JP4688172B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明はアキシャルギャップ型の電動機の制御装置に関する。

永久磁石を有するロータと、該ロータの軸心方向で該ロータの両側に設けられた２つのステータと、各ステータに装着された電機子巻線とを備えたアキシャルギャップ型の電動機が従来より知られている（例えば特許文献１、特許文献２を参照）。このようなアキシャルギャップ型の電動機は、電動機のロータの軸心方向の長さを短くしつつ、比較的高い出力トルクを発生させることができる。
特開平１０−２７１７８４号公報 特開２００１−１３６７２１号公報

ところで、アキシャルギャップ型の電動機では、両ステータ間の起磁力を高め、出力トルクの高トルク化を容易に図ることができる一方、該起磁力を高めるほど、電機子巻線に通電するインバータ回路の各スイッチ素子のスイッチング動作に起因するリプル電流などの高周波の電流成分（インバータ回路で使用する三角波などのキャリアの周波数成分を主体とする高次の周数成分の電流）が電機子巻線の電流に重畳しやすい。そして、このような高周波の電流成分は、電機子巻線の銅損やステータの鉄損を増大させ、電動機のエネルギー効率の低下を招くという不都合がある。また、一般に、電動機では、電機子巻線に高周波の電流成分が重畳するのを防止するために、該電機子巻線に直列に接続される誘導性のフィルタ（一般的にはコイル）を備えることがしばしばあるものの、この場合には、誘導性フィルタによるさらなる銅損の増大化を招いてしまう。さらに、インバータ回路の出力電圧が誘導性フィルタによる電圧降下を伴って電機子巻線に印加されることとなるため、電動機が発生し得る出力の最大値が低下してしまうという不都合もある。

このような不都合を解消するために、コンデンサなど、容量性フィルタを使用し、インバータ回路の各相の出力電流のうちの高周波の電流成分を該容量性フィルタに通すことによって、電機子巻線に高周波の電流成分が流れないようにすることが考えられる。

しかるに、この場合、容量性フィルタと電機子巻線との間で生じる共振現象や、各相の容量性フィルタの特性（容量値など）の相互のばらつき、各相の電機子巻線の特性の相互のばらつきなどに起因して、各相の電機子巻線の電流に相互にアンバランスな直流成分が重畳され、各相の電流の中心値（平均値）が相間でアンバランスなオフセットを生じる恐れがある。そして、このようなオフセットを生じた場合には、渦電流が発生して、ステータの過熱、エネルギー効率の低下、ロータの永久磁石の減磁などの不都合を生じる。

また、容量性フィルタと電機子巻線との間で生じる共振現象に起因して、電機子巻線に流れる電流が所望の電流にならず、ひいては、その共振現象が生じる電動機の運転域で、該電動機に所望のトルクを出力させることができない状況となる恐れがあった。

本発明はかかる背景に鑑みなされたものであり、アキシャルギャップ型の電動機に対し、該電動機の電機子巻線に高周波の電流成分が流れるのを防止するための容量性フィルタを使用しつつ、各相の電機子巻線の電流が相間でアンバランスなものとなるなど、不適切な電流が流れるのを防止でき、ひいては、該電動機を高いエネルギー効率で良好に運転させることができる制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電動機の制御装置は、かかる目的を達成するために、永久磁石を有するロータと、該ロータの軸心方向で該ロータの両側に設けられた２つのステータと、該両ステータにそれぞれ装着された複相の電機子巻線とを備えたアキシャルギャップ型の電動機の両ステータの電機子巻線にインバータ回路から通電する制御装置であって、
前記両ステータの複相の電機子巻線は、その両ステータの電機子巻線に対して共通の中性点と、前記電動機に設けられた各相の通電用接続端子との間で、各相毎に、直列接続および並列接続のいずれか一方の接続形態で接続されると共に、各相の通電用接続端子は、前記インバータ回路の各相の出力端子に通電ラインを介して接続されており、
前記通電ラインの各相間に介装された容量性フィルタと、
各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分に応じた信号としての直流オフセット検知信号を出力するオフセット検知信号出力手段と、
該直流オフセット検知信号に応じて各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分を０に近づけるように前記インバータ回路の出力電流を調整する直流オフセット電流補償手段とを備えることを基本構成とする。
そして、第１発明の電動機の制御装置では、前記中性点と前記各相の通電ラインとの間の電位差を検出する電圧センサを備え、前記オフセット検知信号出力手段は、該電圧センサの出力に基づいて前記中性点と各相の通電ラインとの間の電位差に含まれる直流成分の値を検出し、その検出した直流成分の値を前記直流オフセット検知信号として出力することを特徴とする（第１発明）。

かかる第１発明によれば、前記インバータ回路の各相の出力電流のうちの高周波の電流成分は、前記容量性フィルタに流れるので、両ステータの電機子巻線に高周波の電流成分が流れるのが防止される。そして、この場合、前記直流オフセット検知信号に応じて各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分を０に近づけるように前記インバータ回路の出力電流を調整するので、容量性フィルタと電機子巻線との間での共振現象などに起因して、両ステータの電機子巻線を流れる電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるような事態が発生するのを抑制することができる。

このように、第１発明によれば、両ステータの電機子巻線に高周波の電流成分が流れるのを容量性フィルタにより防止しつ、両ステータの電機子巻線を流れる電流が相間でアンバランスなものとなるような事態が発生するのを抑制することができることから、電動機における銅損や鉄損を低減することができ、電動機のエネルギー効率を高めることができる。また、両ステータの電機子巻線を流れる電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるのを抑制できることから、ロータの永久磁石の減磁を防止できる。

また、第１発明によれば、両ステータの電機子巻線が、各相毎に、直列接続および並列接続のいずれか一方の接続形態で接続されているので、両ステータの電機子巻線毎に、各別の容量性フィルタやインバータ回路を備える必要がなく、簡素で安価な制御装置を構成することができる。

また、前記第１発明よれば、前記中性点と前記各相の通電ラインとの間の電位差に含まれる直流成分の値は、各相の通電ラインを流れる電流の直流成分に応じたものとなることから、該電位差に含まれる直流成分の値を検出することで、その検出した直流成分の値を前記直流オフセット検知信号として使用できる。

ここで、前記第１発明においては、前記中性点と各相の通電ラインとの間の電位差を検出するために、前記電圧センサを該中性点と各相の通電ラインとの間の各相毎に介装するようにしてもよいが、その場合には、電動機から前記中性点に導通する接続線などを導出しておく必要がある。そこで、前記第１発明においては、前記各相の通電ラインの電位から前記中性点の電位と同等の電位を生成する中性点電位生成回路を備え、前記電圧センサは、該中性点電位生成回路から出力される電位と、前記各相の通電ラインの電位との間の電位差を検出するようにしてもよい（第２発明）。

すなわち、前記各相の通電ラインの電位から、前記中性点と同等の電位を生成することができるので、第２発明では、前記中性点電位生成回路を備える。そして、該中性点電位生成回路から出力される電位と、前記各相の通電ラインの電位との間の電位差を前記電圧センサにより検出することで、実質的に前記中性点と各相の通電ラインとの電位差を検出できることとなる。この場合、中性点電位生成回路は、その入力側を各相の通電ラインに接続し、且つ、出力側を電圧センサに接続しておけばよいので、電動機の前記中性点に導通する接続線を省略できる。

前記基本構成において、両ステータの各相の電機子巻線に流れる電流は、インバータ回路の出力電流（ここではインバータ回路から電動機側に向かう向きを該出力電流の正方向とする）から、容量性フィルタに流れる電流（ここでは通電ラインから容量性フィルタに向かう向きを該電流の正方向とする）を差し引いた電流となる。また、電動機から目標とするトルクを出力させるためには、少なくともその出力トルクの目標値と電動機のロータの回転速度とに応じた電流を両ステータの電機子巻線に流す必要がある。そして、このような電流を両スタータの電機子巻線に流すためには、前記容量性フィルタに流れる電流を加味してインバータ回路の出力電流を制御する必要がある。特に、容量性フィルタと電機子巻線との間で共振現象が生じるような状況では、該容量性フィルタに流れる電流が比較的大きな電流となるので、該容量性フィルタに流れる電流の影響を適切に補償する必要がある。

そこで、本発明の電動機の制御装置は、前記基本構成に加えて、前記容量性フィルタと前記インバータ回路との間の箇所で前記各相の通電ラインを流れる電流を検出するための電流センサと、
前記両ステータの電機子巻線に流す電流の目標値である目標電機子電流を、少なくとも前記電動機の出力トルクの目標値と該電動機のロータの回転速度とに応じて決定する目標電機子電流決定手段と、
前記各容量性フィルタのインピーダンスと、該容量性フィルタの前記通電ライン側の一端から前記両ステータの電機子巻線のうちの該通電ラインと同じ相の電機子巻線を経由して前記中性点に至る電流路のインピーダンスとを含む所定の演算式に基づいて、前記目標電機子電流に対応する前記インバータ回路の出力電流の目標値であるインバータ目標出力電流を決定するインバータ目標出力電流決定手段と、
前記電流センサを介して検出されるインバータ回路の出力電流を前記インバータ目標出力電流に一致させるようにインバータ回路の動作をフィードバック制御するインバータ制御手段とを備えることが好ましい（第３発明）。

あるいは、前記容量性フィルタと前記両ステータの電機子巻線との間の箇所で前記各相の通電ラインを流れる電流を検出するための電流センサと、
前記両ステータの電機子巻線に流す電流の目標値である目標電機子電流を、少なくとも前記電動機の目標出力トルクと該電動機のロータの回転速度とに応じて決定する目標電機子電流決定手段と、
前記電流センサを介して検出される前記両ステータの電機子巻線の電流と前記目標電機子電流に一致させるようにインバータ回路の動作をフィードバック制御するインバータ制御手段とを備えることが好ましい（第４発明）。

前記第３発明においては、前記電流センサを介して検出される電流は、前記インバータ回路の出力電流であるので、前記目標出力トルクのトルクを前記電動機から出力させるための前記目標電機子電流を両ステータの電機子巻線に流すためには、その目標電機子巻線に前記容量性フィルタに流れる電流分を加えた電流を、前記電流センサを介して検出されるインバータ回路の出力電流の目標として、該インバータ回路を制御する必要がある。

この場合、各容量性フィルタのインピーダンスと、該容量性フィルタの前記通電ライン側の一端から前記両ステータの電機子巻線のうちの該通電ラインと同じ相の電機子巻線を経由して前記中性点に至る電流路のインピーダンスと、該電機子巻線の誘起電圧と、該電機子巻線に流れる電流と、前記インバータ回路の出力電流との関係を表す所定の演算式に基づいて、前記目標電機子電流に対応する前記インバータ回路の出力電流の目標値であるインバータ目標出力電流を決定することができる。なお、この場合、各容量性フィルタのインピーダンスは、該容量性フィルタを構成する素子の回路定数値（容量値など）と電動機のロータの回転速度とから特定できる。同様に、前記電流路のインピーダンスは、該電流路に備えた電機子巻線などの回路定数地（インダクタンスや抵抗値など）と電動機のロータの回転速度とから特定できる。また、電機子巻線の誘起電圧は、電動機の誘起電圧定数とロータの回転速度とから特定できる。

