CN105247761A - 感应式电能传输系统 - Google Patents

Abstract

一种感应式电能传输系统，包括发射线圈TX和接收线圈RX，该接收线圈与所述发射线圈之间有一定的间距。发射电路包括发射线圈，并具有包括第一感应器和串联在供电终端之间的晶体管的E级放大器，所述发射电路还包括第一发射电容，该第一发射电容与第一感应器和供电终端之间的晶体管并联，所述发射电路还包括初级储能电路，该初级储能电路与所述第一发射电容并联，所述初级储能电路包括所述发射线圈和第二发射电容，该第二发射电容与所述发射线圈并联，所述初级储能电路还包括第三发射电容，该第三发射电容与所述第一发射电容和主振荡回路之间的所述第一感应器串联。所述晶体管用于控制第一频率，并选择第二发射电容的容量，以便初级储能电路的谐振频率大于所述第一频率。所述接收回路包括具有第一接收电容的E级放大器，该第一接收电容并联于负载，所述接收回路还包括次级储能电路，其并联于第一接收电容。所述次级储能电路包括所述接收线圈和与所述接收线圈并联或串联的第二接收电容。第一二极管设置于所述次级储能电路和所述第一接收电容之间。所述第二接收电容的电容量可选择，以便所述次级储能电路的谐振频率不同于所述第一频率，因此所述次级储能电路以半共振操作并维持一定的反应阻抗。为了达到所述初级储能电路的期望阻抗，配置所述发射电路，以改变第一频率。

Description

感应式电能传输系统

技术领域

本发明涉及一种感应式电能传输系统。笼统地讲，本申请涉及最大负载效率的直流感应式电能传输。

背景技术

不含磁芯的感应式电能传输(IPT)是由尼古拉·特斯拉于大约100年前[1]首先提出、用于远距离无线电供应的理论。自从那时起，低功率、紧密耦合的无线充电方法已经用于医疗电源植入[2]，同时通过充电垫充电的手提设备的无线电源现在也可用于商品[3]。尽管如此，中距离(例如，10厘米)的无线电能传输(WPT)应用近来颇受关注，例如，通过谐振电感耦合[4]-[7]来为电动汽车充电。

对于众多工业和商业应用来说，感应式电能传输系统必须达到一个高的端到端的效率η_ee才能使用，需要在亚米级的距离内传输数百瓦特，否则将不能采用。达到较好连接效果的几种方法分别由几个研究小组研究。第一便是在相对较低的频率(数万赫兹)下工作，其中用场整形技术能很容易地接通高效驱动电路且能增加系统的耦合系数k；例如，采用超导材料[8]和铁素体磁芯[6]。在[6]中，用20千赫的绞合线圈来传输2千瓦10cm距离的电能。操作频率由线圈驱动器的处理能力决定，其限制卸载Q-因素至290的最大值线圈。场整形技术通常占用有效容量，要求重质材料，采用昂贵的制造技术并需要精密的线圈排列。这些措施使得场整形方法在很多场合不适用，例如尺寸、重量和系统的成本都是限制因素。

第二种方法靠特殊线圈尺寸能传输的最大电能的最佳频率传输能量，其中卸载Q是最大化的且能补偿低耦合系数。以往，这种方法被认为效率不高，因为低的驱动效率(因其半导体亏损)直接降低感应式电能传输系统端到端的效率。科斯等[9]给出了类似的示例，其使用9.9兆赫的考毕兹振荡器驱动来实现端到端的效率仅为15％，而传输效率为50％。

这种方法的其它尝试证实是成功的，使用商用现成品或技术(COTS)设备驱动和匹配所述发射线圈的频率大约为3兆赫及传输效率η_transfer＝95％的阻抗，同时减少由使用螺旋表面引起的线圈损失[10]。

最高的端到端效率η_ee由当前市场可用的商业感应式电能传输系统来实现。在距离小于30厘米时已经达到端到端的效率η_ee＝90％，但对于比较重的系统(30-40公斤)这一应用领域采用塑性铁磁材料。相反，在[11]中采用频率追踪系统和无铁磁材料，其中直流负载效率的计算估计值是η_dc-load＝70％。这里给出的驱动效率的描述不是很清楚，因其基于商用现成品或技术COT为50欧姆的系统并增加发射线圈和接收线圈。重点是再次给出控制线圈和传输效率，而不是直流-负载效率。其它有趣的尝试增加了端到端的效率，如[12]、[13]所示，其中端到端效率η_ee达到大于60％或与该值接近。

本发明，至少目前的优选实施例，是为了提供一种在缺乏场整形技术的条件下的高效、低成本的感应式电能传输的有效解决方案，其适用于轻量系统。具有发射线圈-接收线圈尺寸不同的系统，代表更实际的系统，其中接收器的尺寸通常受到应用限制。此系统应该能够达到低耦合因素下的较高效率，因为其接收线圈的尺寸较小。此外，该系统应该在不能总达到整齐地排列的情况下达到较高的效率(例如，电动车或无线传感器充电)。

发明内容

根据本发明提供的感应式电能传输系统，包括一个发射线圈和一个与该发射线圈有一定间距的接收线圈，该感应式电能传输系统还包括一个发射电路，该发射电路包括所述发射线圈，该感应式电能传输系统还包括一个接收电路，该接收电路包括所述接收线圈。所述发射电路是包括第一感应器和串联在电力供应终端之间的晶体管的E级放大器。所述晶体管的设置是用来控制第一频率。此外，所述发射电路还包括第一发射电容，该第一发射电容与串联在所述第一感应器和电力供应终端之间的晶体管并联，所述发射电路还包括初级储能电路，该初级储能电路与所述第一发射电容并联，所述初级储能电路包括发射线圈和第二发射电容，该第二发射电容并联或串联于所述发射线圈，所述初级储能电路还包括第三发射电容，该第三发射电容与第一发射电容和初级储能电路之间的第一感应器串联。在优选的实施例中，第二发射电容的电容量可以选择，例如，初级储能电路的谐振频率比第一频率大。这样的话，所述初级储能电路处于半共振状态以便所述初级储能电路保持一定的感抗。所述第一频率与所述初级储能电路的谐振频率之比率通常在0.5-0.9的范围内，优选的是0.7-0.9。所述第二发射电容的容量能选择，以便所述初级储能电路的谐振频率比所述第一频率低。例如，所述第一频率与所述初级储能电路的谐振频率的比值可能在1.1-1.5的数值范围内。在本发明的实施例中，所述第一频率与所述初级储能电路的谐振频率之间的比值的数值范围为0.5-1.5。

