JP3156427B2 - Ｐｗｍインバータの電流制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの電流制御装置Info
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- JP3156427B2 JP3156427B2 JP05116593A JP5116593A JP3156427B2 JP 3156427 B2 JP3156427 B2 JP 3156427B2 JP 05116593 A JP05116593 A JP 05116593A JP 5116593 A JP5116593 A JP 5116593A JP 3156427 B2 JP3156427 B2 JP 3156427B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル演算による
電流制御系を持つＰＷＭインバータの電流制御装置に関
する。
電流制御系を持つＰＷＭインバータの電流制御装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機を可変速駆動にはＰＷＭ電圧
形インバータが多く採用され、制御系にはベクトル制御
方式を採用し、また高速応答のために電流制御系を設け
るものが多い。
形インバータが多く採用され、制御系にはベクトル制御
方式を採用し、また高速応答のために電流制御系を設け
るものが多い。
【０００３】さらに、ＣＰＵやＤＳＰ（ディジタルシグ
ナルプロセッサ）の高性能化により、従来アナログ回路
で構成していた電流制御系をディジタル演算で実行でき
るようになって来ている。
ナルプロセッサ）の高性能化により、従来アナログ回路
で構成していた電流制御系をディジタル演算で実行でき
るようになって来ている。
【０００４】また、インバータの主回路スイッチには従
来のバイポーラトランジスタに較べてスイッチング周波
数を高めることができるＩＧＢＴ等が実用化され、電流
制御系を高速化することにより電流応答性を一層向上す
る。
来のバイポーラトランジスタに較べてスイッチング周波
数を高めることができるＩＧＢＴ等が実用化され、電流
制御系を高速化することにより電流応答性を一層向上す
る。
【０００５】しかし、近年では磁束オブザーバやパラメ
ータ変動補償などの適用により、高速性だけでなく、イ
ンバータ出力電圧，電流精度の向上や演算時間の短縮な
どが要求されている。
ータ変動補償などの適用により、高速性だけでなく、イ
ンバータ出力電圧，電流精度の向上や演算時間の短縮な
どが要求されている。
【０００６】これら課題の解決を図るものとして、本願
発明者等は「ＰＷＭ同期電流サンプルによる誘導電動機
のディジタル電流制御方法、電気学会論文誌Ｄ，１１２
巻７号，平成４年，第６１３頁〜６２２頁」を既に提案
している。
発明者等は「ＰＷＭ同期電流サンプルによる誘導電動機
のディジタル電流制御方法、電気学会論文誌Ｄ，１１２
巻７号，平成４年，第６１３頁〜６２２頁」を既に提案
している。
【０００７】この電流制御方法は図５に示す簡略ブロッ
ク構成になる。ベクトル非干渉演算による回転座標系の
誘導電動機１の励磁電流指令Ｉd＊とこれに直交するト
ルク電流指令Ｉq＊の二軸成分に対し、誘導電動機１の
固定座標系の３相電流検出信号ｉu，ｉv，ｉwから固定
３相−回転２軸電流Ｉb，Ｉqに座標変換する座標変換回
路２によって対応する電流ｉd，ｉqを得、これら電流指
令と検出電流の偏差は夫々位置形電流制御演算部３，４
によって比例積分（ＰＩ）演算される。
ク構成になる。ベクトル非干渉演算による回転座標系の
誘導電動機１の励磁電流指令Ｉd＊とこれに直交するト
ルク電流指令Ｉq＊の二軸成分に対し、誘導電動機１の
固定座標系の３相電流検出信号ｉu，ｉv，ｉwから固定
３相−回転２軸電流Ｉb，Ｉqに座標変換する座標変換回
路２によって対応する電流ｉd，ｉqを得、これら電流指
令と検出電流の偏差は夫々位置形電流制御演算部３，４
によって比例積分（ＰＩ）演算される。
【０００８】一方、電流指令Ｉd＊，Ｉq＊からベクトル
制御条件成立時の理想電圧をフィードフォワード項とし
てモデル電圧演算部５に求める。この演算結果になる電
圧ｖ1d-m，ｖ1q-mは、電圧制御演算部３，４からの出力
ｖ1d-pi，ｖ1q-piを加算することにより、過渡応答に必
