JP4426361B2 - 不揮発性半導体記憶装置 - Google Patents

Description

本発明は、不揮発性半導体記憶装置に関する発明であって、より特定的には、複数のメモリセルがマトリクス状に配置され、複数のセクタに分割されるメモリセルアレイを有する不揮発性半導体記憶装置に関する発明である。

従来の不揮発性半導体記憶装置、たとえばフラッシュＥＥＰＲＯＭでは、種々の高電圧を利用し、書込み／消去及び読出し動作を実現している。これらの種々の高電圧を発生する際には、電源電圧を昇圧して高電圧を出力する昇圧回路が一般的に用いられ、それゆえ昇圧回路を内蔵した不揮発性半導体記憶装置が広く利用されている（例えば、特許文献１参照。）。

以下、従来の不揮発性半導体記憶装置である図１６について説明する。

図１６は、従来のＥＥＰＲＯＭの構成を示すブロック図である。メモリセルアレイ１は、Ｎ（自然数）個のセクタＳ１〜ＳＮに分割されており、各セクタＳ１〜ＳＮは、電気的に書換え可能な不揮発性メモリセルとして、図１７に示すように、フローティングゲート型メモリセルＭＣがＮＯＲ型に配列接続されている。メモリセルＭＣのドレインはビット線ＢＬに接続され、ソースは、共通ソース線ＳＬに接続され、コントロールゲートは、ワード線ＷＬに接続される。各セクタＳ１〜ＳＮのワード線ＷＬは、Ｎ（自然数）個のデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮに分割されたロウデコーダ２により選択され、ビット線ＢＬは、カラムデコーダ３により駆動されるカラムゲート４により選択される。アドレスＡＤは、アドレス／データバッファ５に入力され、ロウアドレス及びカラムアドレスが、それぞれロウデコーダ２及びカラムデコーダ３でデコードされる。

データ読出し時、カラムゲート４により選択されたビット線データは、センスアンプ６により検知増幅され、アドレス／データバッファ５を介して、Ｉ／Ｏ端子に取り出される。また、データ書込み時には、Ｉ／Ｏ端子から入力されるデータＤＢは、アドレス／データバッファ５を介して、センスアンプ６にラッチされ、そのラッチされたデータＤＢは、カラムゲート４により選択されたビット線ＢＬに転送される。

高電圧発生用昇圧回路７及び低電圧発生用昇圧回路８は、データの書込み／消去／読出し時に必要な電源電圧よりも高い昇圧電圧を発生するために設けられている。低電圧発生用昇圧回路８の低昇圧出力電圧ＶＰＰＬは、レギュレータ回路９に供給され、電圧安定化後に、レギュレータ回路９は出力電圧ＶＲＯを出力する。また、高電圧発生用昇圧回路７の高昇圧出力電圧ＶＰＰＨは、レギュレータ回路９の出力電圧ＶＲＯと共に電圧切換スイッチ回路１０に供給される。電圧切換スイッチ回路１０は、制御回路１１から供給されるスイッチ制御信号に応じて、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨかレギュレータ回路９の出力電圧ＶＲＯのいずれか一方の電圧を選択し、ロウデコーダ２にワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮとして供給する。制御回路１１は、モード信号ＭＤ、チップイネーブル信号ＣＥＢ、書込みイネーブル信号ＷＥＢ、出力イネーブル信号ＯＥＢに応じて、データの書込み／消去／読出しモード毎に所定の動作をするように、アドレス／データバッファ５、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８、レギュレータ回路９及び電圧切換スイッチ回路１０を制御するために設けられている。

図１８に、高電圧発生用昇圧回路７の一例を示す。ここでは、ダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタＭｎ１〜Ｍｎ６、Ｍｎ１０を直列に７段接続し、１段目のＮＭＯＳトランジスタＭｎ１の入力端子を電源電位ＶＣＣ（＝２．５Ｖ）に固定し、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨを供給する出力端子と接地電位ＶＳＳ間に平滑容量Ｃｏ及びツェナーダイオードＤｚｈが挿入され、出力端子と電源電位ＶＣＣ間に、ストップモード信号により導通／非導通の制御が行われるスイッチ回路１２が挿入された、昇圧クロックにより駆動される２相クロック方式の昇圧回路を示した。

図１９に、低電圧発生用昇圧回路８の一例を示す。図１９において、図１８と対応する部分には同一の符号を付す。ここでは、ダイオード接続された ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１〜Ｍｎ４，Ｍｎ１０の段数は５段であり、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬを供給する出力端子と接地電位ＶＳＳ間にツェナーダイオードＤｚｌが挿入されている。

レギュレータ回路９は、図２０に示すように、電源として低昇圧出力電圧ＶＰＰＬを使用するコンパレータＣＭＰと、コンパレータＣＭＰの出力によりオンオフ制御される、ＶＰＰＬノードとＶＳＳ端子の間に直列接続されたＰＭＯＳトランジスタＭｐ１を備える。この時、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ１のドレイン端子が出力端子となり、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを供給する。ＶＲＯ出力端子には、抵抗Ｒ１〜Ｒ３が直列接続された抵抗分圧回路が備えられ、抵抗Ｒ３のフィードバック電圧ＶＦＢがコンパレータＣＭＰの非反転入力端子に帰還される。コンパレータＣＭＰの反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦが入力される。従って、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦと等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ１のオンオフ制御が行われる。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２間のノードＮＲと、ＶＲＯ出力端子間には、モード制御信号ＲＤＢにより制御される短絡用ＰＭＯＳトランジスタＭｐ２が接続されている。例えば、読出し動作では、モード制御信号ＲＤＢが非活性となり、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ２がオンし、書込みベリファイ動作では、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ２がオフするような電位制御が行われる。これにより、例えば、読出し動作では、ＶＲＯ＝４．５Ｖを出力し、書込みベリファイ動作では、ＶＲＯ＝５．５Ｖを出力できる。さらに、ＶＲＯ出力端子とＶＣＣ電源端子間にストップモード信号により制御されるスイッチ回路１３が挿入され、抵抗Ｒ３のノードＮ１とＶＳＳ接地端子間にストップモードバー信号により制御されるスイッチ回路１４が設けられている。

図２１に、ロウデコーダ２を構成する単位デコーダの一例を示す。単位デコーダは、複数の行アドレスＡＤＲの論理積をとるＮＡＮＤゲートＧ１と、レベルシフト回路１５及びドライバー回路１６から構成される。選択された単位デコーダについては、ノードＮ２は、非活性レベルになる。レベルシフト回路１５は、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ３、Ｍｐ４と、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１１、Ｍｎ１２及びインバータゲートＧ２から構成される。ノードＮ２の信号がＮＭＯＳトランジスタＭｎ１１のゲートに入力され、ノードＮ２の反転信号が、他方のＮＭＯＳトランジスタＭｎ１２のゲートに入力されている。ドライバー回路１６は、レベルシフト回路１５の出力を入力とし、電源としてワード線供給用電圧Ｖｗｌ１が用いられた、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１３及びＰＭＯＳトランジスタＭｐ５から構成せれたインバータ回路であり、その出力電圧がメモリセルＭＣのコントロールゲートに印加される。また、ここでは、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ３〜Ｍｐ５のＮウェルノードＮＷは、全てワード線供給用電圧Ｖｗｌ１に接続されている。

