JPH07118950B2 - Ｐｗｍインバータの制御方法と装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧，可変周波数の交流電圧を出力して誘
導電動機を可変速駆動するPWMインバータの制御方法と
装置に関する。

〔従来の技術〕

インバータで誘導電動機を駆動する場合、電動機に印加
する交流電圧の電圧・周波数の比（V/F）を一定にして
可変速駆動V/F一定制御方式は簡易な構成になるため広
く使用されている。このV/F一定制御方式は電動機に加
わる負荷トルクが軽くなるにつれて余分な励磁電流が流
れ、効率の良い運転ができなくなる。この点を解決する
ために、種々の方法が提案されている。例えば、一例と
して特開昭57−183297号公報に記載されている。これら
の方法の殆どはインバータの入力電流（直流電流）ある
いは電動機の一次電流を検出し、これらの電流の大きさ
に比例させて電圧を制御させるものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来技術では電動機の電流が必ずしも負荷トルクと対応
していないため、効率の良い制御ができない。即ち、電
圧と周波数の設定によつては無負荷でも電動機に印加さ
れる電圧が大きくなることがあり、励磁電流が増加して
電流も大きくなる。このような状態で電流の大きさに比
例して電圧を次第に増加すると、過励磁になつているた
め益々電流が増え、効率は低下する。それと共に過電流
が流れるようになり、インバータを交流電源に接続する
開閉器を開放することになり、過電流トリツプの状態に
なる。

また、電圧を変えて磁束を制御しているため、電動機の
発生トルクは２次時定数程度の遅れが生じる。このた
め、急激な負荷変動（負荷増加）が生じると、速度が大
幅に低下してすべりが大きくなり一次電流が大きくなつ
てPWMインバータは過電流トリツプ状態になる。

本発明の目的は負荷が変化しても過電流トリツプ状態に
なるのを確実に防止できるPWMインバータの制御方法と
装置を提供するにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力して
誘導電動機を駆動するPWMインバータの制御方法におい
て、前記電動機の１次電流から前記電動機に加わる負荷
トルクに応じた有効分電流値を検出し、前記インバータ
の出力周波数に前記有効分電流値より求めたすべり周波
数を補正し、前記有効分電流値が所定値以上になった場
合には、該所定値を超えた分に応じて前記インバータの
出力周波数を減少させるようにしたことを特徴とする。

〔作用〕

本発明によれば、誘導電動機に急峻な負荷トルクが加わ
った場合では、誘導電動機の１次電流から検出した有効
分電流値が許容レベル以内であれば、出力周波数を補正
しないので電動機の回転数の変動は生じない。

また、定格値以上の過剰な負荷トルクが加わった場合に
は、有効分電流値が許容レベル以内に入るまでインバー
タの出力周波数を下げるが、有効分電流値の許容レベル
で電動機のすべり周波数を補正しているためトルクは発
生し続け回転を保持する。これにより、電動機の回転数
はその指令値より低下するものの、電動機の回転停止
（トリップ）には至らず、出力容量に見合ったインバー
タの制御できる。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、交流電源１に接続されている整流器２
は交流電圧を直流電圧に変換する。整流器２の直流出力
側には平滑コンデンサ３が接続されている。PWMインバ
ータ４は平滑コンデンサ３に並列に接続され、直流電圧
を可変電圧・可変周波数の３相交流電圧に変換する。PW
Mインバータ４の交流出力側には誘導電動機６が接続さ
れ、可変速駆動される。

PWMインバータ４のＵ相とＶ相出力電流（誘導電動機の
一次電流）は変流器51,52によつて検出される。変流器5
1,52で検出した電流i_1u,i_1vは３相電流形成回路７に入
力される。３相電流形成回路７は１次電流i_1u,i_1vから
電動機６のＷ相に流れている電流i_1w（＝−（i_1u＋
i_1v））を求める。一次電流検出信号i_u,i_v,i_wは絶対値
回路８に入力される。絶対値回路８は一次電流検出信号
i_u,i_v,i_wの直流成分及び高次高調波成分を除去した後に
それぞれの絶対値をとり一次電流絶対値信号_u,_v,
_ｗを発生する。一次電流絶対値信号_u,_v,_ｗは電流
成分検出回路９に入力される。電流成分検出回路９には
タイマ17から後述するような30゜位相信号ａも入力され
る。

第２図に電流成分検出回路９の一例構成を示す。

一次電流の絶対値_u,_v,_ｗは絶縁するための演算増
幅器910,911,912に入力される。演算増幅器910,911,912
の出力端子はそれぞれ抵抗920,921,922の一方の端子に
接続されている。抵抗920,921,922の他方の端子はそれ
ぞれサンプルホールド回路930と931,932と933,934と935
に接続される。これらのサンプルホールド回路930〜935
はサンプルホールド回路930で詳細に示すように、スイ
ツチ940,コンデンサ942および演算増幅器943で構成され
る。サンプルホールド回路930〜935における各スイツチ
のゲート端子はサンプルホールド信号発生回路900の出
力端子と接続され、サンプルホールド信号b,c,e,f,gを
印加される。サンプルホールド回路930,932,934の各出
力端子は有効分合成回路950の抵抗924,925,926にそれぞ
れ接続される。有効分合成回路950は抵抗923〜927,コン
デンサ944および演算増幅器945から構成され、１次遅れ
要素である。有効分合成回路950はサンプルホールド回
路930,932,934から出力されるＵ相有効分電流I_tu,V相有
効分電流I_tv,W相有効分電流I_twの和を求め、この値を有
効分電流I_tとして出力する。一方、サンプルホールド回
路931,933,935の各出力信号I_mu,I_mv,I_mwは無効分合成回
路951に入力する。無効分合成回路951は有効分合成回路
950と同一の構成になつており、Ｕ相無効分電流I_mu,V相
無効分電流I_mv,W相無効分電流I_mwの和を求めて得た値を
無効分電流I_mとして出力する。このような構成になつて
いる電流成分検出回路９は30゜位相信号ａから作られる
サンプリング信号によつて一次電流絶対値信号_u,_v,
_ｗを相電圧の特定の位相毎にサンプリングして、無効
分電流I_mと有効分電流I_tを求める。

