JPH0568398A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH0568398A JPH0568398A JP3254454A JP25445491A JPH0568398A JP H0568398 A JPH0568398 A JP H0568398A JP 3254454 A JP3254454 A JP 3254454A JP 25445491 A JP25445491 A JP 25445491A JP H0568398 A JPH0568398 A JP H0568398A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/08—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors
- H02H7/0833—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for dynamo-electric motors for electric motors with control arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 定常運転時のみならず、急加減速時や回生時
にも安定した電流制限動作によって、インバータ回路を
過電流から保護できる誘導電動機の制御装置を得る。 【構成】 電流検出器３により検出される一次電流と出
力周波数から第１の電流成分を演算する第１の電流成分
演算回路４と、電流設定値と第１の電流成分から所定の
関数演算に従って周波数補正値を演算する第１の補正周
波数演算回路５と、一次周波数指令値から上記周波数補
正値を減算する減算器６と、減算出力に従って一次電圧
成分指令値を演算する電圧成分演算回路７と、減算出力
と一次電圧成分指令値から誘導電動機２の一次電圧指令
値を演算して電圧変換回路１へ出力する一次電圧指令演
算回路８を備える。
にも安定した電流制限動作によって、インバータ回路を
過電流から保護できる誘導電動機の制御装置を得る。 【構成】 電流検出器３により検出される一次電流と出
力周波数から第１の電流成分を演算する第１の電流成分
演算回路４と、電流設定値と第１の電流成分から所定の
関数演算に従って周波数補正値を演算する第１の補正周
波数演算回路５と、一次周波数指令値から上記周波数補
正値を減算する減算器６と、減算出力に従って一次電圧
成分指令値を演算する電圧成分演算回路７と、減算出力
と一次電圧成分指令値から誘導電動機２の一次電圧指令
値を演算して電圧変換回路１へ出力する一次電圧指令演
算回路８を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機およびイン
バータ等の駆動装置を過電流から保護するための電流制
限機能を備えた誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。
バータ等の駆動装置を過電流から保護するための電流制
限機能を備えた誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来のこの種の制御装置を示す
もので、特開昭６３−７７３９８号公報に示されたもの
である。図１１において、２は誘導電動機、３は誘導電
動機２の一次電流を検出するための電流検出器、２０は
一次周波数指令発生器、２２は三相交流を直流に変換す
るコンバータ回路、２３は直流を平滑化するコンデン
サ、２４は直流を可変電圧可変周波数の交流に変換する
インバータ回路、２５はインバータ回路２４中の主スイ
ッチング素子を駆動するゲート回路、３０は制御回路で
ある。
もので、特開昭６３−７７３９８号公報に示されたもの
である。図１１において、２は誘導電動機、３は誘導電
動機２の一次電流を検出するための電流検出器、２０は
一次周波数指令発生器、２２は三相交流を直流に変換す
るコンバータ回路、２３は直流を平滑化するコンデン
サ、２４は直流を可変電圧可変周波数の交流に変換する
インバータ回路、２５はインバータ回路２４中の主スイ
ッチング素子を駆動するゲート回路、３０は制御回路で
ある。
【０００３】上記制御回路３０の構成として、３１は制
御を司どるマイコン、３２はマイコン３１から出力され
るスイッチング信号を増幅してゲート回路２５へ出力す
る増幅回路、３３は電流検出器３から出力される二相分
の一次電流Ｉ1U、Ｉ1Wから残りの一相分の一次電流Ｉ1v
［Ｉ1v＝−（Ｉ1u＋Ｉ1w）］を作り、各々の信号の絶対
値Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を発生する電流検出回路、３４は電
流検出回路３３から出力される絶対値信号Ｉu 、Ｉv、
Ｉw をマイコン３１から出力されるサンプル信号Ｓu 、
Ｓv 、Ｓw に従いホールドするサンプルホールド回路で
あり、このホールド値が一次電流の有効成分のピーク値
である。
御を司どるマイコン、３２はマイコン３１から出力され
るスイッチング信号を増幅してゲート回路２５へ出力す
る増幅回路、３３は電流検出器３から出力される二相分
の一次電流Ｉ1U、Ｉ1Wから残りの一相分の一次電流Ｉ1v
［Ｉ1v＝−（Ｉ1u＋Ｉ1w）］を作り、各々の信号の絶対
値Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を発生する電流検出回路、３４は電
流検出回路３３から出力される絶対値信号Ｉu 、Ｉv、
Ｉw をマイコン３１から出力されるサンプル信号Ｓu 、
Ｓv 、Ｓw に従いホールドするサンプルホールド回路で
あり、このホールド値が一次電流の有効成分のピーク値
である。
【０００４】また、３５は有効分電流検出回路、３６は
比較器、３７は過負荷電流設定器、３８は一次周波数指
令発生回路２０から出力される一次周波数指令値に対し
予め設定された時間のランプ関数を発生するソフトスタ
ートストップ回路、３９はソフトスタートストップ回路
３８の出力に比例したパルス列を発生する発振器であ
り、この発振器３９の出力信号ｂはインバータ回路２４
の出力周波数を決定し、ソフトスタートストップ回路３
８の出力ａはインバータ回路２４の出力電圧を決定す
る。
比較器、３７は過負荷電流設定器、３８は一次周波数指
令発生回路２０から出力される一次周波数指令値に対し
予め設定された時間のランプ関数を発生するソフトスタ
ートストップ回路、３９はソフトスタートストップ回路
３８の出力に比例したパルス列を発生する発振器であ
り、この発振器３９の出力信号ｂはインバータ回路２４
の出力周波数を決定し、ソフトスタートストップ回路３
８の出力ａはインバータ回路２４の出力電圧を決定す
る。
【０００５】次に、図１２により、一次電流の特定の位
相時点をサンプリングすることにより、一次電流の有効
成分が検出できることについてその原理を説明する。図
において、Ｖ1uはｕ相の一次電圧、Ｉup、Ｉuqはそれぞ
れｕ相一次電流Ｉ1uの有効成分および無効成分である。
φは力率角である。
相時点をサンプリングすることにより、一次電流の有効
成分が検出できることについてその原理を説明する。図
において、Ｖ1uはｕ相の一次電圧、Ｉup、Ｉuqはそれぞ
れｕ相一次電流Ｉ1uの有効成分および無効成分である。
φは力率角である。
【０００６】さて、定常状態においては（１）式が成立
する。 Ｉ1u＝Ｉ1 ｓｉｎ（ωｔ−φ） ＝Ｉup＋Ｉuq ＝Ｉ1 ｃｏｓφｓｉｎω1t＋Ｉ1 ｓｉｎφｓｉｎ（ω1t−π／２） …（１） 但し、Ｖ1u＝Ｖ1 ｓｉｎω1t すなわち、一次電流Ｉ1uの有効成分Ｉupは一次電圧Ｖ1u
と同相であり、無効成分Ｉuqはそれに対し位相が９０度
遅れている。従って、Ｉ1uの絶対値信号をＶ1uの位相を
基準にして９０度および２７０度の時点でサンプリング
すれば有効成分Ｉupの絶対値のピーク値が検出できるこ
とがわかる。
する。 Ｉ1u＝Ｉ1 ｓｉｎ（ωｔ−φ） ＝Ｉup＋Ｉuq ＝Ｉ1 ｃｏｓφｓｉｎω1t＋Ｉ1 ｓｉｎφｓｉｎ（ω1t−π／２） …（１） 但し、Ｖ1u＝Ｖ1 ｓｉｎω1t すなわち、一次電流Ｉ1uの有効成分Ｉupは一次電圧Ｖ1u
と同相であり、無効成分Ｉuqはそれに対し位相が９０度
遅れている。従って、Ｉ1uの絶対値信号をＶ1uの位相を
基準にして９０度および２７０度の時点でサンプリング
すれば有効成分Ｉupの絶対値のピーク値が検出できるこ
とがわかる。
【０００７】同様にして、ｖ相の一次電圧Ｖ1vはＶ1uに
対して位相が１２０度遅れているので、Ｉ1vの絶対値信
号をＶ1uの位相を基準にして３０度および２１０度の時
点でサンプリングすれば有効成分Ｉvpの絶対値のピーク
値が検出でき、ω相の一次電圧Ｖ1wはＶ1uに対して位相
が１２０度進んでいるので、Ｉ1wの絶対値信号をＶ1uの
位相を基準にして１５０度および３３０度の時点でサン
プリングすれば有効成分Ｉwpの絶対値のピーク値が検出
できる。
対して位相が１２０度遅れているので、Ｉ1vの絶対値信
号をＶ1uの位相を基準にして３０度および２１０度の時
点でサンプリングすれば有効成分Ｉvpの絶対値のピーク
値が検出でき、ω相の一次電圧Ｖ1wはＶ1uに対して位相
が１２０度進んでいるので、Ｉ1wの絶対値信号をＶ1uの
位相を基準にして１５０度および３３０度の時点でサン
プリングすれば有効成分Ｉwpの絶対値のピーク値が検出
できる。
【０００８】次に従来例の動作について説明する。マイ
コン３１はソフトスタートストップ回路３８の出力信号
ａおよび発振器３９の出力信号ｂを入力し、インバータ
回路２４が出力すべき一次電圧の指令値Ｖ1u * 、Ｖ
1v * 、Ｖ1w * を演算し、それらをもとにスイッチング信
号を作成し出力する。このとき、上記の検出原理に従っ
てＶ1u * の位相を基準にして一次電流の有効成分の絶対
値のピーク値を検出するためのサンプル信号Ｓu 、Ｓ
v 、Ｓw を出力する。
コン３１はソフトスタートストップ回路３８の出力信号
ａおよび発振器３９の出力信号ｂを入力し、インバータ
回路２４が出力すべき一次電圧の指令値Ｖ1u * 、Ｖ
1v * 、Ｖ1w * を演算し、それらをもとにスイッチング信
号を作成し出力する。このとき、上記の検出原理に従っ
てＶ1u * の位相を基準にして一次電流の有効成分の絶対
値のピーク値を検出するためのサンプル信号Ｓu 、Ｓ
v 、Ｓw を出力する。
【０００９】次に、サンプルホールド回路３４は、上記
サンプル信号Ｓu、Ｓv 、Ｓw に同期して電流検出回路
３３から出力される一次電流の絶対値をホールドする。
続いて、有効分電流検出回路３５を経由して出力された
有効分電流の絶対値のピーク値は、比較器３６によって
過負荷電流設定値と比較される。その結果、有効分電流
の絶対値のピーク値の方が大きければ、力行時に限りソ
フトスタートストップ回路３８から出力されるランプ関
数の時間的な変化率を下げるような制御信号がソフトス
タートストップ回路３８へ出力される。
サンプル信号Ｓu、Ｓv 、Ｓw に同期して電流検出回路
３３から出力される一次電流の絶対値をホールドする。
続いて、有効分電流検出回路３５を経由して出力された
有効分電流の絶対値のピーク値は、比較器３６によって