そして、第３発明では、このように決定されるインバータ目標出力電流に、前記電流検出センサを介して検出されるインバータ回路の出力電流を一致させるようにインバータ回路の動作をフィードバック制御する。これにより、第３発明によれば、容量性フィルタと電機子巻線との間の共振現象の発生の有無によらずに、容量性フィルタに流れる電流の影響を補償し、電動機から目標出力トルクの出力トルクを出力させる上で適切な電流（前記目標電機子電流）を電機子巻線に流すことができる。

一方、前記第４発明にあっては、前記電流センサを介して検出される電流は、前記両ステータの電機子巻線の電流であり、その電流は、容量性フィルタに流れる電流には依存しない。そして、第６発明では、この電流を、前記目標電機子電流に一致させるようにインバータ回路の動作がフィードバック制御される。これにより、第４発明によれば、容量性フィルタと電機子巻線との間の共振現象の発生の有無によらずに、容量性フィルタに流れる電流の影響を補償し、電動機から目標出力トルクの出力トルクを出力させる上で適切な電流（前記目標電機子電流）を電機子巻線に流すことができる。

なお、本発明では、両ステータの各相毎の電機子巻線に直列に誘導性フィルタが接続されていてもよい。

また、前記第３発明または第４発明では、前記目標電機子電流や、インバータ目標出力電流は、各相毎の電流の目標値でもよいが、所謂、ｄ−ｑベクトル制御におけるｄ軸電流（界磁電流）およびｑ軸電流（トルク電流）の目標値でもよい。

また、前記第３発明または第４発明は、前記第１発明、第２発明のいずれかと組み合わせてもよい。また、前記第３発明または第４発明では、前記オフセット検知信号出力手段は、例えば次のように構成してもよい。すなわち、前記各相の通電ラインを流れる電流を検出するための電流センサを備え、前記オフセット検知信号出力手段は、該電流センサの出力に基づいて各相の通電ラインを流れる電流の直流成分の値を検出し、その検出した直流成分の値を前記直流オフセット検知信号として出力する。この場合、上記電流センサは、第３発明または第４発明における電流センサと同じ電流センサでもよい。

［第１実施形態］
本発明の第１実施形態を図１〜図７を参照して説明する。図１は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。

図１を参照して、１は電動機、２は電動機１の運転制御を行なう制御装置である。

電動機１は、ロータ３と、２つのステータ４，５と、各ステータ４，５にそれぞれ装着された電機子巻線６，７とを備えたアキシャルギャップ型の電動機である。なお、電動機１は、例えば、電動車両やハイブリッド車両の推進力発生源として該車両に搭載され、力行運転と回生運転とが可能である。

この電動機１のロータ３およびステータ４，５の構造を図２〜図４を参照してさらに詳細に説明する。図２は電動機１のロータ３およびステータ４，５の斜視図、図３はロータ３の分解斜視図、図４はロータ３をその軸心方向で見たときの磁極の配列を示す図である。

ロータ３は、概略円環形状のものであり、図３に示すように、複数の扇板状の主永久磁石８を有する円環形状の主永久磁石層９と、複数の方形板状の副永久磁石１０を有する円環形状の第１副永久磁石層１１と、複数の方形板状の副永久磁石１２を有する円環形状の第２副永久磁石層１３とを、両副永久磁石層１１，１３の間に主永久磁石層９を挟み込むようにして同軸心に積層した構造を有する円環形状の磁性構造体１４と、この磁性構造体１４の外周面および内周面にそれぞれ装着される外筒枠１５および内筒枠１６とから構成されている。本実施形態では、主永久磁石８、副永久磁石１０、および副永久磁石１２のそれぞれの個数は同じ（図示例では１２個）である。なお、外筒枠１５ａおよび内筒枠１５ｂは、該外筒枠１５ａの内周面と内筒枠１５ｂの外周面との間で放射状に延在する複数（主永久磁石８、副永久磁石１０、および副永久磁石１２のそれぞれの個数と同数）の連結部１６により同軸心に連結されており、該連結部１６を含めて非磁性材により一体に構成されている。

主永久磁石層９の複数の扇板状の主永久磁石８は、それらの厚み方向をロータ３の軸心Ｃ方向に向けて、ロータ３の周方向に環状に並ぶように配列され、この配列により主永久磁石層９が構成される。

第１副永久磁石層１１の複数の方形板状の副永久磁石１０は、それらの厚み方向をロータ３の周方向（より詳しくは、ロータ３の軸心Ｃ上の点を中心点とする円周の接線方向）に向けて、該周方向に等角度間隔で並ぶように配列されている。従って、これらの副永久磁石１０は、ロータ３の軸心Ｃ方向で見たとき、図４に示すように放射状に配列されている。この場合、ロータ３の周方向での各副永久磁石１０の位置（角度位置）は、ロータ３の周方向で互いに隣り合う主永久磁石８，８の間の位置である。換言すれば、ロータ３の周方向での各主永久磁石８の両端にそれぞれ副永久磁石１０が位置するように、該副永久磁石１０が配列されている。

また、ロータ３の周方向で互いに隣り合う副永久磁石１０，１０の間の箇所（各主永久磁石８に、その厚み方向で対向する箇所）には、各々、各主永久磁石８と同形状（扇板形状）の磁性ヨーク１７がその厚み方向をロータ３の軸心Ｃ方向に向けて装着される。従って、第１副永久磁石層１１では、副永久磁石１０と磁性ヨーク１７とがロータ３の周方向に交互に並ぶにように配列され、この配列により第１副永久磁石層１１が構成される。そして、その各磁性ヨーク１７は、両側の副永久磁石１０，１０に固着されると共に、これらの副永久磁石１０，１０の間の主永久磁石８に重合される。

第２副永久磁石層１３の複数の方形板状の副永久磁石１２は、第１副永久磁石層１１の副永久磁石１０と同様に、それらの厚み方向をロータ３の周方向に向けて、該周方向に等角度間隔で並ぶように配列されている。この場合、ロータ３の周方向での各副永久磁石１２の位置（角度位置）は、第１副永久磁石層１１の副永久磁石１０と同じである。従って、第１副永久磁石層１１の個々の副永久磁石１０と、第２副永久磁石層１３の個々の副永久磁石１２とが、対となってロータ３の軸心Ｃ方向に並ぶ。

また、第１副永久磁石層１１と同様に、ロータ３の周方向で互いに隣り合う副永久磁石１２，１２の間の箇所には、各々、各主永久磁石８と同形状（扇板状）の磁性ヨーク１８がその厚み方向をロータ３の軸心Ｃ方向に向けて装着される。従って、第２副永久磁石層１３においても、副永久磁石１２と磁性ヨーク１８とがロータ３の周方向に交互に並ぶように配列され、この配列により第２副永久磁石層１３が構成される。そして、その各磁性ヨーク１８は、両側の副永久磁石１２，１２に固着されると共に、これらの副永久磁石１２，１２の間の主永久磁石８に重合される。

このように主永久磁石８、副永久磁石１０，１２および磁性ヨーク１７，１８を相互に組付けることにより磁性構造体１４が構成さる。そして、この磁性構造体１４に前記外筒枠１５を同軸心に外挿して、該磁性構造体１４の外周面に固着すると共に、磁性構造体１４に前記内筒枠１６を同軸心に内挿して、該磁性構造体１４の内周面に固着することによって、ロータ３が構成されている。この場合、各主永久磁石８が、ロータ３の周方向で互いに隣り合う前記連結部１６，１６の間の空間に位置し、且つ、ロータ３の軸心方向に並ぶ副永久磁石１０，１２の間に各連結部１６が挟み込まれるようにして、磁性構造体１４と外筒枠１５ａおよび内筒枠１５ｂとが組付けられる。なお、外筒枠１５および内筒枠１６の軸心Ｃ方向の長さは、磁性構造体１４の軸心Ｃ方向の長さ（厚さ）とほぼ同じである。そして、ロータ３は、その軸心Ｃ方向の中心を通って該軸心Ｃに直交する平面に対して面対称の構造となっている。

さらに各主永久磁石８、各副永久磁石１０，１２の磁極に関して説明する。各主永久磁石８は厚み方向に磁化されており、その厚み方向の一方の面がＮ極、他方の面がＳ極となっている。そして、ロータ３の周方向で互いに隣合う主永久磁石８，８は、それらの磁化の向きが互いに逆向きになっている。従って、ロータ３の軸心Ｃ方向における前記主永久磁石層９の各面、例えば、第１副永久磁石層１１側の面における主永久磁石８の磁極の配列は、図４に示すように（白抜き四角で囲った「Ｎ」、「Ｓ」を参照）、ロータ３の周方向でＮ極と、Ｓ極とが交互に並ぶようになっている。主永久磁石層９の第２副永久磁石層１３側の面についても同様である。なお、図４は第１副永久磁石層１１の磁性ヨーク１７を取り外した状態で示している。

また、第１副永久磁石層１１の各副永久磁石１０および第２副永久磁石層１３の各副永久磁石１２も、それらの厚み方向（ロータ３の周方向）に磁化されており、その厚み方向の一方の面がＮ極、他方の面がＳ極となっている。この場合、各副永久磁石１０の厚み方向における各面の磁極は、図４に示すように（白抜き四角を付していない「Ｎ」、「Ｓ」を参照）、その面側で該副永久磁石１０に隣接する主永久磁石８の第１副永久磁石層１１側の面の磁極と同一になっている。従って、ロータ３の周方向で互いに隣り合う副永久磁石１０，１０の互いに対向する面の磁極は、それらの副永久磁石１０，１０の間の主永久磁石８の第１副永久磁石層１１側の面の磁極と同一になっている。第２副永久磁石層１３の副永久磁石１２についても同様である。この場合、各主永久磁石８の厚み方向の両面のそれぞれの磁極は互いに異なるので、ロータ３の軸心Ｃ方向に並ぶ副永久磁石１０，１２の磁化の向きは互いに逆向きとなる。

このように主永久磁石８、および副永久磁石１０，１２を有するロータ３は、所謂ハルバッハ型の磁極配列を有するものとなり、ハルバッハ効果によって、ロータ３の軸心Ｃ方向の磁束密度を高密度なものとすることができる。

各ステータ４，５は、いずれも同一構造であり、図２に示す如く、各々、円環形状の基体１９の軸心方向における一方の面から該基体１９の軸心方向に突設された複数のティース２０を、該基体１９の軸心まわりに等角度間隔で配列した構造のものである。基体１９およびティース２０は、磁性材により一体に形成されている。なお、図示の例では、各ステータ４，５のティース２０の個数は３６個である。

この各ステータ４，５には、その周方向で隣り合うティース２０，２０の間の溝であるスロット２１に電機子巻線６，７（図２では図示省略）を収容するようにして、該電機子巻線６，７が装着されている。本実施形態では、各ステータ４，５にそれぞれ装着される電機子巻線６，７は、３相分（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電機子巻線である。また、各ステータ４，５における電機子巻線６，７の装着形態は、互いに同一である。例えば、ステータ４側の各相の電機子巻線６は、ステータ４の軸心方向で見たとき、所定数の巻線ループが、ステータ４の周方向に等角度間隔で形成されるようにステータ４に装着される。ステータ５側の電機子巻線７も同様である。従って、本実施形態ではステータ４および電機子巻線６の構成と、ステータ５および電機子巻線７の構成とは、互いに同じである。

