JP2018538517A - 無線エネルギー伝送システムにおける位相及び振幅の検出 - Google Patents
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Abstract
入力信号の特性を検出するための、コンピュータ記憶媒体上に符号化されたコンピュータプログラムを含む方法、システム及び装置である。1つの態様は、第1の有限入力応答(FIR)フィルタと、第2のFIRフィルタと、第1及び第2のFIRフィルタに結合されたコントローラとを含む。第1のFIRフィルタは、入力信号及び第1の基準信号を受信する。第1のFIRフィルタは、第1の基準信号をフィルタリングして第1の正弦波信号を生成し、第1の正弦波信号と入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する。第2のFIRフィルタは、入力信号及び第2の基準信号を受信する。第2のFIRフィルタは、第2の基準信号をフィルタリングして第2の正弦波信号を生成し、第2の正弦波信号と入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する。コントローラは、第1及び第2のミキシング信号に基づいて、入力信号の特性を決定する。【選択図】図1
Description
[関連出願の相互参照]
本出願は、2015年10月14日に出願された米国仮特許出願第62/241,194号の優先権を主張するものであり、その開示全体は、参照により本明細書に組込まれる。
本出願は、2015年10月14日に出願された米国仮特許出願第62/241,194号の優先権を主張するものであり、その開示全体は、参照により本明細書に組込まれる。
電子デバイスは、当該デバイスの回路における又はシステム内の他のデバイスの回路における、電流信号又は電圧信号の位相を検出する必要がある場合がある。ある用途では、電子デバイスは、2つの信号間の位相差を決定する必要がある場合がある。既存の位相検出回路、デバイス又はシステムは、高周波歪をもたらしたり、複雑な回路機構を必要としたり、又は、比較的長い計算時間を要したりする場合がある。
概して、本開示は、位相及び振幅検出回路及びデバイスを特徴付ける。第1の態様では、本開示は、入力端子と、信号発生器と、信号発生器及び入力端子に結合された第1のミキサと、信号発生器及び入力端子に結合された第2のミキサと、第1のミキサ及び第2のミキサに結合されたコントローラとを含む位相検出デバイスを特徴付ける。入力端子は、位相検出デバイスへの入力信号を受信する。信号発生器は、第1の基準信号及び第2の基準信号を生成する。第2の基準信号は、第1の基準信号と90°位相がずれている。第1のミキサは、第1の基準信号と入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する。第2のミキサは、第2の基準信号と入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する。コントローラは、第1のミキシング信号で除算した第2のミキシング信号の値が閾値に達するまで、第1及び第2の基準信号の位相をシフトさせ、位相シフト値に基づいて、入力信号の位相を決定するように構成される。位相シフト値は、第1及び第2の基準信号の位相がシフトされる量を示す。
この実装及び他の実装は、次の一以上の特徴を任意に含むことができる。
コントローラは、90°から位相シフト値を減算するように構成することができる。コントローラは、第1のミキシング信号で除算した第2のミキシング信号の商の逆正接から、位相シフト値を減算するように構成されてもよい。コントローラは、入力信号の位相を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するように構成されてもよい。コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つであってもよい。
ある実装では、位相検出デバイスは、第1のミキサとコントローラとの間に結合される第1のフィルタと、第2のミキサとコントローラとの間に結合される第2のフィルタとをさらに備えてもよい。第1のフィルタは、第1のミキシング信号が直流(DC)信号となるように、第1のミキシング信号をフィルタリングし、第2のフィルタは、第2のミキシング信号がDC信号となるように、第2のミキシング信号をフィルタリングすることができる。
ある実装では、位相検出デバイスは、コントローラに結合されたインピーダンス整合ネットワークを備えてもよい。インピーダンス整合ネットワークは、入力信号の位相を示すデータをコントローラから受信し、受信したデータに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成することができる。
ある実装では、位相検出デバイスの入力端子は、第1の入力信号を受信する第1の入力端子である。位相検出回路は、第2の入力信号を受信する第2の入力端子と、マルチプレクサとを備えてもよい。マルチプレクサは、第1の入力端子に結合される第1の入力と、第2の入力端子に結合される第2の入力と、第1のミキサ及び第2のミキサに結合される出力とを備えることができる。コントローラは、第1のミキサが第1の基準信号と第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成し、且つ、第2のミキサが第2の基準信号と第2の入力信号をミキシングして第4のミキシング信号を生成するように、マルチプレクサから第2の入力信号を選択し;第3のミキシング信号で除算した第4のミキシング信号の値が閾値に達するまで、第1の基準信号の位相及び第2の基準信号の位相をシフトさせ;第2の位相シフト値に基づいて、第2の入力信号の位相を決定し、第2の位相シフト値は、第1の基準信号の位相及び第2の基準信号の位相がシフトされる量を示し;第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を決定するように、マルチプレクサから第2の入力信号を選択するよう構成することができる。
ある実装では、位相検出デバイスの入力端子は、第1の入力信号を受信する第1の入力端子である。記位相検出デバイスは、第2の入力信号を受信する第2の入力端子と、信号発生器及び第2の入力端子に結合される第3のミキサと、信号発生器及び第2の入力端子に結合される第4のミキサとを含むことができる。第3のミキサは、第1の基準信号と第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成する。第4のミキサは、第2の基準信号と第2の入力信号とをミキシングして第4のミキシング信号を生成する。コントローラは、第3のミキシング信号で除算した第4のミキシング信号の値が閾値に達するまで、第1の基準信号の位相及び第2の基準信号の位相をシフトさせ、第2の位相シフト値に基づいて、第2の基準信号の位相を決定し、第2の位相シフト値は、第1の基準信号の位相及び第2の基準信号の位相がシフトされる量を示し、且つ、第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を決定するように構成されてもよい。
第2の態様では、本開示は、第1の入力端子と、第2の入力端子と、信号発生器と、信号発生器及び第1の入力端子に結合される第1のミキサと、信号発生器及び第2の入力信号に結合される第2のミキサと、第1のミキサ、第2のミキサ及び信号発生器に結合されるコントローラとを含む位相検出デバイスを特徴付ける。第1の入力端子は、位相検出デバイスへの第1の入力信号を受信し、第2の入力端子は、位相検出デバイスへの第2の入力信号を受信する。信号発生器は、正弦波基準信号を生成する。第1のミキサは、基準信号と第1の入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する。第2のミキサは、基準信号と第2の入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する。コントローラは、基準信号の位相をシフトさせ;第1のミキシング信号のゼロ交差を検出し、第1のミキシング信号のゼロ交差の検出に応答して、基準信号の位相を示す第1のデータを格納し;第2のミキシング信号のゼロ交差を検出し、第2のミキシング信号のゼロ交差の検出に応答して、基準信号の位相を示す第2のデータを格納し;第1のデータと第2のデータとの差に基づいて、第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を決定するように構成される。
この実装及び他の実装は、次の一以上の特徴を任意に含むことができる。
ある実装では、位相検出デバイスは、第1のミキサとコントローラとの間に結合される第1のフィルタと、第2のミキサとコントローラとの間に結合される第2のフィルタとを含むことができる。第1のフィルタは、第1のミキシング信号が直流(DC)信号となるように、第1のミキシング信号をフィルタリングすることができる。第2のフィルタは、第2のミキシング信号がDC信号となるように、第2のミキシング信号をフィルタリングすることができる。
ある実装では、位相検出デバイスは、第1のミキサ及びコントローラに結合される第1のコンパレータと、第2のミキサ及びコントローラに結合される第2のコンパレータとを含む。第1のミキシング信号のゼロ交差を検出することは、第1のコンパレータの出力信号のエッジを検出することを含み、第2のミキシング信号のゼロ交差を検出することは、第2のコンパレータの出力信号のエッジを検出することを含む。
基準信号は、固定数のステップで位相調整可能である。第1のデータ及び第2のデータは、正弦波基準信号の第1及び第2のステップを示すことができる。第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を決定することは、第1のデータと第2のデータとの差に、正弦波基準信号のステップに関連するステップサイズを乗算することを含むことができる。
コントローラは、第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するように構成されてもよい。コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つであってよい。
ある実装では、位相検出デバイスは、コントローラに結合されるインピーダンス整合ネットワークを含んでもよい。インピーダンス整合ネットワークは、第1の入力信号と第2の入力信号との位相差を示すデータをコントローラから受信し、受信したデータに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成することができる。
第3の態様では、本開示は、第1の有限入力応答(FIR)フィルタと、第2のFIRフィルタと、第1のFIRフィルタ及び第2のFIRフィルタに結合されるコントローラとを含む電子デバイスを特徴付ける。第1のFIRフィルタは、入力信号及び第1の基準信号を受信する。第1のFIRフィルタは、第1の基準信号をフィルタリングして第1の正弦波信号を生成し、第1の正弦波信号と入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する。第2のFIRフィルタは、入力信号及び第2の基準信号を受信する。第2のFIRフィルタは、第2の基準信号をフィルタリングして第2の正弦波信号を生成し、第2の正弦波信号と入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する。コントローラは、第1のミキシング信号及び第2のミキシング信号に基づいて、入力信号の特性を決定するように構成される。
この実装及び他の実装は、次の一以上の特徴を任意に含むことができる。