在一个优选的设置中，所述接收电路包括谐振频率，同时，所述发射电路的配置能够改变所述第一频率，以便达到初级储能电路的期望阻抗值。

有利的是，所述发射线圈和/或所述接收线圈是空芯的。这提供了轻量级的设计。在本发明的一个实施例中，所述发射线圈和/或所述接收线圈具有至少5cm的直径，优选的是至少10cm。在本发明的实施例中，所述发射线圈和接收线圈之间的间距在使用时是至少15cm。

所述晶体管通常是金属氧化物半导体场效应管。所述第一频率可以是至少80千赫，优选的是至少1兆赫。在所述发射线圈和所述接收线圈之间传递的电能至少是1瓦，优选的是至少10瓦。

在一个实施例中，所述接收回路包括E级整流器。所述接收电路可以包括第一接收电容，使用时，该第一接收电容与负载并联，还有次级储能电路与所述第一接收电容并联。所述次级储能电路可以包括接收线圈和第二接收电容，该第二接收电容并联或串联于所述接收线圈。次级储能电路和第一接收电容之间可以设置第一二极管。所述第二接收电容的电容量可以选择，以便所述次级储能电路的谐振频率与所述第一频率不同，其中所述次级储能电路半共振操作并保持一定的反应阻抗。这样，接收线圈就能单独提供E级整流器必须的阻抗。所述第一频率与所述次级储能电路的谐振频率的比值的典型数值范围是0.2-3。例如，所述第一频率与所述次级储能电路的谐振频率的比值也可以在0.2-0.9或1.1-3的范围内。在接收电路上仅有的感应器可以是接收线圈。

所述接收电路可以包括至少一个与所述第一二极管并联的第二二极管。这样所述二极管的结电容可以在不限制额外的电容器的操作电压的情况下为E级整流器提供必要的电容量。因此，与二极管并联的电容量可以由二极管的结电容提供。所述二极管可以是碳化硅二极管、氮化镓二极管或其它宽的带隙的材料。

本发明扩展了感应式电能传输系统的接收电路。本发明扩展了感应式电能传输系统的发射电路。

附图说明

下面结合附图进一步描述本发明的具体实施例，其中：

图1所示为感应式电能传输系统的架构图；

图2所示为距离和横向偏移量测量的实验装置示意图；

图3所示为角度偏差测量装置的实验装置示意图；

图4显示了空间上完全对齐线圈的情况下有一定间隔的线圈的耦合系数测量值；

图5显示了在横向空间偏移一定距离，例如偏移30cm时，线圈的耦合系数测量值；

图6显示了发射线圈在一定的角度偏差，例如偏差距离为30cm时的耦合系数测量值；

图7显示了接收线圈在一定的角度偏差，例如偏差距离为30cm时的耦合系数测量值；

图8示出了根据本发明的一个实施例ω_d＜ω_oTX的半共振E级拓扑结构图；

图9示出了相对于漏源电压为230V的E级金属氧化物半导体场效应管的ω_d/ω_oTX值的模拟的C_par值；

图10示出了相对于时间t的半共振E级驱动器的模拟漏源电压(用于模拟电路仿真的微机系列通用电路分析程序PSpice)；

图11示出了完全对齐的感应式电能传输测试值，其中D＝30cm；

图12示出了相对于间距30cm及P_dc＝90w的感应式电能传输系统的漏源极电压；

图13展示了调谐间距为30cm时相对于固定时钟频率调谐有一定间距的直流-负载效率的测量值；

图14显示了相对于时钟调谐频率有一定间距的直流-负载效率的测量值；

图15显示了间距为30cm时相对于固定时钟频率调谐有一定横向偏移的线圈的直流-负载效率的测量值；

图16显示了仅具有时钟频率调谐的横向偏移线圈的直流-负载效率的测量值；

图17显示了相对于固定时钟调谐频率具有30cm间距的发射线圈的直流-负载效率的测量值；

图18显示了相对于时钟调谐频率具有错位角的发射线圈的直流-负载效率的测量值；

图19显示了相对于固定时钟调谐频率具有30cm间距并具有一定阻抗的接收线圈的直流-负载效率的测量值；

图20显示了具有时钟调谐频率错位的接收线圈的直流-负载效率的测量值；

图21是本发明一实施例的E级接收线路的示意图；

图22是根据本发明的又一实施例的E级接收线路的示意图；

图23是根据本发明的另一实施例的E级接收线路的示意图；

具体实施方式

能够传输数十至数百瓦特电能的感应式电能传输系统已被报道将近十年。这些工作大部分集中在优化线路效率，且并未估计驱动器的效率。E级放大器被确定为感应式电能传输应用的理想的驱动器，但是其电能处理能力在数十兆赫，这是关键制约因素，因为荷载和感应器的电感特性由谐振电感系统限制。所述驱动器的频率限制了线圈的卸载因素Q及连接效率。对于合适的驱动器，在低的兆赫区域，铜线圈的卸载系数Q能够超过1000，并实现高成本效益高Q因素的线圈装配。此处描述的系统缓解了用直流-负载效率大于77％、6兆赫横跨30cm的间距时采用现有的高效感应式电能传输系统传输能量的场整形技术使用时的不便与高昂成本。相信这也是感应式电能传输系统在未引入限制性耦合因素增强技术的情况下能达到的最高直流-负载效率。

