CN102349230B - 交流旋转电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

提供一种具有用于从过电流中保护交流旋转电机和逆变器等的驱动装置的电流限制功能的交流旋转电机的控制装置，在驱动电常数已知或者未知的交流旋转电机的情况下都具有可靠的电流限制功能。具有：频率校正值运算单元，输出频率校正值；逆变器频率运算单元，根据频率指令值和频率校正值来输出逆变器频率；电压指令单元，按照逆变器频率，运算电压指令值；和电压施加单元，根据电压指令值对交流旋转电机施加电压，频率校正值运算单元具有：放大增益运算器，根据交流旋转电机的电常数运算放大增益；和放大器，根据由该放大增益运算器运算的放大增益和交流旋转电机的电流来运算频率校正运算值，其中在交流旋转电机的规定的运转状态下将频率校正运算值作为频率校正值而输出。

Description

交流旋转电机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种交流旋转电机的控制装置，具有用于从过电流中保护交流旋转电机(AC rotating machine)及其驱动电路的电流限制功能。 

背景技术

以往的这种交流旋转电机的控制装置在日本特开平5-68398号公报(专利文献1)中被公开。该专利文献1中公开的交流旋转电机的控制装置具备：电流运算电路，根据流过交流旋转电机的各相电流，运算检测电流值；校正频率运算电路，根据电流设定值和上述检测电流值，按照规定的运算来运算频率校正值；减法器，从频率指令值减去上述频率校正值；电压指令运算电路，依据该减法器的减法输出，运算电压指令值；以及电压施加单元，根据上述电压指令值，对交流旋转电机施加驱动电压。 

在专利文献1所公开的交流旋转电机的控制装置中，由电流运算电路输出检测电流值。在检测电流值超出预先设定的电流设定值的情况下，由校正频率运算电路至少对上述检测电流值与上述电流设定值的偏差进行积分，由此运算频率校正值并输出。 

利用减法器，从由外部输入的频率指令值减去上述频率校正值，并作为逆变器频率被输入到电压指令电路。在电压指令电路中，按照预先设定的函数关系来运算电压指令值，该电压指令值被输出到电压施加单元。在电压施加单元中，进行控制使得施加到交流旋转电机的驱动电压跟随上述电压指令值。 

在此，上述校正频率运算电路不依赖于交流旋转电机的动力运行以及再生状态，按照规定的函数运算，输出对上述频率指令值进行校 正的频率校正值使得上述检测电流值不超过上述电流设定值。通过设为这样的结构，能够得到如下的感应电动机的控制装置：不仅在稳定运转时，而且在紧急加减速时或者再生时，也能够通过稳定的电流限制动作，从过电流中保护逆变器电路。 

专利文献1：日本特开平5-68398 

发明内容

在该交流旋转电机的控制装置中，电流限制性能主要由要驱动的交流旋转电机的额定值或种类以及频率校正值运算器的增益所决定。例如，在上述增益相对于要驱动的交流旋转电机过低的情况下，电流限制性能的过渡响应变差，产生过电流。相反，在相对于要驱动的交流旋转电机过高的情况下，由于控制周期、电力变换器的载波频率的影响，控制系统变得不稳定。由于这样的原因，为了得到期望的电流限制性能，需要适当地对要驱动的交流旋转电机进行上述增益的设定。然而，在专利文献1中没有公开该增益的设定方法。 

另外，根据交流旋转电机的动作区域的不同，尤其是交流旋转电机在固定输出区域中进行动作的情况下，存在即使利用专利文献1所记载的方式也无法得到期望的电流限制性能的问题。 

本发明是为了解决如上所述的问题点而完成的，其目的在于在驱动电常数已知或者未知的交流旋转电机的情况下得到可靠的电流限制性能，提出一种根据交流旋转电机的电常数适当地运算频率校正值运算单元中的放大增益的交流旋转电机的控制装置。 

本发明的交流旋转电机的控制装置的特征在于，具备：电流检测单元，检测提供给交流旋转电机的电流而作为检测电流值；频率校正值运算单元，输出频率校正值；逆变器频率运算单元，根据频率指令值和所述频率校正值来输出逆变器频率；电压指令运算单元，按照所述逆变器频率，运算电压指令值；以及电压施加单元，根据所述电压指令值，对所述交流旋转电机施加电压，其中，所述频率校正值运算单元具备：电流偏差运算器，根据所述检测电流值和电流限制指令值， 输出电流偏差；常数存储器，存储所述交流旋转电机的电常数；放大增益运算器，除了使用所述常数存储器所输出的所述交流旋转电机的电常数以外，还使用所述逆变器频率和所述频率指令值中的某一个，运算放大增益；放大器，根据由所述放大增益运算器所运算的放大增益，将所述电流偏差运算器所输出的所述电流偏差进行放大而运算频率校正运算值；以及输出选择器，在所述交流旋转电机的规定的运转状态下，将所述频率校正运算值作为所述频率校正值而输出。 

在本发明的交流旋转电机的控制装置中，在电流检测值超过电流限制指令值的情况下进行逆变器频率的校正，由此能够将交流旋转电机的电流的振幅限制在电流限制指令值以下，另外，在对常数存储器中所存储的电常数的交流旋转电机进行驱动的情况下，能够适当地设计放大器增益，能够得到可靠的电流限制性能。 

附图说明

图1是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式1的框图。 

图2是表示实施方式1的电流限制动作的流程图。 

图3是表示实施方式1的控制系统的传递特性的框图。 

图4是将图3改写了的等效框图。 

图5是表示实施方式1的控制系统的传递特性的特性线图。 

图6是交流旋转电机的运转区域的说明图。 

图7是表示实施方式1的变形例1A的框图。 

图8是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式2的框图。 

图9是表示实施方式2的变形例2A的框图。 

图10是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式3的框图。 

图11是表示实施方式3的控制装置的传递特性的特性线图。 

图12是表示实施方式3的变形例3A的框图。 

图13是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式4的框图。 

图14是表示实施方式4的变形例4A的框图。 

图15是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式5的框图。 

图16是表示实施方式5的变形例5A的框图。 

图17是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式6的框图。 

图18是表示实施方式6的变形例6A的框图。 

图19是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式7的框图。 

图20是表示实施方式7的变形例7A的框图。 

图21是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式8的框图。 

图22是表示实施方式8的变形例8A的框图。 

图23是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式9的框图。 

图24是表示实施方式9的变形例9A的框图。 

图25是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式10的框图。 

图26是表示实施方式10的变形例10A的框图。 

附图标记的说明

10：交流旋转电机；11：电压施加单元；13：电流检测单元；15、15A、15B、15C、15a、15Aa、15Ba、15Ca：电压指令单元；159：电压指令选择器；17、17A：逆变器频率运算单元；20、20A、20B、20C、20a、20Aa、20Ba、20Ca：频率校正值运算单元；201：电流偏差运算器；203：常数存储器；210、210A、210B、210C：放大增益运算器；211、212、213、214：放大增益运算部；223：切换信号生成部；225：切换部；215、216：增益调整部；230：放大器；233： 状态信号生成器；235：输出选择器。 

具体实施方式

下面，参照附图，详细说明本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置的优选实施方式。 

实施方式1

(1)实施方式1的结构的说明 

图1是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式1的结构的框图。如图1所示，本实施方式1的交流旋转电机的控制装置具备用于驱动交流旋转电机10的电压施加单元11、电流检测单元13、电压指令单元15、逆变器频率运算单元17以及频率校正值运算单元20。电流检测单元13的三相/dq轴坐标变换器132、电压指令单元15、逆变器频率运算单元17以及频率校正值运算单元20例如由微计算机构成。 

交流旋转电机10在本实施方式1中是感应电动机10I。电压施加单元11是交流旋转电机10的驱动电路，具体地说由VVVF形的三相逆变器构成，根据从电压指令单元15输入的三相电压指令V^＊，产生三相交流驱动电压V_uvw，并将该三相交流驱动电压V_uvw施加到交流旋转电机10。在构成电压施加单元11的VVVF形的三相逆变器中，所输出的三相交流驱动电压V_uvw的驱动电压V及其驱动频率f是可变的，产生具有由三相电压指令V^＊指定的驱动电压V和驱动频率f的三相交流驱动电压V_uvw，并将该三相交流驱动电压V_uvw提供给感应电动机10I。 

电流检测单元13包括电流检测器131和三相/dq轴坐标变换器132。电流检测器131例如利用变流器构成，根据三相交流驱动电压V_uvw来检测流向感应电动机10I的三相的各相电流i_u、i_v、i_w，并将这些各相电流i_u、i_v、i_w提供给三相/dq轴坐标变换器132。三相/dq轴坐标变换器132是将三相坐标变换为包含正交的d轴和q轴的旋转二轴坐标的坐标变换器，被输入相位信号θ，利用该相位信号θ，根据 各相电流i_u、i_v、i_w，产生与其对应的d轴电流值id和q轴电流值iq。三相/dq轴坐标变换器132产生d轴电流值id和q轴电流值iq以及检测电流值I。d轴电流值id和q轴电流值iq被提供给电压指令单元15。检测电流值I被提供给频率校正值运算单元20。检测电流值I在本实施方式1中设为与q轴电流值iq相等，通过下面的公式1来提供。 

[式1] 

I＝iq 

电压指令单元15被构成为公知的感应电压/驱动频率固定控制方式(下面称为(E/f)固定控制方式)或者公知的驱动电压/驱动频率固定控制方式(下面称为(V/f)固定控制方式)。(E/f)固定控制方式控制成使根据三相交流驱动电压V_uvw而在交流旋转电机10的内部感应出的感应电压E与驱动频率f之比(E/f)固定。(V/f)固定控制方式控制成使三相交流驱动电压V_uvw的驱动电压V与驱动频率f之比(V/f)固定。在本实施方式1中，电压指令单元15被构成为(E/f)固定控制方式。该(E/f)固定控制方式的电压指令单元15具有(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元153和dq轴/三相坐标变换器157。 

逆变器频率运算单元17包括减法器171。从外部向该减法器171提供频率指令值ω^＊，并且，从频率校正值运算单元20向该减法器171提供频率校正值Δω。逆变器频率运算单元17按照下面的公式2从频率指令值ω^＊减去频率校正值Δω，输出逆变器频率ω_i。 

[式2] 

ω_i＝ω^*-Δω 

从电流检测单元13的三相/dq轴坐标变换器132向(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元153提供d轴电流值id和q轴电流值iq，并且从逆变器频率运算单元17向(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元153提供逆变器频率ω_i。该电压指令运算单元153根据这些d轴电流值id、q轴电流值iq以及逆变器频率ω_i，按照下面的公式3、公 式4来运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并将这些d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊提供给dq轴/三相坐标变换器157。对dq轴/三相坐标变换器157输入相位信号θ，利用该相位信号θ将d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊变换为三相电压指令V^＊，将该三相电压指令V^＊提供给电压施加单元11。 

[式3] 

vd^*＝R₁×id 

[式4] 

vq^*＝(R₁×iq)+(ω_i×L₁×id^*) 

此外，在公式3、公式4中，R₁是感应电动机10I的定子电阻，L₁是其定子电感。 

频率校正值运算单元20具有六个输入部20-I1～20-I6以及一个输出部20-O，另外内置有电流偏差运算器201、常数存储器203、放大增益运算器210、放大器230、零值输出器231、状态信号生成器233、以及输出选择器235。从电流检测单元13的三相/dq轴坐标变换器132向输入部20-I1提供检测电流值I。从外部向输入部20-I2提供电流限制指令值I_limit。向输入部20-I3提供逆变器频率ω_i。向输入部20-I4提供频率指令值ω^＊。向输入部20-I5提供逆变器频率ω_i、频率指令值ω^＊以及三相电压指令V^＊中的至少一个。向输入部20-I6提供针对交流旋转电机10的d轴电流指令id^＊、即本实施方式1中是针对感应电动机10I的d轴电流指令id^＊。该d轴电流指令id^＊是针对感应电动机10I的励磁电流，在电压指令运算单元153中使用，并从该电压指令运算单元153提供。输出部20-O向逆变器频率运算单元17的减法器171输出频率校正值Δω。 

电流偏差运算器201包括减法器202，该减法器202与输入部20-I1、20-I2连接。电流偏差运算器201按照下面的公式5，从检测电流值I减去电流限制指令值I_limit，输出电流偏差ΔI。 

[式5] 

ΔI＝I-I_limit

常数存储器203存储与交流旋转电机10有关的各种电常数，在本实施方式1中是存储与感应电动机10I有关的各种电常数。存储在该常数存储器203中的电常数至少包含感应电动机10I的漏磁常数σ、其转子电阻R₂、其转子电感L₂、以及针对该感应电动机10I的电流限制响应速度的设定值ω_x。 

放大增益运算器210包括放大增益运算部213、零值输出器221、切换信号生成部223、以及切换部225。存储在常数存储器203中的电常数σ、R₂、L₂、ω_x被提供给放大增益运算部213。放大增益运算部213与常数存储部203和输入部20-I6连接。该放大增益运算部213利用从常数存储器203提供的电常数σ、R₂、L₂、ω_x以及提供给输入部20-I6的d轴电流指令id^＊，按照下面的公式6、公式7，运算放大增益G1、G2，将这些放大增益G1、G2提供给切换部225的输入a。 