これらのステータ４，５は、電動機１の組立状態では、該ステータ４，５の間にロータ３を挟み込むようにして、ロータ３の軸心Ｃ方向の両側に該ロータ３と同軸心に配置され、電動機１の図示しないハウジングに固定される。この場合、各ステータ４，５のティース２０の先端面がロータ３に近接して対向される。また、ロータ３の軸心Ｃ方向におけるロータ３とステータ４との間の間隙（ロータ３のステータ４側の面とステータ４のティース２０の先端面との距離）と、ロータとステータ５との間の間隙（ロータ３のステータ５側の面とステータ５のティース２０の先端面との距離）とが等しくなるように、すなわち、両ステータ４，５の間の中央にロータ３が位置するように、ロータ３およびステータ４，５が電動機１に組み付けられる。さらに、本実施形態では、電動機１の組立状態においてロータ３の軸心方向で見たとき、ステータ４の各ティース２０の位置（軸心まわりの角度位置）と、ステータ５の各ティース２０の位置（軸心まわりの角度位置）とが合致するように、ステータ４，４が電動機１に組み付けられる。すなわち、ステータ４の個々のティース２０と、ステータ５の個々のティース２０とがロータ３の軸心Ｃ方向で正対するようになっている。そして、ステータ４の各相の電機子巻線６と、これと同じ相のステータ５の電機子巻線７とは、各相毎に、ステータ４側の電機子巻線６の巻線ループとステータ５側の電機子巻線７の巻線ループとがロータ３の軸心Ｃ方向で互いに対向するように（ロータ３の軸心Ｃ方向で見たとき、ステータ４側の巻線ループとステータ５側の巻線ループとが互いに同じ角度位置に存するように）、各ステータ４，５に装着されている。従って、電動機１のロータ３からステータ４側の磁気回路構成と、ロータ３からステータ５側の磁気回路構成とが同じ構成となっている。

また、電動機１には、ロータ３に連結される出力軸１ａ（図２の仮想線を参照）が備えられ、この出力軸１ａは、図２に示すように、ステータ４，５を貫通した状態で、ロータ３の内筒枠１６に同軸心に取り付けられる。そして、該出力軸１ａは、図示を省略する軸受け（ベアリング）を介して電動機１のハウジング（または各ステータ４，５の基体１９）に支持され、ロータ３と一体に回転自在とされる。

なお、以降の説明では、各電機子巻線６，７の相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）、あるいは、それぞれの相に対応する構成要素を区別する必要があるときは、それぞれ添え字ｕ，ｖ，ｗを付する。例えば、ステータ４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線６をそれぞれ電機子巻線６ｕ、電機子巻線６ｖ、電機子巻線６ｗと表記する。そして、それぞれの相を区別する必要が無いときは、添え字ｕ，ｖ，ｗをしばしば省略する。

図１の説明に戻って、本実施形態では、ステータ４側の電機子巻線６とステータ５側の電機子巻線７とは、次のように接続されている。すなわち、ステータ４の各相の電機子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗのそれぞれと、ステータ５の各相の電機子巻線７ｕ，７ｖ，７ｗのそれぞれとは各相毎に直列に接続されている。そして、ステータ５の各相の電機子巻線７ｕ，７ｖ，７ｗの両端のうちの電機子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗと反対側の一端が両ステータ４，５の電機子巻線６，７について共通の（単一の）中性点１Ｎに接続されている。従って、Ｕ相の電機子巻線６ｕ，７ｕを直列に接続したものと、Ｖ相の電機子巻線６ｖ，７ｖを直列に接続したものと、Ｗ相の電機子巻線６ｗ，７ｗを直列にしたものとがＹ結線で接続されている。また、ステータ４の各相の電機子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗの両端のうちの電機子巻線７ｕ，７ｖ，７ｗと反対側の一端は、電動機１の外面部に設けられた３相分の通電用接続端子４２ｕ，４２ｖ，４２ｗにそれぞれ接続されている。従って、ステータ４の電機子巻線６とステータ５の電機子巻線７とは、各相毎に、通電用接続端子４２と単一の中性点１Ｎとの間で直列に接続されている。そして、各通電用接続端子４２ｕ，４２ｖ，４２ｗは、それぞれ通電ライン（接続ケーブルやバー状導体など）２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを介して制御装置２の後述するパワードライブユニット３１のインバータ回路３８に接続され、該インバータ回路３８と各相の電機子巻線６，７の間で電流が流れるようになっている。なお、電機子巻線６，７は、各相毎に直列に接続されているので、電機子巻線６に流れる電流と電機子巻線７に流れる電流とは各相毎に、常に同じになる。

また、本実施形態では、電動機１の運転制御のために、電動機１には、ロータ３の回転角度を検出する回転角度検出手段としてのレゾルバ２４が付設されている。

以上が電動機１に関する構成である。

次に、制御装置２を図１、並びに図５〜図７を参照して説明する。図５は制御装置２に備える容量性フィルタ４１の回路構成を一般化して示す図、図６は制御装置２に備えるＰＤＵ制御部３２の機能的構成を示すブロック図、図７は制御装置２に備えたパワードライブユニット３１のインバータ回路３８と、その出力側の回路構成とを示す図である。

図１を参照して、制御装置２は、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものである。この制御装置２は、その機能的構成を大別すると、３相分の前記通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗが接続されたパワードライブユニット３１（以下、ＰＤＵ３１という）と、このＰＤＵ３１の動作を制御する制御処理を実行するＰＤＵ制御部３２と、ＰＤＵ３１から各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗへの出力電流をそれぞれ検出する電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗと、各電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力にバンドパス特性のフィルタリングを施してノイズ成分を除去することによりＰＤＵ３１の各相の出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sを得るＢＰフィルタ３４と、電動機１の各相の電機子巻線６，７に後述するインバータ回路２８のスイッチング動作に起因する高周波成分の電流が流れるのを防止するためのフィルタ回路３５とを備えている。なお、ＰＤＵ制御部３２には、ＢＰフィルタ３４から出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sが入力されると共に、レゾルバ２４で検出されるロータ３の回転角度θm_s（以下、ロータ角度検出値θm_sという）が入力される。

補足すると、出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sの総和は０となるので、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗのうちのいずれか一つを省略し、その省略した電流センサに対応する出力電流検出値を他の２つの出力電流検出値から算出するようにしてもよい。例えば、電流センサ３３ｖを省略した場合には、Ｉsv_s＝−Ｉsu_s−Ｉsw_sとしてＩsv_sを算出することができる。

ＰＤＵ３１は、図７に示すように、直列に接続された一対のスイッチ素子３６，３６（図示例ではＩＧＢＴ）をそれぞれ有する３相分のアーム３７ｕ，３７ｖ，３７ｗを並列に接続してなる公知のインバータ回路３８を備える。このインバータ回路３８は、各アーム３７の両端にそれぞれ導通する一対の入力端子３９ａ，３９ｂに図示を省略する直流電源から直流電圧が印加されるようになっている。そして、インバータ回路３８は、各相のアーム３７ｕ，３７ｖ，３７ｗの中点（スイッチ素子３６，３６の間の箇所）にそれぞれ導通する出力端子４０ｕ，４０ｖ，４０ｗを備えており、これらの出力端子４０ｕ，４０ｖ，４０ｗにそれぞれ通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗが接続されている。このインバータ回路３８を有するＰＤＵ３１は、ＰＤＵ制御部３２から与えられる後述の動作指令（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧指令値）に応じたＰＷＭ制御により、インバータ回路３８の各スイッチ素子３６のオン・オフを制御することで、インバータ回路３８の出力電流を制御する。前記各電流センサ３３が検出するＰＤＵ３１の出力電流は、このインバータ回路３８の各相毎の出力電流である。

フィルタ回路３５は、ハイパス特性を有するフィルタであり、３相分の容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗにより構成されている。ここで、各容量性フィルタ４１は、それぞれのインピーダンスの虚部（リアクタンス成分）が負の値となるフィルタであり、それぞれのインピーダンスは互いにほぼ同一である。本実施形態では、各容量性フィルタ４１は、コンデンサ（キャパシタンス素子）により構成されている。

ただし、各容量性フィルタ４１は、必ずしもコンデンサだけで構成する必要はなく、例えば、図５に示すように、抵抗素子４３ａ、コイル４３ｂ（インダクタンス素子）、コンデンサ４３ｃ，４３ｄを組合わせて構成してもよい。このように各容量性フィルタ４１の回路構成は、種々様々の形態が可能である。

前記容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、それぞれの一端が相互に接続されている。つまり、容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、Ｙ結線で接続されている。また、各容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗの他端は、それぞれ、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗと電動機１との間でＵ相の通電ライン２３ｕ，Ｖ相の通電ライン２３ｖ、Ｗ相の通電ライン２３ｗに接続されている。

なお、本実施形態では、各容量性フィルタ４１が各相毎に、それぞれ電流センサ３３と電動機１との間で通電ライン２３に接続されているので、各電流センサ３３が検出するインバータ回路３８の出力電流は、それぞれに対応する相の電機子巻線６，７に流れる電流と、その相の容量性フィルタ４１に流れる電流との合成電流となる。

補足すると、容量性フィルタ４１や電流センサ３３は、ＰＤＵ３１のインバータ回路３８に一体に組み付けられていてもよい。

前記ＰＤＵ制御部３２は、ＰＤＵ３１を介して、各相の電機子巻線６，７の通電電流（相電流）を制御するものである。本実施形態では、ＰＤＵ制御部３２は、いわゆるｄ−ｑベクトル制御により電動機１のステータ４，５の各相の電機子巻線６，７の相電流を制御する。すなわち、ＰＤＵ制御部３２は、ステータ４の３相分の電機子巻線６ｕ，６ｖ，６ｗと、ステータ５の３相分の電機子巻線７ｕ，７ｖ，７ｗとを合わせて２相直流のｄ−ｑ座標系での等価回路に変換して取り扱う。その等価回路は、ｄ軸上の電機子巻線（以下、ｄ軸電機子巻線という）と、ｑ軸上の電機子巻線（以下、ｑ軸電機子巻線という）とを有する。そして、ｄ−ｑベクトル制御では、電機子巻線６，７に流す電流は、ｄ軸電機子巻線に流す電流としてのｄ軸電流と、ｑ軸電機子巻線に流す電流としてのｑ軸電流との合成電流として扱われる。なお、ｄ−ｑ座標系は、ロータ３の主永久磁石８および副永久磁石１０，１２による界磁方向をｄ軸、ｄ軸と直交する方向をｑ軸として電動機１のロータ３と一体に回転する回転座標系である。従って、ｄ軸電流およびｑ軸電流は、それぞれ、所謂、界磁電流、トルク電流を意味する電流である。

そして、ＰＤＵ制御部３２は、電動機１の目標出力トルクとして外部から制御装置２に与えられるトルク指令値Ｔr_cのトルクを電動機１の出力軸１ａから出力させるように、各容量性フィルタ４０に流れる電流の影響を補償しつつ、電動機１のステータ４，５の電機子巻線６，７の各相電流をＰＤＵ３１を介して制御する。

