WO2001080416A1 - Controleur de moteur - Google Patents

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WO2001080416A1
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drive
current
motor
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PCT/JP2001/003326
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Inventor
Eiji Sato
Hiroki Ohtani
Original Assignee
Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho
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    • H02P6/12—Monitoring commutation; Providing indication of commutation failure
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter

Definitions

  • the present invention relates to a device for controlling a drive current of a motor, and more particularly, to a device for correcting an offset of a drive current.
  • a motor control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 8-149882 is known.
  • the output current value of the current detector when the drive current is not supplied to the motor, that is, when the motor is stopped, is detected as an offset amount, and the drive current is corrected by the offset amount.
  • the duty ratio of the drive signal may deviate due to a detection error of the angle sensor, and the drive current may be offset.
  • This offset will be described with reference to FIG. Fig. 6 (a) shows an example of the output characteristics of the angle sensor.
  • the horizontal axis represents the actual rotor rotation angle 0r (hereinafter referred to as the actual rotation angle 0r), and the vertical axis represents the loader rotation angle detected by the angle sensor. Take 0 (hereinafter referred to as detection angle 0).
  • FIGS. 6 (b) and (c) show the detection angle 0 of the angle sensor having the output characteristics of FIG. 6 (a).
  • Fig. 6 (c) shows the case where the drive signal is a PWM voltage waveform.
  • the upper row shows the target value Sr of the drive signal
  • the lower row shows the actual drive signal S u, where the high level side is Hi and the low level side is Lo. If there is an error in the detection angle 0 of the angle sensor, the duty ratio of the drive signal Su generated based on this error is shifted from the target value Sr.
  • Such a drive current offset due to a detection error of the angle sensor is a drive current offset when the motor is rotating, and is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-1.49882.
  • Such an offset amount calculated with the motor stopped may not be able to correct this, and may result in a decrease in the motor torque and an increase in the vibration noise. Disclosure of the invention
  • a motor control device includes: a drive signal generation unit that generates a drive signal for a motor; and a current supply unit that supplies a drive with a drive current corresponding to the drive signal.
  • a current detection unit that detects a current value of a drive current of the motor; an offset amount calculation unit that calculates an offset amount of the drive current based on a current value detected when the motor is driven; And a drive signal correction unit that corrects the drive signal based on the drive amount.
  • the drive current generated by the motor drive for example, the offset of the drive current caused by an angle sensor error, etc. The offset can be corrected more accurately.
  • the drive signal generation unit generates a drive signal as a rectangular wave signal
  • the drive signal correction unit generates the square wave signal based on the calculated offset amount. It is preferable to correct the duty ratio of the signal. In a motor in which the drive signal is a rectangular wave signal, by correcting the duty ratio of the rectangular wave signal, The drive current can be easily corrected.
  • the drive signal generation unit generates a drive signal based on a voltage command value
  • the drive signal correction unit controls the voltage command based on the calculated offset amount.
  • the values are corrected.
  • the drive current can be easily corrected by correcting the voltage command value.
  • the offset amount calculating section calculates the offset amount based on a current value for one cycle of the driving current. This makes it possible to quickly and easily detect the offset amount and correct the drive current.
  • the offset amount calculation unit includes a low-pass filter, It is preferable to calculate the offset amount by applying a low-pass filter to the current value of the current. This makes it possible to detect the amount of age set with a simple configuration.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating calculation of the amount of offset in the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing correction of a drive signal in the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing generation of a voltage command value and correction of the voltage command value in the motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a control device according to the present embodiment
  • FIG. 2 is a waveform of a drive signal and a drive current of each phase of a motor
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of correction of the drive signal according to the present embodiment.
  • the motor 20 is a polyphase, for example, a three-phase AC motor, and is driven by a drive current supplied to each phase (U-phase, V-phase, W-phase) of the motor 20 from, for example, an inverter. Is done.
  • Current supply unit 12 For example, the inverter converts the current from the power supply unit 11 into a polyphase alternating current based on the drive signals (Su, Sv, Sw) for each phase, and Generate
  • the control device 10 according to the present embodiment generates the drive signal as a rectangular wave voltage waveform that switches the level based on the rotation angle of the rotor detected by the angle sensor 21 such as a resolver (hereinafter, referred to as a detection angle).
  • the motor control device 10 includes a power supply unit 11, an inverter 12, a drive current detection unit 13, an offset amount calculation unit 14, a correction amount calculation unit 15, a voltage phase controller 16 and a drive signal generation. And a drive signal correction unit 18.