要な電圧成分や外乱，電動機定数誤差による誤差電流成
分を抑制する電流制御出力を得ている。
制御条件成立時の理想電圧をフィードフォワード項とし
てモデル電圧演算部５に求める。この演算結果になる電
圧ｖ1d-m，ｖ1q-mは、電圧制御演算部３，４からの出力
ｖ1d-pi，ｖ1q-piを加算することにより、過渡応答に必
要な電圧成分や外乱，電動機定数誤差による誤差電流成
分を抑制する電流制御出力を得ている。
【０００９】この電流制御出力はリミッタ回路６，７に
よって夫々飽和抑制した電圧指令とされ、座標変換回路
８によって２軸回転座標から回転極座標に変換され、こ
の大きさＲと位相φiは座標変換回路９によって極座標
から円軌跡法によるＰＷＭ演算によって固定３相成分
Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧に変換され、夫々リミッタ回路１
０U，１０V，１０Wを経てＰＷＭ電圧形インバータ１１
の電圧制御信号にされ、誘導電動機１の一次電圧を発生
している。
よって夫々飽和抑制した電圧指令とされ、座標変換回路
８によって２軸回転座標から回転極座標に変換され、こ
の大きさＲと位相φiは座標変換回路９によって極座標
から円軌跡法によるＰＷＭ演算によって固定３相成分
Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧に変換され、夫々リミッタ回路１
０U，１０V，１０Wを経てＰＷＭ電圧形インバータ１１
の電圧制御信号にされ、誘導電動機１の一次電圧を発生
している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来の方法は、以下の
４つの特徴を有する。
４つの特徴を有する。
【００１１】（１）電流制御演算部３，４を位置形で構
成する。
成する。
【００１２】（２）モデル電圧演算部５の出力をフィー
ドフォワードとして電流制御演算部３，４の出力に加算
する。
ドフォワードとして電流制御演算部３，４の出力に加算
する。
【００１３】（３）回転座標系においてモデル電圧と電
流制御演算部の加算値にリミッタをかける。
流制御演算部の加算値にリミッタをかける。
【００１４】（４）円軌跡法によりＰＷＭ演算をする。
【００１５】上記の特徴点について、以下の問題があ
る。
る。
【００１６】まず、（２）項については、誘導電動機が
高速で回転している場合の予備励磁開始時に磁束及び励
磁電流指令を零から設定値に急変させると電動機の磁束
が零であるため逆起電圧も零であるのに対し、フィード
フォワード電圧は磁束が存在するときの電圧を急激に与
える。
高速で回転している場合の予備励磁開始時に磁束及び励
磁電流指令を零から設定値に急変させると電動機の磁束
が零であるため逆起電圧も零であるのに対し、フィード
フォワード電圧は磁束が存在するときの電圧を急激に与
える。
【００１７】この結果、電動機には過電流が発生し、過
電流停止や故障の原因になる。この対策として励磁電流
指令を零からクッション特性を有して徐々に上昇させる
と、フィードフォワード電圧もそのクッション時間分だ
け遅れ、磁束の確立が遅れてしまう。
電流停止や故障の原因になる。この対策として励磁電流
指令を零からクッション特性を有して徐々に上昇させる
と、フィードフォワード電圧もそのクッション時間分だ
け遅れ、磁束の確立が遅れてしまう。
【００１８】次に、（３）項について、回転座標上の２
軸成分にリミッタ回路６，７によりリミッタをかける
と、図６に示すように各軸が飽和したときにリミット幅
ＶdL，ＶqLの２1/2倍の２軸合成値となり、所期の制限
値が得られない。実際にはＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電圧に対
する出力限界があり、同図の範囲と異なる。
軸成分にリミッタ回路６，７によりリミッタをかける
と、図６に示すように各軸が飽和したときにリミット幅
ＶdL，ＶqLの２1/2倍の２軸合成値となり、所期の制限
値が得られない。実際にはＵ，Ｖ，Ｗ相の３相電圧に対
する出力限界があり、同図の範囲と異なる。
【００１９】この対策として、図５中に破線で示すよう
２軸成分を極座標変換した後に振幅値にリミットをか
け、円状の飽和リミッタで近似することがある。この場
合、極座標変換分だけ演算が多くなる。
２軸成分を極座標変換した後に振幅値にリミットをか
け、円状の飽和リミッタで近似することがある。この場