図６を参照して、このような制御を行なうＰＤＵ制御部３２は、その機能的構成として、レゾルバ２４から入力されるロータ角度検出値θm_sを微分することによりロータ３の回転速度の検出値としてのロータ速度検出値ωm_sを算出する微分演算部５０と、電機子巻線６，７のｄ軸電流（界磁電流）の指令値であるｄ軸電流指令値Ｉmd_c、およびｑ軸電流（トルク電流）の指令値であるｑ軸電流指令値Ｉmq_cを決定する電流指令決定部５１と、このｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cを、電機子巻線６，７の電流指令値の複素表現である電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cに変換する複素電流指令変換部５２と、この相電流ベクトル指令値Ｉm_co_c等からインバータ回路３８の出力電流の指令値の複素表現であるインバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cを算出するインバータ出力電流指令算出部５３と、このインバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cをインバータ回路３８の出力電流のｄ軸電流成分およびｑ軸電流成分のそれぞれの指令値としてのインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cの組に変換するｄｑ指令変換部５４とを備える。

なお、微分演算部５０では、ロータ角度検出値θm_sにロータ３の極対数を乗じてなるロータ３の電気角を微分することによって、ロータ３の電気角の角速度を算出するようにしてもよい。

補足すると、以降の説明では、電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cや、インバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cの如く、添え字「co」を有する参照符号を付するものは、複素表現によるベクトル量を意味するものとする。

さらにＰＤＵ制御部３２は、前記ＢＰフィルタ３４から入力される各相電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsd_cをインバータ回路３８の出力電流のｄ軸電流成分およびｑ軸電流成分のそれぞれの検出値としてのｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sの組に変換するｄｑ変換部５５と、このｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sをそれぞれ前記インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cに一致させるように前記ｄ軸電機子巻線およびｑ軸電機子巻線のそれぞれの電圧の指令値としてのｄ軸電圧指令値Ｖsd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖsq_cを決定する電流フィードバック制御部５６と、このｄ軸電圧指令値Ｖsd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖsq_cの組を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1に変換する３相変換部５７とを備える。

さらに、ＰＤＵ制御部３２は、インバータ回路３８から各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに流れる電流の検出値としての前記出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsd_cの直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値をそれぞれ算出する３相分の直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗから構成される直流オフセット検知部６６と、この直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値に応じて電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1をそれぞれ補正することで、補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2を決定する電圧指令補正部６７とを備える。該補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2は、ＰＤＵ３１に対する動作指令値である。

なお、前記直流オフセット検知部６６は、本発明におけるオフセット検知信号出力手段に相当し、該直流オフセット検知部６６の各直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗで算出される直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値が本発明における直流オフセット検知信号に相当する。また、電圧指令補正部６７は、本発明における直流オフセット電流補償手段に相当するものである。

上記したＰＤＵ制御部３２の各機能部の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

電流指令決定部５１には、制御装置２に外部から与えられる電動機１のトルク指令値Ｔr_cが逐次入力されると共に、前記微分演算部５０からロータ速度検出値ωm_sが逐次入力される。そして、電流指令決定部５１は、これらの入力値から、あらかじめ定められたマップに従って、電機子巻線６，７のｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cを逐次決定する。すなわち、Ｉmd_c，Ｉmq_cは、トルク指令値Ｔr_cおよびロータ速度検出値ωm_sに応じて決定されるフィードフォワード指令値である。この場合、基本的にはｑ軸電流指令値Ｉmq_cは、トルク指令値Ｔr_cに比例した値に決定される。また、ｄ軸電流指令値Ｉmd_cは、ｑ軸電流指令値Ｉmq_cとｄ軸電流指令値Ｉmd_cとロータ回転速度ωm_sとに応じて定まるｄ軸電圧とｑ軸電圧との合成ベクトルの大きさが、電動機１の電源電圧（インバータ回路３８に入力電圧）に対応して定まる所定値を超えないように決定される。該ｄ軸電流指令値Ｉmd_cは、基本的には、ロータ速度検出値ωm_sが高速となる電動機１の運転領域において、電機子巻線６，７に界磁弱め方向の界磁電流成分を流すように決定される指令値である。

なお、電流指令決定部５１は、本発明における目標電機子電流決定手段に相当し、そこで決定されるｑ軸電流指令値Ｉmq_cとｄ軸電流指令値Ｉmd_cが、本発明における目標電機子電流に相当するものである。

このように決定されるｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cが複素電流指令変換部５２に逐次入力される。本実施形態では、ｄｑ座標系のｑ軸、ｄ軸をそれぞれ複素座標系の実軸、虚軸に一致させるものとする。そこで、該複素電流変換部５２は、入力されたｑ軸電流指令値Ｉmq_cを実部、ｄ軸電流指令値Ｉmd_cを虚部とする複素数を電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cとして決定する。すなわち、次式（１）によりＩm_co_cを決定する。

Ｉm_co_c＝Ｉmq_c＋ｊ・Ｉmd_c ……（１）
（ただし、ｊ：虚数単位）

なお、Ｉm_co_ｃを極座標で表現してもよい。この場合には、Ｉm_co_cは、√（Ｉmq_c²＋Ｉmd_c²）を動径成分、tan^-1（Ｉmd_c／Ｉmq_c）を角度成分とするベクトル量となる。

このように決定された電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cと、ロータ速度検出値ωm_sとがインバータ出力電流指令算出部５３に入力される。

ここで、本実施形態では、前記したように、各電流センサ３３が検出するインバータ回路３８の出力電流は、それぞれに対応する相の電機子巻線６，７に流れる電流と、その相の容量性フィルタ４１に流れる電流との合成電流となる。従って、各相の電機子巻線６，７に電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cの電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流がそれぞれＩmd_c、Ｉmq_cに一致するような電流）を流すためには、電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cの電流に、容量性フィルタ４１に流れる電流分を付加した電流をインバータ回路３８から出力する必要がある。インバータ出力電流指令算出部５３は、このように容量性フィルタ４１に流れる電流分を付加したインバータ回路３８の出力電流の指令値（１相分の出力電流の指令値）の複素表現をインバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cとして求めるものである。

このインバータ出力電流指令算出部５３の処理を図７を参照しつつ詳説する。ここで、以下の説明では、各相の電機子巻線６，７の直列回路は、図７に示す如く、等価的に、インダクタンスＬのコイル７０と抵抗値ｒの抵抗素子７１とロータ３の回転速度に比例する誘起電圧ベクトルＶi_coを発生する電圧源７２との直列回路によって表現されるものとする。この場合、誘起電圧ベクトルＶi_coは、ロータ３の電気角の角速度をωとし、電動機１の誘起電圧定数（電機子巻線６，７を合わせたトータルの誘起電圧定数）Ｋeとしたとき、図５に記載した如く、Ｖi_co＝Ｋe・ωとなる。そして、誘起電圧ベクトルＶi_coは、ｄ−ｑ座標系のｑ軸方向に発生するので、ｑ軸およびｄ軸をそれぞれ複素座標系の実軸、虚軸に一致させた場合、複素表現によるベクトル量としての誘起電圧Ｖi_coは、実部成分（＝Ｋe・ω）のみを有するベクトル量となる。補足すると、インダクタンスＬは、電機子巻線６，７をｄ−ｑ座標系で取り扱う場合における前記ｄ軸電機子巻線のインダクタンスＬdとｑ軸電機子巻線のインダクタンスＬqとの平均値（＝（Ｌd＋Ｌq）／２）である。

また、一般に、電動機には、各相の電機子巻線に直列に接続された誘導性フィルタ（そのインピーダンスのリアクタンス成分が正の値となるフィルタ）が組み込まれることがある。そこで、図７においては、インバータ出力電流指令算出分５３の処理の説明を一般化するために、インダクタンスＬ₂のコイル７３と抵抗値Ｒ₂の抵抗素子７４との直列回路で表現される誘導性フィルタ７５が各相の電機子巻線６，７の直列回路に直列に接続されているものとしてしている。ただし、誘導性フィルタ７５は、省略してもよく、その場合には、Ｌ₂＝０，Ｒ₂＝０とすればよい。

また、各容量性フィルタ４１のインピーダンスをＺe_coとする。この場合、図７に記載した如く、インピーダンスＺe_coの虚部Ｉｍ（Ｚe_co）、すなわちリアクタンス成分は負の値である。なお、本実施形態では、各容量性フィルタ４１はコンデンサにより構成されているので、その容量値をＣとおくと、Ｚe_co＝１／（ｊ・ω・Ｃ）である。ただし、容量性フィルタ４１の回路構成は、前記したように種々様々な形態がある。そこで、図７においては、インバータ出力電流指令算出分５３の処理の説明を一般化するために、各容量性フィルタ４１を単なる白抜き四角で表現している。この場合、Ｚe_coは、一般的には、抵抗成分とリアクタンス成分（＜０）とを有する。

以上を前提としてインバータ出力電流指令算出分５３の処理を以下に説明する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの任意の１つの相、例えばＵ相に着目し、インバータ回路３８のＵ相の出力電流ベクトルをＩs_co、Ｕ相の容量性フィルタ４１ｕに流れる電流ベクトルをＩe_co、Ｕ相の電機子巻線６，７に流れる電流ベクトル（以下、電機子電流ベクトルという）をＩm_co、Ｕ相の電機子巻線６ｕ，７ｕと誘導性フィルタ７５との直列回路の全体に発生する電圧ベクトルをＶm_coとおく。なお、Ｉs_co、Ｉe_co、Ｉm_coの正方向は、図中の矢印の向きであるとする。

また、Ｕ相の電機子巻線６ｕ，７ｕと誘導性フィルタ７５とを合わせたインピーダンスをＺm_coとおく。この場合、Ｚm_co≡Ｒm＋ｊ・ω・Ｌmとおくと、Ｒm＝Ｒ₂＋ｒ、Ｌm＝Ｌ₂＋Ｌである。なお、インピーダンスＺm_coは、より一般的に言えば、各相の容量性フィルタ４１の通電ライン２３側の一端から、中性点１Ｎに至る電流路のインピーダンスを意味している。この場合、通電ライン２３の抵抗値が無視できない程度に大きい場合には、インピーダンスＺm_coに該通電ライン２３の抵抗分を含めてもよい。

また、インバータ出力電流指令算出部５３の処理では、容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗの相互の接続箇所（容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのＹ結線の中性点）と、前記電機子巻線６，７の中性点１Ｎとが、図７に二点鎖線で示す如く、仮想的に導通されている（それらの中性点が同電位である）とみなす。従って、電圧ベクトルＶm_coは、Ｕ相の容量性フィルタ４１に発生する電圧ベクトルと同じであるとみなす。

このとき、図７を参照して判るように、次式（２）、（３）、（４）が成立する。

Ｉs_co＝Ｉe_co＋Ｉm_co ……（２）
Ｖm_co＝Ｚm_co・Ｉm_co＋Ｖi_co ……（３）
Ｉe_co＝Ｖm_co／Ｚe_co ……（４）

これらの式（２）〜（４）から、次式（５）が得られる。

Ｉs_co＝（（Ｚm_co・Ｉm_co＋Ｖi_co）／Ｚe_co）＋Ｉm_co
＝Ｉm_co・（１＋（Ｚm_co／Ｚe_co））＋（Ｖi_co／Ｚe_co）……（５）