如图1所示，基本的感应式电能传输系统架构包括数个模块。所述架构包括直流电源供应模块(PSUs)、线圈驱动器(例如，时钟发生器和功率放大器(PA)具有一阻抗匹配网络)、与接收线圈(RX)具有一定间距(从线圈中心之间测量的值)的发射线圈(TX)，还可以选择性地包括整流器/稳压器和负载。为了全部表征完整的系统，从交流电源到负载的所有在建模块的端到端效率η_ee可以设定为η_ee＝η_dc-PSUη_dc-load，其中效率术语如图1所示。在图1中，η_dc-load＝η_driverη_transfer，η_driver＝η_clockη_amp，η_dc-PSU是直流电供应系统的联合效率，η_dc-load是直流-负载效率，η_driver是驱动器的效率，η_link是连接效率，η_transfer是传输效率，η_clock是驱动模块的效率，η_amp是功率放大器的效率，η_rectifier是整流效率，以及η_regulator是调节器的效率。本发明关注的是优化不含整流器或调节器的感应式电能传输系统的η_dc-load，例如最大化η_dc-load＝P_load/P_dc，其中P_dc是系统的总直流电输入值(例如，进入模块和功率放大器的)以及P_load是负载的实际功率耗散。

一惯比较重要的是，明确定义的数值，例如η_dc-load和η_ee用于评估感应式电能传输系统以方便本领域不同的新技术的直接比较。从图1所示的感应式电能传输系统架构中可知，传输效率仅部分展示了系统的效率，且不考虑驱动器。

下表示出了感应式电能传输系统的现有技术。表中，η_transfer，η_dc-load和η_ee分别列出，其中可能的是，直流-负载效率远低于传输效率。

*电能传输的最大距离记录在所述网站[24]

**基于η_driver的估计值的计算结果[11]

下面将提供感应式电能传输理论的概要，概括系统构架和决定系统端到端和直流负载效率的关键部件选择。线圈设计的成本效益、模拟和测量以实现描述米以下的距离的直流负载效率高于70％。框架驱动程序模型包括选择和布局的考虑以降低损耗，提高高频直流-射频转变，且在30cm的距离内运送功率高于100瓦。此外还将描述不同错位条件的完全系统。

典型的感应式电能传输系统架构如图1所示，其中驱动器为发射线圈提供高频能量，由接收线圈的耦合系数(或系数)k限定的空载质量系数为Q_TX，所述接收线圈的空载质量系数为Q_RX。公知的是使用接收器(或第二)谐振并优化负载阻抗，连接效率的最大值如下：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{link}}=\frac{k^2{Q}_{\mathrm{TX}}{Q}_{\mathrm{RX}}}{{(1+\sqrt{1+k^2{Q}_{\mathrm{TX}}{Q}_{\mathrm{RX}}})}^2}$

从上述公式可知，提高效率的关键是将k²Q_TXQ_RX最大化。线圈的系数Q能够通过选择正确的操作频率使其最大化[27]。用封闭的数学表达式和Matlab软件的详细数学模型分析这些关键变量的相互关系遵循以下基本原则，以便更加优化[28]：

·环半径应该是最大的，以便将耦合系数最大化；

·为了约束环的尺寸，有一个最佳频率，该最佳频率约为辐射阻抗与趋肤效应阻抗相比开始变显著的点处的频率；

·线半径和线圈转数应该尽可能大(应该记住的是线圈应该保持电性小，以限制电场并提高辐射)；以及

·环的尺寸不均衡的情况下，最大操作频率则主要决定于两个线圈中较大的那个，这也决定了自谐振频率。

如文献[12]所述，四个不同的组态广泛用于感应式电能传输系统。假设感应器的寄生并联电容能够忽略不计，则仅能使用串联谐振。相反，这种假设不需要并联，因为并联谐振电容能吸收线圈的寄生电容。

此外，假定所述耦合接收线圈总是由谐振操作；这样，接收器反射的发射器的最佳当量负载将被阻挡，仅作用于发射震荡的阻尼[2]。

如文献[28]模拟和文献[29]测试的那样，为了增加感应式电能传输系统的效率，由发射线圈和接收线圈在30cm的距离内用完全对齐的线圈传输数十至数百瓦的能量。对于这一技术，所述Q系数由传输系数测量装置用两个松散的电感耦合线圈的探头测出。因为电磁设计的缘故，要使用线圈中心之间的距离D。但是，在这些结果中记录线圈之间的最小距离(D-7)很重要。像之前提到的那样，设定不同尺寸的发射线圈和接收线圈；这在大多数情况下更加实际。铜管编制的线圈具有1cm的直径和1mm的壁厚。

除了线圈特征，接收线圈和发射线圈的Q的最大值接近6兆赫，其中趋肤深度仅仅27μm。最大的卸载值Q的大小是：5转，20cm直径接收线圈的系数是Q_RX＝1100和3转，30cm直径的发射线圈的系数是Q_TX＝1270；当使用下面的线圈卸载Q系数的标准表达方式时，这些匹配模拟的结果是：

$Q=\frac{{\text{\ω}}_{d}L}{R_{\mathrm{rad}}\left({\mathrm{\ω}}_d\right)+R_{\mathrm{Skin}}\left({\mathrm{\ω}}_d\right)}$

其中 $R_{\mathrm{rad}}\left({\mathrm{\ω}}_d\right)=N^2{\mathrm{\η}}_0\left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right){\left({\mathrm{\β}}_0\left({\mathrm{\ω}}_d\right)r\right)}^4$