ある実装では、入力信号の特性は、入力信号の位相又は振幅であってよい。入力信号の特性は、入力信号の位相及び振幅の両方を含むことができる。第1及び第2の基準信号は、方形波であってもよい。方形波は、時間サンプリングされた方形波であってもよい。方形波のサンプリングレートは、方形波の基本周波数の12倍であってよい。第1の基準信号は、第2の基準信号に対して、所定のサンプル数だけ位相シフトされてよい。
ある実装では、第1及び第2のFIRフィルタは、それぞれ、複数のフィルタゼロを含み、フィルタゼロは、第1又は第2の基準信号の高調波周波数を除去するように選択されてよい。第1及び第2のFIRフィルタのそれぞれのゼロは、第1又は第2の基準信号の3次、5次、7次及び9次高調波を除去するように選択されてよい。
ある実装では、第1及び第2のFIRフィルタは、それぞれ、複数のフィルタタップを備える。各フィルタタップは、遅延回路と、スイッチと、スイッチの端子に電気的に接続される抵抗とを含むことができる。ここで、第1又は第2の基準信号のうちの1つは、遅延回路の入力に印加され、スイッチは、遅延回路の出力により制御され、入力信号は、スイッチを通過する。第1及び第2のFIRフィルタのそれぞれの複数のフィルタタップの抵抗の値は、第1又は第2の基準信号の高調波周波数を除去するように選択されるフィルタゼロを示す。第1及び第2のFIRフィルタは、それぞれ、5つのフィルタタップを備えることができる。
ある実装では、電子デバイスは、第1のFIRフィルタ及びコントローラに結合される第1のフィルタと、第2のFIRフィルタ及びコントローラに結合される第2のフィルタとを備える。第1のフィルタは、第1のミキシング信号が直流(DC)信号になるように、第1のミキシング信号をフィルタリングすることができ、第2のフィルタは、第2のミキシング信号がDC信号になるように、第2のミキシング信号をフィルタリングすることができる。
ある実装では、入力信号の位相を決定することは、第1のミキシング信号で除算した第2のミキシング信号の商の逆正接を決定することを含んでもよい。コントローラは、入力信号の位相を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するように構成されてもよい。コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つであってもよい。
ある実装では、位相検出デバイスは、コントローラに結合されるインピーダンス整合ネットワークを含んでもよい。インピーダンス整合ネットワークは、入力信号の位相を示すデータをコントローラから受信し、受信したデータに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成されてもよい。
ある実装では、電子デバイスは、第3のFIRフィルタ及び第4のFIRフィルタを含む。第3のFIRフィルタは、第2の入力信号及び第1の基準信号を受信する。第3のFIRフィルタは、第1の基準信号をフィルタリングして第1の正弦波信号を生成し、第1の正弦波信号と第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成する。第4のFIRフィルタは、第2の入力信号及び第2の基準信号を受信する。第4のFIRフィルタは、第2の基準信号をフィルタリングして第2の正弦波信号を生成し、第2の正弦波信号と第2の入力信号とをミキシングして第4のミキシング信号を生成する。コントローラは、第3のFIRフィルタ及び第4のFIRフィルタに結合され、第3のミキシング信号及び第4のミキシング信号に基づいて、第2の入力信号の位相を決定し、入力信号と第2の入力信号との位相差を決定するように構成される。
第4の態様では、本開示は、複数のフィルタタップと、オペアンプと、フィードバック経路とを含む有限インパルス応答(FIR)フィルタを特徴付ける。各フィルタタップは、遅延回路と、スイッチと、抵抗とを含む。遅延回路は、方形波を受信する入力端子と、方形波の遅延バージョンを出力する出力端子とを含む。スイッチは、入力端子、出力端子及び制御端子を含む。スイッチの制御端子は、制御端子で方形波の遅延バージョンを受信するために、遅延回路の出力端子に電気的に接続され、スイッチの入力端子は、複数のフィルタタップの共通の入力信号線に電気的に接続される。抵抗は、スイッチの入力端子又は出力端子のうちの1つに電気的に接続される。複数のフィルタタップのそれぞれの出力端子は、オペアンプの入力端子に電気的に接続される。フィードバック経路は、オペアンプの出力端子をオペアンプの入力端子に電気的に接続する。
この実装及び他の実装は、次の一以上の特徴を任意に含むことができる。
ある実装では、複数のフィルタタップの抵抗の値は、方形波の高調波周波数を除去するよう選択されるフィルタゼロを示す。フィルタゼロは、方形波の3次、5次、7次、9次高調波を除去するように選択されてよい。オペアンプの出力信号は、方形波の基本周波数の正弦波信号とミキシングされた入力信号を含むミキシング信号であってよい。
ある実装では、入力信号は、直流(DC)信号であってもよく、オペアンプの出力信号は、方形波の基本周波数の正弦波信号である。複数のフィルタタップの各遅延回路は、フィリップフロップを含んでもよい。
本明細書で説明される主題の特定の実施形態は、以下の一以上の利点を実現するよう実装することができる。実装は、比較的高い高調波成分を有する入力信号の位相、振幅又はその両方を正確に検出することができる。ある実装は、入力信号の位相を検出するために用いられる2つの基準信号間の位相誤差を補正することができる。ある実装は、最小限の高調波成分を有する正弦波基準信号(例えば、「クリーン」な基準信号)を生成することができる。ある実装は、位相シフトされたデジタル信号を用いることにより、信号間の最小の位相誤差を有する一対の基準信号を生成することができる。ある実装は、大きな振幅範囲を有する入力信号を適用することができる。
位相検出デバイスの実施形態は、必要に応じて任意の組合せで異なる実施形態と組み合わせて開示される特徴を含む、本明細書に開示される他の任意の他の特徴を含んでもよい。
本明細書に記載される主題の一以上の実装の詳細は、添付の図面及び以下の説明に記載される。主題の他の特徴、態様及び利点は、以下の発明の詳細な説明、図面及び特許請求の範囲から明らかになるであろう。
多様な図面における同様の参照番号及び名称は、同様の要素を示す。
本明細書に記載される無線エネルギー伝送システムは、幅広い種類の共振器及び共振対象を用いて、実装されてよい。当業者に認識されるように、共振器ベースの電力伝送にとって重要な考慮事項には、共振器の品質係数及び共振器結合がある。例えば、結合モード理論(CMT)、結合係数及び結合ファクタ、品質係数(係数Qとも称する)、及び、インピーダンス整合等のこのような問題の広範な議論は、例えばUS2012/0184338として2012年7月19日に公開された米国特許出願第13/428,142号、US2013/0033118として2013年2月7日に公開された米国特許出願第13/567,893号、及び、US2014/0111019として2014年4月24日に公開された米国特許出願第14/059,094号に、提供されており、これらの出願の開示全体は、参照により本明細書に組込まれる。
電力伝送システムは、電子デバイスに電力を提供するために用いられる電圧及び/又は電流の特性を調整、監視、維持及び/又は変更するために、整流器、AC(交流)からDC(直流)へのコンバータ、インピーダンス整合回路、及び、他のパワーエレクトロニクスといった電子回路に依存することがある。パワーエレクトロニクスは、動的入力インピーダンス特性を有する負荷に電力を供給することができる。あるケースでは、効率的な電力伝送を可能にするために、動的インピーダンス整合ネットワークを設けて、変動する負荷インピーダンスを電力ソースのインピーダンスに整合させる。
無線電力伝送等の一部の用途では、無線電力供給デバイスの負荷インピーダンスが、動的に変化する場合がある。このような用途では、不必要なエネルギー損失及び過剰な熱を防ぐために、共振器コイル等の負荷と、デバイスの電力源との間のインピーダンス整合が必要になる場合がある。例えば、共振器コイルに関連するインピーダンスは動的であってよく、この場合には、変化する電源インピーダンス(例えば、デバイス共振器)をデバイスのインピーダンスに整合させるために、動的インピーダンス整合ネットワークを設けることができる。無線給電されるデバイスの場合、電源インピーダンス(例えば、デバイス共振器コイル)は、非常に変化する場合がある。そのため、電力の伝送効率を向上させるために、デバイス共振器コイルと、デバイスの電力ソース(例えば、バッテリ又はバッテリの充電回路機構)との間にインピーダンス整合ネットワークを設けることができる。従って、電力伝送効率を維持するように、インピーダンス整合ネットワークを構成又は変更するためには、高共振無線エネルギー伝送によって電力を伝送及び/又は受電する電力伝送システムが必要である。既存のデバイスに用いられるパワーエレクトロニクスは、インピーダンスの不整合を正確に検出又は測定することができないか、又は、インピーダンスの変化を迅速に把握できない場合がある。
本明細書に開示のデバイスでは、電力伝送回路及び受電回路は、位相及び/又は振幅検出回路又はデバイスを含むことができる。位相検出回路は、電源内又はデバイス内における電圧信号又は電流信号の位相を測定して、電源インピーダンスと負荷インピーダンスとの間の不整合を判定し、このインピーダンス不整合を最小限に抑えるか又はなくすよう、インピーダンス整合ネットワークの要素を構成することができる。例えば、位相検出回路は、電源電流の位相と、負荷電流の位相とを検出することができる。電源電流の位相と負荷電流の位相との位相差は、電源と負荷との間のインピーダンス不整合を示す。この位相差を、インピーダンス不整合を最小限に抑えるように、インピーダンス整合ネットワークを構成するために電子デバイスによって用いて、電力伝送効率を最大にすることができる。
本明細書に開示の位相検出回路、方法及びシステムを、無線電力伝送システムのからみで説明するが、他の電子デバイスにも同様に有用であり得ることを理解されたい。例えば、本明細書に開示の位相検出回路、デバイス、方法及びシステムは、力率補正デバイス、ポータブルネットワークアナライザ、通信システム及び他の電子デバイスに用いられてもよい。
図1は、無線電力伝送システム100の一例のブロック図を示す。システム100は、無線電力ソース102と、無線給電されるか又は無線充電されるデバイス104とを含む。無線給電されるか又は無線充電されるデバイス104は、例えば、ラップトップ、スマートフォン、タブレット、及び、デスクトップ、テーブルトップ、バートップ及び他のタイプの表面上に一般に配置される他のモバイル電子デバイス等の電子デバイスを含んでよい。デバイス104は、デバイス共振器108Dと、デバイス電力及び制御回路110と、無線給電されるか又は無線充電される電子デバイス112とを含み、電子デバイス112には、DC又はACの何れか、若しくは、DC及びACの電力の両方が送電される。無線電力ソース102は、ソース電力供給及び制御回路機構106と、ソース共振器108Sとを含む。電子デバイス112、又は、デバイス共振器108Dとデバイス電力及び制御回路機構110とから電力を受電するデバイスは、例えば、ラップトップ、スマートフォン及び他のモバイル電子デバイス等の電子デバイスであってよい。デバイス共振器108D及びデバイス回路機構110は、ソース共振器108Sの近傍にあるとき、1つ又は複数のデバイス112のバッテリを再充電したり、これらのデバイスに直接電力を供給したり、又は、その両方に用いられるデバイス112に電力を配送する。
電力ソース102には、例えば、コンピュータのUSB(ユニバーサルシリアルバス)ポートを含む、多数のDC又はACの電圧源か電流源若しくは電力ソースから、電力を供給することができる。加えて、ソース102には、電気グリットから、埋め込みコンセントから、バッテリから、電源から、エンジンから、太陽電池から、発電機から又は他のソース共振器から、電力を供給することができる。ソース電力供給及び制御回路機構106は、電源からソース電子機器を分離する回路及び構成要素を含むことができ、これにより、反射された電力又は信号が、ソース入力端子を経て結合されることはない。