[式6] 

$G1=\mathrm{\σ}\×\frac{{\mathrm{\ω}}_x}{\mathrm{id}*}$

[式7]  

$G2=\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×{\mathrm{\ω}}_x}{L_2\×\mathrm{id}*}$

此外，d轴电流指令id^＊通过下面的公式8来给出。 

[式8] 

$\mathrm{id}*=\frac{V_0}{2\×\mathrm{\π}\×f_0\×L_1}=\frac{K_{\mathrm{vf}}}{L_1}$

在该公式(8)中，V₀是交流旋转电机10的额定电压、即在本实施 方式1中是感应电动机10I的额定电压，f₀是其基频(base frequency)，K_vf被称为V/f变换增益。该V/f变换增益K_vf通过下面的公式9来给出。 

[式9] 

$K_{\mathrm{vf}}=\frac{V_o}{2\×\mathrm{\π}\×f_o}$

零值输出器221将零值输出提供给切换部225的输入b。切换信号生成部223与输入部20-I5连接。切换信号生成部223根据提供给输入部20-I5的逆变器频率ω_i、频率指令值ω^＊以及三相电压指令V^＊中的至少一个，判断交流旋转电机10即感应电动机10I的运转区域是否处于固定转矩区域，根据该判断，产生切换信号SS。切换部225具有与放大增益运算部213连接的输入a、与零值输出器221连接的输入b、以及输出c。在交流旋转电机10即实施方式1中的感应电动机10I在固定转矩区域中进行运转的状态下，切换信号SS使切换部225以选择其输入a并输入到输出c的方式进行动作，将公式6、公式7所示的放大增益G1、G2从其输出c提供给放大器230。在交流旋转电机10即感应电动机10I从固定转矩区域转移到固定输出区域的状态下，切换信号SS使切换部225以选择其输入b并输入到输出c的方式进行动作，将来自零值输出器221的零值输出从输出c提供给放大器230。 

在交流旋转电机10即感应电动机10I在固定转矩区域中进行运转的状态下，放大器230利用从放大增益运算部213提供的放大增益G1、G2，按照下面的公式10，运算频率校正运算值Δω_a，并将该频率校正运算值Δω_a输出到输出选择器235的输入a。 

[式10] 

${\mathrm{\Δ\ω}}_a=\{G1+\frac{G2}{s}\}\×\mathrm{\ΔI}$

在该公式(10)中，s是拉普拉斯算子。 

零值输出器231向输出选择器235的输入b输出零值输出。输出选择器235选择其输入a和输入b中的某一个并输出到输出c。该输出选择器235的输出c是频率校正值Δω，从频率校正值运算单元20的输出部20-O提供给逆变器频率运算单元17的减法器171。从该输出选择器235的输出c输出的频率校正值Δω是从放大器230输出的频率校正运算值Δω_a或者从零值输出器231输出的零值输出。 

状态信号生成器233与输入部20-I1～20-I4连接，从输入部20-I1提供检测电流值I，从输入部20-I2提供电流限制指令值I_limit，从输入部20-I3提供逆变器频率ω_i，另外从输入部20-I4提供频率指令值ω^＊。该状态信号生成器233首先将检测电流值I与电流限制指令值I_limit进行比较，其比较的结果为检测电流值I大于电流限制指令值I_limit，处于I＞I_limit的关系时，根据状态信号CS使输出选择器235进行动作，使其选择其输入a，并将提供给该输入a的频率校正运算值Δω_a作为频率校正值Δω输出到输出c。另外，状态信号生成器233在输出选择器235选择了输入a的状态下，在检测电流值I小于电流限制指令值I_limit，而且逆变器频率ω_i大于频率指令值ω^＊而不是ω_i＜ω^＊的关系时，根据状态信号CS使输出选择器235进行动作，使其选择其输入b，并将提供给该输入b的零值输出作为频率校正值Δω而输出。 

在此，坐标变换中所使用的相位信号θ能够像下面的公式11那样通过对逆变器频率ω_i进行积分而得到。 

[式11] 

θ＝∫ω_idt 

另外，在三相/dq轴坐标变换器132中，在包含正交的d轴和q轴的旋转二轴坐标上的d轴电流值id和q轴电流值iq之中，设d轴电流值id是与相位信号θ相同相位的电流成分，q轴电流值iq是与相位信号θ正交的相位的电流成分。另外，在dq轴/三相坐标变换器157中，在包含正交的d轴和q轴的旋转二轴坐标上的d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊之中，设d轴电压指令vd^＊是与上述相位信号 θ相同相位的电压指令成分，q轴电压指令vq^＊是与相位信号θ正交的相位的电压指令成分。 

(2)实施方式1的动作的说明 

参照图1，说明将流过感应电动机10I的电流限制为电流限制指令值I_limit的频率校正值运算单元20的动作。频率校正值运算单元20具有如下功能：在交流旋转电机10即本实施方式1中的感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，在成为流过感应电动机10I的电流超过了电流限制指令值I_limit这样的运转状态时，利用频率校正值Δω对逆变器频率ω_i进行校正，由此进行抑制以使流过感应电动机10I的电流不会成为电流限制指令值I_limit以上。 

在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，作为流过感应电动机10I的电流超过电流限制指令值I_limit这样的运转状态，例如设想如下情况：提供了频率指令值ω^＊在时间上急剧变化的紧急加速指令值的情况或提供了紧急减速指令值的情况、或者感应电动机10I中存在冲击负荷等急剧的负荷变动的情况。在这种运转状态的情况下，根据频率校正值Δω进行调整以减小或增加逆变器频率ω_i，由此抑制流向感应电动机10I的电流。 

在此，在流过交流旋转电机10的电流超过电流限制指令值I_limit这样的情况下，将调节逆变器频率ω_i的动作称为失速动作SA，在流过交流旋转电机10的电流为电流限制指令值I_limit以下的情况下，把将逆变器频率ω_i调节成与频率指令值ω^＊一致的动作称为恢复动作RA。实施方式1的频率校正值运算单元20具有如下作用：在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，在成为流过感应电动机10I的电流超过电流限制指令值I_limit这样的运转状态时，自动进行调整逆变器频率ω_i的动作。 

具体地说，首先，电流偏差运算器201按照公式5，运算电流偏差ΔI。在交流旋转电机10即感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，切换器225输出由放大增益运算部213运算出的放大增益G1、G2，因此放大器230按照公式10，通过运算来求出与感应电动 机10I的电流超过部分相应的频率校正运算值Δω_a。状态信号生成器233首先将检测电流值I与电流限制指令值I_limit进行比较，之后将逆变器频率ω_i与频率指令值ω^＊进行比较，产生状态信号CS。输出选择器235根据状态信号CS，在正常运转状态下输出来自零值输出器231的零值输出，另外在流过感应电动机10I的电流超过电流限制指令值I_limit这样的运转状态下，输出频率校正运算值Δω_a。 

这样，由状态信号生成器233在零值输出与频率校正运算值Δω_a之间切换控制输出选择器235的输出，由此能够进行如图2所示的电流限制动作。图2表示电流限制动作的流程图。图2的流程图在开始后包括七个步骤S11～S17。首先，在步骤S11中，由状态信号生成器233判断检测电流值I是否大于电流限制指令值I_limit。如果其判断结果为“是(yes)”，则进入步骤S12。在该步骤S12中，输出选择器235选择输入a，将频率校正运算值Δω_a作为频率校正值Δω而输出。如果步骤S11的判断结果为“否(no)”，则再次返回步骤S11。 

从步骤S12进入步骤S13，在该步骤S13中，由状态信号生成器233再次判断检测电流值I是否大于电流限制指令值I_limit。如果其判断结果为“是”，则进入步骤S14，在步骤S14中执行失速动作SA。如果该步骤S14中的失速动作SA结束，则再次返回步骤S13。如果步骤S13的判断结果为“否”，则进入步骤S15，在该步骤S15中执行恢复动作RA。如果该步骤S15中的恢复动作RA结束，则进入步骤S16。 

在步骤S16中，由状态信号生成器233判断逆变器频率ω_i是否小于频率指令值ω^＊。如果逆变器频率ω_i大于频率指令值ω^＊，步骤S16的判断结果为“否”，则进入步骤S17，在该步骤S17中，输出选择器235选择输入b的零值输出，返回步骤S11。如果步骤S16的判断结果为“是”，则返回步骤S13。 

根据该图2的流程图，在检测电流值I超过电流限制指令值I_limit的情况下，进行控制以使在步骤S12～S15中，利用由放大器230运算的频率校正运算值Δω_a，反复进行失速动作SA和恢复动作RA，使 流过感应电动机10I的电流成为电流限制指令值I_limit以下。然而，如果流过感应电动机10I的电流维持电流限制指令值I_limit，则感应电动机10I始终持续加速，因此在步骤S16中逆变器频率ω_i会大于频率指令值ω^＊，在ω_i＜ω^＊的关系不成立的情况下，在步骤S17中作为电流限制动作结束而将频率校正值Δω设为零值进行通常的运转。 

这样，在检测电流值I超过电流限制指令值I_limit的情况下，利用频率校正运算值Δω_a对逆变器频率ω_i进行校正，由此能够将感应电动机10I的电流的振幅限制在电流限制指令值I_limit以下，在除此以外的情况下，通过将频率校正值运算单元20的频率校正值Δω设为零值，能够以与频率指令值ω^＊一致的频率来控制感应电动机10I。 

利用频率校正值Δω校正逆变器频率ω_i而将感应电动机10I的电流抑制在电流限制指令值I_limit以下的动作，始终限定于适当地设定了放大器230的放大增益G1、G2的情况。例如，在放大器230的放大增益G1、G2被设定得极低的情况下，无法抑制急剧的电流振幅的增大，导致过大的电流流过感应电动机10I。另外，例如在放大器230的放大增益G1、G2被设定得极大的情况下，控制系统整体变得不稳定。在这种情况下，存在构成电压施加单元11的逆变器跳闸(trip)的问题。 

接着，说明放大增益运算器210。在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，放大增益运算器210根据从存储有感应电动机10I的电常数的常数存储器203输入的电常数，运算在放大器230中所使用的放大增益G1、G2，将这些放大增益G1、G2设定到放大器230。利用从常数存储器203输入的感应电动机10I的电常数来适当地设定放大增益G1、G2，这是实施方式1的重要特征。 

在实施方式1中，在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，根据感应电动机10I的电常数，运算放大器230的放大增益G1、G2来作为适合于限制流过感应电动机10I的电流的增益，通过所运算的放大增益G1、G2来自动设定放大器230的放大增益，其中，所述放大增益G1、G2利用于与感应电动机10I的电流超过部分相应 的频率校正运算值Δω_a的运算。该放大器230利用被设定为合适的值的放大增益G1、G2，按照公式10运算频率校正运算值Δω_a，由此解决了过大的电流流过感应电动机10I的问题、或者控制系统整体变得不稳定的问题。在流过感应电动机10I的电流超过了电流限制指令值I_limit的情况下，利用与公式6、公式7中包含的电流限制响应速度的设定值ω_x对应的速度来抑制流过感应电动机10I的电流。 

如上所述，在实施方式1中，通过利用频率校正值运算单元20，在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，在驱动电常数已知的感应电动机10I时，能够对被驱动的感应电动机10I适当地设计放大器230的放大增益G1、G2并进行自动设定，因此能够以任意的电流限制响应速度的设定值ω_x可靠地抑制流过感应电动机10I的电流，能够解决过大的电流流过感应电动机10I的问题、或者控制系统整体变得不稳定的问题。 

(3)运算实施方式1中的放大增益G1、G2的公式6、公式7的导出依据的说明 

接着，说明放大器230的放大增益G1、G2的运算式即公式6、公式7的导出原理。图3是用框图表现了在图1所示的实施方式1中切换部225选择其输入a并输出到输出c、另外输出选择器235选择提供给其输入a的频率校正运算值Δω_a并输出到输出c时的控制系统的传递特性的图。在图3中，用框31表示的G_IM是包含图1的电压指令单元15、电压施加单元11、交流旋转电机10、以及电流检测单元13的从逆变器频率ω_i至检测电流值I＝iq的仅电气系统的传递函数。用框32表示的G_PI是放大器230的传递函数。另外，框33表示P_m×K_t/(J×s)，P_m、K_t、J分别是交流旋转电机10的极对数、转矩常数、惯量(inertia)，由此表现机械系统。ω_r用电角度示出了交流旋转电机10的旋转频率，从框33输出交流旋转电机10的旋转频率ω_r。 

从表示传递特性G_IM的框31输出检测电流值I，该检测电流值I被提供给减法器202。该检测电流值I为I＝iq，该检测电流值I表示来自电压施加单元11的输出电流，它还被提供给表示交流旋转电机 10的机械系统的框33。从该框33输出交流旋转电机10的旋转频率ω_r。从减法器202向表示传递特性G_PI的框32输入电流偏差ΔI，从该框32向减法器171输出频率校正值Δω。减法器171向减法器34输出逆变器频率ω_i。该减法器34被等效地插入到框31的输入侧，从逆变器频率ω_i减去交流旋转电机10的旋转频率ω_r，并向框31输入其减法输出。 