合、極座標変換分だけ演算が多くなる。
【００２０】次に、（４）項について、円軌跡法は一般
に電圧振幅と位相の指令を用いて演算する。このため、
２軸成分を一旦極座標変換する必要があり、演算速度を
低下させる一因となっている。
に電圧振幅と位相の指令を用いて演算する。このため、
２軸成分を一旦極座標変換する必要があり、演算速度を
低下させる一因となっている。
【００２１】本発明の目的は、前記課題を解決した電流
制御装置を提供することにある。
制御装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するため、ベクトル制御されるＰＷＭインバータの回
転座標系の励磁電流指令とトルク電流指令と夫々の検出
値との偏差に対して速度形の比例積分演算をする電流制
御演算部（３Ａ，４Ａ）と、前記励磁電流指令とトルク
電流指令からベクトル制御条件成立時の理想電圧をフィ
ードフォワード項として求める速度形のモデル電圧演算
部５Ａと、前記ＰＷＭインバータの三相電圧指令を回転
座標系の励磁電流分とトルク電流分の二軸成分に逆変換
する第１の座標変換部（１３）と、前記座標変換部と前
記モデル電圧演算部及び電流制御演算部の対応する二軸
成分を夫々加算した値を固定座標の三相成分に変換し、
リミッタ手段を有して前記ＰＷＭインバータの三相電圧
指令とする第２の座標変換部（１４）と、を備えたこと
を特徴とする。
決するため、ベクトル制御されるＰＷＭインバータの回
転座標系の励磁電流指令とトルク電流指令と夫々の検出
値との偏差に対して速度形の比例積分演算をする電流制
御演算部（３Ａ，４Ａ）と、前記励磁電流指令とトルク
電流指令からベクトル制御条件成立時の理想電圧をフィ
ードフォワード項として求める速度形のモデル電圧演算
部５Ａと、前記ＰＷＭインバータの三相電圧指令を回転
座標系の励磁電流分とトルク電流分の二軸成分に逆変換
する第１の座標変換部（１３）と、前記座標変換部と前
記モデル電圧演算部及び電流制御演算部の対応する二軸
成分を夫々加算した値を固定座標の三相成分に変換し、
リミッタ手段を有して前記ＰＷＭインバータの三相電圧
指令とする第２の座標変換部（１４）と、を備えたこと
を特徴とする。
【００２３】また、本発明はモデル電圧演算部は、ＰＷ
Ｍインバータの負荷となる誘導電動機の起動時からその
二次時定数に相当する時間だけ出力を零に強制するスイ
ッチ手段を備えた構成を特徴とする。
Ｍインバータの負荷となる誘導電動機の起動時からその
二次時定数に相当する時間だけ出力を零に強制するスイ
ッチ手段を備えた構成を特徴とする。
【００２４】
【作用】電流制御演算及びモデル電圧演算には位置形に
代えて速度形（差分形）とすることにより電流制御演算
速度を高くし、電流の応答性を高める。これを以下に説
明する１入力１出力系の電流制御方式を離散値系で構成
すると、位置形は図１の（ａ）に示すようになり、速度
形は図１の（ｂ）に示すようになる。これらの電流制御
演算部の出力ｖkは以下の式で与えられる。（１）式は
位置形、（２）式は速度形になる。
代えて速度形（差分形）とすることにより電流制御演算
速度を高くし、電流の応答性を高める。これを以下に説
明する１入力１出力系の電流制御方式を離散値系で構成
すると、位置形は図１の（ａ）に示すようになり、速度
形は図１の（ｂ）に示すようになる。これらの電流制御
演算部の出力ｖkは以下の式で与えられる。（１）式は
位置形、（２）式は速度形になる。
【００２５】
【数１】
【００２６】 ｉk＊；電流指令（時刻ｋ） ｉk；電流検出値（時刻ｋ） Ｚ-1；１サンプル遅延 ＫP；比例ゲイン Ｔi；積分時定数 △Ｔ；演算時間 上記（１），（２）式から明らかなように、位置形では
積分項とリミッタが分離されており、出力リミット時で
も積分が進行するためリミッタ動作時には図１にさらに
積分を停止するなどの演算を加える必要がある。これに
対して、速度形は積分値とリミッタ値は等しいため積分
値の追加操作は不要であり、演算数が少なくなり、また
飽和時から復帰する際にも応答が速くなる。
積分項とリミッタが分離されており、出力リミット時で
も積分が進行するためリミッタ動作時には図１にさらに
積分を停止するなどの演算を加える必要がある。これに
対して、速度形は積分値とリミッタ値は等しいため積分
値の追加操作は不要であり、演算数が少なくなり、また
飽和時から復帰する際にも応答が速くなる。
