JPS62244297A - Pwmインバータの制御方法と装置 - Google Patents

Pwmインバータの制御方法と装置

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JPS62244297A
JPS62244297A JP61084130A JP8413086A JPS62244297A JP S62244297 A JPS62244297 A JP S62244297A JP 61084130 A JP61084130 A JP 61084130A JP 8413086 A JP8413086 A JP 8413086A JP S62244297 A JPS62244297 A JP S62244297A
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inverter
signal
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明照 植田
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元信 服部
Satoshi Ibori
敏 井堀
Hideyuki Shimonabe
下鍋 秀之
Kenji Nanto
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力して誘
導電動機を可変速駆動するPWMインバータの制御装置
に関する。
〔従来の技術〕
インバータで誘導電動機を駆動する場合、電動機に印加
する交流電圧の電圧・周波数の比(V/F)を一定にし
て可変速駆動V/F一定制御力制御方式な構成になるた
め広く使用されている。このV/F一定制御方式は負荷
が軽くなるにつれて余分な励磁電流が流れ、効率の良い
運転ができなくなる。この点を解決するために、種々の
方法が提案されている。例えば、−例として特開昭57
−183297号公報に記載されている。これらの方法
の殆どはインバータの入力電流(直流電流)あるい・は
電動機の一次電流を検出し、これらの電流の大きさに比
例させて電圧を制御させるものである。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来技術では電流が必ずしも負荷と対応していないため
、効率の良い制御ができない。即ち、電圧と周波数の設
定によっては無負荷でも電動機に印加される電圧が大き
くなることがあり、励磁電流が増加して電流も大きくな
る。このような状態で電流の大きさに比例して電圧を次
第に増加すると、過励磁になっているため益々電流が増
え、効率は低下する。それ様二に過電流が流れるように
なり、インバータを交流電源に接続する開閉器を開放す
ることになり、過電流トリップの状態になる、。
また、電圧を変えて磁束を制御しているため、発生トル
クは2次時定数程度の遅れが生じる。このため、急激な
負荷変動(負荷増加)が生じると、速度が大幅に低下し
てすべりが大きくなり一次電流が大きくなってPWMイ
ンバータは過電流トリップ状態になる。
本発明の目的は負荷が変化しても過電流トリップ状態に
なるのを確実に防止できるPWMインバータの制御装置
を提供するにある。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明は有効分電流に基づいて次のような方法によりイ
ンバータ周波数指令及び電圧指令を求め。
PWMインバータの出力電圧及び出力周波数を制御する
ようにしたものである。インバータ周波数指令はインバ
ータ周波数設定値に有効分電流に比例した周波数補正信
号に加えて得られる信号によって制御する。そして電圧
指令は磁束設定に有効分電流に比例した磁束補正量を加
えて得られる磁束指令信号と前記のインバータ周波数指
令との積によって制御する。
負荷が増加して有効分電流が所定の値を越えた場合の前
記のインバータ周波数指令はインバータ周波数設定値を
加速及び定常状態では減少し、減速時では増加するよう
に制御される周波数信号によって制御する。
〔作用] 、有効分電流が所定の値よりも小さい状態では次の動作
によって過電流を防止できる。負荷が急激に増加すると
、−次インピーダンスによる電圧降下が大きくなるため
、励磁電流は減少し、有効分電流は急増する0本願では
有効分電流に比例して変化する磁束補正量を使用して電
圧指令を制御している。このため、負荷が急増すると、
磁束補正量は大きくなり、電圧指令は増加する。これに
よって負荷が増加しても励磁電流の減少は抑制できるた
め、有効分電流急増に伴う電流の増加を防止できる。
有効分電流が所定の値を越えた場合は次のような動作に
よって瞬時にインバータをトリップするのを防止する。
この動作を定常状態の場合を例にとって説明する。有効
分電流が所定の値を越えると、インバータ周波数指令は
所定の時定数で減少する。インバータ周波数が減少した
瞬間、有効パワーは減少し、一旦電流は減少する。しか
し所定以上の負荷が加っている限り再び有効分電流は所
定の値に到達する。そして所定の値以上に到達する毎に
インバータ周波数を減少させ電流が所定の値以上になる
のを防止する。このように制御が行われるによって所定
以上の負荷が加わっても瞬時にはインバータはトリップ
しない。
以上は定常状態の場合の動作であるが、加速及び減速状
態の場合も電流を一時に抑制するようにインバータ周波
数を増減して行くため、インバータは瞬時にはトリップ
することはない。
〔実施例〕
第1図に本発明の一実施例を示す。
第1図において、交流電源1に接続されている整流量2
は交流電圧を直流電圧に変換する。整流器2の直流出力
側には平滑コンデンサ3が接続されている。PWMイン
バータ4は接続され、直流電圧を可変電圧・可変周波数
の3相交流電圧に変換する。PWMインバータ4の交流
出力側には誘導電動機6が接続され、可変速駆動される
PWMインバータ4のU相とV相出力電流(誘導電動機
の一次電流)は変流器51.52によって検出される。
変流器51.52で検出した電流’) i t。、i!