图3是在图2中将频率指令值ω^＊设为固定而展开框图得到的图，从该图3可知，在实施方式1中，由放大器230进行反馈控制，以使检测电流值I＝iq与电流限制指令值I_limit一致。图4是图3的等效框图。在该图4中，将图3改写成使减法器202位于左端部，另外，表示传递特性G_IM的框31位于右端部，从该框31向右侧输出检测电流值I。在该图4中，框35表示传递特性G_IMSYS。该框35是从频率校正值Δω至检测电流值I＝iq的传递函数，包括表示传递特性G_IM的框31、表示交流旋转电机10的机械系统的框33、以及减法器171、34。 

实施方式1中的控制系统的电流限制性能由放大器230的放大增益G1、G2决定，该放大增益G1、G2的合适的值能够根据图4所示的从频率校正值Δω至输出电流I＝iq的传递函数G_IMSYS的特性而求出。 

图5是表示在实施方式1中设频率校正值Δω＝0即设频率指令值ω^＊＝逆变器频率ω_i、且设ω^＊＝ω_i＝10[Hz]、20[Hz]、30[Hz]、40[Hz]时的传递特性G_IMSYS的特性线图。图5的(A)表示输出振幅特性，图5的(B)表示输出相位特性。图5的(A)的输出振幅特性表示对如下输出信号的振幅的变化进行分析得到的结果，其中，该输出信号是对表示传递特性G_IMSYS的框35提供对频率发生变化的规定振幅的输入正弦波施加了ω^＊＝ω_i后的信号并从该框35输出的输出信号，横轴以(rad/秒)表示输入正弦波的频率，纵轴以(dB)表示输出信号的振幅。图5的(A)的特性m1是设ω^＊＝ω_i＝10[Hz]时的特性，特性m2是设ω^＊＝ω_i＝20[Hz]时的特性，特性m3是设ω^＊＝ω_i＝30[Hz]时的特性，特性m4是设ω^＊＝ω_i＝40[Hz]时的特性。 

图5的(B)的输出相位特性表示对如下输出信号的相位的变化进行分析得到的结果，其中，该输出信号是对表示传递特性G_IMSYS的框35提供对频率发生变化的规定振幅的输入正弦波施加了ω^＊＝ω_i后的信号并从该框35输出的输出信号，横轴以(rad/秒：弧度/秒)表示输入正弦波的频率，纵轴以(deg：度)表示输出信号的相位。图5的(B)的特性p1是设ω^＊＝ω_i＝10[Hz]时的特性，特性p2是设ω^＊＝ω_i＝20[Hz]时的特性，特性p3是设ω^＊＝ω_i＝30[Hz]时的特性，特性p4是设ω^＊＝ω_i＝40[Hz]时的特性。 

在图5的(A)中可知，特性m1在 附近存在急剧的特性变化，特性m2在频率指令值  附近存在急剧的特性变化，特性m3在频率指令值 附近存在急剧的特性变化，并且，特性m4在频率指令值 附近存在急剧的特性变化，相比于该急剧的特性变化，在低频区域中，如设置了高通滤波器那样振幅以大约20(dB/decade：dB/10倍频程)下降，但是在整体上，在该急剧的特性变化的高频区域中，如区域A所示的一次延迟的特性是可支配的。 

因此，作为传递特性 通过将感应电动机10I的电压方程式进行线性化从而如下面那样导出传递特性G_IM。首先，利用感应电动机10I的电压方程式表示q轴电流值iq时，成为下面的公式12。 

[式12] 

$\mathrm{iq}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\σ}\×L_1}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}\×\mathrm{vq}-\frac{{\mathrm{\ω}}_i\×\mathrm{id}+\frac{{\mathrm{\ω}}_r\×M}{\mathrm{\σ}\×L_1\×L_2}\×{\mathrm{\φ}}_{d2}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}$

其中，在公式12中，id是感应电动机10I的d轴电流值，R₁是感应电动机10I的定子电阻，iq是感应电动机10I的q轴电流值，R₂是感应电动机10I的转子电阻，ф_d2是感应电动机10I的转子磁通的d轴成分，L₁是感应电动机10I的定子电感，vq是感应电动机10I的定 子电压的q轴电压，L₂是感应电动机10I的转子电感，σ是感应电动机10I的漏磁常数，M是感应电动机10I的互感，ω_r是感应电动机10I的旋转频率(电角度)，ω_i是感应电动机10I的逆变器频率(电角度)。 

在此，在感应电动机10I的传递特性中，逆变器频率ω_i附近的急剧的特性变化是由d-q轴间的干扰特性引起的。在表示q轴电流值iq的公式12中，其第二项包含d轴电流值id，该第二项是d-q轴间的干扰成分。因而，通过将公式12的第二项设为0，能够导出在逆变器频率ω_i附近没有考虑急剧的特性变化的传递特性。在此，在将公式12的第二项设为0，而且设想是理想电源而设为vq＝vq^＊的情况下，能够得到下面的公式13。 

[式13] 

$\mathrm{iq}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\σ}\×L_1}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}\×\mathrm{vq}*$

另外，上述q轴电压指令vq^＊的电压运算式是公式4，将公式4代入公式13而成为下面的公式14。 

[式14] 

$\mathrm{iq}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\σ}\×L_1}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}\×\{(R_1\×\mathrm{iq})+({\mathrm{\ω}}_i\×L_1\×\mathrm{id}*)\}$

从该公式14得到下面的公式15。 

[式15] 

$\frac{\mathrm{iq}}{{\mathrm{\ω}}_i}=\frac{\frac{L_2\×\mathrm{id}*}{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}}{\frac{\mathrm{\σ}\×L_2}{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}\×s+1}=\frac{K}{1+T\×s}\≅G_{\mathrm{IM}}$

因而，根据公式15，从逆变器频率ω_i至q轴电流值iq的传递特性G_IM的DC增益K和拐点频率1/T分别成为下面的公式16、公式 17。 

[式16] 

$K=\frac{L_2\×\mathrm{id}*}{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}$

[式17] 

$\frac{1}{T}=\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}$

传递特性G_IM的DC增益K在图5的(A)中用与横轴平行的虚线例示，另外，其拐点频率1/T在图5的(A)、(B)中用与纵轴平行的虚线例示。 

此外，图3、图4所示的频率校正值Δω与逆变器频率ω_i的关系式为公式2，如果此处作为输入的频率指令值ω^＊固定，则从频率校正值Δω至q轴电流值iq的传递特性成为对上述传递特性G_IM附加负的符号得到的-G_IM。 

接着，利用上述传递特性G_IM来设定放大器230的放大增益G1、G2使得电流限制时的电流限制响应速度为ω_x。放大器230的传递特性G_PI根据公式10而成为下面的公式18。在此，通过设定放大增益G1、G2使得G_IM×G_PI的开环传递特性成为ω_x/s，由此使电流限制时的电流限制响应速度成为ω_x。 

[式18] 

$G_{\mathrm{PI}}=\frac{G1\×s+G2}{s}$

根据下面的公式19的关系式，如下面的公式20和公式21那样求出放大器230的放大增益G1、G2。通过公式20得到公式6，通过公式21得到公式7。 

[式19] 

$G_{\mathrm{IM}}\×G_{\mathrm{PI}}=\frac{K}{1+T\×s}\×\frac{G1\×s+G2}{s}=\frac{{\mathrm{\ω}}_x}{s}$

[式20] 

$G1={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{T}{K}=\frac{{\mathrm{\ω}}_x\×\mathrm{\σ}}{\mathrm{id}*}$

[式21] 

$G2=\frac{G1}{T}=\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2{\×\mathrm{\ω}}_x}{L_2\×\mathrm{id}*}$

如上所述，在放大器230中的频率校正运算值Δω_a的运算式即公式10中，通过利用公式6、公式7所示的放大增益G1、G2，能够将电流限制时的电流限制响应速度设为设定值ω_x。 

另外，感应电动机10I的传递特性G_IM的拐点频率即1/T在电流限制响应速度设定值ω_x的1/5以下足够小的情况下，通过将放大增益G2的运算式设为下面的公式22来代替公式7和公式21，能够提高低频区域的放大增益，能够改善特性。 

[式22] 

$G2=G1\×\frac{{\mathrm{\ω}}_x}{5}=\frac{\mathrm{\σ}\×{{\mathrm{\ω}}_x}^2}{5\×\mathrm{id}*}$

此外，如上所述，在交流旋转电机10即实施方式1中的感应电动机10I在固定转矩区域中进行运转的状态下，作为流过感应电动机10I的电流超过电流限制指令值I_limit这样的运转状态，例如存在如下情况：提供了频率指令值ω^＊在时间上急剧变化的紧急加速指令值的情况或提供了紧急减速指令值的情况、感应电动机10I中存在冲击负荷等急剧的负荷变动的情况。因而，作为电流限制时的电流限制响应速度的设定值ω_x的设定方针，为了针对这种急剧的电流变动可靠地将流过感应电动机10I的电流限制在电流限制指令值I_limit内，理想的是将电流限制时的电流限制响应速度的设计值即ω_x在逆变器频率ω_i以 上尽可能设定得高。 

(4)实施方式1中的感应电动机10I的运转区域的说明 

图6是针对交流旋转电机10说明其运转区域的说明图。图6的(A)是表示交流旋转电机10的电源角频率与输出的关系的图，图6的(B)是表示交流旋转电机10的电源角频率与转矩的关系的图。图6的(A)、(B)的横轴表示交流旋转电机10的电源角频率，在图6的(A)、(B)中共同地示出交流旋转电机10的电源角频率。图6的(A)的纵轴表示交流旋转电机10的输出，另外，图6的(B)的纵轴表示其转矩。 

在图6的(A)、(B)中示出固定转矩区域CTA和固定输出区域COA。固定转矩区域CTA如图6的(B)所示那样是交流旋转电机10以固定转矩进行运转的区域。将在交流旋转电机10的内部所产生的感应电压设为E、将电压施加单元11所致的交流旋转电机10的驱动电压设为V、将其驱动频率设为f时，如果一边将(E/f)或者(V/f)保持为固定一边驱动交流旋转电机10，则交流旋转电机10的磁通变得大致固定，在感应电动机10I中，如果使差频固定，则能够实现使转矩与旋转速度无关地成为固定的固定转矩运转。进行这种固定转矩运转的区域就是固定转矩区域CTA。此外，在同步电动机中，差频为零，等同于使差频固定，如果一边将(E/f)或者(V/f)保持为固定一边驱动同步电动机，则同样地是在固定转矩区域CTA中运转。 

另一方面，将(E/f)或者(V/f)的比保持为固定，并且使逆变器频率ω_i增加，当该逆变器频率ω_i达到基频时，由于电源的限制而无法使驱动电压V增加，会从固定转矩区域CTA脱离，如果一边将该驱动电压V保持为固定一边使驱动频率f上升，则交流旋转电机10的输入固定，转矩与逆变器频率ω_i成反比例，能够实现输出大致固定的固定输出运转。进行这种固定输出运转的区域就是固定输出区域COA。 

实施方式1将交流旋转电机10设为感应电动机10I，本实施方式1中说明的传递特性G_IM是以固定转矩区域CTA为对象的传递特性，通过公式6和公式7以及公式20和公式21得到的放大增益G1、G2在固定转矩区域CTA中也是合适的值，但在固定输出区域COA 中是不合适的值。因此，在实施方式1中，切换部225根据切换信号生成部223的切换信号SS，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，选择来自零值输出器221的零值输出，将放大器230的放大增益G1、G2设为零，并将放大器230的频率校正运算值Δω_a设为零。其结果，在感应电动机10I在固定转矩区域CTA中运转的状态下，根据电流限制响应速度的设定值ω_x来限制流过感应电动机10I的电流时，实施方式1是有效的。 

实施方式1的变形例1A

在实施方式1中，由感应电动机10I构成了交流旋转电机10，但是并不限定于此，即使由其它的交流旋转电机例如同步电动机10S构成交流旋转电机10，也能够获得同样的效果。 

图7是表示该变形例1A的交流旋转电机的控制装置的框图。该变形例1A将图1所示的实施方式1中的交流旋转电机10替换为同步电动机10S，将电压指令单元15替换为电压指令单元15A，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A，而且追加了稳定化用高通滤波器40。在该变形例1A中，电压施加单元11、电流检测单元13、以及频率校正值运算单元20构成为与实施方式1相同。电压指令单元15A、逆变器频率运算单元17A以及稳定化用高通滤波器40例如由微计算机构成。 

在图7所示的变形例1A中，稳定化用高通滤波器40从电流检测单元13接收检测电流值I＝iq，输出频率稳定化用高频成分ω_high。该变形例1A中的逆变器频率运算单元17A包括两个减法器171、172，根据频率指令值ω^＊、来自频率校正值运算单元20的频率校正值Δω、以及来自稳定化用高通滤波器40的频率稳定化用高频成分ω_high，运算逆变器频率ω_i，并将该逆变器频率ω_i提供给电压指令单元15A。减法器171被提供频率指令值ω^＊和来自频率校正值运算单元20的频率校正值Δω，从频率指令值ω^＊减去频率校正值Δω，将其减法输出ω^＊-Δω提供给减法器172。减法器172进一步被提供来自稳定化用高通滤波器40的频率稳定化用高频成分ω_high，该减法器172从减法输 出ω^＊-Δω进一步减去频率稳定化用高频成分ω_high，按照下面的公式23运算出逆变器频率ω_i，并将该逆变器频率ω_i提供给电压指令单元15A。 