【００２７】この速度形になる電流制御演算によって境
界Ａより前段では回転座標系の二軸座標で演算し、モデ
ル電圧演算にも速度形の演算によってフィードフォワー
ド項を求める。
界Ａより前段では回転座標系の二軸座標で演算し、モデ
ル電圧演算にも速度形の演算によってフィードフォワー
ド項を求める。
【００２８】次に、境界Ａの後段は固定座標系の３相座
標で演算する。このため、境界Ａ部に前回の値を求める
ための第１の座標変換部と二軸／三相変換のための第２
の座標変換部を設ける。そして、リミッタは三相電圧成
分で行い、このリミッタ後の値を二軸に逆変換して電流
制御演算に対するリミット値とすることにより電圧飽和
リミッタと出力電圧を一致させる。
標で演算する。このため、境界Ａ部に前回の値を求める
ための第１の座標変換部と二軸／三相変換のための第２
の座標変換部を設ける。そして、リミッタは三相電圧成
分で行い、このリミッタ後の値を二軸に逆変換して電流
制御演算に対するリミット値とすることにより電圧飽和
リミッタと出力電圧を一致させる。
【００２９】また、本発明はモデル電圧演算部にスイッ
チ手段を設けることにより、予備励磁開始時にフィード
フォワード電圧の差分成分を一時的に零にした起動を行
い、起動後にフィードフォワード電圧の差分成分を積分
器前に加算する。この加算時には電流制御演算部の積分
項にはモデル電圧成分相当がフィードバックにより含ま
れており、これにフィードフォワードを追加することに
なる。
チ手段を設けることにより、予備励磁開始時にフィード
フォワード電圧の差分成分を一時的に零にした起動を行
い、起動後にフィードフォワード電圧の差分成分を積分
器前に加算する。この加算時には電流制御演算部の積分
項にはモデル電圧成分相当がフィードバックにより含ま
れており、これにフィードフォワードを追加することに
なる。
【００３０】これにより、起動時の過電流を防止しなが
らクッション特性による遅れを伴うことなくフィードフ
ォワード電圧を印加する。
らクッション特性による遅れを伴うことなくフィードフ
ォワード電圧を印加する。
【００３１】
【実施例】図２は本発明の一実施例を示すブロック図で
ある。同図において、電流制御演算部３Ａ，４Ａは従来
の位置形に代えて速度形に構成される。同様に、モデル
電圧演算部５Ａは差分を求めて速度形ＰＩ演算部に加算
する出力を行う構成にされ、その出力段にはスイッチ回
路１２が設けられ誘導電動機１の起動時にフィードフォ
ワード電圧の差分成分をを零に強制する。
ある。同図において、電流制御演算部３Ａ，４Ａは従来
の位置形に代えて速度形に構成される。同様に、モデル
電圧演算部５Ａは差分を求めて速度形ＰＩ演算部に加算
する出力を行う構成にされ、その出力段にはスイッチ回
路１２が設けられ誘導電動機１の起動時にフィードフォ
ワード電圧の差分成分をを零に強制する。
【００３２】電流制御演算部３Ａ，４Ａの出力電圧ｖ
1d-pi，ｖ1q-piは夫々モデル電圧演算部５Ａの出力及び
第１の座標変換部１３の出力と加算され、この加算結果
は回転座標の二軸から円軌跡法などを用いて固定座標の
三相ＰＷＭ電圧成分に座標変換する第２の座標変換部１
４を経てＰＷＭインバータ１１の三相電圧制御信号にさ
れる。
1d-pi，ｖ1q-piは夫々モデル電圧演算部５Ａの出力及び
第１の座標変換部１３の出力と加算され、この加算結果
は回転座標の二軸から円軌跡法などを用いて固定座標の
三相ＰＷＭ電圧成分に座標変換する第２の座標変換部１
４を経てＰＷＭインバータ１１の三相電圧制御信号にさ
れる。
【００３３】座標変換部１３は三相電圧制御信号から回
転座標の二軸座標に逆変換する変換回路１３Ａと変換係
数部１３Ｂ，１３Ｃを含む。
転座標の二軸座標に逆変換する変換回路１３Ａと変換係
数部１３Ｂ，１３Ｃを含む。
【００３４】座標変換部１４は、二軸／三相の変換回路
１４Ａと、電圧とＰＷＭ指令との変換係数部１４Ｂ，１
４Ｃの他に、三相の各成分毎のリミッタ回路１４Ｄ，１
４Ｅ，１４Ｆより構成される。
１４Ａと、電圧とＰＷＭ指令との変換係数部１４Ｂ，１
４Ｃの他に、三相の各成分毎のリミッタ回路１４Ｄ，１
４Ｅ，１４Ｆより構成される。
【００３５】本実施例によれば、電流制御演算部３Ａ，
４Ａ及びモデル電圧演算部５Ａを速度形とした高速演算
を得る。また、これらの演算結果を座標変換部１４で三
相固定座標に変換して零相電圧補正や出力電圧リミッタ
演算した後に座標変換部１３で二軸に逆変換することに