$R_{\mathrm{Skin}}\left({\mathrm{\ω}}_d\right)\≈\frac{\mathrm{Nr}}{2a}\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_d{\mathrm{\μ}}_0}{2{\mathrm{\σ}}_0}}$

其中，ω_d是操作的驱动角频率，L是线圈的自感，R_rad(ω_d)是辐射阻抗[30]，N是线圈的转数，η₀是自由空间的阻抗，r是线圈半径，β₀(ω_d)＝2π/λ_d，λ_d是驱动时钟频率下自由空间的波长，a是铜管的半径，σ₀是线圈的低频电导率，μ₀是自由空间的渗透性。R_Skin(ω_d)是趋肤效应电阻的近似值，用巴特沃斯的数值模型来模拟计算[31]，并考虑近似作用。

一个重新配置的测试夹具用来夹持线圈并允许重复和简单地调节操作情况，下面将会描述。线圈间隔和垫脚采用有机玻璃，避免产生涡流，而涡流会导致测试错误。线圈间隔能帮助维持绕组之间有2cm的固定间距，以减少线圈之间的邻近效应，所述间距从管道中心测量得到。所述测试夹具允许线圈之间的横向偏移和角度偏差D有一定变化。

耦合系数测量表征了在不同情况的排列下的线圈耦合。如图2所示，测量不同的间距或横向线圈偏移h；图3中分别描述了发射线圈或接收线圈的角度偏差，θ_TX或θ_RX。涉及横向偏移或角度偏差的实验中，中心到中心的距离固定在D＝30cm，(两个线圈之间的最小距离是23cm)。这些测量数据也用来预测工作特性，就像感应式电能传输系统的期望效率那样。k的测量和计算由已知的电压转换技术得到，如文献[2]中描述的那样。

图4和图5示出了不同距离和横向偏移测量下，耦合系数和连接效率的值。

期望引起同样耦合系数的组态达到同样的效率，例如，分割距离为D＝40cm的完全对齐的组态，可能达到与横移h＝21cm，D＝30cm的组态同样的系数。

图6和图7分别显示了有角度偏差的发射线圈和接收线圈的k的测量结果。在图6中，当发射线圈的角度增加时，线圈之间的间距减小足够补偿角度偏差。当接收线圈角度变化时，能看到θ_RX＝75°的凹陷，因为在这一点，线圈之间的间距不足以补偿角度偏差。这些结论基于耦合系数测量和直流-负载效率之间的清楚关联。

基于以上耦合系数分析和线圈测量用于后续的试验中，则要求高频、高能驱动。在一个典型的感应式电能传输系统中，这将通过驱动具有50Ω环的线圈来实现，该线圈与具有输出功率放大器的高频商用现成品或技术(COTSRF)射频发射器阻抗匹配。在这个典型的射频情况下，能达到电能转换的最大值，但不能期望达到最高的效率。根据本发明，如果将功率放大器和阻抗匹配线路组合在一个驱动子系统中，避免50Ω的阻抗，就能减少不同阶段的数量。通过仔细设计高频操作高效功率放大器的容量来实现前述目标。E级放大器是一个理想的状况，因为通过合适的组件选择能实现0伏特的电压和0电流开关。

因为索卡尔和索卡尔证明他们的0-匹配功率放大器的操作特性，所以E级放大器设计和广泛使用[32]。这是重要的记录，但尽管这一功率放大器的拓扑结构为大众所熟知，设计能以100瓦和数兆赫的工作能力匹配的高频放大器仍然不是个简单、容易的任务。这主要是因为高等级的功率和快速的匹配能力仅有合适的射频金属-氧化物半导体场效应晶体管才能达到，就像要求高容量Q的电容一样。此外，因为非典型的非-50Ω功率放大器是必要的，以避免额外的阻抗匹配网络组件和他们的关联损失，E级拓扑谐振需要放大以适应线圈的特性。

为了达到较高的效率，半共振E级放大器拓扑是一个合适的解决方案[2]。图8示出了用于发射器谐振的半共振E级放大器的电路，其中明显的荷载(由发射线圈串联阻抗R_ps和有效接收阻抗R_seq代表)和明显的感应器(由初始线圈的电感L_p代表)明显扩大，因此帮助增加了驱动和连接效率。这通过在较高谐振频率ω_oTX转换初级储能电路而实现。这一频率高于接收谐振驱动的谐振频率ω₀＝ω_oRX，在金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的门驱动开关处的操作频率为ω₀，其中ω_oTX＞ω_oRX≡ω_d。这一半共振操作也避免了额外的感应器的相关损失，典型的是增加串联发射线圈从而提高驱动效率[12]。此外，下面将证明，半共振操作的使用允许简单且高效的转换机制；通过改变频率比ω_d/ω_oTX，有效的电阻当量和初级储能电路的电感能够因不同的操作而改变。

因此，根据本发明的一个实施例，如图8所示的感应式电能传输系统包括空芯的发射线圈TX和距离所示发射线圈一定间距的空芯的接收线圈RX。所示发射线圈和/或接收线圈具有至少10cm的直径。在所述实施例中发射线圈的直径是30cm，且接收线圈的直径是20cm。在使用时，所述发射线圈和接收线圈之间的间距是至少15cm。此处，发射线圈和接收线圈之间的间距D的范围是30cm-60cm。

此外，所述系统还包括具有发射线圈的发射回路(发射电路)和具有接收线圈的接收回路(接收电路)。所述发射回路的形式是E级放大器，其包括第一感应器L_choke和串联在供电终端V_DD之间的发射器(金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))。所述发射器设置用于通过门驱动来选择第一频率ω_d。第一电容C_par与第一感应器L_choke和供电终端之间的所述发射器并联。初级储能电路与所述第一电容C_par并联。所述初级储能电路包括发射线圈和一个与所述发射器并联的第二电容C_res。还有一个第三电容C_ser与所述所述第一电容C_par和所述储能电路之间的第一感应器L_choke串联。在图8中，所述发射线圈TX的电感由感应器L_p代表，且所述发射线圈的阻抗由所述电阻R_ps代表。图8中的所述电阻R_seq代表初级储能电路中接收线圈RX的阻抗作用。所述接收回路包括E级整流器。