[式23] 

ω_i＝ω^*-Δω-ω_high

变形例1A中的电压指令单元15A与实施方式1同样地构成为(E/f)固定控制方式，具有(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元154和dq轴/三相坐标变换器157。电压指令运算单元154根据来自逆变器频率运算单元17A的逆变器频率ω_i以及来自电流检测单元13的三相/dq轴坐标变换器132的d轴电流值id和q轴电流值iq，按照下面的公式24和公式25运算出d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并将其输出。 

[式24] 

vd^*＝R×id 

[式25] 

vq^*＝R×iq+ω_i×Φ_f

在公式24、公式25中，R是同步电动机10S的电枢电阻[Ω]，ф_f是同步电动机10S的磁铁磁通[Wb]。 

在变形例1A中，频率校正值运算单元20的放大增益运算部213按照下面的公式26和公式27运算出放大增益G1、G2。 

[式26] 

$G1=\frac{{\mathrm{\ω}}_x\×L_q}{{\mathrm{\φ}}_f}$

[式27] 

G2＝ω_x×K_h

在这些公式26和公式27中，L_q是同步电动机10S的q轴电感[H]，K_h是稳定化用高通滤波器40的增益，另外，ω_x是电流限制响应速度的设定值。与同步电动机10S有关的电常数、具体而言同步电动机10S的q轴电感L_q、磁铁磁通ф_f、稳定化用高通滤波器40的增益K_h、以及电流限制响应速度的设定值ω_x被存储到常数存储器203中，并被提供给放大增益运算部213。 

说明变形例1A中的公式26和公式27的导出原理。在该变形例1A中，公式13至公式17被替换为下面的公式28至公式32。首先，在变形例1A中，通过下面的公式28给出同步电动机10S的q轴电流值iq。该公式28是代替实施方式1中的公式13的公式。 

[式28] 

$\mathrm{iq}=\frac{1}{L_q\×s+R}\×\mathrm{vq}*$

将公式25代入到该公式28的q轴电压指令vq^＊，成为下面的公式29。该公式29是代替实施方式1中的公式14的公式。 

[式29] 

$\mathrm{iq}=\frac{1}{L_q\×s+R}\×\{(R\×\mathrm{iq})+({\mathrm{\ω}}_i\×{\mathrm{\φ}}_f)\}$

从该公式29得到下面的公式30。该公式30是代替实施方式1中的公式15的公式。 

[式30] 

$\frac{\mathrm{iq}}{{\mathrm{\ω}}_i}=\frac{\frac{1}{K_h}}{\frac{L_q}{K_h\×{\mathrm{\φ}}_f}\×s+1}=\frac{K}{1+T\×s}$

根据公式30，传递特性的DC增益K和拐点频率1/T分别成为下面的公式31和公式32。该公式31和公式32是代替实施方式1中的公式16和公式17的公式。 

[式31] 

$K=\frac{1}{K_h}$

[式32] 

$\frac{1}{T}=\frac{K_h\×{\mathrm{\φ}}_f}{L_q}$

根据公式31和公式32，在变形例1A中，如下面的公式33和公式34那样给出放大增益G1、G2。该公式33和公式34是相当于实施方式1中的公式20和公式21的公式，根据这些公式33和34得到公式26和公式27。 

[式33] 

$G1={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{T}{K}=\frac{{\mathrm{\ω}}_x\×L_q}{{\mathrm{\φ}}_f}$

[式34] 

$G2=\frac{G1}{T}={\mathrm{\ω}}_x\×K_h$

在该变形例1A中，也与实施方式1同样地通过利用频率校正值运算单元20，由此在同步电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，在对电常数已知的同步电动机10S进行驱动时，对被驱动的同步电动机10S适当地设计放大器230的放大增益G1、G2，并能够进行自动设定，因此能够以任意的电流限制响应速度的设定值ω_x可靠地抑制流过同步电动机10S的电流，能够解决过大的电流流过同步电动机10S的问题、或者控制系统整体变得不稳定的问题。 

实施方式2

图8是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式2的框图。在本实施方式2中，实施方式1中的电压指令单元15被替换为电压指令单元15B。该电压指令单元15B设为(V/f)固定控制方式的电 压指令单元，具体地说，具有(V/f)固定控制方式的电压指令运算单元155和dq轴/三相坐标变换器157。实施方式2的其它结构与实施方式1相同，交流旋转电机10由感应电动机10I构成。电压指令单元15B例如由微计算机构成。 

在实施方式2中，电压指令运算单元155根据下面的公式35，输出d轴电压指令vd^＊＝0，另外根据来自电流检测单元13的q轴电流值iq和来自逆变器频率运算单元17的逆变器频率ω_i，按照下面的公式36运算出q轴电压指令vq^＊，并将这些d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊提供给dq轴/三相坐标变换器157。 

[式35] 

vd^*＝0 

[式36] 

vq^*＝ω_i×L₁×id^*

公式36中的id^＊是d轴电流指令，是针对感应电动机10I的励磁电流的指令值。如果感应电动机10I的规格不同，则该d轴电流指令id^＊与其相对应地发生变化，但是如果感应电动机10I的规格是固定的，则该d轴电流指令id^＊成为固定的值。在本实施方式2中，如公式35所示，d轴电压指令vd^＊是0，而且，如果感应电动机10I的规格被确定，则d轴电流指令id^＊也成为固定值，因此从公式36可知，q轴电压指令vq^＊与逆变器频率ω_i成比例地发生变化，其结果，被控制成使来自电压施加单元11的驱动电压V与驱动频率f之比保持为固定，以(V/f)固定控制方式执行控制。 

在本实施方式2中，频率校正值运算单元20中的放大增益运算器210的放大增益运算器213按照下面的公式37和公式38运算出放大增益G1、G2，在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，将这些放大增益G1、G2提供给放大器230而作为其放大增益。 

[式37] 

$G1=\frac{\mathrm{\σ}\×{\mathrm{\ω}}_x}{\mathrm{id}*}$

[式38] 

$G2=\frac{R_1\×{\mathrm{\ω}}_x}{L_1\×\mathrm{id}*}$

在本实施方式2中，从常数存储器203向放大增益运算器213提供感应电动机10I的漏磁常数σ、其定子电阻R₁、其定子电感L₁、以及电流限制响应速度的设定值ω_x，另外，经由输入部20-I6而从电压指令运算单元155向放大增益运算部213提供d轴电流指令id^＊。放大增益运算部213根据这些σ、R₁、L₁、ω_x以及id^＊，按照公式37和公式38运算出放大增益G1、G2，并提供给放大器230。 

在实施方式2中，在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，放大器230利用放大增益G1、G2，按照公式10运算出频率校正运算值Δω_a，由此也能够获得与实施方式1相同的效果。 

关于实施方式2中的放大增益G1、G2的运算式37、38的导出依据，通过将由公式36给出的q轴电压指令vq^＊代入到公式13，展开与公式14～公式23类似的式子，由此能够得到公式37和公式38。 

即，首先，在实施方式2中，通过将公式36代入到公式13，能够得到下面的公式39。 

[式39] 

$\mathrm{iq}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\σ}\×L_1}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}\×({\mathrm{\ω}}_i\×L_1\×\mathrm{id}*)$

从该公式39得到下面的公式40。 

[式40] 

$\frac{\mathrm{iq}}{{\mathrm{\ω}}_1}=\frac{\frac{\mathrm{id}*}{\mathrm{\σ}}}{s+\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}+\frac{(1-\mathrm{\σ})\×R_2}{\mathrm{\σ}\×L_2}}=\frac{\frac{L_1\×L_2\×\mathrm{id}*}{R_1\×L_2+(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×L_1}}{\frac{\mathrm{\σ}\×L_1\×L_2}{R_1\×L_2+(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×L_1}\×s+1}=\frac{K}{1+T\×s}$

因而，根据公式40，从逆变器频率ω_i至q轴电流值iq的传递特性G_IM的DC增益K和拐点频率1/T分别成为下面的公式41和公式42。 

[式41] 

$K=\frac{L_1\×L_2\×\mathrm{id}*}{R_1\×L_2+(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×L_1}$

[式42] 

$\frac{1}{T}=\frac{R_1\×L_2+(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×L_1}{\mathrm{\σ}\×L_1\×L_2}$

通过将公式41和公式42代入到公式20而得到下面的公式43，另外通过将公式42代入到公式21而得到下面的公式44。 

[式43] 

$G1={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{T}{K}={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{\mathrm{\σ}}{{\mathrm{id}}^{*}}$

[式44] 

$G2=\frac{G1}{T}=\frac{\mathrm{\σ}\×{\mathrm{\ω}}_x}{\mathrm{id}*}\×\frac{R_1\×L_2+(1-\mathrm{\σ})\×R_2\×L_1}{\mathrm{\σ}\×L_1\×L_2}\≅\frac{R_1\×{\mathrm{\ω}}_x}{L_1\×\mathrm{id}*}$

此外，在公式44中，由于R₁×L₂＞＞(1-σ)×R₂×L₁，因此将(1-σ)×R₂×L₁视作0。通过公式43得到公式37，通过公式44得到公式38。在实施方式2中，根据公式37和公式38运算出放大增益G1、G2，由此能够获得与实施方式1相同的效果。 

如上所述，在实施方式2中，在感应电动机10I在固定转矩区域中运转的状态下，通过在放大器230的运算式即公式10中利用公式37和公式38所示的放大增益G1、G2，能够将电流限制时的电流限制响应速度设为设定值ω_x。 

实施方式2的变形例2A

在实施方式2中，由感应电动机10I构成了交流旋转电机10，但是并不限定于此，即使由其它的交流旋转电机例如同步电动机10S构成交流旋转电机10，也能够获得同样的效果。 

图9是表示本实施方式2的变形例2A的交流旋转电机的控制装置的框图。本实施方式2的变形例2A将实施方式2中的交流旋转电机10替换为同步电动机10S，将电压指令单元15B替换为电压指令单元15C，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A，而且追加了稳定化用高通滤波器40。在该变形例2A中，电压施加单元11、电流检测单元13、以及频率校正值运算单元20构成为与实施方式2相同。电压指令单元15C例如也由微计算机构成。 

在图9所示的实施方式2的变形例2A中，稳定化用高通滤波器40从电流检测单元13接收检测电流值I＝iq，输出频率稳定化用高频成分ω_high。变形例2A中的逆变器频率运算单元17A包括两个减法器171、172，根据频率指令值ω^＊、来自频率校正值运算单元20的频率校正值Δω、以及来自稳定化用高通滤波器40的频率稳定化用高频成分ω_high，运算逆变器频率ω_i，并将该逆变器频率ω_i提供给电压指令单元15C。减法器171被提供频率指令值ω^＊和频率校正值Δω，从频率指令值ω^＊减去频率校正值Δω，并将其减法输出ω^＊-Δω提供给减法器172。减法器172还被提供来自稳定化用高通滤波器40的频率稳定化用高频成分ω_high，该减法器172从减法输出ω^＊-Δω中进一步减去频率稳定化用高频成分ω_high，按照公式23运算出逆变器频率ω_i，并将该逆变器频率ω_i提供给电压指令单元15C。 

变形例2A中的电压指令单元15C构成为(V/f)固定控制方式的电压指令单元，如图9所示那样具有V/f)固定控制方式的电压指令运算单元156和dq轴/三相坐标变换器157，电压指令运算单元156根据来自逆变器频率运算单元17A的逆变器频率ω_i，按照下面的公式45和公式46运算出d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并将其输出到dq轴/三相坐标变换器157。 

[式45] 

vd^*＝0 

[式46] 

vq^*＝ω_i×φ_f

在公式46中，ф_f是同步电动机10S的磁铁磁通[Wb]。 

在实施方式2的变形例2A中，频率校正值运算单元20的放大增益运算部213按照下面的公式47和公式48运算出放大增益G1、G2。 

[式47] 

$G1={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{L_q}{{\mathrm{\φ}}_f}$

[式48] 

$G2={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{R+{\mathrm{\φ}}_f\×K_h}{{\mathrm{\φ}}_f}$

在这些公式47和公式48中，L_q是同步电动机10S的q轴电感[H]，R是其电枢电阻[Ω]，K_h是稳定化用高通滤波器40的增益，另外，ω_x是与在实施方式2中使用的值相同的电流限制响应速度的设定值。与同步电动机10S有关的电常数、具体而言同步电动机10S的q轴电感L_q、其磁铁磁通ф_f、其电枢电阻R、稳定化用高通滤波器40的增益K_h、以及电流限制响应速度的设定值ω_x被存储到常数存储器203中，并被提供给放大增益运算部213。 