以上のように構成された不揮発性半導体記憶装置について、以下その動作を説明する。

データの書込み動作では、書込みアドレスＡＤ及びデータＤＢ入力に応じて選択されたメモリセルＭＣのコントロールゲートには、ワード線ＷＬ電圧として高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が印加され、非選択ワード線ＷＬには、０Ｖが印加される。このとき、ビット線ＢＬには、書き込むデータＤＢに応じて、５Ｖ又は０Ｖが印加される。また共通ソース線ＳＬには、０Ｖが印加される。その結果、選択ワード線ＷＬに接続され、かつビット線ＢＬを通じてドレイン端子に５Ｖが印加されるメモリセルＭＣの書込みが行われ、フローティングゲートに電子が注入され、メモリセルＭＣのしきい値が正方向に上昇する。電源回路及びロウデコーダ２の具体的な動作としては、図１８に示す高電圧発生用昇圧回路７に、制御回路１１から昇圧クロックが入力され、公知の電荷転送動作により、電源電圧より高い昇圧電圧を発生し、出力端子に設けられたツェナーダイオードＤｚｈにより１０Ｖにクランプされ、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が電圧切換スイッチ回路１０に供給される。このとき、制御回路１１から入力されるストップモード信号は非活性状態であり、スイッチ回路１２は、非導通となる。また、図１９に示す低電圧発生用昇圧回路８にも、同様に昇圧クロックが入力され、電源電圧より高い昇圧電圧を発生し、出力端子に設けられたツェナーダイオードＤｚｌにより７Ｖにクランプされ、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）がレギュレータ回路９に供給される。このとき、図２０に示すレギュレータ回路９は、書込み動作中は停止するため、ストップモード信号が活性化され、ストップモードバー信号が非活性化されるため、スイッチ回路１３及びスイッチ回路１４は、それぞれ導通、非導通状態になり、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝ＶＣＣ）が電圧切換スイッチ回路１０に供給される。続いて、電圧切換スイッチ回路１０では、制御回路１１から供給されるスイッチ制御信号により、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が選択され、ロウデコーダ２の全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮにワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮとして供給される。この時、図２１に示すように、ワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮで共通化されているＮウェルノードＮＷ等の非常に大きな負荷容量に充電され、充電完了後に所定のワード線ＷＬ（１本）が選択され、選択ワード線ＷＬを駆動する単位デコーダのノードＮ２のみ、非活性レベルになり、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が出力され、選択メモリセルＭＣのコントロールゲートに印加される。他の非選択ワード線ＷＬ電圧は、０Ｖのままである。

次に、書込みベリファイ動作では、書込み対象セルのコントロールゲートに、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が印加され、同時に選択ビット線ＢＬには、１Ｖが印加される。また、共通ソース線には、０Ｖが印加される。このとき、ビット線電位をセンスアンプ６にて検知増幅し、書込みセルと判定されれば、次書込み動作がキャンセルされ、消去セルと判定されれば、次書込み動作を引き続き行う。電源回路及びロウデコーダ２の具体的な回路動作としては、図１８に示す高電圧発生用昇圧回路７に供給される昇圧クロックが停止され、同時にストップモード信号が活性化され、スイッチ回路１２が導通状態になるため、電源電位ＶＣＣが電圧切換スイッチ回路１０に供給される。図１９に示す低電圧発生用昇圧回路８は、書込み動作と同様に、昇圧クロックが入力され、電源電圧より高い昇圧電圧を発生し、出力端子に設けられたツェナーダイオードＤｚｌにより７Ｖにクランプされ、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）がレギュレータ回路９に供給される。このとき、図２０に示すレギュレータ回路９は、モード制御信号ＲＤＢが活性化され、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ２がオフ状態になり、抵抗Ｒ１が有効になる。同時に、ストップモード信号が非活性化され、ストップモードバー信号が活性化されるため、スイッチ回路１３及びスイッチ回路１４は、それぞれ非導通、導通状態になり、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が電圧切換スイッチ回路１０に供給される。続いて、電圧切換スイッチ回路１０において、制御回路１１から供給されるスイッチ制御信号により、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が選択され、ロウデコーダ２の全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮにワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮとして供給される。この時、図２１に示すように、ワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮで共通化されているＮウェルノードＮＷ等に充電され、充電完了後に所定のワード線ＷＬ（１本）が選択され、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が出力され、選択メモリセルＭＣのコントロールゲートに印加される。他の非選択ワード線ＷＬ電圧は、０Ｖのままである。

以上の書込み／書込みベリファイ動作に関して、ワード線ＷＬに供給される電圧系に絞ってタイミングチャートに表すと、図２２になる。先ず、ストップ状態（ＳＴＯＰ）では、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８及びレギュレータ回路９が全て停止状態になるため、ワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、電源電位ＶＣＣとなる。次に書込み（Ｐｒｏｇｒａｍ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７及び低電圧発生用昇圧回路８は動作状態になり、電源電位ＶＣＣから、それぞれ高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）及び低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）まで負荷容量を充電するが、このとき、電圧切換スイッチ回路１０により、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）がロウデコーダ２に通されているため、高電圧発生用昇圧回路７から見える負荷容量が非常に大きくなり、非常に長いセットアップ時間τｌ１を要する。続いて、書込み状態から書込みベリファイ（ＰＶ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７は、停止状態になり、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が電源電位ＶＣＣに放電される。また、レギュレータ回路９は動作状態になり、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）を降圧したレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が、電圧切換スイッチ回路１０を介して、ロウデコーダ２に供給される。もし、このＰＶ動作で書込み完了と判定されなければ、次のＰｒｏｇｒａｍ動作及びＰＶ動作に遷移する。但し、２回目以降の書込みモードにおける高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）のセットアップ時間τ１は、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）からの充電になるため、１回目のセットアップ時間τｌ１よりも若干短くなる。以下、所望のメモリセルＭＣが全て書込み状態になるまで、上記書込み／書込みベリファイ動作を繰り返す。このように、書込み／書込みベリファイ動作を、多い場合には複数回繰り返す方式では、書込みモードに遷移する毎に高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）をロウデコーダ２のＮウェルノードＮＷ等の非常に大きな負荷容量に充電しなければならず、非常に長いセットアップ時間τｌが、ループの回数だけ必要となる。従って、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間が非常に長くなり、同時に、非常に大きな負荷容量に高昇圧電荷を充放電するため、高昇圧電荷を供給する高電圧発生用昇圧回路７の消費電力が増大してしまうという欠点があった。また、τ１を短くするためにＶＰＰＨを発生する高電圧発生用昇圧回路７の電流供給能力を上げると、消費電力が増大するという問題を招くことになる。
特開平５−２９０５８７号公報（第４−５頁、第一図）

このように、上記従来の構成では、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間の短縮及び消費電力の削減が困難であり、所要時間を短縮するためには、消費電力が増大してしまうという問題があった。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、消費電力を削減しつつ、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間を短縮することができる高性能な不揮発性半導体記憶装置を提供することを目的としている。

本発明に係る不揮発性半導体記憶装置では、メモリセルアレイは、複数のメモリセルがマトリクス状に配置され、複数のセクタに分割され、複数のロウデコード回路は、メモリセルアレイの各セクタに対応するように設けられ、外部から入力してくるアドレス信号に基づいて、対応するセクタに含まれるメモリセルを選択し、複数のスイッチは、複数種類の電圧の供給を受けており、複数のロウデコード回路に対応するように設けられ、当該複数種類の電圧のうちいずれかの電圧を、対応するロウデコード回路に対してそれぞれが独立に切換えて出力できる。各ロウデコード回路は、対応するスイッチから出力されてくる電圧を用いてメモリセルを選択する。