  • the voltage phase controller 16 receives a torque command value from an external control device, and determines the voltage phase ⁇ of each phase according to the torque command value.
  • the drive signal correction unit 18 corrects the drive signals (Su, Svo, Swo) to drive signals (Su, SV, Sw), respectively. This correction will be described later.
  • the drive current detection section 13 detects the drive current value (Iu, IV, Iw) of each phase supplied from the current supply section 12 to the motor 20.
  • the offset amount calculation unit 14 calculates the drive current (Iu, Iv, Iw) of each phase when the motor is driven by the drive current detection unit 13 and the detection angle 0 based on the drive current ( The offset amount of I u, I v, I w) is calculated as, for example, the average value of one period of the drive current (I u, I v, I w).
  • Figure 2 shows an example. In Fig.
  • the detection angle ⁇ the drive signal for each phase (U-phase, V-phase, and W-phase drive current command values S u, S v, and S w from the top), and the drive current (I u, IV, I w).
  • the motor The drive current value (Iu, Iv, Iw) of each phase is sampled for one cycle at a timing obtained by dividing one cycle T of the rotation into a plurality at equal intervals, and the drive current values (Iu, I
  • the offset value is calculated as the average value of v, I w). That is, assuming that the offset amounts of the drive current values (Iu, Iv, Iw) in the U, V, and W phases are Iuofs and Ivofs s Iwofs, respectively.
  • Iuofs (Iu (1) + Iu (2) +-.-+ Iu (n)) / n
  • Ivofs (Iv (1) + Iv (2) + ⁇ ⁇ -+ Iv (n)) / n
  • Iwofs (Iw (1) + Iw (2) +-'-+ Iw (n)) / n
  • n the number of divisions obtained by dividing the period T at equal intervals
  • the correction for the drive signal is performed as the correction of the phase of the drive signal as described later.
  • the correction amount calculation unit 15 calculates a phase correction amount ( ⁇ 0 ⁇ , ⁇ 0 ⁇ ) as a correction amount for the drive signal of each phase based on the offset amount (Iuofs, Ivofs, Iwofs) calculated by the offset amount calculation unit 14. , ⁇ ).
  • the correction amount calculation unit 15 includes a ⁇ ⁇ arithmetic unit, and calculates a phase correction amount ( ⁇ 0 u, ⁇ ⁇ ⁇ 0w) for each phase by the following equation.
  • the proportional gain Ksp and the integral gain Ksi are predetermined values for each control device, and are stored in advance in, for example, a storage unit (not shown).
  • the drive signal correction section 18 corrects the drive signal (S uo, S vo, S wo) based on the correction amounts ( ⁇ 0 u, ⁇ 0 V, ⁇ 0 w) calculated by the correction amount calculation section 15.
  • the duty ratio of the drive signal (Suo, Svo, Swo) output from the drive signal generation unit 17 as a rectangular wave is corrected by the phase.
  • Figure 3 shows an example of this. In this figure, the broken line indicates the waveform of the U-phase drive signal S uo before correction.
  • the solid line shows the waveform of the corrected U-phase drive signal Su.
  • the duty ratio is increased as shown in Fig. 3 (a). More specifically, the rise and fall of the rectangular wave of the drive signal S uo are shifted in the direction of widening by u, respectively, by the correction amount ⁇ calculated by the correction amount calculation unit 15.
  • the duty ratio is large, the drive current becomes high, that is, the drive current shifts to the positive side, whereby the offset can be corrected.
  • the duty ratio is reduced as shown in FIG. More specifically, the rise and fall of the rectangular wave of the drive signal Soo are shifted in the direction of narrowing by u each by the correction amount u calculated by the correction amount calculation unit 15.
  • the duty ratio is small, the driving current becomes low, that is, the driving current shifts to the negative side, so that the offset can be corrected.
  • the drive signal Soo as a duty ratio correction based on the phase, it is possible to easily and accurately perform the offset correction of the drive current. This correction can be made in the same manner in other phases.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of a control device according to the present embodiment
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of correction of a drive signal according to the present embodiment.
  • the motor 20 is a polyphase, for example, a three-phase AC motor, and is driven by a drive current supplied from the current supply unit 32 to each phase (U-phase, V-phase, and W-phase) of the motor 20. Is done.
  • the current supply unit 32 for example, the inverter converts the current from the power supply unit 31 into a polyphase alternating current based on the drive signals (S u, SV, Sw) for each phase to drive the motor 20
  • the control device generates a drive signal as a PWM voltage waveform according to the rotation angle (detection angle) 0 of the rotor detected by the angle sensor 21.