第１図に戻り、電流成分検出回路９で求めた有効分電流
I_tはトルクリミツタ回路100に加えられ、また無効分電
流I_mは演算増幅器18に入力される。トルクリミツタ回路
100のリミツタ値I_t0は可変抵抗器111によつて設定され
る。電流成分検出回路９から得られた有効分電流I_tがリ
ミツタ値I_t0より小さい場合は有効分電流I_tが演算増幅
器13に入力され、有効電流I_tがリミツタ値I_t0よりも大
きい場合はリミツタ値I_t0が演算増幅器13に入力され
る。演算増幅器13の出力側はアナログスイツチ151の端
子S₁と演算増幅器14の入力側に接続される。演算増幅器
14の出力側はアナログスイツチ151の端子D₁に接続され
る。アナログスイツチ151のコントロール端子C₁は力行
・回生判別回路15の出力端子に接続されている。ここで
演算増幅器13はゲイン−k_sを持つた増幅器であり、演算
増幅器14はゲイン−１を持つた増幅器である。定数k_sの
値は有効分電流I_tからすべり角周波数（推定値） に対応した角周波数補正信号が得られるように決定され
る。具体的には（１）式を満足するように定数k_sを決定
する。

ω_ｓ＝k_s・I_t …（１） 演算増幅器13ではすべり角周波数 の極性が反転されるため が得られ、更に演算増幅器14では の極性が反転され の値が得られる。すべり角周波数は 力行時が＋ω_s,回生時が になるようにアナログスイツチ151のコントロール端子C
₁が制御される。

力行・回生制御回路15は力行状態であると判定するとア
ナログスイツチ151のコントロール端子C₁に“1"レベル
の信号を出力し、アナログスイツチ151の端子D₁と出力
端子O₁を接続させる。また、力行・回生判別回路15は回
生状態であると判定すると“O"レベルの信号を出力しア
ナログスイツチ151の端子S₁と出力端子O₁を接続させ
る。

アナログスイツチ151の出力端子O₁はアナログスイツチ1
53の端子S₃に接続される。アナログスイツチ153のコン
トロール端子C₃は比較器12の出力端子に接続され、また
端子D₃は接地される。

アナログスイツチ153の出力信号O₃はすべり角周波数リ
ミツタ回路101に接続される。リミツタ回路101によつて
すべり角周波数 の値は上限リミツタ値（ω_ｓ）_max、下限リミツタ値
（ω_ｓ）_minの範囲内に入るように制限される。またす
べり角周波数リミツタ回路101はトルクリミツタ回路100
にも接続され、リミツタ値（ω_ｓ）_maxはトルクリミツ
タ回路100から出力される有効分電流I_tに比例するよう
にすべり角周波数リミツタ回路101によつて制御され
る。加算器164はすべり角周波数リミツタ回路101と減算
器163の出力端子に接続される。加算器163から出力され
るインバータ角周波数ω_１とすべり角周波数 を加算してインバータ角周波数指令ω_１＊を得る。減算
器163の入力端子は加減速指令発生回路11の出力端子及
び演算増幅器10の出力端子に接続される。加減速指令発
生回路11から得られたω_Ｒ′から演算増幅器10から得ら
れたω_Ｒ″が減算されすべり角周波数ω_１が得られる。

ここでω_Ｒ″は過負荷を抑制して定トルク制御ができる
ようにするために得ている。

アナログスイツチ152のコントロール端子C₂は比較器12
の出力端子に接続され、端子S₂は接地される。またアナ
ログスイツチ152の端子D₂はアナログスイツチ154の出力
端子O₄に接続され、アナログスイツチ152の出力端子O₂
は演算増幅器10の入力端子に接続される。比較器12の入
力端子には可変抵抗器111とトルクリミツタ回路100とが
接続される。アナログスイツチ154のコントロール端子C
₄は力行・回生判別回路15の出力端子に接続され、また
端子D₄は可変抵抗器113に、端子S₄は減算器165の出力端
子にそれぞれ接続される。また減算器165のプラス側の
入力端子は加減速指令発生回路11の出力端子が接続さ
れ、信号ω_Ｒ′が入力される。一方、減算器165のマイ
ナス側の入力端子は可変抵抗器113が接続され角周波数
設定値ω_Ｒが入力される。この結果、アナログスイツチ
154の端子S₄には（ω_Ｒ′−ω_Ｒ）の値を持つ信号が入
力される。

加算器164の出力端子はV/F変換器16,A/D変換器20の入力
端子に接続される。V/F変換器16は加算器164から出力さ
れたインバータ角周波数指令ω_１＊に比例した周波数を
持つパルスを発生する。V/F変換器16はタイマ回路17に
接続されている。タイマ回路17はタイマA,Bの２個のタ
イマを内蔵している。V/F変換器16から出力されたパル
スはクロツクパルスとしてタイマＡに入力される。タイ
マＡはマイクロコンピユータ21内のデータバスラインに
接続される。V/F変換器16の出力するクロツクパルスに
よつてタイマＡが動作した時のタイマＡの値はデータバ
スラインを通してマイクロコンピユータ21によつて読み
取られる。タイマＡは変調波１周期分の位相を作る。一
方、タイマＢはタイマＡの位相が30゜変化する毎に“H"
レベルと“L"レベルが交互に変化する30゜位相信号ａを
出力する。電流成分検出回路９は演算増幅器18の入力端
子に接続され、９によつて検出された無効分電流I_mは18
に入力される。可変抵抗112の３端子はそれぞれ制御電
源，アース，減算器161の入力端子のプラス側に接続さ
れる。可変抵抗112によつて制御電源を分圧した値が磁
束の設定値φ_Ｒとなり、減算器161のプラス側に入力さ
れる。一方減算器161の入力端子のマイナス側には演算
増幅器18の出力端子に接続されており、磁束φ_０が減算
器161に入力される。減算器161は磁束の設定値φ_Ｒから
磁束φ_０を差引いて得られた磁束偏差Δφを演算増幅器
19の入力端子に入力する。演算増幅器19はゲイン−１を
持つた極性反転演算増幅器である。