また、昇圧回路は、複数種類の電圧を、電源電圧を昇圧することにより生成する。

また、レギュレータ回路は、昇圧回路が生成した複数種類の電圧のうち少なくとも１種類の電圧を降圧することにより電圧値を安定化させて各スイッチに出力する。

また、制御回路は、アドレス信号に基づいて、各スイッチを切換えるためのスイッチ制御信号を生成し、各スイッチは、スイッチ制御信号に基づいて、対応するロウデコード回路に対して出力する電圧を切換える。

また、複数種類の電圧は、少なくとも第１の電圧と当該第１の電圧よりも低い第２の電圧とを含み、制御回路は、メモリセルにデータを書き込む際に、当該メモリセルを選択するためのロウデコード回路に対して第１の電圧を出力させ、当該ロウデコード回路以外のロウデコード回路に対して第２の電圧を出力させるためのスイッチ制御信号を、アドレス信号に基づいて生成する。

また、各ロウデコード回路は、Ｎウェル中に構成された複数のＰＭＯＳトランジスタを含む。Ｎウェル入力端子は、昇圧回路が生成した複数種類の電圧のうちのいずれかの電圧をＮウェルに印加するための端子であり、昇圧制御回路は、メモリセルにデータを書き込む前にＮウェル入力端子に対して電圧を印加するように昇圧回路を制御する。

また、Ｎウェル入力端子には、データを書き込む前において、複数種類の電圧のうち最も大きい第３の電圧が印加される。

また、Ｎウェル電圧切り替えスイッチは、Ｎウェル入力端子に出力する電圧を切換え、スイッチ制御回路は、第３の電圧と、当該第３の電圧よりも小さな第４の電圧とを切換えてＮウェル電圧切り替えスイッチに出力させる。

また、スイッチ制御回路は、データを書き込む前には、第３の電圧をＮウェル入力端子に印加するようにＮウェル電圧切り替えスイッチを制御し、データを読み出す際には、第４の電圧を当該Ｎウェル入力端子に印加するように当該Ｎウェル電圧切り替えスイッチを制御する。

また、電圧降下回路は、第４の電圧を印加するようにスイッチ制御回路がＮウェル電圧切り替えスイッチを切換えるときに、Ｎウェル入力端子の電圧を降下させ、比較回路は、電圧降下回路が降下させたＮウェル入力端子の電圧と第４の電圧とを比較し、スイッチ制御回路は、電圧降下回路が降下させたＮウェル入力端子の電圧と第４の電圧とが等しくなったと比較回路が判定した場合に、第４の電圧をＮウェル入力端子に印加するようにＮウェル電圧切り替えスイッチを切換える。

また、ロウデコード回路は、Ｎウェル中に形成された複数のＰＭＯＳトランジスタと、Ｎウェル中に形成されたＰウェル中に形成された複数のＮＭＯＳトランジスタとを含む。

負電圧入力端子は、昇圧回路が生成した複数の電圧に含まれる少なくとも１つの負電圧または接地電圧のうちのいずれかの電圧を、ロウデコード回路を介してメモリセルのコントロールゲートに印加するための端子であり、昇圧制御回路は、メモリセルに設けられる浮遊ゲートから電子を引き抜く際に、負電圧入力端子に対して負電圧を印加するように昇圧回路を制御する。

第１の発明によれば、書込みモードに遷移した場合、スイッチを設けたことにより、所定のデコーダブロックにおけるＮウェル等の負荷容量に対してのみ、高電圧を充電することができるようになる。その結果、負荷容量が大幅に削減され、負荷容量に対する高電圧の充放電電荷が削減され、消費電力が削減されると共に、高電圧のセットアップ時間も短縮されるため、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間を短縮することができる。

第２の発明によれば、昇圧回路を備えることにより、外部から複数の電源を供給することなく、不揮発性半導体記憶装置が単一電源で動作できるようになる。そのため、不揮発性半導体記憶装置の汎用性が向上する。さらに、昇圧回路が用いられた場合、外部高電圧電源が使用される場合に比べて、電圧セットアップ時間が大幅に掛かり、また、高昇圧電圧の充放電電流が、消費電力に大きな影響を与えることを考慮すると、消費電力削減効果がより大きくなると共に、高昇圧電圧のセットアップ時間もより短縮されるため、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間をより効果的に短縮することが可能となる。

第３の発明によれば、レギュレータ回路が設けられることにより、スイッチから出力される電圧が安定化される。その結果、メモリセルゲート電圧を高精度に制御可能となり、書込み及び読出しディスターブ特性が向上する。

第４の発明によれば、制御回路によりスイッチの制御がなされるようになる。

第５の発明によれば、書込みモードに遷移した場合、スイッチを設けたことにより、所定のデコーダブロックにおけるＮウェル等の負荷容量に対してのみ、高電圧を充電することができるようになる。その結果、負荷容量が大幅に削減され、負荷容量に対する高電圧の充放電電荷が削減され、消費電力が削減されると共に、高電圧のセットアップ時間も短縮されるため、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間を短縮することができる。

第６の発明によれば、書込み／書込みベリファイ動作中に、常時、不揮発性半導体記憶装置内部で使用している最高電圧をＮウェル電圧入力端子に印加することにより、メモリセルゲート供給用電圧セットアップ時間のさらなる短縮及び無駄なＮウェル容量等の負荷容量の充放電電流がさらに削減できるため、高性能、低消費電力の不揮発性半導体記憶装置を実現できる。

第７の発明によれば、既存の最高電圧を発生する昇圧回路を利用することにより、外部高電圧加印加端子及び外部印加電圧制御回路が不要になるため、面積削減が可能となる。

第８の発明および第９の発明によれば、読出し動作時に第３の電圧よりも低い第４の電圧がＰＭＯＳトランジスタのＮウェルに対して印加される。このような既存の昇圧回路を用いた簡易な制御で、通常読出し動作において、ロウデコーダ部を構成するＰＭＯＳトランジスタのバックバイアス効果によるしきい値電圧上昇を抑えることができるため、電流駆動能力が向上し、高速読出しが可能となる。また、最高電圧を供給する昇圧回路を読出し動作時に停止することができ、読出し時の消費電力を大幅に削減可能となる。

第１０の発明によれば、ディスチャージ回路として動作する電圧降下回路および比較回路を設けたことにより、高昇圧電荷の引き抜きスピードが速くなるため、読出しセットアップ時間短縮が可能となる。

第１１および第１２の発明によれば、ロウデコード回路中のトランジスタが所謂トリプルウェル構造をとることにより、消去時にＷＬ線に負電圧を印加することが可能となり、メモリセルのディスターブ、エンデュランス特性等の信頼性が向上可能となる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の第１の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示す構成図であり、図１６と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

この第１の実施形態の特徴は、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）とレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）の二種類の電圧を入力として、スイッチ制御信号に応じて、この二種類の電圧から１つを選択して出力する単位スイッチＮ（自然数）個から構成される電圧切換スイッチ回路１７を備えたことである。この電圧切換スイッチ回路１７は、ストップ状態（ＳＴＯＰ）及び書込みベリファイ動作（ＰＶ）の場合には、スイッチ制御信号により、全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択し、書込み動作（Ｐｒｏｇｒａｍ）の場合には、所望の１つの単位スイッチのみ高昇圧出力電圧ＶＰＰＨを選択し、それ以外の単位スイッチは、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択する。このとき、電圧切換スイッチ回路１７の出力電圧であるワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮのそれぞれは、対応するデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮに供給される。