与实施方式1的变形例1A中的公式33和公式38同样地导出变形例2A中的公式47和公式48，省略其导出原理的说明。在该变形例2A中，也通过利用频率校正值运算单元20，在同步电动机10S在固定转矩区域中运转的状态下，在对电常数已知的同步电动机10S进行驱动时，对于被驱动的同步电动机10S适当地设计放大器230的放 大增益G1、G2，并能够进行自动设定，因此能够利用任意的电流限制响应速度的设定值ω_x可靠地抑制流过同步电动机10S的电流，能够解决过大的电流流过同步电动机10S的问题、或者控制系统整体变得不稳定的问题。 

此外，在实施方式1及其变形例1A、实施方式2及其变形例2A中，示出了电流检测单元13对流过交流旋转电机10的三相电流的所有的相电流i_u、i_v、i_w进行检测的结构，但是例如也可以检测这些三相电流中的两相的电流，另外还可以设为检测电压施加单元11的母线电流并根据其检测值对流过交流旋转电机10的三相电流进行检测的结构。而且，关于向频率校正值运算单元20输出的检测电流值I，设为I＝iq的结构，但例如通过按照下面的公式49来运算检测电流值I，由此也能够输出流过交流旋转电机10的三相电流的有效值，另外还能够检测出电压施加单元11的母线电流并输出。 

[式49] 

$I=\sqrt{{\mathrm{id}}^2+{\mathrm{iq}}^2}$

实施方式3

(1)实施方式3的结构的说明 

图10是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式3的结构的框图。本实施方式3的交流旋转电机的控制装置将实施方式1中的频率校正值运算单元20替换为频率校正值运算单元20A。实施方式3中的交流旋转电机10与实施方式1同样地由感应电动机10I构成，电压施加单元11、电流检测单元13、电压指令单元15、以及逆变器频率运算单元17构成为与实施方式1相同。频率校正值运算单元20例如也由微计算机构成。 

本实施方式3的频率校正值运算单元20A具有五个输入部20-I1～20-I5以及一个输出部20-O。在该频率校正值运算单元20A中，删除了实施方式1的频率校正值运算单元20中的输入部20-I6。与实施方式1同样地，从电流检测单元13的三相/dq轴坐标变换器132向 输入部20-I1供给检测电流值I，从外部向输入部20-I2供给电流限制指令值I_limit，输入部20-I3被供给逆变器频率ω_i，输入部20-I4被供给频率指令值ω^＊，输入部20-I5被供给逆变器频率ω_i、频率指令值ω^＊以及三相电压指令V^＊中的至少一个。另外，输出部20-O向逆变器频率运算单元17的减法器171供给频率校正值Δω。 

实施方式3中的频率校正值运算单元20A内置有电流偏差运算器201、常数存储器203、放大增益运算器210A、放大器230、零值输出器231、状态信号生成器233、以及输出选择器235。实施方式3中的电流偏差运算器201、常数存储器203、放大器230、零值输出器231、状态信号生成器233、以及输出选择器235构成为与实施方式1相同。放大增益运算器210A替换了实施方式1的放大增益运算器210。实施方式3中的放大增益运算器210A具有放大增益运算部214、零值输出器221、切换信号生成器223、以及切换部225。放大增益运算部214与切换部225的输入b连接，零值输出器221与切换部225的输入部a连接。 

从输入部20-I3向实施方式3中的放大增益运算部214提供逆变器频率ω_i，另外，从常数存储器203向放大增益运算部214提供感应电动机10I的电常数。该放大增益运算部214根据这些逆变器频率ω_i和感应电动机10I的电常数，按照下面的公式50和公式51，运算出放大器230的增益G1、G2，并将该放大增益G1、G2提供给放大器230。 

[公式50] 

$G1=R_2\×\frac{{\mathrm{\ω}}_i}{V_0}$

[公式51] 

$G2=\frac{R_1\×R_2\×{\mathrm{\ω}}_i}{V_0\×\mathrm{\σ}\×L_1}$

此外，在公式50、公式51中，σ是感应电动机10I的漏磁常数， R₁是其定子电阻，R₂是其转子电阻，L₁是其定子电感，V₀是感应电动机10I的额定电压，ω_i是逆变器频率。感应电动机10I的漏磁常数σ、其定子电阻R₁、其转子电阻R₂、其定子电感L₁、以及其额定电压V₀被存储到常数存储器203中，并被提供给放大增益运算部214。逆变器频率ω_i从输入部20-I3供给到放大增益运算部214。 

(2)实施方式3中的感应电动机10I的运转区域的说明 

在由利用逆变器构成的电压施加单元11驱动交流旋转电机10的情况下，交流旋转电机10的运转区域如图6所示，包括固定转矩区域CTA和固定输出区域COA。在实施方式1、实施方式1的变形例1A、实施方式2以及实施方式2的变形例2A中利用的传递特性G_IM是考虑了固定转矩区域的传递特性，利用以它为基础而设计的放大器增益，在三相交流驱动电压V_UVW的驱动电压值V成为固定的固定输出区域中无法获得期望的电流限制性能，因此在交流旋转电机10在固定输出区域COA中运转的状态下，从切换部225向放大器230提供零值输出，将放大增益G1、G2设为零。在本实施方式3中，能够在交流旋转电机10在固定输出区域COA中运转的状态下获得期望的电流限制性能。 

(3)实施方式3的动作的说明 

在使感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，放大增益运算器210A按照公式50、公式51运算放大器230的增益G1、G2。 

根据这样构成的频率校正值运算单元20A，在对电常数已知的感应电动机10I进行驱动的情况下，对于在固定输出区域COA中被驱动的感应电动机10I，能够适当地设计放大器230的放大增益G1、G2并在线进行设定，因此能够将流过感应电动机10I的电流抑制为电流限制响应速度的设定值ω_x。由此，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，能够获得期望的电流限制性能。此外，在实施方式3中，在交流旋转电机即感应电动机10I在固定转矩区域CTA中运转的状态下，放大增益运算单元210A的切换部225向放大 器230输出来自零值输出器221的零值。 

在本实施方式3中，电流限制响应速度的设定值ω_x通过下面的公式52给出。 

[式52] 

${\mathrm{\ω}}_x=\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}$

该电流限制响应速度的设定值ω_x即使作为ω_x的设定值被存储到常数存储器203中，也能够根据存储在常数存储器203中的定子电阻R₁、定子电感L₁、漏磁常数σ而由放大增益运算部214来运算。 

(4)运算实施方式3中的放大增益G1、G2的公式50、公式51的导出依据的说明 

接着，说明固定输出区域COA中的放大器230的放大增益G1、G2的设计式即公式50、51的导出原理。公式50、公式51的导出过程与实施方式1相同，根据在固定输出区域COA中驱动的感应电动机10I的传递特性G_IM，进行固定输出区域COA中的放大器230的放大增益G1、G2的设计。 

图11是在感应电动机10I的运转区域为固定转矩区域CTA的频率指令值ω^＊＝逆变器频率ω_i＝40[Hz]、以及感应电动机10I的运转区域为固定输出区域COA的频率指令值ω^＊＝逆变器频率ω_i＝50[Hz]、100[Hz]、150[Hz]、200[Hz]时驱动了感应电动机10I的情况下示出图4所示的从频率校正值Δω至检测电流值I＝iq的传递特性G_IMSYS的特性线图。图11的(A)表示传递特性G_IMSYS的输出振幅特性，图11的(B)表示传递特性G_IMSYS的输出相位特性。图11的(A)的输出振幅特性表示对如下输出信号的振幅的变化进行分析得到的结果，其中，该输出信号是对于表示该传递函数G_IMSYS的框35提供对频率发生变化的规定振幅的输入正弦波施加了ω^＊＝ω_i后的信号并从该框35输出的输出信号，横轴以(rad/秒)表示输入正弦波的频率，纵轴以(dB)表示输出信号的振幅。图11的(A)的特性m4是设为ω^＊＝ω_i＝40[Hz]时的特性，特性m5是设为ω^＊＝ω_i＝50[Hz]时的特性，特性m6是设为 ω^＊＝ω_i＝100[Hz]时的特性，特性m7是设为ω^＊＝ω_i＝150[Hz]时的特性，特性m8是设为ω^＊＝ω_i＝200[Hz]时的特性。 

图11的(B)的输出相位特性表示对如下输出信号的相位的变化进行分析得到的结果，其中，该输出信号是对于表示传递函数G_IMSYS的框35提供对频率发生变化的规定振幅的输入正弦波施加了ω^＊＝ω_i后的信号并从该框35输出的输出信号，横轴以(rad/秒)表示输入正弦波的频率，纵轴以(deg)表示输出信号的相位。图11的(B)的特性p4是设为ω^＊＝ω_i＝40[Hz]时的特性，特性p5是设为ω^＊＝ω_i＝50[Hz]时的特性，特性p6是设为ω^＊＝ω_i＝100[Hz]时的特性，特性p7是设为ω^＊＝ω_i＝150[Hz]时的特性，特性p8是设为ω^＊＝ω_i＝200[Hz]时的特性。 

此外，在图11的(A)、(B)中，与纵轴平行的点划线f5、f6、f7、f8分别绘制示出了频率50[Hz]、100[Hz]、150[Hz]、200[Hz]。 

从图11的(A)中可知，固定输出区域COA的传递特性与作为固定转矩区域CTA的传递特性的一次延迟特性大不相同。另外，在逆变器频率ω_i以上的频带中产生急剧的特性变化，图11的(A)的输出振幅以-20dB/decade以下的斜率急剧下降。虽然在整体上成为复杂的传递特性，但是可知在逆变器频率ω_i以下的频带中成为一次延迟的特性。另外，可知随着逆变器频率ω_i上升，传递特性的DC增益下降。 

通过将感应电动机10I的电压方程式线性化成vq^＊＝V₀，能够如下面的公式53那样记述固定输出区域COA中的传递特性G_IM。 

[式53] 

$G_{\mathrm{IM}}\≅\frac{R_1(R_2\×V_0\×s+L_1\×V_0\×{{\mathrm{\ω}}_i}^2)}{(R_1+\mathrm{\σ}\×L_1\×s)(R_2\×L_1\×{\mathrm{\ω}}_i\×s^2+R_2\×L_1\×{{\mathrm{\ω}}_i}^3)}$

此外，在公式53中，常数全部是根据感应电动机10I的电常数而决定的值。 

另外，在实施方式1中，设通过在高于逆变器频率ω_i的频率区域中设定电流限制时的电流限制响应速度ω_x而能够实现高响应的电流限制，但是关于固定输出区域COA的传递特性G_IM，图11的(A) 所示的输出振幅以-20dB/decade以下的斜率急剧下降，不会成为一次延迟特性。另外，关于相位，由于成为与图11的(B)的横轴平行的直线ф-180所示的-180°以下，因此在实施方式1所示的放大器230的增益G1、G2的设计中，控制系统变得不稳定。这些现象是如下问题的原因：在交流旋转电机10在固定输出区域COA中运转的情况下，即使利用(E/f)固定控制方式的电压指令单元15、15A，也无法获得期望的电流限制性能。 

在实施方式3中，在图11的(A)中，在表示一次延迟的特性的逆变器频率ω_i以下的频带中设计放大器230的增益。具体地说，从公式53导出在逆变器频率ω_i以下的频带中表示一致的一次延迟特性的传递特性，并根据在此导出的传递特性，设计放大器230的放大增益。 

使公式53与公式15同样地近似K/(1+T×s)。在这种情况下，首先，通过将公式53中的拉普拉斯算子s设为零，得到下面的公式54，这就是DC增益K。 

[式54] 

$\frac{V_0}{R_2\×{\mathrm{\ω}}_i}=K$

另外，当抽出包含在公式53中的一次延迟特性时，该一次延迟特性用下面的公式55表示。 

[式55] 

$\frac{R_1}{R_1+\mathrm{\σ}\×L_1\×s}=\frac{1}{1+\frac{\mathrm{\σ}\×L_1}{R_1}\×s}$

与一次延迟特性近似的传递特性G_IM是将公式54和公式55进行合并得到的，公式55的分母中包含的σ×L₁/R₁的倒数为拐点频率1/T。即，拐点频率1/T由下面的公式56给出。 

[式56] 

$\frac{1}{T}=\frac{R_1}{\mathrm{\σ}\×L_1}$

根据公式55和公式56，与公式20和公式21同样地，由下面的公式57和公式58给出实施方式3中的放大增益G1、G2。 

[式57] 

$G1={\mathrm{\ω}}_x\×\frac{T}{K}=\frac{{\mathrm{\ω}}_x\×{\mathrm{\ω}}_i\×\mathrm{\σ}\×L_1\×R_2}{V_0\×R_1}$

[式58] 

$G2=\frac{G1}{T}=\frac{{\mathrm{\ω}}_x\×{\mathrm{\ω}}_i\×R_2}{V_0}$

在此，当考虑固定输出区域COA中的传递函数G_IM的特性时，在公式57和公式58中，将电流限制时的电流限制响应速度的设定值ω_x设定成比逆变器频率ω_i小的频率，从而能够确保稳定性。作为电流限制响应速度的设定值ω_x的设定的基准，理想的是逆变器频率ω_i的1/5左右。而且，在图11的(A)所示的固定输出区域COA中的传递特性G_IM的特性存在如下倾向：随着逆变器频率ω_i上升，逆变器频率ω_i的频带所出现的输出振幅的峰值变大。关于该峰值，在传递特性G_IM的特性中，一次延迟特性的振幅与拐点频率1/T中的振幅一致、或者为拐点频率1/T的振幅以下。即，通过将电流限制响应速度的设定值ω_x如公式52所示那样设为一次延迟特性的拐点频率(1/T)＝R₁/(σ×L₁)，能够使电流限制时的控制系统始终处于稳定区域。在这种情况下，控制系统的增益余量能够确保3dB以上。 