所述第二电容C_res的电容量是可选择的，例如储能电路的谐振频率ω_oTX比第一频率ω_d大。典型地，第一频率ω_d与储能电路的谐振频率ω_oTX的比值在0.7-1的范围内。所述接收回路具有谐振频率ω₀且发射回路具有变化的第一频率ω_d，这是为了实现储能电路的期望阻抗值。所述第一频率ω_d为至少80千赫，典型的是至少1兆赫。所述发射线圈和接收线圈之间的电能传输是至少10毫瓦。在另一可选的安排中，所述第二电容C_res是串联，而不是与发射线圈TX并联。在这种情况下，第二电容C_res的电容量是可选择的，例如储能电路的谐振频率ω_oTX比第一频率ω_d要低。典型地，所述第一频率ω_d与储能电路的谐振频率ω_oTX的比值范围在1到1.5之间。

使用上述结果，在D＝30cm和线圈完全对齐的情况下，模拟电路仿真的微机系列通用电路分析程序(PSpice)模拟用于验证设计方程和设计指南，如文献[2]、[33]和[34]，但用于半共振操作时需要加以修改。

IXYSRFIXZ421DF12N100模型包括DE375-102N12A电能金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和集成门驱动，其被最多的用于金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，因其电能处理和纳秒选择能力高。这一模型也因其在漏源电压V_DS＝230V时具有相对较低的输出电容C_OSS而被选择，并要求100瓦的操作。非常重要的是电容C_OSS由所述第一电容C_par高效吸收，并因此成为选择高效率要求的ω_d/ω_oTX的最大值的限制因素。图9显示了这一依存关系，其中ω_d/ω_oTX的最大值为0.82，前述部分线圈的设置选择金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)即可达到。

E级放大器失谐的门限值不能达到零伏特，选择时间的零电流。在这一最佳点，同样的电能，V_DS将增加I_DS将减小，这导致了E级效率增加。

在模拟时，在操作期间，尽量准确地增加因所有的损失引起的模型中的寄生电感和电容以及有效串联电阻(ESR)。在相对于模拟电路仿真的微机系列通用电路分析程序(PSpice)的模拟中，E级电容值的变化少于5％，这要求达到零电压、零电流通过以及对于低耦合系数的阻抗回路的高负载Q。

如图10所示，没有任何负振铃和几乎理想化的E级操作通过模拟80％的直流-负载效率的V_DS的平缓下降是可能的。

为了避免地面弹跳和保证操作良好，几个关键的布局考虑必须要顾及。集成驱动/金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)模块的输入直流母线和门信号要保持尽量短；对于模块地面路径，直流电源供应模块(PSU)和负载也一样。为了实现这一目的，地面围绕标准低成本FR-4基板两层的所有组件而设置，远离电弧周围的轨道和位于线圈附件的组件，其中操作过程中线圈的电压为1千伏。相似的是，驱动器和金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)之间的轨道，所有接地轨道都保持尽量短，以降低其阻抗和电感，但是要足够宽，以避免起道过热。

此外，布局考虑、组件选择对于提高操作频率很关键。介质实验室C40AH电容值的组合用于第一电容C_par、第三电容C_ser和谐振电容，因其具有高的Q值和低有效串联电阻(ESR)。最后，扼流电感的选择保证从所述直流电源供应模块(PSU)流向所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的仅有的直流电在设计时特别具有挑战性，因该系统具有高电流和高频率特性。铁素体磁芯不适用，因其高频性能很匮乏。因此，选择铁粉核心，因其具有低渗透性和高电能应用时的稳定性、一如其高的自谐振频率。

如图11所示，为了完全表征实际感应式电能传输演示系统的特性，进行彻底的实验分析。这些实验的主要目的是调查不同情况下系统的行为，例如距离变化、横向偏移和角度偏差时；这与系统最初调整(基于模拟)到完全对齐的状况作比较。此外，将这些实验的结果与不同情况下系统的调谐频率的结果作比对。

在所有的实验中，输入电压V_DD保持恒定在60伏特。这允许在操作期间获得漏源电压的合理值，所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的输出电容依赖于这一合理值，且该合理值有助于避免在每个实验中更换第一电容C_par。所有实验中不能实现恒定的直流电输入。这是因为，在几种情况下，驱动操作远离E级操作，因此导致了开关期间的高损失，这使得所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)模块被降级或毁灭。

因优化负载较大(例如模拟状态下是21千欧)，故使用无感电阻。特殊考虑以达到电阻网络的期望的负载，因无感电阻能够处理多于50瓦的能力不能达到商业应用的目的。选择金属膜电阻器，其在高频和处理低瓦(一旦负载网络制成，则足够承受高达100瓦)的能力下具有低电感性。这类型阻抗的主要限制是它的电阻和操作频率增加了寄生并联电容，以及电阻温度增加使得阻抗变化。所述电阻的寄生并联电容在6兆赫时的计算值是2.8pF。当设计负载网络和选择接收器的调频电容时要考虑这一数据。计算调频电容吸收的负载电阻的总容量，至保证接收器的谐振，并避免发射器一侧的容抗反射。