以上のように構成された本実施例の不揮発性半導体記憶装置について、以下、その動作を説明する。

書込み／書込みベリファイ動作に関して、ワード線ＷＬに供給される電圧系に絞ったタイミングチャートを図２に示す。先ず、ストップ状態（ＳＴＯＰ）では、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８及びレギュレータ回路９が全て停止状態になり、また、スイッチ制御信号により、電圧切換スイッチ回路１７の全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、ワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、電源電位ＶＣＣとなる。次に書込み（Ｐｒｏｇｒａｍ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７及び低電圧発生用昇圧回路８は動作状態になり、電源電位ＶＣＣから、それぞれ高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）及び低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）まで負荷容量を充電するが、このとき、電圧切換スイッチ回路１７において、所望の１つの単位スイッチのみ高昇圧出力電圧ＶＰＰＨを選択するため、高電圧発生用昇圧回路７から見える負荷容量が非常に小さく（従来比約１／Ｎ）なり、デコーダブロックＸＤＥＣ１の負荷容量に充電するセットアップ時間τｓ１（＜τｌ１）が著しく短縮される。続いて、書込み状態から書込みベリファイ（ＰＶ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７は、停止状態になり、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）が電源電位ＶＣＣに放電される。また、レギュレータ回路９は動作状態になり、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）を降圧したレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が、スイッチ制御信号により、電圧切換スイッチ回路１７の全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮに供給される。もし、このＰＶ動作で書込み完了と判定されなければ、次のＰｒｏｇｒａｍ動作及びＰＶ動作に遷移する。但し、２回目以降の書込みモードにおける高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）のセットアップ時間τｓ（＜τｌ）は、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）からの充電になるため、１回目のセットアップ時間τｓ１よりも若干短くなる（τｓ＜τｓ１）。以下、所望のメモリセルＭＣが全て書込み状態になるまで、上記書込み／書込みベリファイ動作を繰り返す。

以上のように第１の実施形態によれば、電圧切換スイッチ回路１７を設けたことにより、所定のデコーダブロックにおけるＮウェル等の負荷容量に対してのみ、高電圧を充電することができるようになるため、負荷容量が大幅に削減され、その結果、負荷容量に対する高電圧の充放電電荷が削減され、消費電力が削減されると共に、高電圧のセットアップ時間も短縮されるため、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間を短縮することができ、高性能な不揮発性半導体記憶装置を実現できる。また、昇圧回路を備えたことにより、単一電源での動作が可能になり、汎用性が向上し、さらにレギュレータ回路を設けたことにより、メモリセルゲート電圧を高精度に制御可能となるため、読出しディスターブ特性が向上し、メモリセルの高信頼性化が可能となる。

なお、本実施例の各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮを構成するＮウェルは、それぞれ独立であり、各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮ内のＮウェルは、１つでも、複数個に分割されていても良いが、各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮ内のＮウェル分割数は、少なければ少ないほど、デコーダブロック面積を削減可能となる。

なお、本実施例では、メモリセルアレイ１を構成するセクタＳ１〜ＳＮ数（Ｎ個）とデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮ数（Ｎ個）は、一致しているが、必ずしも一致している必要は無い。また、単位スイッチ数（Ｎ個）とデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮ数（Ｎ個）も、一致しているが、必ずしも一致している必要は無い。

図３は本発明の第２の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示す構成図であり、図１に示した第１の実施形態と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

この第２の実施形態の特徴は、ロウデコーダ２中のＰＭＯＳトランジスタを構成するＮウェルの電圧を、メモリセルに印加されるゲート電圧と独立に制御できるように、１つのＮウェル電位入力端子を設け、さらに高電圧発生用昇圧回路７の出力端子とを接続したことである。

図３に示すように、ロウデコーダ２にＮウェル電位入力端子が設けられ、そのＮウェル電位入力端子と高電圧発生用昇圧回路７の出力とが接続され、ロウデコーダ２は、図４に示すＮ（自然数）個のデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮから構成され、各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮは、Ｍ（自然数）個の単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）から構成され、各単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）には、Ｎウェル電位入力端子を介して、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨが入力される。各単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）は、図５に示すようにＮウェルノードＮＷの電圧Ｖｎｗｅｌｌをワード線供給用電圧Ｖｗｌ１と独立に制御できるようにされたレベルシフト回路１１７及びドライバー回路１８から構成される。

以上のように構成された本実施例の不揮発性半導体記憶装置について、以下、その動作を説明する。

書込み／書込みベリファイ動作に関して、ワード線ＷＬに供給される電圧系に絞ったタイミングチャートを図６に示す。先ず、ストップ状態（ＳＴＯＰ）では、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８及びレギュレータ回路９が全て停止状態になり、また、スイッチ制御信号により、電圧切換スイッチ回路１７の全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、ワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、電源電位ＶＣＣとなる。次に書込み（Ｐｒｏｇｒａｍ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７及び低電圧発生用昇圧回路８は動作状態になり、電源電位ＶＣＣから、それぞれ高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）及び低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）まで負荷容量を充電するが、このとき、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨが、Ｎウェル電位入力端子を介して、ロウデコーダ２の非常に大きなＮウェル負荷容量に充電され、同時に電圧切換スイッチ回路１７において選択された所望のデコーダブロックＸＤＥＣ１の負荷容量に充電される。この時、Ｎウェル及びデコーダブロックＸＤＥＣ１の負荷容量に充電するセットアップ時間は、τｍ１（τｓ１＜τｍ１＜τｌ１）となる。続いて、書込み状態から書込みベリファイ（ＰＶ）状態に遷移すると、レギュレータ回路９は動作状態になり、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）を降圧したレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）が、スイッチ制御信号により、電圧切換スイッチ回路１７の全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮに供給される。もし、このＰＶ動作で書込み完了と判定されなければ、次のＰｒｏｇｒａｍ動作及びＰＶ動作に遷移する。但し、２回目以降の書込みモードにおける高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）のセットアップ時間τｓｓ（＜τｓ＜τｌ）は、ロウデコーダ２のＮウェル負荷容量が既に高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）に充電されているため、所望のデコーダブロックＸＤＥＣ１の負荷容量のみの充電でよく、劇的に短縮される。以下、所望のメモリセルＭＣが全て書込み状態になるまで、上記書込み／書込みベリファイ動作を繰り返す。

以上のように第２の実施形態によれば、ロウデコーダ２中のＰＭＯＳトランジスタを構成するＮウェルの電圧を、メモリセルに印加されるゲート電圧と独立に制御できるようにＮウェル電位入力端子を設け、さらにそのＮウェル電位入力端子と高電圧発生用昇圧回路７の出力端子とを接続したことにより、書込み／書込みベリファイ動作中に、常時、不揮発性半導体記憶装置内部で使用している最高電圧をＮウェル電位入力端子に印加できるようになるため、一連の書込み／書込みベリファイサイクル中にロウデコーダ２のＮウェル負荷容量を充放電する必要がなくなるため、メモリセルゲート供給用電圧セットアップ時間のさらなる短縮及び無駄なＮウェル容量等の負荷容量の充放電電流が削減できるため、高性能、低消費電力の不揮発性半導体記憶装置を実現できる。また、既存の最高電圧を発生する昇圧回路を利用することにより、外部高電圧加印加端子及び外部印加電圧制御回路が不要になるため、回路面積削減が可能となる。

なお、非常に大きなＮウェルをロウデコーダ２に１つ設け、そのＮウェルにＰＭＯＳトランジスタを構成すると、Ｎウェルを分離する必要がなくなるため、回路面積削減が可能となる。