9は3相電流形成回路7に入力される。
3相電流形成回路7は1次電流1ful llvから電
動機6のW相に流れている電流its (=−(itu
+1zv))を求める。−次電流検出信号1u g l
v@i wは絶対値回路8に入力される。絶対値回路8
は一次電流絶対信号iu 11v H1wの直流成分及
び高次高調波成分を除去した後にそれぞれの絶対値をと
り一次電流絶対値信号1u 、 lv g 1wを発生
する。−次電流絶対値信号1u HIV glwl:l
:電流成分検出回路9に入力される。電流成分検出回路
9にはタイマ17から後述するような30°位相信号a
も入力される。
第2図に1成分検出回路9の一例構成を示す。
−次電流の絶対値1u + lv + 1wは絶縁する
ための演算−幅器910,911,912に入力される
。演算増幅器910,911,912の出力端子はそれ
ぞれ抵抗920,921,922の一方の端子に接続さ
れている。抵抗920.9’21.922の他方の端子
はそれぞれサンプルホールド回路930と931,93
2と933,934と935に接続される。これらのサ
ンプルホールド回路930〜935はサンプルホールド
回路930を詳細に示すように、スイッチ94o、コン
デンサ942および演算増幅器943で構成される。サ
ンプルホールド回路930〜935における各スイッチ
940のゲート端子はサンプルホールド信号発生回路9
00の出力端子と接続され、サンプルホールド信号す、
Q、e、f、gを印加される。サンプルホールド回路9
30,932゜934の各出力端子は有効分合成回路9
50の抵抗924,925,926にそれぞれ接続され
る。
有効分合成回路950は抵抗923〜927.コンデン
サ944および演算増幅器945から構成され、1次遅
れ要素である。有効分合成回路950はサンプルホール
ド回路930,932,934から出力されるU相有効
分電流Itu、V相有効分電流Itv、W相有効分電流
I twの和を求め、この値を有効分電流Itとして出
力する。一方、サンプルホールド回路931,933,
935の各出力信号I l1111 Imvl l1l
11は無効分合成回路951に入力する。無効分合成回
路951は有効分合成回路950と同一の構成になって
おり、U相無効分電流工□、V相無効分電流I−V、W
相無効分電流■、の和を求めて得た値を無効分電流1.
とじて出力する。このような構成になっている電流成分
検出回路9は30’位相信号aから作られるサンプリン
グ信号によって一次電流絶対値信号1uli v 、 
1wを相電圧の特定の位相毎にサンプリングして、無効
分電流■、と有効分電流■1を求める。
第1図に戻り、電流成分検出回路9で求めた有効分電流
Itはトルクリミッタ回路100に加えられ、また無効
分電流工、は演算増幅器18に入力される。トルクリミ
ッタ回路100のリミッタ値1toは可変抵抗器111
によって設定される。
電流成分検出回路9から得られた有効分電流工。
がリミッタ値Itoより小さい場合は有効分電流■、が
演算増幅器13に入力され、有効電流Itがリミッタ値
Iioよりも大きい場合はリミッタ値■、。が演算増幅
器13に入力される。演算増幅器13の出力側はアナロ
グスイッチ151の端子S1と演算増幅器14の入力側
に接続される6演算増幅器14の出力側はアナログスイ
ッチ151の端子PIに接続される。アナログスイッチ
151のコントロール端子C1はカ行・回生判別回路1
5の出力端子に接続されている。ここで演算増幅器13
はゲイン−ks を持った増幅器であり。
演算増幅器14はゲイン−1を持った増幅器である。定
数ksの値は有効分電流■、からすべり角へ 周波数(推定値)ωSに対応した角周波数補正信号が得
られるように決定される。具体的には(1)式を満足す
るように定数ks を決定する。
<l+5= ks 、I t            
  ・・・ (1)八 演算増幅器13ではすべり角周波数ωSの極へ Δ 得られる。すベリ角周波数はωS力行時が+ωS。
△ 回生時が−ωSになるようにアナログスイッチ151の
コントロール端子C1が制御される。
カ行・回生制御回路15はカ行状態であると判定すると
アナログスイッチ151のコントロール端子C1に“1
”レベルの信号を出力し、アナログスイッチ151の端
子D1と出力端子01を接続させる。また、カ行・回生
判別回路15は回生状態であると判定すると0”レベル
の信号を出力しアナログスイッチ151の端子Slと出
力端子01を接続させる。
アナログスイッチ151の出力端子o1はアナログスイ
ッチ153の端子S3に接続される。アナログスイッチ
153のコントロール端子Goは比較器12の出力端子
に接続され、また端子D8は接続される。
アナログスイッチ153の出力信号08はすべり角周波
数リミッタ回路101に接続される。す△ ミッタ回路101によってすベリ角周波数ωSの値は上
限リミッタ値(ω5) maX+下限リミッす値(ω5
) 11aXの範囲内に入るように制限される。またす
べり角周波数リミッタ回路101はトルクリミッタ回路
100にも接続され、リミッタ値(ωS) matはト
ルクリミッタ回路100から出力される有効分電流It
に比例するようにすべり角周波数リミッタ回路101に
よって制御される。
加算器164はすベリ角周波数リミッタ回路101と減
算器163の出力端子に接続される。加算器163から
出力されるインバータ角周波数ω1とΔ すべり角周波数ωSに加算してインバータ角周波数指令
ωL−を得る。減算器163の入力端子は加減速指令発
生回路11の出力端子及び演算増幅器10の出力端子に
接続される。加減速指令発生回路11から得られたωR
′ から演算増幅器10から得られたωR1が減算され
すベリ角周波数ω1が得られる。
コニでωR′  は過負荷を抑制して定トルク制御がで