  • the motor control device 30 includes a power supply unit 31, a current supply unit 32, a drive current detection unit 33, an offset amount calculation unit 34, a correction amount calculation unit 35, a voltage command value generation unit 36, and a drive. It comprises a signal generator 37 and a drive signal corrector 3 &.
  • the voltage command value generation unit 36 receives a torque command value from an external control device, and in response to the torque command value, generates a voltage command value (V uo, Vvo) from which a drive signal (Su, SV, Sw) is generated. , Vwo).
  • the drive signal correction unit 38 corrects these voltage command values (Vuo, Vvo, Vwo) to voltage command values (Vu, VV, Vw).
  • Driving signal generation unit 37 For example, the PWM circuit converts the voltage command value corrected by the driving signal correction unit 38
  • the drive current detection unit 33 detects a drive current value (Iu, Iv, Iw) of each phase supplied from the current supply unit 32 to the motor 20.
  • the offset amount calculation unit 34 calculates the drive current (Iu, Iv, Iw) based on the drive current value (Iu, Iv, Iw) of each phase when driving the motor detected by the drive current detection unit 33. Calculate the offset amount of.
  • the offset amount calculation unit 34 includes, for example, a low-pass filter,
  • the correction amount calculation unit 35 calculates the correction amount of the voltage command value (Vuo, Vvo, Vwo) of each phase based on the offset amount calculated by the offset amount calculation unit 34, and the drive signal correction unit 38 Correct the voltage command value (Vuo, Vvo, Vwo) based on the amount.
  • this correction is performed as a correction of the level of the voltage command value (Vuo, Vvo, Vwo) that is the basis of the drive signal (Su, SV, Sw) by PWM.
  • 5 (a) shows the voltage command values (Vu, Vuo1, Vuo2) and the triangular wave Tw in the drive signal generation unit 37, for example, a PWM circuit, and FIG.
  • the drive signal generator 37 includes a comparator and calculates a drive signal (Su, Sv, Sw) based on a comparison between the voltage command values (Vu, Vv, Vw) and the triangular wave Tw.
  • the drive signal generator 37 outputs the drive signal (Su, Sv, Sw) and the voltage command value (Vu, Vv, Vw) Generated as a rectangular wave voltage waveform with a high voltage value Hi when the angle wave is larger than Tw and a low voltage value Lo when the voltage command value (Vu, Vv, Vw) is lower than the triangular wave Tw. I do.
  • drive signals S uo 1 and S uo 2 are generated for voltage command values V uo 1 and Vuo 2, respectively.
  • the correction amount calculation unit 35 calculates a correction amount for the voltage command value of each phase based on the offset amount calculated by the offset amount calculation unit 14.
  • the correction for the voltage command value is performed as the correction of the voltage value of the voltage command value, as described later. Therefore, the correction amount calculation unit 35 calculates the voltage correction amount (AVu, ⁇ VV, AVw). I do.
  • the correction amount calculating unit 35 includes a ⁇ I calculator, and calculates a voltage correction amount ( ⁇ Vu, ⁇ V V, AVw) for each phase by the following equation:
  • the proportional gain Kvp and the integral gain KVi are predetermined values for each control device, and are stored in advance in, for example, a storage unit (not shown).
  • the drive signal correction unit 38 calculates the correction amount ( ⁇ V u, ⁇ V V,
  • the voltage command value (Vuo, VVo, Vwo) is corrected to the voltage command value (Vu, Vv, Vw) based on ⁇ Vw). If the calculated offset amount (luofs, Ivofs, Iwofs) of the drive current (Iu, Iv, Iw) is a positive value, for example, as shown in FIG. 5 (a), the U-phase voltage command value Vuo 1 If the offset amount Iuofs of the U-phase drive current Iu calculated by the above is a positive value, it is corrected to the voltage command value Vu which is lower than the voltage command value Vuo 1 by the offset amount AVu. You. According to this correction, as shown in FIG. 5 (b), the drive signal S uo is corrected to a drive signal S u having a low duty ratio. When the duty ratio is small, the driving current becomes low, that is, the driving current shifts to the negative side, whereby the offset can be corrected.
  • the U-phase The offset amount luofs of the U-phase drive current I u calculated by the voltage command value Vuo 2 is negative.
  • the voltage command value Vuo2 is corrected to the voltage command value Vu that is raised in level by the offset amount AVu.
  • the drive signal S uo is corrected to a drive signal S u having a high duty ratio, as shown in FIG.
  • the duty ratio is large, the driving current becomes high, that is, the driving current shifts to the positive side, so that the offset can be corrected.