ソース電力供給及び制御回路機構106は、10kHzより大きく、且つ100MHz未満の周波数(例えば、6.78MHz)を有するような交流電流で、ソース共振器108を駆動することができる。ソース電力供給及び制御回路機構106は、例えば、インピーダンス整合回路機構、DC−DCコンバータ、AC−DCコンバータ又はAC−DCコンバータ及びDC−DCコンバータの両方、オシレータ、及び、電力増幅器を含んでよい。
デバイス電力及び制御回路機構110は、デバイス共振器108Dからの交流電力を、一以上のデバイス112への電力供給又は充電に適した安定した直流電力に、変換するように設計されてよい。デバイス電力及び制御回路機構110は、デバイス共振器からの1つの周波数(例えば、6.78MHz)での交流電力を、一以上のデバイス112への電力供給又は充電に適した異なる周波数の交流電力に、変換するように設計されてもよい。デバイス電力及び制御回路機構110は、例えば、インピーダンス整合回路機構、整流回路機構、電圧制限回路機構、電流制限回路機構、AC−DCコンタータ回路機構、DC−DCコンバータ回路機構、DC−ACコンバータ回路機構、AC−ACコンバータ回路機構、及び、バッテリ充電制御回路機構を含んでよい。
電力ソース102及びデバイス104は、ソース共振器及びデバイス共振器の動作及びエネルギー伝達効率に影響を及ぼし得る、変化する環境条件、摂動及び負荷条件を補償するために、動作点の調整を可能にする、例えば動的インピーダンス整合回路のような、チューニング能力を有することができる。チューニング能力は、複数のソースから、複数のシステム、複数のリピータ又は複数のリレー等への、複数のデバイスへの多重電力供給に用いることもできる。チューニング能力は、自動的に制御することができ、継続的、定期的、断続的若しくは予定時刻又は予定間隔で、実行されてよい。ある実装では、インピーダンス整合回路をチューニングする制御アルゴリズムを構築するために、手動入力を用いることができる。
電力ソース102及びデバイス104の共振器は、数メートル離してもよく、それらは互いに非常に接近させてもよいし、又は、それら間で任意の距離だけ離してもよい。ソース共振器108S及びデバイス共振器108Dは、横方向又は軸方向に、互いにずれていてもよい。ソース共振器108S及びデバイス共振器108Dは、直接整列させてもよい(横方向オフセットなし)。ソース共振器108S及びデバイス共振器108Dは、それらの誘導性素子で囲まれた表面領域が互いに略平行になるように、配向してもよい。ソース共振器108S及びデバイス共振器108Dは、それらの誘導性素子で囲まれた表面領域が互いに略垂直になるように配向してもよいし、又は、それらは、それらの間で任意の相対角度(0°〜360°)に、向けられるように配向してもよい。ソース共振器108Sとデバイス共振器108Dとの間の物理的配置におけるこのようなバリエーションは、共振器108Sと共振器108Dとの間の電力結合に影響を及ぼし、これにより、ソース電力供給及び制御回路機構106又はデバイス電力及び制御回路機構110のそれぞれに対して、共振器108D,108Dが示すインピーダンスを変える場合がある。
図2A及び図2Bは、インピーダンス整合ネットワーク(IMN)204及びIMN制御回路208を含む無線電力伝送システム200の一例を示すブロック図を示す。システム200は、例えば、図1の無線電力ソース102、若しくは、無線給電されるか又は無線充電されるデバイス104の何れかの一部として、実装されてもよい。システム200は、電力ソース202と、IMN204と、負荷206と、IMN制御回路機構208とを含む。電力ソース202は、無線電力ソース102のソース電力供給及び制御回路機構106とすることができる。電力ソース202は、デバイス104のデバイス共振器108Dであってもよい。負荷206は、例えば、無線電力ソース102のソース共振器108Sであってもよい。負荷206は、デバイス共振器108で電力供給される電子デバイス112であってもよいし、又は、デバイス共振器108で充電される電子デバイス112のバッテリとすることができる。負荷206又は電力ソース202の何れかが示すインピーダンスは、動的であり、例えば無線電力ソース102(例えば、ソース共振器108S)に関連するデバイス104(例えば、デバイス共振器108D)の物理的位置に基づいて、変化する可能性がある。
インピーダンス整合ネットワーク204は、所望の周波数(例えば、6.78MHz)で電力ソース202と負荷206との間に配送される電力が最大になるように、設計されてよい。IMN204におけるインピーダンス整合構成要素216,218,220は、共振器の高Q値を維持するように、選択されて接続されてよい。動作条件に応じて、IMN204における構成要素216,218,220は、電力ソース202から負荷206に配送される電力を制御するために、例えば電力ソース202からソース共振器210への伝送効率を最大にするように、自動的にチューニングされ得る。
IMN制御回路機構208は、ソース202と負荷206とのインピーダンス差を監視し、IMN204又はその構成要素をチューニングする制御信号を、IMN204に供給する。IMN制御回路機構208は、インピーダンス差を検出するために、電力伝送システム100内の様々な回路位置における電圧又は電流を監視することができる。IMN制御回路機構208は、電力伝送システム100内の監視した電圧又は電流の位相を検出して比較するために、位相検出回路機構209を含むことができる。例えば、電力伝送システム100内の2つの位置における電流間の位相差は、インピーダンス不整合を示す。IMN制御回路機構208は、位相差を検出することに応答して、INM204をチューニングすることができる。
例えば、図2Bを参照すると、IMN制御回路機構208は、センサ212及び214から、電力、電圧又は電流の測定値を、受信することができる。センサ212及び214は、例えばロゴスキーコイルのような、適切な電圧又は電流センサであってよい。例えば、センサ212は、電力ソース202から供給される交流電流(IS)を測定することができ、センサ214は、共振器210に供給される交流電流(IL)を測定することができる。位相検出回路機構209は、電流IS及びILの各位相を検出する。位相検出回路209は、検出した電流IS及びILの位相をIMN制御回路機構209に送信して、インピーダンス不整合を補正するために、IMN204又はその構成要素(例えば、構成要素216,218,220)をチューニングすることができる。
IMN204の構成要素216,218,220は、例えば、キャパシタ又はキャパシタのネットワーク、インダクタ又はインダクタのネットワーク、若しくは、キャパシタ、インダクタ、ダイオード、スイッチ及び抵抗の多様な組合せを含むことができる。インピーダンス整合ネットワークの構成要素は、調整可能且つ可変であり、システムの効率及び動作点に影響を及ぼすように制御することができる。インピーダンス整合は、共振器の接続点を制御すること、磁性部材の透磁率を調整すること、バイアス磁界を制御すること及び励振の周波数を調整すること等により行うことができる。インピーダンス整合は、バラクタ、バラクタアレイ、スイッチング素子、キャパシタバンク、スイッチング及びチューニング素子、逆バイアスダイオード、エアギャップキャパシタ、圧縮キャパシタ、チタン酸バリウムジルコニウム(BZT)、電気的チューニングキャパシタ、微小電気機械システム(MEMS)のチューナブルキャパシタ、電圧可変誘電体及び変圧器結合チューニング回路等の任意の数又は組合せを、用いてもよいし又は含んでもよい。可変構成要素は、機械的にチューニングされてもよいし、熱的にチューニングされてもよいし、電気的にチューニングされてもよいし、及び、圧電的にチューニング等であってよい。インピーダンス整合の要素は、シリコンデバイス、窒化ガリウムデバイス、及び、炭化ケイ素デバイス等であってよい。要素は、高電流、高電圧、高電力又は電流、電圧及び電力の任意の組合せに耐えるように、選択することができる。要素は、高Q素子であるように、選択されてよい。
図3は、電圧又は電流入力信号の位相角を検出及び監視するために、電力伝送システムに含めることができる位相検出デバイス300の実装の一例を示す。位相検出デバイス300は、単一入力(例えば、単一チャネル)位相検出器である。つまり、位相検出デバイス300は、1つの入力チャネルに供給される入力信号の位相を測定する。位相検出デバイス300は、信号発生器302と、信号ミキサ304と、コントローラ308とを含む。コントローラ308は、例えば、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)であってよい。コントローラ308は、例えばランダムアクセスメモリ、フラッシュメモリ又は他の適切なメモリデバイスといった、コンピュータ可読記憶デバイスを含んでもよいし、又は、これらに結合されてもよい。
位相検出デバイス300の動作中、信号発生器302は、基準信号1及び2を生成する。基準信号1及び2は、それぞれ、入力信号の周波数と等しい周波数(例えば、6.78MHz)を有する正弦波信号である。理想的には、基準信号1及び2は、互いに位相が90°ずれている。例えば、基準信号1は、A*sin(ωt)で表される正弦信号であってよく、基準信号2は、A*cos(ωt)で表される余弦信号であってよい。しかしながら、基準信号は、多くの場合、位相が正確に90°ずれることはなく、信号は、ある程度の位相誤差(θ)(例えば、複数度に対する何分の1(例えば、0.1°以下から10°以上))を含む。従って、基準信号1及び2は、概して、それぞれ、A*sin(ωt)及びA*cos(ωt)で表すことができる。ある例では、位相検出デバイス300は、基準信号間の任意の位相誤差を補正することができ、これにより、正確な位相測定値を取得するために基準信号を生成する際に必要とされる精度を低減させることができる。
入力信号は、電力伝送システム内のある位置で測定された電流又は電圧を示す信号であってもよい。入力信号は、例えば、電力伝送システム内のある位置で測定された電流又は電圧を表す電圧信号であってもよく、AIN*sin(ωt+φ)で表すことができ、ここで、φは、基準信号に対する入力信号の位相である。例えば、入力信号は、電流信号を測定するために、電力伝送システムの回路内に配置されたロゴスキーコイルの出力であってもよい。
信号ミキサ304は、基準信号の1つを一方の入力として受信し、入力信号を他方の入力として受信するように、信号発生器302に結合される。信号ミキサ304は、基準信号のそれぞれと入力信号とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、ミキシング信号1及び2を出力する。従って、ミキシング信号1は、下記の式によって表することができる:
また、ミキシング信号2は、下記の式によって表すことができる:
また、ミキシング信号2は、下記の式によって表すことができる:
フィルタ306は、例えばミキサで生成される第1及び第2のミキシング信号から2次高調波をフィルタリングするよう設計された、ローパスフィルタであってもよい。よって、フィルタは、基準信号又は入力信号の何れかに存在する高次高調波と同様に、信号のミキシング処理で生成された2次高調波を除去することができる。フィルタリング後、ミキシング信号1は、下記の式によって表すことができ:
また、ミキシング信号2は、下記の式によって表すことができる:
また、ミキシング信号2は、下記の式によって表すことができる:
