JPS62244297A - Ｐｗｍインバータの制御方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力して誘
導電動機を可変速駆動するＰＷＭインバータの制御装置
に関する。

〔従来の技術〕

インバータで誘導電動機を駆動する場合、電動機に印加
する交流電圧の電圧・周波数の比（Ｖ／Ｆ）を一定にし
て可変速駆動Ｖ／Ｆ一定制御力制御方式な構成になるた
め広く使用されている。このＶ／Ｆ一定制御方式は負荷
が軽くなるにつれて余分な励磁電流が流れ、効率の良い
運転ができなくなる。この点を解決するために、種々の
方法が提案されている。例えば、−例として特開昭５７
−１８３２９７号公報に記載されている。これらの方法
の殆どはインバータの入力電流（直流電流）あるい・は
電動機の一次電流を検出し、これらの電流の大きさに比
例させて電圧を制御させるものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来技術では電流が必ずしも負荷と対応していないため
、効率の良い制御ができない。即ち、電圧と周波数の設
定によっては無負荷でも電動機に印加される電圧が大き
くなることがあり、励磁電流が増加して電流も大きくな
る。このような状態で電流の大きさに比例して電圧を次
第に増加すると、過励磁になっているため益々電流が増
え、効率は低下する。それ様二に過電流が流れるように
なり、インバータを交流電源に接続する開閉器を開放す
ることになり、過電流トリップの状態になる、。

また、電圧を変えて磁束を制御しているため、発生トル
クは２次時定数程度の遅れが生じる。このため、急激な
負荷変動（負荷増加）が生じると、速度が大幅に低下し
てすべりが大きくなり一次電流が大きくなってＰＷＭイ
ンバータは過電流トリップ状態になる。

本発明の目的は負荷が変化しても過電流トリップ状態に
なるのを確実に防止できるＰＷＭインバータの制御装置
を提供するにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は有効分電流に基づいて次のような方法によりイ
ンバータ周波数指令及び電圧指令を求め。

ＰＷＭインバータの出力電圧及び出力周波数を制御する
ようにしたものである。インバータ周波数指令はインバ
ータ周波数設定値に有効分電流に比例した周波数補正信
号に加えて得られる信号によって制御する。そして電圧
指令は磁束設定に有効分電流に比例した磁束補正量を加
えて得られる磁束指令信号と前記のインバータ周波数指
令との積によって制御する。

負荷が増加して有効分電流が所定の値を越えた場合の前
記のインバータ周波数指令はインバータ周波数設定値を
加速及び定常状態では減少し、減速時では増加するよう
に制御される周波数信号によって制御する。

〔作用］ 、有効分電流が所定の値よりも小さい状態では次の動作
によって過電流を防止できる。負荷が急激に増加すると
、−次インピーダンスによる電圧降下が大きくなるため
、励磁電流は減少し、有効分電流は急増する０本願では
有効分電流に比例して変化する磁束補正量を使用して電
圧指令を制御している。このため、負荷が急増すると、
磁束補正量は大きくなり、電圧指令は増加する。これに
よって負荷が増加しても励磁電流の減少は抑制できるた
め、有効分電流急増に伴う電流の増加を防止できる。

有効分電流が所定の値を越えた場合は次のような動作に
よって瞬時にインバータをトリップするのを防止する。

この動作を定常状態の場合を例にとって説明する。有効
分電流が所定の値を越えると、インバータ周波数指令は
所定の時定数で減少する。インバータ周波数が減少した
瞬間、有効パワーは減少し、一旦電流は減少する。しか
し所定以上の負荷が加っている限り再び有効分電流は所
定の値に到達する。そして所定の値以上に到達する毎に
インバータ周波数を減少させ電流が所定の値以上になる
のを防止する。このように制御が行われるによって所定
以上の負荷が加わっても瞬時にはインバータはトリップ
しない。

以上は定常状態の場合の動作であるが、加速及び減速状
態の場合も電流を一時に抑制するようにインバータ周波
数を増減して行くため、インバータは瞬時にはトリップ
することはない。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、交流電源１に接続されている整流量２
は交流電圧を直流電圧に変換する。整流器２の直流出力
側には平滑コンデンサ３が接続されている。ＰＷＭイン
バータ４は接続され、直流電圧を可変電圧・可変周波数
の３相交流電圧に変換する。ＰＷＭインバータ４の交流
出力側には誘導電動機６が接続され、可変速駆動される
。

ＰＷＭインバータ４のＵ相とＶ相出力電流（誘導電動機
の一次電流）は変流器５１．５２によって検出される。

変流器５１．５２で検出した電流’）　ｉ　ｔ。、ｉ！
９は３相電流形成回路７に入力される。

３相電流形成回路７は１次電流１ｆｕｌ　ｌｌｖから電
動機６のＷ相に流れている電流ｉｔｓ　（＝−（ｉｔｕ
＋１ｚｖ））を求める。−次電流検出信号１ｕ　ｇ　ｌ
ｖ＠ｉ　ｗは絶対値回路８に入力される。絶対値回路８
は一次電流絶対信号ｉｕ　１１ｖ　Ｈ１ｗの直流成分及
び高次高調波成分を除去した後にそれぞれの絶対値をと
り一次電流絶対値信号１ｕ　、　ｌｖ　ｇ　１ｗを発生
する。−次電流絶対値信号１ｕ　ＨＩＶ　ｇｌｗｌ：ｌ
：電流成分検出回路９に入力される。電流成分検出回路
９にはタイマ１７から後述するような３０°位相信号ａ
も入力される。

第２図に１成分検出回路９の一例構成を示す。

−次電流の絶対値１ｕ　＋　ｌｖ　＋　１ｗは絶縁する
ための演算−幅器９１０，９１１，９１２に入力される
。演算増幅器９１０，９１１，９１２の出力端子はそれ
ぞれ抵抗９２０，９２１，９２２の一方の端子に接続さ
れている。抵抗９２０．９’２１．９２２の他方の端子
はそれぞれサンプルホールド回路９３０と９３１，９３
２と９３３，９３４と９３５に接続される。これらのサ
ンプルホールド回路９３０〜９３５はサンプルホールド
回路９３０を詳細に示すように、スイッチ９４ｏ、コン
デンサ９４２および演算増幅器９４３で構成される。サ
ンプルホールド回路９３０〜９３５における各スイッチ
９４０のゲート端子はサンプルホールド信号発生回路９
００の出力端子と接続され、サンプルホールド信号す、
Ｑ、ｅ、ｆ、ｇを印加される。サンプルホールド回路９
３０，９３２゜９３４の各出力端子は有効分合成回路９
５０の抵抗９２４，９２５，９２６にそれぞれ接続され
る。