きるようにするために得ている。
アナログスイッチ152のコントロール端子C2は比較
器12の出力端子に接続され、端子S2は接地される。
またアナログスイッチ152の端子D2はアナログスイ
ッチ154の出力端子0番に接続され、アナログスイッ
チ152の出力、端子o2は演算増幅器10の入力端子
に接続される。比較器12の入力端子には可変抵抗器1
11とトルクリミッタ回路100とが接続される。アナ
ログスイッチ154のコントロール端子C4はカ行・回
生判別回路15の出力端子に接続され、また端子D4は
可変抵抗器113に、端子S4は減算器165の出力端
子にそれぞれ接続される。
また減算器165のプラス側の入力端子は加減速指令発
生回路11、の出力端子が接続され、信号0口′ が入
力される。一方、減算器165のマイナス側の入力端子
は可変抵抗器113が接続され角周波数設定値ωnが入
力される。この結果、アナログスイッチ154の端子S
4には(ω、/−ωR)の値を持つ信号が入力される。
加算器164の出力端子V/F変換器16.A/D変換
器20の入力端子に接続される。V/F変換器16は加
算器164から出力されたインバータ角周波数指令ωl
−に比例した周波数を持つパルスを発生する。V/F変
換器16はタイマ回路17に接続されている。タイマ回
路17はタイマA、Hの2個のタイマを内蔵している。
V/F変換器16から出力されたパルスはクロックパル
スとしてタイマAに入力される。タイマAはマイクロコ
ンピュータ21内のデータバスラインに接続される。V
/F変換器16の出力するクロックパルスによってタイ
マAが動作した時のタイマAの値はデータバスラインを
通してマイクロコンピュータ21によって読み取られる
。タイマAは変調波1周期分の位相を作る。一方、タイ
マBはタイマAの位相が30°変化する毎に“H″レベ
ル“L IIレベルが交互に変化する30″位相信号a
を出力する。電流成分検出回路9は演算増幅器18の入
力端子に接続され、9によって検出された無効分電流工
、は18に入力される。可変抵抗112の3端子はそれ
ぞれ制御電源、アース、減算器161の入力端子のプラ
ス側に接続される。
可変抵抗112によって制御電源を分圧した値が磁束の
設定値φRとなり、減算器161のプラス側に入力され
る。一方減算器161の入力端子のマイナス側には演算
増幅器1日の出力端子に接続されており、磁束φ0が減
算器161に入力される。減算器161は磁束の設定値
φRから磁束φ0を差引いて得られた磁束偏差Δφを演
算増幅器19の入力端子に入力する。演算増幅器19は
ゲイン−1を持った極性反転演算増幅器である。
演算増幅器19の出力端子は演算増幅器202の入力端
子に接続される。演算増幅器22は(2)式に示す1次
遅れ要素に使用してΔφをΔφ′に変換する6 HTφ・S Tφ;時定数 Δφ′及びトルクリミッタ回路100から出力される有
効分電流Iiは乗算器102に入力される。乗算器10
2にはトルクリミッタ回路100から出力される有効分
電流Itも入力される。乗算器102はΔφ′に工、を
乗算しく3)式で示す磁束偏差Δφ′を加算器162の
一方の入力端子に出力する。
Δφ’=にφ・Δφ・I、    ・・(3)kφ:比
例定数 加算器162の他方の入力端子は減算器161のプラス
側の入力端子に接続される。加算器162は磁束の設定
値φRに乗算器102から得られた磁束偏差Δφ′を加
え、磁束指令φ傘を発生する。
A/D変換器20の入力端子は加算器164の出力端子
及び減算器162の出力端子がそれぞれ接続されており
、A/D変換器20によって磁束指令φ−及びインバー
タ角周波数ω1・が取込れる二マイクロコンピュータ2
1のデータバスはA/D変換器20のデータバスライン
と接続されており。
A/D変換器2oによってディジタル量に変換されたφ
1申、ωl−の各値はマイクロコンピュータ21によっ
て読込まれる。
ワンチップマイクロコンピュータ21ではφ拳。
ω拳を用いて(4)式に基づいて電圧指令V・を求める
V*=kv・φ 傘 、ω1拳           
   ・・・(4)kv:比例定数 マイクロコンピュータ21のデータバスラインはタイマ
Aにも接続されている。マイクロコンビ1ユータ211
はタイマAのデータを取り込む、マイクロコンピュータ
21のメモリにはタイマAのデータに対応した正弦波の
データが格納されている。電圧指令v拳と正弦波のデー
タから変調波を得てこの変調波からPWM信号を得る構
成は例えば特開昭60−96179号公報(特願昭58
−200808号)で公知であり詳細説明を省略する。
マイクロコンピュータ21から得られたPWM信号はP
WMインバータ4に印加される。
次に、その動作を説明する。
先ず、有効分電流It、無効分電流工、を得る動作を説
明する。
誘導電動機6に流れるU相、■相の一次電流11u H
Lluを変流器51.52によって検出する。2相の一
次電流11u+ i Ivは3相平衡条件を使用して3
相電流形成回路7でW相に流れる一次電流11u このようにして3相電流形成回路7から得られた3相−
次電流1u 、iv 、1wには高次の高調波成分、直
流成分が含まれるためこれらの成分を除去した後、3相
−次電流1u Hlv g 1wの絶Itl無効力電流
1.を得ている。
第3図は誘導電動機の1相当たり等価回路を示したもの
である。相電圧vuが印加されると、−次電流1uが一
次抵抗r1+−次インダクタンスQlに流れる。この結
果、励磁インダクタンスQ、に励磁電流i、が流れ、誘
起電圧V、が発生する。また、2次インダクタンスQ2
,2次抵抗r2には2次電流12が流れる。第4図は第
3図に基づいた電圧・電流のベクトル図を示したちので
ある。相電圧■1と誘起電圧vmとのなす角θ′につい
て考えてみる。 Cogθ′は次式で与えられる。