演算増幅器19の出力端子は演算増幅器22の入力端子に接
続される。演算増幅器22は（２）式に示す１次遅れ要素
に使用してΔφをΔφ′に変換する。

Ｔφ；時定数 Δφ′及びトルクリミツタ回路100から出力される有効
分電流I_tは乗算器102に入力される。乗算器102はΔφ′
にI_tを乗算し（３）式で示す磁束偏差Δφ″を加算器16
2の一方の入力端子に出力する。

Δφ″＝Ｋ_φ・Δφ′・I_t …（３） ｋφ：比例定数 加算器162の他方の入力端子は減算器161のプラス側の入
力端子に接続される。加算器162は磁束の設定値φ_Ｒに
乗算器102から得られた磁束偏差Δφ″を加え、磁束指
令φ＊を発生する。A/D変換器20の入力端子は加算器164
の出力端子及び減算器162の出力端子がそれぞれ接続さ
れており、A/D変換器20によつて磁束指令φ＊及びイン
バータ角周波数ω_１＊が取込れる。マイクロコンピユー
タ21のデータバスはA/D変換器20のデータバスラインと
接続されており、A/D変換器20によつてデイジタル量に
変換されたφ＊，ω_１＊の各値はマイクロコンピユータ
21によつて読込まれる。

ワンチツプマイクロコンピユータ21ではφ＊，ω＊を用
いて（４）式に基づいて電圧指令Ｖ＊を求める。

Ｖ＊＝k_v・φ＊，ω_１＊ …（４） k_v:比例定数 マイクロコンピユータ21のデータバスラインはタイマＡ
にも接続されている。マイクロコンピユータ211はタイ
マＡのデータを取り込む。マイクロコンピユータ21のメ
モリにはタイマＡのデータに対応した正弦波のデータが
格納されている。電圧指令Ｖ＊と正弦波のデータから変
調波を得てこの変調波からPWM信号を得る構成は例えば
特開昭60−96179号公報（特願昭58−200808号）で公知
であり詳細説明を省略する。マイクロコンピユータ21か
ら得られたPWM信号はPWMインバータ４に印加される。

次に、その動作を説明する。

先ず、有効分電流I_t,無効分電流I_mを得る動作を説明す
る。

誘導電動機６に流れるＵ相,V相の一次電流i_1u,i_1uを変
流器51,52によつて検出する。２相の一次電流i_1u,i_1vは
３相平衡条件を使用して３相電流形成回路７でＷ相に流
れる一次電流i_1wを求める。

このようにして３相電流形成回路７から得られた３相一
次電流i_u,i_v,i_wには高次の高調波成分，直流成分が含ま
れるためこれらの成分を除去した後、３相一次電流i_u,i
_v,i_wの絶対値_u,_v,_ｗを求める。本実施例では一次
電流の絶対値_u,_v,_ｗから有効分電流I_t,無効分電
流I_mを得ている。

第３図は誘導電動機の１相当たり等価回路を示したもの
である。相電圧V_uが印加されると、一次電流i_uが一次抵
抗r₁,一次インダクタンスl₁に流れる。この結果、励磁
インダクタンスl_mに励磁電流i_mが流れ、誘起電圧V_mが発
生する。また、２次インダクタンスl₂,2次抵抗r₂には２
次電流i₂が流れる。第４図は第３図に基づいた電圧・電
流のベクトル図を示したものである。相電圧V_uと誘起電
圧V_mとのなす角θ′について考えてみる。cosθ′は次
式で与えられる。

θ′の大きさを5.5kW4P,200V定格電流23Aの汎用誘導電
動機でV/一定制御した場合を例にとつて考える。

一次周波数_１が10Hzの時r₁は0.658Ω,x₁（＝２π₁l
₁）は0.18Ωとなる。この時の電圧の大きさ|V_u|,|V_m|は
それぞれ となり、 は15.7/3（Ｖ）となる。これらの数値を（５）式に代入
するとcosθ′の値はほぼ１となり、θ′の値は零とな
る。この関係は一次周波数_１で変化してもほぼ満足す
る。

従つて相電圧V_uと誘起電圧V_mとの位相差θ′は無視する
ことができる。この結果無効分電流i_mは励磁分電流i_m′
にほぼ等しく、有効分電流I_tは２次電流i₂にほぼ等しく
なる。

以上により一次電流i_uから有効分電流I_t,無効分電流I_m
を検出するにはi_uと相電圧V_uとの位相差を基準にして
下記の式で求めれば良い。

I_t＝|i_u|・cos …（６） I_m＝|i_u|・sin …（７） 第５図は一次電流i_uから有効分電流I_tを検出する方法を
示したものである。（６）式から有効分電流I_tは相電圧
V_Uの90゜、位相での一次電流の大きさを求めれば良い。
90゜でのi_uの値は電流i_uの絶対値を考えれば270゜でも
同一になる。そこで有効分電流I_tは電流i_uの絶対値波形
から90゜,270゜の位相で求めることができる。無効分電
流I_mも同様にして相電圧V_uの０゜,180゜で一次電流の絶
対値を求めれば良い。

従つて３相の一次電流の絶対値|i_u|,|i_v|,|i_w|からI_t,I
_mを求めるにはＵ相電圧V_uの位相を基準にして考えると
次のような位相で一次電流の絶対値を求めれば良い。

（１）有効分電流I_tの検出法 90゜,270゜の位相で|i_u|の値、30゜,210゜の位相で|i_v|
の値、及び150゜,330゜の位相で|i_w|の値を検出する。

（２）無効分電流I_mの検出法 ０゜,180゜の位相で|i_u|の値、120゜,300゜の位相|i_v|
の値、及び60゜,240゜|i_w|の値をそれぞれ検出する。

以上はＵ相電圧の位相を基準にして考えたがＶ相電圧,W
相電圧何れの電圧の位相を基準にして考えても良い。

第２図は以上述べた方法によつて一次電流の絶対値_u,
_v,_ｗから有効分電流I_tと無効分電流I_mを求める電流
成分検出回路９の構成を示したものである。第６図は第
２図の動作を説明するタイムチヤートを示す。

タイマ回路17のタイマＡはＵ相電圧の０゜,360゜の位相
に同期して動作しＵ相の位相が30゜位相が進む毎にリセ
ツトされる。これによつて第６図の最上段に示すように
動作する。タイマＡからは30゜毎に“1"レベルと“0"レ
ベルが変化する30゜位相信号ａを発生する。

