaciones, Vos es una guía muy útil para la operación de Clase E, por lo tanto, el ajustar el voltaje pico-a-pico es tan importante como lograr el cambio de voltaje cero y corriente cero para incrementar la eficiencia [34]. Basándose en [32], si VDs > 3.56 VDD, Cpar necesita ser incrementada en pasos de 5 pF y si VDS < 3.56 VDD, debe ser disminuida por la misma cantidad hasta que se logre la VDs correcta. Al hacer esto, CSer puede necesitar un ligero ajuste para regresar el controlador al cambio cero.

Ya que el valor de resistencia de carga varía con la temperatura, se realizaron varias iteraciones incrementando o disminuyendo la resistencia de carga por ±5%, hasta que se logró una eficiencia máxima de 66%. Para cada iteración, la resonancia del receptor fue lograda y el ajuste de Cpar y Cser fue realizado como se describió previamente. La Figura 12 muestra el voltaje de drenaje fuente (simulado y medido) para el sistema IPT ajustado para un conjunto alineado de bobinas a una distancia de separación de 30 cm; la energía de de entrada fue de 90 W.

Mientras que la forma de onda generada a partir de las simulaciones tiene un aterrizaje suave, se puede ver una onda negativa de menos de 10V cuando el MOSFET está ENCENDIDO. Esta onda negativa es generada por un pequeño voltaje aún presente en el drenaje, cuando el MOFSET está ENCENDIDO, debido a una Q cargada más alta de lo esperado para el circuito resonante transmisor. Este fue el mejor cambio posible logrado con los condensadores discretos disponibles. Los resultados medidos de VDs más altos pudieron ser disminuidos agregando más capacitancia a Cpar, pero este cambio no estuvo reflejado en un mejoramiento medible de la eficiencia. Por lo tanto, para disminuir las pérdidas en el condensador (debido a ESR) no se agregó ningún condensador paralelo extra y VDs se dejó más alto de lo esperado en la simulación.

Una vez que el sistema IPT fue óptimamente ajustado para lograr una alta eficiencia, al estar perfectamente alineado, se realizaron las mediciones con diferentes distancias de separación para observar las capacidades operativas sin realizar ajuste extra. Como se puede ver en la Figura 13, la distancia entre las bobinas fue variada entre 30 y 60 cm.. Mientras D se incrementa, la eficiencia disminuye mientras el factor de acoplamiento disminuye, desajustando el controlador y creando la necesidad de diferentes valores de Cpar and Cser para reestablecer la operación de cambio cero.

Una alternativa de ajuste más fácil es cambiar la frecuencia operativa del reloj, apoyándose así sobre la operación semi-resonante del controlador. Cuando esto fue realizado, el receptor ya no estuvo en resonancia y el transmisor ve una reactancia reflejada. Esta reactancia extra, además de la reactancia del transmisor, fue suficiente para mejorar el ajuste del controlador de Clase E semi-resonante, modificando coa / ?0t? y cambiando las formas de onda del controlador más cerca de la operación de cambio-cero. Como se puede ver en la Figura 14, mientras la frecuencia de reloj fue alterada para cada medición diferente, la eficiencia se incrementó considerablemente durante la operación desajustada. La eficiencia de dc-a-carga de la versión ajustada de frecuencia de reloj a una distancia de separación de 50 cm fue de 25%, en comparación con 20%, como se puede ver en la Figura 13. Es importante notar que para lograr este incremento en la eficiencia, un cambio de frecuencia de reloj de menos de 1 % fue requerido.

Para analizar la eficiencia del sistemalPT, para un conjunto de escenarios con diferentes desplazamientos, como se muestra en la Figura 2, se realizaron las mediciones tanto para el ajuste de impedancia de 30 cm perfectamente alineado con frecuencia de reloj fija como para el ajuste de frecuencia de reloj. La Figura 15 muestra los resultados para IPT con diferentes desplazamientos de bobina. En este caso, la eficiencia de dc-a-carga disminuye; siguiendo una tendencia similar a las mediciones correspondientes anteriores. Se puede ver que incluso con un desplazamiento de 10 cm, y sin ajuste adicional, el sistema IPT se desempeñó con una eficiencia de dc-a-carga por arriba de 58%.

Con el ajuste de frecuencia de reloj, como se muestra en la Figura 16, la eficiencia de dc-a-carga estuvo por arriba de 50%, con h < 14 cm, y un incremento de eficiencia de 5% fue logrado con un desplazamiento de 20 cm.