さらに、前記したようにＶi_co＝Ｋe・ωであるから、式（５）は次式（６）となる。

Ｉs_co＝Ｉm_co・（１＋（Ｚm_co／Ｚe_co））＋（Ｋe・ω／Ｚe_co）……（６）

これらの式（５）、（６）は、１つの相についての前記インピーダンスＺe_co，Ｚm_coと、電機子巻線６，７の誘起電圧Ｖi_co（＝Ｋe・ω）と、出力電流ベクトルＩs_coと、電機子電流ベクトルＩm_coとの関係を表す演算式である。

ここで、容量性フィルタ４１のインピーダンスＺe_coは、該容量性フィルタ４１を構成する素子の回路定数値（容量値、インダクタンス値、抵抗値）とロータ３の電気角の角速度ωとに応じて定まる。この場合、容量性フィルタ４１を構成する素子の回路定数値は、既知の値とすることができるので、Ｚe_coは、ロータ３の角速度ωに応じて一義的に定まる。

同様に、電動機１側のインピーダンスＺm_coは、前記誘導性フィルタ７５および電機子巻線６，７の直列回路の回路定数値（Ｒ₂、Ｌ₂、ｒ、Ｌの値）とロータ３の電気角の角速度ωとに応じて定まる。そして、その回路定数値は、既知の値とすることができるので、Ｚm_coは、ロータ３の角速度ωに応じて一義的に定まる。

さらに、電動機１の誘起電圧定数Ｋeも、実測などにより既知の値とすることができる。

従って、ロータ３の角速度ωと、電機子電流ベクトルＩm_coとを決めれば、式（６）によって、インバータ回路３８の出力電流ベクトルＩs_coが一義的に決まることとなる。

そこで、インバータ出力電流算出部５３は、入力される前記電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cとロータ速度検出値ωm_sとから、上記式（６）に基づいて、インバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cを算出する。

より具体的には、ロータ速度検出値ωm_sは、ロータ３の機械角の角速度であるので、ωm_sにロータ３の極対数を乗じてなる値（これはロータ３の電気角の角速度の検出値に相当する）を、式（６）の右辺のωの値として用いる。また、前記電機子電流ベクトル指令値Ｉm_co_cを、式（６）の右辺のＩm_coの値として用いる。そして、インバータ出力電流算出部５３は、このようにして式（６）の右辺の演算を行なうことにより求められるＩs_coを、インバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cとして算出する。

この場合、インピーダンスＺe_co，Ｚm_coを決定するために必要な回路定数値は、あらかじめ図示しないメモリに記憶された値が使用される。また、この場合、前記式（４）、ひいては、式（６）は、容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのＹ結線の中性点と、前記電機子巻線６，７の中性点１Ｎとが同電位であることを前提としているので、Ｉs_co_cは、それらの中性点が同電位になるように求められることとなる。

以上がインバータ出力電流算出部５３の処理の詳細である。

なお、上記したインバータ出力電流算出部５３の処理の説明では、誘導性フィルタ７５を備える場合や、各容量性フィルタ４１がコンデンサ以外の素子を含む場合を考慮して一般化して説明したが、本実施形態では、実際には、誘導性フィルタ７５は省略している。また、各容量性フィルタ４１は、本実施形態では、コンデンサにより構成されている。この場合、容量性フィルタ４１よりも電動機１側のインピーダンスＺm_coは、Ｚm_co＝ｒ＋ｊ・ω・Ｌとなる。また、各容量性フィルタ４１のインピーダンスＺe_coは、前記した通り、Ｚe_co＝１／（ｊ・ω・Ｃ）となる。

このようにしてインバータ出力電流算出部５３で算出されたインバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cが、ｄｑ指令変換部５４に入力される。そして、該ｄｑ指令変換ｂ部５４は、入力されたインバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cを、インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cの組に変換する。この場合、本実施形態では、前記したように、複素座標系の実軸および虚軸をそれぞれｄｑ座標系のｑ軸、ｄ軸に一致させているので、Ｉs_co_cの実部、虚部をそれぞれインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_c、インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cとする。すなわち、Ｉsq_c＝Ｉsq＋ｊ・Ｉsdと表されるとした場合、Ｉsq_c＝Ｉsq、Ｉsd_c＝Ｉsdとする。

これにより、電動機１の電機子巻線６，７にｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cに対応する電流を流すために必要なインバータ回路３８の出力電流のｄ軸電流成分およびｑ軸電流成分の指令値が容量性フィルタ４１に流れる電流分を加味して決定されることとなる。

なお、前記インバータ出力電流算出部５３およびｄｑ指令変換部５４は、それらを併せて、本発明におけるインバータ目標出力電流決定手段を構成するものである。そして、前記インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cが、本発明におけるインバータ目標出力電流に相当する。

一方、前記した電流指令決定部５１などの処理と並行して、前記出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sと、ロータ角度検出値θm_sとがｄｑ変換部５５に入力され、該ｄｑ変換部５５の処理が実行される。該ｄｑ変換部５５は、出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sを、ロータ３の電気角に応じて座標変換することにより、ｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sを算出する。この場合、ロータ３の電気角は、ロータ角度検出値θm_sにロータ３の極対数を乗じることにより求められる。

次いで、ｄｑ指令変換部５４でより求められたインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cと、ｄｑ変換部５５で求められた前記ｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sとが、電流フィードバック制御部５６に入力される。なお、電流フィードバック制御部５６には、ロータ速度検出値ωm_sも入力される。

この電流フィードバック制御部５６では、まず、インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cとｄ軸電流検出値Ｉsd_sとの偏差ΔＩsd（＝Ｉsd_c−Ｉsd_s）を求める演算部５８の処理と、インバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cとｑ軸電流検出値Ｉsq_sとの偏差ΔＩsq（＝Ｉsq_c−Ｉsq_s）を求める演算部５９の処理とが実行される。

次いで、それぞれの偏差ΔＩsd，ΔＩsqから、それぞれフィードバック制御則としてのＰＩ制御則（比例・積分制御則）により該偏差ΔＩsd，ΔＩsqを０に近づけるようにｄ軸電圧の基本指令値Ｖsd1_cおよびｑ軸電圧の基本指令値Ｖsq1_cを各々算出するＰＩ制御部６０，６１の処理と、ｄ軸およびｑ軸間で互いに干渉し合う速度起電力を打ち消すためのｄ軸電圧の補正量Ｖsd2_cおよびｑ軸電圧の補正量Ｖsq2_cを求める非干渉制御部６２の処理とが実行される。なお、非干渉制御部６２は、ｄ軸側の補正量Ｖd2_cをインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cとロータ速度検出値ωm_sとから算出し、ｑ軸側の補正量Ｖq2_cをインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cとロータ速度検出値ωm_sとから算出する。

次いで、ｄ軸電圧の前記基本指令値Ｖsd1_cに補正量Ｖsd2_cを加えることで、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖsd_cを求める演算部６３の処理と、ｑ軸電圧の前記基本指令値Ｖsq1_cに補正量Ｖsq2_cを加えることで、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖsq_cを求める演算部６４の処理とが実行される。

以上説明した電流フィードバック制御部５６の処理により、インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cに、ｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sをそれぞれ一致させるように、ｄ軸電圧指令値Ｖsq_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖsq_cが決定されることとなる。

なお、この電流フィードバック制御部５６は、本発明におけるインバータ制御手段に相当する。

このようにして電流フィードバック制御部５６により決定されたｄ軸電圧指令値Ｖsd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖsq_cと、ロータ角度検出値θm_sとが３相変換部５７に入力される。そして、該３相変換部５７は、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖq_cを、ロータ角度検出値θm_sにロータ３の極対数を乗じてなるロータ３の電気角に応じて座標変換することにより、前記各相の電圧指令値Ｖsu_c，Ｖsv_c，Ｖsw_c（以下、相電圧指令値Ｖsu_c，Ｖsv_c，Ｖsw_cという）を算出する。

さらに、３相変換部５７の処理と並行して、前記出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sがそれぞれ直流オフセット検知部６６の直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗに入力され、該直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗの処理が実行される。この場合、Ｕ相の直流オフセット電流算出部６５ｕは、例えば移動平均処理などにより、入力された出力電流検出値Ｉsu_s（これは正弦波状のものである）の１周期または複数周期分の平均値を該出力電流検出値Ｉsu_sの直流成分Ｉu_dcの値として算出する。Ｖ相、Ｗ相の直流オフセット電流算出部６５ｖ，６５ｗの処理も同様である。

そして、このように算出された各相の直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1とが、電圧指令補正部６７に入力され、該電圧指令補正部６７の処理が実行される。該電圧指令補正部６７の処理では、入力された各相の直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値にそれぞれ所定のゲインＫ（＜０）を乗じた値を、それぞれ、相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1に加算することにより、補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定される。すなわち、Ｖsu_c2＝Ｖsu_c1＋Ｋ・Ｉu_dc、Ｖsv_c2＝Ｖsv_c1＋Ｋ・Ｉv_dc、Ｖsw_c2＝Ｖsw_c1＋Ｋ・Ｉw_dcにより、Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定される。

このように補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定することにより、例えば、Ｕ相の直流成分Ｉu_dcの値が正の値であるときには、それを打ち消すための負の値の電圧成分Ｋ・Ｉu_dcが、Ｕ相の相電圧指令値Ｖsu_c1に重畳されることとなる。逆に、Ｕ相の直流成分Ｉu_dcの値が正の値であるときには、それを打ち消すための正の値の電圧成分Ｋ・Ｉu_dcが、Ｕ相電圧指令値Ｖsu_c1に重畳されることとなる。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

このように電圧指令補正部６７で決定された補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が前記ＰＤＵ３１に入力される。

このとき、ＰＤＵ３１は入力された補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2の電圧をインバータ回路３８の出力側に発生させるように、ＰＷＭ制御によってインバータ回路３８の各スイッチ素子３６のオン・オフを制御する。これにより、インバータ回路３８の各相の出力電流が、基本的には、前記インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cに対応する各相の電流指令値（Ｉsd_cおよびＩsq_cの組をロータ３の電気角に応じて３相に座標変換してなる各相の電流指令値）に一致するように制御される。このとき、インバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cには、各容量性フィルタ４１に流れる電流分が加味されているので、結果的に、電動機１の各相の電機子６，７の通電電流が、前記電流指令決定部５１により決定されるｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉsq_cに対応する各相の電流指令値に一致するように制御されることとなる。ひいては、トルク指令値Ｔr_cのトルクが電動機１の出力軸１ａに発生するように電動機１の運転制御がなされる。

以上説明した第１実施形態によれば、インバータ回路３８の出力電流に含まれる高周波の電流成分は、各容量性フィルタ４１に流れるので、電機子巻線６，７に高周波の電流成分が流れるのを防止できる。また、容量性フィルタ４１と電機子巻線６，７との間での共振現象などに起因して、インバータ回路３８の各相の出力電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるような事態が発生すると、各相の出力電流の直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcに応じて、それを０に近づけるように各相の相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1が補正されてインバータ回路３８の出力電流が調整されるので、当該アンバランスなオフセットの発生を抑制することができる。

このため、電動機１における銅損や鉄損を低減でき、電動機１のエネルギー効率を高めることができる。また、電機子巻線６，７を流れる電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるような事態が発生するのを抑制することができることから、ロータ３に備えた永久磁石８，１０，１２の減磁を防止できる。また、インバータ回路３８の出力電圧を容量性フィルタ４１によって降下させることなく、電動機１の電機子巻線６，７に印加できるので、電動機１が発生可能な出力の最大値が低下するのを防止することができる。