過負荷電流設定値と比較される。その結果、有効分電流
の絶対値のピーク値の方が大きければ、力行時に限りソ
フトスタートストップ回路３８から出力されるランプ関
数の時間的な変化率を下げるような制御信号がソフトス
タートストップ回路３８へ出力される。
【００１０】すると、マイコン３１の内部で演算される
一次電圧の指令値Ｖ1u * 、Ｖ1v * 、Ｖ1w * の振幅および
周波数の変化が緩やかになり、結果として有効分電流の
絶対値のピーク値の増加が抑制される。
一次電圧の指令値Ｖ1u * 、Ｖ1v * 、Ｖ1w * の振幅および
周波数の変化が緩やかになり、結果として有効分電流の
絶対値のピーク値の増加が抑制される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の誘導電動機の制
御装置は、以上説明したように、一次電流の有効成分の
絶対値のピーク値を検出し、そのピーク値が予め設定さ
れた制限値を越えないように、ソフトスタートストップ
回路３８から出力されるランプ関数の時間的な変化率を
下げるように構成されている。
御装置は、以上説明したように、一次電流の有効成分の
絶対値のピーク値を検出し、そのピーク値が予め設定さ
れた制限値を越えないように、ソフトスタートストップ
回路３８から出力されるランプ関数の時間的な変化率を
下げるように構成されている。
【００１２】ところで、力率角の変化しない定常時は、
一次電流の有効成分が正しく検出できるが、一次電圧の
一周期中に力率角が変化するような過渡時には正確な検
出ができないため、急速に誘導電動機を加速するような
場合は電流制限を行うことが困難である。
一次電流の有効成分が正しく検出できるが、一次電圧の
一周期中に力率角が変化するような過渡時には正確な検
出ができないため、急速に誘導電動機を加速するような
場合は電流制限を行うことが困難である。
【００１３】また、従来の誘導電動機の制御装置では、
力行時においてのみ電流制限が行われるため、回転中の
誘導電動機を停止させるまでの回生期間中は何等かの対
策を講じないと電流制限を行うことができない。
力行時においてのみ電流制限が行われるため、回転中の
誘導電動機を停止させるまでの回生期間中は何等かの対
策を講じないと電流制限を行うことができない。
【００１４】さらに、インバータ回路２４を過電流から
保護するためには一次電流のピーク値を制限する必要が
あるが、一次電流に無効成分が多く含まれる場合には、
有効成分のピーク値を制限するだけでは一次電流のピー
ク値を制限することが困難である。
保護するためには一次電流のピーク値を制限する必要が
あるが、一次電流に無効成分が多く含まれる場合には、
有効成分のピーク値を制限するだけでは一次電流のピー
ク値を制限することが困難である。
【００１５】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、定常運転時のみならず、急加減
速時や回生時にも安定した電流制限動作によって、イン
バータ回路を過電流から保護できる誘導電動機の制御装
置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、定常運転時のみならず、急加減
速時や回生時にも安定した電流制限動作によって、イン
バータ回路を過電流から保護できる誘導電動機の制御装
置を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】第１発明に係る誘導電動
機の制御装置は、以下に述べるような手段を備えたもの
である。（１）誘導電動機の一次電流から第１の電流成
分を演算する第１の電流成分演算回路、（２）予め設定
された電流設定値と上記第１の電流成分から周波数補正
値を演算する第１の補正周波数演算回路、（３）一次周
波数指令値から上記周波数補正値を減算する減算器、
（４）上記減算器の出力すなわち出力周波数に基づいて
一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回路、
（５）減算器の出力と上記一次電圧成分指令値とに基づ
いて一次電圧指令値を演算する一次電圧指令演算回路、
（６）上記一次電圧指令値を入力して上記誘導電動機の
一次電圧を制御する電力変換回路。
機の制御装置は、以下に述べるような手段を備えたもの
である。（１）誘導電動機の一次電流から第１の電流成
分を演算する第１の電流成分演算回路、（２）予め設定
された電流設定値と上記第１の電流成分から周波数補正
値を演算する第１の補正周波数演算回路、（３）一次周
波数指令値から上記周波数補正値を減算する減算器、
（４）上記減算器の出力すなわち出力周波数に基づいて
一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回路、
（５）減算器の出力と上記一次電圧成分指令値とに基づ
いて一次電圧指令値を演算する一次電圧指令演算回路、
（６）上記一次電圧指令値を入力して上記誘導電動機の
一次電圧を制御する電力変換回路。
【００１７】また、第２発明に係る誘導電動機の制御装
置は、以下に述べるような手段を備えたものである。
（１）誘導電動機の一次電流から第１および第２の電流
成分を演算する第２の電流成分演算回路、（２）予め設
定された電流設定値と上記第１および第２の電流成分か
ら周波数補正値を演算する第２の補正周波数演算回路、
（３）一次周波数指令値から上記周波数補正値を減算す
る減算器、（４）上記減算器の出力すなわち出力周波数
に基づいて一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令
演算回路、（５）上記減算器の出力と上記一次電圧成分
指令値とに基づいて一次電圧指令値を演算する一次電圧
指令演算回路、（６）上記一次電圧指令値を入力して上
記誘導電動機の一次電圧を制御する電力変換回路。
置は、以下に述べるような手段を備えたものである。
（１）誘導電動機の一次電流から第１および第２の電流
成分を演算する第２の電流成分演算回路、（２）予め設
定された電流設定値と上記第１および第２の電流成分か
ら周波数補正値を演算する第２の補正周波数演算回路、
（３）一次周波数指令値から上記周波数補正値を減算す
る減算器、（４）上記減算器の出力すなわち出力周波数
に基づいて一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令
演算回路、（５）上記減算器の出力と上記一次電圧成分
指令値とに基づいて一次電圧指令値を演算する一次電圧
指令演算回路、（６）上記一次電圧指令値を入力して上
記誘導電動機の一次電圧を制御する電力変換回路。
【００１８】
【作用】第１発明においては、第１の電流成分演算回路
によって、一次電圧成分指令値と同相である第１の電流
成分が出力される。続いて、第１の補正周波数演算回路
によって、電流設定値と上記第１の電流成分から所定の
関数演算に従って周波数補正値が演算され出力される。
によって、一次電圧成分指令値と同相である第１の電流
成分が出力される。続いて、第１の補正周波数演算回路
によって、電流設定値と上記第１の電流成分から所定の
関数演算に従って周波数補正値が演算され出力される。
【００１９】また、外部から入力される一次周波数指令
値から上記周波数補正値が減算器によって減算され、出
力周波数として電圧成分指令演算回路へ入力される。続
いて、電圧成分指令演算回路では予め設定された関数関
係に従って一次電圧成分指令値が演算され出力される。
値から上記周波数補正値が減算器によって減算され、出
力周波数として電圧成分指令演算回路へ入力される。続
いて、電圧成分指令演算回路では予め設定された関数関
係に従って一次電圧成分指令値が演算され出力される。
【００２０】さらに、一次電圧指令演算回路によって、
上記減算器の出力と上記一次電圧成分指令値とから誘導
電動機に印加すべき一次電圧の指令値が演算され電力変
換回路へ出力される。すると、電力変換回路によって、
誘導電動機に印加される一次電圧の実際値が上記一次電
圧指令値に追従するように制御される。
上記減算器の出力と上記一次電圧成分指令値とから誘導
電動機に印加すべき一次電圧の指令値が演算され電力変
換回路へ出力される。すると、電力変換回路によって、
誘導電動機に印加される一次電圧の実際値が上記一次電
圧指令値に追従するように制御される。
【００２１】ここで、上記第１の補正周波数演算回路
は、力行および回生状態によらず、上記第１の電流成分
が上記電流設定値を越えないように、所定の関数演算に
従って、上記一次周波数指令値を補正する周波数補正値
を出力する。
は、力行および回生状態によらず、上記第１の電流成分
が上記電流設定値を越えないように、所定の関数演算に
従って、上記一次周波数指令値を補正する周波数補正値
を出力する。
【００２２】第２発明においては、第２の電流成分演算
回路によって、一次電圧成分指令値と同相である第１の
電流成分と位相が９０度ずれた第２の電流成分がそれぞ
れ出力される。続いて、第２の補正周波数演算回路によ
って、まず、上記第１および第２の電流成分の二乗和の
平方根の値すなわち一次電流の振幅値が求められる。そ
して、その平方根の値が上記電流設定値を越えないよう
に、所定の関数演算に従って、一次周波数指令値を補正
する周波数補正値が出力される。その他の回路の作用は
第１発明中の回路と同様の作用をする。
回路によって、一次電圧成分指令値と同相である第１の
電流成分と位相が９０度ずれた第２の電流成分がそれぞ
れ出力される。続いて、第２の補正周波数演算回路によ
って、まず、上記第１および第２の電流成分の二乗和の
平方根の値すなわち一次電流の振幅値が求められる。そ
して、その平方根の値が上記電流設定値を越えないよう
に、所定の関数演算に従って、一次周波数指令値を補正
する周波数補正値が出力される。その他の回路の作用は
第１発明中の回路と同様の作用をする。
【００２３】
【実施例】実施例１．以下、第１発明の実施例１を図面
とともに説明する。
とともに説明する。
【００２４】まず、実施例１の構成を図１〜図５を参照
しながら説明する。図１は実施例１の全体を示すブロッ
ク図であり、２、３、２０は従来装置のものと全く同一
のものである。図１において、１は誘導電動機２の前段
に設けられた可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
変換回路であって、この電力変換回路１は例えば従来装
置におけるインバータ回路２４およびそのＰＷＭ回路
（図示しない）とから構成される。４は出力周波数およ
び誘導電動機２に供給される一次電流に基づいて第１の
電流成分を演算する第１の電流成分演算回路、２１は電
流設定器、５は第１の電流成分演算回路４および電流設
定器２１に接続され周波数補正値を演算する第１の補正
周波数演算回路である。
しながら説明する。図１は実施例１の全体を示すブロッ
ク図であり、２、３、２０は従来装置のものと全く同一
のものである。図１において、１は誘導電動機２の前段
に設けられた可変電圧可変周波数の交流を出力する電力
変換回路であって、この電力変換回路１は例えば従来装
置におけるインバータ回路２４およびそのＰＷＭ回路
（図示しない）とから構成される。４は出力周波数およ