  • the offset of the drive current can be corrected easily and accurately. be able to.
  • the present invention by correcting the drive current based on the drive current at the time of driving the motor, it is also possible to correct the offset of the drive current generated by driving the motor. For this reason, a decrease in motor torque and an increase in vibration noise can be further suppressed.

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Description

明細書
モータの制御装置 技術分野
本発明は、'モータの駆動電流を制御する装置、 特に、 駆動電流のオフセッ 卜を 補正する装置に関する。 背景技術
従来より、 モータの駆動電流値を電流検出器により検出し、 この駆動電流値を 駆動制御にフィードバックする制御装置が知られている。 この種の装置では、 電 流検出器の検出値がオフセヅ 卜している場合には、 その分モータの駆動電流が正 側または負側にオフセッ卜し、 これによりロータ内に磁束変動による渦電流が生 じ、 発熱による永久磁石の減磁によるトルク低下や、 トルク脈動による振動/騒 音の増大といつた問題が発生する場合がある。
このような駆動電流のオフセッ卜を補正する技術として、 例えば特開平 8— 1 4 9 8 8 2号公報に開示されるモータの制御装置が知られている。 この装置では、 モータに駆動電流を供給していない状態即ちモータの停止状態での電流検出器の 出力電流値をオフセッ 卜量として検出し、 駆動電流をこのオフセッ卜量の分補正 する。
また、 従来より、 レゾルバ等の角度センサによりロータの回転角を検出し、 こ の回転角に基づいて駆動信号を生成するモータの制御装置が知られている。
この種の装置では、 角度センサの検出誤差に起因して駆動信号のデュ一ティ比 にずれが生じ、 駆動電流がオフセッ 卜する場合がある。 このオフセッ 卜について 図 6を用いて説明する。 図 6 ( a ) は、 角度センサの出力特性の一例を示し、 横 軸に実際のロータの回転角 0 r (以下実回転角 0 rとする） 、 縦軸に角度センサ の検出したローダ回転角 0 (以下検出角 0とする） をとる。 この図に示すように、 角度センサがロータの一回転周期内で検出誤差を有する場合がある。 この例の場 合は、 実回転角 0 Γ = πに対して検出角 Qは誤差 <5 Θ分だけ遅れている。
図 6 ( b ) ， （c ) は、 図 6 ( a ) の出力特性を有する角度センサの検出角 0 に基づいて生成した駆動信号である。 図 6 ( b ) は駆動信号を矩形波電圧波形 ( 0 = 0， Γでレベルを切り替える矩形波） とした場合、 図 6 ( c ) は駆動信号 を P W M電圧波形とした場合を示す。 各図において、 上段は駆動信号の目標値 S r、 下段は実際の駆動信号 S uであり、 高レベル側を H i、 低レベル側を L oと している。 角度センサの検出角 0に誤差がある場合には、 これに基づいて生成さ れる駆動信号 S uのデューティ比は目標値 S rに対してずれる。 図 6 ( b ) , ( c ) の場合はいずれも実回転角 Θ r二 πに対して検出角 Θが誤差 δ Θ分だけ遅 れる分、 駆動信号の H i側出力が長くなるため、 駆動電流は正側にオフセッ 卜す ο
しかしながらこのような角度センサの検出誤差による駆動電流のオフセッ 卜は、 モータが回転している際の駆動電流のオフセッ卜であるため、 特開平 8— 1 . 4 9 8 8 2号公報に開示されるようなモータの停止状態で算出したオフセヅ 卜量では これを補正することができず、 モータのトルク低下や振動ノ騒音の増大を来す場 合があった。 発明の開示
本発明にかかるモータの制御装置は、 モータの駆動信号を生成する駆動信号生 成部と、 前記駆動信号に応じた駆動電流をモ一タに供給する電流供給部とを備え たモータの制御装置において、 モータの駆動電流の電流値を検出する電流検出部 と、 モータ駆動時において検出された電流値に基づいて前記駆動電流のオフセッ 卜量を算出するオフセッ 卜量算出部と、 前記算出したオフセッ ト量に基づいて前 記駆動信号の補正を行う駆動信号補正部とを有する。 本発明によれば、 このよう にモータ駆動時の駆動電流に基づいて駆動電流が補正されるため、 例えば角度セ ンサの誤差により生じた駆動電流のオフセッ卜等、 モータ駆動によって生じる駆 動電流のオフセッ トに対してもより精度よく補正することができる。