因而，当考虑固定输出区域COA中的传递特性G_IM的特性来设计放大器230的增益G1、G2时，通过将公式52代入到公式57和公式58，能够得到公式50和公式51。 

其中，在一次延迟特性的拐点频率(1/T)＝R₁/(σ×L₁)与逆变器频率ω_i相比没有离开1/5以上的情况下，能够通过将电流限制响应速度的设定值ω_x设计成ω_x＝ω_i/5来实现稳定。此时，设计放大器230的增益G1、G2的公式50和公式51代入ω_x＝ω_i/5，能够表示为下面的公式59和公式60。 

[式59] 

$G1=\frac{\mathrm{\σ}\×L_1\×R_2\×{{\mathrm{\ω}}_i}^2}{5\×V_0\×R_1}$

[式60] 

$G2=\frac{R_2\×{{\mathrm{\ω}}_i}^2}{5\×V_0}$

这样，将在固定输出区域COA中驱动的感应电动机10I的电流限制为电流限制指令值I_limit的情况下，通过与驱动感应电动机10I的逆变器频率ω_i相应地使用如上所示的放大器增益，能够获得可靠的电流限制性能。此外，在实施方式3中，在各增益G1、G2的运算中使用了逆变器频率ω_i，但是代替逆变器频率ω_i而使用频率指令值ω^＊也能够得到同样的效果。 

实施方式3的变形例3A

在实施方式3中，由感应电动机10I构成交流旋转电机10，但是在该变形例3A中，由其它的交流旋转电机例如同步电动机10S构成交流旋转电机10。 

图12是表示该变形例3A的交流旋转电机的控制装置的框图，交流旋转电机10由同步电动机10S构成。在该变形例3A中，针对图10所示的实施方式3，进一步追加了稳定化用高通滤波器40，另外，将实施方式3中的电压指令单元15替换为电压指令单元15A，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A。稳定化用高通滤波器40、电压指令单元15A以及逆变器频率运算单元17A与图7所示的实施方式1的变形例1A相同。变形例3A的其它结构与实施方式3相同。 

在本实施方式3的变形例3A中，与同步电动机10S对应地变更实施方式3中的公式50和公式51以及公式59和公式60来运算放大增益G1、G2，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，将该放大增益G1、G2提供给放大器230。此外，在实施方式 3的变形例3A中，在各增益G1、G2的运算中代替逆变器频率ω_i而使用频率指令值ω^＊也能够得到同样的效果。 

实施方式4

图13是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式4的框图。在本实施方式4中，将图10所示的实施方式3中的电压指令单元15替换为电压指令单元15B。实施方式4的其它结构与实施方式3相同，交流旋转电机10由感应电动机10I构成。在本实施方式4中，也使用与实施方式3相同的频率校正值运算单元20A。 

实施方式4中的电压指令单元15B与图8所示的实施方式2相同，该电压指令单元15B是(V/f)固定控制方式的电压指令单元。该电压指令单元15B具有(V/f)固定控制方式的电压指令运算单元155、和dq轴/三相坐标变换器157。从逆变器频率运算单元17向电压指令运算单元155提供逆变器频率ω_i，电压指令运算单元155根据逆变器频率ω_i，按照公式35和公式36运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并提供给dq轴/三相坐标变换器157。 

在本实施方式4中，也与实施方式3同样地，频率校正值运算单元20A的放大增益运算部214按照公式50和公式51或者公式59和公式60运算放大增益G1、G2，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，通过将这些放大增益G1、G2提供给放大器230，能够得到与实施方式3相同的效果。此外，在本实施方式4中，在各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式4的变形例4A

在实施方式4中，由感应电动机10I构成交流旋转电机10，但是在该变形例4A中，由其它的交流旋转电机例如同步电动机10S构成实施方式4中的交流旋转电机10。 

图14是表示该变形例4A的交流旋转电机的控制装置的框图，交流旋转电机10由同步电动机10S构成。在该变形例4A中，针对图13所示的实施方式4，进一步追加了稳定化用高通滤波器40，另外， 将实施方式4中的电压指令单元15B替换为电压指令单元15C，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A。变形例4A的其它结构与实施方式4相同。 

该变形例4A中的稳定化用高通滤波器40与图9所示的变形例2A的稳定化用高通滤波器40相同，另外，变形例4A中的逆变器频率运算单元17A与图9所示的逆变器频率运算单元17A相同。 

在本实施方式4的变形例4A中，与同步电动机10S对应地变更实施方式3中的公式50和公式51以及公式59和公式60来运算放大增益G1、G2，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，将该放大增益G1、G2提供给放大器230。此外，在实施方式4的变形例4A中，在各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式5

图15是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式5的框图。本实施方式5在图1所示的实施方式1中将频率校正值运算单元20替换为频率校正值运算单元20B。除此以外的结构与实施方式1相同。交流旋转电机10是与实施方式1相同的感应电动机10I，另外，电压指令单元15构成为与实施方式1相同的(E/f)固定控制方式的电压指令单元，并具有(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元153和dq轴/三相坐标变换器157。频率校正值运算单元20B例如也由微计算机构成。 

在实施方式5中使用的频率校正值运算单元20B将图1所示的实施方式1的频率校正值运算单元20中的放大增益运算器210替换为放大增益运算器210B。在频率校正值运算单元20B中，删除了实施方式1的频率校正运算单元20中的输入部20-I6。除此以外的结构与图1所示的频率校正值运算单元20相同。 

在实施方式5中使用的放大增益运算器210B具有第一放大增益运算部211、第二放大增益运算部212、切换信号生成器223、以及切换器225。切换信号生成器223和切换器225与在图1所示的实施方 式1中使用的部件相同。第一放大增益运算部211使用与在图1所示的频率校正值运算器20中使用的部件相同的放大增益运算部213来构成。该放大增益运算部213根据存储在常数存储器203中的与感应电动机10I有关的电常数，按照公式6和公式7或者公式6和公式22，运算放大增益G1、G2，并将它们提供给切换部225的输入a。 

第二放大增益运算部212使用与在图10所示的频率校正值运算单元20A中使用的部件相同的放大增益运算部214来构成。该放大增益运算部214根据存储在常数存储器203中的感应电动机10I的电常数和提供给输入端20-I3的逆变器频率ω_i，按照公式50和公式51或者公式59和公式60，运算放大增益G1、G2，并将它们提供给切换部225的输入b。 

在图15所示的实施方式5中，在感应电动机10I在固定转矩区域CTA中运转的状态下，切换信号生成器223的切换信号SS使切换器225进行动作以选择提供给输入a的来自放大增益运算部213的放大增益G1、G2，并将其从切换器225的输出c提供给放大器230。在该感应电动机10I在固定转矩区域CTA中运转的状态下，放大器230与实施方式1同样地，利用由放大增益运算部213按照公式6和公式7或者公式6和公式22运算出的放大增益G1、G2，按照公式10运算频率校正运算值Δω_a，并将该频率校正运算值Δω_a提供给输出选择器235的输入a。 

在图15所示的实施方式5中，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，切换信号生成器223的切换信号SS使切换器225进行动作以选择提供给输入b的来自放大增益运算部214的放大增益G1、G2，并将它们从切换器225的输出c提供给放大器230。在该感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，放大器230与实施方式3同样地，利用由放大增益运算部214按照公式50和公式51或者公式59和公式60运算出的放大增益G1、G2，按照公式10运算频率校正运算值Δω_a，并将该频率校正运算值Δω_a提供给输出选择器235的输入a。 

其结果，在感应电动机10I在固定转矩区域CTA中运转的状态下，实施方式5中的频率校正值运算单元20B进行与在实施方式1中放大器230利用由放大增益运算部213运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作，另外，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，进行与在实施方式3中放大器230利用由放大增益运算部214运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作。因而，感应电动机10I不管是在固定转矩区域CTA中运转的状态下还是在固定输出区域COA中运转的状态下，都能够将流过感应电动机10I的电流限制在电流限制指令值I_limit以下。 

这样，根据实施方式5，在从固定转矩区域CTA至固定输出区域COA的大范围的速度区域中对感应电动机10I进行可变速驱动的情况下，能够可靠地进行电流限制。另外，通过将控制系统的结构要素原样设为对放大器230的增益G1、G2进行切换的结构，由此能够简化控制系统安装时的程序。此外，在实施方式5中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式5的变形例5A

图16是在实施方式5中将交流旋转电机10从感应电动机10I替换为其它的交流旋转电机例如同步电动机10S的变形例。在该变形例5A中，针对图15所示的实施方式5，交流旋转电机10由同步电动机10S构成，另外，将电压指令单元15替换为电压指令单元15A，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A，而且追加了稳定化用高通滤波器40。变形例5A的其它结构与图15所示的实施方式5相同。 

变形例5A中的电压指令单元15A与图7所示的实施方式1的变形例1A同样地构成为(E/f)固定控制方式的电压指令单元，具有(E/f)固定控制方式的电压指令运算单元154和dq轴/三相坐标变换器157。变形例5A中的逆变器频率运算单元17A和稳定化用高通滤波器40 与图7所示的实施方式1的变形例1A相同。 

在该变形例5A中也同样使用与图15所示的单元相同的频率校正值运算单元20B。在该变形例5A中，在同步电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B中的放大增益运算部213与变形例1A同样地，按照公式26和公式27运算放大增益G1、G2，另外，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，放大增益运算部214按照将公式50和公式51或者公式59和公式60与同步电动机10S对应地进行变形得到的式子，运算放大增益G1、G2。 

其结果，在同步电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，实施方式5的变形例5A中的频率校正值运算单元20B进行与在实施方式1的变形例1A中放大器230利用由放大增益运算部213运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作，另外，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B进行与在实施方式3的变形例3A中放大器230利用由放大增益运算部214运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作。因而，同步电动机10S不管是在固定转矩区域CTA中运转的状态下还是在固定输出区域COA中运转的状态下，都能够将流过同步电动机10S的电流限制在电流限制指令值I_limit以下。 

这样，根据实施方式5的变形例5A，在从固定转矩区域CTA至固定输出区域COA的大范围的速度区域中对同步电动机10S进行可变速驱动的情况下，能够可靠地进行电流限制。另外，通过将控制系统的结构要素原样设为对放大器230的增益G1、G2进行切换的结构，由此能够简化控制系统安装时的程序。此外，在实施方式5的变形例5A中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式6

图17是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式6的框图。在本实施方式6中，针对图8所示的实施方式2，将频率校正 值运算单元20替换为频率校正值运算单元20B。实施方式6的其它结构与实施方式2相同。在本实施方式6中，与图8所示的实施方式2同样地，交流旋转电机10由感应电动机10I构成，另外使用(V/f)固定控制方式的电压指令单元15B。 

在本实施方式6中也使用与图15所示的单元相同的频率校正值运算单元20B。在本实施方式6中，在感应电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B中的放大增益运算部213与实施方式2同样地按照公式37和公式38运算放大增益G1、G2，另外，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，放大增益运算部214按照公式50和公式51或者公式59和公式60运算放大增益G1、G2。 

其结果，在感应电动机10I在固定转矩区域CAT中运转的状态下，实施方式6中的频率校正值运算单元20B进行与在实施方式2中放大器230利用由放大增益运算部213运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作，另外，在感应电动机10I在固定输出区域COA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B进行与在实施方式4中放大器230利用由放大增益运算部214运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作。因而，感应电动机10I不管是在固定转矩区域CTA中运转的状态下还是在固定输出区域COA中运转的状态下，都能够将流过感应电动机10I的电流限制在电流限制指令值I_limit以下。 

这样，根据实施方式6，在从固定转矩区域CTA至固定输出区域COA的大范围的速度区域中对感应电动机10I进行可变速驱动的情况下，能够可靠地进行电流限制。另外，通过将控制系统的结构要素原样设为对放大器230的增益G1、G2进行切换的结构，由此能够简化控制系统安装时的程序。此外，在实施方式6中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式6的变形例6A

图18是在实施方式6中将交流旋转电机10从感应电动机10I替换为其它的交流旋转电机例如同步电动机10S的变形例。在该变形例6A中，针对图17所示的实施方式6，交流旋转电机10由同步电动机10S构成，另外，将电压指令单元15B替换为电压指令单元15C，将逆变器频率运算单元17替换为逆变器频率运算单元17A，而且追加了稳定化用高通滤波器40。该变形例6A的其它结构与图17所示的实施方式6相同。 

变形例6A中的电压指令单元15C与图9所示的实施方式2的变形例2A同样地构成为(V/f)固定控制方式的电压指令单元，具有(V/f)固定控制方式的电压指令运算单元156和dq轴/三相坐标变换器157。变形例6A中的逆变器频率运算单元17A以及稳定化用高通滤波器40与图9所示的实施方式2的变形例2A相同。 