所述系统的直流-负载效率最初采用安捷伦N2783A电流探头测得，但是，数次实验后发现，实验结果并不能反映电路的真实操作。尽管出现显著的电流噪音时，电流探头不能准确地测量电流[35]。负载电压不能用示波器探头来测量，因为探头的电容为15pF，其足以使接收线圈谐振失谐。由于上述原因，以及电阻器的精确依存温度未知，需要实施测量直流-负载效率的间接方法。电能由稳态散热器温度测量精确推导，因驱动器和负载(包括调谐电容)分别设置，隔绝无风冷散热器。直流电输入也能精确测量并与接收线圈热测量一起使用以便用下述公式计算所述直流-负载效率：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{dc}-\mathrm{load}}=\frac{T_{\mathrm{\θ\θRX}}-T_{\mathrm{amb}}}{R_{\mathrm{thRX}}\left(T\right)P_{\mathrm{dc}}}$

其中T_amb是环境温度，T_ssRX是接收线圈的散热器稳态温度，R_thRX(T)是接收负载的集总热阻。温度测量采用已知的接收负载直流电校准，直至所有温度达到稳定状态。当测试所述感应式电能传输系统时，在同样的热试验条件下测量。

因接收负载在空间分布散热器以及散热器以333K，R_thRX＝208K/W的温度梯度面向下设置在凳子上，其与制造商的203K/W相比更好。此外，根据文献[36]，负载设置的特征，散热器的非线性特征占到高达热耗散的20％-50％。

重要的是，这是保守的直流-负载效率计算，因为T_ssRX增加时，T_amb也将增加；当T_amb保持恒定直到系统达到稳态时，给出一个较低的η_dc-load。尽管更重要的事实是电阻温度加大了负载电阻值，这将从其最优值开始偏离，从最大效率偏离。

为了通过仿真观察相似的E级操作的半共振，要执行一反复调整的过程。这建立了驱动器和线圈电容(考虑制造公差)以及线圈变化系数Q(由于金属物体，例如凳子支腿，接近的物理实验)的合理值。

第一，接收谐振器的容量已经降低，计入负载电阻的等效并联电容以校准接收器谐振。对于非调谐接收器，发射器谐振容量值需要改变，以计量接收器至发射器的反射阻抗，并保证所述半共振操作的精确性。ω_d/ω_oTX比值的变化，需要增加重新调整C_par和C_ser。这种情形的主要限制是如果ω_d/ω_oTX比值开始增加，有一个要求C_par转化为驱动器低于所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的C_OSS的点，其使得所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)不适合于E级操作。

一旦获得接收器的谐振，采用相似的步骤可以达到0选择操作，如文献[33]所述。因为C_par由额外的实际电容和C_OSS实施，所述C_OSS依赖于V_DS，为了达到良好的操作需要额外的迭代。由模拟可见，V_DS对E级操作是非常有用的指导，因此调谐峰-至-峰电压对于达到0电压0电流开关以提高效率至关重要[34]。基于文献[32]，如果V_DS>3.56V_DD，则C_par需要在5pF的步骤中增加，如果V_DS<3.56V_DD，同样的参数则应降低，直至达到正确的V_DS值。这样做的时候，C_ser可能需要稍作调整以使驱动器回到0开关。

因为负载阻抗值随温度变化，要执行数次迭代以增加或降低±5％的负载阻抗，直至达到66％的最大效率。每次迭代，接收器谐振并如前述描述的那样调谐C_par和C_ser。如图12所示，调谐感应式电能传输系统的漏源电压(模拟和测试)以30cm的间距将线圈对齐；输入直流电为90瓦。

当模拟波形生产平缓下降时，开启所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)能观察到少于10伏的负波。因为高于发射谐振电路的期望负载Q值，当所述金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开启时，所述负波由现有漏级的小电压产生。这是可用分立电容能够达到的最大可能性。V_DS的较高测量结果能通过向C_par增加更多的电容来降低，但是这种变化并不能反映测量效率的改进。因此，降低电容的损失(由于有效串联电阻(ESR))，不增加额外的并联电容，且V_DS高于模拟的期望值。

当完全对齐时，一旦所述感应式电能传输系统优化调谐至高效状态，测量不同的间距以实现无额外调谐的而保持操作能力。如图13所示，线圈之间的间距从30到60cm变化。当D增加时，随着耦合系数的减小，效率也降低，驱动器失谐并增加不同C_par和C_ser的需求值以重建0开关操作。

更简单的调谐替代方案是变化时钟的操作频率，其依赖驱动器的半共振操作。当进行这些操作时，所述接收器不再谐振，且发射器能看到反射阻抗。这一额外的阻抗，连同发射器的阻抗足够改进E级驱动器的半共振调谐，改变ω_d/ω_oTX并转移驱动器的波形使其接近0-开关操作。如图14所示，当每个不同测量的时钟频率变化时，效率增加大大超过未调谐操作。与图13所示的20％相比，50cm间隔距离的时钟频率调谐的直流-负载效率是25％。对于实现效率的增加这是至关重要的，这要求时钟频率的变化要小于1％。

为了分析所述感应式电能传输系统的效率，在如图2所示的一系列不同偏差的情况下，测量30cm完全对齐的线圈在固定时钟频率下的阻抗调谐和时钟频率调谐。图15示出了感应式电能传输在不同线圈偏移量的情况下的结果。在这种情况下，直流-负载效率降低；随着上述相应的测量，遵循相似的变化趋势。可以看出10cm的偏差，在其他因素不变的条件下，所述感应式电能传输系统实现了直流-负载效率高于58％。

如图16所示，随着时钟频率的调谐，所述直流-负载效率大于50％，当h<14cm时，20cm的偏差能够实现效率增加5％。

尽管能够通过调整各偏差下的最优负载达到更高的直流-负载效率，图片中显示的结果表明大于50％的效率能在高的偏差情况下实现，而无需负载调谐或复杂和重耦合系数增强技术。