また本発明にかかるモ一夕の制御装置では、 前記駆動信号生成部は、.駆動信号 を矩形波信号として生成し、 前記駆動信号補正部は、 前記算出したオフセッ 卜量 に基づいて前記矩形波信号のデューティ比を補正するのが好適である。 駆動信号 を矩形波信号とするモータでは、 この矩形波信号のデュ一ティ比の補正により、 容易に駆動電流を補正することができる。
また本発明にかかるモータの制御装置では、 前記駆動信号生成部は、 電圧指令 値に基づいて駆動信号を生成し、 前記駆動信号補正部は、 前記算出したオフセッ 卜量に基づいて、 前記電圧指令値を補正するのが好適である。 P W M制御を行う モータ等、 駆動信号を電圧指令値に基づいて生成するモータでは、 この電圧指令 値の補正により、 容易に駆動電流を補正することができる。
また本発明にかかるモータの制御装置では、 前記オフセッ卜量算出部は、 駆動 電流一周期分の電流値に基づいてオフセッ ト量を算出するのが好適である。 これ により迅速かつ容易にオフセッ卜量を検出して駆動電流を補正することができる c また本発明にかかるモータの制御装置では、 前記オフセット量算出部は、 ロー パスフィルタを備え、 前記検出した駆動電流の電流値にローパスフィルタを作用 させることによりオフセット量を算出するのが好適である。 これにより、 才フセ ッ卜量の検出を簡易な構成により行うことができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第一の実施形態にかかるモータの制御装置の概略構成図であ る o
図 2は、 本発明の第一の実施の形態にかかるモータの制御装置における才フセ ッ卜量算出を示す説明図である。
図 3は、 本発明の第一の実施の形態にかかるモータの制御装置における駆動信 号の補正を示す説明図である。
図 4は、 本発明の第二の実施形態にかかるモータの制御装置の概略構成図であ る o
図 5は、 本発明の第二の実施の形態にかかるモータの制御装置における電圧指 令値の生成および電圧指令値の補正を示す説明図である。
図 6は、 実際の口一夕回転角に対する角度センサの検出角の誤差と、 この検出 角に基づいて生成した駆動信号におけるデューティ比のずれを示す説明図である c 発明を実施するための最良の形態 以下、 本発明にかかるモータの制御装置の第一の実施の形態について図面を参 照しながら説明する。 図 1は、 本実施形態にかかる制御装置の構成図、 図 2は、 モータ各相の駆動信号および駆動電流の波形、 また図 3は、 本実施形態にかかる 駆動信号の補正の説明図である。
本実施形態ではモータ 20は多相例えば 3相の交流電動機であり、 電流供給部 1 2例えばインバー夕からモータ 20の各相 （U相、 V相、 W相） に供給される 駆動電流によって駆動される。 電流供給部 1 2例えばインバータは、 各相に対す る駆動信号 （S u, S v, S w) に基づいて、 電源部 1 1からの電流を多相交流 に変換してモータ 20の駆動電流を生成する。 本実施形態にかかる制御装置 1 0 は、 駆動信号を、 角度センサ 21例えばレゾルバにより検出したロータの回転角 (以下検出角と記す） に基づいてレベルを切り替える矩形波電圧波形として生成 する。
モータの制御装置 1 0は、 電源部 1 1、 インバータ 1 2、 駆動電流検出部 1 3、 オフセッ卜量算出部 1 4、 補正量算出部 1 5、 電圧位相制御器 1 6、 駆動信号生 成部 1 7、 および駆動信号補正部 1 8を備える。
電圧位相制御器 1 6は、 外部の制御装置からトルク指令値てを受け取り、 これ に応じて各相の電圧位相 øを決定する。 駆動信号生成部 1 7例えば矩形波発生器 は、 この電圧位相 ø、 および検出角 0に基づいて、 各相の駆動信号 （S u o, S v o, Swo) を矩形波の電圧波形として生成する。 駆動信号補正部 1 8はこの 駆動信号 （S u o, S vo， Swo) をそれぞれ駆動信号 （ S u， S V， S w) に補正する。 この補正については後述する。