より、従来各座標上で実行していた複数種類のリミッタ
演算が一種類で良くなり、さらに電流制御演算での飽和
量が実出力電圧と一致を得て飽和レベルからの戻りに応
答遅れを無くすことができる。
４Ａ及びモデル電圧演算部５Ａを速度形とした高速演算
を得る。また、これらの演算結果を座標変換部１４で三
相固定座標に変換して零相電圧補正や出力電圧リミッタ
演算した後に座標変換部１３で二軸に逆変換することに
より、従来各座標上で実行していた複数種類のリミッタ
演算が一種類で良くなり、さらに電流制御演算での飽和
量が実出力電圧と一致を得て飽和レベルからの戻りに応
答遅れを無くすことができる。
【００３６】また、モデル電圧演算をスイッチ回路１２
を持つ速度形にすることにより、起動時の出力電圧過大
になるのを防止できる等の効果がある。これを以下に説
明する。
を持つ速度形にすることにより、起動時の出力電圧過大
になるのを防止できる等の効果がある。これを以下に説
明する。
【００３７】図３には電動機が回転中にモデル電圧を初
めから加算する場合の励磁開始時の各部応答波形例を示
す。インバータの運転開始と同時に励磁電流指令ｉd＊
が設定され、モデル電圧ｖ1dm，ｖ1qmは定常時の電圧を
出力する。このとき、電動機１の二次磁束が確立してい
ないにも拘らず、定常時の二次磁束が存在する場合の電
圧を出力してしまう。
めから加算する場合の励磁開始時の各部応答波形例を示
す。インバータの運転開始と同時に励磁電流指令ｉd＊
が設定され、モデル電圧ｖ1dm，ｖ1qmは定常時の電圧を
出力する。このとき、電動機１の二次磁束が確立してい
ないにも拘らず、定常時の二次磁束が存在する場合の電
圧を出力してしまう。
【００３８】この結果、モデル電圧ｖ1qm方向にモデル
電圧が出力されるため、ｑ軸電流ｉqが増加する。本
来、ｑ軸電流指令ｉ1q＊＝０であるため、フィードバッ
ク項になる電流制御演算部４Ａがモデル電圧を打消す方
向に働き、またｄ軸電流ｉdはモデル電圧によっては増
加量が行くなく、やはりフィードバック項になる電流制
御演算部３Ａにより励磁電流を流そうとする。
電圧が出力されるため、ｑ軸電流ｉqが増加する。本
来、ｑ軸電流指令ｉ1q＊＝０であるため、フィードバッ
ク項になる電流制御演算部４Ａがモデル電圧を打消す方
向に働き、またｄ軸電流ｉdはモデル電圧によっては増
加量が行くなく、やはりフィードバック項になる電流制
御演算部３Ａにより励磁電流を流そうとする。
【００３９】このように、起動時にモデル電圧を印加す
ると、モデルの磁束と実際の電動機の磁束とが一致しな
い期間では電動機電流には通常のフィードバック時より
も逆に応答性が悪く、過電流が発生することがある。こ
のため、破線で示すように、電流指令ｉq＊にクッショ
ンを持たせ、フィードフォワード電圧が急に出力される
のを抑制することもある。
ると、モデルの磁束と実際の電動機の磁束とが一致しな
い期間では電動機電流には通常のフィードバック時より
も逆に応答性が悪く、過電流が発生することがある。こ
のため、破線で示すように、電流指令ｉq＊にクッショ
ンを持たせ、フィードフォワード電圧が急に出力される
のを抑制することもある。
【００４０】本実施例では、起動時にはモデル電圧をオ
フにしておき、ｑ軸電流の過大を抑制する。このモデル
電圧のオフ期間は電動機の二次時定数に相当する時間に
し、電動機の励磁確立を持つ。また、励磁確立後のモデ
ル電圧のオン時にはモデル電圧がステップ状に加えられ
ると電流波形に乱れが発生するため、本実施例ではモデ
ル電圧成分の差分を積分項の前に加えることにより電流
制御演算部の積分項にはモデルフィードフォワード開始
からのモデルの変化分のみが加算される。
フにしておき、ｑ軸電流の過大を抑制する。このモデル
電圧のオフ期間は電動機の二次時定数に相当する時間に
し、電動機の励磁確立を持つ。また、励磁確立後のモデ
ル電圧のオン時にはモデル電圧がステップ状に加えられ
ると電流波形に乱れが発生するため、本実施例ではモデ
ル電圧成分の差分を積分項の前に加えることにより電流
制御演算部の積分項にはモデルフィードフォワード開始
からのモデルの変化分のみが加算される。
【００４１】この補正は図４に示すようになる。モデル
電圧は前サンプル時のモデル電圧との差分の形で発生す
るが、起動時の差分ｖ1dm(k)−ｖ1dm(k-1)，ｖ1qm(k)−
ｖ1qm(k-1)はスイッチ回路１２によって削除しておく。