有効分合成回路９５０は抵抗９２３〜９２７．コンデン
サ９４４および演算増幅器９４５から構成され、１次遅
れ要素である。有効分合成回路９５０はサンプルホール
ド回路９３０，９３２，９３４から出力されるＵ相有効
分電流Ｉｔｕ、Ｖ相有効分電流Ｉｔｖ、Ｗ相有効分電流
Ｉ　ｔｗの和を求め、この値を有効分電流Ｉｔとして出
力する。一方、サンプルホールド回路９３１，９３３，
９３５の各出力信号Ｉ　ｌ１１１１　Ｉｍｖｌ　ｌ１ｌ
１１は無効分合成回路９５１に入力する。無効分合成回
路９５１は有効分合成回路９５０と同一の構成になって
おり、Ｕ相無効分電流工□、Ｖ相無効分電流Ｉ−Ｖ、Ｗ
相無効分電流■、の和を求めて得た値を無効分電流１．
とじて出力する。このような構成になっている電流成分
検出回路９は３０’位相信号ａから作られるサンプリン
グ信号によって一次電流絶対値信号１ｕｌｉ　ｖ　、　
１ｗを相電圧の特定の位相毎にサンプリングして、無効
分電流■、と有効分電流■１を求める。

第１図に戻り、電流成分検出回路９で求めた有効分電流
Ｉｔはトルクリミッタ回路１００に加えられ、また無効
分電流工、は演算増幅器１８に入力される。トルクリミ
ッタ回路１００のリミッタ値１ｔｏは可変抵抗器１１１
によって設定される。

電流成分検出回路９から得られた有効分電流工。

がリミッタ値Ｉｔｏより小さい場合は有効分電流■、が
演算増幅器１３に入力され、有効電流Ｉｔがリミッタ値
Ｉｉｏよりも大きい場合はリミッタ値■、。が演算増幅
器１３に入力される。演算増幅器１３の出力側はアナロ
グスイッチ１５１の端子Ｓ１と演算増幅器１４の入力側
に接続される６演算増幅器１４の出力側はアナログスイ
ッチ１５１の端子ＰＩに接続される。アナログスイッチ
１５１のコントロール端子Ｃ１はカ行・回生判別回路１
５の出力端子に接続されている。ここで演算増幅器１３
はゲイン−ｋｓ　を持った増幅器であり。

演算増幅器１４はゲイン−１を持った増幅器である。定
数ｋｓの値は有効分電流■、からすべり角へ 周波数（推定値）ωＳに対応した角周波数補正信号が得
られるように決定される。具体的には（１）式を満足す
るように定数ｋｓ　を決定する。

＜ｌ＋５＝　ｋｓ　、Ｉ　ｔ　　　　　　　　　　　　
　　・・・　（１）八 演算増幅器１３ではすべり角周波数ωＳの極へ Δ 得られる。すベリ角周波数はωＳ力行時が＋ωＳ。

△ 回生時が−ωＳになるようにアナログスイッチ１５１の
コントロール端子Ｃ１が制御される。

カ行・回生制御回路１５はカ行状態であると判定すると
アナログスイッチ１５１のコントロール端子Ｃ１に“１
”レベルの信号を出力し、アナログスイッチ１５１の端
子Ｄ１と出力端子０１を接続させる。また、カ行・回生
判別回路１５は回生状態であると判定すると０”レベル
の信号を出力しアナログスイッチ１５１の端子Ｓｌと出
力端子０１を接続させる。

アナログスイッチ１５１の出力端子ｏ１はアナログスイ
ッチ１５３の端子Ｓ３に接続される。アナログスイッチ
１５３のコントロール端子Ｇｏは比較器１２の出力端子
に接続され、また端子Ｄ８は接続される。

アナログスイッチ１５３の出力信号０８はすべり角周波
数リミッタ回路１０１に接続される。す△ ミッタ回路１０１によってすベリ角周波数ωＳの値は上
限リミッタ値（ω５）　ｍａＸ＋下限リミッす値（ω５
）　１１ａＸの範囲内に入るように制限される。またす
べり角周波数リミッタ回路１０１はトルクリミッタ回路
１００にも接続され、リミッタ値（ωＳ）　ｍａｔはト
ルクリミッタ回路１００から出力される有効分電流Ｉｔ
に比例するようにすべり角周波数リミッタ回路１０１に
よって制御される。

加算器１６４はすベリ角周波数リミッタ回路１０１と減
算器１６３の出力端子に接続される。加算器１６３から
出力されるインバータ角周波数ω１とΔ すべり角周波数ωＳに加算してインバータ角周波数指令
ωＬ−を得る。減算器１６３の入力端子は加減速指令発
生回路１１の出力端子及び演算増幅器１０の出力端子に
接続される。加減速指令発生回路１１から得られたωＲ
′　から演算増幅器１０から得られたωＲ１が減算され
すベリ角周波数ω１が得られる。

コニでωＲ′　　は過負荷を抑制して定トルク制御がで
きるようにするために得ている。

アナログスイッチ１５２のコントロール端子Ｃ２は比較
器１２の出力端子に接続され、端子Ｓ２は接地される。

またアナログスイッチ１５２の端子Ｄ２はアナログスイ
ッチ１５４の出力端子０番に接続され、アナログスイッ
チ１５２の出力、端子ｏ２は演算増幅器１０の入力端子
に接続される。比較器１２の入力端子には可変抵抗器１
１１とトルクリミッタ回路１００とが接続される。アナ
ログスイッチ１５４のコントロール端子Ｃ４はカ行・回
生判別回路１５の出力端子に接続され、また端子Ｄ４は
可変抵抗器１１３に、端子Ｓ４は減算器１６５の出力端
子にそれぞれ接続される。

また減算器１６５のプラス側の入力端子は加減速指令発
生回路１１、の出力端子が接続され、信号０口′　が入
力される。一方、減算器１６５のマイナス側の入力端子
は可変抵抗器１１３が接続され角周波数設定値ωｎが入
力される。この結果、アナログスイッチ１５４の端子Ｓ
４には（ω、／−ωＲ）の値を持つ信号が入力される。

加算器１６４の出力端子Ｖ／Ｆ変換器１６．Ａ／Ｄ変換
器２０の入力端子に接続される。Ｖ／Ｆ変換器１６は加
算器１６４から出力されたインバータ角周波数指令ωｌ
−に比例した周波数を持つパルスを発生する。Ｖ／Ｆ変
換器１６はタイマ回路１７に接続されている。タイマ回
路１７はタイマＡ、Ｈの２個のタイマを内蔵している。