Aunque las eficiencias de dc-a-carga más altas pudieron ser logradas con el ajuste de la carga óptima para cada desplazamiento, los resultados presentados en esta figura demuestran que las eficiencias por arriba del 50% pueden ser logradas incluso en escenarios altamente desalineados sin necesidad de ajuste de carga o técnicas de mejoramiento del factor de acoplamiento complejas y pesadas.

Para caracterizar cómo el sistema opera mientras que varía el ángulo T de desalineación de la bobina, tanto en el transmisor como en el receptor, se realizaron mediciones a una distancia fija de D = 30 cm, como se muestra en la Figura 3. A partir de las Figuras 17 y 18, se realizaron las mediciones para un ángulo T de bobina TX varianteix. Como se predijo, por las mediciones del factor de acoplamiento, una eficiencia alta constante fue lograda para ángulos por debajo de los 75 grados cuando el ajuste de frecuencia de reloj fue realizado. En contraste, se vio una disminución en la eficiencia, no unida claramente con k con el escenario de frecuencia de reloj fija. Esto se debe al hecho de que con el caso del ajuste de frecuencia de reloj fija, la presencia de una carga reflectora más grande del receptor influenció la eficiencia más que con el factor de acoplamiento constante y relativamente grande en el ajuste del sistema IPT. Con el escenario de ajuste de frecuencia de reloj, la variación de frecuencia fue suficiente para ajusfar la Clase E y explotar el beneficio de k casi constante. Las eficiencias de dc-a-carga por encima del 60% fueron logradas para casi todos los ?t? < 72 grados con ajuste de frecuencia de reloj, mostrando las capacidades del sistema para desempeñarse en una amplia variedad de ángulos de transmisión con una variación de frecuencia fraccionaria de menos del 6%.

Finalmente, las mediciones con una 9RX variante fueron realizadas, como se muestra en la Figura 19. La eficiencia fue casi constante y por encima del 50% hasta ORX = 52 grados. Por encima de este ángulo, la eficiencia disminuyó dramáticamente, como se predijo por las mediciones del factor de acoplamiento. Se pudo apreciar una diferencia notable en la Figura 20, con ORX = 45 grados, en donde la eficiencia de dc-a-carga fue de 56% en el caso ajustado de frecuencia de reloj y sólo 40% en la versión ajustada de impedancia de frecuencia de reloj fija.

Finalmente, la eficiencia del sistema fue incrementada hasta que la energía disipada por los resistores de carga causó que se se sobrecalentaran y fallaran. La eficiencia de dc-a-carga lograda con el diseño de prototipo actual fue Hdc-carga = 77% para un conjunto de bobinas alineadas a una distancia de 30 cm con ??G93 = 105 W.

La eficiencia de unión calculada basándose en la Q no cargada y mediciones k fue de 95%. La eficiencia de dc-a-carga del sistema fue incrementada gracias a un Voom s alto, lo que permitió Coss = Cpar. Esto evitó el uso de un condensador externo y permitió una iOd / oo0Txmás alta, lo cual incrementó la inductancia del controlador aparente del sistema. Se cree que esta es la eficiencia de dc-a-carga más alta jamás presentada para un sistema IPT, sin técnicas de mejoramiento de k .

Una comparación de los sistemas IPT de estado de la técnica ha sido dado anteriormente, un análisis claro de eficiencia es sugerido para una comparación significativa entre las soluciones que compiten y las diferencias clave entre las eficiencias unión y de dc-a-carga han sido destacadas.

Se ha presentado un método térmico indirecto para medir Pcarga por primera vez con un sistema IPT, para evitar las imprecisiones en la medición debido a variaciones en la resistencia de carga y campos electromagnéticos externos altos en las mediciones actuales.

Este método fue comparado contra la fórmula de factor de acoplamiento anterior y se pueden ver mediciones de factor de acoplamiento bien conocidas y una clara correlación, demostrando la robustez del procedimiento de medición de eficiencia. Se han descrito bobinas con Q alta y de bajo costo y un diseño completo y análisis operativo de un controlador de Clase E semi-resonante para este sistema IPT. La topología del controlador y la selección de componentes habilitó la alta frecuencia, energía media, transferencia de energía inalámbrica para diferentes tamaños de transmisor y de bobina receptora. Un desplazamiento transversal detallado y una caracterización de desalineación angular demostraron eficiencia por encima del 50% para desplazamientos transversales de hasta 14 cm y ORX = 52 grados.