如图3所示，为了表征线圈偏差角θ变化时如何操作系统，对于发射器和接收器，在固定间距为D＝30cm的情况下进行测量。图17和图18是对变化的发射线圈角θ_TX进行的测量。通过耦合系数的测量结果，预测当执行时钟频率调谐时，在角度小于75°时，能达到一个恒定的高效率。相反，效率的降低，不能清楚地随着固定时钟频率观察的k连接。这是因为固定时钟频率调谐显示了来自接收器影响效率的较大的反射负载，其比所述感应式电能传输系统调谐的恒定耦合系数更大。随着时钟频率调谐，所述频率的变化足够调整E级冰利用几乎恒定的k值。随着时钟频率调谐，几乎所有θ_TX＜72°的情况下，直流-负载效率都能达到大于60％，显示出了随着分频变化低于6％时，宽范围的传送角时，系统达到一定容量。

最后，如图19所示，测量变化的θ_RX角。所述效率几乎是恒定的，且当θ_RX＝52°时效率高于50％。大于上述角度时，如耦合因素测量的预测值那样，所述效率显著降低。图20展示了显著的差别，当θ_RX＝45°时，在时钟频率调谐的状态下所述直流-负载效率是56％，当所述固定时钟频率阻抗调整时，所述直流-负载效率仅为40％。

最终，系统的效率会增加，直至能量通过负载电阻耗散使其过热而失效。当原型设计是直流-负载效率η_dc-load＝77％，以间距为30cm、负载功率P_load＝105W设置一组对齐的线圈时，可以实现最高的直流-负载效率。

基于卸载系数Q和k的测量值的所述连接效率的计算值为95％。所述系统的直流-负载效率的增加要归功于较高的V_DD，其允许C_OSS＝C_par。这避免了使用额外电容，且允许较高的ω_d/ω_oTX，其显著增加了所述系统的驱动电感。这使以往的一个感应式电能传输系统所提出的直流-负载效率最大化，而无需k的增强技术。

上述列出了最先进的感应式电能传输技术的对比，一个清晰的效率分析表明竞争对手间的解决方案是一个有意义的对比，且连接效率和直流-负载效率之间的关键差别很突出。

测量负载效率P_load的间接热方法在一感应式电能传输系统的第一次描述中描述过，以避免了当前测量方式中因负载阻抗变化和外界的高电磁场导致的测量不准确。

这一方法与上述耦合系数公式和公知的耦合系数测量相比能看到一个清楚的关联，这也体现了效率测量程序的稳健性。这一感应式电能传输系统的E级驱动器的半共振的操作分析及其低成本，高Q的线圈和完全的设计已经描述过。所述驱动器的拓扑结构和部件选择，能提高频率和中等功率，不同尺寸的发射器线圈和接收器线圈的无线能量传输。具体的横向偏移和角度偏差的特征证明横向偏移达到14cm且θ_RX＝52°时，效率高于50％

最后，D＝30cm完全对齐的情况下，连接效率为95％时，直流-负载效率为77％。

图21是根据本发明的一具体实施例的典型的E级接收回路的概要。所述接收回路包括前述的感应式电能传输系统的空芯接收线圈RX。在图21中，所述接收线圈RX的电感由感应器L_RX代表，所述接收线圈的阻抗由电阻R_RXs代表。所述接收线圈的感应信号由信号发生器kηV_TX代表图21中，所述电阻R_L代表接收回路的负载。

所述接收回路包括一个与所述负载R_L并联的第一电容C_L。一个次级谐振储能电路与所述第一电容C_L并联。所述储能电路包括所述接收线圈和一个与所述接收线圈并联的第二电容C_res。在一可变的实施例中，所述第二电容C_res与所述接收线圈串联，而非并联，一个第一感应器L_r与所述储能电路和所述第一电容C_L之间的第一二极管D_r串联。在图21中，所述第一二极管D_r的结电容由与所述第一二极管D_r并联的电容C_j代表。一第三电容C_r与所述第一二极管D_r并联。

在传统的操作中，所述第二电容C_res的电容量是可选择的，例如所述次级储能电路的谐振频率ω_oRX等于第一频率ω_d，即，所述发射回路的门驱动频率。

图22是根据本发明的另一实施例的E级接收回路的概述表示。所述接收回路不同于图21所示的回路，图21中没有所述第一感应器L_r。此外，所述第二电容C_res的电容量可选择，例如次级储能电路的谐振频率ω_oRX不同于所述第一频率ω_d，即所述发射回路的门驱动频率。因此，所述次级储能电路的半共振操作并维持图21所示的接收回路中的第一感应器L_r作为执行作用的感抗。这样，感应器不需要额外的接收线圈。在图21所示的接收回路中，因为大的交流回路的作用，所述第一感应器L_r产生显著的热量。这一能量损失的潜在资源因此可以在图22所示的接收回路中避免。

图23是根据本发明的又一实施例的E级接收回路的简要示图。这一接收回路不同于图22中所示的不含所述第三电容C_r的回路。相反，一个第二二极管与所述第一二极管并联。所述两个二极管的结电容C_j1，C_j2与所述第三电容C_r的容量及图21和图22的回路中的结电容C_j相等。这样，所述接收回路的操作不受所述第三电容C_r的最大电压值限制。碳化硅(SiC)二极管提供了操作电压要求的适当的结电容。

在图22和23所示的实施例中，所述第一频率ω_d和所述接收储能回路的谐振频率ω_oRX的比值ω_d/ω_oRX的范围在0.2-3之间。这一范围允许调谐要求期望的输出电压和不同的输入电压效率以及接收回路电感的整流回路。所述接收线圈的电感L_RX的典型范围是0.5至8μH。所述第一电容C_L的典型范围是0.02至100μF。所述第二电容C_res的电容量的典型范围是8pF至1.5nF。