Ｖ／Ｆ変換器１６から出力されたパルスはクロックパル
スとしてタイマＡに入力される。タイマＡはマイクロコ
ンピュータ２１内のデータバスラインに接続される。Ｖ
／Ｆ変換器１６の出力するクロックパルスによってタイ
マＡが動作した時のタイマＡの値はデータバスラインを
通してマイクロコンピュータ２１によって読み取られる
。タイマＡは変調波１周期分の位相を作る。一方、タイ
マＢはタイマＡの位相が３０°変化する毎に“Ｈ″レベ
ル“Ｌ　ＩＩレベルが交互に変化する３０″位相信号ａ
を出力する。電流成分検出回路９は演算増幅器１８の入
力端子に接続され、９によって検出された無効分電流工
、は１８に入力される。可変抵抗１１２の３端子はそれ
ぞれ制御電源、アース、減算器１６１の入力端子のプラ
ス側に接続される。

可変抵抗１１２によって制御電源を分圧した値が磁束の
設定値φＲとなり、減算器１６１のプラス側に入力され
る。一方減算器１６１の入力端子のマイナス側には演算
増幅器１日の出力端子に接続されており、磁束φ０が減
算器１６１に入力される。減算器１６１は磁束の設定値
φＲから磁束φ０を差引いて得られた磁束偏差Δφを演
算増幅器１９の入力端子に入力する。演算増幅器１９は
ゲイン−１を持った極性反転演算増幅器である。

演算増幅器１９の出力端子は演算増幅器２０２の入力端
子に接続される。演算増幅器２２は（２）式に示す１次
遅れ要素に使用してΔφをΔφ′に変換する６ ＨＴφ・Ｓ Ｔφ；時定数 Δφ′及びトルクリミッタ回路１００から出力される有
効分電流Ｉｉは乗算器１０２に入力される。乗算器１０
２にはトルクリミッタ回路１００から出力される有効分
電流Ｉｔも入力される。乗算器１０２はΔφ′に工、を
乗算しく３）式で示す磁束偏差Δφ′を加算器１６２の
一方の入力端子に出力する。

Δφ’＝にφ・Δφ・Ｉ、　　　　・・（３）ｋφ：比
例定数 加算器１６２の他方の入力端子は減算器１６１のプラス
側の入力端子に接続される。加算器１６２は磁束の設定
値φＲに乗算器１０２から得られた磁束偏差Δφ′を加
え、磁束指令φ傘を発生する。

Ａ／Ｄ変換器２０の入力端子は加算器１６４の出力端子
及び減算器１６２の出力端子がそれぞれ接続されており
、Ａ／Ｄ変換器２０によって磁束指令φ−及びインバー
タ角周波数ω１・が取込れる二マイクロコンピュータ２
１のデータバスはＡ／Ｄ変換器２０のデータバスライン
と接続されており。

Ａ／Ｄ変換器２ｏによってディジタル量に変換されたφ
１申、ωｌ−の各値はマイクロコンピュータ２１によっ
て読込まれる。

ワンチップマイクロコンピュータ２１ではφ拳。

ω拳を用いて（４）式に基づいて電圧指令Ｖ・を求める
。

Ｖ＊＝ｋｖ・φ　傘　、ω１拳　　　　　　　　　　　
　　　・・・（４）ｋｖ：比例定数 マイクロコンピュータ２１のデータバスラインはタイマ
Ａにも接続されている。マイクロコンビ１ユータ２１１
はタイマＡのデータを取り込む、マイクロコンピュータ
２１のメモリにはタイマＡのデータに対応した正弦波の
データが格納されている。電圧指令ｖ拳と正弦波のデー
タから変調波を得てこの変調波からＰＷＭ信号を得る構
成は例えば特開昭６０−９６１７９号公報（特願昭５８
−２００８０８号）で公知であり詳細説明を省略する。

マイクロコンピュータ２１から得られたＰＷＭ信号はＰ
ＷＭインバータ４に印加される。

次に、その動作を説明する。

先ず、有効分電流Ｉｔ、無効分電流工、を得る動作を説
明する。

誘導電動機６に流れるＵ相、■相の一次電流１１ｕ　Ｈ
Ｌｌｕを変流器５１．５２によって検出する。２相の一
次電流１１ｕ＋　ｉ　Ｉｖは３相平衡条件を使用して３
相電流形成回路７でＷ相に流れる一次電流１１ｕ このようにして３相電流形成回路７から得られた３相−
次電流１ｕ　、ｉｖ　、１ｗには高次の高調波成分、直
流成分が含まれるためこれらの成分を除去した後、３相
−次電流１ｕ　Ｈｌｖ　ｇ　１ｗの絶Ｉｔｌ無効力電流
１．を得ている。

第３図は誘導電動機の１相当たり等価回路を示したもの
である。相電圧ｖｕが印加されると、−次電流１ｕが一
次抵抗ｒ１＋−次インダクタンスＱｌに流れる。この結
果、励磁インダクタンスＱ、に励磁電流ｉ、が流れ、誘
起電圧Ｖ、が発生する。また、２次インダクタンスＱ２
，２次抵抗ｒ２には２次電流１２が流れる。第４図は第
３図に基づいた電圧・電流のベクトル図を示したちので
ある。相電圧■１と誘起電圧ｖｍとのなす角θ′につい
て考えてみる。　Ｃｏｇθ′は次式で与えられる。

２１Ｖ、Ｉ・１ｖ、１ θ′の大きさを５．５ｋＷ　４Ｐ、２００Ｖ定格電流２
３Ａの汎用誘導電動機でＶ／ｆ一定制御した場合を例に
とって考える。

一次周波数ｆｘが１０Ｈｚの時ｒ１は０．６５８Ω。

ｘｘ　Ｃ＝２ｔｃｆＩＱ１）は０．１８Ωとなる。この
時・の電圧（７）大！さｌＶ、Ｉ、ＩＶ、１４：ｌれぞ
れ４０／＆（Ｖ）、１７．８　（Ｖ）となり、 ｒｚ”＋（ｕｘｆｆｉｔ）”ｌ１ｕｌｊ＊１５．７／３
　（Ｖ）　　トなる。これらの数値を（５）式に代入す
るとｃｏｓθ′の値はほぼ１となり、θ′の値は零とな
る。この関係は一次周波数ｆ１で変化してもほぼ満足す
る。