び誘導電動機２に供給される一次電流に基づいて第１の
電流成分を演算する第１の電流成分演算回路、２１は電
流設定器、５は第１の電流成分演算回路４および電流設
定器２１に接続され周波数補正値を演算する第１の補正
周波数演算回路である。
【００２５】また、６は一次周波数指令発生器２０から
出力される一次周波数指令値から第１の補正周波数演算
回路５による周波数補正値を減算して出力周波数を出力
する減算器、７は減算器６に接続され出力周波数に基づ
いて一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回
路、８は減算器６および電圧成分指令演算回路７に接続
され出力周波数および一次電圧成分指令値に基づいて誘
導電動機２に印加すべき一次電圧の指令値を演算する一
次電圧指令演算回路である。
出力される一次周波数指令値から第１の補正周波数演算
回路５による周波数補正値を減算して出力周波数を出力
する減算器、７は減算器６に接続され出力周波数に基づ
いて一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回
路、８は減算器６および電圧成分指令演算回路７に接続
され出力周波数および一次電圧成分指令値に基づいて誘
導電動機２に印加すべき一次電圧の指令値を演算する一
次電圧指令演算回路である。
【００２６】また、図２は上述した第１の電流成分演算
回路４の詳細な構成を示すブロック図である。図２にお
いて、第１の電流成分演算回路４は、電流検出器３に接
続された入力端子４０、４１と、減算器６に接続された
入力端子４２と、係数器４３〜４５と、加算器４６と、
Ｖ／Ｆコンバータ４７と、カウンタ４８と、ＲＯＭ４９
と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ５０、５１と、減算器５２
と、減算器５２に接続された出力端子５３とから構成さ
れている。
回路４の詳細な構成を示すブロック図である。図２にお
いて、第１の電流成分演算回路４は、電流検出器３に接
続された入力端子４０、４１と、減算器６に接続された
入力端子４２と、係数器４３〜４５と、加算器４６と、
Ｖ／Ｆコンバータ４７と、カウンタ４８と、ＲＯＭ４９
と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ５０、５１と、減算器５２
と、減算器５２に接続された出力端子５３とから構成さ
れている。
【００２７】また、図３は上述した第１の補正周波数演
算回路５の詳細な構成を示すブロック図である。図３に
おいて、第１の補正周波数演算回路５は、電流設定器２
１に接続された入力端子５５と、第１の電流成分演算回
路４に接続された入力端子５６と、絶対値回路５７と、
減算器５８と、極性判別回路５９、６１と、係数器６
０、６７と、信号選択回路６２〜６４と、増幅器６５
と、積分器６６と、加算器６８と、加算器６８に接続さ
れた出力端子６９とから構成されている。
算回路５の詳細な構成を示すブロック図である。図３に
おいて、第１の補正周波数演算回路５は、電流設定器２
１に接続された入力端子５５と、第１の電流成分演算回
路４に接続された入力端子５６と、絶対値回路５７と、
減算器５８と、極性判別回路５９、６１と、係数器６
０、６７と、信号選択回路６２〜６４と、増幅器６５
と、積分器６６と、加算器６８と、加算器６８に接続さ
れた出力端子６９とから構成されている。
【００２８】また、図４は上述した電圧成分指令演算回
路７の詳細な構成を示すブロック図である。図４におい
て、電圧成分指令演算回路７は、減算器６に接続された
入力端子７０と、Ａ／Ｄコンバータ７１と、ＲＯＭ７２
と、Ｄ／Ａコンバータ７３と、Ｄ／Ａコンバータ７３に
接続された出力端子７４とから構成されている。
路７の詳細な構成を示すブロック図である。図４におい
て、電圧成分指令演算回路７は、減算器６に接続された
入力端子７０と、Ａ／Ｄコンバータ７１と、ＲＯＭ７２
と、Ｄ／Ａコンバータ７３と、Ｄ／Ａコンバータ７３に
接続された出力端子７４とから構成されている。
【００２９】さらに、図５は上述した一次電圧指令演算
回路８の詳細な構成を示すブロック図である。図５にお
いて、一次電圧指令演算回路８は、電圧成分指令演算回
路７に接続された入力端子７５と、減算器６に接続され
た入力端子７６と、Ｖ／Ｆコンバータ７７と、カウンタ
７８と、ＲＯＭ７９と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ８０、
８１と、係数器８２、８３、８５、８７と、減算器８
４、８６と、係数器８３に接続された出力端子８８と、
係数器８５に接続された出力端子８９と、係数器８７に
接続された出力端子９０とから構成されている。
回路８の詳細な構成を示すブロック図である。図５にお
いて、一次電圧指令演算回路８は、電圧成分指令演算回
路７に接続された入力端子７５と、減算器６に接続され
た入力端子７６と、Ｖ／Ｆコンバータ７７と、カウンタ
７８と、ＲＯＭ７９と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ８０、
８１と、係数器８２、８３、８５、８７と、減算器８
４、８６と、係数器８３に接続された出力端子８８と、
係数器８５に接続された出力端子８９と、係数器８７に
接続された出力端子９０とから構成されている。
【００３０】さて、実施例１の動作の説明に移る前に、
本発明における第１および第２の電流成分演算方式につ
いて説明する。公知のように、誘導電動機１に供給され
る一次電流Ｉ1u、Ｉ1v、Ｉ1wは直交座標軸（α−β座標
軸とする）上の成分Ｉ1 α、Ｉ1 βに（２）式の関係式
を用いて交換できる。
本発明における第１および第２の電流成分演算方式につ
いて説明する。公知のように、誘導電動機１に供給され
る一次電流Ｉ1u、Ｉ1v、Ｉ1wは直交座標軸（α−β座標
軸とする）上の成分Ｉ1 α、Ｉ1 βに（２）式の関係式
を用いて交換できる。
【００３１】
【数１】
【００３２】さらに、α−β座標軸上の電流成分Ｉ1
α、Ｉ1βは、出力周波数ｆ1 で回転する回転座標軸
（ｄ−ｑ座標軸とする）上の成分Ｉ1d、Ｉ1qに（３）式
の関係式を用いて変換できることも公知である。
α、Ｉ1βは、出力周波数ｆ1 で回転する回転座標軸
（ｄ−ｑ座標軸とする）上の成分Ｉ1d、Ｉ1qに（３）式
の関係式を用いて変換できることも公知である。
【００３３】 Ｉ1d＝Ｉ1 αｃｏｓθ1 ＋Ｉ1 βｓｉｎθ1 Ｉ1q＝−Ｉ1 αｓｉｎθ1 ＋Ｉ1 βｃｏｓθ1 （３） （但し、θ1 ＝∫（２πｆ1 ）ｄｔ）
【００３４】一方、電圧に関しても同様の関係が成立す
るが、（２）式を利用してα−β座標軸上の電圧成分Ｖ
1 α、Ｖ1 βから一次電圧Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wを求める関
係式を導出すると（４）式が得られる。
るが、（２）式を利用してα−β座標軸上の電圧成分Ｖ
1 α、Ｖ1 βから一次電圧Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wを求める関
係式を導出すると（４）式が得られる。
【００３５】
【数２】
【００３６】同様に、（３）式を利用してｄ−ｑ座標軸
上の電圧成分Ｖ1d、Ｖ1qからα−β座標軸上の電圧成分
Ｖ1 α、Ｖ1 βを求める関係式を導出すると（５）式が
得られる。 Ｖ1 α＝Ｖ1dｃｏｓθ1 −Ｖ1qｓｉｎθ1 Ｖ1 β＝Ｖ1dｓｉｎθ1 ＋Ｖ1qｃｏｓθ1 （５）
上の電圧成分Ｖ1d、Ｖ1qからα−β座標軸上の電圧成分
Ｖ1 α、Ｖ1 βを求める関係式を導出すると（５）式が
得られる。 Ｖ1 α＝Ｖ1dｃｏｓθ1 −Ｖ1qｓｉｎθ1 Ｖ1 β＝Ｖ1dｓｉｎθ1 ＋Ｖ1qｃｏｓθ1 （５）
【００３７】従って、電圧成分指令演算回路７から出力
される一次電圧成分指令値を、ｑ軸上の電圧成分指令値
Ｖ1q * とすると、一次電流のｑ軸成分Ｉ1qが一次電圧成
分指令値と同相の電流成分すなわち第１の電流成分とな
る。また、ｄ軸成分とｑ軸成分は位相が９０度ずれてい
ることから、一次電流のｄ軸成分Ｉ1dが一次電圧成分指
令値と位相が９０度ずれた電流成分すなわち第２の電流
成分となる。ここで、一次電流のｄ軸成分Ｉ1dおよびｑ
軸成分Ｉ1qは、（２）式および（３）式から一次電流Ｉ
1u、Ｉ1vおよび出力周波数ｆ1 から演算できることがわ
かる。
される一次電圧成分指令値を、ｑ軸上の電圧成分指令値
Ｖ1q * とすると、一次電流のｑ軸成分Ｉ1qが一次電圧成
分指令値と同相の電流成分すなわち第１の電流成分とな
る。また、ｄ軸成分とｑ軸成分は位相が９０度ずれてい
ることから、一次電流のｄ軸成分Ｉ1dが一次電圧成分指
令値と位相が９０度ずれた電流成分すなわち第２の電流
成分となる。ここで、一次電流のｄ軸成分Ｉ1dおよびｑ
軸成分Ｉ1qは、（２）式および（３）式から一次電流Ｉ
1u、Ｉ1vおよび出力周波数ｆ1 から演算できることがわ
かる。
【００３８】次に、上述した実施例１の動作を図２〜図
５を参照しながら説明する。まず、図２で示すように、
第１の電流成分すなわち一次電流のｑ軸成分Ｉ1qが減算
器５２によって出力される。すなわち、電流検出器３か
ら入力端子４０および４１をそれぞれ経由して一次電流
Ｉ1u、Ｉ1vを入力すると、係数器４３〜４５および加算
器４６によって（２）式の演算が行われ、係数器４３お
よび加算器４６からそれぞれ一次電流のα軸およびβ軸
成分Ｉ1 αおよびＩ1 βが出力される。
５を参照しながら説明する。まず、図２で示すように、
第１の電流成分すなわち一次電流のｑ軸成分Ｉ1qが減算
器５２によって出力される。すなわち、電流検出器３か
ら入力端子４０および４１をそれぞれ経由して一次電流
Ｉ1u、Ｉ1vを入力すると、係数器４３〜４５および加算
器４６によって（２）式の演算が行われ、係数器４３お
よび加算器４６からそれぞれ一次電流のα軸およびβ軸
成分Ｉ1 αおよびＩ1 βが出力される。
【００３９】一方、減算器６から出力されたアナログ量
の出力周波数ｆ1を入力端子４２を経由してＶ／Ｆコン
バータ４７に入力すると、周波数が出力周波数ｆ1 に比
例したパルス列の信号が得られ、カウンタ４８によって
出力周波数ｆ1 の時間積分値であるディジタル量の角度
θ1が求められ、ｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 の値が記
憶されたＲＯＭ４９のアドレスとして入力される。する
と、ＲＯＭ４９からｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 のディ
ジタル量が出力される。
の出力周波数ｆ1を入力端子４２を経由してＶ／Ｆコン
バータ４７に入力すると、周波数が出力周波数ｆ1 に比
例したパルス列の信号が得られ、カウンタ４８によって
出力周波数ｆ1 の時間積分値であるディジタル量の角度
θ1が求められ、ｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 の値が記
憶されたＲＯＭ４９のアドレスとして入力される。する