21V、I・1v、1 θ′の大きさを5.5kW 4P、200V定格電流2
3Aの汎用誘導電動機でV/f一定制御した場合を例に
とって考える。
一次周波数fxが10Hzの時r1は0.658Ω。
xx C=2tcfIQ1)は0.18Ωとなる。この
時・の電圧(7)大!さlV、I、IV、14:lれぞ
れ40/&(V)、17.8 (V)となり、 rz”+(uxffit)”l1ulj*15.7/3
 (V)  トなる。これらの数値を(5)式に代入す
るとcosθ′の値はほぼ1となり、θ′の値は零とな
る。この関係は一次周波数f1で変化してもほぼ満足す
る。
従って相電圧vuと誘起電圧V、との位相差θ′は無視
することができる。この結果無効分電流i、は励磁分電
流i、′ にほぼ等しく、有効分電法王、は2次電流1
2にほぼ等しくなる。
以上により一次電流i uから有効分電流It。
無効分電流11を検出するには相電圧Vuの位相差を基
準にして下記の式で求めれば良い。
I t= l i uicos<P・・・(6)I m
=I i ul・5in(P−(7)第5図は一次電流
1uから有効分電流It を検出する方法を示したもの
である。(6)式から有効分電流I、は相電圧vuの9
0°、位相での一次電流の大きさを求めれば良い、90
@でのi uの値は電流muの絶対値を考えれば270
°でも同一になる。そこで有効分電流I、は電流1uの
絶対値波形から90@、270”の位相で求めることが
できる。無効分電法王、も同様にして相電圧VuのO”
 、180@で一次電流の絶対値を求めれば良い。
従って3相の一次電流の絶対値1iul、 1ivl。
1i−I からIt 、I−を求めるにはU相電圧Vu
の位相を基準にして考えると次のような位相で一次電流
の絶対値を求めれば良い。
(1)有効分電流■、の検出法 90” 、270’の位相でli、lの値、30’。
210°の位相で11マ 1の値、及び150°。
3306の位相で1i−1の値を検出する。
(2)無効分電法王、の検出法 0’ 、180’の位相でl1uIの値、120@。
300°の位相1ivlの値、及び60’ 、240@
11.1 の値をそれぞれ検出する。
以上はU相電圧の位相を基準にして考えたがV相電圧、
W相電圧何れの電圧の位相を基準にして考えても良い。
第2図は以上体べた方法によって一次電流の絶対値1u
 y lv Hiwから有効分電、流Itと無効分電法
王、を求める電流成分検出回路9の構成を示したもので
ある。第6図は第2図の動作を説明するタイムチャート
を示す。
タイマ回路17のタイマAはU相電圧のO′″。
360@の位相に同期して動作しU相の位相が30°位
相が進む毎にリセットされる。これによって第6図の最
上段に示すように動作する。タイマAからは30″毎に
“1”レベルとa O”レベルが変化する30”位相信
号aを発生する。
サンプルホールド信号は30°位相信号の立上り、及び
立下り時点に同期して発せられたパルス信号である。サ
ンプルホールド信号すは30@位相信号aの90@、2
70” 、450@の各位相D2 e Da + Da
 +・・・・・・で発生し、これらの位相でのU相の一
次電流の絶対値iu OAx 、0AzeOA aをサ
ンプルホールドする。これらの値がU相の一次電流i 
uから得られた有効分電法王、になる。サンプルホール
ド信号Cは30”位相信号1aのO’ 、180°、3
60@、540@の位相に対応したEx 、Ea 、E
7で発生し、これらの操作によって得られた値はU相の
一次電流1uから分離した無効分電流I muになる。
■相の一次電流の絶対値i vからはサンプルホールド
信号d。
eによってそれぞれ有効分電流It□無効分電流I0が
分離される。W相の一次電流の絶対値T。
からはサンプルホールド信号fogを使用してそれぞれ
有効分電流I tw@無効分電流I工を分離する。
以上の操作によって分離された有効分電流Itu*I 
tVI Itsの和を求めることによって一次電流i+
に対する有効分電法王【が得られる。無効分電法王、も
全く同様にして、1嘗ill  IIIVT  I■W
の和から求めることができる。これらの和は有効分合成
回路950と無効分合成回路951によって求められる
。有効分合成回路95o、無効分合成回路951を一次
遅れ要素で構成したのはIt+・工、に含まれるリップ
ルを抑制するためである。
以−ヒのようにして分離されたIt 、I−によってす
べり周波数制御、磁束制御が行われる。
このようにして検出された無効分電流1.は演算増幅器
18に入力され、有効分電流I+はトルクリミッタ回路
100に入力される。
(1) ItsItoの場合 有効分電流のItがトルクリミッタItoの値よりも小
さい時はトルクリミッタ回路100からは電流成分検出
回路9から得られた有効分電法王。
をそのまま出力する。有効分電流I、は演算増幅器13
によってゲイン−に5が乗じられ、すベリ△ 角周波数−ωSに変換される。すベリ角周波数へ 一ωSは演算増幅器14でゲイン−1が乗じられ、Δ 路15によって選択される。この選択はカ行・回生判別
回路15によって決定される。加減速指令発生回路11
から出力されるインバータ角周波数ωR′が角周波数設
定値ωRより中さい時即ちωR′、j≦ωRの時はカ行
・回生判別回路15から111 Tlレベル論理信号が
アナログスイッチ回路151のコントロール端子C1に
入力される。この結果、演算増幅器14の出力端子とア
ナログスイッチ151の出力端子01が接続され、アナ
ログスイΔ ッチ153の端子S3にすベリ角周波数ωSが入力され
る。有効分電流I、はIcoより小さいため、比較器1
2から111”レベル信号がアナログスイッチ153の
コントロール端子Cδに入力されているため、アナログ
スイッチ153の出力端子03は端子S3に接続されす