サンプルホールド信号は30゜位相信号の立上り、及び立
下り時点に同期して発せられたパルス信号である。サン
プルホールド信号ｂは30゜位相信号ａの90゜,270゜,450
゜の各位相D₂,D₅,D₈,……で発生し、これらの位相での
Ｕ相の一次電流の絶対値_ｕ▲▼₁,▲▼₂,▲
▼_３をサンプルホールドする。これらの値がＵ相の一
次電流i_uから得られた有効分電流I_tuになる。サンプル
ホールド信号ｃは30゜位相信号ａの０゜,180゜,360゜,5
40゜の位相に対応したE₁,E₄,E₇で発生し、これらの位相
における_ｕの値▲▼_１′，▲▼_２′，▲
▼_３′，▲▼_４′をサンプルホールドする。この操
作によつて得られた値はＵ相の一次電流i_uから分離した
無効分電流I_muになる。Ｖ相の一次電流の絶対値_ｖか
らはサンプルホールド信号d,eによつてそれぞれ有効分
電流I_tv,無効分電流I_mvが分離される。Ｗ相の一次電流
の絶対値_ｗからはサンプルホールド信号f,gを使用し
てそれぞれ有効分電流I_tw,無効分電流I_mwを分離する。

以上の操作によつて分離された有効分電流I_tu,I_tv,I_tw
の和を求めることによって一次電流i₁に対する有効分電
流I_tが得られる。無効分電流I_mも全く同様にして、I_mu,
I_mv,I_mwの和から求めることができる。これらの和は有
効分合成回路950と無効分合成回路951によつて求められ
る。有効分合成回路950,無効分合成回路951を一次遅れ
要素で構成したのはI_t,I_mに含まれるリツプルを抑制す
るためである。

以上のようにして分離されたI_t,I_mによつてすべる周波
数制御，磁束制御が行われる。

このようにして検出された無効分電流I_mは演算増幅器18
に入力され、有効分電流I_tはトルクリミツタ回路100に
入力される。

（Ｉ）I_t≦I_t0の場合 有効分電流のI_tがトルクリミツタI_t0の値よりも小さい
時はトルクリミツタ回路100からは電流成分検出回路９
から得られた有効分電流I_tをそのまま出力する。有効分
電流I_tは演算増幅器13によつてゲイン−k_sが乗じられ、
すべり角周波数 に変換される。すべり角周波数 は演算増幅器14でゲイン−１が乗じられ、すべり角周波
数 になる。すべり角周波数 の何れか一方がアナログスイツチ回路15によつて選択さ
れる。この選択は力行・回生判別回路151によつて決定
される。加減速指令発生回路11から出力されるインバー
タ角周波数ω_Ｒ′が角周波数設定値ω_Ｒより小さい時即
ちω_Ｒ′≦ω_Ｒの時は力行・回生判別回路15から“1"レ
ベル論理信号がアナログスイツチ回路151のコントロー
ル端子C₁に入力される。この結果、演算増幅器14の出力
端子とアナログスイツチ151の出力端子O₁が接続され、
アナログスイツチ153の端子S₃にすべり角周波数 が入力される。有効分電流I_tはI_t0より小さいため、比
較器12から“1"レベル信号がアナログスイツチ153のコ
ントロール端子C₃に入力されているため、アナログスイ
ツチ153の出力端子O₃は端子S₃に接続されすべり角周波
数リミツタ回路101にすべり角周波数 が入力される。すべり角周波数 が上限すべり角周波数リミツタ（ω_ｓ）_max,下限すべり
角周波数リミツタ（ω_ｓ）_min内に入つている場合、演
算増幅器14から出力されたすべり角周波数 と同一のすべり角周波数 がすべり角周波数リミツタ回路101から加算器164に入力
される。一方、加算器164の他方の入力端子に入力され
るインバータ角周波数ω_１は加算器163に入力されるイ
ンバータ角周波数ω_Ｒ′から演算増幅器10から出力され
るインバータ周波数ω_Ｒ″を差引いて得られる。有効電
流I_tがリミツタ値I_t0より小さい時は比較器12からは
“0"レベルの信号が発生して、アナログスイツチ152の
コントロール端子C₂に加えられる。この結果アナログス
イツチ152のS₂端子と出力端子O₂が接続され、演算増幅
器10には零電圧が入力される。従つてこの時演算増幅器
10から出力されるω_Ｒ″は零になるため、インバータ角
周波数ω_１は加減速指令発生回路11から出力されるω_Ｒ
に等しくなる。インバータ角周波数指令ω_１＊はω_Ｒ′
（＝ω_１）にすべり角 を加えた になる。

次に磁束制御の動作について述べる。電流成分検出回路
９から得られた励磁分電流I_mは（８）式によつて磁束φ
_０に変換される。

但し、l_m:励磁インダクタンス T₂:2次時定数 s:ラプラス演算子 減算器161によつて磁束設定値φ_Ｒから磁束φ_０が引か
れ磁束偏差Δφが得られる。Δφの極性は演算増幅器1
9,22で反転されるため、Δφ′の極性は磁束偏差Δφと
同一となる。Δφ′の値は有効分電流I_tに乗じられ、磁
束偏差Δφ″となつて、磁束設定φ_Ｒに加えられ、磁束
指令φ＊が得られる。