駆動電流検出部 1 3は、 電流供給部 1 2からモータ 20へ供給される各相の駆 動電流値 （I u, I V , Iw) を検出する。 オフセッ ト量算出部 1 4は、 駆動電 流検出部 1 3で検出したモータ駆動時の各相の駆動電流値 （I u, I v， Iw) と検出角 0とに基づいて、 駆動電流 （ I u , I v, I w) のオフセッ ト量を、 例 えば駆動電流 （I u， I v, I w) の一周期分の平均値として算出する。 図 2は その一例である。 図 2では、 上から、 検出角 ø、 各相の駆動信号 （上から U相、 V相、 W相の各駆動電流指令値 S u、 S v、 S w) 、 および各相の駆動電流値 (I u， I V , I w) を示す。本実施形態では、 検出角 0に基づいて、 モータの 回転の一周期 Tを等間隔に複数に分割したタイミングで各相の駆動電流値 （ I u， I v, I w) が一周期分サンプリングされ、 これらサンプリングされた駆動電流 値 （ I u, I v, I w) の平均値としてオフセット値が算出される。 即ち、 U相、 V相および W相における各駆動電流値 （ I u， I v, Iw) のオフセッ ト量をそ れぞれ Iuofs、 Ivofss Iwofsとすると、
Iuofs= (Iu(1) + Iu(2) + - . - +Iu(n)) /n
Ivofs= (Iv(1) + Iv(2) +■ ■ - +Iv(n)) /n
Iwofs = (Iw(1) + Iw(2) + - ' - +Iw(n)) /n
(ここに、 n ：—周期 Tを等間隔に分割した分割数）
となる。 図 2の例では、 回転一周期 T即ち検出角 0 = 0〜2 ττを検出角 0= 1 / 37Γずつ 6点に等分割したタイミングにおける駆動電流値の平均値としてオフセ ッ卜値が算出される。
本実施形態において、 駆動信号に対する補正は、 後述するように駆動信号の位 相の補正として行われる。補正量算出部 1 5は、 オフセッ 卜量算出部 1 4で算出 したオフセッ卜量 （Iuofs、 Ivofs、 Iwofs) に基づいて、 各相の駆動信号に対する 補正量として位相補正量 （Δ0 ιι、 Δ0 ν、 Δθνν) を算出する。例えば補正量 算出部 1 5は Ρ Ι演算器を含み、 各相に対する位相補正量 （Δ0 u、 Δθ ν Δ 0w) を、 以下の式
6u = Ksp-Iuofs + Ksi- S luofs-dt
Δ θν 二 Ksp- Ivofs + Ksi■ S I ofs - dt
Δ Θ w = Ksp- Iwofs + Ksi - S Iwofs -dt
(ここに、 K s p :比例ゲイン、 K s i ：積分ゲイン）
により算出する。 ここで比例ゲイン K s pおよび積分ゲイン K s iはそれぞれ制 御装置毎に予め定めた値であり、 例えば図示しない記憶部に予め記憶される。 駆動信号補正部 1 8は補正量算出部 1 5で算出した補正量 （ Δ 0 u、 Δ 0 V、 △ 0w) に基づいて駆動信号 （S u o , S v o， S wo) を補正する。 本実施形 態では、 前述したように、 矩形波として駆動信号生成部 1 7より出力される駆動 信号 （S u o, S v o, S wo) のデューティ比が、 位相により補正される。 図 3にこの一例を示す。 この図において、 破線は補正前の U相駆動信号 S u oの波 形を、 また実線は補正後の U相駆動信号 S uの波形を示す。 算出した U相駆動電 流のオフセット量 Iuofsが負の値であった場合には、 図 3 ( a ) に示すようにデュ 一ティ比が大きくされる。 より具体的には、 補正量算出部 1 5で算出した補正量 △ の分、 駆動信号 S u oの矩形波の立ち上がりおよび立ち下がりが、 それぞ れ uずつ広げる方向にシフ卜される。 デューティ比が大きい場合には駆動電 流は高くなる、 即ち駆動電流は正側へシフ卜するため、 これによりオフセッ 卜分 を補正することができる。
一方、 算出したオフセヅ卜量 Iuofsが正の値であった場合には、 図 3 ( b ) に示 すようにデューティ比が小さくされる。 より具体的には、 補正量算出部 1 5で算 出した補正量 uの分、 駆動信号 S u oの矩形波の立ち上がりおよび立ち下が りが、 それぞれ uずつ狭める方向にシフ卜される。 デューティ比が小さい場 合には駆動電流は低くなる、 即ち負側へシフトするため、 これによりオフセッ 卜 分を補正することができる。 このように、 駆動信号 S u oの補正を位相によるデ ュ一ティ比の補正として行うことにより、 容易にかつ精度良 駆動電流のオフセ ッ卜補正を行うことができる。 なお、 この補正は他相においても全く同様に行う ことができる。