ベリ角周波数リミッタ回路101にすベリ角周波数ΣS
が入力される。す△ ベリ角周波数ωSが上限すべり角周波数リミッタ(ωs
)wax l下限すべり角周波数リミッタ(0g)11
1+1内に入っている場合、演算増幅器14から出力さ
Δ れたすべり角周波数ωSと同一のすべり角周波数△ ωSがすベリ角周波数リミッタ回路101から加算器1
64に入力される。一方、加算器164の他方の入力端
子に入力されるインバータ角周波数ωlは加算器163
に入力されるインバータ角周波数ωR′ から演算増幅
器1oから出力されるインバータ周波数ωIt′ を差
引いて得られる。有効電流Itがリミッタ値Itoより
小さい時は比較器12からは“0”レベルの信号が発生
して、アナログスイッチ152のコントロール端子C2
に加えられる。この結果アナログスイッチ152の82
端子と出力端子02が接続され、演算増幅器10には零
電圧が入力される。従ってこの時演算増幅器10から出
力されるωR′ は零になるため、インバータ角周波数
ωlは加減速指令発生回路11から出力されるωRに等
しくなる。インバータ自炊に磁束制御の動作について述
べる。電流成分検出回路9から得られた励磁電流1.は
(8)式によって磁束φ0に変換される。
1十T2・S 但し、Q、:励磁インダクタンス Tz:2次時定数 j     sニラプラス演算子 減算器161によって磁束設定値φRから磁束φ0が引
かれ磁束偏差Δφが得られる。Δφの極性は演算増幅器
19.22で反転されるため。
Δφ′の極性は磁束偏差Δφと同一となる。Δφ′の値
は有効分電法王、に乗じられ、磁束偏差Δφ′となって
、磁束設定φRに加えられ、磁束指令φ幸が得られる。
以上より工、≦ItoかつωR>(JR’の条件では磁
束φ参及びインバータ角周波数ωl・は(9)、 (1
0)で制御される。
そして電圧指令v11は(9)、 (10)で得られる
φ・、ω1ψによって(4)式に基づいて制御される。
次に(9)、 (10)に基づいて制御した場合の一次
電流、速度の各特性について説明する。先ず、定常状態
(ω、/ =ωR)の場合から述べる。
第7図はトルク(τ)一定条件下での磁束指令とそれに
対応して流れる励磁電流と有効分電流との関係を示した
ものである。トルクは磁束或いは無効分電流(励磁電流
)と有効分電流との積に比例するため、トルク一定の条
件下では第7図に示すような双曲線になる。現在トルク
でl上のA点で電動機は駆動されており、電動機内には
磁束指令φ1拳によって励磁電流1ml及び有効分電流
Itzが流れているとする。時間1=11で急激にトル
ク(負荷)でτ1からτ2に変化した場合の制御回路の
過電流抑制動作について第8図のタイムチャートを使用
して説明する。トルクがτ1からτ2に変化しても、演
算増幅器18が得られる磁束φ0は電動機の2次時定数
で変化するため、はぼ磁束設定値φRの値と同じ値にな
っている。このため減算器161から出力される磁束偏
差Δφは零になっており、磁束偏差Δφ′の値はt1以
後もt!以前の値とほぼ変らない、しかし電流成分検出
回路9から検出される有効分電法王、は負肴に比例して
変化するため、トルクが変化した時の応答速度でItl
からItzに変わる。この結果Δφ′とΔIizの積で
与えられるトルクの変化補償を行った磁束偏差Δφ′も
Δφ1′  からΔφ2′にトルクが変化した応答速度
で変化する。これによって磁束指令φ・もφ1mがらφ
2参に負荷の変化と同一の速度で変化する。
ところで電圧指令V−は(4)式に示すように磁束指令
φ拳とインバータ角周波数ω1*で与えられる。ここで
インバータ角周波数ω1−は加減速指令発生回路11か
ら出力されるωR′ とすべり角周波数リミッタ回路1
01から出力されるすベリ角周波数ωSとの和で与えら
れるため、ωR′ が殆ど変化しない定常状態に近い場
合、負荷の変動はすベリ角周波数ωSにのみ反映される
。しかし、^ ωSの値はωR′ の値の数パーセント以内の小さな値
のため、電圧指令V・には殆ど磁束指令φ傘の変化のみ
が反映されることになる。このように電圧指令V・は磁
束指令φ傘の変化に応じて増加するため、第7図に示す
ように励磁電流はImiがらIwr2に増加する。この
時、−次電流は11(=OA)からIt’(=OB)と
大きく変化することがないため過電流でトリップするに
は至らない。
しかし、トルクがτ1からで2に急増しても電圧指令V
・一定の状態にした場合、−次インピーダンスでの電圧
降下が増加するため第4図に示す誘起電圧V、は減少す
る。このため第7図に示すように励磁電法王、はImo
まで減少して、磁束はφ0′ まで低下する。こρ結果
一次電流は工3(= OC)まで急増し、インバータは
過電流でトリップするに至る。特に負荷の変動が大きい
場合、上述の電圧降下は大きくなるため、インバータは
トリップしやすくなる。加速している場合も加速時の一
次電流によって生じた一次電圧降下を補償しているため
、励磁電流の減少を防止でき、過電流を抑制できる。
次にすベリ周波数制御について説明する。
先ず定常状態の場合から並べる。
第9図はトルクと速度の特性を示したものである。トル
クがτ1からτユに変化した場合を考える。制御を行な
わない場合インバータの角周波数設定値ωnに対応した
回転角速度で電動機は駆動されている。トルクで1に対
応した負荷ではすべり角周波数ωsoで与えられるすべ
りが発生してぃ−ブa上のAI’  点がら0点へと増
加していく。
これ−に応じて有効分電流も増加し、−次電流は増これ
に対して本発明では負荷に対応した有効分電流を流すよ
うにし、過大な電流を流さず効率良くトルクを発生し速
度の減少を抑制する。
上述した磁束制御によって磁束が設定値φRと等しくな
るように制御されているとすると、電流成分検出回路9
から得られた有効分電流Itはすベリに比例する。そこ