と、ＲＯＭ４９からｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 のディ
ジタル量が出力される。
【００４０】つづいて、係数器４３および加算器４６か
ら出力された一次電流のα軸およびβ軸成分Ｉ1 αおよ
びＩ1 βと、ＲＯＭ４９から出力されたｓｉｎθ1 およ
びｃｏｓθ1 のディジタル量を乗算形Ｄ／Ａコンバータ
５０、５１に入力して乗算、アナログ変換した後、減算
器５２に入力すると、（３）式の演算が行われ、第１の
電流成分Ｉ1qが求められ出力端子５３から出力される。
ら出力された一次電流のα軸およびβ軸成分Ｉ1 αおよ
びＩ1 βと、ＲＯＭ４９から出力されたｓｉｎθ1 およ
びｃｏｓθ1 のディジタル量を乗算形Ｄ／Ａコンバータ
５０、５１に入力して乗算、アナログ変換した後、減算
器５２に入力すると、（３）式の演算が行われ、第１の
電流成分Ｉ1qが求められ出力端子５３から出力される。
【００４１】次に、図３で示す第１の補正周波数演算回
路５における周波数補正値△ｆの極性決定の原理を図６
を参照しながら説明する。まず、一次電流のピーク値の
増加による過電流トリップの発生は、一次周波数指令値
ｆ1 *の時間的な変化が急な場合に起こり易いことが知ら
れている。このような場合、一次電流のピーク値を減少
させて過電流トリップが生じないようにするためには、
誘導電動機１に印加される一次電圧の振幅および周波数
の時間的な変化を緩やかにする必要がある。すなわち、
後述するようなＶ／Ｆ一定制御時には出力周波数ｆ1 の
時間的な変化を緩やかにする必要がある。
路５における周波数補正値△ｆの極性決定の原理を図６
を参照しながら説明する。まず、一次電流のピーク値の
増加による過電流トリップの発生は、一次周波数指令値
ｆ1 *の時間的な変化が急な場合に起こり易いことが知ら
れている。このような場合、一次電流のピーク値を減少
させて過電流トリップが生じないようにするためには、
誘導電動機１に印加される一次電圧の振幅および周波数
の時間的な変化を緩やかにする必要がある。すなわち、
後述するようなＶ／Ｆ一定制御時には出力周波数ｆ1 の
時間的な変化を緩やかにする必要がある。
【００４２】ところで、図６（ａ）で示すように、加速
時に出力周波数ｆ1 の時間的な変化を緩やかにしようと
すると、減算器６によって一次周波数指令値ｆ1 *から補
正周波数△ｆを減算した周波数が出力周波数となること
から、周波数補正値△ｆの極性は負でなければならな
い。反対に、減速時には（ｂ）で示すように、周波数補
正値△ｆの極性は正でなければならない。
時に出力周波数ｆ1 の時間的な変化を緩やかにしようと
すると、減算器６によって一次周波数指令値ｆ1 *から補
正周波数△ｆを減算した周波数が出力周波数となること
から、周波数補正値△ｆの極性は負でなければならな
い。反対に、減速時には（ｂ）で示すように、周波数補
正値△ｆの極性は正でなければならない。
【００４３】さて、加速中は電力変換回路１から誘導電
動機２にエネルギーが供給されるので力行状態となる。
一方、減速中は反対に誘導電動機２から電力変換回路１
にエネルギーが回生される回生状態となる。そのため、
周波数補正値△ｆの極性を決定するために、力行状態か
回生状態かの判別が必要である。そこで、電力変換回路
１から誘導電動機２に供給される電力に着目すると、こ
の電力Ｐは公知のように、誘導電動機２のｄ−ｑ座標軸
上の電圧・電流成分を用いて（６）式のように表現でき
る。 Ｐ＝Ｖ1dＩ1d＋Ｖ1qＩ1q （６）
動機２にエネルギーが供給されるので力行状態となる。
一方、減速中は反対に誘導電動機２から電力変換回路１
にエネルギーが回生される回生状態となる。そのため、
周波数補正値△ｆの極性を決定するために、力行状態か
回生状態かの判別が必要である。そこで、電力変換回路
１から誘導電動機２に供給される電力に着目すると、こ
の電力Ｐは公知のように、誘導電動機２のｄ−ｑ座標軸
上の電圧・電流成分を用いて（６）式のように表現でき
る。 Ｐ＝Ｖ1dＩ1d＋Ｖ1qＩ1q （６）
【００４４】ここで、本発明においては、Ｖ1d＝０、Ｖ
1q＝Ｖ1q * となるように制御されることから、（７）式
が得られる。 Ｐ＝Ｖ1q * Ｉ1q （７） （７）式において、Ｖ1q * の極性は既知であるので、Ｉ
1qの極性を検出することによって、力行状態か回生状態
かの判別が可能であることがわかる。
1q＝Ｖ1q * となるように制御されることから、（７）式
が得られる。 Ｐ＝Ｖ1q * Ｉ1q （７） （７）式において、Ｖ1q * の極性は既知であるので、Ｉ
1qの極性を検出することによって、力行状態か回生状態
かの判別が可能であることがわかる。
【００４５】以上の記述から、周波数補正値△ｆの極性
の決定方法が明かになったので、動作説明を続ける。さ
て、図３で示すように、周波数補正値△ｆが加算器６８
によって出力される。すなわち、電流設定器２１から入
力端子５５を経由して出力された正の極性の制限値Ｉ
max と、第１の電流成分演算回路４から入力端子５６を
経由して出力された第１の電流成分Ｉ1qを絶対値回路５
７に入力して得られたＩ1qの絶対値｜Ｉ1q｜との偏差Ｉ
e （＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）が減算器５８から出力され
る。続いて、極性判別回路５９および係数器６０によっ
てそれぞれこの偏差Ｉe の極性信号Ｓe および符号反転
信号−Ｉe が出力される。また、Ｉ1qの極性信号Ｓq が
極性判別回路６１から出力される。ここで、極性信号
は、ＬｏωまたはＨｉｇｈのレベルを持った２値の信号
である。
の決定方法が明かになったので、動作説明を続ける。さ
て、図３で示すように、周波数補正値△ｆが加算器６８
によって出力される。すなわち、電流設定器２１から入
力端子５５を経由して出力された正の極性の制限値Ｉ
max と、第１の電流成分演算回路４から入力端子５６を
経由して出力された第１の電流成分Ｉ1qを絶対値回路５
７に入力して得られたＩ1qの絶対値｜Ｉ1q｜との偏差Ｉ
e （＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）が減算器５８から出力され
る。続いて、極性判別回路５９および係数器６０によっ
てそれぞれこの偏差Ｉe の極性信号Ｓe および符号反転
信号−Ｉe が出力される。また、Ｉ1qの極性信号Ｓq が
極性判別回路６１から出力される。ここで、極性信号
は、ＬｏωまたはＨｉｇｈのレベルを持った２値の信号
である。
【００４６】次に、信号選択回路６２〜６４は、それぞ
れ入力端子ｃに極性信号を入力すると、極性信号の値が
Ｈｉｇｈのときは入力端子ａに入力された信号を出力端
子ｄから出力し、値がＬｏωのときは入力端子ｂに入力
された信号が出力端子ｄから出力する回路である。そこ
で、Ｉe 信号および−Ｉe 信号をそれぞれ信号選択回路
６２の入力端子６２ａおよび６２ｂに入力し、Ｓq 信号
を入力端子６２ｃに入力すると、Ｉ1qの極性が正すなわ
ちＳq 信号の値がＨｉｇｈの場合は、Ｉe 信号が出力端
子６２ｄから出力され、Ｉ1qの極性が負すなわちＳq 信
号の値がＬｏωの場合は、−Ｉe 信号が出力端子６２ｄ
から出力される。
れ入力端子ｃに極性信号を入力すると、極性信号の値が
Ｈｉｇｈのときは入力端子ａに入力された信号を出力端
子ｄから出力し、値がＬｏωのときは入力端子ｂに入力
された信号が出力端子ｄから出力する回路である。そこ
で、Ｉe 信号および−Ｉe 信号をそれぞれ信号選択回路
６２の入力端子６２ａおよび６２ｂに入力し、Ｓq 信号
を入力端子６２ｃに入力すると、Ｉ1qの極性が正すなわ
ちＳq 信号の値がＨｉｇｈの場合は、Ｉe 信号が出力端
子６２ｄから出力され、Ｉ1qの極性が負すなわちＳq 信
号の値がＬｏωの場合は、−Ｉe 信号が出力端子６２ｄ
から出力される。
【００４７】続いて、信号選択回路６２の出力を信号選
択回路６３の入力端子６３ａに入力し、他の入力端子６
３ｂおよび６３ｃにはそれぞれ値が零の信号およびＩe
の極性信号Ｓe を入力すると、Ｉe 信号の極性に応じ
て、信号選択回路６２の出力あるいは零が出力端子６３
ｄから出力される。さらに、信号選択回路６２の出力を
信号選択回路６４の入力端子６４ａに入力し、他の入力
端子６４ｂおよび６４ｃにはそれぞれ係数器６７の出力
およびＩe の極性信号Ｓe を入力すると、Ｉe 信号の極
性に応じて、信号選択回路６２の出力あるいは係数器６
７の出力が出力端子６４ｄから出力される。
択回路６３の入力端子６３ａに入力し、他の入力端子６
３ｂおよび６３ｃにはそれぞれ値が零の信号およびＩe
の極性信号Ｓe を入力すると、Ｉe 信号の極性に応じ
て、信号選択回路６２の出力あるいは零が出力端子６３
ｄから出力される。さらに、信号選択回路６２の出力を
信号選択回路６４の入力端子６４ａに入力し、他の入力
端子６４ｂおよび６４ｃにはそれぞれ係数器６７の出力
およびＩe の極性信号Ｓe を入力すると、Ｉe 信号の極
性に応じて、信号選択回路６２の出力あるいは係数器６
７の出力が出力端子６４ｄから出力される。
【００４８】続いて、これらの信号選択回路６３および
６４の出力をそれぞれ、増幅器６５および積分器６６に
入力して増幅あるいは積分した後、加算器６８によって
これらの増幅器６５および積分器６６の出力を加算する
と周波数補正値△ｆが求められ、出力端子６９から出力
される。また、積分器６６の出力は負の係数値（−Ｋ）
を持った係数器６７に入力される。
６４の出力をそれぞれ、増幅器６５および積分器６６に
入力して増幅あるいは積分した後、加算器６８によって
これらの増幅器６５および積分器６６の出力を加算する
と周波数補正値△ｆが求められ、出力端子６９から出力
される。また、積分器６６の出力は負の係数値（−Ｋ）
を持った係数器６７に入力される。
【００４９】ここで、図３で示された第１の補正周波数
演算回路５の動作を、力行時および回生時それぞれにつ
いて具体的に述べると以下のようになる。まず、力行正
転加速時にＩ1qの絶対値｜Ｉ1q｜が制限値Ｉmax を越え
ると、極性が正の偏差信号Ｉe （＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）
が減算器５８から出力される。一方、Ｉ1qの極性も正と
なるので、信号選択回路６２からはＩe 信号が出力され
る。
演算回路５の動作を、力行時および回生時それぞれにつ
いて具体的に述べると以下のようになる。まず、力行正
転加速時にＩ1qの絶対値｜Ｉ1q｜が制限値Ｉmax を越え
ると、極性が正の偏差信号Ｉe （＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）
が減算器５８から出力される。一方、Ｉ1qの極性も正と
なるので、信号選択回路６２からはＩe 信号が出力され
る。
【００５０】さらに、Ｉe 信号の極性が正なので信号選
択回路６３、６４の出力はともにＩe 信号と一致する。
このＩe 信号を増幅器６５および積分器６６によって比
例・積分演算して得られた周波数補正値△ｆが加算器６
８から出力される。ここで、Ｉe 信号の極性が正である
ことから△ｆの極性も正となり、図６（ａ）からわかる
ように、出力周波数ｆ1 （＝ｆ1 *−△ｆ）の変化は一次