従って相電圧ｖｕと誘起電圧Ｖ、との位相差θ′は無視
することができる。この結果無効分電流ｉ、は励磁分電
流ｉ、′　にほぼ等しく、有効分電法王、は２次電流１
２にほぼ等しくなる。

以上により一次電流ｉ　ｕから有効分電流Ｉｔ。

無効分電流１１を検出するには相電圧Ｖｕの位相差を基
準にして下記の式で求めれば良い。

Ｉ　ｔ＝　ｌ　ｉ　ｕｉｃｏｓ＜Ｐ・・・（６）Ｉ　ｍ
＝Ｉ　ｉ　ｕｌ・５ｉｎ（Ｐ−（７）第５図は一次電流
１ｕから有効分電流Ｉｔ　を検出する方法を示したもの
である。（６）式から有効分電流Ｉ、は相電圧ｖｕの９
０°、位相での一次電流の大きさを求めれば良い、９０
＠でのｉ　ｕの値は電流ｍｕの絶対値を考えれば２７０
°でも同一になる。そこで有効分電流Ｉ、は電流１ｕの
絶対値波形から９０＠、２７０”の位相で求めることが
できる。無効分電法王、も同様にして相電圧ＶｕのＯ”
　、１８０＠で一次電流の絶対値を求めれば良い。

従って３相の一次電流の絶対値１ｉｕｌ、　１ｉｖｌ。

１ｉ−Ｉ　からＩｔ　、Ｉ−を求めるにはＵ相電圧Ｖｕ
の位相を基準にして考えると次のような位相で一次電流
の絶対値を求めれば良い。

（１）有効分電流■、の検出法 ９０”　、２７０’の位相でｌｉ、ｌの値、３０’。

２１０°の位相で１１マ　１の値、及び１５０°。

３３０６の位相で１ｉ−１の値を検出する。

（２）無効分電法王、の検出法 ０’　、１８０’の位相でｌ１ｕＩの値、１２０＠。

３００°の位相１ｉｖｌの値、及び６０’　、２４０＠
１１．１　の値をそれぞれ検出する。

以上はＵ相電圧の位相を基準にして考えたがＶ相電圧、
Ｗ相電圧何れの電圧の位相を基準にして考えても良い。

第２図は以上体べた方法によって一次電流の絶対値１ｕ
　ｙ　ｌｖ　Ｈｉｗから有効分電、流Ｉｔと無効分電法
王、を求める電流成分検出回路９の構成を示したもので
ある。第６図は第２図の動作を説明するタイムチャート
を示す。

タイマ回路１７のタイマＡはＵ相電圧のＯ′″。

３６０＠の位相に同期して動作しＵ相の位相が３０°位
相が進む毎にリセットされる。これによって第６図の最
上段に示すように動作する。タイマＡからは３０″毎に
“１”レベルとａ　Ｏ”レベルが変化する３０”位相信
号ａを発生する。

サンプルホールド信号は３０°位相信号の立上り、及び
立下り時点に同期して発せられたパルス信号である。サ
ンプルホールド信号すは３０＠位相信号ａの９０＠、２
７０”　、４５０＠の各位相Ｄ２　ｅ　Ｄａ　＋　Ｄａ
　＋・・・・・・で発生し、これらの位相でのＵ相の一
次電流の絶対値ｉｕ　ＯＡｘ　、０ＡｚｅＯＡ　ａをサ
ンプルホールドする。これらの値がＵ相の一次電流ｉ　
ｕから得られた有効分電法王、になる。サンプルホール
ド信号Ｃは３０”位相信号１ａのＯ’　、１８０°、３
６０＠、５４０＠の位相に対応したＥｘ　、Ｅａ　、Ｅ
７で発生し、これらの操作によって得られた値はＵ相の
一次電流１ｕから分離した無効分電流Ｉ　ｍｕになる。

■相の一次電流の絶対値ｉ　ｖからはサンプルホールド
信号ｄ。

ｅによってそれぞれ有効分電流Ｉｔ□無効分電流Ｉ０が
分離される。Ｗ相の一次電流の絶対値Ｔ。

からはサンプルホールド信号ｆｏｇを使用してそれぞれ
有効分電流Ｉ　ｔｗ＠無効分電流Ｉ工を分離する。

以上の操作によって分離された有効分電流Ｉｔｕ＊Ｉ　
ｔＶＩ　Ｉｔｓの和を求めることによって一次電流ｉ＋
に対する有効分電法王【が得られる。無効分電法王、も
全く同様にして、１嘗ｉｌｌ　　ＩＩＩＶＴ　　Ｉ■Ｗ
の和から求めることができる。これらの和は有効分合成
回路９５０と無効分合成回路９５１によって求められる
。有効分合成回路９５ｏ、無効分合成回路９５１を一次
遅れ要素で構成したのはＩｔ＋・工、に含まれるリップ
ルを抑制するためである。

以−ヒのようにして分離されたＩｔ　、Ｉ−によってす
べり周波数制御、磁束制御が行われる。

このようにして検出された無効分電流１．は演算増幅器
１８に入力され、有効分電流Ｉ＋はトルクリミッタ回路
１００に入力される。

（１）　ＩｔｓＩｔｏの場合 有効分電流のＩｔがトルクリミッタＩｔｏの値よりも小
さい時はトルクリミッタ回路１００からは電流成分検出
回路９から得られた有効分電法王。