さらに、各容量性フィルタ４１に流れる電流分を加味して、インバータ回路３８の出力電流の指令値としてのインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cを決定し、これらのインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cに、ｄ軸電流検出値Ｉsd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉsq_sをそれぞれ一致させるように、インバータ回路３８の出力電流がフィードバック制御される。これにより、容量性フィルタ４１と電機子巻線６，７との間での共振現象などに各容量性フィルタ４１に流れる電流に依存することなく、電動機１にトルク指令値Ｔr_cのトルクを安定に発生させることができる。
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態を図８を参照して説明する。図８は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態の説明において、第１実施形態と同一の構成要素については、第１実施形態と同一の参照符号を付し、詳細な説明を省略する。

図８を参照して、１は電動機、８０は制御装置である。電動機１は前記第１実施形態のものと同一である。

制御装置８０は、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものであるが、その構成の一部が第１実施形態の制御装置２と相違しており、その相違点を以下に説明する。本実施形態における制御装置８０は、電動機１の電機子巻線６，７の中性点Ｎと、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗとの間の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nをそれぞれ検出する電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗを備えている。各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、それぞれの一方の入力端がＰＤＵ３１とフィルタ回路３５との間で通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗにそれぞれ接続され、他方の入力端が電機子巻線６，７の中性点１Ｎに接続されている。なお、本実施形態では、各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、ＰＤＵ３１とフィルタ回路３５との間で、電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nをそれぞれ検出するようにしているが、フィルタ回路３５と電動機１との間で、電動機１の電機子巻線６，７の中性点Ｎと、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗとの間の電位差を検出するようにしてもよい。

そして、制御装置８０は、前記第１実施形態のＰＤＵ制御部３２と一部の機能的構成のみが相違するＰＤＵ制御部８２を備えており、このＰＤＵ制御部８２に、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗからＢＰフィルタ３４を介して得られる出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sと、レゾルバ２４によるロータ角度検出値θm_sと、電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗにより検出された電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nとが入力されるようになっている。

ＰＤＵ制御部８２は、その機能的構成のうち、オフセット検知信号出力手段としての直流オフセット検知部８４と直流オフセット電流補償手段としての電圧指令補正部８５のみが、第１実施形態のＰＤＵ制御部３２と相違するものである。そこで、図８では、ＰＤＵ制御部８２の機能的構成のうち、直流オフセット検知部８４および電圧指令補正部８５のみを記載し、他の機能的構成は図示を省略している。

ＰＤＵ制御部８２の直流オフセット検知部８４は、入力された各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nのそれぞれの直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値をそれぞれ算出する３相分の直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗから構成されている。また、電圧指令補正部８５は、各相の直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗでそれぞれ算出された直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値を、第１実施形態で説明した前記３相変換部５７（図８では図示省略）で算出される相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1からそれぞれ減じる３相分の演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗから構成されている。

以上説明した以外の制御装置８０の構成は、前記第１実施形態と全く同一である。

なお、本実施形態では、前記直流オフセット検知部８４の直流オフセット電圧算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗで算出される直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値が本発明における直流オフセット検知信号に相当するものである。

本実施形態におけるＰＤＵ制御部８２の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

前記第１実施形態と全く同様に、電圧指令補正部８５による補正を施す前の相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1が決定される。そして、これと並行して、前記電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗから、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの検出値が直流オフセット検知部８４に入力され、該直流オフセット検知部８４の各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗの処理が実行される。

この場合、Ｕ相の直流オフセット電圧算出部８３ｕは、例えば移動平均処理などにより、入力された電位差Ｖu_nの１周期または複数周期分の平均値を該電位差Ｖu_nの直流成分Ｖu_dcの値として算出する。Ｖ相、Ｗ相の直流オフセット電圧算出部８３ｖ，８３ｗの処理も同様である。

そして、このように算出された各相の直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1とが、電圧指令補正部８５に入力され、該電圧指令補正部８５の演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗの処理が実行される。各演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗでは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1から、それぞれ、Ｕ相の電位差Ｖu_nの直流成分Ｖu_dc、Ｖ相の電位差Ｖv_nの直流成分Ｖv_dc、Ｗ相の電位差Ｖw_nの直流成分Ｖw_dcを減算することによって、補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定される。これにより、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcを０に近づけるように、ひいては、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを流れる電流の直流成分を０に近づけるように、相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1を補正してなるＶsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定される。

そして、このように電圧指令補正部８５で決定された補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が前記ＰＤＵ３１に入力され、前記第１実施形態と同様に、インバータ回路３８の出力電流が制御されることとなる。

かかる本実施形態においても第１実施形態と同等の効果を奏することができる。
［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態を図９および図１０を参照して説明する。図９は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図、図１０は本実施形態の制御装置８７に備えた中性点電位生成回路８８の回路構成を示す図である。なお、本実施形態の説明において、第１実施形態または第２実施形態と同一の構成要素については、第１実施形態または第２実施形態と同一の参照符号を付し、詳細な説明を省略する。

図９を参照して、１は電動機、８７は制御装置である。電動機１は前記第１実施形態のものと同一である。

制御装置８７は、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものであるが、その構成の一部が第２実施形態の制御装置８０と相違しており、その相違点を以下に説明する。前記第２実施形態では、電動機１の電機子巻線６，７の中性点１Ｎの電位が各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗに直接的に入力されるようになっているので、該中性点１Ｎを制御装置８０に接続する接続線等を必要とする。これに対して、本実施形態では、電機子巻線６，７の中性点１Ｎの電位と同等の電位を生成する中性点電位生成回路８８を制御装置８７に備え、中性点１Ｎと制御装置８７との接続を不要としている。

中性点電位生成回路８８は、ＰＤＵ３１とフィルタ回路３５との間で各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに接続され、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗの電位Ｖu，Ｖv，Ｖwが入力されるようになっている。なお、中性点電位生成回路８８と各通電ライン２３との接続は、フィルタ回路３５と電動機１の間で行なうようにしてもよい。

図１０に示すように、この中性点電位生成回路８８は、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗの電位Ｖu，Ｖv，Ｖwがそれぞれ入力される入力端子８９ｕ，８９ｖ，８９ｗと、入力端子８９ｕ，８９ｖ間に直列に接続された複数の分圧抵抗９０ｕと、入力端子８９ｖ，８９ｗ間に直列に接続された複数の分圧抵抗９０ｖと、入力端子８９ｗ，８９ｕ間に直列に接続された複数の分圧抵抗９０ｗとを備える。分圧抵抗９０ｕの個数、分圧抵抗９０ｖ個数、および分圧抵抗９０ｗの個数は、いずれも同一（図示例では３個）である。また、それらの抵抗値もいずれも同一である。分圧抵抗９０ｕは、ＶuとＶvとの電位差Ｖu−Ｖv（通電ライン２３ｕ，２３ｖ間の電位差）に比例した電圧信号Ｖu-vを生成し、分圧抵抗９０ｖは、ＶvとＶwとの電位差Ｖv−Ｖw（通電ライン２３ｖ，２３ｗ間の電位差）に比例した電圧信号Ｖv-wを生成し、分圧抵抗９０ｗは、ＶwとＶuとの電位差Ｖw−Ｖu（通電ライン２３ｗ，２３ｕ間の電位差）に比例した電圧信号Ｖw-uを生成する。

また、中性点電位生成回路８８は、前記電圧信号Ｖu-v，Ｖv-w，Ｖw-uをそれぞれ所要の振幅レベルの電圧信号に変換して出力する差動増幅器９１uv，９１vw，９１wuと、各差動増幅器９１uv，９１vw，９１wuの出力をそれぞれ反転増幅する反転増幅器９２uv，９２vw，９２wuと、これらの反転増幅器９２uv，９２vw，９２wuの出力を加え合わせる反転増幅器９３とを備える。なお、差動増幅器９１uv，９１vw，９１wuは、入力側と出力側とが電気的に絶縁された絶縁アンプを使用して構成されている。

このように構成された中性点電位生成回路８８では、反転増幅器９３が前記電圧信号Ｖu-v，Ｖv-w，Ｖw-uにそれぞれ比例する信号を加え合わせることとなるので、該反転増幅器９３の出力が、電機子巻線６，７の中性点１Ｎの電位Ｖnに相当するものとなる。なお、中性点電位生成回路８８が出力する中性点１Ｎの電位Ｖnは、電機子巻線６，７の各相の電圧が相互にバランスしている場合には０となるが、各相の電圧に瞬時的なアンバランスが生じる場合などに電位Ｖnが０でない値となる。

本実施形態では、電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗのそれぞれの一方の入力端が各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗにそれぞれ接続され、他方の入力端が前記中性点電位生成回路８８の出力側に接続されている。これにより、各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗと中性点１Ｎとの間の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nを検出するようにしている。

以上説明した以外の制御装置８７の構成は、前記第２実施形態と全く同一である。

本実施形態におけるＰＤＵ制御部８２の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

前記第１実施形態と全く同様に、電圧指令補正部８５による補正を施す前の相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1が決定される。そして、これと並行して、前記電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗから、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの検出値が直流オフセット検知部８４に入力され、該直流オフセット検知部８４の各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗの処理が前記第２実施形態で説明した如く実行される。

そして、各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗで算出された各相の直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1とが、電圧指令補正部８５に入力され、該電圧指令補正部８５の演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗの処理が前記第２実施形態で説明した如く実行される。これにより、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcを０に近づけるように、ひいては、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを流れる電流の直流成分を０に近づけるように、相電圧指令値Ｖsu_c1，Ｖsv_c1，Ｖsw_c1を補正してなる補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が決定される。

そして、このように電圧指令補正部８５で決定された補正後相電圧指令値Ｖsu_c2，Ｖsv_c2，Ｖsw_c2が前記ＰＤＵ３１に入力され、前記第１実施形態と同様に、インバータ回路３８の出力電流が制御されることとなる。

かかる本実施形態においても第１実施形態と同等の効果を奏することができる。
［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態を図１１および図１２を参照して説明する。図１１は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図、図１２は本実施形態の制御装置１００に備えたＰＤＵ制御部１０１の機能的構成を示すブロック図である。なお、本実施形態の説明において、第１実施形態と同一の構成要素については、第１実施形態と同一の参照符号を付し、詳細な説明を省略する。

図１１を参照して、１は電動機、１００は制御装置である。電動機１は第１実施形態のものと同一である。

制御装置１００は、第１実施形態の制御装置２と同様に、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものである。そして、この制御装置１００は、前記第１実施形態のものと同じパワードライブユニット（ＰＤＵ）３１、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗ、ＢＰフィルタ３４、フィルタ回路３５を備える。ただし、本実施形態においては、フィルタ回路３５の各容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗの、互いに接続された一端（容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのＹ結線の中性点）と反対側の他端は、それぞれ、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗとＰＤＵ３１との間で通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに接続されており、この点で、前記第１実施形態と相違している。従って、本実施形態では、各電流センサ３３が検出する電流は、それに対応する相の電機子巻線６，７に流れる電流と同じ電流である。その電流は、換言すれば、ＰＤＵ３１のインバータ回路３８の各相の出力電流から、その相に対応する容量性フィルタ４１に流れる電流を差し引いた電流である。以降、本実施形態において各電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力からＢＰフィルタ３４を介して得られる各相の電流検出値を、それぞれ電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sという。