図７は本発明の第３の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示す構成図であり、図３に示した第２の実施形態と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

この第３の実施形態の特徴は、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨとレギュレータ出力電圧ＶＲＯの二種類の電圧を入力として、Ｎウェル制御信号に応じて、この二種類の電圧から１つを選択してＮウェル電位入力端子に供給するＮウェル電圧切換スイッチ１９を備えたことである。このＮウェル電圧切換スイッチ１９は、ストップ状態（ＳＴＯＰ）及び読出し（Ｒｅａｄ）動作の場合には、Ｎウェル制御信号に応じて、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択し、書込み（Ｐｒｏｇｒａｍ）／書込みベリファイ（ＰＶ）動作の場合には、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨを選択する。

以上のように構成された本実施例の不揮発性半導体記憶装置について、以下、その動作を説明する。

書込み／書込みベリファイ動作の場合には、Ｎウェル制御信号に応じて、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨがＮウェル電位入力端子に供給されるので、本発明の第２の実施形態と同様のため、ここでは、その説明は省略し、読み出し動作に関して説明する。読み出し動作では、読み出し対象セルのコントロールゲートに、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝４．５Ｖ）が印加され、同時に選択ビット線ＢＬには、１Ｖが印加される。また、共通ソース線ＳＬには、０Ｖが印加される。このとき、ビット線電位をセンスアンプ６にて検知増幅し、アドレス／データバッファ５を介して、読み出しデータＤＢを出力する。ここで、読み出し動作に関して、ワード線ＷＬに供給される電圧系に絞ったタイミングチャートを図８に示す。先ず、ストップ状態（ＳＴＯＰ）では、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８及びレギュレータ回路９が全て停止状態になり、また、Ｎウェル制御信号及びスイッチ制御信号により、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９及び電圧切換スイッチ回路１７の全ての単位スイッチがレギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌ及びワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、電源電位ＶＣＣとなる。次に読み出し（Ｒｅａｄ）状態に遷移すると、高電圧発生用昇圧回路７は停止状態のままだが、低電圧発生用昇圧回路８は動作状態になり、電源電位ＶＣＣから、低昇圧出力電圧ＶＰＰＬ（＝７Ｖ）まで負荷容量を充電する。この時、図２０に示すレギュレータ回路９も動作状態になり、モード制御信号ＲＤＢが非活性化され、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ２がオン状態になり、抵抗Ｒ１が無効になり、同時に、ストップモード信号が非活性化され、ストップモードバー信号が活性化されるため、スイッチ回路１３及びスイッチ回路１４は、それぞれ非導通、導通状態になり、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝４．５Ｖ）がＮウェル電圧切換スイッチ１９及び電圧切換スイッチ回路１７に供給される。続いて、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、Ｎウェル制御信号により、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択し、電圧切換スイッチ回路１７も、スイッチ制御信号により、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択するため、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌ及びワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮは、全てレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝４．５Ｖ）に充電される。このため、図５に示す単位デコーダを構成するＰＭＯＳトランジスタＭｐ３、Ｍｐ４、Ｍｐ５のソース電位とＮウェル電位が同電位となるため、基板バイアス効果によるしきい値電圧上昇が発生しない。

以上のように第３の実施形態によれば、Ｎウェル制御信号に応じて、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨとレギュレータ出力電圧ＶＲＯの二種類の電圧から１つを選択してＮウェル電位入力端子に供給するＮウェル電圧切換スイッチ１９を設けたことにより、第２の実施形態と同様の効果である、一連の書込み／書込みベリファイサイクルにおけるメモリセルゲート供給用電圧セットアップ時間の短縮及び無駄なＮウェル容量等の負荷容量充放電電流を削減しつつ、既存のレギュレータ回路９を用いた簡易な制御で、読み出し動作において、単位デコーダを構成するＰＭＯＳトランジスタのバックバイアス効果によるしきい値電圧上昇を抑えることができるため、電流駆動能力が向上し、高速読出しが可能となる。また、最高電圧を供給する昇圧回路を読み出し動作時に停止することができ、読み出し時の消費電力を大幅に削減可能となる。

図９は本発明の第４の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示す構成図であり、図７に示した第３の実施形態と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

この第４の実施形態の特徴は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮに応じて、レギュレータ出力電圧ＶＲＯとＮウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌを比較しつつ、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨからレギュレータ出力電圧ＶＲＯまでディスチャージされると、ディスチャージ動作を停止し、ディスチャージ判定信号ＲＤＹを制御回路１１に出力するディスチャージ回路２０を備えたことである。

図９に示すように、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、制御回路１１から出力されるＮウェル制御信号ＮＷ［１：０］に応じて、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ選択、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ選択、及び、いずれも選択しない非選択状態（ＨｉＺ）と、三つの状態に切換えられる。具体的には、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、Ｎウェル制御信号ＮＷ［１：０］が０ｈの時には、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨを選択し、１ｈの時には、非選択状態（ＨｉＺ）になり、２ｈの時には、レギュレータ出力電圧ＶＲＯを選択する。