以上よりI_t≦I_t0かつω_Ｒω_Ｒ′の条件では磁束φ＊
及びインバータ角周波数ω_１＊は（９），（10）で制御
される。

そして電圧指令Ｖ＊は（９），（10）で得られるφ＊，
ω_１＊によつて（４）式に基づいて制御される。

次に（９），（10）に基づいて制御した場合の一次電
流，速度の各特性について説明する。先ず、定常状態
（ω_Ｒ′＝ω_Ｒ）の場合から述べる。

第７図はトルク（τ）一定条件下での磁束指令とそれに
対応して流れる励磁電流と有効分電流との関係を示した
ものである。トルクは磁束或いは無効分電流（励磁電
流）と有効分電流との積に比例するため、トルク一定の
条件下では第７図に示すような双曲線になる。現在トル
クτ_１上のＡ点で電動機は駆動されており、電動機内に
は磁束指令φ_１＊によつて励磁電流I_m1及び有効分電流I
_t1が流れているとする。時間ｔ＝t₁で急激にトルク（負
荷）でτ_１からτ_２に変化した場合の制御回路の過電流
抑制動作について第８図のタイムチヤートを使用して説
明する。トルクがτ_１からτ_２に変化しても、演算増幅
器18が得られる磁束φ_０は電動機の２次時定数で変化す
るため、ほぼ磁束設定値φ_Ｒの値と同じ値になつてい
る。このため減算器161から出力される磁束偏差Δφは
零になつており、磁束偏差Δφ′の値はt₁以後もt₁以前
の値とほぼ変らない。しかし電流成分検出回路９から検
出される有効分電流I_tは負荷に比例して変化するため、
トルクが変化した時の応答速度でI_t1からI_t2に変わる。
この結果Δφ′とΔI_t2の積で与えられるトルクの変化
補償を行つた磁束偏差Δφ″もΔφ_１″からΔφ_２″に
トルクが変化した応答速度で変化する。これによつて磁
束指令φ＊もφ_１＊からφ_２＊に負荷の変化と同一の速
度で変化する。

ところで電圧指令Ｖ＊は（４）式に示すように磁束指令
φ＊とインバータ角周波数ω_１＊で与えられる。ここで
インバータ角周波数ω_１＊は加減速指令発生回路11から
出力されるω_Ｒ′とすべり角周波数リミツタ回路101か
ら出力されるすべり角周波数 との和で与えられるため、ω_Ｒ′が殆ど変化しない定常
状態に近い場合、負荷の変動はすべり角周波数 にのみ反映される。しかし、 の値はω_Ｒ′の値の数パーセント以内の小さな値のた
め、電圧指令Ｖ＊には殆ど磁束指令φ＊の変化のみが反
映されることになる。このように電圧指令Ｖ＊は磁束指
令φ＊の変化に応じて増加するため、第７図に示すよう
に励磁電流はI_m1からI_m2に増加する。この時、一次電流
はI₁（＝▲▼）からI₁′（＝▲▼）と大きく変
化することがないため過電流でトリツプするには至らな
い。

しかし、トルクがτ_１からτ_２に急増しても電圧指令Ｖ
＊一定の状態にした場合、一次インピーダンスでの電圧
降下が増加するため第４図に示す誘起電圧V_mは減少す
る。このため第７図に示すように励磁電流I_mはI_m0まで
減少して、磁束はφ_０″まで低下する。この結果一次電
流はI₁″（＝▲▼）まで急増し、インバータは過電
流でトリツプするに至る。特に負荷の変動が大きい場
合、上述の電圧降下は大きくなるため、インバータはト
リツプしやすくなる。加速している場合も加速時の一次
電流によつて生じた一次電圧降下を補償しているため、
励磁電流の減少を防止でき、過電流を抑制できる。

次にすべり周波数制御について説明する。

先ず定常状態の場合から並べる。

第９図はトルクと速度の特性を示したものである。トル
クがτ_１からτ_２に変化した場合を考える。制御を行な
わない場合インバータの角周波数設定値ω_Ｒに対応した
回転角速度で電動機は駆動されている。トルクτ_１に対
応した負荷ではすべり角周波数 で与えられるすべりが発生している。この時、トルクが
τ_１からτ_２に変化したとすると、すべり角周波数は とトルクカーブａ上のA₁′点からＣ点へと増加してい
く。これに応じて有効分電流も増加し、一次電流は増え
る。この場合、回転角速度はω_Ｍから と次第に減少する。

これに対して本発明では負荷に対応した有効分電流を流
すようにし、過大な電流を流さず効率良くトルクを発生
し速度の減少を抑制する。

上述した磁束制御によつて磁束が設定値φ_Ｒと等しくな
るように制御されているとすると、電流成分検出回路９
から得られた有効分電流I_tはすべりに比例する。そこで
演算増幅器13で有効分電流I_tにゲイン−k_sを乗じてすべ
り角周波数 を得、演算増幅器14では、 にゲイン−１を乗じてすべり角周波数 を得る。加減速指令回路15によつて加速或いは定常状態
であると判定されると、“1"レベルの信号がアナログス
イツチ151のコントロール端子C₁に加えられ、アナログ
スイツチ151の出力端子O₁は端子D₁に接続される。正の
極性を持つすべり角周波数 が加減速指令発生回路11から出力されるω_Ｒ′に加えら
れインバータ角周波数指令ω＊になる。即ち有効分電流
I_tに比例した正極性のすべり角周波数 だけインバータ角周波数ω_Ｒ′を増加させる。これによ
つてトルクτ_１の時Ａ′点で発生したすべり角周波数 分インバータ角周波数ω_Ｒ′を増加するため、トルクカ
ーブｂ上のＡ点に回転角速度ω_Ｍはなる。トルクがτ_１
からτ_２に増加するに従つて、第９図に示すすべり角周
波数を まで連続にインバータ角周波数ω_Ｒ′に加えて行くた
め、回転角速度ω_Ｍはトルクカーブc,d上の点A,Bと連続
に推移していく。このようなインバータ角周波数の補正
は連続に行われるため、回転角速度ω_Ｍは一定のままト
ルクが連続に増加するトルクカーブｅが得られる。ここ
で回転角速度ω_Ｍはすべり角周波数が零時の値即ち
ω_Ｒ′の値に一致する。これは回転角速度ω_Ｍは加減速
指令発生回路11から出力されるインバータ角周波数
ω_Ｒ′に負荷が変化しても追従することになる。加速し
ている場合も同様に上述の制御が行われるため、回転角
速度ω_Ｍはインバータ角周波数ω_Ｒ′に追従する。

以上は定常状態及び加速状態における磁束制御及びすべ
り角周波数制御を述べた。次に減速状態における磁束制
御及びすべり角周波数制御を述べる。先ず磁束制御から
説明する。この場合は電動機内で発生した誘起電圧が大
きくなり、演算増幅器18から得られる磁束φ_０は磁束設
定φ_Ｒより大きくなる。この場合、減算器161から磁束
偏差Δφの極性は負となるため、トルクの変化を補償し
た後の磁束偏差Δφ″の極性も負となる。このためΔ
φ″とφ_Ｒの和で与えられる磁束指令φ＊はΔφ″だけ
減少する。これによつて電圧指令が減少し励磁電流の増
加を抑制できるため、回生時に流れる過電流を防止でき
る。