コントローラ308は、ミキシング信号X及びYを受信し、入力信号の位相を決定し、入力信号の位相を、例えばIMN制御回路機構に出力する。基準信号間に位相誤差(θ)がない場合、入力信号の位相(φ)は、下記の式によって算出することができる:
基準信号間に位相誤差(θ)がある場合、入力信号の算出される有効位相(φeff)は、下記の式によって表することができる:
基準信号間に位相誤差(θ)がある場合、入力信号の算出される有効位相(φeff)は、下記の式によって表することができる:
従って、基準信号間の位相誤差(θ)は、ミキシング信号XとYとの比に変動をもたらす場合があり、結果として、入力信号の位相(φ)の算出に誤差をもたらす可能性がある。例えば、図4は、入力信号の位相(φ)の正接関数:tan(φ)=(Y/X)のグラフを示す。ただし、X軸及びY軸は、コントローラ308の動作に対応させるために、それぞれ、(Y/X)及びtan−1(Y/X)として付してある。基準信号間の位相誤差(θ)は、ミキシング信号XとYとの比に誤差402をもたらす。入力信号の実際の位相(φ)が、例えば15°であっても、例えば±10°の基準信号間の位相誤差(θ)がミキシング信号XとYとの比(Y/X)に変動402をもたらす可能性がある。誤差を考慮せずに、ミキシング信号の比(Y/X)から入力信号の有効位相(φeff)を算出することは、結果として、基準信号間の位相誤差(θ)に関連する幅広い誤差範囲404(例えば、約5.1°〜23.6°)内に収まる有効位相(φeff)の値をもたらすことになる。
基準信号間の任意の位相誤差(θ)の影響を最小化するために、コントローラ308は、ミキシング信号の比(Y/X)が正接関数曲線の所定領域406内に収まるまで、基準信号の位相をシフトさせる。例えば、正接関数の漸近線付近では、基準信号間の位相誤差(θ)によりもたらされるミキシング信号の比(Y/X)の変動408が入力信号の算出された有効位相(φeff)410に及ぼす影響が最小になる。入力信号の実際の位相(φ)のより正確な計算は、基準信号をシフトさせる量をシフト後に算出されるような有効位相(φeff)から減算することにより、決定することができる。
より詳細には、コントローラ308は、基準信号の両方を同等量(Δφeff)だけシフト(例えば、遅延)させながら、ミキシング信号X及びYの値を監視する。例えば、コントローラ308は、基準信号1及び基準信号2に同等の位相シフト(Δφref)を生成するために制御信号を信号発振器302に(又は、位相シフト回路(不図示)に)送信することができる。コントローラ308は、基準信号の位相シフト(Δφref)がミキシング信号の比(Y/X)を正接曲線の所望領域406内に収めるのに十分であると判断した場合に、基準信号の位相シフトを停止することができる。例えば、コントローラ308は、ミキシング信号の比(Y/X)を監視して、この比(Y/X)が閾値を満たすか又は超えた際に、基準信号の位相シフトを停止することができる。例えば、コントローラ308は、比(Y/X)の大きさを閾値と比較することができる。
ある実装では、閾値は、比(Y/X)の局所最大値であってよい。例えば、コントローラ308は、基準信号をシフトさせながら、事前に算出した少なくとも1つの比(Y/X)の値を格納し、後に算出した値を事前の値と比較することができる。後の比の値が事前に算出した値を下回るとき、コントローラ308は、事前に算出した値を局所最大値として用いてよく、基準信号のその対応する位相シフトを、入力信号の位相を算出するためのΔφrefとして用いてよい。
ミキシング信号の比(Y/X)が閾値を満たすか又は超えると、コントローラ308は、ミキシング信号の比(Y/X)を閾値に達させるために基準信号の位相をシフトさせた量に基づいて、入力信号の位相(φ)を算出することができる。例えば、入力信号の位相(φ)は、位相シフト後に算出された入力信号の有効位相(Δφeff)から基準信号の位相シフトの量(Δφref)を減算することにより算出することができ、例えば下記の式により表される:
ある実装では、入力信号の位相(φ)は、基準信号が位相シフトされた量(Δφref)を90°から減算することにより、近似させることができ、例えば、下記の式のように表される:
ある実装では、コントローラ308は、算出した入力信号の位相を示すデータを、IMNの制御回路機構(例えば、図2A及び2BのIMN制御回路機構208)に送信してよい。ある実装では、コントローラ308は、位相検出回路機構のコントローラ及びIMNのコントローラの両方としての機能を果たすことができる。換言すると、コントローラ308は、算出した入力信号の位相を用いて、IMN又はその構成要素をチューニングする制御信号を生成することができる。
図5A及び図5Bは、それぞれ、電圧又は電流入力信号の位相角を検出及び監視するために、電力伝送システムに含めることができる、多入力位相検出デバイス500及び550の実装の例を示す。より詳細には、多入力(例えば、多チャンネル)位相検出デバイス500及び550は、複数の異なる入力チャネルに供給される複数の入力信号の位相、又は、複数の入力チャネルに供給される様々な入力信号間の位相差を、測定することができる。
図5Aを参照すると、位相検出デバイス500は図3に示されるものと類似するが、位相検出デバイス500は、複数の入力信号を交互に監視するマルチプレクサ502を含む。図示の例では、マルチプレクサ502は、2つの入力信号(入力信号1及び入力信号2)を受信する。マルチプレクサ502の出力は、両方のミキサ304に結合される。コントローラ308は、マルチプレクサ502の制御入力端子(例えば、信号選択入力端子)に結合される。
位相検出デバイス500では、コントローラ308は、入力信号間の位相差を決定することができる。例えば、コントローラ308は、入力信号のそれぞれに対して、図3及び図4を参照して上述したプロセスを用いて、入力信号1の位相(φ1)及び入力信号2の位相(φ2)を決定することができる。その後、コントローラ308は、それぞれの入力信号の位相間の差を求めることにより、入力信号間の位相差(φdiff)を算出することができ、例えば、式φdiff=φ2−φ1にて表される。
より詳細には、ある実装では、コントローラ308は、マルチプレクサ502からの入力信号の1つ、例えば入力信号1を選択することができる。選択された入力信号は、第1のセットのミキシング信号(例えば、X1及びY1)を生成するために、ミキサ304により基準信号1及び基準信号2とミキシングされる。上述のように、コントローラ308は、ミキシング信号の比が閾値を満たすか又は超えるまで基準信号の位相をシフトさせながら、第1のセットのミキシング信号の比を監視することができる。上述のように、その後、コントローラ308は、近似値用の90°からか又はミキシング信号の比の逆正接の何れかから、基準信号の位相シフト値を減算することにより、入力信号1の位相(φ1)を決定することができる。コントローラ308は、入力信号1の位相(φ1)を格納し、同様にして、入力信号2の位相(φ2)を決定する。次に、コントローラ308は、一方の入力信号の位相を他方の入力信号の位相から減算することにより、入力信号間の位相差(φdiff)を算出することができる。このプロセスは、各入力信号の位相値を取得するために、任意の数の入力信号に対して実行することができ、コントローラ308は、位相検出システム500が実装される特定のシステムによる要望又は要求に応じて、任意の1つの入力信号の位相を他の入力信号の位相と比較することができる。
ある実装では、コントローラ308は、基準信号の位相シフトを実行し、各入力信号から生成されるミキシング信号の比を監視しながら、入力信号を交互に選択することができる。例えば、コントローラ308は、マルチプレクサ502からの入力信号の1つ、例えば入力信号1を選択することができる。前述の通り、選択された信号は、ミキサ304によって基準信号1及び基準信号2とミキシングされて、第1のセットのミキシング信号(例えば、X1及びY1)を生成する。コントローラ308は、第1のセットのミキシング信号の比を決定して、その値を格納することができる。コントローラ308は、マルチプレクサ502から異なる入力信号、例えば入力信号2を選択することができる。入力信号2は、一旦選択させると、ミキサ304によって基準信号1及び基準信号2とミキシングされ、第2のセットのミキシング信号の(例えば、X2及びY2)を生成する。コントローラ308は、第2のセットのミキシング信号の比を決定して、その値を格納することができる。これらのステップは、マルチプレクサ502への各入力信号に対して繰り返されてもよい。
各入力信号(例えば、入力信号1及び2)に対するミキシング信号の比が決定され、格納されると、コントローラ308は、基準信号の位相を増分値(例えば、2°、1°、0.1°等)だけシフトさせることができる。コントローラ308は、マルチプレクサ502への各入力信号を選択し、且つ各入力信号に関連するミキシング信号の比を算出する上記のステップを繰り返す。各入力信号について、コントローラ308は、基準信号の各増加した位相シフトでの、ミキシング信号の比が閾値を満たすか又は超えるかどうかを判定する。入力信号のうちの特定の1つに対するミキシング信号の比が閾値を満たすか又は超える場合、コントローラ308は、基準信号における対応する累積位相シフトを用いて、特定の入力信号の位相を算出することができる。例えば、入力信号1に関連するミキシング信号の比が、基準信号の5回目の位相シフト中に閾値に達する場合、入力信号1に対応する累積位相シフトは、増分位相シフト値の5倍となる。ある実装では、所定の入力信号に対する位相が算出されると、コントローラは、位相計算プロセスのその後の各反復プロセスに対して、その入力信号をスキップ(選択しない)してもよい。
各入力信号の位相が算出されたら、コントローラ308は、一方の入力信号の位相を他方の入力信号の位相から減算することにより、入力信号間の位相差(φdiff)を算出することができる。さらに、このプロセスは、任意の数の入力信号に対して行って、各入力信号の位相値を取得することができ、コントローラ308は、位相検出デバイスが実装される特定のシステムによる要望又は要求に応じて、任意の1つの入力信号の位相を、他の入力信号の位相と比較することができる。
図5Bは、多入力位相検出デバイス550の別の実装を示す。位相検出デバイス550は、各入力信号(例えば、入力信号1及び入力信号2)に対して、ミキサ304の別個のセット552を含む。各セット552の各ミキサ304は、入力として基準信号の1つを受信するために、信号発生器302に結合される。各セット552の両方のミキサ304は、第2のミキサ入力としてそれぞれの入力信号の1つを受信する。
例えば、入力信号1に関連するミキサ304のセット552は、各基準信号と入力信号1とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、第1セットのミキシング信号X1及びY1を出力する。同様に、入力信号2に関連するミキサ304のセット552は、各基準信号と入力信号2とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、第2のセットのミキシング信号X2及びY2を出力する。
コントローラ308は、入力信号のそれぞれに関連するミキシング信号を受信し、各入力信号の位相を決定する。例えば、コントローラ308は、基準信号の位相をシフトさせながら、複数の入力信号のそれぞれに関連するミキシング信号のセットを同時に監視することができる。コントローラ308は、ミキシング信号の各セットの比が閾値を満たすか又は超えるときを検出し、それに応じて、ミキシング信号の各セットに対応する入力信号の位相を決定する。例えば、コントローラ308が、入力信号1に関連するミキシング信号X1及びY1の比が閾値を満たすか又は超えると判断した場合、コントローラ308は、信号X1及びY1の比が閾値を満たすか又は超えたときに基準信号をシフトさせた量に相当する位相シフト値を用いて、入力信号1の位相を決定することができる。コントローラ308は、各入力信号の位相が決定されるまで、基準信号の位相シフト及び各入力信号に関連するミキシング信号の比の監視を続行することができる。