周波数指令値ｆ1 *に対して緩やかになる。その結果、Ｉ
1qの増加が抑制される。
択回路６３、６４の出力はともにＩe 信号と一致する。
このＩe 信号を増幅器６５および積分器６６によって比
例・積分演算して得られた周波数補正値△ｆが加算器６
８から出力される。ここで、Ｉe 信号の極性が正である
ことから△ｆの極性も正となり、図６（ａ）からわかる
ように、出力周波数ｆ1 （＝ｆ1 *−△ｆ）の変化は一次
周波数指令値ｆ1 *に対して緩やかになる。その結果、Ｉ
1qの増加が抑制される。
【００５１】次に、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負
になると、信号選択回路６３の出力は零となり、増幅器
６５の出力も零となる。一方、信号選択回路６３の出力
は係数器６７の出力となるので、積分器６６に蓄えられ
た周波数補正値はＫ・ＫI の時定数で減少する。すなわ
ち、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負になると、周波
数△ｆは減少して零になることがわかる。以上のことか
ら、Ｉ1qの絶対値が制限値Ｉmax を越えると周波数補正
値△ｆは増加し、Ｉmax 以下になると減少することがわ
かる。
になると、信号選択回路６３の出力は零となり、増幅器
６５の出力も零となる。一方、信号選択回路６３の出力
は係数器６７の出力となるので、積分器６６に蓄えられ
た周波数補正値はＫ・ＫI の時定数で減少する。すなわ
ち、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負になると、周波
数△ｆは減少して零になることがわかる。以上のことか
ら、Ｉ1qの絶対値が制限値Ｉmax を越えると周波数補正
値△ｆは増加し、Ｉmax 以下になると減少することがわ
かる。
【００５２】次に、回生正転減速時にＩ1qの絶対値｜Ｉ
1q｜が制限値Ｉmax を越えると極性が正の偏差信号Ｉe
（＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）が減算器５８から出力される。
一方、Ｉ1qの極性は負となるので、信号選択回路６２か
らは−Ｉe 信号が出力される。さらに、Ｉe 信号の極性
が正なので信号選択回路６３、６４の出力はともに−Ｉ
e 信号と一致する。この−Ｉe 信号を増幅器６５および
積分器６６によって比例・積分演算して得られた周波数
補正値△ｆが加算器６８から出力される。ここで、Ｉe
信号の極性が正であることから△ｆの極性は負となり、
図６（ｂ）からわかるように、出力周波数ｆ1 （＝ｆ1 *
−△ｆ）の変化は一次周波数指令値ｆ1 *に対して緩やか
になる。その結果、Ｉ1qの増加が抑制される。
1q｜が制限値Ｉmax を越えると極性が正の偏差信号Ｉe
（＝｜Ｉ1q｜−Ｉmax ）が減算器５８から出力される。
一方、Ｉ1qの極性は負となるので、信号選択回路６２か
らは−Ｉe 信号が出力される。さらに、Ｉe 信号の極性
が正なので信号選択回路６３、６４の出力はともに−Ｉ
e 信号と一致する。この−Ｉe 信号を増幅器６５および
積分器６６によって比例・積分演算して得られた周波数
補正値△ｆが加算器６８から出力される。ここで、Ｉe
信号の極性が正であることから△ｆの極性は負となり、
図６（ｂ）からわかるように、出力周波数ｆ1 （＝ｆ1 *
−△ｆ）の変化は一次周波数指令値ｆ1 *に対して緩やか
になる。その結果、Ｉ1qの増加が抑制される。
【００５３】次に、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負
になると、信号選択回路６３の出力は零となり、増幅器
６５の出力も零となる。一方、信号選択回路６３の出力
は係数器６７の出力となるので、積分器６６に蓄えられ
た周波数補正値はＫ・ＫI の時定数で減少する。すなわ
ち、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負になると、周波
数補正値△ｆの絶対値減少して零になることがわかる。
になると、信号選択回路６３の出力は零となり、増幅器
６５の出力も零となる。一方、信号選択回路６３の出力
は係数器６７の出力となるので、積分器６６に蓄えられ
た周波数補正値はＫ・ＫI の時定数で減少する。すなわ
ち、Ｉ1qが減少してＩe 信号の極性が負になると、周波
数補正値△ｆの絶対値減少して零になることがわかる。
【００５４】同様にして、力行逆転加速時および回生逆
転減速時にも、出力周波数ｆ1 の変化は一次周波数指令
値ｆ1 *に対して緩やかになる。
転減速時にも、出力周波数ｆ1 の変化は一次周波数指令
値ｆ1 *に対して緩やかになる。
【００５５】次に、図４で示すように、一次電圧成分指
令値Ｖ1q * が電圧成分指令演算回路７から出力される。
すなわち、減算器６から入力端子７０を経由して出力さ
れたアナログ量の出力周波数ｆ1 を、Ａ／Ｄコンバータ
７１によってディジタル量に変換した後、ｆ1 に対する
Ｖ1q * の値が関数として記憶されたＲＯＭ７２のアドレ
スとして入力するとディジタル量の一次電圧成分指令値
Ｖ1q * が出力される。続いて、このディジタル量の一次
電圧成分指令値Ｖ1q * をＤ／Ａコンバータ７３に入力す
るとアナログ量に変換され、その後、出力端子７４から
出力される。
令値Ｖ1q * が電圧成分指令演算回路７から出力される。
すなわち、減算器６から入力端子７０を経由して出力さ
れたアナログ量の出力周波数ｆ1 を、Ａ／Ｄコンバータ
７１によってディジタル量に変換した後、ｆ1 に対する
Ｖ1q * の値が関数として記憶されたＲＯＭ７２のアドレ
スとして入力するとディジタル量の一次電圧成分指令値
Ｖ1q * が出力される。続いて、このディジタル量の一次
電圧成分指令値Ｖ1q * をＤ／Ａコンバータ７３に入力す
るとアナログ量に変換され、その後、出力端子７４から
出力される。
【００５６】ここで、図４中の実線で示したように、一
次電圧の振幅すなわちＶ1qの値を出力周波数ｆ1 に比例
させる制御方式は、Ｖ1qとｆ1 の比が一定となることか
らＶ／Ｆ一定制御方式と呼ばれ、誘導電動機２の制御方
式として広く利用されている。また、Ｖ／Ｆの値を一定
に制御すると、誘導電動機２中で発生する一次磁束の振
幅を出力周波数によらずほぼ一定に制御できることも公
知である。ところで、Ｖ／Ｆの値を一定に制御すると、
低速回転時には一次巻線抵抗による電圧降下のために、
誘導電動機２中の一次磁束の振幅が減少し、発生トルク
が減少するという問題があるが、このような場合は、図
４中の破線で示したように低周波数領域において、Ｖ／
Ｆの値を大きく設定する方法が一般的に用いられてい
る。
次電圧の振幅すなわちＶ1qの値を出力周波数ｆ1 に比例
させる制御方式は、Ｖ1qとｆ1 の比が一定となることか
らＶ／Ｆ一定制御方式と呼ばれ、誘導電動機２の制御方
式として広く利用されている。また、Ｖ／Ｆの値を一定
に制御すると、誘導電動機２中で発生する一次磁束の振
幅を出力周波数によらずほぼ一定に制御できることも公
知である。ところで、Ｖ／Ｆの値を一定に制御すると、
低速回転時には一次巻線抵抗による電圧降下のために、
誘導電動機２中の一次磁束の振幅が減少し、発生トルク
が減少するという問題があるが、このような場合は、図
４中の破線で示したように低周波数領域において、Ｖ／
Ｆの値を大きく設定する方法が一般的に用いられてい
る。
【００５７】次に、図５で示すように、一次電圧指令Ｖ
1U * 、Ｖ1V * 、Ｖ1W * が一次電圧指令演算回路８から出
力される。すなわち、電圧成分指令演算回路７から入力
端子７５を経由して一次電圧成分指令値Ｖ1q * が入力さ
れる。一方、入力端子７６を経由して減算器６から出力
周波数ｆ1 を入力すると、上述した第１の補正周波数演
算回路４と同じ動作によって、ＲＯＭ７９からｓｉｎθ
1 およびｃｏｓθ1 のディジタル値が出力される。
1U * 、Ｖ1V * 、Ｖ1W * が一次電圧指令演算回路８から出
力される。すなわち、電圧成分指令演算回路７から入力
端子７５を経由して一次電圧成分指令値Ｖ1q * が入力さ
れる。一方、入力端子７６を経由して減算器６から出力
周波数ｆ1 を入力すると、上述した第１の補正周波数演
算回路４と同じ動作によって、ＲＯＭ７９からｓｉｎθ
1 およびｃｏｓθ1 のディジタル値が出力される。
【００５８】そして、一次電圧成分指令値Ｖ1q * とｓｉ
ｎθ1 およびｃｏｓθ1 のディジタル値を乗算形Ｄ／Ａ
コンバータ８０、８１に入力して乗算、アナログ変換す
ると、（５）式の演算が行われ一次電圧のα軸およびβ
軸の成分指令値Ｖ1 α* 、Ｖ1 β* が出力される。続い
て、係数器８２、８３、８５、８７、減算器８４、８６
によって、（４）式の演算が行われ、出力端子８８〜９
０からそれぞれ、一次電圧指令Ｖ1U * 、Ｖ1V * 、Ｖ1W *
が出力される。
ｎθ1 およびｃｏｓθ1 のディジタル値を乗算形Ｄ／Ａ
コンバータ８０、８１に入力して乗算、アナログ変換す
ると、（５）式の演算が行われ一次電圧のα軸およびβ
軸の成分指令値Ｖ1 α* 、Ｖ1 β* が出力される。続い
て、係数器８２、８３、８５、８７、減算器８４、８６
によって、（４）式の演算が行われ、出力端子８８〜９
０からそれぞれ、一次電圧指令Ｖ1U * 、Ｖ1V * 、Ｖ1W *
が出力される。
【００５９】続いて、これらの一次電圧指令Ｖ1U * 、Ｖ
1V * 、Ｖ1W * を電力変換回路１に入力すると、従来装置
と同様の動作によって誘導電動機２に印加される一次電
圧の実際値がそれぞれ、これらの一次電圧指令に追従す
るように制御される。
1V * 、Ｖ1W * を電力変換回路１に入力すると、従来装置
と同様の動作によって誘導電動機２に印加される一次電
圧の実際値がそれぞれ、これらの一次電圧指令に追従す
るように制御される。
【００６０】実施例２．以下、第２発明の実施例２を図
面とともに説明する。
面とともに説明する。
【００６１】まず、実施例２の構成を図７〜図９を参照
しながら説明する。図７は実施例２の全体を示すブロッ
ク図であり、１、２、３、６、７、８、２０、２１は実
施例１のものと全く同一のものである。図７において、
９は出力周波数および誘導電動機２に供給される一次電
流に基づいて第１および第２の電流成分を演算する第２
の電流成分演算回路、１０は第２の電流成分演算回路９
および電流設定器２１に接続され周波数補正値を演算す
る第２の補正周波数演算回路である。
しながら説明する。図７は実施例２の全体を示すブロッ
ク図であり、１、２、３、６、７、８、２０、２１は実
施例１のものと全く同一のものである。図７において、
９は出力周波数および誘導電動機２に供給される一次電
流に基づいて第１および第２の電流成分を演算する第２
の電流成分演算回路、１０は第２の電流成分演算回路９
および電流設定器２１に接続され周波数補正値を演算す
る第２の補正周波数演算回路である。
【００６２】図８は上述した第２の電流成分演算回路９
の詳細な構成を示すブロック図である。図８において、
第２の電流成分演算回路９は、電流検出器３に接続され
た入力端子９２、９３と、減算器６に接続された入力端