在该变形例6A中，使用与图15所示的单元相同的频率校正值运算单元20B。在该变形例6A中，在同步电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B中的放大增益运算部213与变形例2A同样地，按照公式47和公式48运算放大增益G1、G2，另外，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，放大增益运算部214按照将公式50和公式51或者公式59和公式60与同步电动机10S对应地进行变形得到的式子，运算放大增益G1、G2。 

其结果，在同步电动机10S在固定转矩区域CTA中运转的状态下，实施方式6的变形例6A中的频率校正值运算单元20B进行与在实施方式2的变形例2A中放大器230利用由放大增益运算部213运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作，另外，在同步电动机10S在固定输出区域COA中运转的状态下，频率校正值运算单元20B进行与在实施方式4的变形例4A中放大器230利用由放大增益运算部214运算的放大增益G1、G2来放大电流偏差ΔI的情况相同的动作。因而，同步电动机10S不管是在固定转矩区域CTA中运转的状态下还是在固定输出区域COA中运转的状态下，都 能够将流过同步电动机10S的电流限制在电流限制指令值I_limit以下。 

这样，根据实施方式6的变形例6A，在从固定转矩区域CTA至固定输出区域COA的大范围的速度区域中对同步电动机10S进行可变速驱动的情况下，能够可靠地进行电流限制。另外，通过将控制系统的结构要素原样设为对放大器230的增益G1、G2进行切换的结构，由此能够简化控制系统安装时的程序。此外，在实施方式6的变形例6A中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

实施方式7

图19是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式7的框图。本实施方式7将图15所示的实施方式5中的频率校正值运算单元20B替换为频率校正值运算单元20C。除此以外的结构与实施方式5相同。在本实施方式7中，交流旋转电机10由感应电动机10I构成，另外，使用(E/f)固定控制方式的电压指令单元15。频率校正值运算单元20C例如也由微计算机构成。 

在实施方式7中使用的频率校正值运算单元20C将图15所示的实施方式5的频率校正值运算单元20B中的放大增益运算器210B替换为放大增益运算器210C。频率校正值运算单元20C的其它结构与频率校正值运算单元20B相同。放大增益运算器210C针对图15所示的实施方式5的放大增益运算器210B，进一步对第一放大增益运算部211追加了第一放大增益调整部215，并且对第二放大增益运算部212追加了第二放大增益调整部216。放大增益运算器210C的其它结构与放大增益运算器210B相同。 

第一放大增益调整部215接收放大增益运算部213运算出的放大增益G1、G2，并调整其大小，将调整其大小后的放大增益G1、G2提供给切换部225的输入a。第二放大增益调整部216接收放大增益运算部214运算出的放大增益G1、G2，并调整其大小，将调整其大小后的放大增益G1、G2提供给切换部225的输入b。 

第一、第二放大增益调整部215、216为了针对安装有交流旋转 电机10的机械系统调整该机械系统中的固有振动，对放大增益运算部213、214运算出的放大增益G1、G2的大小进行调整。具体地说，在安装有交流旋转电机10的机械系统具有基于未知大小的惯性力矩的固有振动的情况下，如果对安装在该机械系统中的交流旋转电机10进行电流限制动作，则该机械系统的固有振动出现在电流限制响应中。第一、第二放大增益调整部215、216能够通过调整由放大增益运算部213、214运算出的放大增益G1、G2的大小，来调整出现在电流限制响应中的固有振动，获得可靠的电流限制性能，并能够基于此来调整机械系统的固有振动。 

实施方式7的变形例7A

图20是表示实施方式7的变形例7A的框图。该变形例7A针对实施方式7，将交流旋转电机10I替换为同步电动机10S，与图7所示的变形例1A同样地，使用电压指令单元15A和逆变器频率运算单元17A，另外使用稳定化用高通滤波器40。变形例7A的其它结构与图19所示的实施方式7相同。 

在该变形例7A中，使用与图19所示的实施方式7相同的频率校正值运算单元20C。在该频率校正值运算单元20C中，使用与图19所示的部件相同的放大增益运算器210C，放大增益运算器210C与实施方式7同样地具有第一、第二放大增益调整部215、216。这些第一、第二放大增益调整部215、216能够通过调整由放大增益运算部213、214运算出的放大增益G1、G2的大小，来调整来自安装有同步电动机10S的机械系统的出现在电流限制响应中的固有振动，获得可靠的电流限制性能，并能够基于此来调整机械系统的固有振动。 

实施方式8

图21是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式8的框图。本实施方式8针对实施方式7，将电压指令单元15替换为与图8所示的实施方式2相同的电压指令单元15B。实施方式8的其它结构与图19所示的实施方式7相同。交流旋转电机10由感应电动机10I构成。 

在本实施方式8中，使用与图19所示的实施方式7相同的频率校正值运算单元20C。在该频率校正值运算单元20C中，使用与图19所示的部件相同的放大增益运算器210C，放大增益运算器210C与实施方式7同样地具有第一、第二放大增益调整部215、216。这些第一、第二放大增益调整部215、216能够通过调整由放大增益运算部213、214运算出的放大增益G1、G2的大小，来调整来自安装有感应电动机10I的机械系统的出现在电流限制响应中的固有振动，获得可靠的电流限制性能，并能够基于此来调整机械系统的固有振动。 

实施方式8的变形例8A

图22是表示实施方式8的变形例8A的交流旋转电机的控制装置的框图。该变形例8A针对实施方式8，将交流旋转电机10I替换为同步电动机10S，与图9所示的变形例2A同样地具有电压指令单元15C和逆变器频率运算单元17A，另外使用稳定化用高通滤波器40。变形例8A的其它结构与图21所示的实施方式8相同。 

该变形例8A中的电压指令单元15C与图9所示的实施方式2的变形例2A同样地构成为(V/f)固定控制方式的电压指令单元，具有(V/f)固定控制方式的电压指令运算单元156和dq轴/三相坐标变换器157。变形例8A中的逆变器频率运算单元17A和稳定化用高通滤波器40与实施方式2的变形例2A相同。 

在本变形例8A中使用与图19所示的实施方式7相同的频率校正值运算单元20C。在该频率校正值运算单元20C中，使用与图19所示的部件相同的放大增益运算器210C，放大增益运算器210C与实施方式7同样地具有第一、第二放大增益调整部215、216。这些第一、第二放大增益调整部215、216能够通过调整由放大增益运算部213、214运算出的放大增益G1、G2的大小，来调整来自安装有同步电动机10S的机械系统的出现在电流限制响应中的固有振动，获得可靠的电流限制性能，并能够基于此来调整机械系统的固有振动。 

实施方式9

图23是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式9的 框图。本实施方式9针对图15所示的实施方式5，将电压指令单元15替换为电压指令单元15a，另外，将频率校正值运算单元20B替换为频率校正值运算单元20Ba。实施方式9的其它结构与实施方式5相同。在本实施方式9中，交流旋转电机10由感应电动机10I构成。电压指令单元15a和频率校正值运算单元20Ba例如也由微计算机构成。 

本实施方式9中所使用的电压指令单元15a具有第一电压指令运算单元151、第二电压指令运算单元152、dq轴/三相坐标变换器157、以及电压指令选择单元159。本实施方式9中所使用的第一电压指令运算单元151具有第一、第二两个功能。第一功能是如下功能：对电压施加单元11提供用于测定感应电动机10I的电常数的测定用电压指令v_m ^＊，将用于测定感应电动机10I的电常数的测定用单相交流电压v_m从电压施加单元11提供给感应电动机10。第二功能是如下功能：基于根据测定用单相交流电压v_m而从电压施加单元11流过感应电动机10I的电流，接收从电流检测单元13输出的单相交流的测定电流i_m，来运算感应电动机10I的电常数。 

第二电压指令运算单元152是(E/f)固定控制方式的电压指令单元，利用与图15相同的电压指令运算单元153构成，按照公式3和公式4运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊并提供给dq轴/三相坐标变换器157。电压指令选择单元159具有：从第一电压指令运算单元151接收测定用电压指令v_m ^＊的输入部a、从dq轴/三相坐标变换器157接收三相电压指令V^＊的输入部b、以及与电压施加单元11连接的输出部c。该电压指令选择单元159在测定感应电动机10I的电常数的情况下，选择输入部a并与输出部c连接，将测定用电压指令v_m ^＊从第一电压指令运算单元151提供给电压施加单元11，另外，在驱动感应电动机10I的情况下，选择输入部b并与输出部c连接，将三相电压指令V^＊提供给电压施加单元11。 

实施方式9中所使用的频率校正值运算单元20Ba相对于图15所示的实施方式5中的频率校正值运算单元20B，追加了输入部 20-I7。该频率校正值运算单元20Ba的其它结构与图15所示的频率校正值运算单元20B相同。频率校正值运算单元20Ba内置有与实施方式5相同的电流偏差运算器201、常数存储器203、放大增益运算器210B、放大器230、零值输出器231、状态信号生成器233以及输出选择器235。在该频率校正值运算单元20Ba中，新追加的输入部20-I7与第一电压指令运算单元151连接，另外与频率校正值运算单元20Ba内部的常数存储器203连接。 

对感应电动机等交流旋转电机10的电常数进行测定的常数测定装置记载在由与本案申请相同的申请人所申请的国际公开公报WO2006/008846号公报中，因此省略详细的说明，在实施方式9中的电压指令选择单元159选择了第一电压指令运算单元151的测定用电压指令v_m ^＊时，从电压施加单元11向感应电动机10I提供用于测定其电常数的测定用单相交流电压v_m，从电流检测单元13检测根据该测定用单相交流电压v_m而流过感应电动机10I的单相交流的测定电流i_m。第一电压指令运算单元151根据这些测定用电压指令v_m ^＊和测定用单相交流电压v_m中的某一个、以及测定电流i_m，运算感应电动机10I的电常数，并将其提供给常数存储器203。 

在实施方式9中，交流旋转电机10是感应电动机10I，放大增益运算部213按照公式6和公式7或者公式6和公式22运算放大增益G1、G2，另外，放大增益运算部214按照公式50和公式51或者公式59和公式60运算放大增益G1、G2，因此由第一电压指令运算单元151运算进行这些运算所需的感应电动机10I的电常数，并将它们存储到常数存储器203中。此外，电流限制响应速度的设定值ω_x不被第一电压指令运算单元151测定，而是存储在常数存储器203中。此外，在实施方式9中，在放大增益运算部214的各增益G1、G1的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

根据本实施方式9，在感应电动机10I的电常数未知的情况下，也能够首先利用第一电压指令运算单元151来测定感应电动机10I的 电常数，并存储到常数存储器203中。之后，在为了驱动感应电动机10而再次通过电压指令选择单元159选择了基于由第二电压指令运算单元152输出的d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊的三相电压指令V^＊的情况下，能够根据适当设计的放大器230的放大增益G1、G2来运算频率校正运算值Δω_a，因此能够以期望的电流限制性能可靠地将电流限制在电流限制指令值I_limit。 

此外，在实施方式9中，频率校正值运算单元20Ba也能够替换为对图1所示的频率校正值运算单元20追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20a、对图10所示的频率校正值运算单元20A追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20Aa、或者对图19所示的频率校正值运算单元20C追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20Ca。这些频率校正值运算单元20a、20Aa、20Ca例如也由微计算机构成，所追加的输入部20-I7构成为连接到第一电压指令运算单元151和常数存储器203，并将第一电压指令运算单元151运算出的感应电动机10I的电常数存储到常数存储器203中。 

实施方式9的变形例9A

图24是表示实施方式9的变形例9A的交流旋转电机的控制装置的框图。该变形例9A针对图16所示的实施方式5的变形例5A，将电压指令单元15A替换为电压指令单元15Aa，另外，将频率校正值运算单元20B替换为频率校正值运算单元20Ba。实施方式9的变形例9A的其它结构与实施方式5的变形例5A相同。在本实施方式9的变形例9A中，交流旋转电机10由同步电动机10S构成。电压指令单元15Aa例如也由微计算机构成。 

该变形例9A中所使用的电压指令单元15Aa与实施方式9同样地具有第一电压指令运算单元151、第二电压指令运算单元152、dq轴/三相坐标变换器157以及电压指令选择单元159。该变形例9A中所使用的第一电压指令运算单元151构成为与图23所示的第一电压指令运算单元151相同，具有：第一功能，对电压施加单元11提供用于测定同步电动机10S的电常数的测定用电压指令v_m ^＊，将用于测 定同步电动机10S的电常数的测定用单相交流电压v_m从电压施加单元11提供给同步电动机10S；和第二功能，基于根据测定用单相交流电压v_m而从电压施加单元11流过同步电动机10S的电流，接收从电流检测单元13输出的单相交流的测定电流i_m，运算同步电动机10S的电常数。第一电压指令运算单元151根据这些测定用电压指令v_m ^＊和测定用单相交流电压v_m中的任一个、以及测定电流i_m，运算同步电动机10S的电常数，并将其提供给常数存储器203。 