各入力信号の位相が算出されたら、コントローラ308は、一方の入力信号の位相から他方の入力信号の位相を減算することにより、入力信号間の位相差(φdiff)を算出することができる。さらに、このプロセスは、対応する数のミキサセット552を用いて、複数の入力信号に対して実行して、各入力信号の位相の値を取得することができる。さらに、コントローラ308は、位相検出デバイス550が実装される特定のシステムによる要望又は要求に応じて、任意の1つの入力信号の位相を、他の入力信号の位相と比較することができる。
ある実装では、位相検出デバイス500又は550のコントローラ308は、複数の入力信号のうちの2つの入力信号間の算出した位相差を示すデータを、IMNの制御回路機構(例えば、図2A及び2BのIMN制御回路機構208)に送信することができる。ある実装では、コントローラ308は、位相検出回路機構のコントローラ及びIMNのコントローラの両方としての機能を果たすことができる。換言するに、コントローラ308は、算出した入力信号の位相差を用いて、IMN又はその構成要素をチューニングする制御信号を生成することができる。
図6は、電圧又は電流入力信号間の位相角を検出及び監視するために、電力伝送システムに含めることができる、位相検出デバイス600の一例を示す。位相検出デバイス600は、デュアル入力(例えば、チャネル)位相差検出器である。つまり、位相検出デバイス600は、2つの入力信号間の位相差を測定し、2つの入力チャネルのそれぞれには1つの入力信号が供給される。位相検出デバイス600は、信号発生器602と、信号ミキサ604a,604bと、コントローラ608とを含む。フィルタ606を、ミキサ604a,604bの各出力とコントローラ608の入力端子との間に含めることができる。コントローラ308は、例えば、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、FPGA又はASICとすることができる。コントローラ608は、例えばランダムアクセスメモリ、フラッシュメモリ又は他の適切なメモリデバイスといった、コンピュータ可読記憶デバイスを含むか、又は、それに結合させてもよい。ある実装では、位相検出デバイス600は、コンパレータ610a及び610bを含んでもよい。
位相検出デバイス600の動作中、信号発生器602は、基準信号を生成する。基準信号は、入力信号の周波数(例えば、6.78MHz)と等しい周波数を有する。ある例では、基準信号は、ステップ状の正弦波であってよく、A*sin(ωt+θ)として表すことができる。ここで、基準信号の位相(θ)は、ステップサイズ(Δθ)の離散ステップで制御可能である。従って、基準信号の総位相シフトは、n(Δθ)で表すことができ、ここで、nは、基準信号の位相がシフトされるステップ数を示す。例えば、基準信号は、1.875°(360°/192ステップ)のステップサイズを有する192ステップの正弦波であってもよい。従って、10ステップ(例えば、n=10)の位相シフトは、18.75°に相当する。
入力信号は、電力伝送システム内の複数位置にて測定される電流又は電圧信号を示す信号であってもよい。入力信号は、例えば、電力伝送システム内の複数位置にて測定される電流又は電圧を示す電圧信号であってもよい。例えば、(例えば、チャネル1上の)入力信号1は、A1*sin(ωt+φ1)として表すことができ、(例えば、チャネル2上の)入力信号2は、A2*sin(ωt+φ2)として表すことができる。例えば、入力信号は、システム内の複数位置にて電流を測定するために、電力伝送システムの位相検出回路機構内に配置されるロゴスキーコイルの出力であってもよい。
信号ミキサ604a,604bは、基準信号を1つの入力として受信し、入力信号の1つをそれぞれ第2の入力として受信するために、信号発生器602に結合される。ミキサ604aは、基準信号と入力信号1とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、ミキシング信号1を出力する。ミキサ604bは、基準信号と入力信号2とをミキシングして、ミキシング信号2を出力する。
フィルタ606は、ミキサで生成されたミキシング信号から高次の第2高調波をフィルタリングし、DC成分のみを残すように設計された、ローパスフィルタである。フィルタは、信号のミキシングプロセスで生成された2次高調波、及び、基準信号又は入力信号の何れかに存在する高次の高調波を除去する。フィルタリング後のミキシング信号1(Mixed Sig.1)は、下記のように表することができる:
また、ミキシング信号2(Mixed Sig.2)は、下記のように表すことができる:
また、ミキシング信号2(Mixed Sig.2)は、下記のように表すことができる:
コントローラ608は、ミキシング信号1及び2を受信し、ミキシング信号を監視しながら、基準信号の位相をシフトさせて、入力信号間の位相差を決定する。より詳細には、コントローラは、ゼロ交差に対して、ミキシング信号1及びミキシング信号2を監視しながら、基準信号の位相をシフトさせる。例えば、コントローラは、ミキシング信号1及び2の値を監視しながら、基準信号の位相を増分的にシフトさせることができる。コントローラ608は、基準信号の位相をシフトさせながら、一方のミキシング信号(例えば、ミキシング信号1)の値がゼロになるか又はゼロを通過したことを検出すると、コントローラ608は、ミキシング信号1のゼロ交差が発生する基準信号の位相を表すデータを格納する。コントローラ608は、同じ技法が一貫して使用される限り、ゼロ交差の直前又は直後の何れかの基準信号の位相増分値を表すデータを格納してもよい。ある実装では、ゼロ交差の直前及び直後の基準信号の位相増分値間で、ゼロ交差のより正確な時間を補間することにより、より高い精度を達成することができる。
コントローラ608は、ミキシング信号を監視しながら、基準信号の位相(θ)をシフトし続ける。コントローラ608は、基準信号の位相をシフトさせながら、他方のミキシング信号(例えば、ミキシング信号2)の値がゼロになるか又はゼロを通過したことを検出すると、コントローラ608は、ミキシング信号2のゼロ交差が発生する基準信号の位相を表すデータを格納する。次いで、2つの入力信号間の位相差を、ミキシング信号のそれぞれのゼロ交差における基準信号の位相間の差を求めることにより決定することができる。
例えば、コントローラ608は基準信号の位相(θ)をシフトさせるため、ミキシング信号1及び2の値がプロット620に示すように変化する場合がある。ここで、曲線622及び624は、基準信号の位相(θ)の関数としてのミキシング信号1及び2の値を表している。コントローラ608が、ミキシング信号1のゼロ交差626を検出すると、コントローラ608は、ゼロ交差626が発生する基準信号の位相を表すデータを格納する。コントローラ608は、ミキシング信号を監視しながら、基準信号の位相(θ)をシフトし続ける。コントローラ608は、ミキシング信号2のゼロ交差628を検出すると、ゼロ交差628が発生する基準信号の位相を表すデータを格納する。コントローラ608は、ミキシング信号2のゼロ交差628での基準信号の位相を、ミキシング信号1のゼロ交差626での基準信号の位相から減算することにより、2つの入力信号間の位相差を決定する。
ある実装では、ゼロ交差での基準信号の正確な位相は必要ではない。コントローラ608は、基準信号の位相がミキシング信号のゼロ交差間でシフトされる量を表すデータのみを必要とする。上述のように、ある実装では、基準信号は、ステップ状の正弦波であってもよく、例えば、ステップサイズ1.875°を有する192ステップの正弦波であってもよい。このような実装では、基準信号の実際の位相は、2つの入力信号間の位相差を決定するためには必要とされない。
例えば、コントローラ608は、基準信号の位相に対して、基準信号をシフトさせるステップ数を表すために、ゼロで始まるバイナリカウンタ(例えば、00000000b)のような、任意の開始状態を用いることができる。コントローラ608は、信号発生器602に基準信号を増加的にシフトさせ、バイナリカウンタを増分させることにより、各ステップをカウントする。コントローラ608は、8ステップ(例えば、00001000b)でミキシング信号1のゼロ交差626を検出することができる。次に、コントローラ608は、24ステップで(例えば、00011000b)、ミキシング信号2のゼロ交差628を検出することができる。コントローラ608は、2つの入力信号間の位相角を、各ゼロ交差におけるステップ数の差と基準信号のステップサイズとの積として求めることができる。例えばΔφ=(24−8)*1.875°=30°。さらに、この例では、各ゼロ交差での基準信号の位相を表すデータは、ゼロ交差が検出されるときの位相シフトのバイナリカウント値である。
ある実装では、コントローラ608は、一定の比率で基準信号の位相を継続的にシフトさせ、ゼロ交差が発生する時間を格納することができる。このような実装では、各ゼロ交差での基準信号の位相を表すデータは、格納された時間である。この場合、2つの入力信号間の位相角は、2つのゼロ交差間の時間差に、基準信号の位相シフト比率を乗じたものである。ある実装では、コントローラ608は、一定の比率で基準信号の位相を継続的にシフトさせ、第1のゼロ交差を検出したときにタイマーをスタートさせ、第2のゼロ交差を検出したときのタイマーの値を記憶することができる。このような実装では、2つの入力信号間の位相角は、第2のゼロ交差でのタイマーの値に、基準信号の位相シフトの比率を乗じたものとなる。
ある実装では、各入力チャネルは、信号ミキサ604a又は604bのそれぞれの出力と、コントローラ608の入力端子とに結合された、コンパレータ610a,610bを含んでもよい。コンパレータ610a,610bは、ミキシング信号のぞれぞれのゼロ交差を検出するために用いることができる。例えば、コンパレータ610a,610bは、各ミキシング信号をゼロ電位(例えば、大地電位)と比較するように、接続されてよい。各コンパレータ610a,610bの出力は、コントローラ608に接続され、コントローラは、各コンパレータ610a,610bの出力の立ち上りエッジを検出することにより、ミキシング信号のゼロ交差(例えば、626,628)を検出する。
例えば、プロット620の曲線630は、ミキシング信号1(例えば、曲線622)に応答するコンパレータ610aからの例示的な出力を示す。この場合、コンパレータ610aは、ゼロ交差626で正値から負値にシフトし、立ち上りエッジを形成する。コントローラ608は、コンパレータ610aの出力の立ち上りエッジを検出し、それに応じて、立ち上りエッジを検出したときの基準信号の位相を表すデータを格納することができる。プロット620は立ち上りエッジを例示しているが、ある実装では、コンパレータの出力信号の立下りエッジ、又は、立下りエッジ及び立ち上りエッジの両方を用いてゼロ交差を検出することができる。
ある実装では、コントローラ608は、2つの入力信号間の算出された位相差を表すデータを、IMNの制御回路機構(例えば、図2A及び図2BのIMN制御回路機構208)に送信することができる。ある実装では、コントローラ608は、位相検出回路機構のコントローラ及びIMNのコントローラの両方としての機能を果たすことができる。換言すると、コントローラ608は、入力信号の算出した位相を用いて、IMN又はその構成要素をチューニングする制御信号を生成してもよい。
図7は、電圧又は電流入力信号の位相角を検出及び監視するために、電力伝送システムに含めることができる、位相検出デバイス700の別の例を示す。位相検出デバイス700は、単一入力(例えば、単一チャネル)位相検出器である。つまり、位相検出デバイス700は、1つの入力チャネルに供給される入力信号の位相を測定する。位相検出デバイス700は、センシング回路702と、正弦波発生器/信号ミキサ704aと、余弦波発生器/信号ミキサ704bと、フィルタ706と、コントローラ708とを含む。センシング回路702は、電流又は電圧信号を測定するように設計された回路である。例えば、センシング回路702は、ロゴスキーコイルであってもよい。