次にすべり角周波数制御について述べる。減速状態では
すべり角周波数は負の値を持つ、そこで力行・回生判別
回路15によつて減速状態であることが判定されると、
“0"レベル信号がアナログスイツチ151のコントロール
端子C₁に入力される。この結果アナログスイツチ151の
端子S₁と出力端子O₁とが接続され、演算増幅器13からマ
イナスの極性を持つすべり角周波数 がすべり角周波数ω_Ｒ′に加えられる。減速の場合もす
べり角周波数の補正は減速トルクの大きさに比例して行
われるため、回転角速度ω_Ｍはすべり角周波数ω_Ｒ′に
追従する。

（II）I_tI_t0の場合 定常状態から説明する。有効分電流I_tがトルクリミツタ
設定I_t0より増加すると、比較器12から“1"レベル信号
がアナログスイツチ152のコントロール端子C₂に加えら
れる。この結果アナログスイツチ152の端子D₂と出力端
子O₂で接続される。力行・回生判別回路15からは“1"レ
ベル信号がアナログスイツチ154のコントロール端子C₄
に入力されているため、アナログスイツチ154のD₄端子
と出力端子O₄と接続される。このため、演算増幅器10に
インバータ角周波数ω_Ｒが入力される。インバータ角周
波数ω_Ｒは演算増幅器10によつて（11）式で与えられる
ω_Ｒ″に変換される。

T_l:時定数 今定常状態を考えているため、インバータ角周波数設定
値ω_Ｒは加減速指令発生回路11から出力されるインバー
タ角周波数ω_Ｒ′と等しい。このため減算器163から得
られるインバータ角周波数ω_１はω_Ｒからω_Ｒ″を引い
た値に等しい。

アナログスイツチ153のコントロール端子C₀には“1"レ
ベルの信号が加えられており、出力端子O₃は端子D₃に接
続される。この結果すべり角周波数 の値は零になり、インバータ角周波数指令ω_１＊はω_１
即ちω_Ｒからω_Ｒ″に等しくなる。そこでω_１＊は（1
2）式に従つてω_Ｒ″の値と共に減少する。

ω_１＊＝ω_Ｒ−ω_Ｒ″ …（12） 第10図は有効分電流I_tでI_t0より大きくなつた場合でも
トルク一定にして電流の増加を抑制する方法を示したも
のである。インバータ角周波数設定値ω_Ｒに等しい回転
角速度で電動機が駆動しているとする。有効分電流I_t0
になるまで前述したすべり角周波数補正が行われるた
め、D₀点までトルクはトルクカーブａ′上を推移する。
D₀点に有効分電流I_tが到達すると、すべり角周波数の補
正を停止し、（11），（12）式によつて決まる時定数T_l
でインバータ角周波数ω_１＊は減少する。この結果トル
クカーブはｂ′に推移し、D₀点からD₁点まで有効分電流
は減少する。しかし現在、I_t0以上に相当するトルクが
加わつているため、直ちに有効分電流I_tはD₂点まで増加
し、I_t0に到達する。再びインバータ角周波数指令ω_１
＊は時定数T_lで減少するため、トルクカーブはＣ′に推
移してD₂点からD₃点まで有効電流は減少する。

有効分電流I_t0以上の負荷が加えられている限り、
ω_Ｒ″がインバータ角周波数設定値ω_Ｒに等しくなるま
で前述の動作は繰返し行われる。最後にはインバータ角
周波数指令ω_１＊は零になつて電動機は停止する。

第10図ではD₀→D₁→D₂……とトルクが変動するように記
載されているが、トルクに比例する有効分電流の大きさ
を監視しながら、インバータ角周波数指令ω＊連続に減
少しているためトルクカーブはI_t0に相当したトルクτ
_０を一定に保つて速度は減少する。

以上より有効分電流I_tがI_t0以下の時はすべり角周波数
制御が行われるため速度一定のトルクカーブω_RD₀ライ
ンが得られ、I_tがI_t0以上の時はトルク一定のD₀τ_０ラ
インが得られる。

以上の動作が行われている間に負荷減少し、有効分電流
がI_t0より小さくなると、トルク一定ラインω_RD₀を通つ
て、速度一定のトルクカーブω_RD₀上の負荷に釣合つた
トルクカーブ上で電動機は駆動される。

次に加速状態で有効分電流I_tがトルクリミツタ値I_t0よ
り増加した場合の動作について説明する。第11図はイン
バータ角周波数設定値ω_Ｒまで加速して行つた場合の
（ａ）トルク−速度特性，（ｂ）インバータ角周波数指
令の時間特性，（ｃ）有効分電流の時間特性，（ｄ）速
度の時間特性を示したものである。インバータ角周波数
値ω_Ｒが加減速指令発生回路11に入力されると、（13）
式で決まるインバータ角周波数ω_Ｒ′が出力される。

T_A:時定数 加速時間，減速時間は時定数T_Aで決まる。第11図の，
，の各曲線はT_Aの値を次第に増加した場合の特性曲
線である。加速時間が短い，の場合、加速して行く
と次第に有効分電流I_tは増加し、A₁点及びB₁点でI_tがI
_t0よりも大きくなつたことが比較器12で検出される。こ
の時比較器12から“1"レベルの信号がアナログスイツチ
152のコントロール端子C₂に入力され、端子D₂と出力端
子O₂とが接続される。またアナログスイツチ154のコン
トロール端子C₄には力行・回生判別回路15から力行状態
であることが判別され“1"レベルの信号が入力される。
これによりアナログスイツチ154の端子D₄は出力端子O₄
に接続されるため、演算増幅器10にはインバータ角周波
数設定値ω_Ｒが入力される。

この結果演算増幅器10の出力信号ω_Ｒ″は零から徐々に
増加するため、インバータ角周波数指令ω_１＊は有効分
電流I_tがI_t0になつた時点A₁,B₁から徐々に減少する。こ
れによりインバータ角周波数指令ω_１＊は有効分電流I_t
がI_t0一定になるよう減少させられる。