をそのまま出力する。有効分電流Ｉ、は演算増幅器１３
によってゲイン−に５が乗じられ、すベリ△ 角周波数−ωＳに変換される。すベリ角周波数へ 一ωＳは演算増幅器１４でゲイン−１が乗じられ、Δ 路１５によって選択される。この選択はカ行・回生判別
回路１５によって決定される。加減速指令発生回路１１
から出力されるインバータ角周波数ωＲ′が角周波数設
定値ωＲより中さい時即ちωＲ′、ｊ≦ωＲの時はカ行
・回生判別回路１５から１１１　Ｔｌレベル論理信号が
アナログスイッチ回路１５１のコントロール端子Ｃ１に
入力される。この結果、演算増幅器１４の出力端子とア
ナログスイッチ１５１の出力端子０１が接続され、アナ
ログスイΔ ッチ１５３の端子Ｓ３にすベリ角周波数ωＳが入力され
る。有効分電流Ｉ、はＩｃｏより小さいため、比較器１
２から１１１”レベル信号がアナログスイッチ１５３の
コントロール端子Ｃδに入力されているため、アナログ
スイッチ１５３の出力端子０３は端子Ｓ３に接続されす
ベリ角周波数リミッタ回路１０１にすベリ角周波数ΣＳ
が入力される。す△ ベリ角周波数ωＳが上限すべり角周波数リミッタ（ωｓ
）ｗａｘ　ｌ下限すべり角周波数リミッタ（０ｇ）１１
１＋１内に入っている場合、演算増幅器１４から出力さ
Δ れたすべり角周波数ωＳと同一のすべり角周波数△ ωＳがすベリ角周波数リミッタ回路１０１から加算器１
６４に入力される。一方、加算器１６４の他方の入力端
子に入力されるインバータ角周波数ωｌは加算器１６３
に入力されるインバータ角周波数ωＲ′　から演算増幅
器１ｏから出力されるインバータ周波数ωＩｔ′　を差
引いて得られる。有効電流Ｉｔがリミッタ値Ｉｔｏより
小さい時は比較器１２からは“０”レベルの信号が発生
して、アナログスイッチ１５２のコントロール端子Ｃ２
に加えられる。この結果アナログスイッチ１５２の８２
端子と出力端子０２が接続され、演算増幅器１０には零
電圧が入力される。従ってこの時演算増幅器１０から出
力されるωＲ′　は零になるため、インバータ角周波数
ωｌは加減速指令発生回路１１から出力されるωＲに等
しくなる。インバータ自炊に磁束制御の動作について述
べる。電流成分検出回路９から得られた励磁電流１．は
（８）式によって磁束φ０に変換される。

１十Ｔ２・Ｓ 但し、Ｑ、：励磁インダクタンス Ｔｚ：２次時定数 ｊ　　　　　ｓニラプラス演算子 減算器１６１によって磁束設定値φＲから磁束φ０が引
かれ磁束偏差Δφが得られる。Δφの極性は演算増幅器
１９．２２で反転されるため。

Δφ′の極性は磁束偏差Δφと同一となる。Δφ′の値
は有効分電法王、に乗じられ、磁束偏差Δφ′となって
、磁束設定φＲに加えられ、磁束指令φ幸が得られる。

以上より工、≦ＩｔｏかつωＲ＞（ＪＲ’の条件では磁
束φ参及びインバータ角周波数ωｌ・は（９）、　（１
０）で制御される。

そして電圧指令ｖ１１は（９）、　（１０）で得られる
φ・、ω１ψによって（４）式に基づいて制御される。

次に（９）、　（１０）に基づいて制御した場合の一次
電流、速度の各特性について説明する。先ず、定常状態
（ω、／　＝ωＲ）の場合から述べる。

第７図はトルク（τ）一定条件下での磁束指令とそれに
対応して流れる励磁電流と有効分電流との関係を示した
ものである。トルクは磁束或いは無効分電流（励磁電流
）と有効分電流との積に比例するため、トルク一定の条
件下では第７図に示すような双曲線になる。現在トルク
でｌ上のＡ点で電動機は駆動されており、電動機内には
磁束指令φ１拳によって励磁電流１ｍｌ及び有効分電流
Ｉｔｚが流れているとする。時間１＝１１で急激にトル
ク（負荷）でτ１からτ２に変化した場合の制御回路の
過電流抑制動作について第８図のタイムチャートを使用
して説明する。トルクがτ１からτ２に変化しても、演
算増幅器１８が得られる磁束φ０は電動機の２次時定数
で変化するため、はぼ磁束設定値φＲの値と同じ値にな
っている。このため減算器１６１から出力される磁束偏
差Δφは零になっており、磁束偏差Δφ′の値はｔ１以
後もｔ！以前の値とほぼ変らない、しかし電流成分検出
回路９から検出される有効分電法王、は負肴に比例して
変化するため、トルクが変化した時の応答速度でＩｔｌ
からＩｔｚに変わる。この結果Δφ′とΔＩｉｚの積で
与えられるトルクの変化補償を行った磁束偏差Δφ′も
Δφ１′　　からΔφ２′にトルクが変化した応答速度
で変化する。これによって磁束指令φ・もφ１ｍがらφ
２参に負荷の変化と同一の速度で変化する。

ところで電圧指令Ｖ−は（４）式に示すように磁束指令
φ拳とインバータ角周波数ω１＊で与えられる。ここで
インバータ角周波数ω１−は加減速指令発生回路１１か
ら出力されるωＲ′　とすべり角周波数リミッタ回路１
０１から出力されるすベリ角周波数ωＳとの和で与えら
れるため、ωＲ′　が殆ど変化しない定常状態に近い場
合、負荷の変動はすベリ角周波数ωＳにのみ反映される
。しかし、＾ ωＳの値はωＲ′　の値の数パーセント以内の小さな値
のため、電圧指令Ｖ・には殆ど磁束指令φ傘の変化のみ
が反映されることになる。このように電圧指令Ｖ・は磁
束指令φ傘の変化に応じて増加するため、第７図に示す
ように励磁電流はＩｍｉがらＩｗｒ２に増加する。この
時、−次電流は１１（＝ＯＡ）からＩｔ’（＝ＯＢ）と
大きく変化することがないため過電流でトリップするに
は至らない。

しかし、トルクがτ１からで２に急増しても電圧指令Ｖ
・一定の状態にした場合、−次インピーダンスでの電圧
降下が増加するため第４図に示す誘起電圧Ｖ、は減少す
る。このため第７図に示すように励磁電法王、はＩｍｏ
まで減少して、磁束はφ０′　まで低下する。こρ結果
一次電流は工３（＝　ＯＣ）まで急増し、インバータは
過電流でトリップするに至る。特に負荷の変動が大きい
場合、上述の電圧降下は大きくなるため、インバータは
トリップしやすくなる。加速している場合も加速時の一
次電流によって生じた一次電圧降下を補償しているため
、励磁電流の減少を防止でき、過電流を抑制できる。

次にすベリ周波数制御について説明する。

先ず定常状態の場合から並べる。

第９図はトルクと速度の特性を示したものである。トル
クがτ１からτユに変化した場合を考える。制御を行な
わない場合インバータの角周波数設定値ωｎに対応した
回転角速度で電動機は駆動されている。トルクで１に対
応した負荷ではすべり角周波数ωｓｏで与えられるすべ
りが発生してぃ−ブａ上のＡＩ’　　点がら０点へと増
加していく。

これ−に応じて有効分電流も増加し、−次電流は増これ
に対して本発明では負荷に対応した有効分電流を流すよ
うにし、過大な電流を流さず効率良くトルクを発生し速
度の減少を抑制する。