图8所示的发射回路可能与图21至图23中任一幅所示的接收回路结合使用，但是图23所示的回路显得更优。

综上所述，一个感应式电能传输系统包括一个发射线圈TX和一个与所述发射线圈隔开一定间距设置的接收线圈RX。一个发射回路包括所述发射线圈，以及第一感应器L_choke的E级放大器，及一个串联在电能供应终端之间的晶体管，一个与所述第一感应器和第一电能供应终端之间的晶体管并联的第一发射电容C_par，一个与所述第一发射电容并联的初级储能电路，所述初级储能电路包括发射线圈和一个与所述发射线圈并联或串联的第二发射电容C_res，一个与所述第一发射电容和所述初级储能电路之间的第一感应器串联的第三发射电容C_ser。所述晶体管设置用于控制第一频率ω_d和选择所述第二发射电容的电容量，以便所述初级储能电路的谐振频率ω_oRX比所述第一频率大。所述接收回路包括E级整流器，该整流器具有一个与负载R_L并联的第一接收电容C_L和与所述第一接收电容并联的次级储能电路。所述次级储能电路包括所述接收线圈和一个与所述接收线圈并联或串联的第二接收电容C_res。一个位于所述次级储能回路和所述第一接收电容之间的第一二极管D_r2。所述第二接收电容的电容量可选择，以便所述次级储能电路的谐振频率ω_oRX不同于所述第一频率，因此所述次级储能电路以半共振操作并维持一定的反应阻抗。为了达到所述初级储能电路的期望阻抗，配置所述发射回路，以改变第一频率。

说明书和权利要求书全文的规定是，词“包括”和“包含”以及他们的变化意思是“包括但不限于”，且他们不倾向于(并且不是)排除其他组件、整数或步骤。说明书和权利要求书全文的规定是，单数包括复数，除非文中另有规定。特别的是，不定冠词使用的地方，应当理解其规定是像单数一样考虑复数，除非文中另有规定。

在一个具体方面，除非不兼容的实施例或示例，否则其描述中，特点、整数、特征应被理解为可用于其他任意方面。在本规定中所有公开的特征(包括任何连带的权利要求、摘要和附图)，和/或所有其他公开的方法或过程的步骤，可能包含在任意的组合中，除了其中至少一些类似特征和/或步骤互斥。本发明不限制任意前述实施例的细节。本发明延伸至任意一个新颖的，或任意新颖的组合，所述规定的特征(包括其任意随同的权利要求、摘要和附图)，或任意如此公开的方法或步骤的任一步的新颖性，或任意新颖性的组合。

这项工作导致本发明收到了基于资助协议n°223975的欧盟第七框架计划FP7/2007-2013的资金支持。

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Claims (22)

1.感应式电能传输系统包括：

发射线圈和与该发射线圈有一定间距的接收线圈；

包括所述发射线圈的发射电路；和

包括所述接收线圈的接收电路，

其中，所述发射电路是E级放大器，其包括：

第一感应器和串联在电力供应终端之间的晶体管，所述晶体管的设置是用来控制第一频率；

一个第一发射电容，该第一发射电容与串联在所述第一感应器和电力供应终端之间的晶体管并联，

初级储能电路，该初级储能电路与所述第一发射电容并联，所述初级储能电路包括发射线圈和第二发射电容，该第二发射电容并联或串联于所述发射线圈；

第三发射电容，该第三发射电容与第一发射电容和初级储能电路之间的第一感应器串联。

2.如权利要求1所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第二发射电容的电容量是可选择的，以便初级储能电路的谐振频率比第一频率大。

3.如权利要求1所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第二发射电容的容量是可选择的，以便所述初级储能电路的谐振频率比所述第一频率低。

4.如权利要求2或3所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第一频率与所述初级储能电路的谐振频率的比值在0.5-1.5的数值范围内。

5.如权利要求2所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第一频率与所述初级储能电路的谐振频率的比值在0.7-0.9的数值范围内。

6.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述接收电路包括谐振频率，所述发射电路的配置能够改变所述第一频率，以便达到初级储能电路的期望阻抗值。

7.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述发射线圈和/或所述接收线圈是空芯的。

8.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述发射线圈和/或所述接收线圈具有至少5cm的直径，优选的是至少10cm。

9.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述发射线圈和接收线圈之间的间距在使用时是至少15cm。

10.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述晶体管是金属氧化物半导体场效应管。

11.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第一频率是至少80千赫，优选的是至少1兆赫。

12.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：在所述发射线圈和所述接收线圈之间传递的电能是至少1瓦，优选的是至少10瓦。

13.如上述任一权利要求所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述接收电路包括E级整流器。

14.如权利要求13所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述接收电路包括第一接收电容，使用时，该第一接收电容与负载并联，还有次级储能电路与所述第一接收电容并联，所述次级储能电路包括接收线圈和第二接收电容，该第二接收电容与所述接收线圈并联，所述次级储能电路和第一接收电容之间设置第一二极管。

15.如权利要求14所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第二接收电容的电容量是可选择的，以便所述次级储能电路的谐振频率与所述第一频率不同，其中所述次级储能电路以半共振操作并保持一定的反应阻抗。

16.如权利要求15所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述第一频率与所述次级储能电路的谐振频率的比值的范围是0.2-3。

17.如权利要求13-16中任一项所述的感应式电能传输系统，其特征在于：在接收电路上仅有的感应器是接收线圈。

18.如权利要求14-17中任一项所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述接收电路包括至少一个与所述第一二极管并联的第二二极管。

19.如权利要求13-18中任一项所述的感应式电能传输系统，其特征在于：与二极管并联的电容量由二极管的结电容提供。

20.如权利要求13-19中任一项所述的感应式电能传输系统，其特征在于：所述二极管是碳化硅二极管、氮化镓二极管或其他宽的带隙的材料。

21.如权利要求14-20中任一项所述的感应式电能传输系统的接收电路。

22.如前述权利要求中任一项所述的感应式电能传输系统的发射电路。