次に、 本発明にかかるモータの制御装置の第二の実施の形態について図面を参 照しながら説明する。 図 4は、 本実施形態にかかる制御装置の構成図、 また図 5 は、 本実施形態にかかる駆動信号の補正の説明図である。
本実施形態ではモータ 2 0は多相例えば 3相の交流電動機であり、 電流供給部 3 2からモータ 2 0の各相 （U相、 V相、 W相） に供給される駆動電流により駆 動される。 電流供給部 3 2例えばインバ一タは、 各相に対する駆動信号 （S u , S V , S w ) に基づいて、 電源部 3 1からの電流を多相交流に変換してモータ 2 0の駆動電流を生成する。本実施形態にかかる制御装置は、 駆動信号を、 角度セ ンサ 2 1で検出したロータの回転角 （検出角） 0に応じて P W M電圧波形として 生成する。
モータの制御装置 3 0は、 電源部 3 1、 電流供給部 3 2、 駆動電流検出部 3 3、 オフセッ卜量算出部 3 4、 補正量算出部 3 5、 電圧指令値生成部 3 6、 駆動信号 生成部 3 7、 および駆動信号補正部 3 &を備える。 電圧指令値生成部 36は、 外部の制御装置からトルク指令値てを受け取り、 こ れに応じて駆動信号 （S u, S V , S w) の生成の元となる電圧指令値 （V u o， Vvo, Vwo) を生成する。駆動信号補正部 38はこれら電圧指令値 （Vuo, Vvo, Vwo) を電圧指令値 （Vu, V V , Vw) に補正する。 駆動信号生成 部 37例えば PWM回路は、 駆動信号補正部 38において補正された電圧指令値
(Vu, V V , Vw) に基づいて各相の駆動信号 （S u， Sv, S w) を PWM による電圧波形として生成する。 電圧指令値 （Vu, Vv, Vw) の補正および PWM回路における駆動信号 （S u， Sv, Sw) の生成については後述する。 駆動電流検出部 33は、 電流供給部 32からモータ 20へ供給される各相の駆 動電流値 （I u, I v, Iw) を検出する。 オフセッ ト量算出部 34は、 駆動電 流検出部 33で検出したモータ駆動時の各相の駆動電流値 （I u， I v, Iw) に基づいて駆動電流 （ I u, Iv, I w) のオフセッ ト量を算出する。 本実施形 態では、 オフセッ 卜量算出部 34は例えばローパスフィルタを備え、 各駆動電流
( I u , I v， I w) に対するオフセット量 （Iuofs，Ivofs，Iwofs) を出力する。 口一パスフィル夕のフィルタ周波数を低く設定することにより、 平均値を出力さ せることができる。 このような構成によれば検出角 0の位相によらず容易にォフ セヅ卜量 （Iuofs,Ivofs,Iwofs) を算出することができる。
補正量算出部 35はオフセツ卜量算出部 34で算出したオフセッ卜量に基づい て、 各相の電圧指令値 （Vuo, Vvo, Vwo) の補正量を算出し、 駆動信号 補正部 38はこの補正量に基づいて電圧指令値 （V u o , Vvo, Vwo) を補 正する。 本実施形態では、 この補正は、 PWMによる駆動信号 （S u , S V , S w) の元となる電圧指令値 （ V u o， Vvo, V wo ) のレベルの補正として行 われる。 図 5 (a) に、 駆動信号生成部 37例えば PWM回路における電圧指令 値 （Vu, V u o 1 , Vuo 2) および三角波 Twを、 図 5 (b) にこれら電圧 指令値 （Vu, V u o 1 , Vuo 2) および三角波 Twに基づいてそれぞれ生成 された駆動信号 （Su, S uo 1 , S u o 2) を示す。 駆動信号生成部 37は比 較器を含み、 電圧指令値 （Vu， Vv, Vw) と三角波 Twとの比較に基づいて 駆動信号 （S u, Sv, Sw) を算出する。 より具体的には、 駆動信号生成部 3 7は、 駆動信号 （Su, Sv， Sw) を、 電圧指令値 （Vu， Vv, Vw) が三 角波 Twより大きい場合には高い電圧値 H i、 また電圧指令値 （Vu, Vv, V w) が三角波 T wより低い場合には低い電圧値 L oとする矩形波の電圧波形とし て生成する。 同様に電圧指令値 V u o 1、 Vuo 2に対してはそれぞれ駆動信号 S u o 1、 S u o 2が生成される。
補正量算出部 35は、 オフセッ 卜量算出部 1 4で算出したオフセッ 卜量に基づ いて、 各相の電圧指令値に対する補正量を算出する。 本実施形態において、 電圧 指令値に対する補正は、 後述するように電圧指令値の電圧値の補正として行われ るため、 補正量算出部 35はこの電圧補正量 （AVu, Δ V V , AVw) を算出 する。例えば補正量算出部 35は Ρ I演算器を含み、 各相に対する電圧補正量 (△Vu, Δ V V , AVw) を、 以下の式、