子９４と、係数器９５〜９７と、加算器９８、１０７
と、Ｖ／Ｆコンバータ９９と、カウンタ１００と、ＲＯ
Ｍ１０１と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ１０２、１０３、
１０５、１０６と、減算器１０４と、減算器１０４およ
び加算器１０７にそれぞれ接続された出力端子１０８お
よび１０９とから構成されている。
の詳細な構成を示すブロック図である。図８において、
第２の電流成分演算回路９は、電流検出器３に接続され
た入力端子９２、９３と、減算器６に接続された入力端
子９４と、係数器９５〜９７と、加算器９８、１０７
と、Ｖ／Ｆコンバータ９９と、カウンタ１００と、ＲＯ
Ｍ１０１と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ１０２、１０３、
１０５、１０６と、減算器１０４と、減算器１０４およ
び加算器１０７にそれぞれ接続された出力端子１０８お
よび１０９とから構成されている。
【００６３】また、図９は上述した第２の補正周波数演
算回路１０の詳細な構成を示すブロック図である。図９
において、第２の補正周波数演算回路１０は、電流設定
器２１に接続された入力端子１１２と、第２の電流成分
演算回路９に接続された入力端子１１３、１１４と、乗
算器１１５、１１６と、加算器１１７、１２９と、平方
根演算回路１１８と、減算器１１９と、極性判別回路１
２０、１２２と、係数器１２１、１２８と、信号選択回
路１２３〜１２５と、増幅器１２６と、積分器１２７
と、加算器１２９に接続された出力端子１３０とから構
成されている。
算回路１０の詳細な構成を示すブロック図である。図９
において、第２の補正周波数演算回路１０は、電流設定
器２１に接続された入力端子１１２と、第２の電流成分
演算回路９に接続された入力端子１１３、１１４と、乗
算器１１５、１１６と、加算器１１７、１２９と、平方
根演算回路１１８と、減算器１１９と、極性判別回路１
２０、１２２と、係数器１２１、１２８と、信号選択回
路１２３〜１２５と、増幅器１２６と、積分器１２７
と、加算器１２９に接続された出力端子１３０とから構
成されている。
【００６４】次に、上述した実施例２の動作を図８およ
び図９を参照しながら説明する。まず、図８で示すよう
に、第１および第２の電流成分、すなわち一次電流のｑ
軸成分Ｉ1qおよびｄ軸成分Ｉ1dが第２の電流成分演算回
路９から出力される。すなわち、電流検出器３から入力
端子９２および９３を経由して、それぞれ一次電流Ｉ1u
およびＩ1vを入力すると、係数器９５〜９７および加算
器９８によって、（２）式の演算が行われ、係数器９５
および加算器９８からそれぞれ一次電流のα軸およびβ
軸成分Ｉ1 αおよびＩ1 βが出力される。
び図９を参照しながら説明する。まず、図８で示すよう
に、第１および第２の電流成分、すなわち一次電流のｑ
軸成分Ｉ1qおよびｄ軸成分Ｉ1dが第２の電流成分演算回
路９から出力される。すなわち、電流検出器３から入力
端子９２および９３を経由して、それぞれ一次電流Ｉ1u
およびＩ1vを入力すると、係数器９５〜９７および加算
器９８によって、（２）式の演算が行われ、係数器９５
および加算器９８からそれぞれ一次電流のα軸およびβ
軸成分Ｉ1 αおよびＩ1 βが出力される。
【００６５】一方、減算器６から出力されたアナログ量
の出力周波数ｆ1を入力端子９４を経由してＶ／Ｆコン
バータ９９に入力すると、第１の電流成分演算回路４と
同じ動作によって、ＲＯＭ１０１からｓｉｎθ1 および
ｃｏｓθ1 のディジタル量が出力される。続いて、係数
器９５および加算器９８からそれぞれ出力された一次電
流のα軸およびβ軸成分Ｉ1αおよびＩ1 βと、ＲＯＭ
１０１から出力されたｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 のデ
ィジタル量を乗算形Ｄ／Ａコンバータ１０２、１０３、
１０５、１０６に入力して乗算、アナログ変換した後、
減算器１０４および加算器１０７に入力すると、（３）
式の演算が行われ、出力端子１０８および１０９からそ
れぞれ第１および第２の電流成分Ｉ1qおよびＩ1dが出力
される。
の出力周波数ｆ1を入力端子９４を経由してＶ／Ｆコン
バータ９９に入力すると、第１の電流成分演算回路４と
同じ動作によって、ＲＯＭ１０１からｓｉｎθ1 および
ｃｏｓθ1 のディジタル量が出力される。続いて、係数
器９５および加算器９８からそれぞれ出力された一次電
流のα軸およびβ軸成分Ｉ1αおよびＩ1 βと、ＲＯＭ
１０１から出力されたｓｉｎθ1 およびｃｏｓθ1 のデ
ィジタル量を乗算形Ｄ／Ａコンバータ１０２、１０３、
１０５、１０６に入力して乗算、アナログ変換した後、
減算器１０４および加算器１０７に入力すると、（３）
式の演算が行われ、出力端子１０８および１０９からそ
れぞれ第１および第２の電流成分Ｉ1qおよびＩ1dが出力
される。
【００６６】続いて、図９で示すように、周波数補正値
△ｆが第２の補正周波数演算回路１０から出力される。
すなわち、第２の電流成分演算回路９から出力端子１１
３および１１４を経由して第１および第２の電流成分Ｉ
1qおよびＩ1dを入力し、乗算器１１５及び１１６によっ
てそれぞれの電流成分の２乗値を求めた後、平方根演算
回路１１８に入力するとＩ1qおよびＩ1dの２乗和の平方
根、すなわち一次電流の振幅値Ｉ１が求められる。
△ｆが第２の補正周波数演算回路１０から出力される。
すなわち、第２の電流成分演算回路９から出力端子１１
３および１１４を経由して第１および第２の電流成分Ｉ
1qおよびＩ1dを入力し、乗算器１１５及び１１６によっ
てそれぞれの電流成分の２乗値を求めた後、平方根演算
回路１１８に入力するとＩ1qおよびＩ1dの２乗和の平方
根、すなわち一次電流の振幅値Ｉ１が求められる。
【００６７】さらに、減算器１１９によって、この一次
電流の振幅値Ｉ1と電流設定器２１から入力端子１１２
を経由して入力された電流設定値Ｉmax との偏差Ｉ
e1（＝Ｉ1 −Ｉmax ）が求められる。その他の回路の動
作は、偏差信号としてＩe 信号の代わりにＩe1信号が用
いられる以外は、図３で示された第１の補正周波数演算
回路５の動作と全く同じなので説明を省略する。
電流の振幅値Ｉ1と電流設定器２１から入力端子１１２
を経由して入力された電流設定値Ｉmax との偏差Ｉ
e1（＝Ｉ1 −Ｉmax ）が求められる。その他の回路の動
作は、偏差信号としてＩe 信号の代わりにＩe1信号が用
いられる以外は、図３で示された第１の補正周波数演算
回路５の動作と全く同じなので説明を省略する。
【００６８】また、図７で示された実施例２において、
上述した第２の電流成分演算回路９および第２の補正周
波数演算回路１０以外の回路の動作は、上述した実施例
１の動作と全く同じなので説明を省略する。
上述した第２の電流成分演算回路９および第２の補正周
波数演算回路１０以外の回路の動作は、上述した実施例
１の動作と全く同じなので説明を省略する。
【００６９】なお、上記の実施例では、一次巻線抵抗Ｒ
1 による電圧降下分を電圧成分指令演算回路中で、低周
波数領域においてＶ／Ｆの値を大きく設定することによ
り補正するものを示したが、電圧成分指令演算回路７の
構成を図１０のように変更して、上記電圧降下分を第２
の電流成分演算回路９から出力された一次電流のｄ軸お
よびｑ軸成分Ｉ1d、Ｉ1qを用いて補正してもよい。
1 による電圧降下分を電圧成分指令演算回路中で、低周
波数領域においてＶ／Ｆの値を大きく設定することによ
り補正するものを示したが、電圧成分指令演算回路７の
構成を図１０のように変更して、上記電圧降下分を第２
の電流成分演算回路９から出力された一次電流のｄ軸お
よびｑ軸成分Ｉ1d、Ｉ1qを用いて補正してもよい。
【００７０】すなわち、図１０に示されたブロック図の
電圧成分指令演算回路７ａでは、第２の電流成分演算回
路９から入力端子１３２、１３３をそれぞれ経由して出
力された一次電流のｄ軸およびｑ軸成分Ｉ1d、Ｉ1qをそ
れぞれ、誘導電動機２の一次巻線抵抗Ｒ1 に等しい係数
値を持った係数器１３５、１３６に入力すると、一次巻
線抵抗Ｒ1 による電圧降下分Ｒ1 Ｉ1d、Ｒ1 Ｉ1qが求め
られる。つづいて、係数器１３５から出力された電圧降
下分Ｒ1 Ｉ1dは、ｄ軸の電圧成分指令値Ｖ1d *として出
力端子１３９から出力される。
電圧成分指令演算回路７ａでは、第２の電流成分演算回
路９から入力端子１３２、１３３をそれぞれ経由して出
力された一次電流のｄ軸およびｑ軸成分Ｉ1d、Ｉ1qをそ
れぞれ、誘導電動機２の一次巻線抵抗Ｒ1 に等しい係数
値を持った係数器１３５、１３６に入力すると、一次巻
線抵抗Ｒ1 による電圧降下分Ｒ1 Ｉ1d、Ｒ1 Ｉ1qが求め
られる。つづいて、係数器１３５から出力された電圧降
下分Ｒ1 Ｉ1dは、ｄ軸の電圧成分指令値Ｖ1d *として出
力端子１３９から出力される。
【００７１】一方、減算器６から入力端子１３４を経由
して出力された出力周波数ｆ1 を、係数器１３７に入力
すると無負荷時のｑ軸電圧成分指令値が求められ、係数
器１３６から出力された電圧降下分Ｒ1 Ｉ1qと加算器１
３８によって加算された後、ｑ軸の電圧成分指令値Ｖ1q
* として出力端子１４０から出力される。ここで、係数
器１３７の係数Ｋo は、無負荷時のＶ／Ｆ値に等しく設
定される。
して出力された出力周波数ｆ1 を、係数器１３７に入力
すると無負荷時のｑ軸電圧成分指令値が求められ、係数
器１３６から出力された電圧降下分Ｒ1 Ｉ1qと加算器１
３８によって加算された後、ｑ軸の電圧成分指令値Ｖ1q
* として出力端子１４０から出力される。ここで、係数
器１３７の係数Ｋo は、無負荷時のＶ／Ｆ値に等しく設
定される。
【００７２】次に、これらのｄ軸およびｑ軸の電圧成分
指令値Ｖ1d * 、Ｖ1q * から、（４）式および（５）式の
演算によって一次電圧指令Ｖ1u * 、Ｖ1v * 、Ｖ1w * が、
一次電圧指令演算回路８において求められる。
指令値Ｖ1d * 、Ｖ1q * から、（４）式および（５）式の
演算によって一次電圧指令Ｖ1u * 、Ｖ1v * 、Ｖ1w * が、
一次電圧指令演算回路８において求められる。
【００７３】さらに、電圧降下分Ｒ1 Ｉ1d、Ｒ1 Ｉ1qを
Ｉ1d、Ｉ1qを用いて演算する代わりに、いずれか一方あ
るいは両方の電圧降下分を一定値として予め設定しても
よい。
Ｉ1d、Ｉ1qを用いて演算する代わりに、いずれか一方あ
るいは両方の電圧降下分を一定値として予め設定しても
よい。
【００７４】
【発明の効果】以上のように、本発明においては、出力
周波数および一次電流から一次電流のｄ軸およびｑ軸成
分Ｉ1d、Ｉ1qを連続的に演算し、Ｉ1qの絶対値あるいは
Ｉ1dとＩ1qの２乗和の平方根である一次電流の振幅値
と、予め設定された電流設定値に基づいて周波数補正値
を演算し、減算器によって外部から入力される一次周波
数指令値からこの周波数補正値を減算した周波数を出力
周波数として、電力変換回路の出力電圧・周波数を制御
するように構成したので、定常運転時のみならず急加減
速時にも電流制限動作が正常に動作し、電力変換回路を
過電流から保護できる。また、制御に必要な情報は、誘