その直後、電動機１の磁束が確立した後にモデル電圧を
加算するようスイッチ回路１２を切り換える。このと
き、トルク電流指令ｉq＊を急変させるもモデル電圧の
印加によって実際のトルク電流ｉqを高速かつ安定した
応答を得ることができる。
電圧は前サンプル時のモデル電圧との差分の形で発生す
るが、起動時の差分ｖ1dm(k)−ｖ1dm(k-1)，ｖ1qm(k)−
ｖ1qm(k-1)はスイッチ回路１２によって削除しておく。
その直後、電動機１の磁束が確立した後にモデル電圧を
加算するようスイッチ回路１２を切り換える。このと
き、トルク電流指令ｉq＊を急変させるもモデル電圧の
印加によって実際のトルク電流ｉqを高速かつ安定した
応答を得ることができる。
【００４２】このように、モデル電圧演算も速度形で取
り扱うことにより、モデル電圧のオン・オフの切換えが
スムーズに行うことができ、スイッチのオン・オフ制御
も簡単になる。
り扱うことにより、モデル電圧のオン・オフの切換えが
スムーズに行うことができ、スイッチのオン・オフ制御
も簡単になる。
【００４３】また、図３のように、モデル電圧の演算に
磁束の確立を持つために一次遅れ（クッション）で近似
して出力する方法もあるが、この場合には瞬時停電等で
一瞬ゲートしゃ断が発生した直後（電動機に残留磁束が
存在している）に再始動すると、実際には磁束が存在す
るのにモデル電圧が零から増加することになり、電流応
答に乱れが発生する。
磁束の確立を持つために一次遅れ（クッション）で近似
して出力する方法もあるが、この場合には瞬時停電等で
一瞬ゲートしゃ断が発生した直後（電動機に残留磁束が
存在している）に再始動すると、実際には磁束が存在す
るのにモデル電圧が零から増加することになり、電流応
答に乱れが発生する。
【００４４】即ち、電動機の磁束は二次時定数によって
変化するため、この期間中はモデル電圧を発生しない本
実施例の構成とすることにより、出力電流は安定した応
答を得ることができる。そして、途中からモデル電圧を
印加するには本実施例の速度形が好適となる。
変化するため、この期間中はモデル電圧を発生しない本
実施例の構成とすることにより、出力電流は安定した応
答を得ることができる。そして、途中からモデル電圧を
印加するには本実施例の速度形が好適となる。
【００４５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電流制
御演算部とモデル電圧演算部を速度形にし、前回値を求
める第１の座標変換部の出力とを加算して二軸／三相の
座標変換を行うようにしたため以下の効果がある。
御演算部とモデル電圧演算部を速度形にし、前回値を求
める第１の座標変換部の出力とを加算して二軸／三相の
座標変換を行うようにしたため以下の効果がある。
【００４６】（１）従来、各座標上で実行していた複数
種類のリミッタが三相成分での一種類のリミッタで良
く、また電流制御演算での飽和量が実出力電圧と一致さ
せ得るため出力電圧飽和から戻りの応答遅れがなくな
る。
種類のリミッタが三相成分での一種類のリミッタで良
く、また電流制御演算での飽和量が実出力電圧と一致さ
せ得るため出力電圧飽和から戻りの応答遅れがなくな
る。
【００４７】（２）モデル電圧演算を差分して速度形に
て積分器に加算することにより、モデル電圧のフィード
フォワードの削除・印加が簡単になり、しかも出力電流
に外乱を与えることが無い。
て積分器に加算することにより、モデル電圧のフィード
フォワードの削除・印加が簡単になり、しかも出力電流
に外乱を与えることが無い。
【００４８】（３）座標変換を簡単にでき、電流制御演
算等を速度形にして各部の演算処理を簡単にして高速演
算による高速応答を得ることができる。
算等を速度形にして各部の演算処理を簡単にして高速演
算による高速応答を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を原理的に説明するためのブロック図。
【図２】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図３】従来の起動時の各部波形図。
【図４】実施例の起動時の各部波形図。
【図５】従来のブロック図。
【図６】従来のリミッタ特性図。
３Ａ，４Ａ…電流制御演算部 ５Ａ…モデル電圧演算部 １２…スイッチ回路 １３…座標変換部 １４…座標変換部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 ベクトル制御されるＰＷＭインバータの