で演算増幅器13で有効分へ ンー1を乗じてすべり角周波数ωSを得る。加減速指令
回路15によって加速成いは定常状態であ)ると判定さ
れると 11111レベルの信号がアナログスイッチ1
51のコントロール端子C工に加えられ、アナログスイ
ッチ151の出力端子O1は端子D1に接続される。正
の極性を持つすべり角△ 周波数ωSが加減速指令発生回路11から出力されるω
R′ に加えられインバータ角周波数指令ω・になる。
即ち有効分電流Itに比例した正極△ 性のすべり角周波数ωSだけインバータ角周波数ωR′
 を増加させる。これによってトルクで1の△ 時A′点で発生したすべり角周波数ωso分インバータ
角周波数ωR′ を増加するため、トルクカーブb上の
A点に回転角速度ωにはなる。トルクが−タ角周波数ω
R′ に加えて行くため、回転角速度ωHはトルクカー
ブc、d上の点A、Bと連続に推移していく。このよう
なインバータ角周波数の補正は連続に行われるため、回
転角速度ωとは一定のままトルクが連続に増加するトル
クカーブeが得られる。ここで回転角速度ω阿はすベリ
角周波数が零時の値即ちωR′ の値に一致する。これ
は回転角速度ωNは加減速指令発生回路11から出力さ
れるインバータ角周波数ωR′ に負荷が変化しても追
従することになる。加速している場合も同様に上述の制
御が行われるため、回転角速度ωにはインバータ角周波
数ωR′ に追従する。
以上は定常状態及び加速状態における磁束制御及びすベ
リ角周波数制御を述べた。次に減速状態における磁束制
御及びすべり角周波数制御を述べる。先ず磁束制御から
説明する。この場合は電動機内で発生した誘起電圧が大
きくなり、演算増幅器18から得られる磁束φ0は磁束
設定φRより大きくなる。この場合、減算器161から
磁束偏差Δφの極性は負となるため、トルクの変化を補
償した後の磁束偏差Δφ′の極性も負となるにのためΔ
φ′とφRの和で与えられる磁束指令φ−はΔφ′だけ
減少する。これによって電圧指令が減少し励磁電流の増
加を抑制できるため、回生時に流れる過電流を防止でき
る。
゛)次にすベリ角周波数制御について述べる。減速状態
ではすべり角周波数は負の値を持つ、そこでカ行・回生
判別回路15によって減速状態であることが判定される
と、“0”レベル信号がアナログスイッチ151のコン
トロール端子CIに入力される。この結果アナログスイ
ッチ151の端子S1 と出力端子01とが接続され、
演算増幅器13からマイナスの極性を持つすベリ角周波
数△ 一ωSがすべり角周波数ωR′ に加えられる。減速の
場合もすべり角周波数の補正は減速トルクの大きさに比
例して行われるため、回転角速度ωNはすべり角周波数
ωR′ に追従する。
(II)It>Itoの場合 定常状態から説明する。有効分電法王、がトルクリミッ
タ設定Itoより増加すると、比較器12から“1″レ
ベル信がアナログスイッチ152のコントロール端子C
2に加えられる。この結果アナログスイッチ152の端
子D2と出力端子02で接続される。カ行・回生判別回
路15からは“1”レベル信号がアナログスイッチ15
4のコントロール端子C4に入力されているため、ア)
ナログスイッチ154のD4端子と出力端子o4と接続
される。このため、演算増幅器10にインバータ角周波
数ωRが入力される。インバータ角周波数ωRは演算増
幅器10によって(11)式で与えられるωR1に変換
される。
Tl:時定数 今定常状態を考えているため、インバータ角周波数設定
値ωRは加減速指令発生回路11から出力されるインバ
ータ角周波数ωR′ と等しい。このため減算器163
から得られるインバータ角周波数ω1はωRからω8″
  を引いた値に等しい。
アナログスイッチ153のコントロール端子COには゛
′1″レベルの信号が加えられており、出力端子o8は
端子D3に接続される。この結果Δ すべり角周波数ωSの値は零になり、インバータ角周波
数指令ω1・はω1即ちωRからωR′に等しくなる。
そこでω1・は(12)式に従ってωF1′  の値と
共に減少する。
ω1−=ωR−ω*        −(12)第10
図は有効分電法王、でI t’oより大きくなった場合
でもトルク一定にして電流の増加を抑制する方法を示し
たものである。インバータ角周波数設定値ωRに等しい
回転角速度で電動機が駆動しているとする。有効分電流
Itoになるまで前述したすベリ角周波数補正が行われ
るため、Do点までトルクはトルクカーモ 点に有効分電流Iiが到達すると、すべり角周波−敗の
補正を停止し、  (11) 、  (12)式によっ
て決まる時定数T直でインバータ角周波数ωlψは減少
する。この結果トルクカーブはb′に推移し、Do点か
らD1点まで有効分電流は減少する。しかし現在、It
O以上に相当するトルクが加わっているため、直ちに有
効分電流IiはDa点まで増加し、Itoに到達する。
再びインバータ角周波数指令ω!−は時定数T、で減少
するため、トルクカーブはC′に推移してD2点からD
8点まで有効電流は減少する。
有効分電流Ito以上の負荷が加えられている限′す、
ωR1がインバータ角周波数設定値ωRに等しくなるま
で前述の動作は繰返し行われる。最後にはインバータ角
周波数指令ω1$は零になって電動機は停止する。
第10図ではDo→DI→D2・・・・・・とトルクが
変動するように記載されているが、トルクに比例する有
効分電流の大きさを監視しながら、インバータ角周波数
指令ω一連続に減少しているためトルクカーブはIio
に相当したトルクτ0を一定に保って速度は減少する。
以上より有効分電流I、がIto以下の時はすベリ角周
波数制御が行われるため速度一定のトルクカーブωRD
Oラインが得られ、■、がIto以上の時はトルク一定
のDoτ0ラインが得られる。
以上の動作が行われている間に負荷減少し、有効分電流