また、ディスチャージ回路２０の具体的な構成としては、図１０に示すように、主要部は、カレントミラー部２１、電圧検知比較部２２、検知結果増幅部２３及びディスチャージ部２４で構成される。カレントミラー部２１は、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１４、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ６、及び抵抗Ｒ４で構成され、ゲート端子とドレイン端子とが接続されたＮＭＯＳトランジスタＭｎ１４のソース端子が接地電位ＶＳＳに固定され、ミラーゲート電位Ｖｇｍを出力し、そのドレイン端子が抵抗Ｒ４の一端と接続され、その抵抗Ｒ４の他端がＰＭＯＳトランジスタＭｐ６のドレイン端子と接続され、ソース端子及び基板端子が電源電位ＶＣＣに固定され、ゲート端子には、ディスチャージ制御信号ＤＥＮの反転信号が入力されている。このように、カレントミラー部２１は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが活性化状態の時、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ６が導通し、電流１０ｕＡを流すカレントミラー回路として動作し、ゲート電位Ｖｇｍを電圧検知比較部２２、ディスチャージ部２４に出力し、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが非活性化状態の時は、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ６が非導通となり、ＤＣ電流パスを遮断する。電圧検知比較部２２は、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１４とレシオが等しいＮＭＯＳトランジスタＭｎ１５、Ｍｎ１６及びＰＭＯＳトランジスタＭｐ７、Ｍｐ８で構成され、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１５、Ｍｎ１６のゲート端子には、ミラーゲート電位Ｖｇｍが入力され、ソース端子は接地電位ＶＳＳに固定され、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１５のドレイン端子は、ゲート端子とドレイン端子が接続されたＰＭＯＳトランジスタＭｐ７のドレイン端子と接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ７のソース端子及び基板端子には、レギュレータ出力電圧ＶＲＯが入力され、そのゲート端子はＰＭＯＳトランジスタＭｐ８のゲート端子と接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ８のソース端子及び基板端子には、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが入力され、ドレイン端子は、検知電圧ＶＯを出力し、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１６のドレイン端子と接続される。このように、電圧検知比較部２２は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが活性時には、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌをレギュレータ出力電圧ＶＲＯと比較して、もし、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌがレギュレータ出力電圧ＶＲＯよりも高ければ、検知電圧ＶＯとして、ハイレベルを出力し、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌがレギュレータ出力電圧ＶＲＯよりも低ければ、ローレベルを出力する。この時、カレントミラーされたＮＭＯＳトランジスタＭｎ１５、Ｍｎ１６に流れる電流は、共に１０ｕＡである。検知結果増幅部２３は、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１７、Ｍｎ１８及びＰＭＯＳトランジスタＭｐ９、Ｍｐ１０から構成される２入力ＮＯＲ回路と、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１９とＰＭＯＳトランジスタＭｐ１１から構成されるインバータからなる。ＮＯＲ回路は、電源として、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが入力され、検知電圧ＶＯ、及び、ディスチャージ制御信号ＤＥＮの反転信号を、レベルシフト回路２５により、電源電圧振幅からＮウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌ振幅にレベルシフトされたディスチャージ制御バー信号ＤＥＮＢが入力され、ＮＯＲ出力電圧ＶＯ１を出力する。Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌを電源とするインバータ回路は、ＮＯＲ出力電圧ＶＯ１を反転し、検知結果増幅出力電圧ＶＯ２を出力する。このように、検知結果増幅部２３は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが活性化されると、ディスチャージ制御バー信号ＤＥＮＢがローレベルとなり、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ１０が導通となり、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１８が非導通となるので、インバータの２段増幅回路として動作し、検知電圧ＶＯを増幅して、検知結果増幅出力電圧ＶＯ２を出力する。一方、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが非活性化されると、ディスチャージ制御バー信号ＤＥＮＢがハイレベルとなり、その結果、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ１０が非導通となり、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１８が導通となるので、ＤＣ電流パスが遮断される。ディスチャージ部２４は、直列に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭｎ２０、Ｍｎ２１から構成され、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２０のゲート端子及びソース端子には、それぞれミラーゲート電位Ｖｇｍ及び接地電位ＶＳＳが入力され、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２１のゲート端子及びドレイン端子には、それぞれ検知結果増幅出力電圧ＶＯ２及びＮウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが入力される。このように、ディスチャージ部２４は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮ活性時において、検知結果増幅出力電圧ＶＯ２がハイレベルの場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２０、Ｍｎ２１が導通状態になり、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２０が、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１４の５０倍のレシオを持つとすると、５００ｕＡのカレントミラーされたＤＣ電流により、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが放電され、検知結果増幅出力電圧ＶＯ２がローレベルの場合には、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２１が非導通状態になるため、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌの放電動作が停止する。ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２２は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮ が非活性状態である停止時に、カレントミラー部２１、電圧検知比較部２２、及びディスチャージ部２４のＤＣ電流パスを遮断するために設けられ、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２２のゲート端子には、ディスチャージ制御信号ＤＥＮの反転信号が入力され、ソース端子は接地電位ＶＳＳに固定され、ドレイン端子は、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ１４〜Ｍｎ１６、Ｍｎ２０のゲート端子と接続される。従って、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが活性状態の時には、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２２は、非導通状態になり、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが非活性状態の時には、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２２は、導通状態になり、ミラーゲート電位Ｖｇｍは、接地電位ＶＳＳに固定され、カレントミラー部２１、電圧検知比較部２２、及びディスチャージ部２４のＤＣ電流パスを遮断する。また、ディスチャージ回路２０は、検知結果増幅出力電圧ＶＯ２の反転増幅されたディスチャージ判定信号ＲＤＹを出力する。図１１は、図１０のレベルシフト回路２５の具体的な回路構成であり、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ２３、Ｍｎ２４、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ１２、Ｍｐ１３及びインバータゲートＧ３から構成されており、入力端子ＩＮにハイレベルが入力されると、電圧供給端子ＳＵＰＰＬＹに入力されている電圧レベルが出力端子ＯＵＴに出力され、入力端子ＩＮにローレベルが入力されると、接地電位ＶＳＳレベルが出力端子ＯＵＴに出力される。このように、ディスチャージ回路２０は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが非活性状態の場合には、停止状態になり、ディスチャージ判定信号ＲＤＹは、ローレベルとなり、ディスチャージ制御信号ＤＥＮが活性状態の場合で、かつＮウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌがレギュレータ出力電圧ＶＲＯよりも高い場合には、約５１０ｕＡの電流で、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌが放電されていき、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌがレギュレータ出力電圧ＶＲＯよりも低くなった時、放電動作を停止し、ディスチャージ判定信号ＲＤＹは、ハイレベルとなる。

以上のように構成された本実施例の不揮発性半導体記憶装置について、以下、その動作を説明する。

書込みベリファイ（ＰＶ）動作から読出し（Ｒｅａｄ）動作に遷移する場合において、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌのディスチャージ動作を説明するタイミングチャートを図１２に示す。先ず、書込みベリファイ状態（ＰＶ）では、高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８及びレギュレータ回路９が全て動作状態になり、かつ制御回路１１がＮウェル制御信号ＮＷ［１：０］として０ｈを出力するため、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（＝１０Ｖ）を選択するので、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌは、１０Ｖとなる。この時、モード制御信号ＲＤＢはハイレベルとなるので、レギュレータ回路９は、ＶＲＯ＝５．５Ｖを出力する。一方、ディスチャージ制御信号ＤＥＮは、ローレベルのままであるので、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌのディスチャージ動作は行われず、ディスチャージ判定信号ＲＤＹもローレベルのままとなる。従って、書込みベリファイ（ＰＶ）動作は、本発明の第３の実施形態と同様な動作を行うため、ここでは、その説明は、省略する。次に、書込みベリファイが全てパスし、書込みベリファイ（ＰＶ）状態から読出しレディ（Ｒｅａｄ＿Ｒｅａｄｙ）状態に遷移すると、先ず、高電圧発生用昇圧回路７が停止状態になり、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ（１０Ｖ）は、電源電位ＶＣＣに放電され、制御回路１１がＮウェル制御信号ＮＷ［１：０］として１ｈを出力するため、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、非選択状態（ＨｉＺ）となる。この時、モード制御信号ＲＤＢはローレベルとなるので、レギュレータ回路９は、ＶＲＯ＝４．５Ｖを出力する。一方、ディスチャージ制御信号ＤＥＮは、ハイレベルとなり、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌ（＝１０Ｖ）がレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝５．５Ｖ）よりも高いため、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌがレギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝４．５Ｖ）まで放電され、放電完了後、ディスチャージ判定信号ＲＤＹがハイレベルとなり、このディスチャージ判定信号ＲＤＹを受けた制御回路１１は、ディスチャージ制御信号ＤＥＮをローレベルにするため、ディスチャージ回路２０は停止状態になり、ディスチャージ判定信号ＲＤＹがローレベルになる。このディスチャージ判定信号ＲＤＹの立ち下りをトリガーとして、制御回路１１は、Ｎウェル制御信号ＮＷ［１：０］として２ｈを出力するため、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９は、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝４．５Ｖ）を選択するので、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌとして、安定した電圧（４．５Ｖ）が供給され、読出しレディ（Ｒｅａｄ＿Ｒｅａｄｙ）状態から読出し（Ｒｅａｄ）動作に遷移する。ここで、本読出し（Ｒｅａｄ）動作は、本発明の第３の実施形態と同様な動作を行うため、ここでは、その説明は、省略する。

以上のように第４の実施形態によれば、第３の実施形態と同様の効果を実現し、さらに、ディスチャージ制御信号ＤＥＮに応じて、レギュレータ出力電圧ＶＲＯとＮウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌを比較しつつ、Ｎウェルノードの電圧Ｖｎｗｅｌｌを、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨからレギュレータ出力電圧ＶＲＯまでディスチャージするディスチャージ回路２０を設けたことにより、高昇圧電荷の引き抜きスピードが速くなるため、読出しセットアップ時間短縮が可能となる。