正弦波発生器/信号ミキサ704a及び余弦波発生器/信号ミキサ704bは、非正弦波(例えば、方形波)の基準信号710a,710bから正弦波信号を生成し、且つ生成した正弦波信号と入力信号とをミキシングするように構成された、有限インパルス応答(FIR)フィルタである。正弦波発生器/信号ミキサ704a及び余弦波発生器/信号ミキサ704bは、それぞれ、概して、正弦波発生器/信号ミキサ(SWG/SM)と称される。詳細は後述するが、正弦波発生器/信号ミキサ704a及び余弦波発生器/信号ミキサ704bは、同一構成を有することができ、両者の違いは、SWG/SM704a,704bのそれぞれで受信される基準信号710a,710bの位相である。
コントローラ708は、例えば、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、FPGA又はASICであってもよい。コントローラ708は、例えばランダムアクセスメモリ、フラッシュメモリ又は他の適切なメモリデバイスといった、コンピュータ可読記憶デバイスを含んでもよいし、又は、それに結合させてもよい。
位相検出デバイス700の動作中、センシング回路702は、電流又は電圧信号を測定する。例えば、センシング回路702は、電力伝送システム内の一以上の位置における電流(例えば、6.78MHzの交流電流(AC)信号)を測定することができる。センシング回路702の出力信号は、測定した電流又は電圧を表す電圧信号であってよい。例えば、センシング回路702の出力信号は、AINsin(ωt+φ)として表すことができる。加えて、センシング回路702の出力信号は、SWG/SM704a,704bに対する入力信号である。例えば、SWG/SM704a,704bの入力信号は、電力伝送システム内の複数箇所の電流を測定するために電力伝送システムの回路内に配置された、ロゴスキーコイルの出力であってもよい。ある例では、センシング回路702は、測定した信号を増幅又はフィルタリングすることができる。ある例では、センシング回路702は、センシング回路702の出力信号からセンシング回路702の入力信号をバッファすることができる。
正弦SWG/SM704aは、基準信号としてSIN基準信号710aを受信し、入力信号としてセンシング回路702の出力信号を受信する。同様に、余弦SWG/SM704bは、基準信号としてCOS基準信号710bを受信し、入力信号としてセンシング回路702の出力信号を受信する。SIN基準信号710a及びCOS基準信号710bは、例えば、入力信号の周波数(例えば、6.78MHz)に等しい基本周波数をそれぞれ有する方形波であってもよい。ある例では、SIN基準信号710a及びCOS基準信号710bは、互いに90°位相がずれていることを除いて、同一である。
正弦SWG/SM704aは、SIN基準信号710aをフィルタリングして、正弦波信号を生成する。例えば、正弦SWG/SM704aは、SIN基準信号710aの基本周波数で正弦波信号(例えば、Asin(ωt))を生成するために、SIN基準信号710aの高次高調波を除去するよう構成されてよい。例えば、正弦SWG/SM704aは、方形波の高次高調波(例えば、3次、5次、7次及び9次高調波)を除去するように構成することができる。例えば、FIRフィルタゼロ(例えば、フィルタ係数)を選択して、SIN基準信号710aの高調波周波数を除去してもよい。正弦SWG/SM704aは、正弦波信号と入力信号とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、ミキシング信号1を出力する。
余弦SWG/SM704bは、COS基準信号710bをフィルタリングして、正弦波信号を生成する。例えば、余弦SWG/SM704bは、COS基準信号710bの基本周波数で余弦波信号(例えば、Acos(ωt))を生成するために、COS基準信号710bの高次高調波を除去するよう構成されてよい。例えば、余弦SWG/SM704bは、方形波の高次高調波(例えば、3次、5次、7次及び9次高調波)を除去するように構成することができる。例えば、FIRフィルタゼロ(例えば、フィルタ係数)を選択して、COS基準信号710bの高調波周波数を除去するようにしてもよい。余弦SWG/SM704bは、正弦波信号と入力信号とをミキシングして(例えば、時間領域乗算を実行して)、ミキシング信号2を出力する。
フィルタ706は、SWG/SM704a,704bで生成されたミキシング信号から高次高調波(例えば、ミキシングプロセスで生成されるヘテロダイン2次高調波)をフィルタリングし、DC成分のみを残すよう設計された、ローパスフィルタである。加えて、フィルタ706は、信号のミキシングプロセスで生成される2次高調波、及び、基準信号又は入力信号の何れかに存在する高次高調波を、除去することができる。概して、フィルタリング後のミキシング信号X(Mixed Sig.X)は、次のように表することができる:
また、ミキシング信号Y(Mixed Sig.Y)は、次のように表することができる:
また、ミキシング信号Y(Mixed Sig.Y)は、次のように表することができる:
ある例では、SWG/SM704a,704bの利得、フィルタ706の利得、基準信号710a,710bの振幅又はこれらの組合せは、ミキシングによる大きさの1/2低下及び正弦波信号の振幅(A)を除去するように設定することができる。従って、フィルタリング後のミキシング信号X(Mixed Sig.X)は、下記によって表すことができる:
また、ミキシング信号Y(Mixed Sig.Y)は、次のように表すことができる:
また、ミキシング信号Y(Mixed Sig.Y)は、次のように表すことができる:
コントローラ708は、ミキシング信号X及びYを受信し、ミキシング信号X及びYに基づいて、入力信号の一以上の特性を決定することができる。コントローラ708は、入力信号の位相(φ)、入力信号の振幅(AIN)又はその両方を決定することができる。コントローラ708は、入力信号の決定した特性を、例えばIMN制御回路機構に出力する。例えば、入力信号の位相(φ)は、次式によって算出することができる:
加えて、入力信号の振幅(AIN)は、次式によって算出することができる:
加えて、入力信号の振幅(AIN)は、次式によって算出することができる:
ある実装では、SIN基準信号710a及びCOS基準信号710bは、時間サンプリング信号であってもよい。ある例では、基準信号710a,710bは、基準信号710a,710bの基本周波数の12倍でサンプリングされる。ある例では、COS基準信号710bは、所定のサンプル数でSIN基準信号710aをシフトさせることにより、SIN基準信号710aから生成することができる。例えば、基準信号710a,710bを基本周波数の12倍でサンプリングする場合、基準信号710a,710b間の3つのサンプルのシフトは、(例えば、妥当な誤差許容範囲内で)90°の位相シフトに相当する。
ある実装では、コントローラ708は、算出した入力信号の位相を示すデータを、IMNの制御回路機構(例えば、図2A及び図2BのIMN制御回路機構208)に送信することができる。ある実装では、コントローラ708は、位相検出回路機構のコントローラ及びIMNのコントローラの両方としての機能を果たすことができる。換言すると、コントローラ708は、入力信号の算出した位相を用いて、IMN又はその構成要素をチューニングする制御信号を生成してもよい。
ある例では、位相検出デバイス700は、多入力位相検出デバイスとして実装されてもよい。より詳細には、多入力(例えば、多チャンネル)位相検出デバイス700は、複数の異なる入力チャネルに供給される複数の入力信号の特性を測定してもよいし、複数の入力チャネルに供給される様々な入力信号間の位相差を測定することができる。
例えば、多入力位相検出デバイス700では、図7に示す(コントローラ708を除く)回路機構を、各入力信号に対して複製することができる。各入力チャネルは、コントローラ708に結合され、複数の入力信号のそれぞれ1つ(例えば、入力信号n)に対応するミキシング信号のセット(例えば、ミキシング信号Xn及びYn)を生成することができる。コントローラ708は、入力信号間の位相差を決定することができる。例えば、コントローラ708は、入力信号のそれぞれに対して、図7を参照して上述したプロセスを実行することにより、入力信号1の位相(φ1)及び入力信号2の位相(φ2)の両方を求めることができる。次に、コントローラ708は、それぞれの入力信号間の位相差を求めることにより、入力信号間の位相差(φdiff)を算出することができ、例えば、式φdiff=φ2−φ1にて表される。
このような実装では、コントローラ708は、算出した複数の入力信号のうちの2つの信号間の位相差を示すデータを、IMNの制御回路機構(例えば、図2A及び図2BのIMN制御回路機構208)に送信することができる。ある実装では、コントローラ708は、位相検出回路機構のコントローラ及びIMNのコントローラの両方としての機能を果たすことができる。換言すると、コントローラ708は、入力信号の算出した位相を用いて、IMN又はその構成要素をチューニングする制御信号を生成してもよい。
図8及び図9は、本開示の実装に係るSWG/SM704の例を示す。まず図8を参照すると、SWG/SM704は、FIRフィルタであり、これは、非正弦波基準信号(例えば、方形波基準信号710a,710b)から正弦波信号を生成し、生成した正弦波信号と入力信号とをミキシングするように構成される。SWG/SM704は、複数のフィルタタップ802を含む。各フィルタタップ802は、遅延回路804(例えば、ゲートラッチ回路、フリップフロップ、エッジトリガDフリップフロップ)と、1つ又は複数のスイッチ806(例えば、トランジスタ)と、抵抗808(例えば、抵抗R0〜R4)とを含む。フィルタタップ802は、基準信号REFが各フィルタタップ802の対応する遅延回路804により順次遅延されるように、互いに順次接続される。SWG/SM704への入力信号は、各フィルタタップ802に渡される。ある例では、入力信号は、ハイ(入力+)及びロー(入力−)入力信号線を用いて、渡される。加えて、各フィルタタップ802は、クロック信号線からクロック信号CLKを受信する。クロック信号線は、各フィルタタップ802内の遅延回路804のクロック入力端子に電気的に接続される。
各フィルタタップ802では、遅延回路804の出力端子は、スイッチ806の制御端子に電気的に接続される。入力信号は、スイッチ806及び抵抗808を通過する。遅延回路804からの出力信号(すなわち、遅延基準信号REF)は、スイッチ806を制御する。ハイ(入力+)及びロー(入力−)入力信号線を有するある実装では、各フィルタタップ802は、2つのスイッチを含んでよい:1つは、各信号線(入力+及び入力−)に接続される。このような実装では、スイッチ806は、遅延基準信号REFに基づいて、交互に開閉することができる。例えば、入力−線に接続されたスイッチ806の隣の0と、入力+線に接続されたスイッチ806の隣の1とで示されるように、一方のスイッチは、遅延基準信号REFがローのときに閉じることができ、他方のスイッチは、遅延基準信号REFがハイのときに閉じることができる。このように2つのスイッチ806は、遅延基準信号REFの値に基づいて、ハイ又はローの入力信号を交互に通過させることができる。