また、制御装置１００は、前記第１実施形態のものと一部の制御処理が相違するＰＤＵ制御部１０１を備えている。このＰＤＵ制御部１０１には、第１実施形態のＰＤＵ制御部３２と同様にトルク指令値Ｔr_cと、レゾルバ２４によるロータ角度検出値θm_sとが入力される一方、第１実施形態における前記出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sの代わりに、前記電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sが入力される。

そして、ＰＤＵ制御部１０１は、図１２に示すように、第１実施形態のものと同一の処理を実行する電流指令決定部５１、ｄｑ変換部５５、電流フィードバック制御部５６、３相変換部５７、直流オフセット検知部６６および電圧指令補正部６７を備える。ただし、本実施形態においては、ｄｑ変換部５５と直流オフセット検知部６６とには、第１実施形態における前記出力電流検出値Ｉsu_s，Ｉsv_s，Ｉsw_sの代わりに、前記電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sが入力される。また、電流フィードバック制御部５６には、前記第１実施形態におけるインバータｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびインバータｑ軸電流指令値Ｉsq_cの代わりに、電流指令決定部５１で決定されるｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cがそのまま入力される。このように、本実施形態のＰＤＵ制御部１０１では、ｄｑ変換部５５と直流オフセット検知部６６と電流フィードバック制御部５６とに対する一部の入力値が前記第１実施形態のＰＤＵ制御部３２と相違している。そして、これ以外は、ＰＤＵ制御部１０１の機能的構成は、第１実施形態のＰＤＵ制御部３２と同じである。

本実施形態におけるＰＤＵ制御部１０１の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

まず、第１実施形態と同様に、電流指令決定部５１によって、トルク指令値Ｔr_cと、ロータ速度検出値ωm_sとに応じてｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cが決定される。また、前記電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sと、ロータ角度検出値θm_sとがｄｑ変換部５５に入力され、該ｄｑ変換部５５の処理が実行される。このとき、ｄｑ変換部５５は、電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sを、ロータ角度検出値θm_sに対応するロータ３の電気角に応じて座標変換することにより、ｄ軸電流検出値Ｉmd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉmq_sを算出する。なお、ｄｑ変換部５５で求められるｄ軸電流検出値Ｉmd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉmq_sは、それぞれ電機子巻線６，７の実際のｄ軸電流の検出値、ｑ軸電流の検出値としての意味を持つ。

次いで、前記ｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉmq_cと、軸電流検出値Ｉmd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉmq_sが電流フィードバック制御部５６に入力される。なお、電流フィードバック制御部５６には、ロータ速度検出値ωm_sも入力される。

このとき、電流フィードバック制御部５６は、第１実施形態と同様の処理を実行する。具体的には、まず、ｄ軸電流指令値Ｉmd_cとｄ軸電流検出値Ｉmd_sとの偏差ΔＩmd（＝Ｉmd_c−Ｉmd_s）が演算部５８により算出されると共に、ｑ軸電流指令値Ｉmq_cとｑ軸電流検出値Ｉmq_sとの偏差ΔＩmq（＝Ｉmq_c−Ｉmq_s）が演算部５９により算出される。

次いで、ＰＩ制御部６０，６１の処理が実行され、偏差ΔＩmd，ΔＩmqからそれぞれＰＩ制御則によりｄ軸電圧の基本指令値Ｖmd1_cおよびｑ軸電圧の基本指令値Ｖmq1_cが算出される。さらに、非干渉制御部６２の処理が実行され、ｄ軸およびｑ軸間で互いに干渉し合う速度起電力を打ち消すためのｄ軸電圧の補正量Ｖmd2_cおよびｑ軸電圧の補正量Ｖmq2_cが求められる。これらのＰＩ制御部６０，６１および非干渉制御部６２の処理は、第１実施形態と同じである。

次いで、演算部６３で、ｄ軸電圧の基本指令値Ｖmd1_cに補正量Ｖmd2_cを加えることによって、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖmd_cが求められると共に、演算部６４で、ｑ軸電圧の基本指令値Ｖmq1_cに補正量Ｖmq2_cを加えることによって、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖmq_cが求められる。

このようにして電流フィードバック制御部５６により決定されたｄ軸電圧指令値Ｖmd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖmq_cと、ロータ角度検出値θm_sとが３相変換部５７に入力される。そして、該３相変換部５７は、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cおよびｑ軸電圧指令値Ｖq_cを、ロータ角度検出値θm_sに対応するロータ３の電気角に応じて座標変換することにより、相電圧指令値Ｖmu_c，Ｖmv_c，Ｖmw_cを算出する。

さらに、３相変換部５７の処理と並行して、前記電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sがそれぞれ直流オフセット検知部６６の直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗに入力され、該直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗの処理が第１実施形態と同様に実行される。すなわち、各直流オフセット電流算出部６５ｕ，６５ｖ，６５ｗにより、それぞれ、Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sのそれぞれの１周期分または複数周期分の平均値が、Ｕ相のＩmu_sの直流成分Ｉu_dcの値、Ｖ相のＩmv_sの直流成分Ｉv_dcの値、Ｗ相のＩmw_sの直流成分Ｉw_dcの値として算出される。

そして、このように算出された各相の直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた前記相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1とが、電圧指令補正部６７に入力され、該電圧指令補正部６７の処理が第１実施形態と同様に実行される。すなわち、各相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1に、それぞれ、Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcの値に所定のゲイン（＜０）を乗じた値が加算され、これにより、Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1をそれぞれ補正してなる補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が決定される。そして、このように決定された補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が電圧指令補正部６７からＰＤＵ３１に入力される。

このとき、ＰＤＵ３１は入力された相電圧指令値Ｖmu_c，Ｖmv_c，Ｖmw_cの電圧をインバータ回路３８の出力側に発生させるように、ＰＷＭ制御によってインバータ回路３８の各スイッチ素子３６のオン・オフを制御する。これにより、基本的には、電機子巻線６，７に流れる電流の検出値としての前記ｄ軸電流検出値Ｉmd_sおよびｑ軸電流検出値Ｉmq_sがそれぞれ前記ｄ軸電流指令値Ｉmd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉｍq_cに一致するように、インバータ回路３８の出力電流が制御される。従って、各容量性フィルタ４１に流れる電流に依存することなく、電動機１の各相の電機子６，７の通電電流が、前記電流指令決定部５１により決定されるｄ軸電流指令値Ｉsd_cおよびｑ軸電流指令値Ｉsq_cに対応する各相の電流指令値に一致するように制御されることとなる。ひいては、トルク指令値Ｔr_cのトルクが電動機１の出力軸１ａに発生するように電動機１の運転制御がなされる。

以上説明した第４実施形態によれば、インバータ回路３８の出力電流に含まれる高周波の電流成分は、各容量性フィルタ４１に流れるので、電機子巻線６，７に高周波の電流成分が流れるのを防止できる。また、容量性フィルタ４１と電機子巻線６，７との間での共振現象などに起因して、電機子巻線６，７を流れる電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるような事態が発生すると、各相の電流の直流成分Ｉu_dc，Ｉv_dc，Ｉw_dcに応じて、それを０に近づけるように各相の相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1が補正されてインバータ回路３８の出力電流が調整されるので、当該アンバランスなオフセットの発生を抑制することができる。

このため、電動機１における銅損や鉄損を低減でき、電動機１のエネルギー効率を高めることができる。また、電機子巻線６，７を流れる電流が相間でアンバランスなオフセットを生じるような事態が発生するのを抑制することができることから、ロータ３に備えた永久磁石８，１０，１２の減磁を防止できる。また、インバータ回路３８の出力電圧を容量性フィルタ４１によって降下させることなく、電動機１の電機子巻線６，７に印加できるので、電動機１が発生可能な出力の最大値が低下するのを防止することができる。
［第５実施形態］
次に、本発明の第５実施形態を図１３を参照して説明する。図１３は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態の説明において、第２実施形態または第４実施形態と同一の構成要素については、第２実施形態または第４実施形態と同一の参照符号を付し、詳細な説明を省略する。

図１３を参照して、１は電動機、１１０は制御装置である。電動機１は前記第４実施形態のもの（第１実施形態のもの）と同一である。

制御装置１１０は、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものであるが、その構成の一部が第４実施形態の制御装置１００と相違しており、その相違点を以下に説明する。本実施形態における制御装置１１０は、前記第２実施形態と同様に、電動機１の電機子巻線６，７の中性点Ｎと、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗとの間の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nをそれぞれ検出する電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗを備えている。各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、それぞれの一方の入力端がフィルタ回路３５と電動機１との間で通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗにそれぞれ接続され、他方の入力端が電機子巻線６，７の中性点１Ｎに接続されている。なお、本実施形態では、各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、フィルタ回路３５と電動機１との間で、電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nをそれぞれ検出するようにしているが、第２実施形態と同様に、ＰＤＵ３１とフィルタ回路３５との間で、電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nをそれぞれ検出するようにしてもよい。

そして、制御装置１１０は、前記第４実施形態のＰＤＵ制御部１０１と一部の機能的構成のみが相違するＰＤＵ制御部１１１を備えており、このＰＤＵ制御部１１１に、電流センサ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗからＢＰフィルタ３４を介して得られる電機子電流検出値Ｉmu_s，Ｉmv_s，Ｉmw_sと、レゾルバ２４によるロータ角度検出値θm_sと、電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗにより検出された電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nとが入力されるようになっている。

ＰＤＵ制御部１１１は、第４実施形態のＰＤＵ制御部１０１の直流オフセット検知部６６および電子指令補正部６７の代わりに、それぞれ前記第２実施形態で示した直流オフセット検知部８４および電圧指令補正部８５を備えており、この点でのみ、第４実施形態のＰＤＵ制御部１０１と相違している。そこで、図１３では、ＰＤＵ制御部１１１の機能的構成のうち、直流オフセット検知部８４および電圧指令補正部８５のみを記載し、他の機能的構成は図示を省略している。

以上説明した以外の制御装置１１０の構成は、前記第４実施形態と全く同一である。

本実施形態におけるＰＤＵ制御部１１１の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

前記第４実施形態と全く同様に、電圧指令補正部８５による補正を施す前の相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1が決定される。そして、これと並行して、前記電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗから、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの検出値が直流オフセット検知部８４に入力され、該直流オフセット検知部８４の各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗの処理が前記第２実施形態で説明した如く実行される。

そして、各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗで算出された各相の直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1とが、電圧指令補正部８５に入力され、該電圧指令補正部８５の演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗの処理が前記第２実施形態で説明した如く実行される。これにより、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcを０に近づけるように、ひいては、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを流れる電流の直流成分を０に近づけるように、相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1を補正してなる補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が決定される。

そして、このように電圧指令補正部８５で決定された補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が前記ＰＤＵ３１に入力され、前記第４実施形態と同様に、インバータ回路３８の出力電流が制御されることとなる。

かかる本実施形態においても第４実施形態と同等の効果を奏することができる。
［第６実施形態］
次に、本発明の第６実施形態を図１４を参照して説明する。図１４は本実施形態の電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態の説明において、第３実施形態または第５実施形態と同一の構成要素については、第３実施形態または第５実施形態と同一の参照符号を付し、詳細な説明を省略する。