Finalmente, las eficiencias de dc-a-carga de 77% fueron demostradas en un escenario perfectamente alineado para D = 30 cm, teniendo una eficiencia de unión de 95%.

La Figura 21 es una representación esquemática de un circuito receptor típico de Clase E de conformidad con una modalidad adicional de la invención. El circuito receptor comprende la bobina receptora RX de núcleo de aire del sistema inductivo de transferencia de energía descrito anteriormente. En la Figura 21 , la inductancia de la bobina receptora RX es representada por el inductor LRX y la resistencia de la bobina receptora es representada por el resistor RRXs. La señal inducida en la bobina receptora es representada por el generador de señal kr)VTx. El resistor RL en la Figura 21 representa la carga energizada por el circuito receptor.

El circuito receptor comprende un primer condensador CL dispuesto en paralelo con la carga R|_. Un circuito de tanque resonante secundario es proporcionado en paralelo con el primer condensador CL. El circuito de tanque comprende la bobina receptora y un segundo condensador Cres dispuesto en paralelo con la bobina receptora. En una modalidad alternativa, el segundo condensador Cres está dispuesto en serie, en lugar de en paralelo, con la bobina receptora. Un primer inductor Lr está dispuesto en serie con un primer diodo Dr entre el circuito de tanque y el primer condensador CL. La capacitancia de empalme del primer diodo Dr está representada en la Figura 21 por el condensador Cj en paralelo con el primer diodo Dr. Un tercer condensador Cr está dispuesto en paralelo con el primer diodo Dr.

En operación tradicional, la capacitancia del segundo condensador Cres es seleccionada de modo que la frecuencia resonante (A)ORX del circuito de tanque secundario es igual a la primera frecuencia u)d, es decir, la frecuencia de accionador de portal del circuito transmisor.

La Figura 22 es una representación esquemática del circuito receptor de Clase E de conformidad con una modalidad adicional de la invención. Este circuito receptor difiere del circuito de la Figura 21 en que el primer inductor Lr no está presente. Adicionalmente, la capacitancia del segundo condensador Cres es seleccionada de modo que la frecuencia resonante CO0RX del circuito de tanque secundario difiere de la primera frecuencia ??, la frecuencia de accionador de portal del circuito transmisor. El circuito de tanque secundario por lo tanto opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia inductiva que realiza el papel del primer inductor Lr en el circuito receptor de la Figura 21. De esta manera, un inductor en adición a la bobina receptora no se requiere. En el circuito receptor de la Figura 21 , el primer inductor Lr genera una cantidad significativa de calor debido a la gran corriente AC que porta. Esta fuente potencial de pérdida de energía es por lo tanto evitada en el circuito receptor de la Figura 22.

La Figura 23 es una representación esquemática del circuito receptor de Clase E de conformidad con incluso otra modalidad adicional de la invención. Este circuito receptor difiere del circuito en la Figura 22 en que el tercer condensador Cr no está presente. Más bien, se proporciona un segundo diodo en paralelo con el primer diodo. Las capacitancias de empalme Cji, Cj2 de los dos diodos proporcionan la capacitancia equivalente del tercer condensador Cr y la capacitancia de empalme Cj en el circuito de las Figuras 21 y 22. De esta manera, la operación del circuito receptor no está constreñida por el voltaje máximo del tercer condensador Cr. Los diodos de carburo de silicio (SiC) proporcionan la capacitancia de empalme apropiada en los voltajes operativos requeridos.

En la modalidad de las Figuras 22 y 23, la relación ?? / U>0RX de la primera frecuencia con la frecuencia resonante OÜ0RX del tanque receptor está en el intervalo de 0.2 a 3. Este intervalo permite el ajuste del circuito rectificador para un voltaje de salida deseado y eficiencia a través de diferentes voltajes de entrada e inductancias de bobina receptora. La inductancia LRX de la bobina receptora está típicamente en el intervalo de 0.5 a 8 µ?. La capacitancia del primer condensador CL está típicamente en el intervalo de 0.02 a 100 pF. La capacitancia del segundo condensador Cres está típicamente en el intervalo de 8 pF a 1 .5 nF.

El circuito transmisor de la Figura 8 puede ser usado en combinación con los circuitos receptores de cualquiera de las Figuras 21 a 23, pero el circuito de la Figura 23 es actualmente preferido.