導電動機に供給される一次電流のみであるので、制御回
路が安価に構成できるという効果がある。
周波数および一次電流から一次電流のｄ軸およびｑ軸成
分Ｉ1d、Ｉ1qを連続的に演算し、Ｉ1qの絶対値あるいは
Ｉ1dとＩ1qの２乗和の平方根である一次電流の振幅値
と、予め設定された電流設定値に基づいて周波数補正値
を演算し、減算器によって外部から入力される一次周波
数指令値からこの周波数補正値を減算した周波数を出力
周波数として、電力変換回路の出力電圧・周波数を制御
するように構成したので、定常運転時のみならず急加減
速時にも電流制限動作が正常に動作し、電力変換回路を
過電流から保護できる。また、制御に必要な情報は、誘
導電動機に供給される一次電流のみであるので、制御回
路が安価に構成できるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例１の全体を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】実施例１の第１の電流成分演算回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】実施例１の第１の補正周波数演算回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】実施例１の電圧指令演算回路の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】実施例１の一次電圧指令演算回路の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】本発明における一次周波数の補正原理の説明図
である。
である。
【図７】本発明の実施例２の全体を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】実施例２の第２の電流成分演算回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図９】実施例２の第２の補正周波数演算回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施例の電圧成分指令演算回路の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１１】従来の装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の装置における一次電流の有効成分の検
出原理の説明図である。
出原理の説明図である。
１ 電力変換回路 ２ 誘導電動機 ３ 電流検出器 ４ 第１の電流成分演算回路 ５ 第１の補正周波数演算回路 ６ 減算器 ７ 電圧成分指令演算回路 ８ 一次電圧指令演算回路 ９ 第２の電流成分演算回路 １０ 第２の補正周波数演算回路 ２０ 一次周波数指令発生器 ２１ 電流設定器
Claims (2)
- 【請求項１】 可変電圧可変周波数の交流電圧を出力す
る電力変換回路と、上記電力変換回路の出力によって駆
動される誘導電動機と、上記誘導電動機に上記電力変換
回路から供給される一次電流を検出するための電流検出
器と、上記一次電流と後述の出力周波数とから第１の電
流成分を演算する第１の電流成分演算回路と、予め設定
された電流設定値と上記第１の電流成分から所定の関数
演算に従って周波数補正値を演算する第１の補正周波数
演算回路と、一次周波数指令値から上記周波数補正値を
減算して出力周波数となす減算器と、上記減算器の出力
である出力周波数から予め設定された関数関係に従って
一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回路
と、上記減算器の出力と上記一次電圧成分指令値とから
上記誘導電動機の一次電圧指令値を演算して上記電力変
換回路へ出力する一次電圧指令演算回路とを備え、上記
第１の電流成分演算回路は上記一次電圧成分指令値と同
相である第１の電流成分を演算するように構成したこと
を特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】 可変電圧可変周波数の交流電圧を出力す
る電力変換回路と、上記電力変換回路の出力によって駆
動される誘導電動機と、上記誘導電動機に上記電力変換
回路から供給される一次電流を検出するための電流検出
器と、上記一次電流と後述の出力周波数とから第１およ
び第２の電流成分を演算する第２の電流成分演算回路
と、予め設定された電流設定値と上記第１および第２の
電流成分から所定の関数演算に従って周波数補正値を演
算する第２の補正周波数演算回路と、一次周波数指令値
から上記周波数補正値を減算して出力周波数となす減算
器と、上記減算器の出力である出力周波数から予め設定
された関数関係に従って一次電圧成分指令値を演算する
電圧成分指令演算回路と、上記減算器の出力と上記一次
電圧成分指令値とから上記誘導電動機の一次電圧指令値
を演算して上記電力変換回路へ出力する一次電圧指令演
算回路とを備え、上記第２の電流成分演算回路は上記一
次電圧成分指令値と同相である第１の電流成分および位
相が９０度ずれた第２の電流成分を演算するように構成
したことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
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Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002325492A (ja) * | 2001-04-25 | 2002-11-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形インバータの回生制限装置 |
| JP2003070293A (ja) * | 2001-08-27 | 2003-03-07 | Fuji Electric Co Ltd | 永久磁石同期機の制御装置 |
| US7316626B2 (en) | 2002-04-08 | 2008-01-08 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Engine |
| WO2010103627A1 (ja) | 2009-03-11 | 2010-09-16 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置 |
| JP2011061887A (ja) * | 2009-09-07 | 2011-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機 |
| JP2011193668A (ja) * | 2010-03-16 | 2011-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
| JP2011229252A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | 交流回転機の制御装置 |
| JP2012005164A (ja) * | 2010-06-14 | 2012-01-05 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| WO2016121113A1 (ja) * | 2015-01-30 | 2016-08-04 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| JP2019080419A (ja) * | 2017-10-24 | 2019-05-23 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置およびその制御方法 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2501012B2 (ja) * | 1992-12-17 | 1996-05-29 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | 電流測定装置 |
| US5440219A (en) * | 1993-05-21 | 1995-08-08 | Wilkerson; Alan W. | Induction motor speed control having improved sensing of motor operative conditions |
| DE4414984A1 (de) * | 1994-04-29 | 1995-11-02 | Rieter Ingolstadt Spinnerei | Sanftanlauf der Antriebsmotoren einer Rotorspinnmaschine |
| US5652495A (en) * | 1994-05-25 | 1997-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controller for permanent magnet synchronous motor |
| US5767653A (en) * | 1995-10-24 | 1998-06-16 | Micro Linear Corporation | Variable speed AC induction motor controller |
| US5689167A (en) * | 1995-10-24 | 1997-11-18 | Micro Linear Corporation | Two-phase electronic control of a three-phase induction motor |
| US5714897A (en) * | 1996-06-19 | 1998-02-03 | Micro Linear Corporation | Phase-shifted triangle wave generator |
| US5793168A (en) * | 1996-08-23 | 1998-08-11 | Micro Linear Corporation | Active deceleration circuit for a brushless DC motor |
| US5859518A (en) * | 1997-12-22 | 1999-01-12 | Micro Linear Corporation | Switched reluctance motor controller with sensorless rotor position detection |
| JP3716670B2 (ja) * | 1998-09-29 | 2005-11-16 | 三菱電機株式会社 | 誘導電動機の制御装置 |
| EP1659684B1 (en) * | 2003-08-28 | 2010-04-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Controller of rotating machine |