上述した磁束制御によって磁束が設定値φＲと等しくな
るように制御されているとすると、電流成分検出回路９
から得られた有効分電流Ｉｔはすベリに比例する。そこ
で演算増幅器１３で有効分へ ンー１を乗じてすべり角周波数ωＳを得る。加減速指令
回路１５によって加速成いは定常状態であ）ると判定さ
れると　１１１１１レベルの信号がアナログスイッチ１
５１のコントロール端子Ｃ工に加えられ、アナログスイ
ッチ１５１の出力端子Ｏ１は端子Ｄ１に接続される。正
の極性を持つすべり角△ 周波数ωＳが加減速指令発生回路１１から出力されるω
Ｒ′　に加えられインバータ角周波数指令ω・になる。

即ち有効分電流Ｉｔに比例した正極△ 性のすべり角周波数ωＳだけインバータ角周波数ωＲ′
　を増加させる。これによってトルクで１の△ 時Ａ′点で発生したすべり角周波数ωｓｏ分インバータ
角周波数ωＲ′　を増加するため、トルクカーブｂ上の
Ａ点に回転角速度ωにはなる。トルクが−タ角周波数ω
Ｒ′　に加えて行くため、回転角速度ωＨはトルクカー
ブｃ、ｄ上の点Ａ、Ｂと連続に推移していく。このよう
なインバータ角周波数の補正は連続に行われるため、回
転角速度ωとは一定のままトルクが連続に増加するトル
クカーブｅが得られる。ここで回転角速度ω阿はすベリ
角周波数が零時の値即ちωＲ′　の値に一致する。これ
は回転角速度ωＮは加減速指令発生回路１１から出力さ
れるインバータ角周波数ωＲ′　に負荷が変化しても追
従することになる。加速している場合も同様に上述の制
御が行われるため、回転角速度ωにはインバータ角周波
数ωＲ′　に追従する。

以上は定常状態及び加速状態における磁束制御及びすベ
リ角周波数制御を述べた。次に減速状態における磁束制
御及びすべり角周波数制御を述べる。先ず磁束制御から
説明する。この場合は電動機内で発生した誘起電圧が大
きくなり、演算増幅器１８から得られる磁束φ０は磁束
設定φＲより大きくなる。この場合、減算器１６１から
磁束偏差Δφの極性は負となるため、トルクの変化を補
償した後の磁束偏差Δφ′の極性も負となるにのためΔ
φ′とφＲの和で与えられる磁束指令φ−はΔφ′だけ
減少する。これによって電圧指令が減少し励磁電流の増
加を抑制できるため、回生時に流れる過電流を防止でき
る。

゛）次にすベリ角周波数制御について述べる。減速状態
ではすべり角周波数は負の値を持つ、そこでカ行・回生
判別回路１５によって減速状態であることが判定される
と、“０”レベル信号がアナログスイッチ１５１のコン
トロール端子ＣＩに入力される。この結果アナログスイ
ッチ１５１の端子Ｓ１　と出力端子０１とが接続され、
演算増幅器１３からマイナスの極性を持つすベリ角周波
数△ 一ωＳがすべり角周波数ωＲ′　に加えられる。減速の
場合もすべり角周波数の補正は減速トルクの大きさに比
例して行われるため、回転角速度ωＮはすべり角周波数
ωＲ′　に追従する。

（ＩＩ）Ｉｔ＞Ｉｔｏの場合 定常状態から説明する。有効分電法王、がトルクリミッ
タ設定Ｉｔｏより増加すると、比較器１２から“１″レ
ベル信がアナログスイッチ１５２のコントロール端子Ｃ
２に加えられる。この結果アナログスイッチ１５２の端
子Ｄ２と出力端子０２で接続される。カ行・回生判別回
路１５からは“１”レベル信号がアナログスイッチ１５
４のコントロール端子Ｃ４に入力されているため、ア）
ナログスイッチ１５４のＤ４端子と出力端子ｏ４と接続
される。このため、演算増幅器１０にインバータ角周波
数ωＲが入力される。インバータ角周波数ωＲは演算増
幅器１０によって（１１）式で与えられるωＲ１に変換
される。

Ｔｌ：時定数 今定常状態を考えているため、インバータ角周波数設定
値ωＲは加減速指令発生回路１１から出力されるインバ
ータ角周波数ωＲ′　と等しい。このため減算器１６３
から得られるインバータ角周波数ω１はωＲからω８″
　　を引いた値に等しい。

アナログスイッチ１５３のコントロール端子ＣＯには゛
′１″レベルの信号が加えられており、出力端子ｏ８は
端子Ｄ３に接続される。この結果Δ すべり角周波数ωＳの値は零になり、インバータ角周波
数指令ω１・はω１即ちωＲからωＲ′に等しくなる。

そこでω１・は（１２）式に従ってωＦ１′　　の値と
共に減少する。

ω１−＝ωＲ−ω＊　　　　　　　　−（１２）第１０
図は有効分電法王、でＩ　ｔ’ｏより大きくなった場合
でもトルク一定にして電流の増加を抑制する方法を示し
たものである。インバータ角周波数設定値ωＲに等しい
回転角速度で電動機が駆動しているとする。有効分電流
Ｉｔｏになるまで前述したすベリ角周波数補正が行われ
るため、Ｄｏ点までトルクはトルクカーモ 点に有効分電流Ｉｉが到達すると、すべり角周波−敗の
補正を停止し、　　（１１）　、　　（１２）式によっ
て決まる時定数Ｔ直でインバータ角周波数ωｌψは減少
する。この結果トルクカーブはｂ′に推移し、Ｄｏ点か
らＤ１点まで有効分電流は減少する。しかし現在、Ｉｔ
Ｏ以上に相当するトルクが加わっているため、直ちに有
効分電流ＩｉはＤａ点まで増加し、Ｉｔｏに到達する。

再びインバータ角周波数指令ω！−は時定数Ｔ、で減少
するため、トルクカーブはＣ′に推移してＤ２点からＤ
８点まで有効電流は減少する。

有効分電流Ｉｔｏ以上の負荷が加えられている限′す、
ωＲ１がインバータ角周波数設定値ωＲに等しくなるま
で前述の動作は繰返し行われる。最後にはインバータ角
周波数指令ω１＄は零になって電動機は停止する。

第１０図ではＤｏ→ＤＩ→Ｄ２・・・・・・とトルクが
変動するように記載されているが、トルクに比例する有
効分電流の大きさを監視しながら、インバータ角周波数
指令ω一連続に減少しているためトルクカーブはＩｉｏ
に相当したトルクτ０を一定に保って速度は減少する。