△ V u = Kvp■ luofs + Kvi■ S luofs■ dt
△ Vv = Kvp-Ivofs + Kvi · S Ivofs-dt
△ Vw = Kvp - Iwofs + Kvi - S Iwofs -dt
(ここに、 Kv p :比例ゲイン、 Kv i ：積分ゲイン）
により算出する。 比例ゲイン K v pおよび積分ゲイン K V iはそれそれ制御装置 毎に予め定めた値であり、 例えば図示しない記憶部に予め記憶される。
駆動信号補正部 38は補正量算出部 35で算出した補正量 （△ V u， Δ V V ,
△ Vw) に基づいて電圧指令値 （Vuo, V V o , Vwo ) を電圧指令値 （Vu, Vv, Vw) に補正する。 算出した駆動電流 （I u, I v, Iw) のオフセット 量 （ luofs, Ivofs, Iwofs) が正の値であった場合、 例えば、 図 5 (a) に示すよう に U相電圧指令値 Vuo 1により算出した U相駆動電流 I uのオフセッ 卜量 Iuof sが正の値であった場合には、 電圧指令値 Vuo 1からオフセッ 卜量 AVu分だけ レベルを下げた電圧指令値 V uに補正される。 この補正によれば、 図 5 ( b) に 示すように、 駆動信号 S u oはデューティ比の低い駆動信号 S uに補正される。 デューティ比が小さい場合には駆動電流は低くなる、 即ち駆動電流は負側へシフ 卜するため、 これによりオフセッ卜分を補正することができる。
—方、 算出した駆動電流 （ I u , I v, I w) のオフセット量 （Iuofs，Ivofs， Iwofs) が負の値であった場合、 例えば、 図 5 (a) に示すように、 U相電圧指令 値 Vuo 2により算出した U相駆動電流 I uのオフセッ 卜量 luofsが負の値であつ た場合には、 電圧指令値 V u o 2からオフセッ 卜量 AV u分だけレベルを上げた 電圧指令値 Vuに補正される。 この補正によれば、 図 5 (b) に示すように駆動 信号 S u oはデューティ比の高い駆動信号 S uに補正される。 デューティ比が大 きい場合には駆動電流は高くなる、 即ち駆動電流は正側へシフトするため、 これ によりオフセッ 卜分を補正することができる。 このように、 電圧指令値 （V u， Vv, Vw) の補正により駆動信号 （S u o, S v o, S wo) を補正すること により、 容易にかつ精度良く駆動電流のオフセッ卜の補正を行うことができる。 産業上の利用可能性
以上説明したように、 本発明によれば、 モータ駆動時の駆動電流に基づいて駆 動電流を補正することにより、 モータ駆動により生じる駆動電流のオフセッ 卜を も補正することができる。 このためモータのトルク低下や振動 騒音の増大をよ り抑制することができる。

Claims

請求の範囲
1 . ィンバー夕の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、 前記駆動信号に応じ てスイッチング素子をオンオフするインバー夕とを備えたモータの制御装置にお いて、
モータの駆動電流の電流値を検出する電流検出部と、
モータ駆動時において検出された電流値に基づいて前記駆動電流のオフセッ 卜 量を算出するオフセッ卜量算出部と、
前記算出した才フセッ卜量に基づいて前記駆動信号の補正を行う駆動信号補正 部と、
を有するモータの制御装置。
2 . 前記駆動信号生成部は、 駆動信号を矩形波信号として生成し、
前記駆動信号補正部は、 前記算出したオフセッ 卜量に基づいて前記矩形波信号 のデューティ比を補正することを特徴とする請求項 1に記載のモータの制御装置 (
3 . 前記駆動信号生成部は、 電圧指令値に基づいて駆動信号を生成し、
前記駆動信号補正部は、 前記算出したオフセッ 卜量に基づいて、 前記電圧指令 値を補正することを特徴とする請求項 1に記載のモータの制御装置。
4 . 前記オフセッ卜量算出部は、 駆動電流一周期分の電流値に基づいてオフセ ヅ 卜量を算出することを特徴とする請求項 1乃至 3のいずれかに記載のモータの 制御装置。
5 . 前記オフセット量算出部は、 口一パスフィルタを備え、 前記検出した駆動 電流の電流値に口一パスフィルタを作用させることによりオフセッ卜量を算出す ることを特徴とする請求項 1乃至 4のいずれかに記載のモータの制御装置。
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