がItoより小さくなると、トルク一定ラインωRDo
を通って、速度一定のトルクカーブωRDO上の負荷に
釣合ったトルクカーブ上で電動機は駆動される。
次に加速状態で有効分電流Itがトルクリミッタ値It
Oより増加した場合の動作について説明する。第11図
はインバータ角周波数設定値ωRまで加速して行った場
合の(a)トルク−速度特性。
(b)インバータ角周波数指令の時間特性、(C)有効
分電流の時間特性、(d)速度の時間特性を示したもの
である。インバータ角周波数値ω8が加減速指令発生回
路11に入力されると、(13)式で決まるインバータ
角周波数ωR′ が出力される。
TA:時定数 加速時間、減速時間は時定数T^で決まる。第11図の
■、■、■の各曲線はTAの値を次第に増加した場合の
特性曲線である。加速時間が短い■、■の場合、加速し
て行くと次第に有効分電流Itは増加し、A1点及び8
1点でItがItoよりも大きくなったことが比較器1
2で検・出される。
この時比較器12から“1”レベルの信号がアナログス
イッチ152のコントロール端子C2に入力され、端子
D2と出力端子02とが接続される。
またアナログスイッチ154のコントロール端子C4に
はカ行・、回生判別回路15から力行状態であることが
判別され“1″レベルの信号が入力される。これにより
アナログスイッチ154の端子D4は出力端子04に接
続されるため、演算増幅器10にはインバータ角周波数
設定値ωRが入力される。
この結果演算増幅器10の出力信号ωR′ は零から徐
々に増加するため、インバータ角周波数指令ω1mは有
効分電法王、がItoになった時点A1゜B□から徐々
に減少する。これによりインバータ角周波数指令ω1傘
は有効分電法王、がIto一定になるよう減少させられ
る。
この結果、第1JIの(a)トルク−速度特性■、■の
トルクτ〇一定のライン上を速度が零になるまで推移す
る。なお、■はIto以内の有効分電流が流れて目標の
速度まで加速する場合を示したものである。
次にインバータ角周波数の設定値をωRから零にして減
速する時に過電流になった場合の動作を説明する。
第12図はA点で示すトルクが加わった状態でインバー
タ角周波数設定ωRに等しい回転角速度で電動機が駆動
している時、電動機を減速状態にしてB点で有効分電流
ItがItoを越えた場合を示したものである。減速状
態にある時、カ行・回生判別回路15から“O”レベル
の信号がアナログスイッチ154のコントロール端子C
4に加わり、減算器165の出力端子とアナログスイッ
チ154の出力端子04に接続される。有効分電流I、
がItoを越えた時は比較器12から“1″レベルの信
号がアナログスイッチ152のコントロール端子C2に
入力される。これによりアナログスイッチ152の出力
端子Q2と端子D2とが接続され、減算器165の出力
端子には(ωR′−ωR)の値の信号が現われ、演算増
幅器10に入力される。演算増幅器10の出力信号ωR
# は零の状態から徐々に(ωR′−ωR)の値に近づ
く。
この結果、減算器163の出力信号ωlは次第に減速さ
れる以前の値ωRに増加して行く。またアナログスイッ
チ153の出力端子0δは端子D3Δ に接続されているため、すべり角周波数ωSは零になっ
ている。これによってインバータ角周波数指令ω111
は減算器163の出力信号ω1と同一の動作をする。
第12図に示すB点からインバータ角周波数指令ω拳を
増加させると減速時に発生した回生パワーが消費される
ため一次電流は減少する。しかしωR′ の値が減少さ
れると再び一次電流は急増し。
有効電流はItoに到達してインバータ角周波数指令ω
1・は再び増加させられる。この操作は有効分電流It
の値がItoを越えているか否かを常に判定して行って
いるため、第12図のBCラインを動作する。動作点が
6点に移ると有効分電流ItはIioより小さくなり、
前述したすべり角周波数制御に切替えられる。この制御
によって速度一定のCAライン上を動作して元のA点に
戻る。
なおIt、≧−Itoの条件下でも磁束制御はI(〉−
Itoの場合と同じように行われているため、ここでは
磁束制御動作については省略する。
以上本発明によれば過負荷が加わっても容易にトリップ
しないという特性が得られる。また過負荷時でもトルク
一定制御ができる。このため切削中に急激な負荷が加わ
ることがあってもトルクは一定に保たれるため、切削物
を破損から守ることができる。更に加減速時間の最適化
も容易に図れる。
次に磁束制御のその他の実施例について述べる。
第13図はその構成を示したものである。磁束補償量Δ
φをインバータ周波数指令ω1−に対応してあらかじめ
テーブル化しである磁束補償テーブル10Aは磁束リミ
ッタIOBと接続され、磁束補償量Δφが入力される。
また磁束リミッタIOBには有効分電流Itも入力され
、10Bからはトルク補償された磁束補償量Δφ′が加
算器162の一方の入力端子に加えら九る。加算器16
2のもう一方の入力端子には可変抵抗112から得られ
た磁束設定値φRが入力される。加算器162はトルク
補償された磁束補償量Δφ′と磁束設定値φRとを加え
磁束指令φ−を出力する。この磁束指令φ串は第1図に
示す方法によって取込まれ、電圧指令V・ (Cφ1拳
・01m)が求められる。インバータ角周波数ω11を
求める構成は前述した実施例と同様であるので説明は省
略する。
次に前述の構成の磁束制御の動作について説明する。磁
束補償テーブルIOAはインバータ角周波数ωl・小さ
い領域では磁束補償Δφは大きな値にし高周波数領域で
は小さくなるようにしである。
このように低速域で磁束補償量Δφが大きくなるように
しているのは一次抵抗による電圧降下が大きくなり、高
速域よりも磁束が減少するをΔφの補正によって抑制で
きるようにするためである。
低速域での磁束補償値Δφの償大値は所定の周波数で所