以上より有効分電流Ｉ、がＩｔｏ以下の時はすベリ角周
波数制御が行われるため速度一定のトルクカーブωＲＤ
Ｏラインが得られ、■、がＩｔｏ以上の時はトルク一定
のＤｏτ０ラインが得られる。

以上の動作が行われている間に負荷減少し、有効分電流
がＩｔｏより小さくなると、トルク一定ラインωＲＤｏ
を通って、速度一定のトルクカーブωＲＤＯ上の負荷に
釣合ったトルクカーブ上で電動機は駆動される。

次に加速状態で有効分電流Ｉｔがトルクリミッタ値Ｉｔ
Ｏより増加した場合の動作について説明する。第１１図
はインバータ角周波数設定値ωＲまで加速して行った場
合の（ａ）トルク−速度特性。

（ｂ）インバータ角周波数指令の時間特性、（Ｃ）有効
分電流の時間特性、（ｄ）速度の時間特性を示したもの
である。インバータ角周波数値ω８が加減速指令発生回
路１１に入力されると、（１３）式で決まるインバータ
角周波数ωＲ′　が出力される。

ＴＡ：時定数 加速時間、減速時間は時定数Ｔ＾で決まる。第１１図の
■、■、■の各曲線はＴＡの値を次第に増加した場合の
特性曲線である。加速時間が短い■、■の場合、加速し
て行くと次第に有効分電流Ｉｔは増加し、Ａ１点及び８
１点でＩｔがＩｔｏよりも大きくなったことが比較器１
２で検・出される。

この時比較器１２から“１”レベルの信号がアナログス
イッチ１５２のコントロール端子Ｃ２に入力され、端子
Ｄ２と出力端子０２とが接続される。

またアナログスイッチ１５４のコントロール端子Ｃ４に
はカ行・、回生判別回路１５から力行状態であることが
判別され“１″レベルの信号が入力される。これにより
アナログスイッチ１５４の端子Ｄ４は出力端子０４に接
続されるため、演算増幅器１０にはインバータ角周波数
設定値ωＲが入力される。

この結果演算増幅器１０の出力信号ωＲ′　は零から徐
々に増加するため、インバータ角周波数指令ω１ｍは有
効分電法王、がＩｔｏになった時点Ａ１゜Ｂ□から徐々
に減少する。これによりインバータ角周波数指令ω１傘
は有効分電法王、がＩｔｏ一定になるよう減少させられ
る。

この結果、第１ＪＩの（ａ）トルク−速度特性■、■の
トルクτ〇一定のライン上を速度が零になるまで推移す
る。なお、■はＩｔｏ以内の有効分電流が流れて目標の
速度まで加速する場合を示したものである。

次にインバータ角周波数の設定値をωＲから零にして減
速する時に過電流になった場合の動作を説明する。

第１２図はＡ点で示すトルクが加わった状態でインバー
タ角周波数設定ωＲに等しい回転角速度で電動機が駆動
している時、電動機を減速状態にしてＢ点で有効分電流
ＩｔがＩｔｏを越えた場合を示したものである。減速状
態にある時、カ行・回生判別回路１５から“Ｏ”レベル
の信号がアナログスイッチ１５４のコントロール端子Ｃ
４に加わり、減算器１６５の出力端子とアナログスイッ
チ１５４の出力端子０４に接続される。有効分電流Ｉ、
がＩｔｏを越えた時は比較器１２から“１″レベルの信
号がアナログスイッチ１５２のコントロール端子Ｃ２に
入力される。これによりアナログスイッチ１５２の出力
端子Ｑ２と端子Ｄ２とが接続され、減算器１６５の出力
端子には（ωＲ′−ωＲ）の値の信号が現われ、演算増
幅器１０に入力される。演算増幅器１０の出力信号ωＲ
＃　は零の状態から徐々に（ωＲ′−ωＲ）の値に近づ
く。

この結果、減算器１６３の出力信号ωｌは次第に減速さ
れる以前の値ωＲに増加して行く。またアナログスイッ
チ１５３の出力端子０δは端子Ｄ３Δ に接続されているため、すべり角周波数ωＳは零になっ
ている。これによってインバータ角周波数指令ω１１１
は減算器１６３の出力信号ω１と同一の動作をする。

第１２図に示すＢ点からインバータ角周波数指令ω拳を
増加させると減速時に発生した回生パワーが消費される
ため一次電流は減少する。しかしωＲ′　の値が減少さ
れると再び一次電流は急増し。

有効電流はＩｔｏに到達してインバータ角周波数指令ω
１・は再び増加させられる。この操作は有効分電流Ｉｔ
の値がＩｔｏを越えているか否かを常に判定して行って
いるため、第１２図のＢＣラインを動作する。動作点が
６点に移ると有効分電流ＩｔはＩｉｏより小さくなり、
前述したすべり角周波数制御に切替えられる。この制御
によって速度一定のＣＡライン上を動作して元のＡ点に
戻る。

なおＩｔ、≧−Ｉｔｏの条件下でも磁束制御はＩ（〉−
Ｉｔｏの場合と同じように行われているため、ここでは
磁束制御動作については省略する。

以上本発明によれば過負荷が加わっても容易にトリップ
しないという特性が得られる。また過負荷時でもトルク
一定制御ができる。このため切削中に急激な負荷が加わ
ることがあってもトルクは一定に保たれるため、切削物
を破損から守ることができる。更に加減速時間の最適化
も容易に図れる。

次に磁束制御のその他の実施例について述べる。

第１３図はその構成を示したものである。磁束補償量Δ
φをインバータ周波数指令ω１−に対応してあらかじめ
テーブル化しである磁束補償テーブル１０Ａは磁束リミ
ッタＩＯＢと接続され、磁束補償量Δφが入力される。

また磁束リミッタＩＯＢには有効分電流Ｉｔも入力され
、１０Ｂからはトルク補償された磁束補償量Δφ′が加
算器１６２の一方の入力端子に加えら九る。加算器１６
２のもう一方の入力端子には可変抵抗１１２から得られ
た磁束設定値φＲが入力される。加算器１６２はトルク
補償された磁束補償量Δφ′と磁束設定値φＲとを加え
磁束指令φ−を出力する。この磁束指令φ串は第１図に
示す方法によって取込まれ、電圧指令Ｖ・　（Ｃφ１拳
・０１ｍ）が求められる。インバータ角周波数ω１１を
求める構成は前述した実施例と同様であるので説明は省
略する。