図１３は本発明の第５の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示す構成図であり、図７と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明は省略し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

この第５の実施形態の特徴は、ロウデコーダ２を構成する各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮが、Ｎウェル中の複数のＰＭＯＳトランジスタと、そのＮウェル中に設けられたＰウェル中の複数のＮＭＯＳトランジスタとで構成されていることである。つまり、トリプルウェル構造のロウデコーダ２を採用していることである。

図１３に示すように、図外の負電圧発生用昇圧回路または負電圧外部印加端子等から負電圧入力端子に入力された負電圧ＶＮＧ（＝−８Ｖ）と、接地電位ＶＳＳの二種類の電圧を入力として、負電圧制御信号に応じて、この二種類の電圧から１つを選択して出力する単位スイッチＮ（自然数）個から構成される負電圧切換スイッチ回路２６が設けられ、この負電圧切換スイッチ回路２６は、消去動作の場合には、負電圧制御信号により、所望の１つの単位スイッチのみ負電圧ＶＮＧを選択し、それ以外の単位スイッチは、接地電位ＶＳＳを選択し、その他の動作状態の場合には、負電圧制御信号により、全ての単位スイッチが接地電位ＶＳＳを選択する。この時、負電圧切換スイッチ回路２６の出力電圧である非選択ワード線電圧ＶＮＧ１〜ＶＮＧＮのそれぞれは、対応するデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮに供給される。ロウデコーダ２は、図１４に示す各単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）から構成され、各単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）には、非選択ワード線電圧ＶＮＧＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）が入力される。各単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）は、図１５に示すようにトリプルウェル構造で、Ｎウェルが共通なＮＭＯＳトランジスタＭｎ２５〜Ｍｎ２７、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ３〜Ｍｐ５、及びインバータゲートＧ２とで構成され、レベルシフト回路２７は、図５のレベルシフト回路１１７をトリプルウェル構造にしたものであり、ドライバー回路２８は、図５のドライバー回路１８をトリプルウェル構造にし、かつ、接地電位ＶＳＳを非選択ワード線電圧ＶＮＧ１に変更したものである。従って、ワード線ＷＬに負電圧を印加する消去動作時には、負電圧制御信号により、負電圧切換スイッチ回路２６は、所望の非選択ワード線電圧ＶＮＧ１のみ、負電圧ＶＮＧ（＝−８Ｖ）を供給し、それ以外の非選択ワード線電圧ＶＮＧ２〜ＶＮＧＮには、接地電位ＶＳＳを供給するので、全単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）は、非選択状態にされ、非選択ワード線電圧ＶＮＧ１（＝−８Ｖ）、ＶＮＧ２〜ＶＮＧＮ（＝０Ｖ）が対応するセクタＳＸ（Ｘ＝１〜Ｎ）の各ワード線ＷＬに接続されるメモリセルＭＣのコントロールゲートに印加される。

以上のように構成された本実施例の不揮発性半導体記憶装置について、以下、その動作を説明する。

データの消去動作では、消去セクタＳ１のアドレスＡＤ入力に応じて選択されたセクタＳ１のメモリセルＭＣのコントロールゲートには、ワード線ＷＬ電圧として、非選択ワード線電圧ＶＮＧ１（＝−８Ｖ）が印加され、他のセクタＳ２〜ＳＮのワード線ＷＬには、０Ｖが印加される。このとき、全ビット線ＢＬには、５Ｖが印加され、共通ソース線ＳＬは、ハイインピーダンスとなる。その結果、負電圧が印加されたワード線ＷＬに接続され、かつビット線ＢＬを通じてドレイン端子に５Ｖが印加されるセクタＳ１の全メモリセルＭＣの消去が行われ、フローティングゲートから電子が引き抜かれ、メモリセルＭＣのしきい値が負方向に下降する。電源回路及びロウデコーダ２の具体的な動作としては、図１３に示す高電圧発生用昇圧回路７、低電圧発生用昇圧回路８、及びレギュレータ回路９は、全て停止状態となり、高昇圧出力電圧ＶＰＰＨ及びレギュレータ出力電圧ＶＲＯは、共に電源電位ＶＣＣとなり、電圧切換スイッチ回路１７及びＮウェル電圧切換スイッチ１９に供給される。続いて、電圧切換スイッチ回路１７では、制御回路１１から供給されるスイッチ制御信号により、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝ＶＣＣ）が選択され、ロウデコーダ２の全てのデコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮにワード線供給用電圧Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮとして供給される。同時に、Ｎウェル電圧切換スイッチ１９では、制御回路１１から供給されるＮウェル制御信号により、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝ＶＣＣ）が選択され、ロウデコーダ２のＮウェル電位入力端子には、レギュレータ出力電圧ＶＲＯ（＝ＶＣＣ）が印加される。この時、負電圧制御信号により、負電圧切換スイッチ回路２６は、所望の非選択ワード線電圧ＶＮＧ１のみ、負電圧ＶＮＧ（＝−８Ｖ）を供給し、それ以外の非選択ワード線電圧ＶＮＧ２〜ＶＮＧＮには、接地電位ＶＳＳを供給するので、全単位デコーダＵ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ）は、非選択状態にされ、非選択ワード線電圧ＶＮＧ１（＝−８Ｖ）と非選択ワード線電圧ＶＮＧ２〜ＶＮＧＮ（＝０Ｖ）は、それぞれ、セクタＳ１及び、対応するセクタＳ２〜ＳＮの各ワード線ＷＬに接続されるメモリセルＭＣのコントロールゲートに印加され、セクタＳ１の全メモリセルＭＣが消去される。

以上のように第５の実施形態によれば、第３の実施形態と同様の効果を実現し、さらに、ロウデコーダ２を構成する各デコーダブロックＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮが、Ｎウェル中の複数のＰＭＯＳトランジスタと、そのＮウェル中に設けられたＰウェル中の複数のＮＭＯＳトランジスタとで構成（トリプルウェル構造）されることにより、消去時にワード線ＷＬに負電圧を印加することが可能となり、正電圧のみを用いて消去する場合よりも、メモリセルＭＣのディスターブ、エンデュランス特性等の信頼性向上が可能となる。

なお、本実施例では、メモリセルアレイ１を構成するセクタＳ１〜ＳＮ数（Ｎ個）と非選択ワード線電圧ＶＮＧ１〜ＶＮＧＮの数（Ｎ個）は、一致しているが、必ずしも一致している必要は無い。

なお、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

本発明に係る不揮発性半導体記憶装置は、消費電力を削減しつつ、書込み／書込みベリファイ動作の所要時間を短縮することができる効果を有し、複数のメモリセルがマトリクス状に配置され、複数のセクタに分割されたメモリセルアレイを有する不揮発性半導体記憶装置等として有用である。