En resumen, un sistema inductivo de transferencia comprende una bobina TX transmisora y una bobina RX receptora espaciada de la bobina transmisora. El circuito transmisor comprende la bobina transmisora y está en la forma de un amplificador de Clase E con un primer inductor Lestranguiador y un transistor en serie entre las terminales de un suministro de energía, un primer condensador transmisor Cpar en paralelo con el transistor entre el primer inductor y una terminal de suministro de energía, un circuito de tanque primario en paralelo con el primer condensador transmisor, el circuito de tanque primario comprende la bobina transmisora y un segundo condensador transmisor Cres dispuesto en paralelo o en serie con la bobina transmisora, y un tercer condensador transmisor Cser en serie con el primer inductor entre el primer condensador transmisor y el circuito de tanque primario. El transistor está dispuesto para cambiar en una primera frecuencia ?<? y la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante ?0t? del circuito de tanque primario es mayor que la primera frecuencia. El circuito receptor comprende un rectificador de Clase E que tiene un primer condensador receptor CL dispuesto en paralelo con una carga R|_y un circuito de tanque secundario en paralelo con el primer condensador receptor. El circuito de tanque secundario comprende la bobina receptora y un segundo condensador receptor Cres dispuesto en paralelo o en serie con la bobina receptora. Un primer diodo DR2 es proporcionado entre el circuito de tanque secundario y el primer condensador receptor. La capacitancia del segundo condensador receptor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante U)0RX del circuito de tanque secundario difiere de la primera frecuencia, de modo que el circuito de tanque secundario opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia reactiva. El circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia, para lograr una impedancia deseada del circuito de tanque primario.

A lo largo de la descripción y de las reivindicaciones de esta especificación, las palabras "comprender" y "contener" y variaciones de las mismas significan "incluyendo sin restricción" y no pretenden (ni de hecho) excluyen otros componentes, enteros o pasos. A lo largo de la descripción y de las reivindicaciones de la especificación, la forma singular abarca el plural a menos que el contexto requiera lo contrario. En particular, cuando se utiliza el artículo indefinido, debe entenderse que la especificación contempla el plural y el singular, a menos que el contexto dicte lo contrario.

Los rasgos, enteros, características o grupos descritos en conjunto con un aspecto, modalidad o ejemplo en particular de la invención deben entenderse como que se aplican a cualquier otro aspecto, modalidad o ejemplo descrito aquí a menos que sean incompatibles con los mismos. Todas las características descritas en esta especificación (incluyendo cualquier reivindicación acompañante, resumen y dibujos), y/o todos los pasos de cualquier método o procedimiento así descrito, pueden ser combinados en cualquier combinación, excepto por combinaciones donde al menos algunas de tales características y/o pasos se excluyen mutuamente. La invención no está restringida a los detalles de cualquier modalidad anterior. La invención se extiende a cualquier novedad, o cualquier combinación novedosa de las características descritas en esta especificación (incluyendo cualquier reivindicación, resumen y dibujos acompañantes) o a cualquier novedad, o cualquier combinación novedosa de los pasos de cualquier método o procedimiento así descritos.

El trabajo que conduce a esta invención ha recibido financiamiento del European Union Seventh Framework Programme FP7/2007-2013 bajo el acuerdo de subvención n° 223975.

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Claims (22)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN REIVINDICACIONES

1.- Un sistema inductivo de transferencia de energía que comprende: una bobina transmisora y una bobina receptora espaciada de la bobina transmisora; un circuito transmisor que comprende la bobina transmisora; y un circuito receptor que comprende la bobina receptora, en donde el circuito transmisor está en la forma de un amplificador de Clase E que comprende: un primer inductor y un transistor en serie entre las terminales de un suministro de energía, el transistor está dispuesto para cambiar en una primera frecuencia; un primer condensador transmisor en paralelo con el transistor entre el primer inductor y una terminal de suministro de energía; un circuito de tanque primario en paralelo con el primer condensador transmisor, el circuito de tanque primario comprende la bobina transmisora y un segundo condensador transmisor dispuesto en paralelo o en serie con la bobina transmisora; un tercer condensador transmisor en serie con el primer inductor entre el primer condensador transmisor y el circuito de tanque primario.

2.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado además porque la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque primario sea mayor que la primera frecuencia.

3. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado además porque la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque primario es menor que la primera frecuencia.

4. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con las reivindicaciones 2 ó 3, caracterizado además porque la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque primario está en el intervalo de 0.5 a 1.5.

5. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado además porque la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque primario está en el intervalo de 0.7 a 0.9.

6.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque el circuito receptor tiene una frecuencia resonante y el circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia, para lograr una impedancia efectiva deseada del circuito de tanque primario.

7.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque la bobina transmisora y/o la bobina receptora tienen un núcleo de aire.

8.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque la bobina transmisora y/o la bobina receptora tienen un diámetro de al menos 5 cm, preferiblemente de al menos 10 cm.

9.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque el espaciado entre la bobina transmisora y la bobina receptora, en uso, es de al menos 15 cm.

10. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque el transistor es un MOSFET.

11. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque la primera frecuencia es de al menos 80 kHz, preferiblemente de al menos 1 MHz.

12. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque la energía transferida entre la bobina transmisora y la bobina receptora es de al menos 1 watt, preferiblemente de al menos 10 watts.

13.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado además porque el circuito receptor comprende un rectificador de Clase E.

14.- El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado además porque el circuito receptor comprende un primer condensador receptor dispuesto en paralelo con una carga, en uso, y un circuito de tanque secundario en paralelo con el primer condensador receptor, en donde el circuito de tanque secundario comprende la bobina receptora y un segundo condensador receptor dispuesto en paralelo con la bobina receptora, y un primer diodo es proporcionado entre el circuito de tanque secundario y el primer condensador receptor.

15. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado además porque la capacitancia del segundo condensador receptor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante del circuito de tanque secundario difiera de la primera frecuencia, por lo cual el circuito de tanque secundario opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia reactiva.

16. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado además porque la relación de la primera frecuencia con la frecuencia resonante del circuito de tanque secundario está en el intervalo de 0.2 a 3.

17. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 13 a 16, caracterizado además porque el único inductor en el circuito receptor es la bobina receptora.

18. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 14 a 17, caracterizado además porque el circuito receptor comprende al menos un segundo diodo en paralelo con el primer diodo.

19. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 13 a 18, caracterizado además porque la única capacitancia en paralelo con el(los) diodo(s) es proporcionada por la capacitancia de empalme del(de los) diodo(s).

20. - El sistema inductivo de transferencia de energía de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 13 a 19, caracterizado además porque el(los) diodo(s) son diodos de carburo de silicio, diodos de nitruro de galio o están formados por otro material de separación de banda amplia.

21. - Un circuito receptor del sistema inductivo de transferencia de energía como se reclama en cualquiera de las reivindicaciones 14 a 20.

22. - Un circuito transmisor del sistema inductivo de transferencia de energía como se reclama en cualquiera de las reivindicaciones anteriores. RESUMEN DE LA INVENCIÓN Un sistema inductivo de transferencia comprende una bobina TX transmisora y una bobina RX receptora espaciada de la bobina transmisora; el circuito transmisor comprende la bobina transmisora y está en la forma de un amplificador de Clase E con un primer inductor Lestranguiador y un transistor en serie entre las terminales de un suministro de energía, un primer condensador transmisor Cpar en paralelo con el transistor entre el primer inductor y una terminal de suministro de energía, un circuito de tanque primario en paralelo con el primer condensador transmisor, el circuito de tanque primario comprende la bobina transmisora y un segundo condensador transmisor Cres dispuesto en paralelo con la bobina transmisora, y un tercer condensador transmisor Cser en serie con el primer inductor entre el primer condensador transmisor y el circuito de tanque primario; el transistor está dispuesto para cambiar en una primera frecuencia ojd y la capacitancia del segundo condensador transmisor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante ?0t? del circuito de tanque primario es mayor que la primera frecuencia; el circuito receptor comprende un rectificador de Clase E que tiene un primer condensador receptor CL dispuesto en paralelo con una carga RLy un circuito de tanque secundario en paralelo con el primer condensador receptor; el circuito de tanque secundario comprende la bobina receptora y un segundo condensador receptor Cres dispuesto en paralelo con la bobina receptora; un primer diodo Dr2 es proporcionado entre el circuito de tanque secundario y el primer condensador receptor; la capacitancia del segundo condensador receptor es seleccionada de modo que la frecuencia resonante (A>ORX del circuito de tanque secundario difiere de la primera frecuencia, de modo que el circuito de tanque secundario opera en semi-resonancia y mantiene algo de impedancia reactiva; el circuito transmisor está configurado para variar la primera frecuencia, para lograr una impedancia deseada del circuito de tanque primario. 11A P 13/704