図１４を参照して、１は電動機、１２０は制御装置である。電動機１は前記第４実施形態のもの（第１実施形態のもの）と同一である。

制御装置１２０は、マイクロコンピュータなどを含む電子回路ユニットにより構成されたものであるが、その構成の一部が第５実施形態の制御装置１００と相違しており、その相違点を以下に説明する。本実施形態では、前記第３実施形態と同様に、電機子巻線６，７の中性点１Ｎの電位と同等の電位を生成する中性点電位生成回路８８を制御装置１２０に備え、中性点１Ｎと制御装置１２０との接続を不要としている。中性点電位生成回路８８は、前記第３実施形態のものと同一である。

そして、本実施形態では、電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗのそれぞれの一方の入力端が各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗにそれぞれ接続され、他方の入力端が前記中性点電位生成回路８８の出力側に接続されている。これにより、各電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗは、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗと中性点１Ｎとの間の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nを検出するようにしている。

以上説明した以外の制御装置１２０の構成は、前記第５実施形態と全く同一である。

本実施形態におけるＰＤＵ制御部１１１の処理は、所定の制御処理周期で、以下に説明する如く逐次実行される。

前記第４実施形態と全く同様に、電圧指令補正部８５による補正を施す前の相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1が決定される。そして、これと並行して、前記電圧センサ８１ｕ，８１ｖ，８１ｗから、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの検出値が直流オフセット検知部８４に入力され、該直流オフセット検知部８４の各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗの処理が前記第５実施形態と同様に実行される。

そして、各直流オフセット電圧算出部８３ｕ，８３ｖ，８３ｗで算出された各相の直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcの値と、前記３相変換部５７で求められた相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1とが、電圧指令補正部８５に入力され、該電圧指令補正部８５の演算部８６ｕ，８６ｖ，８６ｗの処理が前記第５実施形態と同様に実行される。これにより、各相の電位差Ｖu_n，Ｖv_n，Ｖw_nの直流成分Ｖu_dc，Ｖv_dc，Ｖw_dcを０に近づけるように、ひいては、各相の通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを流れる電流の直流成分を０に近づけるように、相電圧指令値Ｖmu_c1，Ｖmv_c1，Ｖmw_c1を補正してなる補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が決定される。

そして、このように電圧指令補正部８５で決定された補正後相電圧指令値Ｖmu_c2，Ｖmv_c2，Ｖmw_c2が前記ＰＤＵ３１に入力され、前記第１実施形態と同様に、インバータ回路３８の出力電流が制御されることとなる。

かかる本実施形態においても第４実施形態と同等の効果を奏することができる。

なお、以上説明した各実施形態では、電機子巻線６，７を各相毎に直列に接続するようにしたが、図１５に示す如く、各相の通電用接続端子４２と両電機子巻線６，７に共通の中性点１Ｎとの間で、各相の電機子巻線６，７を並列に接続するようにしてもよい。

このようにした場合であっても、前記各実施形態と同様の制御処理によって、電動機の運転を制御できる。なお、第１〜第３実施形態において、各相の電機子巻線６，７を並列に接続するようにした場合には、前記インピーダンスＺm_coは、各相の電機子巻線６，７の並列回路（または該並列回路と誘導性フィルタとの直列回路）のインピーダンスとなり、その値は、一般には、第１〜第３実施形態の場合と異なるものとなる。

また、前記各実施形態では、３個の容量性フィルタ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗをＹ結線で通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに接続したが、所謂Δ結線で通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに接続するようにしてもよい。この場合において、前記第１〜第３実施形態において、容量性フィルタを通電ライン２３ｕ，２３ｖ，２３ｗにΔ結線で接続した場合には、前記インバータ出力電流ベクトル指令値Ｉs_co_cを算出するために必要なインピーダンスＺe_coは、Δ結線の各容量性フィルタのインピーダンスから、等価変換により求めるようにすればよい。

また、前記各実施形態では、ロータ３の磁極配列をハルバッハ型の磁極配列にしたが、必ずしもそのようにする必要はない。例えば、ロータ３に備える永久磁石を前記主永久磁石８のみにしてもよい。

本発明の第１実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 第１実施形態における電動機のロータおよびステータの斜視図。 図２に示すロータの分解斜視図。 図２に示すロータをその軸心方向で見たときの磁極の配列を示す図。 第１実施形態の制御装置に備えた容量性フィルタを一般化して示す図。 第１実施形態の制御装置に備えたＰＤＵ制御部の機能的構成を示すブロック図。 第１実施形態におけるインバータ回路とその出力側の回路構成とを示す図。 本発明の第２実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 本発明の第３実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 第３実施形態における制御装置に備えた中性点電位生成回路の構成を示す図。 本発明の第４実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 第４実施形態の制御装置に備えたＰＤＵ制御部の機能的構成を示すブロック図。 本発明の第５実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 本発明の第６実施形態における電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図。 電動機の両ステータの電機子巻線の接続形態の他の例を示す図。

符号の説明

１…電動機、１Ｎ…中性点、２，８０，８７，１００，１１０，１２０…制御装置、３…ロータ、４，５…ステータ、６，７（６ｕ，６ｖ，６ｗ，７ｕ，７ｖ，７ｗ）…電機子巻線、８，１０，１２…永久磁石、２３（２３ｕ，２３ｖ，２３ｗ）…通電ライン、３３（３３ｕ，３３ｖ，３３ｗ）…電流センサ、３８…インバータ回路、４１（４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ）…容量性フィルタ、４２（４２ｕ，４２ｖ，４２ｗ）…通電用接続端子、５１…電流指令決定部（目標電機子電流決定手段）、５３…インバータ出力電流指令算出部（インバータ目標出力電流決定手段）、５４…ｄｑ変換部（インバータ目標出力電流決定手段）、５６…電流フィードバック制御部（インバータ制御手段）、６６，８４…直流オフセット検知部（オフセット検知信号出力手段）、６７，８５…電圧指令補正部（直流オフセット電流補償手段）。

Claims (4)

1. 永久磁石を有するロータと、該ロータの軸心方向で該ロータの両側に設けられた２つのステータと、該両ステータにそれぞれ装着された複相の電機子巻線とを備えたアキシャルギャップ型の電動機の両ステータの電機子巻線にインバータ回路から通電する制御装置であって、
   前記両ステータの複相の電機子巻線は、その両ステータの電機子巻線に対して共通の中性点と、前記電動機に設けられた各相の通電用接続端子との間で、各相毎に、直列接続および並列接続のいずれか一方の接続形態で接続されると共に、各相の通電用接続端子は、前記インバータ回路の各相の出力端子に通電ラインを介して接続されており、
   前記通電ラインの各相間に介装された容量性フィルタと、
   各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分に応じた信号としての直流オフセット検知信号を出力するオフセット検知信号出力手段と、
   該直流オフセット検知信号に応じて各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分を０に近づけるように前記インバータ回路の出力電流を調整する直流オフセット電流補償手段と、
   前記中性点と前記各相の通電ラインとの間の電位差を検出する電圧センサとを備え、
   前記オフセット検知信号出力手段は、該電圧センサの出力に基づいて前記中性点と各相の通電ラインとの間の電位差に含まれる直流成分の値を検出し、その検出した直流成分の値を前記直流オフセット検知信号として出力することを特徴とする電動機の制御装置。
2. 請求項１記載の電動機の制御装置において、前記各相の通電ラインの電位から前記中性点の電位と同等の電位を生成する中性点電位生成回路を備え、前記電圧センサは、該中性点電位生成回路から出力される電位と、前記各相の通電ラインの電位との間の電位差を検出することを特徴とする電動機の制御装置。
3. 永久磁石を有するロータと、該ロータの軸心方向で該ロータの両側に設けられた２つのステータと、該両ステータにそれぞれ装着された複相の電機子巻線とを備えたアキシャルギャップ型の電動機の両ステータの電機子巻線にインバータ回路から通電する制御装置であって、
   前記両ステータの複相の電機子巻線は、その両ステータの電機子巻線に対して共通の中性点と、前記電動機に設けられた各相の通電用接続端子との間で、各相毎に、直列接続および並列接続のいずれか一方の接続形態で接続されると共に、各相の通電用接続端子は、前記インバータ回路の各相の出力端子に通電ラインを介して接続されており、
   前記通電ラインの各相間に介装された容量性フィルタと、
   各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分に応じた信号としての直流オフセット検知信号を出力するオフセット検知信号出力手段と、
   該直流オフセット検知信号に応じて各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分を０に近づけるように前記インバータ回路の出力電流を調整する直流オフセット電流補償手段と、
   前記容量性フィルタと前記インバータ回路との間の箇所で前記各相の通電ラインを流れる電流を検出するための電流センサと、
   前記両ステータの電機子巻線に流す電流の目標値である目標電機子電流を、少なくとも前記電動機の目標出力トルクと該電動機のロータの回転速度とに応じて決定する目標電機子電流決定手段と、
   前記各容量性フィルタのインピーダンスと、該容量性フィルタの前記通電ライン側の一端から前記両ステータの電機子巻線のうちの該通電ラインと同じ相の電機子巻線を経由して前記中性点に至る電流路のインピーダンスと、該電機子巻線の誘起電圧と、該電機子巻線に流れる電流と、前記インバータ回路の出力電流との関係を表す所定の演算式に基づいて、前記目標電機子電流に対応する前記インバータ回路の出力電流の目標値であるインバータ目標出力電流を決定するインバータ目標出力電流決定手段と、
   前記電流センサを介して検出されるインバータ回路の出力電流を前記インバータ目標出力電流に一致させるようにインバータ回路の動作をフィードバック制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
4. 永久磁石を有するロータと、該ロータの軸心方向で該ロータの両側に設けられた２つのステータと、該両ステータにそれぞれ装着された複相の電機子巻線とを備えたアキシャルギャップ型の電動機の両ステータの電機子巻線にインバータ回路から通電する制御装置であって、
   前記両ステータの複相の電機子巻線は、その両ステータの電機子巻線に対して共通の中性点と、前記電動機に設けられた各相の通電用接続端子との間で、各相毎に、直列接続および並列接続のいずれか一方の接続形態で接続されると共に、各相の通電用接続端子は、前記インバータ回路の各相の出力端子に通電ラインを介して接続されており、
   前記通電ラインの各相間に介装された容量性フィルタと、
   各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分に応じた信号としての直流オフセット検知信号を出力するオフセット検知信号出力手段と、
   該直流オフセット検知信号に応じて各相の前記通電ラインを流れる電流の直流成分を０に近づけるように前記インバータ回路の出力電流を調整する直流オフセット電流補償手段と、
   前記容量性フィルタと前記両ステータの電機子巻線との間の箇所で前記各相の通電ラインを流れる電流を検出するための電流センサと、
   前記両ステータの電機子巻線に流す電流の目標値である目標電機子電流を、少なくとも前記電動機の目標出力トルクと該電動機のロータの回転速度とに応じて決定する目標電機子電流決定手段と、
   前記電流センサを介して検出される前記両ステータの電機子巻線の電流と前記目標電機子電流に一致させるようにインバータ回路の動作をフィードバック制御するインバータ制御手段とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置。

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