この結果、第11図の（ａ）トルク−速度特性，のト
ルクτ_０一定のライン上を速度が零になるまで推移す
る。なお、はI_t0以内の有効分電流が流れて目標の速
度まで加速する場合を示したものである。

次にインバータ角周波数の設定値をω_Ｒから零にして減
速する時に過電流になつた場合の動作を説明する。

第12図はＡ点で示すトルクが加わつた状態でインバータ
角周波数設定ω_Ｒに等しい回転角速度で電動機が駆動し
ている時、電動機を減速状態にしてＢ点で有効分電流I_t
がI_t0を越えた場合を示したものである。減速状態にあ
る時、力行・回生判別回路15から“0"レベルの信号がア
ナログスイツチ154のコントロール端子C₄に加わり、減
速器165の出力端子とアナログスイツチ154の出力端子O₄
に接続される。有効分電流I_tがI_t0を越えた時は比較器1
2から“1"レベルの信号がアナログスイツチ152のコント
ロール端子C₂に入力される。これによりアナログスイツ
チ152の出力端子O₂と端子D₂とが接続され、減算器165の
出力端子には（ω_Ｒ′−ω_Ｒ）の値の信号が現われ、演
算増幅器10に入力される。演算増幅器10の出力信号
ω_Ｒ″は零の状態から徐々に（ω_Ｒ′−ω_Ｒ）の値に近
づく。この結果、減算器163の出力信号ω_１は次第に減
速される以前の値ω_Ｒに増加して行く。またアナログス
イツチ153の出力端子O₃は端子D₃に接続されているた
め、すべり角周波数 は零になつている。これによつてインバータ角周波数指
令ω_１＊は減算器163の出力信号ω_１と同一の動作をす
る。

第12図に示すＢ点からインバータ角周波数指令ω＊を増
加させると減速時に発生した回生パワーが消費されるた
め一次電流は減少する。しかしω_Ｒ′の値が減少される
と再び一次電流は急増し、有効電流はI_t0に到達してイ
ンバータ角周波数指令ω_１＊は再び増加させられる。こ
の操作は有効分電流I_tの値がI_t0を越えているか否かを
常に判定して行つているため、第12図のBCラインを動作
する。動作点がＣ点に移ると有効分電流I_tはI_t0より小
さくなり、前述したすべり角周波数制御に切替えられ
る。この制御によつて速度一定のCAライン上を動作して
元のＡ点に戻る。

なおI_tI_t0の条件下でも磁束制御はI_tI_t0の場合と同
じように行われているため、ここでは磁束制御動作につ
いては省略する。

以上本発明によれば過負荷が加わつても容易にトリツプ
しないという特性が得られる。また過負荷時でもトルク
一定制御ができる。このため切削中に急激な負荷が加わ
ることがあつてもトルクは一定に保たれるため、切削物
を破損から守ることができる。更に加減速時間の最適化
も容易に図れる。

次に磁束制御のその他の実施例について述べる。第13図
はその構成を示したものである。磁束補償量Δφをイン
バータ周波数指令ω_１＊に対応してあらかじめテーブル
化してある磁束補償テーブル10Aは磁束リミツタ10Bと接
続され、磁束補償量Δφが入力される。また磁束リミツ
タ10Bには有効分電流I_tも入力され、10Bからはトルク補
償された磁束補償量Δφ′が加算器162の一方の入力端
子に加えられる。加算器162のもう一方の入力端子には
可変抵抗112から得られた磁束設定値φ_Ｒが入力され
る。加算器162はトルク補償された磁束補償量Δφ′と
磁束設定値φ_Ｒとを加え磁束指令φ＊を出力する。この
磁束指令φ＊は第１図に示す方法によつて取込まれ、電
圧指令Ｖ＊（∝φ_１＊・ω_１＊）が求められる。インバ
ータ角周波数ω_１＊を求める構成は前述した実施例と同
様であるので説明は省略する。

次に前述の構成の磁束制御の動作について説明する。磁
束補償テーブル10Aはインバータ角周波数ω_１＊小さい
領域では磁束補償Δφは大きな値にし高周波数領域では
小さくなるようにしてある。このように低速域で磁束補
償量Δφが大きくなるようにしているのは一次抵抗によ
る電圧降下が大きくなり、高速域よりも磁束が減少する
をΔφの補正によつて抑制できるようにするためであ
る。低速域での磁束補償値Δφの償大値は所定の周波数
で所定の始動トルクが発生するように決定される。磁束
補償量Δφはインバータ角周波数ω_１＊によつて決定さ
れる。磁束補償テーブル10Aから出力されるΔφの値は
有効分電流I_tがトルクリミツタ値I_t0の時の値である。
即ち磁束リミツタ10Bから出力された磁束補償量Δφ′
は（13）式によつて制御される。

Δφ′＝Δφ・（I_t/I_t0） …（13） 磁束指令φ＊は磁束補償量Δφ′分（14）式で示すよう
に磁束設定値φ_Ｒに加えて求められる。

φ＊＝φ_Ｒ＋Δφ・（I_t/I_t0） …（14） Δφ′の値は負荷の大きさに比例して増加するため、負
荷増加によつて生じた励磁電流の減少分を抑制すること
ができる。これによつて急激な過負荷が加わることによ
つて生じる過電流を防止できる。

励磁電流は電動機の容量によつても違つてくる。そこで
磁束テーブルパターンを何通りかあらかじめ用意し、そ
の電動機の始動トルクが最大になるように前述のパター
ンを選択すれば適用モータの範囲は容易に拡大される。

以上述べた実施例では有効分電流と無効分電流とを相電
圧の特定位相を基準にして一次電流の絶対値をサンプリ
ングし、分離して求めていた。しかし、下記の（15）式
を使用してＵ相一次電流i_1u,V相一次電流i_1vから、有効
分電流I_t,無効分電流I_Mを分離しても良い。

ただし θ＝∫ω_１＊dt …（16） ω_１＊はインバータ角周波数指令である。この方法は演
算は複雑になるが、I_t,I_mの各値を遅れなく検出できる
ため、急激な負荷変動が煩雑に繰返される場合には有効
な検出方法である。