本発明の第１の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 本発明の第１の実施形態における書込み及び書込みベリファイ動作を示すタイミング図 本発明の第２の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 本発明の第２、第３、第４の実施形態におけるロウデコーダの構成の一例を示すブロック図 本発明の第２、第３、第４の実施形態における単位デコーダの構成を示す回路図 本発明の第２の実施形態における書込み及び書込みベリファイ動作を示すタイミング図 本発明の第３の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態における読出し動作を示すタイミング図 本発明の第４の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態におけるディスチャージ回路の構成の一例を示す回路図 本発明の第４の実施形態におけるレベルシフト回路 本発明の第４の実施形態における書込みベリファイ及び読出し動作を示すタイミング図 本発明の第５の実施形態における不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 本発明の第５の実施形態におけるロウデコーダの構成の一例を示すブロック図 本発明の第５の実施形態における単位デコーダの構成を示す回路図 従来の不揮発性半導体記憶装置の構成を示すブロック図 フローティングゲート型メモリセルアレイを示す等価回路図 高電圧発生用昇圧回路の構成を示す回路図 低電圧発生用昇圧回路の構成を示す回路図 レギュレータ回路の構成を示す回路図 従来、及び本発明の第１の実施例における単位デコーダの構成を示す回路図 従来の不揮発性半導体記憶装置における書込み及び書込みベリファイ動作を示すタイミング図

符号の説明

１ メモリセルアレイ
２ ロウデコーダ
３ カラムデコーダ
４ カラムゲート
５ アドレス／データバッファ
６ センスアンプ
７ 高電圧発生用昇圧回路
８ 低電圧発生用昇圧回路
９ レギュレータ回路
１０、１７ 電圧切換スイッチ回路
１１ 制御回路
１２〜１４ スイッチ回路
１５、１１７、２５、２７ レベルシフト回路
１６、１８、２８ ドライバー回路
１９ Ｎウェル電圧切換スイッチ
２０ ディスチャージ回路
２１ カレントミラー部
２２ 電圧検知比較部
２３ 検知結果増幅部
２４ ディスチャージ部
２６ 負電圧切換スイッチ回路
Ｓ１〜ＳＮ セクタ
ＭＣ メモリセル
ＢＬ ビット線
ＳＬ 共通ソース線
ＷＬ ワード線
ＸＤＥＣ１〜ＸＤＥＣＮ デコーダブロック
ＡＤ アドレス
ＤＢ データ
ＶＰＰＬ 低昇圧出力電圧
ＶＰＰＨ 高昇圧出力電圧
ＶＲＯ レギュレータ出力電圧
Ｖｗｌ１〜ＶｗｌＮ ワード線供給用電圧
ＭＤ モード信号
ＣＥＢ チップイネーブル信号
ＷＥＢ 書込みイネーブル信号
ＯＥＢ 出力イネーブル信号
Ｍｎ１〜Ｍｎ６、Ｍｎ１０〜Ｍｎ２７ ＮＭＯＳトランジスタ
ＶＣＣ 電源電位
ＶＳＳ 接地電位
Ｃｏ 平滑容量
Ｄｚｈ、Ｄｚｌ ツェナーダイオード
ＣＭＰ コンパレータ
Ｍｐ１〜Ｍｐ１３ ＰＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
ＶＦＢ フィードバック電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
ＮＲ、Ｎ１、Ｎ２ ノード
ＲＤＢ モード制御信号
ＡＤＲ 行アドレス
Ｇ１ ＮＡＮＤゲート
Ｇ２、Ｇ３ インバータゲート
ＮＷ Ｎウェルノード
τｌ１、τｌ、τｓ１、τｓ、τｍ１、τｓｓ セットアップ時間
Ｕ１Ｘ〜ＵＭＸ（Ｘ＝１、２、・・・、Ｎ） 単位デコーダ
Ｖｎｗｅｌｌ Ｎウェルノードの電圧
ＤＥＮ ディスチャージ制御信号
ＲＤＹ ディスチャージ判定信号
ＮＷ［１：０］ Ｎウェル制御信号
Ｖｇｍ ミラーゲート電位
ＶＯ 検知電圧
ＤＥＮＢ ディスチャージ制御バー信号
ＶＯ１ ＮＡＮＤ出力電圧
ＶＯ２ 検知結果増幅出力電圧
ＩＮ 入力端子
ＳＵＰＰＬＹ 電圧供給端子
ＯＵＴ 出力端子
ＶＮＧ 負電圧
ＶＮＧ１〜ＶＮＧＮ 非選択ワード線電圧

Claims (6)

1. 複数のメモリセルがマトリクス状に配置され、複数のセクタに分割されるメモリセルアレイと、
   前記メモリセルアレイの各前記セクタに対応するように設けられ、外部から入力してくるアドレス信号に基づいて、対応する前記セクタに含まれるメモリセルを選択する複数のロウデコード回路と、
   電源電圧を昇圧することにより複数種類の電圧を生成する少なくとも１つ以上の昇圧回路と、
   複数の前記ロウデコード回路に対応するように設けられ、前記複数種類の電圧のうちいずれかの電圧を、対応する前記ロウデコード回路に対してそれぞれが独立に切換えて出力できる複数のスイッチと、
   対応する前記ロウデコード回路に対して出力する電圧を切換える各前記スイッチを制御するためのスイッチ制御信号を生成する制御回路と、
   前記複数種類の電圧のうちいずれかの電圧を、前記ロウデコード回路のＮウェルに供給するためのＮウェル入力端子とを備え、
   前記メモリセルにデータを書き込む前に、前記Ｎウェル入力端子に対して前記複数種類の電圧のうち最も大きい第１の電圧が印加され、一連の書込み／書込みベリファイ動作中は当該第１の電圧が印加された電圧状態を保持することを特徴とする、不揮発性半導体記憶装置。
2. 前記Ｎウェル入力端子に出力する電圧を切換えるＮウェル電圧切り替えスイッチと、
   前記第１の電圧と、当該第１の電圧よりも小さな第２の電圧とを切換えて前記Ｎウェル電圧切り替えスイッチに出力させるスイッチ制御回路とをさらに備える、請求項１に記載の不揮発性半導体記憶装置。
3. 前記スイッチ制御回路は、データを書き込む前には、前記第１の電圧を前記Ｎウェル入力端子に印加するように前記Ｎウェル電圧切り替えスイッチを制御し、データを読み出す際には、前記第２の電圧を当該Ｎウェル入力端子に印加するように当該Ｎウェル電圧切り替えスイッチを制御することを特徴とする、請求項２に記載の不揮発性半導体記憶装置。
4. 前記第２の電圧を印加するように前記スイッチ制御回路が前記Ｎウェル電圧切り替えスイッチを切換えるときに、前記Ｎウェル入力端子の電圧を降下させる電圧降下回路と、
   前記電圧降下回路が降下させた前記Ｎウェル入力端子の電圧と前記第２の電圧とを比較する比較回路とを備え、
   前記スイッチ制御回路は、前記電圧降下回路が降下させた前記Ｎウェル入力端子の電圧と前記第２の電圧とが等しくなったと前記比較回路が判定した場合に、前記第２の電圧を前記Ｎウェル入力端子に印加するように前記Ｎウェル電圧切り替えスイッチを制御することを特徴とする、請求項３に記載の不揮発性半導体記憶装置。
5. 前記ロウデコーダは、
   Ｎウェル中に形成された複数のＰＭＯＳトランジスタと、
   前記Ｎウェル中に形成されたＰウェル中に形成された複数のＮＭＯＳトランジスタとを含む、請求項１に記載の不揮発性半導体記憶装置。
6. 前記昇圧回路が生成した複数の電圧に含まれる少なくとも１つの負電圧または接地電圧のうちのいずれかの電圧を、前記ロウデコード回路を介して前記メモリセルのコントロールゲートに印加するための負電圧入力端子とを備え、
   前記メモリセルを消去する際に、前記負電圧入力端子に対して負電圧を印加するように前記制御回路により前記昇圧回路を制御することを特徴とする、請求項５に記載の不揮発性半導体記憶装置。

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