定の始動トルクが発生するように決定される。磁束補償
量Δφはインバータ角周波数ω111によって決定され
る。磁束補償テーブルIOAから出力されるΔφの値は
有効分電法王、がトルクリミッタ値Itoの時の値であ
る。即ち磁束リミッタ10Bから出力された磁束補償量
Δφ′は(13)式によって制御される。
Δφ′=Δφ・(I t/ I to)    ”・(
13)磁束指令φ拳は磁束補償量Δφ′分(14)式で
示すように磁束設定値φRに加えて求められる。
φ拳=φR+Δφ・ (I t/ I to)    
−(14)Δφ′の値は負荷の大きさに比例して増加す
るため、負荷増加によって生じた励磁電流の減少分を抑
制することができる。これによって急激な過負荷が加わ
ることによって生じる過電流を防止できる。
励磁電流は電動機の容量によっても違ってくる。
そこで磁束テーブルパターンを何通りかあらかじめ用意
し、その電動機の始動トルクが最大になるように前述の
パターンを選択すれば適用モータの範囲は容易に拡大さ
れる。
以上述べた実施例では有効分電流と無効分電流とを相電
圧の特定位相を基準にして一次電流の絶対値をサンプリ
ングし、分離して求めていた。しかし、下記の(15)
式を使用してU相−次電流xtu*V相一次電流11v
から、有効分電流Ii。
無効分電流INを分離しても良い。
・・・(15) ただし  θ=fω1・dt       ・・・(1
6)ωl*はインバータ角周波数指令である。この方法
は演算は複雑になるが、’It=I−の各位を遅れなく
検出できるため、急激な負荷変動が煩雑に繰返される場
合には有効な検出方法である。
更に有効分電流Itの近似的な検出方法としてインバー
タの入力電流(直流電流)Ioを用いて求めても良い、
この場合インバータの入力電圧Eoが一定で、インバー
タでの損失、銅損、鉄損を無視すると有効電流Itは下
記の量にほぼ比例することを利用して求める。
I toe I o/ ω*         −(1
7)〔発明の効果〕 以上本発明により負荷が変動しても一次電流の急激な増
加を抑制できるため、過負荷に対してトリップしにくい
インバータが実現できる。
【図面の簡単な説明】 第1図は本発明の一実施例を示す構成図、第2図は第1
図の電流成分検出回路の詳細構成図、第3図は誘導電動
機の1相当たりの等価回路図、第4図は電圧・電流ベク
トル図、第5図はU相電圧とU相−次電流の位相関係図
、第6図は第2図に示す電流成分検出回路の動作を示す
タイムチャート、第7図は磁束指令(励磁電流)と有効
分電流との関係図、第8図は第7図の磁束制御の動作を
説明するためのタイムチャート、第9図はすべり周波数
制御時のトルク−速度特性図、第10図は定常状態にお
ける過負荷のトルク一定制御動作図、第11図は加速状
態で過負荷が発生した時のトルク二速度特性図、第12
図は減速状態で過負荷が発生した時のトルク−速度特性
図、第13図は磁束制御の他の例を示す部分構成図であ
る。 1・・・交流電源、2・・・整流器、3・・・平滑コン
デンサ、4・・・PWMインバータ、6・・・誘導電動
機、7・・・3相電流形成回路、′8・・・絶対値回路
、9・・・電流成分検出回路、10.13,14,18
.19・・・演算増幅器、11・・・加減速指令発生回
路、12・・・比較器、15・・・力行・回生判別回路
、16・・・V/F変換器、17・・・タイマ回路、2
0・・・A/D変換器、21・・・ワンチップマクロコ
ンピュータ、23・・・定常状態判別回路、51.52
・・・変流器、100;・・トルクリミッタ回路、10
1・・・すベリ角周波数リミッタ回路、102・・・磁
束リミッタ回路、111゜112.113・・・可変抵
抗器、151,152゜153.154・・・アナログ
スイッチ、162゜164・・・加算器、161 、 
]−63、165・・・減算器、910,911,91
2・・・電圧フロア、930゜931.932,933
,934,935・・・サンプルホールド回路、950
・・・有効分合成回路、951・・・無効分合成回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力して誘導電
    動機と駆動するPWMインバータと、該PWMインバー
    タの出力周波数を設定する周波数設定信号を出力する周
    波数設定手段と、前記誘導電動機に発生する磁束の大き
    さを設定する磁束設定信号を出力する磁束設定手段と、
    前記誘導電動機の1次電流から負荷に比例した有効分電
    流を検出する電流成分検出手段と、前記有効分電流に比
    例した周波数補正量を求める補正周波数演算手段と、前
    記有効分電流に比例した磁束補正書を求める補正磁束演
    算手段と、前記周波数設定信号と周波数補正信号を加算
    して周波数指令信号を求める周波数指令手段と、前記磁
    束設定信号と磁束補正信号を加算した磁束指令信号と前
    記周波数指令信号を乗算して電圧指令信号を求める電圧
    指令手段と、前記インバータの点弧制御を行うゲート制
    御手段とを具備し、該ゲート制御手段は前記周波数指令
    信号に基づき前記インバータの出力周波数を制御すると
    共に前記電圧指令信号に基づき前記インバータの出力電
    圧を制御するようにしたことを特徴とするPWMインバ
    ータの制御装置。 2、特許請求の範囲第1項において、前記電流成分検出
    手段は前記インバータの出力電流を前記PWMインバー
    タの相電圧の特定位相毎にサンプリングし、サンプリン
    グ値から前記有効分電流を求めるようにしたことを特徴
    とするPWMインバータの制御装置。
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