更に有効分電流I_tの近似的な検出方法としてインバータ
の入力電流（直流電流）I_Dを用いて求めても良い。この
場合インバータの入力電圧E_Dが一定で、インバータでの
損失，銅損，鉄損を無視すると有効電流I_tは下記の量に
ほぼ比例することを利用して求める。

I_t∝I_D/ω_Ｒ …（17） 〔発明の効果〕 以上本発明によれば、誘導電動機に急峻な負荷トルクが
加わった場合では、誘導電動機の１次電流から検出した
有効分電流値が許容レベル以内であれば、出力周波数を
補正しないので電動機の回転数の変動は生じない。

また、定格値以上の過剰な負荷トルクが加わった場合に
は、有効分電流値が許容レベル以内に入るまでインバー
タの出力周波数を下げるが、有効分電流値の許容レベル
で電動機のすべり周波数を補正しているためトルクは発
生し続け回転を保持する。これにより、電動機の回転数
はその指令値より低下するものの、電動機の回転停止
（トリップ）には至らず、出力容量に見合ったインバー
タによる安定で過負荷に対してトリップしにくい電動機
の制御ができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の電流成分検出回路の詳細構成図、第３図は誘導電動
機の１相当たりの等価回路図、第４図は電圧・電流ベク
トル図、第５図はＵ相電圧とＵ相一次電流の位相関係
図、第６図は第２図に示す電流成分検出回路の動作を示
すタイムチヤート、第７図は磁束指令（励磁電流）と有
効分電流との関係図、第８図は第７図の磁束制御の動作
を説明するためのタイムチヤート、第９図はすべり周波
数制御時のトルク−速度特性図、第10図は定常状態にお
ける過負荷のトルク一定制御動作図、第11図は加速状態
で過負荷が発生した時のトルク−速度特性図、第12図は
減速状態で過負荷が発生した時のトルク−速度特性図、
第13図は磁束制御の他の例を示す部分構成図である。 １……交流電源、２……整流器、３……平滑コンデン
サ、４……PWMインバータ、６……誘導電動機、７……
３相電流形成回路、８……絶対値回路、９……電流成分
検出回路、10,13,14,18,19……演算増幅器、11……加減
速指令発生回路、12……比較器、15……力行・回生判別
回路、16……V/F変換器、17……タイマ回路、20……A/D
変換器、21……ワンチツプマクロコンピユータ、23……
定常状態判別回路、51,52……変流器、100……トルクリ
ミツタ回路、101……すべり角周波数リミツタ回路、102
……磁束リミツタ回路、111,112,113……可変抵抗器、1
51,152,153,154……アナログスイツチ、162,164……加
算器、161,163,165……減算器、910,911,912……電圧フ
ロア、930,931,932,933,934,935……サンプルホールド
回路、950……有効分合成回路、951……無効分合成回
路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 下鍋 秀之 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 南藤 謙二 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭57−189580（ＪＰ，Ａ)

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力し
   て誘導電動機を駆動するPWMインバータの制御方法にお
   いて、 前記電動機の１次電流から前記電動機に加わる負荷トル
   クに応じた有効分電流値を検出し、 前記インバータの出力周波数に前記有効分電流値より求
   めたすべり周波数を補正し、 前記有効分電流値が所定値以上になった場合には、該所
   定値を超えた分に応じて前記インバータの出力周波数を
   減少させるようにしたことを特徴とするPWMインバータ
   の制御方法。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記有効分電流値が所定値以上になった場合には、前記
   すべり周波数の補正を中止するようにしたことを特徴と
   するPWMインバータの制御方法。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項又は第２項におい
   て、 前記電動機の１次電流から前記有効分電流に直交する成
   分の励磁分電流値を検出し、該励磁分電流値より求めた
   前記電動機の磁束の大きさとその設定値との偏差分とに
   基づいて、前記インバータの出力電圧を制御することを
   特徴とするPWMインバータの制御方法。
4. 【請求項４】可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力し
   て誘導電動機を駆動するPWMインバータの制御装置にお
   いて、 前記PWMインバータの出力周波数を設定しその設定信号
   を出力する周波数設定手段と、前記電動機の１次電流か
   ら負荷トルクに応じた有効分電流値を検出する電流成分
   検出手段と、前記有効分電流値から周波数補正量を求め
   る補正周波数演算手段と、前記周波数設定信号に前記周
   波数補正量を補正して周波数指令信号を求める周波数指
   令手段と、前記有効分電流値のリミッタ値を出力する手
   段と、前記有効分電流値と前記リミッタ値を比較する電
   流比較手段と、該電流比較手段からの信号により前記有
   効分電流値が前記リミッタ値より大きい場合には、前記
   周波数指令手段からの周波数指令を減少させる手段と、
   前記周波数指令手段からの周波数指令信号に基づいて前
   記PWMインバータの出力周波数を制御する手段とを備え
   たことを特徴とするPWMインバータの制御装置。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項において、 前記電流比較手段からの信号により前記有効分電流値が
   前記リミッタ値より大きい場合には、前記周波数指令手
   段における前記周波数補正量の補正を排除する手段を備
   えたことを特徴とするPWMインバータの制御装置。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第４項において、 前記電動機に発生する磁束の大きさを設定しその設定信
   号を出力する磁束設定手段と、前記電動機の１次電流か
   ら前記有効分電流に直交する成分の励磁分電流値を検出
   する励磁電流検出手段と、該励磁分電流検出値と前記磁
   束設定信号及び前記有効分電流検出値に基づいて磁束補
   正量を求める手段と、該磁束補正量と前記磁束設定信号
   に基づいて前記PWMインバータの出力電圧を制御する手
   段とを備えたことを特徴とするPWMインバータの制御装
   置。
7. 【請求項７】特許請求の範囲第４項又は第６項におい
   て、 前記周波数指令手段からの周波数指令信号より電圧位相
   信号を出力する手段と、該電圧位相信号の特定位相毎
   に、前記インバータの出力電流を取り込み記憶する手段
   と、該記憶した電流値から前記有効分電流値及び無効分
   電流値を求める手段とを備えたことを特徴とするPWMイ
   ンバータの制御装置。