回転座標系の励磁電流指令とトルク電流指令と夫々の検
出値との偏差に対して速度形の比例積分演算をする電流
制御演算部（３Ａ，４Ａ）と、 前記励磁電流指令とトルク電流指令からベクトル制御条
件成立時の理想電圧をフィードフォワード項として求め
る速度形のモデル電圧演算部（５Ａ）と、 前記ＰＷＭインバータの三相電圧指令を回転座標系の励
磁電流分とトルク電流分の二軸成分に逆変換する第１の
座標変換部（１３）と、 前記座標変換部と前記モデル電圧演算部及び電流制御演
算部の対応する二軸成分を夫々加算した値を固定座標の
三相成分に変換し、リミッタ手段を有して前記ＰＷＭイ
ンバータの三相電圧指令とする第２の座標変換部（１
４）と、 を備えたことを特徴とするＰＷＭインバータの電流制御
装置。 - 【請求項２】 前記モデル電圧演算部は、ＰＷＭインバ
ータの負荷となる誘導電動機の起動時からその二次時定
数に相当する時間だけ出力を零に強制するスイッチ手段
を備えた請求項１記載のＰＷＭインバータの電流制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05116593A JP3156427B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05116593A JP3156427B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06269189A JPH06269189A (ja) | 1994-09-22 |
| JP3156427B2 true JP3156427B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=12879217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05116593A Expired - Fee Related JP3156427B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3156427B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8071978B2 (en) | 2002-12-26 | 2011-12-06 | Lg Display Co., Ltd. | Organic electroluminescent device comprising power supply line on same layer as gate line |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4765011B2 (ja) * | 2000-10-30 | 2011-09-07 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の制御装置 |
| JP5387892B2 (ja) * | 2009-03-12 | 2014-01-15 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| JP5731920B2 (ja) * | 2011-07-20 | 2015-06-10 | 株式会社日立製作所 | 交流電源装置とその制御装置 |
-
1993
- 1993-03-12 JP JP05116593A patent/JP3156427B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8071978B2 (en) | 2002-12-26 | 2011-12-06 | Lg Display Co., Ltd. | Organic electroluminescent device comprising power supply line on same layer as gate line |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06269189A (ja) | 1994-09-22 |
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