抵抗808の値は、一連のFIRフィルタ(例えば、フィルタ係数)を規定する。各抵抗(例えば、R0〜R4)の値は、入力信号とミキシングされる正弦波信号を生成するために、基準信号REFの高調波周波数を除去するように選択される。例えば、方形波は、方形波の基本周波数での正弦波信号の一連の奇数高調波からなる。方形波の基本周波数で正弦波信号を生成するために、抵抗値は、基本周波数よりも大きい奇数次高調波信号を除去するように選択することができる。FIRフィルタゼロにより除去される高調波信号の数は、SWG/SM704に含まれるフィルタタップ802の数に依存する。例えば、図8に示すように、SWG/SM704は、5つのフィルタタップ802を含み、抵抗808は、基準信号の3次、5次、7次及び9次の高調波を除去するように選択することができる。これにより、1次高調波(例えば、基本周波数での正弦波)と、11次より大きい高調波とが残る。あるケースでは、高次高調波(例えば、11次及びそれ以上)の電力は、所定の用途にとって追加のフィルタタップが正当化されないほどに、十分に低い電力である。従って、所定の実装で要求される精度に応じて、SWG/SM704は、より多くの又はより少ないフィルタタップ802で構成されてよい。
加えて、各フィルタタップ802の出力端子は、オペアンプ810の反転入力端子に電気的に接続される。フィードバック抵抗(Rf)が、オペアンプ810の出力端子と、オペアンプ810の反転入力端子との間に設けられる。フィードバック抵抗(Rf)の値は、FIRフィルタの利得を規定する。オペアンプ810の非反転入力端子は、グランドに電気的に接続される。ある実装では、フィードバックキャパシタ(Cf)も、オペアンプの出力端子と、オペアンプの反転入力端子との間に設けられる。フィードバックキャパシタ(Cf)の値は、追加のフィルタリング能力(例えば、ローパスフィルタ)を提供し得る。
図9は、SWG/SM704の別の実装を示す。各フィルタタップ802内の(図8に示す)抵抗808は、スイッチ806の反対側に設けられる2つの等価抵抗902に置き換えられている。フィルタタップ802の2つの抵抗902は、それぞれ、同一の抵抗値を有するが、抵抗値(R0〜R4)は、異なるフィルタタップ802の抵抗間で異なる。図8のSWG/SM704と同様に、抵抗値(R0〜R4)は、基準信号REFの高調波周波数を除去するフィルタゼロを生じさせるように、選択する。
ある実装では、SWG/SM704は、正弦波信号発生器として動作することができる。例えば、SWG/SM704への入力信号として直流(DC)信号を供給することができる。DC信号が入力信号としてSWG/SM704に供給されると、ミキシング機能が効果的にバイパスされ、SWG/SM704は、基準信号REFの高次高調波をフィルタリングすることにより、信号発生器として動作し、基準信号REFの基本周波数で正弦波信号を出力する。このような実装では、SWG/SM704の正弦波出力信号は、ある回路用の局部発振器(LO)として用いることができる。さらに、SWG/SM704の正弦波出力信号は、特定のサンプル数で、時間サンプリングされた基準信号REFをシフトすることにより、正確に位相シフトさせることができる。さらに、位相シフトの精度(例えば、位相シフトの増分サイズ)は、基準信号REFのサンプリングレートを増加又は低減させることにより、増減することができる。
例示目的のために、先の説明では、デスクトップ無線電力伝送用途、例えばラップトップやスマートフォン及びデスクトップ、テーブルトップ及び他のユーザ作業面上に通常配置される他のモバイル電子デバイス等の電子デバイスへの電力伝送における、デバイス、構成要素及び方法の使用に焦点を当てた。
しかしながら、より一般的には、本明細書に開示されたデバイス、構成要素及び方法を使用して電力を受電し得るデバイスは、広範囲の電子デバイスを含むことができ、本明細書の例示目的で記載されたデバイスに限定されないことを理解されたい。一般に、携帯電話、キーボード、マウス、ラジオ、カメラ、携帯端末、ヘッドセット、腕時計、ヘッドフォン、ドングル、多機能カード、食品や飲料のアクセサリ等の任意のポータブル電子デバイス、及び、プリンタ、置き時計、ランプ、ヘッドフォン、外部ドライブ、プロジェクタ、デジタルフォトフレーム、追加のディスプレイ等の任意のワークスペースの電子デバイスは、本明細書に開示されたデバイス、構成要素及び方法を用いて無線で電力を受電することができる。さらに、電気又はハイブリッド車両、電動車椅子、スクーター、電動工具等の任意の電子デバイスも、本明細書で開示されたデバイス、構成要素及び方法を用いて無線で電力を受電することができる。加えて、本明細書に開示されたデバイス、構成要素及び方法は、無線電力伝送以外の用途、例えば、力率補正デバイス、ハンドヘルド信号アナライザ等に使用することができる。
本開示では、キャパシタ、インダクタ、抵抗、ダイオード及びスイッチ等の特定の回路又はシステム構成要素は、回路「構成要素」又は「要素」と称する。本開示では、これらの構成要素又は要素の直列及び並列の組み合わせも、要素、ネットワーク、トポロジ、回路等と称する。さらに、キャパシタ、ダイオード、トランジスタ及び/又はスイッチの組み合わせについても説明する。しかしながら、より一般的には、単一の構成要素又は特定の構成要素のネットワークを本明細書で記載している場合、代替実施形態は、要素、代替ネットワーク等のためのネットワークを含むことができることを理解されたい。
本明細書で使用されるように、回路又はシステム構成要素を指すときの用語「結合される」は、情報又は信号が一方の構成要素から他方の構成要素へと通過することができる1つ以上の構成要素間の、適切な、有線又は無線の、直接的又は間接的な、接続を記述するために用いられる。
本明細書で使用されるように、用語「直接接続」又は「直接接続される」とは、要素がそれらの間に介在する能動要素なしで接続される2つの要素間の直接接続のことをいう。用語「電気的に接続される」又は「電気的接続」とは、要素が共通の電位を有するように、要素が接続される2つの要素間の電気的接続のことをいう。加えて、第1の構成要素と第2の構成要素の端子との間の接続は、第1の構成要素と、第2の構成要素を通過しない端子との間に経路があることを意味する。
本明細書に記載された実施形態は、本開示の特徴を例示するだけのものであって、限定するものではない。他の実施形態もまた、本開示の範囲内にある。
Claims (42)
- 位相検出デバイスであって、
入力信号を受信する入力端子と、
第1の基準信号と、当該第1の基準信号の位相に対して約90°位相がずれた第2の基準信号とを生成する信号発生器と、
前記入力端子及び前記信号発生器に結合され、前記第1の基準信号と前記入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する第1のミキサと、
前記入力端子及び前記信号発生器に結合され、前記第2の基準信号と前記入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する第2のミキサと、
前記第1のミキサ及び前記第2のミキサに結合されるコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、
前記第1のミキシング信号で除算した前記第2のミキシング信号の値が閾値に達するまで、前記第1及び第2の基準信号の位相をシフトさせ、且つ、
位相シフト値に基づいて前記入力信号の位相を決定するように構成され、
前記位相シフト値は、前記第1及び前記第2の基準信号の位相がシフトされる量を示す、位相検出デバイス。 - 前記コントローラは、90°から前記位相シフト値を減算するように構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラは、前記第1のミキシング信号で除算した前記第2のミキシング信号の商の逆正接から、前記位相シフト値を減算するように構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。
- 前記第1のミキサと前記コントローラとの間に結合される第1のフィルタと、
前記第2のミキサと前記コントローラとの間に結合される第2のフィルタと、
をさらに備え、
前記第1のフィルタは、前記第1のミキシング信号が直流(DC)信号となるように、前記第1のミキシング信号をフィルタリングし、
前記第2のフィルタは、前記第2のミキシング信号がDC信号となるように、前記第2のミキシング信号をフィルタリングする、請求項1に記載の位相検出デバイス。 - 前記コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つである、請求項1に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラは、前記入力信号の前記位相を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するようにさらに構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラに結合されたインピーダンス整合ネットワークをさらに備え、当該インピーダンス整合ネットワークは、前記入力信号の前記位相を示すデータを前記コントローラから受信し、受信した前記データに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。
- 前記入力端子は、第1の入力信号を受信する第1の入力端子であり、前記位相検出デバイスは、
第2の入力信号を受信する第2の入力端子と、
マルチプレクサと、
をさらに備え、
前記マルチプレクサは、
前記第1の入力端子に結合される第1の入力と、
前記第2の入力端子に結合される第2の入力と、
前記第1のミキサ及び前記第2のミキサに結合される出力と、
を備え、
前記コントローラは、
前記第1のミキサが前記第1の基準信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成し、且つ前記第2のミキサが前記第2の基準信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第4のミキシング信号を生成するように、前記マルチプレクサから前記第2の入力信号を選択し、
前記第3のミキシング信号で除算した前記第4のミキシング信号の値が前記閾値に達するまで、前記第1の基準信号の位相及び前記第2の基準信号の位相をシフトさせ、
第2の位相シフト値に基づいて、前記第2の入力信号の位相を決定し、前記第2の位相シフト値は、前記第1の基準信号の前記位相及び前記第2の基準信号の前記位相がシフトされる量を示し、且つ、
前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との位相差を決定するように構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。 - 前記入力端子は、第1の入力信号を受信する第1の入力端子であり、前記位相検出デバイスは、
第2の入力信号を受信する第2の入力端子と、
前記信号発生器及び前記第2の入力端子に結合され、前記第1の基準信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成する第3のミキサと、
前記信号発生器及び前記第2の入力端子に結合され、前記第2の基準信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第4のミキシング信号を生成する第4のミキサと、
をさらに備え、
前記コントローラは、
前記第3のミキシング信号で除算した前記第4のミキシング信号の値が前記閾値に達するまで、前記第1の基準信号の位相及び前記第2の基準信号の位相をシフトさせ、
第2の位相シフト値に基づいて、前記第2の基準信号の位相を決定し、前記第2の位相シフト値は、前記第1の基準信号の前記位相及び前記第2の基準信号の前記位相がシフトされる量を示し、且つ、
前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との位相差を決定する、ように構成される、請求項1に記載の位相検出デバイス。 - 位相検出デバイスであって、
第1の入力信号を受信する第1の入力端子と、