第二电压指令运算单元152是(E/f)固定控制方式的电压指令单元，利用与图16所示的实施方式5的变形例5A相同的电压指令运算单元154来构成，按照公式24和公式25运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并提供给dq轴/三相坐标变换器157。电压指令选择单元159与图23所示的单元相同。在测定同步电动机10S的电常数的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部a并与输出部c进行连接，将测定用电压指令v_m ^＊从第一电压指令运算单元151提供给电压施加单元11，另外，在驱动同步电动机10S的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部b并与输出部c进行连接，将三相电压指令V^＊提供给电压施加单元11。 

变形例9A中所使用的频率校正值运算单元20Ba构成为与实施方式9相同。在该频率校正值运算单元20Ba中，新追加的输入部20-I7与第一电压指令运算单元151连接，并且与频率校正值运算单元20Ba内部的常数存储器203连接。 

在该变形例9A中，交流旋转电机10是同步电动机10S，放大增益运算部213按照公式26和公式27来运算放大增益G1、G2，另外，放大增益运算部214按照将公式50和公式51、或者公式59和公式60与同步电动机10S对应地进行变更得到的式子，来运算放大增益G1、G2，因此由第一电压指令运算单元151运算进行这些运算所需的同步电动机10S的电常数，并将它们存储到常数存储器203中。此外，电流限制响应速度的设定值ω_x不被第一电压指令运算单元151测定，而是存储在常数存储器203中。此外，在实施方式9的变形例 9A中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

根据该变形例9A，在同步电动机10S的电常数未知的情况下，也能够首先利用第一电压指令运算单元151来测定同步电动机10S的电常数，并存储到常数存储器203中。之后，为了驱动同步电动机10S而再次通过电压指令选择单元159选择了基于由第二电压指令运算单元152所输出的d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊的三相电压指令V^＊的情况下，能够根据适当设计的放大器230的放大增益G1、G2来运算频率校正运算值Δω_a，因此能够通过期望的电流限制性能可靠地将电流限制为电流限制指令值I_limit。 

此外，在变形例9A中，频率校正值运算单元20Ba也能够替换为对图7所示的频率校正值运算单元20追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20a、对图12所示的频率校正值运算单元20A追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20Aa、或者对图20所示的频率校正值运算单元20C追加输入部20-I7得到的频率校正单元20Ca。这些频率校正值运算单元20a、20Aa、20Ca例如也由微计算机构成，所追加的输入部20-I7构成为连接到第一电压指令运算单元151和常数存储器203，并将第一电压指令运算单元151运算出的感应电动机10I的电常数存储到常数存储器203中。 

实施方式10

图25是表示本发明的交流旋转电机的控制装置的实施方式10的框图。本实施方式10针对图17所示的实施方式6，将电压指令单元15B替换为电压指令单元15Ba，另外将频率校正值运算单元20B替换为频率校正值运算单元20Ba。实施方式10的其它结构与实施方式6相同。在本实施方式10中，交流旋转电机10由感应电动机10I构成。电压指令单元15Ba例如也由微计算机构成。 

本实施方式10中所使用的电压指令单元15Ba具有第一电压指令运算单元151、第二电压指令运算单元152、dq轴/三相坐标变换器157以及电压指令选择单元159。本实施方式10中所使用的第一电压 指令运算单元151构成为与图23所示的单元相同，具有：第一功能，对电压施加单元11提供用于测定感应电动机10I的电常数的测定用电压指令v_m ^＊，将用于测定感应电动机10I的电常数的测定用单相交流电压v_m从电压施加单元11提供给感应电动机10I；和第二功能，基于根据测定用单相交流电压v_m而流过感应电动机10I的电流，接收从电流检测单元13输出的单相交流的测定电流i_m，运算感应电动机10I的电常数。第一电压指令运算单元151根据这些测定用电压指令v_m ^＊和测定用单相交流电压v_m中的任一个、以及测定电流i_m，运算感应电动机10I的电常数，并将其提供给常数存储器203。 

第二电压指令运算单元152是(V/f)固定控制方式的电压指令单元，利用与图17相同的电压指令运算单元155来构成，按照公式35和公式36来运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并提供给dq轴/三相坐标变换器157。电压指令选择单元159构成为与图23所示的单元相同。在测定感应电动机10I的电常数的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部a并与输出部c进行连接，将测定用电压指令v_m ^＊从第一电压指令运算单元151提供给电压施加单元11，另外，在驱动感应电动机10I的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部b并与输出部c进行连接，将三相电压指令V^＊提供给电压施加单元11。 

本实施方式10中所使用的频率校正值运算单元20Ba构成为与实施方式9相同。在该频率校正值运算单元20Ba中，新追加的输入部20-I7与第一电压指令运算单元151连接，并且与频率校正值运算单元20Ba内部的常数存储器203连接。 

在本实施方式10中，交流旋转电机10是感应电动机10I，放大增益运算部213按照公式37和公式38来运算放大增益G1、G2，另外，放大增益运算部214按照公式50和公式51或者公式59和公式60来运算放大增益G1、G2，因此由第一电压指令运算单元151运算进行这些运算所需的感应电动机10I的电常数，并将它们存储到常数存储器203中。此外，电流限制响应速度的设定值ω_x不被第一电压 指令运算单元151测定，而是存储在常数存储器203中。此外，在实施方式10中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

根据本实施方式10，在感应电动机10I的电常数未知的情况下，也能够首先利用第一电压指令运算单元151来测定感应电动机10I的电常数，并存储到常数存储器203中。之后，为了驱动感应电动机10I而再次通过电压指令选择单元159选择了基于由第二电压指令运算单元152所输出的d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊的三相电压指令V^＊的情况下，能够根据适当设计的放大器230的放大增益G1、G2来运算频率校正运算值Δω_a，因此能够以期望的电流限制性能可靠地将电流限制为电流限制指令值I_limit。 

此外，在实施方式10中，频率校正值运算单元20Ba也可以替换为对图8所示的频率校正值运算单元20追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20a、对图13所示的频率校正值运算单元20A追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20Aa、或者对图21所示的频率校正值运算单元20C追加输入部20-I7得到的频率校正单元20Ca。这些频率校正值运算单元20a、20Aa、20Ca例如也由微计算机构成，所追加的输入部20-I7构成为连接到第一电压指令运算单元151和常数存储器203，并存储第一电压指令运算单元151运算出的感应电动机10I的电常数。 

实施方式10的变形例10A

图26是表示实施方式10的变形例10A的交流旋转电机的控制装置的框图。该变形例10A针对图18所示的实施方式6的变形例6A，将电压指令单元15C替换为电压指令单元15Ca，另外将频率校正值运算单元20B替换为频率校正值运算单元20Ba。变形例10A的其它结构与实施方式6的变形例6A相同。在该变形例10A中，交流旋转电机10由同步电动机10S构成。电压指令单元15Ca例如也由微计算机构成。 

该变形例10A中所使用的电压指令单元15Ca具有第一电压指令 运算单元151、第二电压指令运算单元152、dq轴/三相坐标变换器157以及电压指令选择单元159。该变形例10A中所使用的第一电压指令运算单元151构成为与图23所示的单元相同，具有：第一功能，对电压施加单元11提供用于测定同步电动机10S的电常数的测定用电压指令v_m ^＊，将用于测定同步电动机10S的电常数的测定用单相交流电压v_m从电压施加单元11提供给同步电动机10S；和第二功能，基于根据测定用单相交流电压v_m而流过同步电动机10S的电流，接收从电流检测单元13输出的单相交流的测定电流i_m，运算交流旋转电机10的电常数。第一电压指令运算单元151根据这些测定用电压指令v_m ^＊和测定用单相交流电压v_m中的任一个、以及测定电流i_m，运算同步电动机10S的电常数，并将其提供给常数存储器203。 

第二电压指令运算单元152是(V/f)固定控制方式的电压指令单元，利用与图18相同的电压指令运算单元156来构成，按照公式44和公式45来运算d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊，并提供给dq轴/三相坐标变换器157。电压指令选择单元159与图23所示的单元相同。在测定同步电动机10S的电常数的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部a并与输出部c进行连接，将测定用电压指令v_m ^＊从第一电压指令运算单元151提供给电压施加单元11，另外，在驱动同步电动机10S的情况下，该电压指令选择单元159选择输入部b并与输出部c进行连接，将三相电压指令V^＊提供给电压施加单元11。 

变形例10A中所使用的频率校正值运算单元20Ba构成为与实施方式9相同。在该频率校正值运算单元20Ba中，新追加的输入部20-I7与第一电压指令运算单元151连接，并且与频率校正值运算单元20Ba内部的常数存储器203连接。 

在该变形例10A中，交流旋转电机10是同步电动机10S，放大增益运算部213按照公式47和公式48来运算放大增益G1、G2，另外，放大增益运算部214按照将公式50和公式51或者公式59和公式60与同步电动机10S对应地进行变更得到的式子来运算放大增益G1、G2，因此由第一电压指令运算单元151运算进行这些运算所需 的同步电动机10S的电常数，并将它们存储到常数存储器203中。此外，电流限制响应速度的设定值ω_x不被第一电压指令运算单元151测定，而是存储在常数存储器203中。此外，在实施方式10的变形例10A中，在放大增益运算部214的各增益G1、G2的运算中使用频率指令值ω^＊来代替逆变器频率ω_i也能够得到相同的效果。 

根据该变形例10A，在同步电动机10S的电常数未知的情况下，也能够首先利用第一电压指令运算单元151来测定同步电动机10S的电常数，并存储到常数存储器203中。之后，为了驱动同步电动机10S而再次通过电压指令选择单元159选择了基于由第二电压指令运算单元152所输出的d轴电压指令vd^＊和q轴电压指令vq^＊的三相电压指令V^＊的情况下，能够根据适当设计的放大器230的放大增益G1、G2来运算频率校正运算值Δω_a，因此能够以期望的电流限制性能可靠地将电流限制为电流限制指令值I_limit。 

此外，在变形例10A中，频率校正值运算单元20Ba也可以替换为对图9所示的频率校正值运算单元20追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20a、对图14所示的频率校正值运算单元20A追加输入部20-I7得到的频率校正值运算单元20Aa、或者对图22所示的频率校正值运算单元20C追加输入部20-I7得到的频率校正单元20Ca。这些频率校正值运算单元20a、20Aa、20Ca例如也由微计算机构成，所追加的输入部20-I7构成为连接到第一电压指令运算单元151和常数存储器203，并将第一电压指令运算单元151运算的同步电动机10S的电常数存储到常数存储器203中。 

产业上的可利用性

本发明的交流旋转电机的控制装置作为交流旋转电机例如感应电动机以及同步电动机的控制装置而利用。 

Claims (4)

1.一种交流旋转电机的控制装置，其特征在于，具备：

电流检测单元，检测提供给交流旋转电机的电流而作为检测电流值；

频率校正值运算单元，输出频率校正值；

逆变器频率运算单元，根据频率指令值和所述频率校正值来输出逆变器频率；

电压指令单元，按照所述逆变器频率，运算电压指令值；以及

电压施加单元，根据所述电压指令值，对所述交流旋转电机施加电压，其中，

所述频率校正值运算单元具备：

电流偏差运算器，根据所述检测电流值和电流限制指令值，输出电流偏差；

常数存储器，存储所述交流旋转电机的电常数；

放大增益运算器，除了使用所述常数存储器所输出的所述交流旋转电机的电常数以外，还使用所述逆变器频率和所述频率指令值中的某一个，运算放大增益；

放大器，根据由所述放大增益运算器所运算的所述放大增益，将所述电流偏差运算器所输出的电流偏差进行放大而运算频率校正运算值；以及

输出选择器，在所述交流旋转电机的规定的运转状态下，将所述频率校正运算值作为所述频率校正值而输出。

2.根据权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述放大增益运算器具有：

第一放大增益运算部，使用所述常数存储器所输出的所述交流旋转电机的电常数，运算第一放大增益；

第二放大增益运算部，除了使用所述常数存储器所输出的所述交流旋转电机的电常数，还使用所述逆变器频率和所述频率指令值中的某一个来运算第二放大增益；

切换信号生成部，根据所述逆变器频率、所述频率指令值以及所述电压指令值中的至少某一个，生成切换信号；以及

切换部，根据所述切换信号，切换由所述第一放大增益运算部运算的第一放大增益和由所述第二放大增益运算部运算的第二放大增益并输出，其中，

所述放大器根据从所述切换部输出的第一放大增益和第二放大增益中的某一个，将从所述电流偏差运算器所输出的电流偏差进行放大来运算所述频率校正运算值。

3.根据权利要求2所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述第一放大增益运算部中设置有调整所述第一放大增益的第一放大增益调整部，并且，在所述第二放大增益运算部中设置有调整所述第二放大增益的第二放大增益调整部。

4.根据权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令单元具有第一电压指令运算单元和第二电压指令运算单元，

所述第一电压指令运算单元产生用于对所述交流旋转电机的电常数进行测定的测定用电压指令，对所述交流旋转电机施加测定电压，基于所述测定用电压指令和所述测定电压中的一方以及根据所述测定电压而流动的测定电流，运算所述交流旋转电机的电常数，并将该电常数存储到所述常数存储器中，

另外所述第二电压指令运算单元按照所述逆变器频率来运算电压指令值。