| JP4379702B2 (ja) * | 2004-02-10 | 2009-12-09 | 株式会社デンソー | ブラシレスモータ制御装置 |
| US7449860B2 (en) * | 2005-01-05 | 2008-11-11 | Honeywell International Inc. | Control technique for limiting the current of an induction machine drive system |
| TWI309918B (en) * | 2005-03-16 | 2009-05-11 | Delta Electronics Inc | Controlling method of a motor state |
| KR101395890B1 (ko) * | 2007-10-18 | 2014-05-15 | 엘지전자 주식회사 | 공기조화기의 전동기 제어장치 및 그 제어 방법 |
| KR102485408B1 (ko) * | 2016-12-26 | 2023-01-04 | 엘에스일렉트릭(주) | 인버터 제어방법 |
| US11722090B2 (en) | 2021-04-21 | 2023-08-08 | Emerson Electric Co. | Control circuits for compressor motors including multiple capacitors |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62244297A (ja) * | 1986-04-14 | 1987-10-24 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法と装置 |
| JPS6377398A (ja) * | 1986-09-19 | 1988-04-07 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の過負荷制御装置 |
| JPH02214489A (ja) * | 1989-02-10 | 1990-08-27 | Nippon Electric Ind Co Ltd | 誘導電動機の過負荷保護回路 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4237531A (en) * | 1979-04-24 | 1980-12-02 | General Electric Company | Controlled current inverter system having semiconductor overvoltage protection |
| CA1166682A (en) * | 1980-03-07 | 1984-05-01 | Takashige Saijo | Control system for a linear synchronous motor |
| JPS6240083A (ja) * | 1985-08-14 | 1987-02-21 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機の制御方法 |
| JP2515730B2 (ja) * | 1985-10-04 | 1996-07-10 | 株式会社日立製作所 | 電気車の制御装置 |
| US4689543A (en) * | 1985-12-27 | 1987-08-25 | Sundstrand Corporation | Frequency and voltage control for inverter powered AC motor |
| JPS62221897A (ja) * | 1986-03-24 | 1987-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の制御装置 |
| DE3709983A1 (de) * | 1987-03-26 | 1988-10-13 | Festo Kg | Stromversorgungseinrichtung fuer elektrowerkzeuge |
| JPH0767311B2 (ja) * | 1987-07-16 | 1995-07-19 | 富士電機株式会社 | 交流電動機駆動用インバ−タ装置の電流及びトルク制限回路 |
| US4876637A (en) * | 1988-03-22 | 1989-10-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter and method of controlling the same |
-
1991
- 1991-09-06 JP JP3254454A patent/JP2934345B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-08-11 US US07/928,052 patent/US5247237A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-24 DE DE4228004A patent/DE4228004C2/de not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62244297A (ja) * | 1986-04-14 | 1987-10-24 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法と装置 |
| JPS6377398A (ja) * | 1986-09-19 | 1988-04-07 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の過負荷制御装置 |
| JPH02214489A (ja) * | 1989-02-10 | 1990-08-27 | Nippon Electric Ind Co Ltd | 誘導電動機の過負荷保護回路 |
Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002325492A (ja) * | 2001-04-25 | 2002-11-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形インバータの回生制限装置 |
| JP2003070293A (ja) * | 2001-08-27 | 2003-03-07 | Fuji Electric Co Ltd | 永久磁石同期機の制御装置 |
| US7316626B2 (en) | 2002-04-08 | 2008-01-08 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Engine |
| EP2113689A2 (en) | 2002-04-08 | 2009-11-04 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Engine with CVT and small distance pulleys |
| US8202181B2 (en) | 2002-04-08 | 2012-06-19 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | Engine |
| KR101245909B1 (ko) * | 2009-03-11 | 2013-03-20 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 교류 회전기의 제어 장치 |
| WO2010103627A1 (ja) | 2009-03-11 | 2010-09-16 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置 |
| CN102349230B (zh) * | 2009-03-11 | 2014-07-16 | 三菱电机株式会社 | 交流旋转电机的控制装置 |
| US8604731B2 (en) | 2009-03-11 | 2013-12-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Control device for AC rotating machine |
| JP5289556B2 (ja) * | 2009-03-11 | 2013-09-11 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置 |
| JP2011061887A (ja) * | 2009-09-07 | 2011-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機 |
| JP2011193668A (ja) * | 2010-03-16 | 2011-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
| JP2011229252A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | 交流回転機の制御装置 |
| JP2012005164A (ja) * | 2010-06-14 | 2012-01-05 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| WO2016121113A1 (ja) * | 2015-01-30 | 2016-08-04 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| JP5972505B1 (ja) * | 2015-01-30 | 2016-08-17 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| CN107258050A (zh) * | 2015-01-30 | 2017-10-17 | 三菱电机株式会社 | 逆变器装置 |
| US10079556B2 (en) | 2015-01-30 | 2018-09-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Inverter device |
| CN107258050B (zh) * | 2015-01-30 | 2019-11-05 | 三菱电机株式会社 | 逆变器装置 |
| JP2019080419A (ja) * | 2017-10-24 | 2019-05-23 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置およびその制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| DE4228004A1 (de) | 1993-03-18 |
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