次に前述の構成の磁束制御の動作について説明する。磁
束補償テーブルＩＯＡはインバータ角周波数ωｌ・小さ
い領域では磁束補償Δφは大きな値にし高周波数領域で
は小さくなるようにしである。

このように低速域で磁束補償量Δφが大きくなるように
しているのは一次抵抗による電圧降下が大きくなり、高
速域よりも磁束が減少するをΔφの補正によって抑制で
きるようにするためである。

低速域での磁束補償値Δφの償大値は所定の周波数で所
定の始動トルクが発生するように決定される。磁束補償
量Δφはインバータ角周波数ω１１１によって決定され
る。磁束補償テーブルＩＯＡから出力されるΔφの値は
有効分電法王、がトルクリミッタ値Ｉｔｏの時の値であ
る。即ち磁束リミッタ１０Ｂから出力された磁束補償量
Δφ′は（１３）式によって制御される。

Δφ′＝Δφ・（Ｉ　ｔ／　Ｉ　ｔｏ）　　　　”・（
１３）磁束指令φ拳は磁束補償量Δφ′分（１４）式で
示すように磁束設定値φＲに加えて求められる。

φ拳＝φＲ＋Δφ・　（Ｉ　ｔ／　Ｉ　ｔｏ）　　　　
−（１４）Δφ′の値は負荷の大きさに比例して増加す
るため、負荷増加によって生じた励磁電流の減少分を抑
制することができる。これによって急激な過負荷が加わ
ることによって生じる過電流を防止できる。

励磁電流は電動機の容量によっても違ってくる。

そこで磁束テーブルパターンを何通りかあらかじめ用意
し、その電動機の始動トルクが最大になるように前述の
パターンを選択すれば適用モータの範囲は容易に拡大さ
れる。

以上述べた実施例では有効分電流と無効分電流とを相電
圧の特定位相を基準にして一次電流の絶対値をサンプリ
ングし、分離して求めていた。しかし、下記の（１５）
式を使用してＵ相−次電流ｘｔｕ＊Ｖ相一次電流１１ｖ
から、有効分電流Ｉｉ。

無効分電流ＩＮを分離しても良い。

・・・（１５） ただし　　θ＝ｆω１・ｄｔ　　　　　　　・・・（１
６）ωｌ＊はインバータ角周波数指令である。この方法
は演算は複雑になるが、’Ｉｔ＝Ｉ−の各位を遅れなく
検出できるため、急激な負荷変動が煩雑に繰返される場
合には有効な検出方法である。

更に有効分電流Ｉｔの近似的な検出方法としてインバー
タの入力電流（直流電流）Ｉｏを用いて求めても良い、
この場合インバータの入力電圧Ｅｏが一定で、インバー
タでの損失、銅損、鉄損を無視すると有効電流Ｉｔは下
記の量にほぼ比例することを利用して求める。

Ｉ　ｔｏｅ　Ｉ　ｏ／　ω＊　　　　　　　　　−（１
７）〔発明の効果〕 以上本発明により負荷が変動しても一次電流の急激な増
加を抑制できるため、過負荷に対してトリップしにくい
インバータが実現できる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の電流成分検出回路の詳細構成図、第３図は誘導電動
機の１相当たりの等価回路図、第４図は電圧・電流ベク
トル図、第５図はＵ相電圧とＵ相−次電流の位相関係図
、第６図は第２図に示す電流成分検出回路の動作を示す
タイムチャート、第７図は磁束指令（励磁電流）と有効
分電流との関係図、第８図は第７図の磁束制御の動作を
説明するためのタイムチャート、第９図はすべり周波数
制御時のトルク−速度特性図、第１０図は定常状態にお
ける過負荷のトルク一定制御動作図、第１１図は加速状
態で過負荷が発生した時のトルク二速度特性図、第１２
図は減速状態で過負荷が発生した時のトルク−速度特性
図、第１３図は磁束制御の他の例を示す部分構成図であ
る。 １・・・交流電源、２・・・整流器、３・・・平滑コン
デンサ、４・・・ＰＷＭインバータ、６・・・誘導電動
機、７・・・３相電流形成回路、′８・・・絶対値回路
、９・・・電流成分検出回路、１０．１３，１４，１８
．１９・・・演算増幅器、１１・・・加減速指令発生回
路、１２・・・比較器、１５・・・力行・回生判別回路
、１６・・・Ｖ／Ｆ変換器、１７・・・タイマ回路、２
０・・・Ａ／Ｄ変換器、２１・・・ワンチップマクロコ
ンピュータ、２３・・・定常状態判別回路、５１．５２
・・・変流器、１００；・・トルクリミッタ回路、１０
１・・・すベリ角周波数リミッタ回路、１０２・・・磁
束リミッタ回路、１１１゜１１２．１１３・・・可変抵
抗器、１５１，１５２゜１５３．１５４・・・アナログ
スイッチ、１６２゜１６４・・・加算器、１６１　、　
］−６３、１６５・・・減算器、９１０，９１１，９１
２・・・電圧フロア、９３０゜９３１．９３２，９３３
，９３４，９３５・・・サンプルホールド回路、９５０
・・・有効分合成回路、９５１・・・無効分合成回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力して誘導電
   動機と駆動するＰＷＭインバータと、該ＰＷＭインバー
   タの出力周波数を設定する周波数設定信号を出力する周
   波数設定手段と、前記誘導電動機に発生する磁束の大き
   さを設定する磁束設定信号を出力する磁束設定手段と、
   前記誘導電動機の１次電流から負荷に比例した有効分電
   流を検出する電流成分検出手段と、前記有効分電流に比
   例した周波数補正量を求める補正周波数演算手段と、前
   記有効分電流に比例した磁束補正書を求める補正磁束演
   算手段と、前記周波数設定信号と周波数補正信号を加算
   して周波数指令信号を求める周波数指令手段と、前記磁
   束設定信号と磁束補正信号を加算した磁束指令信号と前
   記周波数指令信号を乗算して電圧指令信号を求める電圧
   指令手段と、前記インバータの点弧制御を行うゲート制
   御手段とを具備し、該ゲート制御手段は前記周波数指令
   信号に基づき前記インバータの出力周波数を制御すると
   共に前記電圧指令信号に基づき前記インバータの出力電
   圧を制御するようにしたことを特徴とするＰＷＭインバ
   ータの制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記電流成分検出
   手段は前記インバータの出力電流を前記ＰＷＭインバー
   タの相電圧の特定位相毎にサンプリングし、サンプリン
   グ値から前記有効分電流を求めるようにしたことを特徴
   とするＰＷＭインバータの制御装置。