第2の入力信号を受信する第2の入力端子と、
正弦波基準信号を生成し、当該正弦波基準信号は位相を有する、信号発生器と、
前記信号発生器及び前記第1の入力端子に結合される第1のミキサであって、当該第1のミキサは、前記基準信号と前記第1の入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する、第1のミキサと、
前記信号発生器及び前記第2の入力端子に結合される第2のミキサであって、当該第2のミキサは、前記基準信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する、第2のミキサと、
前記第1のミキサ、前記第2のミキサ及び前記信号発生器に結合されるコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、
前記基準信号の前記位相をシフトさせ、
前記第1のミキシング信号のゼロ交差を検出し、前記第1のミキシング信号の前記ゼロ交差の検出に応答して、前記基準信号の前記位相を示す第1のデータを格納し、
前記第2のミキシング信号のゼロ交差を検出し、前記第2のミキシング信号の前記ゼロ交差の検出に応答して、前記基準信号の前記位相を示す第2のデータを格納し、
前記第1のデータと前記第2のデータとの差に基づいて、前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との位相差を決定するように構成される、位相検出デバイス。 - 前記第1のミキサ及び前記コントローラに結合される第1のフィルタであって、当該第1のフィルタは、前記第1のミキシング信号が直流(DC)信号となるように、前記第1のミキシング信号をフィルタリングする、第1のフィルタと、
前記第2のミキサ及び前記コントローラに結合される第2のフィルタであって、当該第2のフィルタは、前記第2のミキシング信号がDC信号となるように、前記第2のミキシング信号をフィルタリングする、第2のフィルタと、
をさらに備える、請求項10に記載の位相検出デバイス。 - 前記第1のミキサ及び前記コントローラに結合される第1のコンパレータと、
前記第2のミキサ及び前記コントローラに結合される第2のコンパレータと、
をさらに備え、
前記第1のミキシング信号の前記ゼロ交差の検出は、前記第1のコンパレータの出力信号のエッジの検出を含み、
前記第2のミキシング信号の前記ゼロ交差の検出は、前記第2のコンパレータの出力信号のエッジの検出を含む、請求項10に記載の位相検出デバイス。 - 前記基準信号は、固定数のステップで位相調整可能である、請求項10に記載の位相検出デバイス。
- 前記第1のデータ及び前記第2のデータは、前記正弦波基準信号の第1及び第2のステップを示す、請求項13に記載の位相検出デバイス。
- 前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との前記位相差を決定することは、前記第1のデータと前記第2のデータとの前記差に、前記正弦波基準信号のステップに関連するステップサイズを乗算することを含む、請求項14に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つである、請求項10に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラは、前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との前記位相差を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するようにさらに構成される、請求項10に記載の位相検出デバイス。
- 前記コントローラに結合されるインピーダンス整合ネットワークをさらに備え、当該インピーダンス整合ネットワークは、前記第1の入力信号と前記第2の入力信号との前記位相差を示すデータを前記コントローラから受信し、受信した前記データに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成される、請求項10に記載の位相検出デバイス。
- 電子デバイスであって、
入力信号及び第1の基準信号を受信する第1の有限入力応答(FIR)フィルタであり、当該第1のFIRフィルタは、前記第1の基準信号をフィルタリングして第1の正弦波信号を生成し、当該第1の正弦波信号と前記入力信号とをミキシングして第1のミキシング信号を生成する、第1のFIRフィルタと、
前記入力信号及び第2の基準信号を受信する第2のFIRフィルタであり、当該第2のFIRフィルタは、前記第2の基準信号をフィルタリングして第2の正弦波信号を生成し、当該第2の正弦波信号と前記入力信号とをミキシングして第2のミキシング信号を生成する、第2のFIRフィルタと、
前記第1のFIRフィルタ及び前記第2のFIRフィルタに結合されるコントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記第1のミキシング信号及び前記第2のミキシング信号に基づいて、前記入力信号の特性を決定するように構成される、電子デバイス。 - 前記入力信号の前記特性は、前記入力信号の位相又は振幅である、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記入力信号の前記特性は、前記入力信号の位相及び振幅の両方を含む、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記第1及び第2の基準信号は、方形波である、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記方形波は、時間サンプリングされた方形波である、請求項22に記載の電子デバイス。
- 前記方形波のサンプリングレートは、前記方形波の基本周波数の12倍である、請求項23に記載の電子デバイス。
- 前記第1の基準信号は、前記第2の基準信号に対して、所定のサンプル数だけ位相シフトされる、請求項23に記載の電子デバイス。
- 前記第1及び前記第2のFIRフィルタは、それぞれ、複数のフィルタゼロを含み、当該フィルタゼロは、前記第1又は第2の基準信号の高調波周波数を除去するように選択される、請求項22に記載の電子デバイス。
- 前記第1及び前記第2のFIRフィルタのそれぞれのゼロは、前記第1又は第2の基準信号の3次、5次、7次及び9次高調波を除去するように選択される、請求項26に記載の電子デバイス。
- 前記第1及び前記第2のFIRフィルタは、それぞれ、複数のフィルタタップを備え、各フィルタタップは、
遅延回路と、
スイッチと、
前記スイッチの端子に電気的に接続される抵抗と、を備え、
前記第1又は前記第2の基準信号のうちの1つは、前記遅延回路の入力に印加され、
前記スイッチは、前記遅延回路の出力により制御され、
前記入力信号は、前記スイッチを通過する、請求項19に記載の電子デバイス。 - 前記第1及び第2のFIRフィルタのそれぞれの前記複数のフィルタタップの前記抵抗の値は、前記第1又は第2の基準信号の高調波周波数を除去するように選択されるフィルタゼロを示す、請求項28に記載の電子デバイス。
- 前記第1及び前記第2のFIRフィルタは、それぞれ、5つのフィルタタップを備える、請求項28に記載の電子デバイス。
- 前記入力信号の前記位相を決定することは、前記第1のミキシング信号で除算した前記第2のミキシング信号の商の逆正接を決定することを含む、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記第1のFIRフィルタ及び前記コントローラに結合される第1のフィルタであって、当該第1のフィルタは、前記第1のミキシング信号が直流(DC)信号になるように、前記第1のミキシング信号をフィルタリングする、第1のフィルタと、
前記第2のFIRフィルタ及び前記コントローラに結合される第2のフィルタであって、当該第2のフィルタは、前記第2のミキシング信号がDC信号になるように、前記第2のミキシング信号をフィルタリングする、第2のフィルタと、
をさらに備える、請求項19に記載の電子デバイス。 - 前記コントローラは、マイクロコントローラ、コンピュータプロセッサ、フィールドプログラマブルロジックアレイ(FPGA)又は特定用途向け集積回路(ASIC)のうちの1つである、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記コントローラは、前記入力信号の前記位相を示すデータを、インピーダンス整合ネットワークに供給するようにさらに構成される、請求項19に記載の電子デバイス。
- 前記コントローラに結合されるインピーダンス整合ネットワークをさらに備え、当該インピーダンス整合ネットワークは、前記入力信号の前記位相を示すデータを前記コントローラから受信し、受信した前記データに従って、共振器のインピーダンス値を調整するように構成される、請求項19に記載の電子デバイス。
- 第2の入力信号及び前記第1の基準信号を受信する第3のFIRフィルタであって、当該第3のFIRフィルタは、前記第1の基準信号をフィルタリングして第1の正弦波信号を生成し、当該第1の正弦波信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第3のミキシング信号を生成する、第3のFIRフィルタと、
前記第2の入力信号及び前記第2の基準信号を受信する第4のFIRフィルタであって、当該第4のFIRフィルタは、前記第2の基準信号をフィルタリングして第2の正弦波信号を生成し、当該第2の正弦波信号と前記第2の入力信号とをミキシングして第4のミキシング信号を生成する、第4のFIRフィルタと、をさらに備え、
前記コントローラは、前記第3のFIRフィルタ及び前記第4のFIRフィルタに結合され、当該コントローラは、
前記第3のミキシング信号及び前記第4のミキシング信号に基づいて、前記第2の入力信号の位相を決定し、且つ、
前記入力信号と前記第2の入力信号との位相差を決定するように構成される、請求項19に記載の電子デバイス。 - 有限インパルス応答(FIR)フィルタであって、
複数のフィルタタップを備え、各フィルタタップは、
方形波を受信する入力端子と、当該方形波の遅延バージョンを出力する出力端子とを備える遅延回路と、
入力端子、出力端子及び制御端子を備えるスイッチであって、当該制御端子は、当該制御端子で前記方形波の前記遅延バージョンを受信するために、前記遅延回路の前記出力端子に電気的に接続され、当該スイッチの当該入力端子は、前記複数のフィルタタップの共通の入力信号線に電気的に接続される、スイッチと、
前記スイッチの前記入力端子又は前記出力端子のうちの1つに電気的に接続される抵抗と、
オペアンプであって、前記複数のフィルタタップのそれぞれの出力端子は、当該オペアンプの入力端子に電気的に接続される、オペアンプと、
前記オペアンプの出力端子を前記オペアンプの前記入力端子に電気的に接続させるフィードバック経路と、を備える、FIRフィルタ。 - 前記複数のフィルタタップの前記抵抗の値は、前記方形波の高調波周波数を除去するよう選択されるフィルタゼロを示す、請求項37に記載のFIRフィルタ。
- 前記フィルタゼロは、前記方形波の3次、5次、7次、9次高調波を除去するように選択される、請求項38に記載のFIRフィルタ。
- 前記オペアンプの出力信号は、前記方形波の基本周波数で、正弦波信号とミキシングされた入力信号を含むミキシング信号である、請求項37に記載のFIRフィルタ。
- 前記共通の入力信号は、直流(DC)信号であり、前記オペアンプの前記出力信号は、前記方形波の基本周波数の前記正弦波信号である、請求項40に記載のFIRフィルタ。
- 前記複数のフィルタタップの各遅延回路は、フィリップフロップを備える、請求項37に記載のFIRフィルタ。
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